41

4.PREIVIISELE TEHNOLOGICE ALE IMPLEMENTARIICOI.il{ERTOARELOR DE CA/CC CU COMUTATIE PROPR-IE.

DIsPozITIvE'sEMIcÚNDtJcToARE ADECVATE.. t _': :;

,1 i5"1: :

Convertoarele de calcc cu comutatie proprie trebuiesc sá genereze circuitul'intermediarde tensiune continuá ín condi1iile unei func1ionári ecologice din punctul de vedere al re1elei de

alimentare, de curent alternativ.%.ceastá a doua firnqiune, de cQtectare a factorului de putere,poate fi optim indeplinitá numai dacá comuta1ia ín redresor se va desfi$ura,la frecven1e dé lucruiuficient

_de mari. pCa urmar€ tiristoarele conventionaie, ca dispozitive semiconductoare

semicomandate, nu sunt adecvate acestui domeniu al electronicii de'putere. Convertoarele decalcc cu comutirÍie proprie se pot realiza cu tranzistoare bipolare de putere sau cu tranzistoarecu efect de Öámp de putere, MosFET. Performan1elg actuale ale ácestor díspozitivesemiconductoare, precum $i realizárile in domeniul circuitelor de comandá'gi protecÍie adecvate,

[8], [9], [10}, Í11], t12]' I13]' [14] le recomandá'pentru aceastá categorie de aplica1ii, mai ales

in gama de puteri mici gi mijlocii. Pentru echipamente de putere mare 9i foarte.mare pot veniin discu1ie ca dispozitive semiconductoare preferate tiristoarele cu comandá de revenire pe

poafiá, GTo, tlsl, de;i in acest caz domeniul frecvenfelor de comuta1ie din convertor va Íisever diminuat, ín detrimentul gradului de satisfacere al functriei de corectare a factorului de

putere.Aplicaréa pe scará industrialá a convertoarelor ecologice de.calcc cu comutatie proprie

a devenit realmente posibilá pentru domeniul de puteri mijlocii gi mari dupá punerea la punct,in 1980, de cátre Harris, [16] a tranzistoarelor bipolare cu comandá prin cámp, IGBT. Cuajutorul acestor dispozitive semiconductoare s-au putut aborda frecvenle de lucru suficient deridicate, in gama de puteri mai sus men}ionatá, in condi1iile ítr care investiÍiile in filtrulpasivde repa au devertit nesemnificative gi convertorul electronic de putere satisfácea 9i celor maisevere condi1ii,privind fenomenele de interferen1á electromagneticá' De altfel trEnzistoarelebipolare cu comandá prin cámp au condus la schimbári importante qi in alte domenii aleelectronicii de putere, dintre care rnenÍionám doar cel 'al convertoareldf de cc/cc ai alconvertoarelor dé cclca, cu aplicalii ín aciionárile electrice 9i in utiliárile 9nergiei electrice.In lite1atura tehnicá ín limba románá existá foarte putine referiri la tran?iq!9arele IGBT,, [15J.tocmái din aceste motive, prezenful capitol va aborda in mod' detaliat protrletnaticatranzistoarelgr, bipolare cu comandá prin cámp, IGBT' prin prisma ,performan1elor,

. . . ^lcaracteristicilor func1ionale gi a circuitelor de comandá gi protec1ie speciÍice. Informa1iileprezeÉtate vor perrnite specialigtilor in electronica de putere sá deviná utilizatori aitranzistoarelor IGBT. Important de subliniat este fapfui cá ín acest capitol se prezintá principii

:t

42

fundamentale, dintre care multe pot fi folosite gi in proiectarea circuitelor cu tranzistoarebipolare de putere sau cu tranzistoare cu efect de cámp de putere' MosFET.

Utilizarea tranzistorului bipolar de putere in convertoarele statice este avantajoasá dincauza cáderii de tensiune mici in circuitul colctor - emitor, ín stare saturatá, dar este ín acela5itimp serios limitatá din cauza puterii de comandá apreciabile nooesaÍe in circuitul bazá - cmitor.Tranzistoarele cu efect de camp {e Putgre; MqsF,ET. qyy ql.Gle ínt1g situa1ie similará. Putereade comandá praqtic prrlá lq cirorritul grili - óursá le iecoáranÍá Ppntru aptiea1jile de electronicáde putere dar rezistenla relativ rnare drená- _ srusá ín stare- satur4tá conduce la pierderiapreciabile de putere ín conduc1ie. Tranzistorut bipolar cu comandá prin cámp, IGBT estetocmai un rezultat al cercetárilor privind integrarea functrionalá bipolar - Mos, desfr5urate cuscopul dezvoltárii urrui dispozitiv semiconductor care sá elimine dezavantajele tranzistoarelorbipolare 9i MOSFET, exploatánd insá calitá$ile lor, [15]. lntr_adevár, tranzistorul IGBT esteun dispozitiv semíconductor care din punctul de vedere al utilizatorului se comportá ca untranzistor cu efect de cámp in circuitul de comandá grilá - emitor gi ca un tÍanzistor bipolar incircuitul de ieqire, colector - emitor. Inainte de a se aborda detaliat problematica tranzistoarelorbipolare cu comandá prin cámp, IGBT, prin tabelul urrnátot, [17], se eviden1iazá cáteva dintrecalitálile sau defectele lor, coryqrarativ cu tranzistoarele bipolare gi lv{oSFET:

CARACTERISTTCI Tíárúistor bipolar MOSFET IGBT

Limita superioará'de,tensiune de'lucru i medie joasá inaltá

Circuitul de comanda- cheltuieli- putere

mediimare

redusemicá

redusemlca,

Caracteristici decomutatrie ':

- timp de saturare- timp de blocare- pierderi de putere

mediulungmari

scurtscurtmici

mediumediumedii

Caracteristici de,'oonduclie

- densitate de curentadmisibilá

-rpierderi de puteremaremici

mlcaman

maremrcl

Funclionare inscurtcircuit

,I

imposibil imposibil''i

posibil

Frecvenla de lucru(limita pentru 0.Sxl..o)

- uzualát.

- maxlma10 kHz50 kHz

100 kHz250 kHz

2A80

kHzk]Prz

1íi''

43

. Figqa 4.l prezintá structura, sctleqta gclivalentá 5i douá dintre simbolurile uzualefolosite pentru tranzistoarele bipolare cu pomandá prin cámp' IGBT' [18]. Structura ilcestoJ

tranzistoaÍe este foarte asemánátoare'cu cea.a tr?nzistoarelor de puterB cu efect de cámp,MosFET' cu canal de tip "n", cu func1ionare in domeniul de acumulare de purtátori de sarciná.Stratul suplimentar P+, realizat prin impurificare adecvatá pe partea colectonrlui, eonduce laun tranzistor bipolar PNP suplimentar, care impreuná cu tranzistorul MosFET exístentalcátuiesc noul tranzistor IGBT. Din pácate in structura semiconductoare apale in mod automat

5i tranzistorul NPN "parazitar'', care, impreuná cu tranzistorul PNP conduce la o structuránedoritá de tiristor care poate fi responsabil de fenomene de acrogare in timpul funclionáriitranzistorului cu comandá prin cámp. Acest tiristor suplimentar este insá dezacÍivat prinintegrarea rezisten1ei Ru de valoare foarte micá 9i prin realizarea pe cale tehnologicá a

traruistorului parazitar NPN cu un factor de amplificare in curent cát mai mic. Ca urmaretranzistoarele IGBT moderne funqioneazá la tensiuni colector - emitor mari, gi ih condi1iileunor varia1ii rapide ale tensiunii colector - emitor fárá a acroga in mod accidental, altfel spuscaracterizándu-se priÚr-o structurá "latch-up free", [16], [18], [19].

Figura 4.1'. Simbo}ul sí st'ructuratranzístoarelor IGBT.

Tranzistoarele IGBT pot sá func1ioneze ín zona activá a caracteristicii de ie5ire, inregim de amplificare. Ele se utili7aazÁ ínsá foarte rar in astfel de aplica1ii' ca gi ín cazultranzistoarelor bipolare de putere gi a tranzistoárelor eu efect de cemp de putere':condiÍiile deevacuare a cáldurii produse ín timpul functrionáríi limiteazá sever puterea disipatá maximá, inregim de amplificare performan1ele acestor dispozitive semiconductoare neputánd fi exploatate

G-Grtla

E-.Emlton

C-Colecior

E

T

\(

(.

E

Í(I/J

16fa t)

l-.'u2\

G

ar-I

44

decát íntr-o propo4ie extrem de mícá. Tranzistoarele bipolare'l öu comandá prin cámp se

;;'ő;;;""#;'""á'r i' '"gi.

d. .o*u,r1ie' stári1e stabiíe fiind ceatlocatá, cánd tensiunea

colector - emitor este mare, curentul de colector fiind practic nul, respectiv cea saturatá. cánd

;;i'*" *t".,o. - emiior'are va1oarea micá, coréspurrzatoare saturatiei, cursntul de colector

fiind "ur"n*l

sarcinii.

,l 1,0

lo,ei.Vncolon

D\/' on, YcE sat

4,1

a

a 1,4

I

I

uoE

o

l

i'tlI

iil

Figura 4.2 .

tranzistoarelorComutatia

IGBT.di-recta

,^^lt"lv

Fígrura : 4comutatiei

3. CírcuíLuldírecte

de testáre a1

45

' Ttecerea tranzistorului IGBf din starea blocatá in stafe dé conduc1ig se nume$te

coÍrÍutalie directá. Acest proces este prezentat in Figura 4.2 pentru cazul unei sarcini rezistiveín colectorul tranzistorulüi, t17]. Circuitul de másurare folosit rözultá din Figrra 4'3. Corrrrrtátria

directá se desfágoará sub efectul aplicárii tensiunij de comandá vo." ín circuinrl gritá - emitoral tranzistorului. Tensiunea de grilá vou evolueazá exponenÍial, dupá o lege care depinde gi de

rezisten1a dih circuirul de grilá, Ro. Procesul de comuta1ie estelcaracterizat dé dÖuá intervalede timp distincte: timpul de intárziere sau de stocare, to, respectiv timpul de comutare propriu -

zisá sau timpül de cregtere, t,. ca urmare, timpul de comutare directá' ton, va fi: '

Lon- Lda Lr (4 . 1 )

Pierderile in timpul comutafiei directe evolueazá conform curbei Pgp din Figura 4.2. Valoareaacestor pierderi, pentru tensiune colector - emitor gi curent de colector date, depinde de duratacomutaliei, controlabilá prin rezisten1a din circuitul de grilá, R6.

,J,, I4,1

8

1u*

trE.

o

VEG

t -*-*.

l,

ComutatiaJ-\Jt5 t .

Figura 4.4.tranzist'oareIór

aLnversa

46

Procegul de comutaÍie inversá, nurnit 9i,{e blog.are , este evidenÍiat prin Figura4'1 esu

rl de_másurare aláturaÍ, Figura 4.!, blocarea tranzistoarelor IGBT este

fff'Tí"j*Í'i'"J:T condiÍiile unei sarcini rezistiv - inductive in circuitul.de polector al

oi.po"i,i"or"i semiconductor. comutaÍia inversá are loc prin aplicarea terrs,|unii uegative Y66y

.i'*itjui e.ilá ; emitor 21 6anzistorului. Ca urmare tensiunea de grilá vou va evolua cátre noua

;;";il;;'uriona'a tot exponenÍia], constanta .de timp fiind ajustabilá cu ajutorul aceleia5i

;;'ijé'Í; R"''co'notá1iu inversá a acestor tranzistoare are loc tot in douá etape, caracterizate

p'm "iÁi"li.ie inr"*a. de timp: timpul de intárziere la blocare 1 9i timpul de comutare

propriu-zisá sau de cádere, tr' Timpul total de comutare, tgff' Vo fi prin urmare:

tott=t"*tr (4.2)

Figura 4.5. Circuitulóomutatíeí ínverse -

Nu este obligatorie folosirea unei tensiuni negative vE6M ppntru blocarea tranáStorului

IGBT. Comuta1ia inversá poate avea loc ai prin aducerea potenlialului grilei la valoarea 0

"or"rp.rrrzetoaré poten1ialului emitorului. Avantaje legate in special de viÍeza de comuta1ie 9i

desiguran1ainfunc1ionarefacinsáprimametodápreferabiláConform figurii 4.5, in paialel cu satcina este prevazutá o diodá de curent invers.

