Electronica putere

download Electronica putere

of 136

Transcript of Electronica putere

UNIVERSITATEA DIN BACUFACULTATEA DE INGINERIEConf. dr. ing. MIHAI PUIU - BERIZINU

ELECTRONIC INDUSTRIAL DE PUTERECURS I LUCRRI PRACTICE

Editura ALMA MATER Bacu, 2007

Refereni tiinifici: Prof. univ. dr. ing. Dan Rotar Prof. univ. dr. ing. Petru Livini

-2-

Prefa

Lucrarea Electronic industrial de putere curs i lucrri practice se adreseaz, n special, studenilor de la specializrile Energetic industrial i Mecatronic de la Facultatea de inginerie a Universitii din Bacu, coninutul acesteia fiind n acord cu programele de studii de la aceste specializri. n acelai timp, prin tematica abordat, lucrarea poate prezenta un mai larg interes, cum ar fi: pentru studenii de la alte specializri, pentru specialiti, ingineri i cadre didactice care studiaz sau desfoar activiti n domenii cu aplicaii ale electronicii de putere. n aceast prim ediie, cursul cuprinde ase capitole i un numr de apte lucrri pentru aplicaiile practice de laborator. n prima parte a cursului sunt tratate dispozitivele semiconductoare de putere cel mai des utilizate: tiristoare, tranzistoare de putere bipolare, MOS i IGBT, triacul. n urmtoarele capitole sunt tratate, din punct de vedere al aplicaiilor industriale, principalele categorii de convertoare statice de putere: variatoare de tensiune alternativ, redresoarele i invertoarele cu comutaie natural, variatoarele de tensiune continu i invertoarele cu comutaie forat. Lucrarea se limiteaz la studiul prii energetice (de putere) a convertoarelor statice, prile de comand i reglare a acestora, realizate cu dispozitive i circuite electronice de cureni slabi, fiind studiate la alte discipline din planul de nvmnt. Partea de lucrri practice de laborator cuprinde tematica de studiu experimental i prin modelare i simulare pe calculator a unor dispozitive i circuite electronice de putere de interes pentru specializrile menionate mai sus. Astfel, prima lucrare este destinat studiului caracteristicilor statice ale unor dispozitive semiconductoare de putere (dioda i tiristorul). n urmtoarele trei lucrri sunt studiate contactoarele i ntreruptoarele statice de c.c. i de c.a. O lucrare este destinat studiului circuitelor de comand a tiristoarelor i triacelor, cu aplicaii la variatoare de tensiune alternativ i la redresoare monofazate. n ultimele dou lucrri se studiaz redresoarele comandate i invertoarele cu comutaie forat, cu aplicaii la reglarea vitezei sistemelor de acionare electric cu motoare de c.c. i respectiv, de c.a. Autorul i manifest deplina receptivitate pentru eventualele observaii i sugestii din partea cititorilor n vederea mbuntirii i completrii acestei lucrri.

-3-

-4-

CUPRINS

Partea I:

ELECTRONIC INDUSTRIAL DE PUTERE C u r s

1. Obiectul cursului. Definiii, clasificri ............................................................. 9 2. Dispozitive semiconductoare de putere ........................................................... 11 2.1. Generaliti ...................................................................................... 11 2.2. Dioda semiconductoare de putere ................................... 13 2.2.1. Structura. Caracteristica static tensiune curent ..................................... 13 2.2.2. Caracteristici dinamice ale diodei semiconductoare de putere ............. 14 2.3. Tiristorul .............................................................. 16 2.3.1. Structura. Caracteristici statice .................................................. 16 2.3.2. Caracteristici dinamice ale tiristorului ........................... 17 2.3.2.1. Amorsarea tiristorului prin comanda porii ................. 17 2.3.2.2. Amorsarea tiristorului prin depirea tensiunii de strpungere VBO i amorsarea prin efect du/dt .... 18 2.3.2.3. Viteza de cretere a curentului prin tiristor efectul di/dt .. 19 2.3.2.4. Blocarea (stingerea) tiristorului ... 19 2.3.3. Protecia tiristoarelor ................................................................................. 21 2.3.3.1. Protecia tiristoarelor la supracureni ................... 21 2.3.3.2. Protecia tiristoarelor la supratensiuni ..................... 23 2.3.4. Conectarea n serie a tiristoarelor .............................................................. 26 2.3.5. Conectarea n paralel a tiristoarelor ........................................................... 28 2.4. Triacul .......................................... 31 2.5. Tiristorul cu blocare pe poart (GTO) ............................................................. 32 2.6. Tranzistorul bipolar de putere ........................................................ 33 2.7. Tranzistorul MOS de putere ................................................ 35 2.8. Tranzistorul bipolar cu poart izolat (IGBT) ................................................. 36 3. Variatoare de tensiune alternativ (VTA) ........................................................ 37 3.1. Generaliti ...................................................................................................... 37 3.2. Variatoare de tensiune alternativ monofazate ................................................ 38 3.2.1. Variatorul monofazat cu tiristoare antiparalel ....................... 38 3.2.2. Variatorul monofazat cu un singur tiristor ......................... 43 3.2.3. Variator monofazat cu tiristor i diod de descrcare ................................ 43 3.2.4. Variator monofazat cu punte redresoare i tiristor ..................................... 44 3.2.5. Variator monofazat cu tiristoare i diode n antiparalel ............................. 44 3.3. Variatoare de tensiune trifazate ............................................................... 45 4. Redresoare de putere .......................................................................................... 47 4.1. Structur. Caracteristici generale ............................. 47 4.2. Redresoare monofazate 48 -5-

4.2.1. Redresorul monofazat cu punct median (M2) ........................................... 48 4.2.1.1. Funcionarea redresorului n sarcin rezistiv . 49 4.2.1.2. Funcionarea redresorului n sarcin rezistiv inductiv .... 49 4.2.1.3. Procesul de comutaie a curentului la redresorul comandat 51 4.2.1.4. Funcionarea n regim de invertor a redresorului monofazat ... 54 4.2.2. Redresorul monofazat n punte (P2) .. 57 4.2.2.1. Redresorul n punte monofazat complet comandat .. 57 4.2.2.2. Redresorul n punte monofazat cu diod de fug ... 58 4.2.2.3. Redresoare monofazate n punte semicomandat .... 59 4.3. Redresoare trifazate ........ 60 4.3.1. Redresorul trifazat cu punct median sau n stea (M3) ... 60 4.3.2. Redresorul n punte trifazat (P6) ......... 63 5. Variatoare de tensiune continu (VTC) .... 5.1. Principii generale. Clasificare ........ 5.2. Variatorul de tensiune continu pentru un cadran ....... 5.2.1. Funcionarea ideal a variatorului pentru cadranul I . 5.2.2. Funcionarea ideal a variatorului pentru cadranul II 5.2.3. Variaia tensiunii continue la ieirea variatorului .. 5.2.4. Comutaia forat a variatoarelor de tensiune continu . 5.3. Variatoare de tensiune continu pentru dou cadrane ..... 5.3.1. Variatorul de tensiune continu I pentru cadranele I II .... 5.3.2. Variatorul de tensiune continu U pentru cadranele I IV ..... 5.4. Variatoare de tensiune continu pentru patru cadrane .... 65 65 67 67 69 70 71 73 73 75 77

