CONVERTOARE TENSIUNE-CURENT -...

Experimentări

29

LUCRARE DE LABORATOR CCSM-05

CONVERTOARE TENSIUNE-CURENT

1. SCOPUL LUCRĂRII

Scopul prezentei lucrări de laborator este studierea şi testarea convertoarelor tensiune-curent, în curent continuu şi în curent alternativ. Lucrarea cuprinde aspecte referitoare la utilizarea, clasificarea, principiile de funcţionare, proiectarea şi realizarea convertoarelor tensiune-curent.

2. GENERALITĂŢI

Convertoarele tensiune-curent sunt blocuri funcţionale uzuale în structura aparatelor electronice de măsură şi control. Astfel de convertoare se utilizează la realizarea convertoarelor tensiune-frecvenţă, a generatoarelor de tensiune liniar variabilă controlate în tensiune, a convertoarelor analog-numerice şi la transmiterea semnalelor pe linii lungi sau pe sarcini inductive. O aplicaţie tipică a convertoarelor tensiune-curent este aceea de bloc de ieşire pentru aparatele destinate sistemelor de măsurare şi/sau automatizare care lucrează cu curenţi unificaţi (4...20 mA etc.).

Convertoarele tensiune-curent pot fi realizate şi cu ieşiri multiple. Acestea sunt utilizate la realizarea convertoarelor numeric-analogice cu generatoare de curenţi ponderaţi. În aceste caz, curenţii de ieşire sunt proporţionali cu puterile cifrei doi, iar numărul de ieşiri este egal cu numărului de biţi ai convertorului.

Convertoarele tensiune-curent pot genera curenţi unidirecţionali (de o singură polaritate) sau bidirecţionali (de ambele polarităţi).

Convertoarele tensiune-curent unidirecţionale provin din generatoarele de curent constant cu tranzistor bipolar sau cu efect de câmp, tensiunea de referinţă fiind înlocuită cu o tensiune de comandă variabilă.

Cel mai simplu convertor tensiune-curent bidirecţional, pentru sarcini flotante, se poate obţine conectând impedanţa de sarcină în locul rezistenţei de reacţie intrare-ieşire a unui amplificator operaţional în montaj inversor.

Circuite de condiţionare a semnalelor de măsurare – Experimentări şi proiectare

30

Schemele de convertoare tensiune-curent diferă şi în funcţie de modul cum se conectează rezistenţa de sarcină. Din acest punct de vedere, rezistenţa de sarcină poate fi flotantă sau poate avea în mod obligatoriu o bornă conectată la masă.

În ceea ce priveşte intrarea, convertoarele tensiune-curent pot avea intrare simplă (o singură bornă de semnal, a două fiind în mod obligatoriu masa) sau intrare diferenţială (cu două borne de semnal şi una de masă), caz în care tensiunea de comandă poate fi şi flotantă.

Parametrul esenţial pentru un convertor tensiune-curent este, ca la orice sursă de curent, rezistenţa echivalentă de ieşire, deoarece se manifestă ca o rezistenţă fizică conectată în paralel cu sarcina. Acest parametru poate fi uneori mai greu de realizat la un nivel performant, decât precizia sau stabilitatea.

Convertoarele tensiune-curent pentru sarcini cu o bornă la masă şi tensiune de intrare flotantă se realizează plecând de la configuraţiile cunoscute de amplificatoare diferenţiale. Aceste tipuri de convertoare au performanţe mai slabe decât cele unidirecţionale pentru că sunt afectate de tensiunile de mod comun şi de imposibilitatea împerecherii perfecte a rezistenţelor din reţeaua de reacţie, fapt ce se reflectă în reducerea rezistenţei de ieşire a convertorului. De exemplu, un convertor tensiune-curent unidirecţional poate avea o rezistenţă de ieşire cu valoarea tipică de 109 Ω, pe când unul bidirecţional doar de 105…106 Ω.

3. SCHEMA ELECTRICĂ A CONVERTORULUI TENSIUNE-CURENT

Convertorul tensiune-curent studiat în continuare este un convertor bidirecţional

cu intrare diferenţială şi sarcină conectată la masă (sau alt potenţial, fără depăşirea gamei dinamice a tensiunii de ieşire), conform Fig.1.

Convertorul tensiune-curent este realizat cu amplificatorul operaţional U3 şi rezistenţele aferente (R1...R5). Repetoarele de tensiune U1 şi U2 au numai rolul de a asigura o impedanţă mare de intrare. Ele pot lipsi dacă sursa de semnal de intrare are o impedanţă de ieşire suficient de mică, comparativ cu impedanţa de intrare a convertorului tensiune-curent.

Analizând schema electrică din F1g.1, se poate uşor observa că acest tip de convertor tensiune-curent provine dintr-un amplificator diferenţial.

Valorile rezistenţelor sunt următoarele: • R1 = R2 = R3 = R4 = 100 kΩ ± 0,25%; R5 = 200 Ω ± 0,25%.

Experimentări

31

+

-

+

-

+

-

vi

R1

U3∞

R2

R4i0

R5

vi1

vi2R3

ZL

v0

U1∞

U2∞

OUT

IN−

IN+

GND

Fig.1. Schema electrică a convertorului tensiune-curent.

Neglijând erorile statice ale amplificatoarelor operaţionale, din condiţia de

echipotenţialitate a intrărilor amplificatorului U3 (v+ = v−) şi considerând pentru simplificarea calculelor vi1 = 0, se obţine expresie a caracteristicii de transfer:

( )( ) 5

0

431

54132

1

2

5

i0 R

vRRR

RRRRRRR

Rvi ⋅

++−

+⋅−= . (1)

Dacă se impun condiţiile:

31 RR = şi 542 RRR += ; (2) expresia funcţiei de transfer capătă forma finală:

1

2

5

i2i1

1

2

5

i0 R

RR

vvRR

Rvi ⋅

−−=⋅−= . (3)

Pentru determinarea rezistenţei de ieşire a convertorului tensiune-curent, în Fig.1 se consideră vi1 = vi2 = vi = 0, iar la ieşire se consideră aplicată o sursă de tensiune de test cu valoarea VL, datorită căreia va apare un curent de sens contrar lui i0, notat cu I0. Calculele necesare pentru determinarea relaţiei dintre I0 şi VL sunt aceleaşi şi se obţine o expresie de aceeaşi formă cu (1). Ca urmare, cu observaţiile de mai sus, dacă în (1) se face vi = 0, se obţine expresia rezistenţei de ieşire:

( )( ) 5

32541

431

0

L0 R

RRRRRRRR

IVR

−++

=−= . (4)

Se observă că rezistenţa de ieşire depinde de îndeplinirea condiţiilor precizate prin (2), adică de abaterea rezistenţelor de la valoarea calculată. Dacă se consideră:

( ) ( )

;

; ;

54321

3

4

1

2

RRRRRR

kRRk

RR

>>====

δ+=δ−= (5)


32

(4) devine: ( )

( ) ( )[ ] δ=

δ−−δ++

≅ 55

31

4310

RRkkRR

RRRR . (6)

unde δ este abaterea raportului k de la valoarea calculată. Valoarea lui abaterii δ poate fi exprimată funcţie de eroarea rezistenţelor:

R550 2

12

2 ε

=∆

≅⇒∆

=δ⇒δ+=∆−∆+ R

RRRR

RRk

RRRR , (7)

unde ∆R este eroarea absolută, iar εR eroarea relativă a rezistenţelor.