Aceasta rur exclude insá ín intregime supratensiunile la bornele circuitului colector - emitor,

caracteÍizate prin valoarea maximá Vcru á tensiunii la blocare' Aceste supratensiirni sunt

rezultatul prezen1ei inductivitá1ilor parazite din circuit cafe nu pot fi eliminate in totalitate nici

cu cea mai ingrijitá proiectare a cablajului'curb-a maróatá cu Pon in Figura 4.4 evidentiazá pierderile de putere il timpul

conrutaÍiei inverse, pierderi de putere care depind de timpul de comutare, deci pot fi influentate

gi e1e prin valoarea rezistenpi Ro de la iegirea etajului final de comandá al tranzistorului. In

cazut irarr'istoarelor IGBT o alentie deosebitá trebuiegte acordatá faptului cá curenrul de

colector mai pástreazá o valoare redusá un timp relativ lung dupá terminarea procesului de

comutare, cánd tensiunea colector - emitor a atins deja valoarea sa de regim Í11*'' u.:'

Datoritá acestui curent redus, numit in literatura tehnicá de limba eng|ezá "t3i1 current'',

pierderile totale de putere la revenirea inversá sunt apreciabil márite.

testare

4l

Ctncult pr lnclpal

Ctncult de supresane

Fígura 4,'6 . Comutatía dírectatranzístorului ' cu functionareregim de impulsuri si sarcina RLcolector.

.I

l' ] In regirh de impulsuri, ín cazul unei sarcini rezistiv - inductive in circuírul de colector

al tranzistorului, condiliile de comut4ie devin mai severe deoaÍeee in momgptul comenziíidosaturare ,dioda do,nul Dp se gásegte in corrduc1ie. Ca urrnare la,comutarea curentului de;sarciná

it pircuitul de colector al tranr'isüotului acesta va prelua in mod suplimentar gi curentul de

revenfue inversá 'al diodei. Figura 4 .6 evidenÍiazá comuta1ia directá a tÍanzistorului in aee$t caz

ainirt

48

practic, circuitul luat in considerare fiind prezentat in Figura 4'7' Curentul maxim prin

iranzistor poate fi redus prin alegerea optimá a timpului de comuta1ie, apelándu-se din nou la

rezisten}á R". Aceasta este insá doar o posibilitate de ímbunátá1ire a coÍnuíaÍiei, efectul maxim

rezultánd prin folosirea unor diode *up."ro-", Dp adecvate trarrzistoarelor lcBT' Aceste diode

sunt caracterizate printr-o caracteristicá de revenire inversá moal9, numitá ''spft recovery'' in

literatura tehnicá de specialitate de limbó englezá' Un factor c-are mare$te siguran1a ín

functionare a circuiteloi electronice cu tfanzistoare IGBT este $i acela ctÍ producátorii livreaáde obicei module care con}in un tranzistor asociat cu dioda de culent invers corespunzátoare,

caracteristicile din catalog referindu-se la ventilul de tensiune astfel oblinut. Modulele complexe

cu douá tranzistoare gi douá diode, destinate unui ''braf" de convertor polifazat uqureazá in

másurá qi mai mare proiectarea circuitelor cu tranzistoare IGBT, elimínánd si o mare parte din

problemele de supratensiuni de comuta1ie create de inductivitá1ile parazite datorate unui cablaj

insuficient optimizat.

1jLP

Ic

'cc I

ü

Figura 4.1 .

comutatíei inRL.

Círcuitul de testare aIregim de ímpuIsuri pe sarcina

In mod asemánátor tranzistoarelor bipolare de putere sau tranzistoarelor cu efect de

cámp de putere, in nici un regim de lucru punctul de func1ionare al tranzistoarelor IGBT nu are

voie sá páráseascá un domeniu bine definit al caracteristicii de iesire, Ig = f(U6J, numit aria

de func1ionare sigurá, soAR' Figura 4'8 evidenÍiazá aria de flrncfionare sigurá pentru

tranzistoare IGBT de 100 A gi 1000 V, produse de cátre firma SEMIKRON' [20]' Diagrama

se referá la func1ionare ín regim de curent continuu 9i in regim de impulsuri. Este foarte

important de remarcat ca al1i producátori fumizeazá diagrama pentru aria de func1ionare sigurá

distinct penrru regimurile neperiodice de funclionare respectiv pentru regimurile periodice de

func1ionare ale tranzistorului bipolar cu comandá prin cámp, [17].Ceea ce conferá un grad superior de robuste}e tranzistoardor IGBII tn raport cu

tmnzistoarele bipolme de putere, 9i tranzistoarele cu efect de cámp de putere este'faptul cá

funelionarea.in regim dc scurtcirqrit este posibilá" [20]. Evident, acest mod de lucru trebuie sá

1ie o excep1ie gi nu o regulá. Regimul de lucru periodic este admis numai in intetiorul riei de

funqionare sigurá, unde ternperatura jonc}iunii rámane "la valori adrnisibile dacá rácirea

49

dispozitivului se face ín condi1iile prescrise. Funclionarea in regim periodic de scurtcircuit nueste admisá. Un tranzistor IGBT poate intrerupe prin comandá adecvatá pe grilá un scurtcircuitcare ajunge la curen1i de páná la 8 ori curentul nominal, la tensiuni de lucru de 80% din Ug6

*, cu condi1ia ca semnalul de comandá de blocare sá fie generat in mai pufin de 10

microsecunde de la apariÍia scurtcircuitului. Aceastá performan1á rezultá prin faptul cá structurade tiristor parazitar din configura1ia tranzistorului IGBT rámáne ''latch-up free" chiar $i in acest

regim deosebit de sever de functrionare. Performantra aceasta este exploatatá de proiectan1i insensul fiabilizárii circuitelor cu IGBT, prin folosirea unor reac1ii de curent chiar in etajul finalde comandá, pentru comenzi de blocarc rapidá in caz de scurtcircuit, asociat cu rezistenle de

blocare in circuitul de grilá, &,r, de valoare máritá,pentru a evita süpratensiunile si oscilaliilede tensiune la blocare. In mod suplimentar se recomandá in apest caz si diode Zener de 16 V,de comutafie, ín antiparalel, montate direct in circuitul grilá - emitor auxiliar, pentru a prevenidistrugerea stratului de oxid izolator, datoratá unei supratensiuni mai mari de 20 V in circuitulde grilá.

Figura' 4.8. Aría deLranzistoarelor IGBT.

functionare . sj-gura

Figura 4.9 se referá la un ,circuit de testare a regimului d€ scurtoiÍouit pentrutranzistoarele IGBT. Acest circuít corespunde unui chopper de un cadran la care sarciná estescurtcircuitatá. In mod,normal numánrl scurtcircuitdor eliminabile prin cbmandá se indicá íncatalog 9! are o valoare linritatá, ca urrnare aparifia lofintr-un convertor tÍebuie$tecontorizatá,asociat.cu informarea sistemului de comandá al instala1iei, in'vderea decup}dírií aütomate íncazul repetárii evenimentului. , '. l :

50

u s -10-15V- Scurt clrcutt

--itl-++-i0 pts

I u..uI au.u

'l

Emltor auxl!1ar

Figura 4.9. Circuitul de tesLare aLranzistoarelor IGBT Ia functíonare inscurtcircuit

sigur*Í"ln func1ionare a convertoarelor electronice de putere cu tranzistoare IGBTse poate asigura prin folosirea circuitelor de comandá optime, asociat cu circuitecorespunzátoare de protectie impotriva supratensiunilor gi curen}ilor de scurtcircuit, UnconvertoÍ bine proiectat trebuie sá ofere un grad cát mai ridicat de autoproteclie, chiar si incazul unor semnale de comandá gregite sau afectate de un nivel ridicat de zgomote. Tocmai dinaceste motive ín continuare se vor analiza detaliat principiile specifice de comandá 9i de

protectie pentÍu circuitele electronice cu tranzistoare IGBT_

Pentru un singur tranzistor bipolar cu comandá prin cámp din configuralia unuiconvertor electronic de putere circuitul de comandá adecvat rezultá din Figura 4.10, [21']. Sepresupune cá sistemul de reglare 5i comarrdá al convertorului se bazeazá pe un microcalculator,(PC, microcalculator specializat, DSP, transputer, etc.). Impulsurile propriu-zise de comandá

sunt generate de un circuit specializat pentru modulare in duratá a impulsurilor, PWM 9i sunt

transferate in circuitul de comandá al tranzistorului prin intermediul unui transformator de

impulsuri in vederea separárii galvanice. FolosirsB de optocuploare in acest scop esÍe de

asemenea larg ráspánditá. Separarea galvanicá este vital necesará intrucát pe de o parte circuitulelectronic de putere este afectat de serioase zgomote de naturá electricá 9i pe de altá parte

poten}ialul emitorului tranzistorului IGBT comandat poate fi variabil in timpul func1ionárii

conveÍtorului, Circuitul de comandá al tranzistorului con}ine un etaj de comandá prefinal $i unul

final. Etajrrl de comandá prefinal preia semnalul de comandá qi il transferá amplificat etajului

final dacá nu se constatá un,regim de avarie in vecinátatea tranzlStonrlui. Etajul de comandá

final comarrdá tranzistorul in astfel de cmdi1ii íncát sá rezulte cotiuta1ia optimá írt circuirul

colector - enr,itor. Irnpulsul de comandá se poate suprima sau íntrenrpe dacá temperatura

jonc1iunii dps{tevalorileádmisibile; dacá in stareblocatá a tránzistot'ulüi tensitinea eolector -

emitor nu este suficient de mare gi in conductie nu este atinsá starea complet'satiiratá sau, in

51

ultimá instanÍá, dacá se'sesizeazál1tcurent de scurtcircuit in circuitul colector - emitor. Pentru

a se exploata posibilitatea tranzistoarelor IGBT de a elimina prin comandá curen}ii de

scurtcircuit, semnalele de eroare se transferá in timp minim direct etajului prefinal de comandá.

Circuitele integrate moderne pentru comanda tranzistoarelor IGBT returneazá, cu sepaÍare

galvanicá semnalul de eroare gi cátre microcalculatorul care comandá convertorul, sau intregulproces' pentru contorizare gi decuplare definitivá dacá abaterea apare de mai multe orí ín mod

succesiv. Evident realizarea circuitului de comandá in configura1ia prezentatá este relativ dificiládar utilizarea tranzistoarelor IGBT nu se poate conc€pe frrá circuite integrate de comandá

specializate' Acestea existá pe pia1á, producátorii de tranzistoare oferind circuitele de comandá

adecvate produselor lor.

EtaJ decomanda finol

Supravegherede temperatu^a

Figura 4.1o. Círcuit de comanda cu functii deprotectie bazate pe senzori íntegrat'i. Scherné b}oc.