6. Invertoare cu comutaie forat ..... 79 6.1. Principii generale. Clasificare ........ 79 6.2. Invertoare monofazate ..................... 81 6.2.1. Invertoare de curent cu stingere autonom 81 6.2.2. Invertoare de tensiune cu stingere independent ... 83 6.2.3. Reglarea tensiunii de ieire a invertoarelor 85 6.3. Invertoare trifazate ...................... 87 6.3.1. Invertorul n punte trifazat 87 6.3.2. Invertoare trifazate cu stingere independent 89 6.3.3. Invertoare trifazate cu stingere autonom .. 90 6.3.4. Invertoare trifazate cu stingere pe faz .. 91 Partea a II-a: ELECTRONIC INDUSTRIAL DE PUTERE Lucrri practice Lucrarea nr. 1: Lucrarea nr. 2: Lucrarea nr. 3: Lucrarea nr. 4: Lucrarea nr. 5: Lucrarea nr. 6: Lucrarea nr. 7: Simbolurile i caracteristicile statice ale elementelor de circuit ... 95 Contactoare statice de curent continuu .................... 105 ntreruptoare statice de curent continuu .................109 Contactoare statice de curent alternativ ...............113 Circuite de comand n faz a tiristoarelor i triacelor ................117 Studiul redresorului monofazat n punte semicomandat ...........123 Studiul invertorului PWM n punte trifazat . 129

B i b l i o g r a f i e ........................................................................................................... 135 -6-

Partea I

ELECTRONIC INDUSTRIAL DE PUTERE CURS

-7-

-8-

Capitolul 1OBIECTUL CURSULUI. DEFINIII. CLASIFICRIElectronica industrial are ca obiect studiul aplicaiilor electronicii n industrie. ntruct, n prezent, aplicaiile electronicii n industrie sunt foarte numeroase i diversificate, electronica industrial se confund cu electronica aplicat. Electronica industrial de putere este partea electronicii aplicate care studiaz dispozitivele electronice de putere i echipamentele energetice realizate cu acestea, utilizate pentru modificarea parametrilor energiei electrice. Echipamentele energetice realizate cu dispozitive electronice de putere realizeaz conversia static a energiei electrice, fiind numite convertoare statice de putere sau mutatoare. Ele sunt amplasate ntre sursa de energie i consumator (receptor), avnd rolul de a modifica unii dintre parametrii energiei electrice cum sunt: valorile tensiunilor i curenilor, frecvena, numrul de faze, etc., n funcie de cerinele consumatorului. Convertoare statice de putere asigur transmisia unor puteri mari (valori mari ale tensiunilor i curenilor) i, pentru ca pierderile de energie pe dispozitivele semiconductoare de putere s fie ct mai mici, acestea funcioneaz n regim de comutaie (saturat blocat, on off). n funcie de natura mrimilor electrice de la intrare i ieire i a modului de conversie a energiei electrice, convertoarele statice de putere pot fi grupate n urmtoarele categorii: 1 redresoare, R realizeaz conversia energiei electrice de curent alternativ n energie electric de curent continuu; 2 invertoare, I realizeaz conversia energiei electrice de curent continuu n energie electric de curent alternativ; 3 variatore de tensiune alternativ (curent alternativ), VTA realizeaz modificarea valorilor tensiunilor i curenilor alternativi fr modificarea frecvenei; 4 variatore de tensiune continu (curent continuu), VTC, numite i CHOPPER-e realizeaz modificarea valorii tensiunii continue (curentului continuu); 5 convertoare (convertizoare) directe de frecven sau cicloconvertizoare, CDF realizeaz modificarea direct a frecvenei unui sistem de tensiuni alternative; 6 convertoare (convertizoare) indirecte de frecven, CIF, sau convertizoare de frecven cu circuit intermediar de curent continuu realizeaz modificarea frecvenei tensiunii i curenilor utiliznd un circuit intermediar de curent continuu (dubl conversie: curent alternativ curent continuu, curent continuu curent alternativ, ca/cc cc/ca); -9-

Electronic industrial de putere

Curs

7 convertoare indirecte de tensiune continu, CITC realizeaz modificarea valorilor tensiunilor i curenilor continui folosind un circuit intermediar de curent alternativ (dubl conversie a energiei: curent continuu curent alternativ, curent alternativ curent continuu, cc/ca ca/cc); n figura 1 se prezint schematic, ntr-o form sugestiv, principalele categorii de convertoare statice de putere prezentate mai sus.

~

3 VTA

~ ~ =~ = ~2I

~1R

~ ~

5 CDF

~

6 CIF

=

~

= ~4 VTC 7 CITC

=

=

=~ ~=

=

Fig. 1.1. Principalele categorii de convertoare statice de putere. Partea energetic (de for) a convertoarelor statice de putere se realizeaz cu dispozitive semiconductoare de putere, fie ca elemente individuale (discrete), fie, n tehnologiile moderne, cu module de for integrate, coninnd grupri tipizate de dispozitive sau chiar ntreaga parte de for a unui convertor. Se produc n prezent, pentru o gam larg de puteri, module de putere compacte, care conin pe lng elementele semiconductoare de putere i driver-ele de comand ale acestora, senzorii de msur i protecie, numite "module de putere inteligente" - IPM (Mitsubishi, Siemens, Hitachi, International Rectifier, etc.). Comanda i controlul convertoarelor statice de putere se realizeaz cu echipamentele de comand i reglare, ECR. Acestea pot fi realizate cu structuri analogice, numerice sau hibride i pot avea o structur modular pentru produciile industriale pe scar mare. Pe lng comanda dispozitivelor de putere ale convertorului, ECR pot controla instalaii complexe, n care, pe lng convertor, pot intra maini electrice, hidraulice, termice sau diverse alte utilaje. n tehnica modern, ECR se realizeaz prin utilizarea unor microprocesoare specializate microcontrolere, procesoare numerice de semnal (DSP), automate programabile, etc. - 10 -

Capitolul 2DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE

2.1. GENERLITIDispozitivele semiconductoare de putere sunt elementele de baz ale prii energetice (de for) ale convertoarelor statice de putere. Tehnologia i performanele acestora au nregistrat un progres remarcabil ntr-un interval de timp relativ scurt, avnd n vedere c primele dispozitive de acest tip au aprut n urm cu circa 50 de ani. Astfel, diodele semiconductoare, la nceput cu germaniu i apoi cu siliciu, au aprut dup anul 1950, iar primul tiristor, numit iniial redresor cu siliciu comandabil (SCR Silicon Controlled Rectifier) a fost realizat de General Electric (S.U.A) n anul 1958. n prezent se fabric dispozitive semiconductoare de putere (diode, tiristoare, tranzistoare, etc.), capabile s suporte tensiuni inverse maxime de ordinul miilor de voli (6 10 kV), cureni de ordinul a 1000 1200 A, sau s lucreze la frecvene de comutaie de ordinul a 20 25 kHz (tranzistoare de putere MOS sau IGBT). Dispozitivele semiconductoare de putere pot fi necomandabile (dioda) sau comandabile (tiristoare, tranzistoare de putere, etc.). O clasificare a dispozitivelor semiconductoare, relativ din punctul de vedere al delimitrii categoriilor, se poate face n funcie de puterea maxim disipat n funcionare, astfel: a) dispozitive de mic putere puteri disipate maxime de 5 10 W; b) dispozitive de medie putere puteri disipate maxime de 50 100 W; c) dispozitive de mare putere puteri disipate maxime de peste 100 W. Aceast clasificare, aparent convenional, are meritul de a grupa n fiecare clas de puteri o serie de caracteristici comune cum sunt: tehnologia de fabricaie, construcia propriu-zis, valorile parametrilor electrici i termici, particulariti de utilizare. Performanele dispozitivelor semiconductoare de putere sunt mbuntite continuu n timp n vederea aproprierii ct mai mult a caracteristicilor acestora de caracteristicile unui comutator ideal:

- 11 -

Electronic industrial de putere

Curs

- n starea nchis sau saturat (ON), cderea de tensiune pe dispozitiv s fie nul (foarte mic); - n starea deschis sau blocat (OFF), curentul rezidual prin dispozitiv s fie nul (foarte foarte mic); - tranziia ntre cele dou stri distincte (ON OFF) s se fac cu vitez infinit (foarte mare). Deoarece puterea maxim disipat pe dispozitivul n conducie la saturaie scade odat cu reducerea cderii de tensiune directe, clasificarea dispozitivelor semiconductoare n funcie de aceast putere devine irelevant. O categorisire mai exact a dispozitivelor semiconductoare n clase de puteri se face dup nivelul curenilor maximi admii i a tensiunilor inverse maxime suportate, aa cum se arat n figura 2.1 [5].

1000 100 IFAVM, TAVM [A] 10 1 Mare putere Medie putere

Mic putere

0

1000

2000

4000 VDRM, RRM [V]

3000

5000

Fig. 2.1.

- 12 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

2.2. DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE 2.2.1. Structura. Caracteristica static tensiune curent.Diodele constituie o clas de dispozitive semiconductoare cu dou terminale care au la baz o jonciune p-n a crei comportare este bine cunoscut n literatura de specialitate. Diodele semiconductoare au diferite destinaii funcionale care depind de geometria structurilor i de condiiile externe de polarizare. Diodele semiconductoare de putere sunt utilizate n principal n regim de redresor. O astfel de diod conine dou straturi cu tip de conducie diferit care formeaz jonciunea p-n (fig. 2.2) la care sunt conectate cele dou terminale: A (Anod) A p a) n C C (Catod) - anodul (A) conectat la stratul p; - catodul (C) conectat la stratul n.

La polarizarea direct, cnd anodul este pozitiv fa de catod, dioda prezint o rezisten de valoare redus la trecerea curentului electric. b) La polarizarea invers, cnd anodul este Fig. 2.2. Dioda semiconductoare: negativ fa de catod, dioda prezint o rezisten a) structura; b) simbolul grafic. de valoare foarte mare i curentul prin diod este foarte mic, practic neglijabil. Caracteristica static tensiune curent (volt amper) a diodei semiconductoare ideale este prezentat n fig. 2.3 i corespunde expresiei analitice a curentului de formaI = I0 (e kT 1)qV

(2.1)

I VF VR VBR I0Strpungere Polarizare direct (conducie)

n care: - I0 = curentul invers de saturaie al diodei; - V = tensiunea aplicat la borne (jonciunii); - q = sarcina electronului; - k = constanta lui Boltzmann; - T = temperatura absolut. n mod uzual se noteaz VT = kT / q numit tensiune termic (VT = 25,9 mV la T = 300K) i expresia analitic a caracteristicii ideale se scrie:I = I 0 (eV VT

0Polarizare invers (blocare)

Vp

V

Fig. 2.3.

1)

(2.2)

La polarizarea direct a diodei prin aplicarea pe anod a unei tensiuni pozitive fa de catod, aceasta intr n conducie dac tensiunea depete valoarea Vp numit tensiune de prag, notat uneori i cu VBO (Break Over Voltage). Valorile tensiunii de prag sunt: Vp = (0,5 0,6)V pentru diodele cu siliciu; Vp = (0,2 0,5)V pentru diodele cu germaniu.

- 13 -

Electronic industrial de putere

Curs

La valoarea curentului nominal, cderea de tensiune pe dioda n conducie, notat cu VD (tensiune direct) sau cu VF (Forward Voltage), are valori cuprinse n intervalul (0,7 1)V pentru diodele cu siliciu utilizate n prezent. La polarizarea invers, la tensiuni relativ mari, VR = V >> VT , se poate considera e V VT 0 i, aa cum rezult din relaia (2.2), prin diod circul un curent invers de valoare foarte mic (de ordinul micro- sau nanoamperilor)

I I 0

(2.3)

numit curent de saturaie la polarizare invers, curent rezidual (IR) sau de fug. Dac tensiunea invers VR crete peste o anumit valoare, se produce fenomenul multiplicrii n avalan a purttorilor de sarcin i jonciunea se strpunge. Tensiunea invers la care dioda se poate distruge datorit curentului invers se numete tensiune de strpungere, notat VBR (Breakdown Voltage).

2.2.2. CARACTERISTICI DINAMICE ALE DIODEI SEMICONDUCTOARE DE PUTEREn aplicaiile electronicii de putere, de multe ori, foarte importani sunt timpii de comutaie ai diodei. Timpul de tranziie a diodei din starea de conducie (on) n starea de blocare (off) trebuie s fie ct mai redus. RR iR iF RF 1 2 Se consider circuitul din figura 2.4. Dac la momentul t1 se inverseaz polaritatea K t = t1 tensiunii aplicat diodei D (se trece comutatorul i K pe poziia 2), curentul prin diod i = iF nu se EF + ER + V D anuleaz brusc, ci scade de la valoarea IFM cu panta diF/dt, trecnd prin zero la momentul t2 i schimbndu-i sensul (fig. 2.5). Pe intervalul t2 t3, numit timp de stocare, ts = t3 t2, curentul Fig. 2.4. invers i = iR crete pn la valoarea maxim IRRM. Curentul invers de pe durata timpului de stocare ts este determinat de evacuarea sarcinii Qs acumulat pe capacitatea jonciunii pn. Pe intervalul de timp t3 t4 curentul invers iR scade, astfel c la momentul t4 cnd curentul invers a atins valoarea 0,1IRRM, procesul de blocare al diodei s-a produs. i IFM diF/dt

ts 0 t1 t2

trr t3 t4

I00,1IRRM

t

Qs VVF 0

IRRM

t0,9VRM

VRM ER

Fig. 2.5.