4. PROBLEME TEORETICE ŞI EXPERIMENTALE

4.1. Se deduc, efectuând toate operaţiile, (3) şi (7) şi se calculează valorile lor numerice.

4.2. Considerând că tensiunea de intrare nominală este Vin = 1 V şi că tensiunea maximă de ieşire a amplificatorului operaţional U3 = 10V se calculează valoarea maximă a rezistenţei de sarcină.

4.3. Se calculează valorile componentelor schemei din Fig.0, astfel încât să se obţină un convertor tensiune-curent cu următoarele caracteristici: • tensiunea diferenţială de intrare: 0...10 V; • curentul de ieşire: 0...10 mA; • rezistenţa de sarcină: max. 1 kΩ; • tensiunea de ieşire a amplificatorului U3 = max. 11 V; • rezistenţa echivalentă la intrările U3: max. 10 kΩ.

4.4. Determinarea erorii de neliniaritate în curent continuu: • se conectează o intrare la masă, la cealaltă intrare se aplică o tensiune continuă

– vi cu valorile vik = (0, 0,25, 0,5, 0,75, 1)Vin (k = 1...5) şi se măsoară valorile corespunzătoare ale curentului de ieşire – i0k;

• se calculează admitanţa de transfer – J21 în punctul (vi5 = Vin, i03) cu relaţia:

i5

0521 v

iJ = ; (8)

• se calculează valorile curentului de ieşire de pe caracteristica ideală de transfer (în sensul de liniară):

Experimentări

33

ik21k0 vJi =o ; (9)

• se calculează eroarea absolută: ok0k0k0 iii −=∆ ; (10)

• se selectează eroarea absolută maximă şi se calculează eroarea de neliniaritate:

[ ]%1000max

0maxn oi

i∆=ε ; (11)

• datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului de mai jos.

Tabel 1/2. Date experimentale convertor tensiune-curent

vi i0 o0i ∆i0 εn

vi1 i01 o01i ∆i01

: : : : vi5 i05 o

05i ∆i05

∆i0max = ?

εn = ?

4.5. Determinarea erorii de neliniaritate în curent alternativ:

• se repetă operaţiile de la pct.4.4 pentru curent alternativ, calculându-se în prealabil valoarea efectivă nominală a tensiuni de intrare – Vin, astfel ca valoarea de vârf a curentului de ieşire să nu depăşească valoarea de 5 mA.

• datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului de mai sus.

4.6. Se compară datele experimentale obţinute în curent alternativ cu cele obţinute în curent continuu şi se precizează cauzele diferenţelor dintre ele.

4.7. Determinarea rezistenţei de ieşire: • se conectează ambele intrări la masă, se aplică la ieşire o tensiune alternativă –

VL cu valoarea vârf-vârf de max. 10 V şi frecvenţa de aprox. 50 Hz şi se măsoară curentul – I0 absorbit de convertor;

• se calculează cu ajutorul celor două valori (VL şi I0) rezistenţa de ieşire şi se compară cu valoarea teoretică, conform (7).

4.8. Realizarea unui convertor tensiune-curent pentru gama 1...5 mA: • se analizează şi se precizează completările necesare schemei din Fig.10

pentru a se obţine un convertor tensiune-curent pentru curent unificat în gama de 1...5 mA (pentru curent mai mare, ex.: 4...20 mA, trebuie introdus un tranzistor la ieşirea U3 pentru a se evita supraîncărcarea acestuia);


34

• se realizează practic convertorul tensiune-curent în gama 1...5 mA şi i se ridică caracteristica de transfer;

• se proiectează un convertor tensiune-curent pentru gama 4...20 mA.

4.9. Se analizează comportarea şi caracteristicile metrologice ale schemei din Fig.1 şi se propun măsuri de îmbunătăţire a performanţelor.

5. ÎNTREBĂRI

5.1. Care sunt utilizările tipice ale convertoarelor tensiune-curent? 5.2. Care sunt tipurile principale de convertoarelor tensiune-curent? 5.3. Care este efectul unei rezistenţe de ieşire a convertoarelor tensiune-curent de

valoare redusă? 5.4. Ce modificări trebuie aduse schemei unui convertor tensiune-curent de uz

general pentru a-l face capabil să lucreze în sistemele de curenţi unificaţi?

Experimentări

35


CONVERTOARE CURENT-TENSIUNE

1. SCOPUL LUCRĂRII

Scopul prezentei lucrări de laborator este studierea şi testarea convertoarelor curent-tensiune. Lucrarea prezintă aspecte referitoare la utilizarea, caracteristicile, principiile de funcţionare, proiectarea şi realizarea convertoarelor curent-tensiune. Pentru experimentare este prezentat un convertor curent-tensiune care permite măsurarea curentului într-un punct de potenţial flotant, fără a introduce rezistenţă serie suplimentară în circuitul de măsurare.

2. GENERALITĂŢI Sesizarea, măsurarea sau prelucrarea prin mijloace electronice a unui semnal sub formă de curent electric presupune de cele mai multe ori conversiunea curent-tensiune. Această situaţie apare fiindcă tensiunea este mărimea care se pretează cel mai simplu la majoritatea prelucrărilor cunoscute care trebuie efectuate asupra unui semnal electric, fiind mărimea convertibilă cel mai simplu şi direct sub formă numerică. Ca urmare, convertoarele curent-tensiune au o utilizare largă în structura aparatelor de măsurare şi control, care le situează în rândul blocurilor de bază, alături de amplificatoare, multiplicatoare, circuite de eşantionare-memorare, convertoare tensiune-curent, analog-numerice sau numeric-analogice, etc.