Figura 4.11 pune ín eviden1á un circuit de corrrandá pentru tranzistoare IGBT la care

semnalul aplicat ín circuitul grilá - emitor este pTelucrat de un ampliÍicator integrat 9i transferat

ín grilá printÍ-un etaj finat cu tranzistoare bipolare complementare. Se folosegte sursa dublá de

tensiune continuá pentru a menline negativatá grila trenzistorului IGBT ín timpul stárii de

blocare. Intre ie$irea etajului final si grilá se aftá o singurá rezistenÍá R6, constanta de timp a

circuitului de comandá fiind aceeasi atát pentru procesul de saturare cát 9i pentru procesul de

blocare, [21]. Formele de undá care caracterizeazá evo|utria tensiunii gi curentului din grilá in

52

cazul folosirii circuitului descris Írtai sus, sunt prezentate prin Figura 4.12. Prin modificarea

válorii rezisten1ei R6 se poate ajusta durata,dc stabilire a regimului'quasista1ionar in circuitul

d" grilá qi prin aceasta optimiza in rrrad relativ comqta1ia tranzistorului.

uln o_- t\i>-tt'Ó-) L

Fígura 4.1'I. Schemapentru circuit.ulLrarlzistor IGBT.

electroníca dede comanda

pr]-nc3-p]-uaI unui

Este foarte important sá revenim mai detaliat asupra problemelor pe care le ridicá

reáisten1a R6 din circuitul de grilá al tranzistorului IGBT intnrcát aeeasta influenteazá íntr-o

másurá hotárátoare procesele de comutatie directá gi inversá. Figura 4.13 scoate in evidEnÍá

dependenla timpilor de comutafie de valoarea acestei rezistenle, [21]' Pentru optimizarea

comutaÍiei tranáistoarelor bipolare cu comandá prin cámp s-au dezvoltat circuite de comandá

cu performanJe superioare ín care _etajul final de comandá este astfel conceput incát douá

rezisten1e diferite, Rce respectiv Ru* impun independent constantele de timp de incárcare

respectiv de descárcare a capacitátrii grilá - emitor' [20].

Crogterea valorii rezistentei Rop are drept consecin1e: pierderi márite in tranzistor Ia

satur"are, pieideri márite la revenirea inversá a diodéi supreSoaie, pierdá'i totaie óe córmrtafe

márite, timp de stocare márit la revenirea directá, viteza de varia1ie a tensiunii colector - emitor

dv/dt redusi gi curent invers maxim diminuat in dioda supresoare. La alegerea valorii rezistenlei

R5n trebuiegte gásit un compromis intre urmátoarele elemente:

_ pierderile toíale de comutaÍie directá admisilile ín tranzistorul IGBT 9i pierdorile de

llgcare in dioda supresoare; :

- timpu1 maxim admisi6il de stocare la satgrare raportat la'cure'ítul maxim comutat $i

frecventa maximá de comuta1ie;

53

- curentul invers rnaxim ín dioda supresoale gí curcntul maxim comutat.

Figura 4.L2 ' Tensiunea si curentul íncircuit'ul gríla- emítor aI trazístoruluiIGBT

In cazul rezisten1ei R'6*,,Ínárirea valorii sale are drept rezultat urrhátöafele coÍtsecintre

relativ la procesul de blocare gi performanlele generale ale tranzistorului IGBT: cresc'pierderilede comuta1ie la blocare in tranzistor, cre$te tiÍnput.de lntárziero la blocare, cre$te timpul de

cádere, scade viteza de varia1ie a tensiunii colector - emitor, dv/dt, scad várfurile de tertsiune

On off On

II

I

I

I

II

I

I

Ó-i 'ucrI

I

t

I

I

Vu=o\

I t-+

"tULF

o

VLR

t.tC(fx(oE

{t(FC)

XoE

54

la blocare si, in sfár$it, cregte sensibilitatea la varia1ii tapide de tensiun9 a tranzistoJului blocat.

La dimensionarea valorii rezistentei Ro* va trebui gásit un compromis íntre urmátoarele

elemente:

- pierderile totale la blocarea tranzistorului $i intárzierea admisibilá la blocare care

influenteazá curentul maxim comutat gi Íiecven}a maximá de lucnt;

- supratensiunea maxim actmisibilá la curentul maxim comutat' eventual scurtcircuit;

_ sensibilitatea admisibilá la dv/dt.

Figura 4.13. Tnf luenta reZistentei dín circuíLuI decomanda asupra timpíIor de comutatie.

lnformativ se poate preciza cá la,tranzistoarele IGBT actuale cataloagele recomandá

pentru cele douá rezisten1e valori cuprinse intre 3,3 s\ 27 ohm, dar nu mai mari decát 50 ohm.

De asemenea se mai recomandá ca rezisten|a R6* sá nu depágeascá cu mai mult de 18 ohmvaloarea rezistenPi Ro..

In continuare se prezintá cáteva circuite de comandá la care se pot optimiza

indepeqdent proeesele de coryruta1ie directá 9i inversá a tranzi$torului prin componente adecvat

alese in circuitulde gri!á, [21]. Figura 4.14 se referá la.un oircuit ín cdre etajul prefinal este

rea|izat cu un circuit amlificator integrat.iar etajul final sebazpazÁ, pe un circuit cu tranzistoare

in contratimp. :

{I

I

I

+

'ont1t oFftp sl

a

o,3

4,1LO 30 50 rco

R G tal -_=>

'0,5

v1p- v1p: l5V tuj: 25oCÍy

1 - l25vC

il

f

55

Figura 4.14. Principíul circuítuluicomanda cu tranzistoare Ín contratimp.

de

.Varianta explicitatá de Figura 4.I5 are un singur etaj care folosegte un citcuit integrat

spocializat pentru comanda tranzistoarelor bipolare cu comandá prin cámp.

Figura 4.15. Principíul comenziitranzistorului cu círcuiL integratspecializat.

Cir.cuitul prezentat ín Figura 4. 16 are din nou o configura1ie in douá etaje, pri.mul bazat

pe un amplificatol integrat iar al doilea folosind tranzistoare complementare. o caracteristicá

comuná a tufuror circuitelor de comandá indicate este aceea cá folosesc, pentru fiecare

tranzistor IGBT comanclat cáte douá surse de tensiune gontinuá flotante. Acest fapt se constituie

FI

56

ca un dezavantaj, dacá luám in considerare faptul cá un convertoÍ modern poate avea un numárrelativ mare de ventile

Figura 4.L6. Prirrcíp1ul circuitului decomanda cu tranzistoare complementare.

ín configura1ia sa. Pe de o parte aceste surse de tensiune pot apela la un singur transformatorde inaltá frecven1á cu un numár adccvat de secundare gi stabilizare,localá.,Investilia este

acceptabilá dacá se ia in consideraÍe consumul de putere practic negIijabil al circuitelor de

comandá propriu-zise.

I'

Figura 4.1-7. Principiul comenzíi f;d'Iá sursede tensiune locale

tí'

5'.1

Pe de altá parte, acolo unde acest lucru este posibil, se recomandá circuitul de comandá

din Figura 4.I7, ÍI9], care are caracteristic faptul cá tensiunea de alimentare necesará se iachiar din circuitul de tensiune continuá de alimentare a pádii electronice de putere ín care

functioneazá tranzistorul'

Circuitele prezentate mai sus au un caracter principial. Pentru proiectare se recomandá

consultarea documenta}iei oferite de producátorii tranzistoarelor IGBT care modernizeazápermanent gi oferta concretá in domeniul circuitelor de comandá.

Informativ, Figura 4.18 eviden1iazá un caz concÍet in care etajul prefinal sebaz'eazápe amplificatorul operational de uz general LM311 iar etajul Íina] este realjzat cu circuitulintegrat monolitic SGl644.

n.-l L

Fígura 4.18. Exemp}u pracEic de circuít de comanda.

' Aga cum s_a prebizat.la.analiza schemei generale de corrtaildá a tranzistorului bipolarcu comandá prin cámp, IGBT, func1iortaÍea sa sigurá este condi1ionatá de detectarea la timp gi

cu acurdtele a cureÍlÍilor de scurtcircuit, ín vederea eliminárii lor prin comandá directá de

blocare. In continuare se iau íR considerarp cáteva configuralli posibile pentru detectarea opdnaá

a:acestor:puren}i de scurtcircuit. Esté evident ca'seÍnnalele de'reacfie astfel obÍinEte pot servigi partnr scopuri de supraveghere gi reglare in condilii normale de funclionare, ln circuitul de

comandá ierarhic suporior, ín acest scopfiind necemrá'doar amplificarea gi transmiterea lor,cu luarea ín considerare a separárii galvanice,

58

i

Ir-LtíLrJrt-I'uccür

r-=--L6ULLJI

ll.I

I

I

l

l ':< l

lnÍrEae

iliffi;;;;l

árií curenti1orde scurLcír.,'ii in'circuítul intermediar de

Lensiune continua

circuitul din Figura 4.19 contine un singur punct de supraveghere al supracurenlilor'

*ptu*uri.' J;;i;i';"ói de tensiune continuá áre alimenteazá convertorul, deci in circuitul

de intrare. Circuitul prefinal de comandá al fiecarui tranzistor transferá semnalul de comandá

cátre etajul final numai in corrdiÍiile in care curentul de intrare in convertor se gáseqte intre

limite admisibile. Principiul este simplu, economic insá nu asigurá decát o protecÍie relativá a

ventilelor semiconductoare. originea supracurenfilor din circuitul sursei nu este evidenliatá'

Solutria propusá se poate folosi cu succes la "oon.riouru

cu tranzistoare IGBT' in gama de puteri

mici.

In cazul var'iantei din F'igurá 4*20 amplasarea punctelor_de-másurá se face in circuitul

de iegire al convertorului electron]c de putere. ir"lucraiea celor douá semnale de reac1ie se face

asemánátor ca 9i Ín cazul circuitului anterior. Fiecare din cele douá semnale de reactie de curent

trebuie sá se gáseascá intre limitele admisibile 9i circuitul de comandá al fiecarui tranzistor

IQBT al conYertorului t."uoi" sá ia ín considerare qpesJe s'€mnale' Daq sarcina^este legatá in

stea, fárá conexiune o" nuraetine* informa1ie cuprivite"la curen1ii din toate'fazele sarcinii

rfifazate. Nu se iau in considerarg supracureníii care provin in urrn defectfuii unui dispozitiv

semicoqductor de putere. De asernenea nu se sesileazá eveiluale scurtcírcuite pe bra; rezultate

p'_i'"; **"dá iresitá. Acea{tá comandá gregitá poate,p'$or apare ín'urma rmor Zgomote p€

linia de transmitere a impulsurilor *uu prin p"'"met'i irporecÍi folosiíi 'la calculul 'senrnalului

PWM de modulare iqJui'te a impulsuriior., Din "awaac"slol

limitári principiut de identificare

al supracuren1ilor din í6'; 4.2b este folosit doar la convertoarele cu putere instalatá medie:

59

Clrcult decom6nd6

Fígura 4,2a. Príncípiul detectarii curentílorde scurtcircuit pe partea sarcinii.

o variantá de identificare optimá a supracurentilor in vederea protejárii tranzistoarelorIGBT, aplicabilá la toate tipurile de gonvertoare, inclusiv cele de putere mare, se prezintá ínFigura 4.ZL,In acest caz se amplaseazápuncte de'másurá a curentului in circuiful colector -

emitor al fiecarui tranzistor.

Fígura 4.2l. Principiu1 ídentifícariicurét'It'i1or de scurtcircuÍt Ia f íecaréttanzlstor ín parte

60

LaputeÍimaritoatesemnaleledereactiedecurent.sunt.}yteinconsiderareinetajulprefinal de comandá a ii"'u*i tranzistor' L" nryJ

'-11: :l.T*:: poate opeÍa in circuitul

fiecárui trarrz.istor de putere IGBT numai cu reaclia de curent proprle' :

Figura 4curentilortensiuníisaturate -

nri n valoarear'*--tl^arrzistoarelor

.22. Principíul identíf ícari'ide scurtcircuit

colecLor-emitor a

I

In toate cazurile este binevenitá o prelucrare suplimentará a semnaleior de reacÍte'

principial bazatá pe o ,"gi"ía- i'p snu, *io'*uriu rezu'ltatá fiind returnalá gi sistemului de

comandá 5i reglare i"ruiíi" superi,or. Aparent '"iíri" este costisitoare' insá existen1a;pe pia1á

a unei oferte foarte Iargi in materie de traductoare de curent cu separare galvanicá infirmá

aceastá 'oJliíu;,o,",area fiecárui tranzistor impotriva -Wi:::11l:i::':::"::.*i:::.H::l:

consideratá suficientá atunci se poate apela r"í*a'"'-e indirectá de curent prin intermediul

tensiunii colector - .rniio, u truaoirto*iui saturat' Un circuit care corespunde acestui principiu

este indicat in Figura +.ii.-n""Jr"r: :"t1sT"áF;ie se outin in special in cazul ín care circuitul

de supravegher., pr.,'n'o p'in''p*r 9i in Figura 4'10' permite gi returnarea cu sepaÍare

galvanicá a semnaluluí de eróare, dacá acesta '^í-'á,

cátre sistemul de reglare al convertorului'

o ultimá problemá mai trebuiegte e1plicitatá p'i:i ::."^:"u

capitol sá deviná cu

adevárat util celor "u,"

dor"r. sá proiectezg s'i experimenteze sau sá producá conveÍtoare de

ca1cc cu modularo in duratá a impulsurilor !i;**i ca dispozitiv semicont1uctor trarzistoarele

bipolare cu comandá prin cárnp, .IGBT.. Este voroa ae'ctp$1une1 extrem 4p- irrrportanta a

protejárii dispozitivetór semiconductoare gi'" "o""'uo^bí'

ímpotriva iupiatensiuni1or dt

comutajie 9i u ,up,ut.,,,iunilor externe. Aceste supratensiuni sunt inerente in orice converto]

---T=-I

i ! ^-

r--$-+i l-x

b-i u.t

r--h--- i+?r 2

= '.=J

deoarece nici cu ceainductivitá}ile parazite,

íngrijitá proiectare a

6I

circuitului nu se pot elirnina complet

Fígura 4.23. CircrríL de proLect'íe índividua1apentru tranzistoare TGBT.