- 14 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

Timpul total de blocare al diodei, calculat din momentul t2 al anulrii curentului direct pn n momentul t4, cnd curentul invers scade la 0,1 din valoarea sa maxim IRRM, se numete timp de revenire invers sau timp de blocare la polarizare invers i se noteaz cu trr sau toff. Timpul de blocare trr (toff) este dependent de valoarea raportului IFM/IRRM, adic de valoarea curentului comutat. Pentru o diod dat, micorarea timpului de blocare se poate realiza prin micorarea curentului comutat IF. Un timp de blocare de valoare mare micoreaz frecvena maxim la care poate lucra dioda i mrete pierderile de comutaie, ceea ce conduce la nclzirea diodei n timpul funcionrii. Din punct de vedere practic, tranziia unei diode din starea de blocare n starea de conducie la polarizare direct are loc instantaneu (ton IG2>IG3

V VBOMicorarea tensiunii VBO prin creterea curentului IG

Strpungere la polarizare invers

b) a) Fig. 2.7. Caracteristicile statice ale tiristorului: a) fr comand pe poart; b) cu comandat pe poart.

n mod normal, amorsarea tiristorului se realizeaz la polarizarea direct (anodul pozitiv fa de catod) prin aplicarea pe poart a unei tensiuni pozitive fa de catod, respectiv prin injectarea unui curent IG dinspre poart spre catod. Rolul curentului de poart IG este de a injecta goluri n stratul interior p care, mpreun cu electronii stratului n de catod, provoac avalana jonciunii mediane de comand i aduce tiristorul n stare de conducie. Dac la comanda porii curentul anodic depete o valoare limit IL, numit curent de agare (Latching current) sau curent de acroare (IL < 0,01In), tiristorul rmne n conducie i dup anularea curentului de poart. Creterea curentului de poart conduce la micorarea tensiunii de amorsare a tiristorului aa cum se arat n figura 2.7, b). Pentru ca tiristorul aflat n conducie la polarizare direct s nu se sting (blocheze), trebuie ca curentul anodic s nu scad sub o valoare minim IH, numit curent de meninere (Holding current). Blocarea sau stingerea (dezamorsarea) tiristorului se face la scderea curentului anodic sub valoarea IH i, evident, la schimbarea polaritii tensiunii anod catod UAK.

2.3.2. CARACTERISTICI DINAMICE ALE TIRISTORULUICaracteristicile dinamice ale tiristorului evideniaz fenomenele care au loc n timpul proceselor de comutaie, adic la trecerea din starea de blocare n cea de conducie (amorsarea sau aprinderea tiristorului) i la trecerea din starea de conducie la cea de blocare (stingerea sau dezamorsarea tiristorului).

2.3.2.1. Amorsarea tiristorului prin comanda poriiPentru a trece tiristorul din starea de blocare n starea de conducie este necesar aplicarea unui impuls pozitiv de curent pe poarta acestuia cnd tiristorul este polarizat n sens direct (A+, K). Trecerea tiristorului n starea de conducie nu se face instantaneu, ci dup un interval de timp tgt numit timp de intrare n conducie: - 17 -

Electronic industrial de putere

Curs

tgt = td + tr

(2.8)

Timpul de intrare n conducie tgt are dou componente (fig. 2.8): IG IGM td timp de ntrziere la aprindere intervalul de timp de cnd 0,1IGM t 0 curentul aplicat porii IG atinge 10% din UAK UFM 0,9UFM valoarea sa final IGM pn cnd tensiunea pe tiristor UAK scade de la 90% UF din valoarea sa iniial UFM; 0 tr timp de cretere a curentului t IFM prin tiristor intervalul de timp n care IF tensiunea direct pe tiristor UAK scade la 0,9IFM 0,1IFM 90% la 10% din valoarea sa iniial UFM t 0 tr td cnd practic tiristorul este intrat n tgt conducie i cderea de tensiune pe el este mic, UF = 1 2V. Fig. 2.8. Timpul td poate fi micorat prin soluii tehnologice (o construcie ramificat a porii) i prin creterea valorii maxime a curentului de comand a porii IGM n limite rezonabile. Timpul td mai poate fi redus prin mrirea pantei de cretere dIGF/dt a curentului aplicat porii. De asemenea, td scade odat cu cre;terea valorii iniiale a tensiunii UAK la care se comand poarta i cu creterea temperaturii. Timpul tr de cretere a curentului prin tiristor, numit i timp de comutare a curentului prin tiristor, depinde de caracteristicile circuitului de sarcin al tiristorului. Tipul sarcinii rezistiv, rezistiv-inductiv sau rezistiv-inductiv i capacitiv influeneaz viteza de cretere a curentului i de scdere a tensiunii pe tiristor.

2.3.2.2. Amorsarea tiristorului prin depirea tensiunii de strpungere VBO i amorsarea prin efect du/dtAprinderea tiristorului prin comanda porii i fenomenele care o caracterizeaz, descrise anterior, sunt considerate condiii normale de funcionare pentru tiristor. Aprinderea tiristorului necomandat este un fenomen periculos pentru acesta i trebuie evitat. Creterea tensiunii anodice directe UAK peste valoarea de strpungere VBO cu poarta necomandat determin aprinderea necontrolat (parazit) a tiristorului. De asemenea, se poate produce aprinderea necontrolat a tiristorului la o variaie foarte rapid a tensiunii anodice directe aplicat acestuia datorit capacitii prezentat de jonciunea porii J3 (fig. 2.5). Aceast aprindere necontrolat se datoreaz depirii unei valori limit a vitezei (pantei) de cretere du/dt a tensiunii de polarizare direct anod catod aplicat tiristorului, i este numit i amorsare prin efect du/dt. Valoarea critic (du/dt)cr. la care se produce aprinderea necontrolat este un parametru important al tiristorului, dat n foile de catalog n V/s i care trebuie respectat cu strictee n practic. Valoarea lui (du/dt)cr. pentru un tiristor dat depinde de temperatura jonciunii, scznd exponenial cu valoarea acesteia. Valoarea lui (du/dt)cr. crete dac valoarea iniial a tensiunii aplicat tiristorului are un anumit nivel, fa de cazul cnd este nul.

- 18 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

2.3.2.3. Viteza de cretere a curentului prin tiristor efectul di/dtValorile maxime ale vitezei de variaie a curentului prin tiristor di/dt se produc mai ales n timpul aprinderii i stingerii acestuia. Ca i n cazul tensiunii, fiecare firm constructoare d n foile de catalog ale tiristoarelor valoarea critic a lui di/dt pentru tiristorul respectiv, (di/dt)cr. n A/s. Depirea valorii (di/dt)cr. nu este admis ntruct poate duce la nclzirea jonciunii i la distrugerea tiristorului. Durata de via n exploatare la solicitri mari di/dt a unui tiristor depinde, n primul rnd de tehnologia sa de fabricaie i, mai ales, de construcia porii. Se adopt diferite soluii constructive n acest sens, cea mai utilizat la tiristoarele rapide, fiind o construcie ramificat a porii. O importan mare pentru obinerea la un tiristor dat a iG diG IGM unui (di/dt)cr. ct mai ridicat o au forma, amplitudinea i frontul = dt ta curentului de comand a porii. Un front mai abrupt al impulsului de comand (civa A/s) i o amplitudine iniial IGM ridicat (1 + 5 A), diminueaz pierderile specifice n perioada t de comutaie n zona iniial din jurul porii (fig. 2.9). 0 ta Capabilitatea n di/dt a unui tiristor mai poate fi Fig. 2.9. crescut prin scderea curentului de sarcin.