Cel mai simplu convertor curent-tensiune este o rezistenţă cuadripolară, numită şunt atunci când este utilizată la măsurarea curentului. Convertorul cu ajutorul căruia este sesizată căderea de tensiune pe şunt trebuie să aibă o rezistenţă de intrare mult mai mare decât cea a şuntului, pentru a nu introduce erori inacceptabile. Şuntul construit sub formă de rezistenţă cuadripolară reclamă utilizarea unui amplificator diferenţial, indiferent dacă şuntul este conectat la masa sau este situat la un potenţial flotant. În cazul măsurării curenţilor mici cu precizii moderate se poate utiliza şi o rezistenţă în conexiune dipolară, care în cazul în care este conectată cu o bornă la masă


36

nu necesită amplificator diferenţial, fiind suficient un amplificator cu o singură intrare (cealaltă fiind masa). Introducerea şuntului în circuitul de măsurare produce o eroare sistematică de metodă, fiindcă schimbă rezistenţa totală a circuitului, deci şi valoarea curentului. În cazul prelucrării curenţilor de valoare redusă, care nu depăşesc curenţii de ieşire ai amplificatoarelor operaţionale, este posibil ca şuntul să fie plasat în reţeaua de reacţie a unui amplificator operaţional, situaţie în care curentul prin circuit nu mai este influenţat de prezenţa şuntului, ci numai de tensiunea de decalaj a amplificatorului operaţional, cu efect practic neglijabil. În cazul în care curentul poate fi măsurat într-un punct aflat la potenţialul masei, problema poate fi rezolvată simplu cu ajutorul unui amplificator operaţional şi a unei rezistenţe de precizie plasată în bucla de reacţie a acestuia. Situaţia este mai complicată dacă trebuie măsurat curent într-un punct de potenţial flotant. Această problemă poate fi rezolvată clasic, utilizând un şunt şi un amplificator de măsurare diferenţial, necesar pentru măsurarea căderii de tensiune pe şunt. Convertoarele curent-tensiune fără şunt nu se utilizează pentru curenţi mari, deoarece curentul de intrare se închide prin sursele de alimentare şi prin ieşirea amplificatoarelor operaţionale utilizate, crescând astfel puterea disipată.

3. SCHEMA ELECTRICĂ A CONVERTORULUI CURENT-TENSIUNE

Convertorul curent-tensiune studiat în continuare este un convertor care rezolvă într-un mod elegant problema măsurării curentului într-un punct de potenţial flotant, fără a necesita utilizarea unui şunt, deci prezintă avantajul de a nu introduce o rezistenţă suplimentară în circuitul de măsurare, conform schemei electrice reprezentată în Fig.1. Valorile rezistenţelor din componenţa convertorului sunt următoarele:

• R1 = ∗1R = R3 = ∗

3R = 10 kΩ ± 0,25%;

• R2 = ∗2R = 100 Ω ± 0,25%; R4 = ∗

4R = 100 kΩ ± 0,25%. Din Fig.11 se observă că singura perturbare a circuitului de măsurare o constituie suma tensiunilor de decalaj a amplificatoarelor U1 şi U2, care este mult mai mică decât căderea de tensiune pe un şunt şi apoi aceasta poate fi compensată prin metode uzuale. Neglijând erorile statice ale amplificatoarelor operaţionale, se poate observa că diferenţa de potenţial dintre intrările IN− şi IN+ este nulă. Curentul de intrare care intră

Experimentări

37

prin borna IN− se închide prin R2 şi ieşirea U2, iar curentul de intrare care iese prin borna IN+ circulă de la ieşirea U1 prin ∗

2R . Diferenţa de potenţial de la ieşirile U1, U2 (v1 – v2)

se aplică amplificatorului diferenţial realizat cu U3 şi rezistenţele R3, ∗3R , R4, ∗

4R .

+

-

+

-

+

-

ii

R1

v0∗1R

IN+

∞

∞

∞

ii

U1

U2

U3R2

R4R3IN−

∗2R

∗3R ∗

4R

v i

v1

v2

i2

∗2i

Fig.1. Schema electrică a convertorului curent-tensiune.

Analizând schema electrică din Fig.1, pentru determinarea funcţiei de transfer se pot scrie următoarele relaţii:

∗

−=

−=

1

2

1

1

Rvv

Rvvi ; (1)

∗∗+= 221 iRvv şi 222 iRvv −= . (2) Înlocuind (2) în (1) se obţine:

∗∗∗

⋅= 22

2

1

12 i

RR

RRi . (3)

Dacă este îndeplinită condiţia: ∗= 11 RR şi ∗= 22 RR , rezultă: x22 iii == ∗ . (4)

Etajul realizat cu U3 fiind un amplificator diferenţial (R3 = ∗3R şi R4 = ∗

4R ), luând în considerare(2) şi (3), tensiunea lui de ieşire capătă expresia:

( ) i3

4221

3

40 2 i

RRRvv

RRv −=−−= . (5)

Convertorul curent-tensiune reprezentat Fig.1 acceptă curenţi de intrare de ambele polarităţi, deci este un convertor bidirecţional. Rejecţia tensiunilor de mod comun este dată de amplificatorul diferenţial realizat cu U3 şi depinde majoritar de împerecherea rezistenţelor din reţeaua de reacţie: R3/ ∗

3R şi

R4/ ∗4R . Totodată, o importanţă deosebită o are şi împerecherea rezistenţelor R1/ ∗

1R şi

R2/ ∗2R , de care depinde egalitatea curenţilor prin cele două borne de intrare IN− şi IN+.


38


4.1. Considerând că tensiunile nominale la intrările şi ieşirile amplificatoarelor

operaţionale sunt de 10 V, se calculează următoarele: • intervalul de variaţie a curentului de intrare; • intervalul maxim de variaţie a tensiunii de mod comun la intrare.

4.2. Cu aceleaşi restricţii ca la pct.4.1 se proiectează un convertor curent-tensiune pentru curent unificat gama 4...20 mA, care să accepte o tensiune de mod comun de 9,8 V.

4.3. Determinarea erorii de neliniaritate în curent continuu: • se conectează o intrare la masă, la cealaltă intrare se aplică curent continuu – ii

cu valorile iik = (0, 0,25, 0,5, 0,75, 1)Iin, (k = 1...5) şi se măsoară valorile corespunzătoare ale tensiunii de ieşire – v0k;

• se calculează impedanţa de transfer – Z21 în punctul (ii5 = Iin, v05):

i5

0521 i

vZ = ; (6)

• se calculează valorile tensiunii de ieşire de pe caracteristica de transfer ideală (în sensul de liniară):

ik21k0 iZv =o ; (7)

• se calculează eroarea absolută: ok0k0k0 vvv −=∆ ; (8)

• se selectează eroarea absolută maximă şi se calculează eroarea de neliniaritate:

[ ]%1000max

0maxn ov

v∆=ε ; (9)


Tabel 1/2. Date experimentale convertor curent-tensiune

ii V0 o0v ∆v0 εn

ii1 V01 o01v ∆v01

: : : : ii5 v05 o

05v ∆v05

∆v0max = ?