Fi9ura 4 .?3 ptezintá cáteva circuite de proteclie individualá impotriva supratensiunilor,circuite care trebuiesc utilizate in parte, pentru fiecare dispozitiv semiconductor al unuiconvertor. Figura 4.23.a se referá la variantele foarte simple cu glup RC de protectie, cu diodeZener de putere, respectiv o configura1ie combinatá cu grup RC asociat, ín paralel, cu diodastabilizatoare de putere. Un circuit superior, b'azat pe o Íetrea RCD este evidcn1iat de Figura4.z3.b, Íl7l''

Valoarea capaeitá1ii condensatorului de protec1ie se poate determina cu formula:

maiLP.

i-,dla l-.'

R

C

cs>i cM/ (dvcE/ dt) (4.3)

62

Pentlu valoarea rezistentrei R* din circuitui de proteciie'se pot folosi expresiile:

vcF/ rcRr4<Rssttgrin/ (4. cs) (4.4)

proteclie se stabile$te cu expresiaPuterea disipalá de rezistorul din circuitul de

urmátoare:

lcudv.r/dt

tranzistorului;Ycs

b*th min

convertorului;fo

P*-"=0.5. C" (v")2. f o (4.s)

Semnificatia márimilor care au intervenit in formulele de mai sus este:

curentul de colector maxim ín regim de func}ionare normal;panta de cre$tere admisibilá pentru tensiunea colector - emitor a,blocarea

tensiunea colector - emitor inainte tle saturarea tranzistorului IGBT;curentul de colector de virf periodic, maxim admisibil;durata minimá a tensiunii grilá - emitor, la func1ionare normalá a

frecventa maximá cle lucru a tranzistorului'

Dioda D, trebuiegte sá fie o diodá rapidá sau de comutalie .

Pierderile de putere in acest circuit de protec}ie sunt relativ ridicate ca valoare gí cresc

in mod sémnificativ cu cre$terea frecventei de lucru a tranzistoare}or din convertor. Din acest

motiv acest circuit de protec1ie se utilizeazá in conveltparele cu un numár redus de tranzistoare

de putere. La circuitele ín punte trifazatá folosirea acestui ciröuit este posibilá, a$a cum rezultá

gi din Figura 4.24, dar se recomandá numai pentÍu convertoarele cu putere instalatá micá,

destinate a funcliona la frecvenle de lucru relativ reduse,

Pentru convertoaÍele care opereÍlzá pe baza tehnicii de modulare ín duratá a

impulsurilor, cu firn4ii de comparaie de inaltá frecven1á, se recomandá alte circuite de protectie

impotriva supratensiunlor de comutalie gi din refeaua de alinrentare.

Figura '{.25 prezintá un circuit de protec1ie impotriva supratensiunilor, adecvat

convertoarelof ín punts ttifazatá cu IGBT, care func}ioneazÁ ptin modulare ín duratál a

impulsurilor. Protectia se face cu relele RCD comune pentru un bral al convertorului. Valoafea

capacitáÍii condensatorului din circuitul de protoctríe se calculeazá cu expresia:

cB>-{i3.Lp) / t (/c3-r) v3") (4 .6)

63

Figura 4'.24. Ap1ícarea protectíei indivíduale 1atranzistoarele TGBT ale unui convertor in punte.

Dimensionarea rezistenlei de protec1ie' este posibilá cu formula:

Rr=r/ (4 ' f a. cB)

Puterea disipatá de rezisten1á de protecJie va fi:

(4.7)

' Pvnr=a.5. Cs. {k3-t! .vj". t" (4. B)

Márimile care intervin ín expresiile de dimensional€ prez€ntate mai sus au urmátoareasemnificalie:

id - valoarea maximá a curentului corttinuu comutat;

LP - inductivitateaparazitá a circuitului cuprins intre sursa de ten$iune continuági nodul corespunzátor bragului convertorului ;

64

V".

ku

vcsv

fo

tensiunea continuá din circuitul intermediar;

supratensiunea admisibi}á, corespunde raportului vcEM/vcc admisibil ;

tensiunea colector - emitor maxim admisibilá la blocarea tranzi.storului;

frecven1a maximá de repetare a procesului de blocare a tranzistonrlui.

Dioda D" trebuiegte sá tíe o diodá rapidá sau de comuta1ie.

1.i.{l

fJ{:r

ir:i

r

r'

Figura 4.25. Princj-piul protectiej- tranzistoarelorIGBT cu grup RCD pe brat.

Pierderile in canrl folosirii acestui circuit de protectrie sunt sensibil reduse fa1á de cazulcircuitului prezentat ín Figura 4.24. De aceea configura1ia desgrisá in Figura 4 .25 se recomandáin cazul convertoarelor cu IGBT cu putere instalatá mare.

In cazul schiparnol|te}or cu trarzistoare bipolare cu coilrandá prin cámp, cu putereinstalatá medie gi cu circuit ín punte ttífazatá se poate folosi cu succes gi circuitul de protectrie

comun prezentat ín Figura 4.26. Dimensionarea elementelor componente se poate faceasemánátor cazului studiat mai sus. In fine, ín cuul puterilor mici se recomandá un circuitsimplu indicat ín Figura 4.27 . Efeetul inductivitá1ilor parazite de pe fiecare bra1 este controlatlocal cu condensatoarele Co. Un singur grup RCD este folosit pentru controlul supratensiunilorgenerate de inductivitatea parazitá din circuitul sursei de cur€nf teontiiruu'

65

Fígura 4.26. Principíul protectíei tranzistoarelorcu grup RCD comun.

Existá o documenlatie tehnicá relativ bogatá in domeniul circuitelor cu tranzistoarebipolare cu comandá prin cámp, IGBT' Aceasta se referá atát la caracteristici func1iorrale,

principii de comandá 9i protec1ie specifice cát gi la o serie de aplica1ii concrete in cele mai

diverse domenii ale electronicii de putere, t22l, Íz3|, Í24],I25], rzq.

Figura 4.27. PrincípÍultranzísLoare1or dintr-un

protecLiei distribuite aconvertor tri-f azat. -

66

Cele prezentate ín acest capitol se constituie ín acest context, intr-un minimum de

irrfurmaÍie, suiicientá insá utilizatorilor sau prezumtivilor utilizatori pentru a aplica cu succes

aceste dispozitive semiconductoare performante in circuitele electronice de putere. .

t*

t.Y*

67

s.MODTILAREA IN DI'RATA A IMPULS-I]RILOR, MDI,TEHNICA DE COMANDA A CONVERTOARELOR

ELECTRONICE DE P'I.ITERE MODERT{E.

Utilizatorii convertoarelor electronice de putere dispun de echipamente electriceproiectate pentru a funcfiona la parametri optimi in condi1iile alimentáfii de la reJelecQnvenÍionale de energie electricá, ( re1ele de curent continuu' de curent alternativ monofazatsau de curent alternativ trifazat ): Este complet lipsit de sens a pune problema fept'oiectáriiechipamentelor de utilizare'a energiei electrice pentru condi1ii specifice alimentárii de la re1elelocale de energie electricá cfeate cu ajutorul convertoarelor electronice de putere. S-ar intiáintr-un.cerc'vicios, neproductiv gi extrem de costisitor in care orice modernizare in electronicáde putere ar atrage un proces de reproiectare in alte domenií ca: ma5inile electrice,electrotermie; iluminat electric, electrochimie, etc. Fac exceptie de la consicleraliunile de maisus acele aplicatrii speciale ín care procesul tehnologic cere performan}e care nu pot fisatisfácute cu elementele de execufie electrice din produc1ia de serie. Se pot men1iona aiciaplica1ii speciale cum' ar fi: ac1ionarea directá a brogelor la magini de rectificat, ac}ionafeadirectá a frezelor dentáre' actionarea directá Ia ma$ini de echilibrat, cuptoare 9i instala1ii dötratament termic de inaltá frecvenfá, instala$i speciale de galvanizare, etc.

Func1ia de conversie a formei energiei electrice este insá índeplinitá de cátreconvertoarele electronice de put€re cu ajutorul diipozitivetor semiconductoare specifice éareluoreazá in regim de comutatrie, in cazul majc'ritáÍii absolute a aplica}iilor' In aceste condi1iigeneraréa unor re}ele locale de energie electricá caracterizate prin parametti de naturá'electrióáconstanÍi sau cu legi de variatie descrise prin func|ii continue gi netede cle timp constituie intr-adevár o problemá importantá si totodatá dificilá' Electronica de putere, in chiar fazele sa]e deínceput|a gásit ráspunsul adecvat aeestei probleme, bazat pe folosirea convertoarelór cu maimulte nivele de tedtibne,la iegirb'respectiv, bazat'pe aplicarea metodei de comandá prinmodulare in duratá a impülsurílor, MDI. Acest principiu de comandá este cunoscut hr literaÍuratehnicá de specialitate de limba engleá sub numéle de "putse Width Modulatidn-, PWM, n rro"relativ incetá1enit 9i la,'noi. '

, Proiectarea 'gi realizarea convertoarelor electronice de putere 'cu dispoziiivesemiconductoare cÍrre perr'niteau dohr frecven1c ' modeste de comutafle a liinitat' insáperforma{ele realizate prin apliearoe metodei de comandá cu modulare 'in duratá aimpulsurilor. Folosirea tehnicilor de modulare bipozdionalá'sau tripozi1ionalá, asociat cqstrategii, relativ dificil de implementat de sincÍonizare intre funclia de modulare gi cea decomparare, {27|, au imbunátá1it ?Htr-o oarecare másurá calilatea energiei electrice' fiipnizate laiegirea convertoruluill.{u'máru1 redus de pulsuri de tensiune la iegire afecta in mod.seninificativ '

gi investi1ia in filtrul de iegire care nü putea fi exploatat totjeauna in mod e'ficient in tot

l,l.II

!