2.3.2.4. Blocarea (stingerea) tiristoruluiBlocarea, stingerea sau dezamorsarea tiristorului este procesul de comutaie prin care acesta trece din starea de conducie n starea de blocare. Tiristorul se blocheaz la reducerea curentului anodic sub valoarea de meninere IH a acestuia. Scderea curentului prin tiristor se poate produce prin mai multe ci. Astfel, dac tiristorul funcioneaz n circuite de curent alternativ, n schem de redresor sau de variator de tensiune alternativ, scderea curentului se i produce n mod natural la trecerea prin zero a tensiunii directe aplicate (n cazul unui circuit uAK pur rezistiv) comutaie natural. u Rs Dac tiristorul funcioneaz n circuite de curent continuu (variatoare de tensiune i continu sau invertoare autonome), blocarea IFM acestuia se face prin ntreruperea curentului diF/dt prin tiristor i aplicarea unei tensiuni de polaritate invers (A-, K+) comutaie forat. I 0 t3 t1 t2 Fenomenele care se produc pe durata 0 t IRM Curent invers procesului de blocare a tiristorului sunt de recombinare ts tf prezentate grafic n figura 2.10. trr Ca urmare a scderii tensiunii u tq uAK aplicat la bornele circuitului, se produce du scderea curentului direct i = iF prin tiristor de UF dt la valoarea iniial IFM cu o pant diF/dt. t 0 URM La scderea curentului sub valoarea de meninere IH, tiristorul nu se blocheaz totui pentru c n semiconductor exist un numr Fig.2.10. mare de purttori de sarcin care determin - 19 -

Electronic industrial de putere

Curs

meninerea curentului prin tiristor. La momentul t1 curentul i trece prin zero i i schimb sensul, atingnd la momentul t2 valoarea maxim invers IRM. n continuare, curentul invers i = iR scade n valoare absolut ca urmare a recombinrii purttorilor liberi din pastila de siliciu i, trecnd din nou prin zaro, i schimb sensul, redevenind curent direct curentul rezidual I0 < IH. La momentul t2, cderea de tensiune pe tiristor uAK se anuleaz i i schimb sensul (tiristorul devenind surs de tensiune ce debiteaz curentul iR), crescnd pn la valoarea maxim invers URM i apoi scade, anulndu-se la momentul t3 cnd tiristorul se consider stins (blocat). Intervalul de timp cuprins ntre momentul t1 al anulrii curentului iF i momentul t3 cnd tensiunea invers pe tiristor uAK = uR se anuleaz, se numete timp de revenire sau de stingere (blocare) a tiristorului i se noteaz cu tq. Timpul de revenire tq cuprinde timpii: ts timpul de stocare (storage time) = intervalul de timp n care curentul invers crete de la valoare zero (t1) la valoarea maxim IRM (t2) pe seama purttorilor de sarcin disponibili pentru recombinare. tf timpul de cdere (fall time) a curentului de sarcin = intervalul de scdere a curentului invers de la valoarea maxim IRM la zero. n acest interval de timp se recombin i purttorii de sarcin acumulai pe capacitatea jonciunii J3 (dinspre catod) pn la anularea curentului invers. trr timpul de revenire n invers (reverse recovery time) = intervalul de timp dintre cele dou treceri prin zero a curentului invers.

Timpul de revenire tq, numit i timp de revenire propriu-zis, are o importan deosebit din punctul de vedere al utilizatorului. Dac nu se asigur acest timp pentru blocarea tiristoarelor, mutatorul cu tiristoare nu numai c funcioneaz corect, dar poate conduce la distrugerea tiristoarelor. Timpul de blocare tq depinde de amplitudinea curentului anodic IFM nainte de blocare, deoarece acesta determin cantitatea de sarcin electric ce trebuie eliminat din jonciunea median a tiristorului. Pentru reducerea timpului de blocare se impune deci, fie alegerea unui tiristor de curent nominal suficient de mare, fie realizarea unor condiii de preluare a curentului de sarcin nainte de blocarea tiristorului. Timpul de blocare poate fi diminuat considerabil prin aplicarea unei tensiuni inverse UR la blocarea tiristorului deoarece aceasta determin eliminarea purttorilor de sarcin din jonciunea median, rmnnd pentru recombinare un numr de purttori cu att mai mic cu ct aceast tensiune este mai mare. De asemenea, se precizeaz c timpul de blocare tq este influenat de panta de scdere a curentului diF/dt i de temperatura jonciunii Tj. n general, tq este parametrul care determin frecvena de lucru a sistemului realizat cu tiristoare. n funcie de valoarea timpului de stingere tq, tiristoarele se mpart n dou categorii: 80s t q 300s tiristoare normale; 4s t q 60s tiristoare rapide. n aplicaiile cu tiristoare rapide, valoarea timpului de revenire tq are o mare importan ntruct el determin frecvena maxim de lucru a circuitului respectiv i valoarea condensatorului de stingere (condensatorul ce aplic tensiunea invers pe tiristor) la convertoarele cu stingere forat. - 20 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

2.3.3. PROTECIA TIRISTOARELORTiristoarele, montate n diferite instalaii, sunt supuse la solicitri de curent i tensiune, att pe partea de for, ct i pe partea de comand a porii, solicitri care trebuie luate n considerare la proiectarea instalaiilor. Dac valorile limit precizate n foile de catalog pentru fiecare tiristor nu sunt depite n funcionarea normal, tiristoarele pot funciona un timp practic nelimitat. Valorile limit ale parametrilor tiristoarelor, valori ce nu trebuie depite pentru a se garanta buna funcionare a acestora sunt: valori limit de temperatur; valori limit ale tensiunilor; valori limit pentru du/dt; valori limit ale curenilor; valori limit pentru di/dt; valori limit ale parametrilor de comand a porii; valori limit ale frecvenei de lucru.

2.3.3.1. Protecia tiristoarelor la supracureniCapacitatea tiristorului de a conduce cureni mari este limitat de posibilitatea de evacuare a cldurii disipate, deci de meninere a temperaturii jonciunii la vaori nepericuloase. Supracurenii apar pe duratele unor regimuri speciale de funcionare, altele dect cele normale i se caracterizeaz prin valori ale intensitii curenilor superioare celor limit admisibile n regim normal. Supracurenii se pot grupa n dou mari categorii: cureni de suprasarcin i cureni de scurtcircuit. Curenii de suprasarcin, voii sau accidentali, sunt dai de o depire a valorilor nominale ale curentului din instalaia n care este utilizat tiristorul. Aceti supracureni apar pe anumite durate ale procesului tehnologic, fiind determinai de condiii particulare, previzibile sau accidentale, de funcionare ale unor categorii de receptoare cu sarcini variabile n timp. n general, valoarea acestor cureni nu depesc valoarea curentului nominal mai mult de 1,5 la 2,5 ori. Curenii de scurtcircuit se datoreaz unor defeciuni sau avarii care intervin n funcionarea instalaiilor cu tiristoare i, mai rar, din motive tehnologice. Curentul de suprasarcin accidental, notat ITSM (surge on-state current), reprezint valoarea maxim pe care o poate susine tiristorul n conducie pe o durat limitat la 10 ms. Caracteristica termic timp curent a unui tiristor stabilete duratele maxime admisibile de meninere a unor cureni de suprasarcin I*, fr distrugerea termic a dispozitivului semiconductor. Curentul de suprasarcin se exprim n valori relative (normate) prin relaia: I (2.9) I = T(OV)M < 1 ITSM n care curentul IT(OV)M este supracurentul maxim previzibil, respectiv valoarea curentului la care tiristorul trebuie stins pentru a se preveni distrugerea sa. - 21 -

Electronic industrial de putere

Curs

Dup durata admisibil de meninere a curentului de suprasarcin, tiristorul i poate * 1,0 pierde temporar capacitatea de blocare n direct. I 0,8 0 < VRRM < 50V Pentru fiecare tiristor, productorul d 0,6 0,33VRRM n catalog caracteristica termic timp curent, 0,4 0,67VRRM pentru condiii bine determinate de temperatur 0,2 a jonciunii, tipului de rcire, etc. n figura 2.11 se exemplific forma 0 100 200 400 300 acestor caracteristici pentru care s-a luat ca [ms] parametru tensiunea invers maxim VRM pe Fig. 2.11. care tiristorul o mai poate bloca dup anularea supracurentului fa de tensiunea de vrf repetitiv VRRM pe care o poate suporta periodic tiristorul n condiii normale. Protecia tiristoarelor la cureni de suprasarcin se realizeaz prin dou procedee generale: ntreruperea curentului; limitarea amplitudinii curentului i a vitezei sale de cretere di/dt.