εn = ?

Experimentări

39

4.4. Determinarea caracteristicii de transfer în curent alternativ: • se repetă operaţiile de la pct.4 pentru curent alternativ, calculându-se în prealabil

valoarea efectivă nominală a curentului de intrare – Iin, astfel ca valoarea de vârf a tensiunii de ieşire să nu depăşească 10 V;

• datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului de mai sus.

4.5. Se compară rezultatele obţinute în curent alternativ cu cele obţinute în curent continuu şi se precizează cauzele diferenţelor dintre rezultate.

5. ÎNTREBĂRI

5.1. Care sunt utilizările tipice ale convertoarelor curent-tensiune? 5.2. Care sunt tipurile reprezentative de convertoare curent-tensiune? 5.3. Care este principala sursă de erori a convertoarelor curent-tensiune?


40


MULTIPLICATOARE ANALOGICE

1. SCOPUL LUCRĂRII

Scopul prezentei lucrări de laborator este studierea şi testarea multiplicatoarelor analogice. Lucrarea prezintă aspecte referitoare la utilizarea, principiile de funcţionare şi la caracteristicile specifice ale multiplicatoarelor analogice. Pentru experimentare este prezentat un multiplicator analogic cu modulare amplitudine-durată, care, dintre toate tipurile de multiplicatoare analogice cunoscute, oferă cea mai mare precizie.

2. GENERALITĂŢI

Datorită dezvoltării tehnologiei circuitelor integrate, multiplicatorul analogic a devenit un bloc funcţional uzual, la fel ca şi amplificatorul operaţional. Creşterea performanţelor, concomitent cu scăderea preţului de cost, a extins foarte mult aria de aplicaţii a multiplicatoarelor analogice. Operaţiile de bază care pot fi efectuate cu ajutorul multiplicatoarelor analogice sunt: înmulţire, ridicare la pătrat, împărţire, extragere rădăcină pătrată, ridicare la o putere variabilă, calculul valorii medii pătratice, generarea unei serii de puteri, etc., iar aplicaţiile sunt în următoarele domenii: • circuite de calcul analogic; wattmetre electronice; • generatoare de semnal controlate prin tensiune; • circuite pentru controlul automat al amplificării; • dubloare de frecvenţă; modulatoare în amplitudine; • detectoare sincrone şi detectoare sensibile la fază; • demodulatoare pentru modulaţie în frecvenţă; • circuite cu calare de fază – PLL (phase-lock loop). Multiplicatorul analogic este un bloc electronic de calcul analogic prevăzut cu două intrări şi o ieşire, la care tensiunea de ieşire – v0 este proporţională cu produsul celor două tensiuni vx şi vy aplicate la intrare, conform relaţiei:

Experimentări

41

kvv

v yx0

⋅= , (1)

unde k este o constantă numită factor de proporţionalitate sau factor de scară şi are dimensiunea unei tensiuni, fiind exprimată în volţi. Multiplicatoarele analogice pot funcţiona în unul, două sau patru cadrane, în funcţie de semnul (polaritatea) tensiunilor de intrare accptat, semnul tensiunii de ieşire corespunzând semnului rezultat din produsul algebric.

3. CARACTERISTICILE MULTIPLICATOARELOR ANALOGICE

Luând în considerare erorile inerente oricărui obiect sau sistem fizic, expresia (1), corespunzătoare situaţiei ideale, capătă forma:

ε+⋅

=k

vvv yx

0 , (2)

unde ε reprezintă eroarea totală, funcţie de ambele variabile de intrare vx, vy, poate fi reprezentată ca o suprafaţă în planul tridimensional (vx, vy, ε). O astfel de eroare este mai greu de evaluat, în comparaţie cu erorile circuitelor cu o singură intrare de semnal. În unele cataloage, suprafaţa (vx, vy) este descrisă prin contururi de eroare constantă în planul (vx, vy), în altele sunt reprezentate curbele obţinute prin intersectarea acestei suprafeţe cu planele (vx = 0, vy = ±vymax) şi (vy = 0, vx = ±vxmax). În specificaţiile sumare este dată în procente o eroare maximă raportată la tensiunea de ieşire nominală. Eroarea totală poate fi descompusă în mai multe componente, care pot fi grupate în erori statice şi erori dinamice.

3.1. ERORILE STATICE ALE MULTIPLICATOARELOR ANALOGICE

Prin erori statice se înţeleg erorile măsurabile la ieşire când tensiunile de intrare sunt continue sau lent variabile. 3.1.1. Tensiunea de decalaj la ieşire – reprezintă tensiunea măsurată la ieşire când

tensiunile de intrare sunt nule:

0vv0d0yx ==

=VV . (3)

Vd0 poate atinge câteva zeci de mV şi poate fi compensată prin reglaje exterioare. Se poate specifica şi coeficientul de variaţie cu temperatura a tensiunii de decalaj.


42

3.1.2. Tensiunile de decalaj datorită cuplajului parazit – reprezintă tensiunile ce apar la ieşire când la una din intrări se aplică tensiune zero, iar la cealaltă tensiune maximă. Valorile acestor tensiuni de decalaj sunt tot de ordinul zecilor de mV.

3.1.3. Eroarea de neliniaritate – reprezintă deviaţia procentuală maximă faţă de caracteristica de transfer liniară, pentru fiecare intrare, cealaltă fiind conectată la tensiunea nominală. Uzual, această eroare se situează sub valoarea de 1 %.

3.1.4. Eroarea factorului de scară – se defineşte ca abaterea procentuală a factorului de scară de la valoarea ideală. Factorul de scară poate fi ajustat din exterior şi astfel această eroare nu prezintă importanţă dacă factorul de scară este stabil în timp şi cu temperatura.

3.2. ERORILE DINAMICE ALE MULTIPLICATOARELOR ANALOGICE

Limitările în frecvenţă ale multiplicatorului şi zgomotul de bandă largă, reprezintă surse de creştere a erorii totale, atunci când frecvenţa semnalelor de intrare se măreşte. Pentru determinarea comportării dinamice se aplică tensiune continuă pe una din intrări, iar la cealaltă intrare se aplică semnal sinusoidal cu frecvenţa variabilă, semnal treaptă sau impulsuri dreptunghiulare. Banda de frecvenţă la 3 dB, parametrii regimului tranzitoriu şi de zgomot se definesc identic ca la amplificatoarele operaţionale. În mod obişnuit comportarea dinamică a unui multiplicator analogic este caracterizată prin eroarea scalară şi eroarea vectorială. 3.2.1. Eroarea scalară – se defineşte ca variaţia procentuală a modulului tensiunii de

ieşire la semnal alternativ de mică amplitudine:

[ ]%100teoretic0

măăsura0teoretic0s v

vv −=ε . (4)

3.2.2. Eroarea vectorială – este dată de defazajul dintre tensiunea de ieşire măsurată şi cea teoretică şi se specifică în procente:

[ ] φ≈φ≈ε 100100v sin% , (5)

unde defazajul φ este exprimat în radiani şi presupus suficient de mic. Se poate observa că εv = 1% pentru Φ = 0,01 rad = 0,57°, în timp ce eroarea scalară corespunzătoare aceleeaşi frecvenţe este doar de 0,005%.