68

domeniul de lucru.Apariiia tranzistoarelor de putere, ( bipolare , MosFET gi cu deosebire IGBT ) a lárgit

in mod spectaculos aria de aplicare a metodei de conrandá prin modulare in duratá a

impulsuriür, MDI. In literatura tehnicá de specialitate ín limba románá lucrarea [11] abordeazá

próblematica convertoarelor moderne cu comandá MDI, care beneficiazá gi de avantajele oferite

de dispozitivele semiconductoare de putere capabile a lucra in inalta frecven1á 9i de cele oferite

de sisiemele de reglgre $i de comandiÍ discrete cu microprocesoare' Folosirea comenzii MDIpermite convertoarelor electronice de putere sá geneIeze relele locde de energie electricá cu

performanle foarte apropiate de cele ale surselor ciasice, in conditiile in care devine disponibil

ii un graO superior de reglabilitate la iegire. Asociat cu aceasta, convertorul electronic de putere

cu vor poate avea gi o comportare ecologicá atát din punctul de vedere al consumatorului cát

9i din cel al re1elei de alimentare care rámáne, in mod evident, sistemul energetic de curent

alternativ.Metoda de comandá prin modulare in duratá a impulsurilor' MDI, se aplicá in prezent

la toate categoriile de convertoare electronice de putere, inclusiv convertoarele de calcc cu

comutaÍie próprie ciue constituie obiectul acestei lucrári. Din acest moÍiv prezentul capitol va

fi destinat unéi analize cát mai actuale privind performantele, modul de aplicare 9i tendinple

de dezvoltare ín acest domeniu. Se va presupune 9á convertorul are configura}ia de punte

trifazatárealizatá cu ventile de tensiune alcátuite din tranzistoare'de putero, (bipolare, MosFETsau IGBT) prevázute cu diode de curent invers' Aceastá configuraile are ráspándirea cea mai

largá, atát in cazui redresoarelor cu comutatie proprie cát gi ín cazul inYertoarelor. De altfel

es1! bine sá precizám chiar aici cá din motive legatq de motxinerea perqanentá a punctului de

func1ionare á1 tranzistoarelor de putere in cadrul restráns al ariei de func1iorrare sigurá toate

convertoarele realizate cu aceste dispozitive semiconductoare sunt convertoaÍe de 1ensiune. Nu

este posibilá realizarea irnor convertqare de curent, bazate pe ventile de ouÍ€üt, ín mod

asemánátor circuitelor cu tiristoare fárá diode supresoare' insá folosind tranzistoarele. AEa cum

se va'preciza la sfárgitul acesrui capitol 9i exemplifica in capitolul urmátor, acest fapt nu se

constiruie ca urr dezavantaj deoarecs comanda prin modulare. in duratá, MDI, permite gi

implemennrea inYertoarelor de tensiune cu tranzistoaÍ€, cu caracter de 'sursá de curent.

Nu ne vom referi Separat la particularitáÍile comenzii prin modulare in duratá a

impulsurilor, MDI, in cazul convertoarelor de cclcc. Aceastá situatie este intr_adevfu speciÍicá

gi óonvertoarelor de caloc in configura1ia redresor neqoma$dat asociat cu circuit aval de reglare

a ténsiunii.5i de corectare a factorului de putere, t28]. o serie de clasifieári se pot gási ínsá in

[27), iar metoda dg generare a semnalelor de comandá'este relativ simplá' conslituindu'se ca

un caz paÍticulaÍ al celor ce vor fi expuse in continuare.Pentru analiza metodelor de comandil prin modulare in duratá a impulsurilor; MDI;

vom lua ín considerare un model simplificat al convertonrlui trifazat''in punte,care este prezgntat

in Figura 5.1,a. Convertorul este realizatcu ventile de tensiune, conform cu precizárile de mai

sus, Deocamdatá qu vom defini o intrare, respectiv o iegíre pentru acest circuit deoarece numai

aplica;ia specificá, in domeniul redresoarelor sau invertoarelor permito.acest lucru. Pe partea

de curent continuu se gásegte o sursá de tensiune pontinuá de valoare Uo iar pe partea de curent

alternativ un sistem de bobine de reactanÍá cupleazá convertorul la re1eaua de ca, ('bobinele pot

lipsi dacá reÍeaua are caracter inductiv, lucru valabil ta apliea1ii de tip invertor). Indiferent de

strategia de comandá a ventilelor conyertorlului, fazorul tensiunii de' pe. paÍea de curent

atternatiÍ nu poate ocupa decát 8 pozi1ii raportat la cercul din Figura;5't'b' Dinrre aoest 8

pozitii numai 7 sunt distincte, tripletele aláturate pozi1"iilor ptabile erplicitánd starea

iispozitivel'ór gemiconductoare din ventilele de tensiune de pe fiecare bra1'al couvutorulúi. Cu

1 s-a marcát situa}ia in care conduce un ventil numit ''superior" 9i conectat la bará L*, respectiv '

69

cu 0 situa1ía cánd conduce un ventil nümit ''inferior'' gi conectat la bará L . ordinea cifrelor dinfiecare triplet corespunde celor trei bra1e ale conveÍorulüi, considerate de la stánga la dreapta.

Fazorul tensiunii de pe pÉrrtea de curent alternativ al convertorului este 0 numái dacá toate

ventilele superioare, respectiv inferioare conduc. Evident tensiunea dintre nodurile a, b,

respectiv c va fi totdeauna dreptunghiulará. ordinea in care se parcurg punctele de pe'cerc de

cátre'fazorul de tensiune poate fi absolüt arbitrará.

L1

L2L3

4 ,Re.

MO

lll -/'/

000\

l0l

P ,r'

aat

Figura ' 5.1. Cofivertorul- trifazat inpunte si oríentarí1e posibi1e pentruf azorul tensiunii u.r ,

l

Pentru ca acest convertor electronic cle putere sá satisfacá celor mai pretenlioaseaplicaiii de conversie calcc sau cclca este de dorit ca fazorul tensiunii de pe partea de curentalternativ sá fie condus , cu viteza constantá in regirir sta}ionar,'chíar pe cercul delimitat de cele6 puncte stabile de tensiune nenulá. Ín acest caz tensiunea pe pafiea de curent alternativ a

convertorului va fi sinusoidalá. Cu mijloaceie actuale de care dispune electronica de putere acestlucru nu este posibil. Comanda prin modulare ín duratá a impulsurilor are drept scop sá asigurefazorului aoestei tensiuni o traiéctorie cát mai apropiatá de acest ierc, cu folosiréa la ri"raximuma performantrelor oferite de cátre dispozitivele seniiconductoaíe moderne.

In concordanfá cu cele prezentate in eapitolul 2, fazoiu! tensiunii de pe partea de curentalternativ á convefiorului din Figura 5.1 va'fi:

_23

gs ( t) =u"o ( t) +i u"u ( t) I u,, ( t) +au,r( t) ta7u"" ( t) ] 5 . 1

r70

In fiecare ciclu de functrionare cu duratá de o perioadá T, la frecvenla de lucru f =

1/T, acest fazor parcurge complet gr o singurá datá cercul care contine PoziÍiile sflg stabile'

Dacá aceastá p21'"u'ge.. se face urmánd in mod succesiv pozifii|e stabile, coíveÍtorul va

produce p. pu.t"u de curent alternativ o tensiune dreptunghiulará nemodulatá. Perioada T poate

fi constantá sau variabilá in func1ie de aplica1ie.

Comanda prin modulare in duratá, a impulsurilor presupune dividerea ciclului de

func1ionare de duratá T ín subintervale de duratá constantá To. In acest fel pentru conducerea

fazorului tensiunii pe o traiectorie cát mai apropiatá de cea ín formá'de cerc ventilele din

convertor vor funcfiona in cicluri de frecvenÍá constantá fo:

f=L-D fr- tp

U'r, *Í^"n(üat-p -

(5.2)

1

t

Intrucát durata subintervalelor To este constantá aceastá metodá de modulare se va numi

sincroná. Pe parcursul acestor subintervale fazorul tensiunii va ocupa pozitii binedefinite,

evident alese dintre cele 6 posibile pe cercul traiectorie, pentru intervale de timp tot

binedefinite, astfel incát valoarea medie a fazorului tensiunii dreptunghiulare rezultante sá fie

egalá tocmai cu va1oarea medie a fazorului tensiuiril sinusoidale corespunzátoare pentru acela$i

subinterval de timp Tr, Í29|, :

(s.3)

Cu cát subintervalele vor fi mai scurte, cu atát mul1imea valorilor medii ale tensiunii pe duratele

succesíve \ va aproxima mai bine forma de undií sjnusoidalá' In mod aparent fazorul tensiunii

pe partea de curent alternativ a convertÖrului vá fi cdndus pe cercul care con}ine cele 6 valori

de tensiune practic realizabile. Cu cát subintervalele \ vor fi mai scurte cu atát va cregte 9i

numárul de comuta1ii pe unitatea de timp gi in mod corespunzátor energia pierdutá ín convefior'Deci va trebui gásit un echilibru íntre gradul de aproximare al traiectoriei circulare pentru

fazorul de ter.lsiune gi pierderile de comutalie !

ln mod practic conducerea fazorului conform principiului descris mai sus ímplicá

determinarea in fiecare subinterval a stárilor de conduc1ie pgntru toate cele ó ventile din

configura1ia conveitorului. In acest scop se genereazá un serrnal triunghiular bipolar simetric

cu amplitudine unitará 9i cu perioadá egalá cu durata To a ciclurilor MDI. Acest semnal, numit

funclie de comparare, c(t) se folosegte pentru determilarea stárilor de conduc1ie pentru toate

cele trei bráÍe ale convertorului electronic de putere, In cazul modula'ieí sinusoid4le un sistem

tífázatsinusoidal simetric de semnale,'cu amplitudine gi frecven1á variabilá se constituie in cole

trei func1ii de modulare, m(t), caÍe compaÍatg. cu c(t) vor stabili in mod univoc stárile de

conductie a tuturor ventilelor din convertor' In intervalele de timp' Ín care firnc1ia de modulare

corespunzátoare unei faze este mai mare decát functria de comparare trebuiegte sá fie conectat

ventilul superior pentru ca tensiunea pe partea de curent alternativ sá fie pozitivá respectiv, ínintervalele de timp in care functria de modulare este mai micá decát funcÍia de comparare

trebuie$te sá fie conectat ventilul inferior pentfu ca tensiuilea pe partea de curent alternativ a

7t

bra1ului sá deviná itégativá. Amptitudinea fuirc1iei de modulare va imprrne valoarea eféctivá atensiuni* alternative leneráte cu ajutorul impulsurilor de tensiune continuá'constantá de valoare+lJd/2, respectiv; -Uo/2. Frecveflla functiei de modulare va impune frecvenla aceleia6i tensiunialternative."Rezumánd, tensiunea pe paÍtea de curénti altemativ a unui braÍ va fi:

daca n(t) > c( E)daca n(t) < c(t)

i'l. i]í -'

In cele expus€ mai sus píecum gi ín ecua1ia 5.4 tensiünilé continue s-au preSrlpus'rrláíüfátb faÍá

de punctul M din Figura 5.1. : '

lÍ_ trtT^lll

F .J I

utr) f,ud

Figura 5.2. Principiul modulatieí naturale.1

Exemplificat pe un braf de convertor, pentru cáteva ciclun de func1ionare, Figura 5.2prezintá modul de aplicare a] comenzii prin MDI sincrone in cazulin care func1iile de modularesunt sinusoidale. Este indicat modul de determinare al punctelor de comutalie giiunda de

tensiune rezultantá. Acest caz poartá numele de modulatrie sinusoidalá.naturalá, {'l'l]. Ea se

poate implementa cu circuite de prelucrare continuá a semrralelor dar metoda este costisítoare,

u(r) = rlir:"2 (5.4)

77

relativ rrnprecisá - in special in'.regim.tranzitoriu 6in practic, depágitá rnoral' Implem'entarea

metodei de modula1ie naturau in sistemele de comandi MDl discrete se love$te de diÍioultá}i

legate de stabilirea punctelor de comutale care, a5a orni se prezintá detaliat in [l1l' sunt date

dJecualii transcendente, imposibil de solulionat in timp real' ' :

convertoarele electronice de putere moderne sunt preváZute cu circuite de comandá

cliscrete care func1ioneaá subordonat unor sisteme complexe de comandá 9i reglare a

|roceselor. Aceste ,i.te*" de comandá 9i reglare sunt la rándul lor sisteme discrete'bazarc pe

calculatoare de proces, calculatoart personale; microcontrolere de proces, procesoare discrete

de semnal, transputere' etc. Sistemul de comandá discretá al convertorului are o magistralá de

date la intrare care este comuná cu magistrala de date a sistemului de reglare discretá a

procesului. o buná ftlnc1ionare a comenzii MDI impune citirea la fiecare inceput de ciclu sau

de semiciclu a datelor referitoare la fazonrl tensiunii ce trebuiegle generat pe partea de curent

alternativ a convertorului. Aceste date pot fi sub forma componentelor fazorului intr-un sistem

Íix de coordonate trifazate, a_b-c, ortogonale, d_q sau chiar in coordonatepolare. Important este

ca ele sá fie.reactualizate pentru fiecare ciclu MDI in parte, ín caz contrar sistemul de comandá

discretá al convertorului reproducánd pentru incá un subinterval To fazorul generat in ciclul

anterior. Pe baza datelor primite de la sistemul de comandá gi reglare al procesului, circuitul

de comandá discretá al convertorului va trebui sá determine momentele de comutare a

ventilelor, fácándu-se apel la expresii matematice solu1ionabile in timp real. In acest scop sunt

necesare tehnici de modulalie superioare modulaliei naturale.

ittltltt

ltllllltllttlrllrl

Ej-gura 5.3 . Prineipíulesant ionare .'uní f ortna .

modu1atíeí

73

' Trei variante de modulaÍie MDI vor fi:analizate in continuare.Figura 5'3 scoate inevidenÍá canrl modulaliei sinusoitlale prin eEantionare uniformá. Si^ín acest caz se iau,inconsiderare nuÍnai cáteva subintervale de funcfionare pentru rrn braf de convertor: Aga''oumreanltá din figurá, valoarea func1iei de modulare de la inceputul subintervaluluÍ se mentrine pe

toatá.durata,To, aceastá valoare constantá ''comparándu-se" cu functria de comparare, c(t).