Prima metod se aplic n cazul curenilor previzibili de suprasarcin, protecia obinndu-se prin ntreruperea acestora cu sigurane fuzibile, ntreruptoare automate de sarcin, prin blocarea impulsurilor de comand pe poart a tiristoarelor. Cea de-a doua metod se bazeaz pe limitarea valorii curenilor de defect prin dimensionarea optimal a impedanelor sursei de alimentare i sarcinii. Protecia la supracureni trebuie s fie sensibil, suficient de rapid i selectiv, adic s acioneze nainte de defectarea dispozitivului semiconductor protejat i s ntrerup numai ramurile n care s-a instalat regimul de supracurent. Curenii de scurtcircuit au intensiti mai 1,0 mari i sunt meninui pe durate mici (uzual sub 0,9 T80N 10 ms) fa de curenii de suprasarcin. Solicitarea termic admisibil la scurt0,8 T200N circuit a unui tiristor, I2t (I fiind valoarea eficace 0,7 a curentului), este dat sub form de curbe n T700N 0,6 foile de catalog pentru fiecare tip de dispozitiv semiconductor. n figura 2.12 se prezint forma 2 4 8 0 6 2 tipic a caracteristicilor I t = f(), fiind durata [ms] supracurentului. Fig. 2.12. Elementele de protecie la scurtcircuit pot fi mprite n dou categorii: elemente capabile s reduc viteza de cretere a curenilor de scurtcircuit i s limiteze valoarea lor n timp; elemente capabile s ntrerup curentul de scurtcircuit.2 I t (normat)

Mijloacele principale de protecie, capabile s limiteze viteza de cretere i amplitudinea curenilor de scurtcircuit sunt: - impedana transformatorului n cazul instalaiilor cu tiristoare alimentate de la reeaua de curent alternativ;

- 22 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

- inductane suplimentare montate pe partea de alimentare n c.a. sau n c.c.; - inductane i/sau rezistoare conectate n serie cu sarcina. Mijloacele principale de protecie care ntrerup curenii de scurtcircuit sunt: - ntreruptoare automate de curent alternativ montate pe partea de alimentare n c.a. (n primarul sau n secundarul transformatorului de alimentare); - ntreruptoare rapide de curent continuu ce pot fi montate pe sursa de alimentare n c.c. sau n serie cu sarcina de c.c.; - scurtcircuitoare, montate pe intrarea echipamentului cu tiristoare; - ntreruperea comenzii i stingerea forat a tiristoarelor la producerea unui scurtcircuit; - sigurane fuzibile ultrarapide care, de regul, se monteaz n serie cu fiecare tiristor sau grupuri de tiristoare. Siguranele fuzibile se pot monta i pe sursa de alimentare (n primarul sau secundarul transformatorului de reea) sau n serie cu sarcina. Pentru o protecie sigur, eficient, caracteristicile de acionare ale elementelor de protecie utilizate pentru ntreruperea curenilor de scurtcircuit, trebuie corelate cu caracteristicile termice ale tiristorului protejat. n acest sens, caracteristicile de protecie ale elementelor utilizate (de tipul, timp de ntrerupere supracurent, de exemplu) trebuie s se situeze grafic, la aceeai scar, sub caracteristicile corespunztoare valorilor limit ale tiristorului protejat.

2.3.3.2. Protecia tiristoarelor la supratensiuniSupratensiunile la care pot fi supuse tiristoarele unei instalaii pot avea cauze interne sau externe instalaiei respective.Supratensiunile de origine extern depind, de regul, de felul sursei de alimentare i de caracterul sarcinii conectate la ieirea instalaiei cu tiristoare. Din aceast categorie fac parte: - supratensiuni atmosferice apar n cazul echipamentelor cu tiristoare de pe vehiculele de transport electric urban i interurban i la ntreruptoarele, redresoarele i invertoarele de nalt tensiune realizate cu tiristoare; - supratensiuni de comutaie apar, n principal, la ntreruperea brusc a curentului n circuite inductive ce cuprind transformatoare, maini electrice etc. Supratensiunile de origine intern sunt generate n interiorul echipamentului cu tiristoare, att la funcionarea normal, ct i n cazul apariiei unor defecte interne. n funcionare normal, tiristoarele sunt supuse la supratensiuni n procesul de comutaie, n special la blocarea acestora datorit scderii rapide a curentului invers. Nivelul acestor supratensiuni depinde foarte mult de schema n care funcioneaz tiristorul (de inductivitile din circuit, de tipul circuitului de stingere forat, etc.). Unul dintre defectele interne ce poate genera supratensiuni const n arderea unei sigurane fuzibile determinat de apariia unui supracurent (de exemplu la clacarea unui tiristor dintr-un grup de tiristoare). n funcie de configuraia schemei, tensiunea de arc produs la arderea rapid a fuzibilului siguranei se poate aplica tiristoarelor conectate n serie sau paralel.

- 23 -

Electronic industrial de putere

Curs

Depirea, chiar pe durate extrem de scurte, a tensiunilor inverse sau de blocare poate duce la distrugerea tiristorului. Mijloacele de protecie utilizate pentru suprimarea sau limitarea supratensiunilor la valori nepericuloase pot fi realizate cu elemente clasice (eclatoare, descrctoare tubulare, catodice sau cu rezisten variabil), cu dispozitive semiconductoare (supresoare cu seleniu, varistoare, diode cu avalan controlat) i cu reele RC. Dispozitivele cu elemente clasice se utilizeaz n prezent mai rar i ndeosebi la protecia mpotriva supratensiunilor atmosferice. Dispozitivele cu elemente semiconductoare i reelele RC pot fi conectate pe nfurrile primare sau secundare ale transformatoarelor de reea, la intrarea mutatoarelor, n paralel cu fiecare tiristor i pe partea de curent continuu. Efectul de limitare al grupului RC montat n paralel cu tiristorul protejat este ilustrat n figura 2.13 i se bazeaz pe rezonana serie a elementelor sale cu inductanele din circuit. Astfel, energia impulsurilor cu valori de vrf mari i pante abrupte (fig. 2.13,b) este nmagazinat i apoi livrat sub form de oscilaii amortizate, de amplitudine redus (fig. 2.13,c), fenomen cunoscut sub numele de supresie.

iRC iAT

uAR

uA

uA+

-

C

isa)

0b)

t

0c)

t

Fig. 2.13. Limitarea supratensiunilor cu reea RC

Circuitul de protecie RC montat n paralel cu tiristorul poate realiza urmtoarele funcii: - micorarea vitezei de cretere du/dt a tensiunii de blocare; - supresia supratensiunilor de valori medii datorate comutaiei tiristoarelor, mai precis efectului de stocare a purttorilor de sarcin; - supresia supratensiunilor de comutaie de energie mare datorate conectrilor directe la reea sau pe transformatorul de reea. Grupul RC conectat n paralel cu tiristorul mai poate facilita i amorsarea acestuia, n special n cazul unor sarcini inductive aa cum se ilustreaz n figura 2.14. Curentul iRC de descrcare a condensatorului ncrcat cu polaritatea din figura 2.13,a), sumat curentului de sarcin is (fig. 2.14), conduce la un curent superior curentului de agare IL. n aceste condiii, tiristorul poate fi amorsat cu un impuls relativ scurt de curent pe poart (consum energetic redus pe circuitul de comand al porii).IG

0 i IL

t iA= is+iRC iRC is

0 t Fig. 2.14. Efectul grupului RC asupra amorsrii tiristorului n sarcin inductiv.