În foile de catalog se specifică frecvenţa la care eroarea vectorială ajunge la valoarea de 1%, notată uzual cu f(1% Vector) şi frecvenţa la care eroarea scalară ajunge la valoarea de 1%, notată cu f(1%).

Experimentări

43

Ca ordin de mărime, pentru un multiplicator cu o bandă de frecvenţa f3dB = 1 MHz, rezultă f(1%) = 70...100 kHz şi f(1% Vector) = 5...10 kHz. Regimul dinamic influenţează şi erorile datorate cuplajului parazit. Ca urmare, se specifică frecvenţa la care eroarea dată de cuplajul parazit atinge valoarea de 1%, fie valoarea acestei erori la diferite frecvenţe.

4. PRINCIPIUL MULTIPLICATOARELOR ANALOGICE

Există numeroase tehnici de realizare a operaţiei de multiplicare analogică a două semnale electrice. Dintre acestea s-au consacrat, prin performanţe şi răspândire, următoarele: • multiplicatoarele cu transconductanţă variabilă; • multiplicatoarele cu sumare logaritmică; • multiplicatoarele cu modulare amplitudine-durată. În continuare se prezintă succint principiul de funcţionare al unui multiplicator cu modulare amplitudine-durată, ilustrat în Fig.1.

(b)

v+v1

−v1tT1 T2

(a)

MD

+v1 v0

v2

FTJ−v1

S1 v

Fig.1. Principiul multiplicatorului cu modulare amplitudine-durată.

Modularea în amplitudine este efectuată cu tensiune v1, iar cea în durată cu v2. Comutatorul S1 este comandat de către modulatorul duratei – MD, impulsurile aplicate la intrarea filtrului trece-jos – FTJ având forma din Fig.12.b. La ieşirea FTJ se obţine valoarea medie a acestor impulsuri:

1

TT

0 21

21

210

21

d1 vTTTTtv

TTv ∫

+

+−

=+

= . (6)

Dacă se realizează dependenţa:

221

21 kvTTTT

=+− , (7)

se obţine expresia tensiunii de ieşire a multiplicatorului analogic:


44

( )210 vvkv ⋅= . (8) Ca urmare impulsurile generate de MD trebuie să satisfacă (77). O soluţie posibilă pentru rezolvarea acestei probleme este reprezentată în Fig.2.

(b)

vi

vc

tT1 T2

+v3

−v3t

(a)

+

-

+

-

+v3

vcv2

−v3

S3

vi

U1∞

U2∞

R1

R3

R4

R2

C1

1

2

Fig.13. Principiul modulatorului duratei.

Modulatorul duratei este constituit dintr-un integrator realizat cu U1, R1, R2, C1 şi un comparator realizat cu U2, R3, R4. Comparatorul U2 îşi schimbă starea când tensiunea de ieşire a integratorului – vi atinge nivelele +v3 / −v3 şi comandă comutatorul S3.

Pe intervalul de timp T1 (S3 = 2), în ipoteza că R1 = R2 = R3 = R4 = R şi v2 > 0, tensiunea de ieşire a integratorului – vi, este dată de relaţia:

( ) ( )∫ −+−=1T

0 231

3i d1 tvvRC

vtv , (9)

care la momentul t = T1 luând valoarea vi(T1) = v3, rezultă:

123

31

2 RCvv

vT−

= . (10)

Pe intervalul de timp T2 (S3 = 1), tensiunea de ieşire a integratorului este:

( ) ( )∫+

+−=21

1

TT

T 231

3i d1 tvvRC

vtv , (11)

care la momentul t = T1 + T2 luând valoarea vi(T1+ T2) = –v3, rezultă:

123

32

2 RCvv

vT+

= . (12)

Pe bata (10) şi (12) se calculează expresiile: ( )( )

231

2323

213

2

21

21

41 ;

vRCvvvv

TTf

vv

TTTT +−

=+

==+− , (13)

Experimentări

45

unde f este frecvenţa internă de lucru a multiplicatorului, egală cu frecvenţa tensiunii liniar variabile – vi sau a impulsurilor de la ieşirea comparatorului – vc. Frecvenţa internă variază funcţie de raportul dintre v2 şi v3, având valoarea maximă fmax = 1/4RC1 pentru v2 = 0. Dacă intervalul de variaţie a tensiunii v2 se limitează la valoarea v2 = 0,5v3, rezultă fmin = 0,75fmax. Luând în considerare şi modulaţia în amplitudine, din (7), (8) şi (13) se obţine:

3

210 v

vvv ⋅= . (14)

Pentru ca (10), (12) şi (13) să fie definite (deci modulatorul să funcţioneze) şi fmin = 0,75⋅fmax, sunt necesare următoarele condiţii:

03 >v şi 32 5,0 vv ≤ . (15)

Din (14), respectând (15), se observă că multiplicatorul analizat poate efectua operaţia de multiplicare analogică în patru cadrane (v1 şi v2 pot fi tensiuni pozitive sau negative) şi operaţia de divizare în două cadrane (v3 poate fi numai pozitivă). Pentru o funcţionare corectă, trebuie ca valorile tensiunilor v1, v2 şi v3 să fie astfel alese încât valoarea tensiunii de ieşire calculată cu (84) să nu depăşească 10 V.

5. SCHEMA ELECTRICĂ A MULTIPLICATORULUI AMPLITUDINE-DURATĂ

Schema electrică a multiplicatorului cu modulare amplitudine-durată, care constituie obiectul prezentei lucrări de laborator este reprezentată în Fig.3. Această schemă se remarcă printr-un raport optim complexitate/performanţe. Valorile componentelor electronice sunt următoarele:

• R1 = R2 =...= R11 = R 12 = 100 kΩ ± 0,25%; • R 13 = 20 kΩ ± 5%; C1 = 0,33 µF ± 5%; C2 = 1,5 µF ± 5%.