Practic punctele de comutalie se stabilesc prin calcul, cu.expresii suficient ds simple, [{lJ;pbntru a fi posibilá comanda MDI in timp real. Dezavantajele modulafiei sinusoidale prine$antionare uniformá constau in abaterile relativ mari fa1á de modulafia naturalá oi distributianesimetricá,a duratei'de conectare T" ín interioru} subintervalului To: Pentru a se eliminaiceledouá,aspecte negativo men}ionate se utilizeaiápe scarö largá mbtoda de egantionare uniformáasimetricá, explicitatá prin Figrna 5.4. In acest c22 func1ia'de modularo'se menline conítantápentru fiecare jumátate de subinterval To. Ca urmare apróximarea'funptriei'de modulare'oontinueare loc ín condi}ii superioare 9i impulsurile de tensiune pozitivá pe paÍtea de cuf€nt alternativa bralrdui sunt mai bine centrate in interiorul subintervalului. Calculul ana'litic al punctelor decomutaÍie nu prezintá dificultáti deosebite, t11]' o comandá MDI cu peformanle superioarereclamá ínsá ln acest caz o viteá de lucru drúlá din partea sistemului de reglare al procesuluicare trebuie sá furnizeze valorile fazorului de tensiune peRtru fiecáÍ€ jumátate de subintervalTe.

m(l)

c{t) t -mtt) * 1

l1llgtl1ll1ll;tlÍ|

lt

űt) t"ud

Fígura 5 .4 . Princípiul modulati_ei prinesarlLionare uniform asímetríca.

74

Caracteristic pentru metodele de modulalie sinusoidalá prin egantionare uniformá 9i prin

egantionare uniformá asimetricá este acea cá fundamentala undelor de tensiune geneÍate pe

parteade curmt altcrnativ a bra1elor conveÍtorului'va fi defazatá in urma funqiilor de rnodulare

ionr;inue folosite ín cazul modula1iei naturale. In aplica1iile de tip invertor, deci in convers1a'de

cclca, in marea majoritate a cazurilor acest:defazaj nu are níoí,un fel de consecinte nedorite,

deci'prez.onla sa poaÍe fi neglijatá. Problema se pwre cu totul altfel ln aplica1iile de tip redrcsor,

deciln conversia de calc*, unde,aát criteriile de func1ionate.ocologicá cát $i siguranÍa in

func1ionare a convertorului imprur' o sincronizare perfectá cu reÍeaua de curent alternativ $i'uncontiol riguros al fazei fazorului tensiunii de pe partea de curent alternativ al convertorului

ÍapoÍtat ű t1pa fazorului teosiunii retrelei de ca. Ca urnure in acest domeniu este recomarrdatá

o altá variantá de modul4ie care se preteazá mai bine la func1ionarea sincronizatá a unui

convertor electronic de putere comandat prin MDI. Figura 5.5 prezintá acest tip de modula1ie

numit modulafie prin egantionare unifqrmá asirnetricá optimalá, [30]' [3u' [32]' Caracteristic

pentru aceastá metodá de modula$e este fapnrl cá func1ia de modulare egantionatá este'cÓnstantá

iot pe durata unei jumátá1i de subinterval To. Valoarea func1iei, de modulare egantionate nu va

coróspunde ínsá cu valoarea func1iei de modulare continue,'de la íncepurul ciclului de

functionare, ca gi in cazul variantelor anterior prezentate. Ea va fi acum egalá chiar cu valoarea

medie a func1iei de modulare continue calculatá corespunzátor jumátálii respective de

subinterval To.

m(t)

cÍtr | -m(t) .l

uril {+ud

Figura 5.5. Princípíu1 modulatiei prinesantionare uniform asimetrica optimala.

t'

75

: Inainte de a íncheia discu1ia referitoare la metodele optirrre de egantioÍt&c a fuirc1iilorde,mÓdulare, m(t), se rirai impune urmátoarea obsewa1ie futrportantá.-t a conv€ftÖátBle modéifiecomandate prin modulare in duratá a impulsurilor, MD[, funcÍia 'de comparáre, c(t), are operioadá foarte redusá in raport cu cea mai micá duratá, T, a ciclului de func1ionare a

convertorului. Ca urmare nu mai are nici un sens sincronizarea funcliei de comparare cu niciuna dintre funcliile de modulare. Aceasta se traduce printr-un deosebit avantaj legat de

eliminarea unor eforturi tehnologice gi de programare deosebite.

u-(1)+5

OA,IM

d

4l

(J/

/ w-fi)

o

p- tg

Fígura 5.6. Traíectoria fazoruIui tensíuniisí f]-uxului converLorului' pentru p = ]-8.

Prin alegerea celei mai bune metode de e$antionare a funcliilor de modulare pentru oaplica1ie datá nu s-au rezolvat insá in mod automat toate problemele complexe ridicate decomanda MDI sincroná a convertoarelor electronice de putere. o decizie asupia formeifuncliilor de modulare se impune de asemenea. Acest lucru este ínsá posibil numai dacá vomanaliza originea defonnárii curentului pe partea de curent alternativ aconvertorului.

Aga cum s-a menÍionat deja, fazorul tensiunii alternative generate nu va putea fi condusniciodatá cu viteza constantá pe o traiectorie in formá de eelc. Figura 5.6 aratá cazul particular

"ánd du'utu subintervalelor To s-a ales astfel ca o perioadá T a tensiunii altemative pioduse de

cátre convertor sá con1iná l8 cicluri MDI' Fazorul tensiunii alternative u(t) nu se va roti pe

76

cerc, daÍ, tggrotic, va ur,ma traiectoria poligonului cu 18 laturi, care aproximeazá foarte bine

cercgl. Fazsrubi g{t), numit,in continuare "fazorul tensiunii convertorului"i i se poate asocia

un alt fazor, {!(0, [30],,[3U, [32], definit prin expresia: ,.

V.(t) = fu.(r)dt:.(5.s)

9i numit 'fazorul fluxului convertorului'. Dacá fazorul tensiunii convertorului s-ar roti cu viteza

unglriulará constantá pe o traiectorie in formá de cerc atunci 9i fazoruI fluxului mnvertorului

s-ar roti, tot cu viteza ungliulará constantá' pe acela5i cerc. [n acest caz convertorul nu ar fio sursá de regim deformarrt. Notánd cu indicele ''i" fazorul fluxului convertorului pentru cazul

ideal al traiectoriei circulare, ![ri(t), diferenÍa celor douá fluxuri conduce !a un ''fazor al fluxului

detbrmant'', v"(t), care este proporlional cu fazorul i"(Í) al curentului ''deformant", conform

ecualiei urmátoare:

E-(ü) =1,*jn(t) =L(L) -Vi(L) (s.6)

Figura 5.1 . Explicativa privind. definÍreafazoruIuj_ fluxuIuí déformant.

dTr aiector'ia lazor'ului fluxuluide nef erlnta a convertor'ului

..r l.f v(t)

i !JvLft)\

Lp5 p (t)

:-..*\

\\

7',7

Definirea fazorului fluxului deformant gi at curentului defortnant s-a facut cu referire lf nrodelulconvertorului ín punte comandat prin MDI indicat de Figura 5:1. EVident cá in cazulconvertorului ideal comarrdat cu un numár infinit mare de pulsuri MDI, curentul va fi sinusoidalíntrucát fazorul fluxului convertorului coincide cu fazorul fluxului convertorului ideal 9i decifazorul fluxului deformant va fi zero. Dacá fazorul'Íluxului convertorului este condus cu vitezácotlstantá pe o traíectorie poligonalá cu un numár suficient de mare de laturi, vor apare doardiferen1e de modul fa1á de fazorul fluxului convertorului ideal, cei doi fazori rotindu-se sincron.Ca urmare deformarea curentului pe paÍtea de altemativ a couvertonrlui va avea valori relativponderate., situatr'ia in realitat€ este Ínsá rntlt mal cortrpléfá:'Indifererit de durata subiiitervalelorTo, fazórul fluxuluí convertorului' v"(Í): nu se Va deplbsa pe traiectotia poligonalá a fazoruluifluxulüi de referiÍlÍá al coÍtvertoru1ui,:{*(). Aceasta este o consecin1á h faptulut'öá pe de oparte existá nuÍnái 6 dif€clii posibile peítrü fazoiuI tensiunii convertorului gi pe de altá parteÍh'interiorul fiecárui subinterval: fazoru7 tenshmii convertorului nu se rote5te continuu ci, aga

Ctltll:S-á mai precizat, ia valori binedefinite pehtru intervale de timp binedefinite astfet cá riumaivalo-áreÍá' sa firedie Va fi cea impusá. Din aceste'motiÍb, aga cum rezultá 9i din Figura 5.7 apareun flux defoimant, ,r"(t), a cárui valoare este dát de exiiiesia: l : 'i ' :i"l

Y-(t) = E=(Ü) _ V--P(t),.i:,. I

(s.7)

Acest flux deformant este responsabil de distorsiuniIe curentului pe partea de alternatív aconvertorulú comandat prin MDI. Conform figurii 5.7 fazorul fluxului deformant s€ poatedescompune ín urmátoarele douá componenle:

Y-(t) = Y,a(L) + Y,., (r) (s.8)

Componenta longitudinalá a fazorului fluxului deformant, ,P"tr(t), este orientatá de-a lungultraiectoriei fazorului fluxului de reft*rin1á. Aceastá componentáigi are originea in principal infaptul cá pe durata stárilor de tensiune riulá fazorul fluxului convertontlui nir se rote$te.Componenta transversalá a fazorulqi fluxului deformant, v"-(0, este orientatá perpendicularpe traiectoria fazorului fluxului de referin1á. Ea rezultá in urma faptului cá fazorul tensiuniiconvertorului poate ocupa in realitate doar 6 pozilii distincte pe cercul traiectorie. , '

Defini1iilg 3e mai sus sunt de o mare importaniá la studiul performan1elor 9iproiectaréícorrveitoaiitoié"oiogicátié óaléc !|pcifTi éxtinso1á-'óffiIióíi-ertoatéIói-ó e őc/caaffin_cí-oálíd sáÍctná riü aiéGnsiuiid:éléctromotoare sau con'ine tensiuni electromotoare cuvaria1ie sinusoidalá in fruic1ie de tirnp. Evident gi ín acest din urmá caz calitaÍea energieioleotrise fumizme Sarcinii de ca trebuie sá satísfacá 9i céloi riiai swéte criterii de'pérforman1á,ragimul deformant trebuind a fi eliminat ín cea mai mare másurá posibilá. j'

Putem,acum reveni la problema alegerii optime a forrhei funcliilor de modutafe, [30].Se pot adopta douá driterii de comparare: gt'adul de'distoniune al curen1iloí ípecific metodeide modulare 9i gradul posibil de:exploatare a tensirltiii continue prin opéíarea la adáncimi dernodulare cát rnai mari, Prin adáncimé de modulare, á., ii1elegem faportul dintre amplitrldinea,

78

variabilá ln general, a func;iilor de modulare m(t) li amptitudinqa constantá a funcÍieitriunghiulare de cQmparaÍe c(t): : ,. 'i j ''

{s.e)

m(t)

c{i)fro)

nigura s '8 Principiul moduIatieí sinusojdalq.