- 24 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

Panta mare de cretre a curentului iRC i amplitudinea sa ridicat pot duce la distrugerea tiristorului, valoarea sa maxim PR fiind limitat n practic la circa 50A. T n cazul tiristoarelor de puteri mari, circuitul de protecie RC se conecteaz prin intermediul unei puni redresoare dup C R schema din figura 2.15. Rolul punii redresoare PR este de a reduce oscilaiile curentului de ncrcare a condensatorului la apariia supratensiunii. La amorsarea tiristorului, curentul de Rl descrcare al condensa-torului este limitat de rezistena Rl. Grupurile RC se utilizeaz i pentru protecia la Fig. 2.15. supratensiuni externe, datorate reelei de alimentare sau sarcinii convertorului static. n schema prezentat n figura 2.16,a) se arat modul de

conectare a reelelor RC n secundarul transforma-torului de reea al unui redresor trifazat cu tiristoare i la ieirea redresorului, pe partea de curent continuu, pentru protecia la supratensiuni generate de sarcin.Redresor TR R R R C C C a) Fig. 2.16. R C Redresor Protecie R3 R1 D1 R2 D2 T1 R4 T2 b)

M

M

Un exemplu de protecie cu dispozitive semiconductoare la supratensiuni generate de sarcin se prezint n figura 2.16,b). n regim normal de funcionare, tiristoarele T1 i T2 sunt blocate. Nivelul tensiunii la bornele motorului este fixat de diodele cu avalan controlat D1 i D2. Diodele cu avalan controlat au proprietatea c, la depirea tensiunii de strpungere, multiplicarea n avalan a purttorilor de sarcin se face n ntregul volum al structurii semiconductoare. n acest fel, spre deosebire de diodele redresoare normale, diodele cu avalan controlat pot suporta impulsuri scurte de curent invers cu amplitudini mari de pn la 103 A. La creterea tensiunii la bornele sarcinii (motorului) peste valoarea de strpungere a diodelor D1, D2 se comand amorsarea tiristoarelor T1, T2 i astfel sarcina este untat de rezistenele R3, R4. Dup dispariia supratensiunii, tiristoarele T1 i T2 se blocheaz la trecerea prin zero a tensiunilor reelei de alimentare

- 25 -

Electronic industrial de putere

Curs

2.3.4. CONECTAREA N SERIE A TIRISTOARELORConectarea n serie a tiristoarelor este impus de necesitatea obinerii unor tensiuni de lucru mai mari dect capabilitatea n tensiune a unui singur tiristor. Funcionarea n serie este fiabil dac se asigur repartiia uniform a tensiunilor pe tiristoare, att n regim permanent, ct i n regim tranzitoriu. Aceasta este posibil numai dac se iau msuri pentru mperecherea caracteristicilor de amorsare, stingere i blocare a tiristoarelor. Diferenele dintre timpii de ntrziere la amorsare ca urmare a nemperecherii caracteristicilor de amorsare pot provoca instabilitatea tensiunilor directe de blocare la iniierea aprinderii. De exemplu, la conectarea n serie a tiristoarelor T1 ,T2 (fig. 2.16,a), avnd fiecare tensiunea maxim de blocare n direct VDM, dac caracteristicile de amorsare nu sunt mperecheate (aa cum sunt presupuse n figura 2.16,b), la momentul t1, dup amorsarea tiristorului T1, ntreaga tensiune a sursei 2VDM se va aplica pe tiristorul T2.2VDM Tl VDM a) VD VDM T2 Tl 0 tl b) Fig. 2.16. t2 t

iT2 VDM 0

IFMt r2 t r1 Tl T2 a) t

Qs

V I00 Vl b) Fig. 2.17.

Tl T2 V2 t

Acelai efect poate s apar i datorit diferenelor dintre timpii de stingere prin polarizare invers a tiristoarelor. n exemplul prezentat n figura 2.17,a) tiristorul T1 i atinge primul capacitatea de blocare n invers i preia supra sa ntreaga tensiune invers aplicat celor dou tiristoare nseriate pn la eliminarea prin intermediul curentului su rezidual invers a diferenei de sarcin Qs stocat de tiristorul T2. Dispersia caracteristicilor corespunztoare strii de blocare n direct conduce, de asemenea, la repartiia neuniform a tensiunilor pe tiristoare. Astfel, ntr-un grup de tiristoare nseriate, tiristorul care are curentul rezidual cel mai mic va suporta cel mai mare procent din tensiunea de blocare. Considernd caracteristicile ipotetice din figura 2.17,b) pentru dou tiristoare nseriate, la acelai curent I0, tiristorul T2 suport o tensiune V2 mai mare ca tensiunea V1 a tiristorului T1. La creterea curentului n circuit este astfel posibil strpungerea tiristorului T2 ca urmare a depirii tensiunii sale de strpungere n direct VBO2.

- 26 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

Egalizarea static a tensiunilor pe tiristoarele nseriate

Pentru distribuia egal a tensiunilor (uniformizarea tensiunilor) de blocare pe tiristoarele nseriate, se utilizeaz cel mai des o reea de rezistoare conectate n paralel cu tiristoarele aa cum se arat n figura 2.18.I IDl Il Tl R ID2 I2 T2 R IDn In Tn R

VM E+

RsFig. 2.18.

Dimensionarea rezistoarelor R se face astfel nct, n regim de blocare, fiecrui tiristor s i se aplice o tensiune maxim VDM care s fie mai mic ca tensiunea de strpungere VBO(BR) (VDM < VBO(BR)). Se consider cazul cel mai defavorabil, cnd unul din tiristoare, de exemplu T1, are curentul rezidual minim, ID1 = IDmin, iar celelalte tiristoare au curenii reziduali egali, de valoare maxim: ID2 = ID3 = = IDn = IDmax. Curentul n circuit se poate scrie I = ID1 + I1 = ID2 + I2 = = IDn + In (2.10) i rezult I2 = I3 = = In = I IDmax. Tensiunea pe rezistorul conectat n paralel cu tiristorul T1 este VDM = RI1 i tensiunile pe celelalte rezistoare fiind egale, RI2 = RI3 = = RIn, se poate scrie: VM = VDM + (n 1)RI2 . (2.11) Notnd cu ID = IDmax IDmin , din relaia IDmin + I1 = IDmax + I2 se poate scrie I2 = I1 ID i nlocuind n (2.11) rezult: VM = VDM + (n 1)R(I1 ID). nlocuind n aceast ultim relaie I1 = VDM/R, avem VM = nVDM (n 1)RID , din care rezult:R= nVDM VM (n 1)I D

(2.12) (2.13)(2.14)

n foile de catalog, productorul d numai valorile maxime ale curenilor de blocare (reziduali) ai tiristoarelor. Prin urmare, se poate considera IDmin = 0 i relaia pentru calculul rezistenelor de egalizare devine R= nVDM VM (n 1)I D max (2.15)

- 27 -

Electronic industrial de putere

Curs

Egalizarea dinamic a tensiunilor pe tiristoarele nseriate. Egalizarea dinamic a tensiunilor se poate realiza cu grupuri RC conectate n paralel cu fiecare tiristor aa cum se arat n figura 2.19.Tl R1 C1 R2 T2 C2 Rn T2 Cn

D1

D2

VMFig. 2.19.