Comutatorul S1 este realizat cu amplificatorul operaţional U4 şi rezistenţele R8, R9, R10 şi Q2, iar FTJ cu U5, R11, R12 şi C2 (Fig.12). Funcţie de starea tranzistorului Q2, saturat sau blocat, amplificatorul U4 lucrează ca inversor (A = – 1) sau repetor (A = +1). Modulatorul duratei este identic ca structură şi notaţii cu cel reprezentat în Fig.2, comutatorul S3 fiind realizat cu U3, R5, R6, R7 şi Q1, pe acelaşi principiu ca şi S1. Dioda D1 şi rezistenţa R13 asigură comanda celor două tranzistoare cu efect de câmp (cu canal n) numai cu alternanţa negativă a impulsurilor de la ieşirea comparatorului U2.


46

+

-+

-

+

-

+

-

+

-

Q2

v1

U1∞R1 R3

R4R2

C1

R7

U2∞

U5∞U4∞

U3∞R5

R6

R8

R9

R10

R11

R12

R13

D1

C2

Q1

v2

v3

v0

Fig.3. Schema electrică a multiplicatorului amplitudine-durată.


6.1. Se aprofundează funcţionarea modulatorului, sub aspect calitativ şi cantitativ, şi se precizează principalele surse de erori.

6.2. Se calculează caracteristica de transfer a filtrului trece-jos şi frecvenţa internă de lucru a multiplicatorului.

6.3. Determinarea tensiunilor de decalaj ale multiplicatorului: • se reglează tensiunea v3 = 10 V; • se măsoară tensiunea de decalaj la ieşire – Vd0, conform definiţiei; • se măsoară tensiunile de decalaj la ieşire datorită cuplajului parazit – Vd1 şi Vd2,

conform definiţiei.

6.4. Determinarea factorului de scară al multiplicatorului: • valorile nominale ale tensiunilor de intrare sunt: V1n = 10 V, V2n = 5 V; • se determină factorul de scară pentru v3 = 10 V, conform definiţiei.

6.5. Determinarea erorilor de neliniaritate ale multiplicatorului:

Experimentări

47

• se determină erorile de neliniaritate, conform definiţiei, pentru cele două intrări, dându-se tensiunilor de intrare v1 şi v2 valori pozitive şi negative, din volt în volt, cu respectarea condiţiilor din (85);

• se calculează, pentru fiecare intrare, eroarea absolută cu relaţia: o000 vvv −=∆ ;

kvvv 21

0 =o , (16)

unde v0 este valoarea măsurată a tensiunii de ieşire, k este factorul de scară determinat anterior, iar o

0v este valoarea tensiunii de ieşire calculată cu (81);

• se calculează eroarea de neliniaritate:

0max

0maxn v

v∆=ε ; (17)

• datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului următor.

Tabel 1. Eroarea de neliniaritate pentru funcţia de multiplicator

v1 v2 v0 o0v ∆v0 εn

v11 5 V v01 o01v ∆v01

: : : : : v1n 5 V v0n o

n0v ∆v0n

∆v01max = ?

εn1 = ?

10 V v21 v01 o01v ∆v01

: : : : : 10 V v2n v0n o

n0v ∆v0n

∆v02max = ?

εn2 = ?

6.6. Verificarea preciziei: • se aplică tensiuni de intrare cu valori pozitive şi negative, din volt în volt,

respectând condiţiile: v0 ≤ 10 V; |v2| < v3; v3 ≥ +1 V; • se calculează eroarea absolută – ∆v0, se selectează eroarea absolută maximă – ∆v0max, şi se calculează eroarea raportată – εR, conform (16) şi (17), considerându-se k = v3;



48

Tabel 2. Eroarea raportată a multiplicator-divizorului.

v1 v2 v3 v0 o0v ∆v0 εn

v11 v21 v31 v01 o01v ∆v01

: : : : : : v1n v2n v3n v0n o

n0v ∆v0n

∆v01max = ?

εR = ?

7. ÎNTREBĂRI

7.1. Care sunt utilizările principale ale multiplicatoarelor analogice? 7.2. Care sunt tehnicile consacrate pentru realizare a operaţiei de multiplicare

analogică? 7.3. Care este principiul de realizare a operaţiei de multiplicare analogică cu modulare

amplitudine durată? 7.4. Din ce motive trebuie respectate condiţiile (15)? 7.5. Care este explicaţia faptului că orice multiplicator analogic poate realiza implicit şi

operaţia de divizare analogică?

Experimentări

49


MULTIPLEXOARE ANALOGICE

1. SCOPUL LUCRĂRII

Scopul prezentei lucrări de laborator este studierea şi testarea multiplexoarelor şi demultiplexoarelor analogice. În lucrare se prezintă aspecte referitoare la utilizarea, structura şi caracteristicile electrice ale multiplicatoarelor şi demultiplexoarelor analogice. Partea experimentală se efectuează asupra unui multiplexor analogic realizat sub formă de circuit integrat în tehnologie CMOS.

2. DESTINAŢIE, STRUCTURĂ ŞI FUNCŢIONARE

Multiplexorul analogic serveşte pentru conectarea succesivă a mai multor surse de semnal la o cale comună, precum şi la operaţia inversă, când este numit demultiplexor. Un multiplexor poate fi realizat cu comutatoare mecanice, relee, diode, tranzistoare bipolare sau tranzistoare cu efect de câmp. Performanţe optime şi o largă răspândire o au multiplexoarele realizate sub formă de circuite integrate în tehnologie CMOS. Un multiplexor CMOS este constituit din mai multe comutatoare bilaterale conectate astfel încât să poată realiza diferite tipuri de funcţii cum ar fi: 1 din 16 sau 2×(1 din 8), 1 din 8 sau 2×(1 din 4) şi 3×(1 din 2). Pentru comanda comutatoarelor multiplexoarele sunt prevăzute cu decodoare binare adecvate. Spre exemplificare, în Fig.1 este reprezentată schema bloc a multiplexorului MMC 4051, de tipul 1 din 8. MMC 4051 este constituit dintr-un circuit de conversie a nivelului, un decodor 1 din 8 şi cele 8 canale – TG (Transmission Gate) conectate la o bornă comună. Circuitul de deplasare a nivelului are rolul de a permite semnale unipolare pentru selecţia canalelor şi semnale bipolare transmise prin canale. Astfel, dacă VDD = +5 V, VSS = 0, VEE = −5 V, semnalele de comandă pot avea nivele logice între 0 şi +5 V şi semnalele transmise pot avea amplitudinea între −5 V şi +5 V. Comutatoarele bilaterale sunt realizate cu porţi de transmisie – TG (Transmission Gate), care constituie unul din blocurile fundamentale ale circuitelor logice CMOS.


50

7

TG

TG

TG

TG

TG

TG

TG

TG

3

4 2 5 1 12 15 14 1316

11

10

9

6

8 7

6 5 4 3 2 1 0

A

CHANNELS IN/OUT

COMMON

OUT/IN

VDD

B

C

INH

VSS VEE

LOG

IC L

EVEL

CO

NV

ERSI

ON

BIN

AR

Y T

O 1

OF

8D

ECO

DER

WIT

H IN

HIB

IT

Fig.1. Schema bloc a multiplexorului MMC 4051.