.4_fra^- V

Valoarea efectir,á a tensiunilor pe partea.de curent alternativ a convertorului este

proportional cu aceastá adincime de modulare gi cu valoarea te.nsiunii continue de pe partea de

curent continuu a convertorului. Posibilit'atea funqionárii convertorului la adánoimi &'npdularemaxime, adicá foarte apropiate gi chia1egale cu unitatgp, permite generarea tensiunii alternati1p

dorite cu o tensiune continuá minimá. Ca unnare pe.de o parte in circuitul de.eurent'alternativ

vor fi prwenite imbátránirile premafure ,a materialelgr izolntoare 9i' condensatoarelor qi pe de

altá parte nu va trebui aplelat la dis'pozitivq semiconductoa1e de tensiune inaltö, asosjat ,cu

circúre sofisticate de protec1ie la supiatensiuni. Subliniem cá,cele indicate aici se.constituie ca

un avantaj fundamental al modula1iei sincrone in raport cu cea asincroná caÍe va fi analizatá la

sfir$itul acestui caPitol.

iin

rlb

ttE

nt'

brH-Et

F'I

i!

f,igirra 5.ti reia cazul modula}iei'sinusoidale la care ne-arn referit in mod r€petat lncadrul acestui capitol.,Se.eviden1iazá procesul modutárii ín duratá a impulsurilor'ín cazul

func1ionárii eu P = 42 pulsuri de 1ensiung pe o alternanlá,,la o adfuiclne de modulare fu : 1-

Figura prezintá functra de modulare sinusoidatá continuá' fun€Íia de modulare e$antionalá

uniform asimetric opiimal precum gi functia'de compaÍare' luate ín considerare p9ntru'durata

unei semialternanle' T/2. Cu scopui de a servi cabazá de comparare cu urmátoarele meto&,

precizám cá funcÍia de modulare continuá,conform expresiei:

pcilt{u .faza 'ta" , in acest

m,(t) = á'sínot

Evident, func1iile de modulare pentru celelalte douáidentice, dar defazate cu cáte 2n/3 grade electrice.

(s.10)

faze ale convertorului trifazat vor fili

it9

caz, Ne fprpa simpláI ', 'i .'

l.usft)

\.wvft)

r-ps n ft)

Star-e de tensiune nula 2

Tr^eiector^ia r^ea1a a íluxu1ui

Stane de tensiune nula i

\ --Tr^alectorla deír^efer^1nta a f1uxuluÍ

Fígura 5.9. Traíector:ia ' f azorului f'Iuxuluiconvertoru]_uí in cazul modu}atiei sinusoídale.

Pin. figura 5.9 se paatg vedea diferega din1re traiegtoria fazorului de refbrin1á alfluxului convertorului gi traiectoria realá a fazorului fluxrrlui convertorului, care stá la origineafazgnrlui fluxului deformant !"(), 9i impIicit la originea compon€ntei deformante a fazonrluicurentului, !lt). ij

d'e duratá To, scóasá in evidenÍá priu Figura 5.10, constituie'.un dezavantaj al moduláriisinusoidale.

|e' $e altá pafte nu trebuíegte pierdut din'yedere faptul cá dispozitiyele semiconductoarediu convertor sunt reale. Ce19' douá tranzistoarq,amplasate pe un bral al ponvertorului,. Figura5,11, functriopgaá sigur gi punctul lor de func1ionaxe Ilu rágráne nici mácar aparent in zpnaactivá a ariei de func1ionare sigurá dacá:

- tranzistorul blocat este menlinut ferm in aceastá stare cel pufin un interval de timptoni

- tranzistorul saturat este' m9n}inut ferm in aceastá stare cel puÍin un interval de timptnn l

- un tranzistor de pe brat prime$te comanda de saturare numai dacá corespondetrtul sáu

r80

esrc blocat deja de un timp tg. Acost timp se ilume9te timp de gardá.' Intervalele de timp necesare pentru o brrná protejare a tranzistoarelor,'Ío,,,'d1i gi t, sunt

indicate de cátre producátori in cataloagele produselor'

I U*lEA

Interval detensiune nula l

Intervai detenslune nula 2

.t I

I A T,- I, ^tA'2 |

'+33

I I

laT6i it#tlrltll

A Tor # LTa2

t!+1) Tp

t'r-guraintr-un

5.10. Dist,ributia 'impulsului de tensiúrte

: Figura 5.12 se referá la proceiul modulárii sinusoídale, atunci cánd comuta1ia sedesfágoará la unghiuri <ot in jur de 9ff, cor*punátor functiei de m(t)' S-au liiat ín consiáeraredoar cáteva cicluri de func1io'ríart gi' pentru simplitáte, s-a presutrius'modula1ie naturalá. Reáltáclar cá tranzistorul T' va tinde sá fie blocat pentru intervale de timp, tr2, tot mai'scurte.Conform figurii, in aceste intervale'de timp tranzistorul T' va primi comanda dé saÍurare darcurentul, dacá are direc1ia indicatá de ságeatá, va Íi preluat de diodá D'' Situa1ia se repetá, peacelagi bral, dar pentru ventilul T2, pentru c,lt ín jur de27tr. Atunci cánd intervalele de timpt'!2' generate de procesul de mÖdulare sinusoidalá Sunt mai scuÍte decát un timp minitn tp', inconfurmitate cu cele'arátate ín Figura 5.13, circuiteli'de protec1ie ale ionvertcrülui vor igíoracomanda MDI simrsoidalá, comandánd respectivul bra1]de conveftot cu impulsurí cu faÖtor deumplere constant. Durata de deconectare a tranzistorului T, seva stabili la:

t{, = to, * 2( tor, +'''Yn 1

circuít de modulare.

(s.1_1-)

8l

LLItaLLI

-U6

Figura 5.11.referítoare 1aconvertorului.

ExpI ícat ívaun brat al

' Revenirea la comanda corectá, conformá modulárii sinusoidale va avea loc arunci cánd

va respecta din nou condilia: i

trz 2 4, (5.L2)

La convertoarele moderne insugi circuitul integtet speciatizat pentru comabda MDI sau

procesorul de semnal progÍamat in acest scop calculeazá stárile de conducÍie'a ventilelor cuverificarea gi luarea in considerare,.,la,nevoie, a timpü.}t}i rninlm rerut priÍt fg}mula 5. t 1 .

Cele descrise aici conduc la deformarea suplimentará a traiectoriei fazotului fluxului

82

convertorului' Ca urmare, dacá se lucreaá la adáncimi de modulare rnari, aqa cum rezultá 9i

din [33] , in jurul valorilor de várf, qrrentul p9 paÍtea de alternativ a convertorului nu va fi nici

p. oipán" sinusoidal. Metodele de corectare, prez,ente in literatura tehnicá de specialitate sunt

"o.pi"^. iar solu1ia de a folosi modularea sinusoidalá, cu limitarea valorii maxime a adáncimii

de modulare sunt neeconomice deoarece impun márirea tensiunií continue pe partea de cc a

convertorului.

-*----t-I

lrv'T2t-u{n I

+Ud

Figura 5.1'2.egal cu 90".

Modulatía sinusoídala in, jur de ot

Sunt necesare prin urmare metode MDI superioare care fac apel la alte func1ii de

modulare. Dacá circuiful conectat pe partea de curent alteÍnativ a convertorului are configura1ia

stea fárá conductor de nul, atunci curenlii din faze vor fi determina1i de tensiunile de linie. Ca

urÍnare,tensiunile de tazánu mai trebuioo sá fie neapárat sinusoidale, Metodele optimale de

commdá MDI oxploateazá tocrnai s9eastá posibilita0e, operánd ,cu func1ii de modulare

nesinusoidale. Acestea se obÍin prin adunarea unei componente homopolare comune la toaté cele

trei functii de modulare sinusoidale, corespunzátoals,fazelor. Evident tonsiunile de linie produse

-+l I

83

de convertor rámán cu fundamentalá sinusoidalá' Ca urmare funcliile de modulare'optimale vor

fi de forma:

mao(t) = á'sintrt + nc(t)mro(t) = á'sin(cot - 2n/3) * mo(r)m.o(t) = á'sin (ol t - an /31 + mo ( t)

(s.13)

Diferitele metode de modulare MDI optimalá diferá tocmai prin modul de alegere al

componentei homopolare, rn"(t)"

Figura 5.13. Efectul protectiei asupra modulatieisinusoidale }a adincime de moduIare maré.

In cazul modulárii sinusoidale cu simetrizare, Figura 5 ' 14' componenta Í\(t) este aceea

dinne func1iile sinusoidale de: modulare 'trifazate, luatá pe jumátate, 'iafe 'afe valoarea

instantanee cea mai micá:

t T 2dconst,

t\

t\

l\_l______

I

i 'É.-tl-ir-ll

'lrlil

uttr {

*ud

__*li '#r-I

I

I

I

I

I

-ud

moss( ü) = }min{ m"(t) , mr(t) , m.(t) } (5.14)

Functia de modulare continuá, pentru faza ''a" , corespunzátor primelor trei intervale,

va fi:

mu"r( t)

m""r( t) = á' I

m''"(L) = á'I

= á'( sincrr * +sínoÜ )

o<r <r/tzzsinoL + lsin( r,lr - an/t ) l2 L5):r/Lz<t<r/4síncot * +sín( oü _ zn/3 ))

,/,

T/4<L<sr/L2

(s.

Figura 5.14.símetrizare.

Principiu1 modularíi'sínusoída1e cu

Figura indicá fungÍia de modulare sinusoidalá, componenta homopolará si funcÍia de

modulare continuá, sinusoidalá cu simetrizare rezultantá. Pentru un numár de 42'impulsuri de

s5,r

Sfané'de

;r""'t'

tenstune nula "2

Tr^atectoria reala p,,fluxului

Star^e de tenslune nula I

Vs(tl

\ ;Traiectorla deíefénlnta a fluxulr.tl

t{sp(t)

Fígura 5. ]_5. Fazorul fIuxuluí deformant 1a modulatiasinusoídala cu símetrizare.

tensiune pe alternan1á se aÍatá $i func}ia de compaÍaÍe corespunzátoare, pe baza ei deducándu-se

func1ia de modulare sínusoidalá cu simetrizare egantionatá uniform asimetric optimal. Se

constatá posibilitatea de a se opera la adáncime de modulare maximá fárá a apare distoisiunisuplimentare. Evident, rámán distorsiunile datorate neconducerii fazorului tensiunii pe cerc, cipe poligonu! cu 42 de laturi. Traiectoria de referin1á gi cea realá a fazorului fluxuluiconvertorului rezultá din Figura 5.15' unde se aratá 9i modul de stabilire al fazorului fluxuluideformant, !'(t),

'Ín cazul modulárii sinusoidale cu simetiizare. In plus, conform Figurii'5.16,constatám gi o repartizare simetricá a impulsurilor de tensiune continuá ín interiorulsubintervalelor To.

Deosebit de utilá in aplica1iile practice se dovede5te a fi metoda de modulare Flat:- Topde 60o, [34], la care componenta homopolará asociatá la fiecare dintre cele trei func1ii de

modulare sinusoidale constá ín amplitudinea unitará a functriei de comparare, c(t), luatá cusemnul acelei firnc1ii de modulare sinusoidale, care la momentul respectiv are valoarea absolutácea mai mare, din care s-a scázut valoarea instantanee a aceleiagi func1ii de modulare :

'

moF"(t) = l,xsignumlnr(t)) - ni(t) (s.16)

In expresia de mai sus m(t), cu i egal cu a sau b sau c, este valoarea instantánee a

acelei func1ii de modulare sinuboldale care are la momentul corespunzator ''t'' valoarea absolutácea mai mare, [30].