Tabelul de adevăr al circuitului MMC 4051 este următorul:

INPUT STATES INHIBIT C B A

“ON” CHANNEL(S)

0 0 0 0 0 0 0 0 1

0 0 0 0 1 1 1 1 X

0 0 1 1 0 0 1 1 X

0 1 0 1 0 1 0 1 X

0 1 2 3 4 5 6 7

NONE Poarta de transmisie – TG este constituită din două tranzistoare MOS complementare (canal n şi canal p), conectate în paralel, conform Fig.2.

Experimentări

51

Q1I

Q2 OUTIN

B

B

G

GD

D S

S

VDD

VSS

F

A

A(a)

U1A

A

A

TGI F =AI

(b)

Fig.2. Poarta de transmisie: (a) – schemă electrică; (b) – schemă logică. Substratul – B al Q1, cu canal p, este conectat la tensiunea cea mai pozitivă din circuit – VDD, iar cel al Q2, cu canal n, la tensiunea cea mai negativă din circuit – VSS. Poarta – TG este deschisă când intrarea de control – A este la nivel logic 1, respectiv A – negat este la nivel logic 0 şi prezintă o rezistenţă RON de ordinul sutelor de ohmi. Când intrarea de control – A este la nivel 0 – logic şi A – negat la nivel 1 – logic, poarta – TG este blocată şi prezintă o rezistenţă – ROFF de ordinul gigaohmilor. Sursa (S) şi drena (D) unui tranzistor MOS fiind interschimbabile, nu contează sensul de trecere a curentului prin tranzistor, deci semnalul de intrare poate fi bipolar. Rezistenţa internă a unui tranzistor MOS, funcţionând în regiunea liniară, depinde de tensiunile grilă-sursă, drenă-sursă, substrat-sursă şi de curentul drenă-sursă. Ca urmare, rezistenţa RON a unei TG depinde de tensiunile de alimentare şi intrare şi de rezistenţa de sarcină. Pentru a atenua dependenţa rezistenţei RON de tensiunea de intrare, schema din Fig.2 este completată astfel ca substratul transistorului Q2 să fie conectat la tensiunea de intrare când poarta este deschisă sau la VSS când poarta este blocată. Prin acest artificiu se obţine o poartă – TG cu performanţe superioare. Circuitele CMOS sunt prevăzute pe intrări, ieşiri şi alimentare, cu circuite de protecţie împotriva descărcărilor electrostatice sau a altor supratensiuni accidentale, realizate cu reţele distribuite de diode şi rezistenţe. Schema echivalentă a unei porţi – TG este reprezentată în Fig.3. Analizând această schemă, pot fi uşor identificate sursele de erori. Dintre erorile statice, cea mai dificil de redus este eroarea produsă de curenţii de scurgeri la intrare – ILi şi ieşire – IL0, puternic dependenţi de temperatură, tensiune de intrare şi alimentare, care produc căderi parazite de tensiune pe rezistenţa sursei se semnal – RS în serie cu RON. Efectul rezistenţei ROFF (1010...1012 Ω) este neglijabil, iar al rezistenţei RON poate fi anihilat prin utilizarea după multiplexor a unui amplificator cu impedanţa mare de intrare.


52

vos

RLILi

RS vis

ILo

vcCi Co

Cio

CcoCci

ron

roff

Fig.3. Schema echivalentă a unei porţi de transmisie – TG

Dintre erorile dinamice, nu poate fi neglijat efectul capacităţii parazite intrare-ieşire – Ci0, care se resimte atunci când canalul este blocat, deoarece introduce diafonie între canale, şi cel al capacităţilor parazite de cuplaj a sursei de semnal cu intrarea – CCi şi ieşirea – CC0, care determină pătrunderea semnalului de comandă pe calea de semnal util. Efectul capacităţilor parazite de intrare – Ci şi ieşire – C0 constă în limitarea benzii de frecvenţă a semnalului transmis prin canal, fiind mai puţin supărător.

3. CARACTERISTICI ELECTRICE PRINCIPALE

3.1. STATIC ELETRICAL CHARACTERISTICS (TA = TLOW to THIGH = -40 °C to +85 °C)

TLOW 25 °C THIGH PARAMETER VDD (V) max. typ. max. max. UNIT

Iq – quiescent device current

5 10 15

20 40 80

0.04 0.04 0.04

20 40 80

150 300 600

µA

Switch

ON – resistance

5 10 15

880 330 230

470 180 125

1050 400 280

1200 520 360

Ω

∆ON – resistance (between

any 2 channels)

5 10 15

5 10 10

Ω

IL - leakage current 15 300 0.1 300 1000 nA

C Input

Output Feedthrough

5 (VEE = −5V)

5 30 0.2

pF

Experimentări

53

Control (Address or Inhibit)

VIL Input low voltage

5 10 15

1.5 3 4

1.5 3

4

1.5 3 4

V

VIH Input high voltage ((!) − min. values)

5 10 15

3.5(!) 7(!) 11(!)

3.5(!) 7(!) 11(!)

3.5(!) 7(!) 11(!)

V

IL − leakage current 15 0.3 10−3 0.3 1 µA Ci − input capacitance 5 7.5 pF

3.2. DYNAMIC ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = 25 °C; CL = 50 pF; input square wave rise/fall time = 20 ns)

TEST CONDITIONS VALUES PATRAMETER RL

(kΩ) VIS (V)

VDD (V)

OBSERVATIONS typ. max.

UNIT

Switch

tpd - propagation delay time

(input to output)

200

10

5 10 15

(VIS square wave)

30 15 11

60 30 20

ns

V0 at com. OUT/IN 20 f3dB(sine wave) at 20lgV0/VIS = −3 dB 1 5* 10 V0 at any channel 60 MHz

V0 at com. OUT/IN 12 Feedthrough at 20lgV0/VIS= −40dB (all channels OFF)

1

5*

10 V0 at any channel 8

Frequency crosstalk 20lg 0/VIS = −40 dB 1 5* 10 Between any 2

channels 3 MHz

Sine wave distorsionfIS = 1 kHz (sine wawe)

10

2* 3* 5*

5 10 15

0.3 0.2 0.12

%

Control (Address or Inhibit)

5 10 15

VEE = 0 V 360 160 120

720 320 240

Propagation delay time:

Address to OUT channels ON/OFF

5 VEE = −5 V 225 450

ns

5 10 15

VEE = 0 V 360 160 120

720 320 240


Inhibit to OUT channel turning ON

10

5 VEE = −10 V 200 400

ns


54

5 10 15

VEE = 0 V 200 90 60

450 210 160


Inhibit to OUT channel turning OFF

0.3

5 VEE = −10 V 130 300

ns

Address or inhibit to signal crosstalk

10^ 10 VC = VDD - VSS (Square wave)

65 mV peak

(*) Peak to peak voltage symetrical about (VDD − VEE)/2 (^) Both ends of channel

4. SCHEMA ELECTRICĂ A MACHETEI PENTRU TESTAREA MULTIPLEXORULUI ANALOGIC

Schema electrică a machetei de testare este reprezentată în Fig.4.