Ca urmare functria de modulare continuá pentru faZA "a" , corespunzátor primelor treiintervale ale unei perioade va fi:

:ii muFr(t).=e,psin(ü)ü+x/a) -1 .; o{ü<r/6lnaF?(t) -L ;; T/6st<T/3 (5.L7)

mu;rr(t) = á''zsin(,<oü _ Íc/6 ) _ r : ) T/3,< t < T/2:,.i r

F!"j

a

i

i

;

T

tt,F

86

Expresia de mai sus' precum gi Figura 5.1'7 ,"éare el'iden1iazá principiul modulárii Flat- Top de 60o, ne permite sá observám cá ín acest caz func1iile de modulare sunt unitare in jurulvalorilor ot : 90o gi ot : 270'. Acest fapt are o mullime de consecinle extrem de importante.Pe de o parte se poate opera la adáncime de modulare maximá, á. = l, fárá ca circuitele deprotectie sá interviná gi deci fárá distorsiuni suplimentare ale curenÍului. Ca urmare se asiguráo folosire optímalá a tensiunii continue de pe partea de cc a convertorului electronic de putere.Pe,de altá parte, spre deosebire de toate celelalte metode de modulare cunoscute' pentru cáte120' grade, ín fiecare ciclu, un bra1 al convertorului este pasiv, (cu un tranzistor Saturat,reslectiv, celálalt blocat). Altfel spus, la nivelul ansamblului convertorului, totdeauna in timpulfunc1ionárii un bra{ va fi pasiv. Ca urmare pierderile de comutatie scad la o treime fa1á decelelalte metode de modulare. Acest fapt se poate exploata in sensul máririi puterii instalate inacelagi conveftor electronic de putere sau, la putere constantá, in sensul máririi ín mod adecvata frecven1ei de comuta1ie MDI, cu scopul optimizárii performan1elor. Intr-aclevár, reducereaduratei subintervalelor To conduce la micaorarea gradului de distorsiune al curenlilor.

lU"l-->-

tr-dss

intenval detenslune nÜla i

r, l

i aI61 i

<__=>lI .. I

tltltl

vTP̂

Interval detenslune nula 2

tt', LÍ g2 ',

A Tot = LÍ'82

()J*1)Tp

Figura 5. 16 . Repart,izarea impulsului de t.ensiuneintr-un ciclu MDI.

Figura 5'18 aratá traiectoriile fazorilrrr spaliali ai fluxurilor $i modul de determinareal facorului fluxului deformant pentru aceastá metodá de modukre. Figura 5'19 scoate lnevidentá faptul cá la modularea Flat - Top de ffo, in intervalele de timp in care un bra1 estepasiv' nici nu mai existá impulsuri de tensiuno continuá modulate in duratá.

In continuare va fi abordat un ultim exemplu de metodá MDI care sebaz'eazá' pe func1ii

87

m(t)

c(t)frft)

mo(1)

Figura 5,.1"7. Principiul modularii Flat-Top de 60o

de modulare nesinusoidale' Este vorba de aga numitá metodá de'modulare HANNING, [32],

[35], prezentatá in Figura 5.20' tn acest caz fune1ia de modulare pentru faza "a", pentru'unciclu de functionare, va fi:

mur( t)

mur(t)naH( t)

mrr( t)

- aár[2sin(olÜ * n/6) - r-] ; 0 < .o't < n/3m,H(t) _ aá, ; fi/3 < ú)L < 2n/l

_ aá^[zsin(<ot - n/6) * ]_] ; zn/3 < ot ( n_ aárl2sin(oL + n/a) + 1] ; Íl. < <ot < 4n/s

muH(t) - -á, ; 4n/3 < (')t < sn/3- aán[2sín(or _ fi/6) + ]-] ; sn/3 < at <' 2n

(s. 18)

l,a metoda de modulare HANNING procesul de comutalie este continuu dar se poate opera laadáncimi de modulare de valoare mare' Ca urmare'gi ín acest caz se poate exploata optimaltensiunea continuá de pe paÍtea de cc a convertorului. S-a considerat necesará pÍezentaÍeaacestei metode de modulare intrucát firma HANNING, care a introdus acest principiu, are pepia1á 9i un ASIC _ 'circuit integrat specific aplica1iei, cu codul L5Aa252. Schema bloc a acestui

circuit esÍe drezentatá in Figura 5.21.Dupá cum se poate observa este vorba de un microcalculator specializat, intr-un chip,

care se conecteazá la magistrala de date a calculatorului care comandá conver1orul. Acestcalculator ini1iúizeazá func1ionarea circuitrrlui integrat MDI, gi apoi furnizeazá,_pentru fiecareciclu de modulare' valorile actualjzaÍe ale componentelor fazorului tensiunii ce urmeazá a segenera pe paÍÍea de curent alternativ a convertorului.

- Circuitul integrat MDI dispune de un ceas intern, de frecventrá mult mai mare decát

cea mai mare frecvet4á de modulare pentru care poate fi programat. Blocul sáu

88

Tr^aiectoriao fluxu1uÍ

r'eala

def luxului-Tr-aiector

ianefenÍnta a

Fígura 5.1B . Fazorul f ]-uxului deformant ín cazultnodulat iei FIat -Top .

aritmetic efectueazá pentru fiecare ciclu de func1ionare opera1iile necesare de conversiebifazatltrifazat a componentelor fazorului citit la intrare, determiná valorile func1iilor demodulare egantionate conform metodei HANNING, calculeazá momentele de comutare pentrufiecare ventil, supervizeazá 9i eventual corecteazá duratele minime de functrionare gi, ín sfárgit,trimite in memoria tampon de la iegire rezultatele astfel determináte,

gE art

I

yTP̂

(D*i) T^'P

F igura 5 .',1-9 . ExpJ_icatívá''óontributia unuí brat pasiv laf azoruIui tensíunií. t :. .

'privindformarea

89

In interionrl circuitului integrat MDI, informatiile circulá pe o magistralá internáproprie de date 9i adrese. Memotia tampon de la iegire este bidirec}ionalá íntrucát nu se face

numai controlul circuitelor de comandá al tranzistoarelor ci qi returnarea, dacá existá, a uhorsemnale referitoare la starea ventilelor din convertor.

m(Í)

c(t)-m(Í )

Figura 5.20. Principiul modu]-arií Hanníng

Este evident cá cele expuse mai sus nu pot epuiza nici pe departe problematica extrende complexá a comenzii prin modulare sincroná in duratá a impulsurilor, MDI, aplicatá laconvefioarele electronice de putere moderne. Putem mentiona aici gi alte lucrári de specialitate,ca de exemplu: [36], [37], [38]' [39] sau [40]. Existá metode de modulare MDI optimizate 9idupá alte criterii decát cele men}ionate aici. De exemplu se poate lua in considerare generareasemnalelor de comandá prin MDI subordonat criteriului pierderilor minime in dispozitivelesemiconductoare, [41], [42), [43]. Se impune insá in acest caz o' analizá atefitá a metodei dinpunctul de vedere al indeplinirii altor condi1ii de performaniá. De altfel cercetárile ín domeniulmodula1iei sincrone in duratá a impulsurilor sunt deosebit de actuale gi ín prezent, inclusiv cele

referitoare la stabilirea celor mai bune metode de comparare a pertbrmanlelor diferitelorprocedee. Aceste elemente considerám cá depágesc insá cadrul lucrárii de fa1á.

La incheierea acestui capitol este neapárat necesará prezentarea pe scurt gi a

principiului comenzii prin modulare asincroná in duratá a impulsurilor' Modularea MDIasincroná este specificá cazurilor cánd convertorul de tensiune trebuie5te sá func1ioneze ca sursá

de curent pe partea de ca. In acest caz comuta'ia ventilelor este complet subordonatá ideii de

a se genera un curent de forma cerutá pe partea de curent altemativ a fiecárui bra1 de

convertor.Figura 5.22 prezintá principiul modulárii MDI asincrone. Un cürent de forma i,"{t) este

cerut in circuitul de pe partea de ca a convertorului. Ín acest caz'bazat pe un sistem de reglarebipozi1ionalá de curent, tensiunea de pe partea de curent continuu a conveÍtorului este aplicatá

90

Hemorle dedate s[ adres€

Interfalomaglstralade d6te Megislrslo I I interna

L5AO252 HANNING PBMI/87

Figura 5.2I. Schema bloc a circuíLuluí MDI Hanning.

la bornele circuituiui de ca, in mod succesiv' cu selnn pozitiv sau negativ, ín aga fel incátcurentul i(t) sá varieze intr€ un prag superior de curent" p'(t) si un inferior de curent, p'(t),aproximánd referin1a impusá. Impulsurile de tensiune modulate in duratá pe partea de ca a

Al(t) |

I psp(f)ps(t)

pt(t)

tu(t) I

,ud

Figura 5.22. Príncípiul modulariiasíncrone.

h

convertorului se stabilesc subordonat criteriului de urmárire a referin1ei de curent, conformlegilor de comandá:

u (t) = vffd daca i (t) < pj (t) = i,",(t) - Ll/Zu(t) = *fld daca' j(t) >pu(Ü) = i,.r(t) + Ai/z

(s. l e)

Fígura 5.23. Curent quasisinusoidal generatprín comutatie MDI asíncrona.

1(t)

lPef (t)

p"(t)

F1(t)

tt

lttt

illr

92

Curentul i() reproduce cu atát mai fidel semnalul de referin1á de curent irc(t), cu cáhistereza regulatorului bipozifional de curent este mai micá, intrucát atunci 9i pulsa1ia curentuludatá de expresia:

Aj(L) = J*.*(L) - 4i"(Ü) (s.20)

devine minimá' Aceasta implicá insá cre$terea frecven1ei de comutaJie in convertor, deci gi i

pierderilor de comutaÍie. Tensiunea gi curentul alternativ generate pe aceastá cale atcomponenta de inaltá frecvenlá cu perioada 5i factoruI de umplere.variabil ín raport cu valoareiinstantanee a semnalului de ret'erin1á de curent i,"d| $i ín raport cu nez,erva de tensiune de pr

partea de curent continuu a convertorului' La o valoare datá a rezervei de tensiune oontinuála valori instantanee mici, respectiv, mari ale semnalului de reférin1á de curent frecvenla dt

comuta1ie din convertor poate scádea ?n mod'pronunÍat' Ca urmare pot apare distorsiuninsemnate ale curentului alternativ generat. Pe de altá piarte, la valori instantanee medii alrsemnalului de referin1á de curent, frecvenÍa de comutatrie din convertor poate cfegÍe atát de mulíncát sá deviná necesará interven1ia circuitelor do protecÍie referitoare la timpul minim dlconectare al dispozitivelor semiconductoare. Aceasta poate conduce la distsrsiuni suplimentanale curentului' Deci, ín mod'evident, devine necesar un compromis intre frecventa medie drmodulare MDI a curentului, impusá prin histereáa din blocul regulator gi,rezerva de tensiuntdin circuitul intermediar de cc, Rezerva de tensiune nu poate fi nici ea prea mare íntrucát, a$icum s-a mai precizat, dáuneazá circuitului de curent alternativ.

Principalul avantaj al metodei constá in fapÍul cá se poate sintetiza orice formá drcurent in circuitul de ca. Figura 5.23 se referá la cazul pa4icular a] unui convertor cafiopereazá cu curent sinusoidal, varianta mult aplicatá, [31]; din cauza robusteÍii gi simplitá1ii eiasociat cu performan}e dinamice superioare concretizate ín posibilitatea modificárii rapide :

amplitudinii gi frecven1ei semnalului pe paÍtea de ca a convertorului. Probleme legate dtdomeniul relativ linritat in care convertorul igi poate pástra caractenrl de surSá de curent, asociacu dificultá1i privind controlul distorsiunilor curentului limiteaá aplica1iile actuale ale comutalieMDI asincrone, ín special ín domeniul puterilor medii gi mari.