34251

12151413

16

11

10

9

6

8 7VSS

S3I/O0

VEE

VDD

CO/I

I/O1I/O2

I/O7

I/O5I/O4I/O3

I/O5

INH

A

B

C

S0

S1

S2

1 0

1 0

1 0

1 0

R1

R2

R3

R4

IN1

IN2

OUT

C

V+

V−

Vr

GND

Fig.4. Schema machetei de testare a multiplexorului analogic.

Pentru reducerea numărul de borne, primele şapte intrări ale multiplexorului (I/O0...I/O6) sunt conectate la o bornă comună – IN1 şi a opta (I/O7) la o bornă separată – IN2. Rezistenţa R1 are rolul de a separa intrarea de comandă – C de comutatorul S2, pentru a fi posibilă aplicarea unui semnal din exterior, necesar pentru măsurarea diafoniei dintre calea semnalului de comandă şi cea a semnalului util. Cu ajutorul potenţiometrul R2 se obţine o tensiune de referinţă reglabilă, necesară pentru măsurarea variaţiei unor parametri cu nivelul semnalului de intrare, iar cu ajutorul rezistenţelor R3, R4 se obţine o priză mediană pe sursa de alimentare, utilizată ca punct de masă – GND.

Experimentări

55


5.1. Verificarea rezistenţei canalelor în starea ON: • se execută pentru VDD = 5, 10 şi 15 V; • se conectează împreună bornele OUT şi GND şi un ohmmetru între bornele IN1 şi GND, apoi, pentru măsurarea ultimului canal, între bornele IN2 şi GND;

• se selectează canalele cu ajutorul comutatoarelor S0...S3, conform tabelei de adevăr, şi se măsoară valorile rezistenţelor – RON;

• se calculează diferenţa de rezistenţă maximă între două canale – ∆RON; • datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului următor; • se compară datele experimentale cu cele de catalog şi se specifică observaţiile.

Tabel 1. Rezistenţa canalelor în starea ON.

VDD ADDRESS C B A

CHANNEL 5 V 10 V 15 V

0 0 0 0 RON0 = ? RON0 = ? RON0 : : : : :

1 1 1 7 RON7 = ? RON7 = ? RON7 = ? ∆RONmax − = ? = ? = ?

5.2. Verificarea variaţiei rezistenţei ON cu tensiunea de alimentare:

• păstrând montajul anterior, se selectează canalul cu RONmax; • se variază VDD între 3 şi 15 V şi se măsoară RON (min. 7 valori); • datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului de mai jos;

Tabel 2. Variaţiei rezistenţei ON cu tensiunea de alimentare.

VDD 3 V 5 V 7 V 9 V 11 V 13 V 15 V RON = ? = ? = ? = ? = ? = ? = ?

• se reprezintă grafic RON= f(VDD).

5.3. Verificarea variaţiei rezistenţei ON cu tensiunea de intrare: • se execută pentru VDD = 5, 10 şi 15 V; • în montajul anterior, se înlocuieşte borna GND cu borna VR; • se variază VR între valorile zero şi maximă (faţă de V−), în 5...7 trepte

echidistante, şi se măsoară RON;


56

• datele experimentale se trec într-un tabel , conform modelului de mai jos;

Tabel 3. Variaţiei rezistenţei ON cu tensiunea de intrare.

VDD 5 V 10 V 15 V

VIS RON VIS RON VR RON VIS1 RON1 VIS1 RON1 VIS1 RON1

: : : : : : VISn RONn VISn RONn VISn RONn

• se reprezintă grafic RON= f(VIS).

5.4. Verificarea curentului de scurgere la intrare şi ieşire: • se inhibă multiplexorul; • se conectează un picoampermetru între bornele IN2 şi VR, apoi între bornele

OUT şi VR; • se reglează VDD = 15 V, se variază VR între zero şi maxim, în 5...7 trepte

echidistante, şi se notează indicaţiile picoampermetrului; • datele experimentale se trec într-un tabel, conform modelului de mai jos;

Tabel 4. Curentul de scurgeri la intrare şi ieşire.

VDD 3 V 5 V 7 V 9 V 11 V 13 V 15 V ILIN = ? = ? = ? = ? = ? = ? = ?

ILOUT = ? = ? = ? = ? = ? = ? = ?

• se reprezintă grafic ILIN = f(VIS). ILOUT = f(VIS).

5.5. Determinarea frecvenţei semnalului de intrare la care cuplajul intrare-ieşire atinge valoarea de 40 dB: • se inhibă multiplexorul; • se conectează o rezistenţă de 1 kΩ între bornele OUT şi GND; • se conectează un osciloscop între bornele OUT şi GND; • se reglează VDD = 15 V şi se aplică între IN2 şi GND semnal sinusoidal cu

valoarea Vpp = 5 V (Vpp – valoare vârf-vârf); • se reglează frecvenţa semnalului de intrare până când tensiunea de ieşire creşte

la valoarea V0 = VIS/ 100.

Experimentări

57

5.6. Determinarea diafoniei între intrările de comandă şi semnal: • se selectează canalul I/O7 şi se reglează VDD = 10 V; • se conectează împreună bornele OUT şi GND şi o rezistenţă de 10 kΩ între

bornele IN2 şi GND; • se aplică între bornele C şi GND un semnal dreptunghiular cu VCpp = 10 V şi

frecvenţa de 1, 10 şi 100 KHz; • se măsoară cu un osciloscop valoarea vârf-vârf a semnalului de ieşire.

5.7. Se compară toate rezultatele obţinute cu datele de catalog (pct.2) şi se comentează diferenţele sesizate.

6. ÎNTREBĂRI 6.1. Care sunt utilizările multiplexoarelor şi demultiplexoarelor analogice? 6.2. Care sunt deosebirile dintre un multiplexor şi un demultiplexor? 6.3. Ce avantaje prezintă circuitul de deplasare a nivelului? 6.4. Care sunt principalele surse de erori statice şi dinamice, cum se manifestă şi cum

poate fi redus efectul acestora?

CONVERTOARE TENSIUNE-CURENT -...

Documents

Transcript of CONVERTOARE TENSIUNE-CURENT -...