Dn

Intrarea tiristoarelor n conducie, nefiind simultan, cel mai lent va prelua excesul de tensiune de la tiristoarelor amorsate. Valorile rezistenelor R1, R2, , Rn se stabilesc pe seama unui compromis privind limitarea curentului de descrcare prin tiristoare a condensatoarelor iniial ncrcate la trecerea n conducie a tiristoarelor. Rezult de aici, valori mari ale rezistenelor. Pe de alt parte, pentru asigurarea eficienei condensatoarelor la creterea rapid a tensiunii directe, rezistenele trebuie s aib valori mici. Valorile uzuale ale acestor rezistene n practic sunt de 5 50 . Diodele D1, D2, , Dn conectate n paralel cu rezistoarele contribuie la creterea eficienei interveniei condensatoarelor la blocarea nesimultan a tiristoarelor.

2.3.5. CONECTAREA N PARALEL A TIRISTOARELORNumeroase aplicaii cu tiristoare necesit cureni care nu pot fi asigurai de un singur tiristor, precum i o fiabilitate ridicat. n aceste cazuri apare necesitatea conectrii n paralel a tiristoarelor. Principala condiie pentru funcioi I narea corect a tiristoarelor n aceste cazuri este egalizarea curenilor prin ramurile I2 I1 conectate n paralel, att n regim staionar, VT ct i n regim dinamic. T2 Tl Comportarea tiristoarelor n regim IH2 T2 dinamic la amorsare este ilustrat n IH1 Tl figura 2.20 unde, caracteristic este tensiu0 VON1 VON2 VT nea VON care reprezint valoarea minim a tensiunii anodice necesar amorsrii sigure Fig. 2.20. a tiristorului n prezena semnalului normal de comand pe poart. n cazul mai multor tiristoare conectate n paralel, tiristorul care are tensiunea de ntoarcere cea mai mic, intr primul n conducie i astfel este posibil inhibarea (blocarea) trecerii n conducie a celorlalte tiristoare. Astfel, pentru cazul ipotetic - 28 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

considerat n fig. 2.20, tiristorul T1 amorseaz primul deoarece VON1 < VON2. Tiristorul T2 nu va mai intra n conducie, indiferent de mrimea semnalului de comand, deoarece tensiunea pe tiristoare, dat de cderea de tensiune pe tiristorul T1, este mai mic ca tensiunea VON2. Dac tensiunile VON1 i VON2 au valori mici i foarte apropiate, trecerea n conducie a ambelor tiristoare se obine dac impulsurile de comand se dau simultan i au amplitudini suficient de mari. Un alt parametru important pentru funcionarea tiristoarelor conectate n paralel este curentul de meninere IH. n cazul considerat n figura 2.20, curenii de meninere n conducie sunt diferii, IH1 < IH2. Dac tiristoarele sunt n conducie i din motive exterioare curentul din instalaie I scade, tiristorul T2 se va bloca primul, n timp ce tiristorul T1 poate rmne n conducie, prelund ntregul curent. Echilibrarea curenilor pe ramurile cu tiristoare conectate n paralel se poate obine prin mperecherea caracteristicilor i prin egalizarea forat a curenilor. mperecherea caracteristicilor sau, cum se mai spune, mperecherea tiristoarelor, este posibil dac se cunoate dispersia caracteristicilor exprimat prin clasa tiristoarelor. Clasa unui tiristor este stabilit de cderea de tensiune pe acesta n conducie, la curent maxim repetitiv de vrf (IDRM). Dispersia cderilor de tensiune pe tiristoarele din aceeai clas este de maxim 50mV i caracteristicile acestora fiind foarte apropiate, tiristoarele se pot considera mperecheate. Factorul de nemperechere reprezint abaterea valorii curentului real prin sarcin I fa de valoarea curentului maxim care s-ar obine dac prin fiecare ramur n paralel ar curge acelai curent maxim permis ITM i este dat de relaia

I = 1 I 100 [%] . nITM

(2.16)

La egalizarea forat a curenilor se recurge dac se dorete obinerea unor valori I* < 10% folosind tiristoare nemperecheate. Soluia utilizat n practic const n nserierea pe fiecare din ramurile cu tiristoare conectate n paralel a unor elemente care s constituie o impedan Z preponderent fa de rezistena n conducie a tiristorului la stabilirea valorii curentului din ramura respectiv. Impedanele Z nseriate cu tiristoarele pot fi numai rezistene R de valori mici, dac nu deranjeaz pierderea de putere pe acestea aa cum se arat n figura 2.21,a). n plus, dac nu se pune problema randamentului, se poate utiliza metoda comenzii n cascad (subordonat), ca n fig. 2.21,a). Impulsul de comand se aplic numai pe poarta tiristorului T1 care intr n conducie. Cderea de tensiune de cca 2 + 3V de pe rezistena nseriat cu acesta, asigur comanda tiristorului T2 .a.m.d.+ +

R_

R T2_

Tl Zs Rb) Fig. 2.21.

T2 R

T3 R

Zsa)

Tl

- 29 -

Electronic industrial de putere

Curs

O alt soluie pentru egalizarea forat a curenilor pe ramurile n paralel const n utilizarea bobinelor simple, fr miez, sau a bobinelor cuplate magnetic, mai ales n cazul cnd tiristoarele lucreaz n scheme cu tensiune alternativ. Bobinele fr miez, n aer, se conecteaz ca i rezistoarele n serie pe fiecare ramur i prezint avantajul c, pe lng egalizarea curenilor, asigur i protecia tiristoarelor la di/dt. Metoda cea mai eficient pentru echilibrarea curenilor const n utilizarea bobinelor cuplate magnetic, tip transformator cu raport 1:1. O schem de acest tip pentru dou tiristoare conectate n paralel este prezentat n figura 2.22,a). Cnd curentul prin tiristorul T1 crete fa de cel prin T2, n bobina L1 se induce (autoinduce) o tensiune proporional cu creterea curentului i care se opune acestei creteri. Tensiunea pe L1 se transfer bobinei L2 cu polaritate invers, tinznd s creasc curentul prin T2. L1*

*

L2 Tl*

T2

Tl Zsa)

T2 Zs

L1b)

*

L2

D

Fig. 2.22.

Pe baza aceluiai principiu se obine egalizarea forat a curenilor n schema din figura 2.22,b) cu realizarea comenzii n cascad (subordonat). Astfel, la intrarea n conducie a tiristorului T1, tensiunea autoindus n bobina L1 care se opune creterii curentului se transfer prin inducie mutual cu polaritate inversat, n bobina L2, polariznd pozitiv poarta tiristorului T2 n raport cu catodul acestuia. Drept rezultat se obine amorsarea tiristorului T2. Pentru un numr mai mare de tiristoare conectate n paralel, bobinele se pot cupla ca n schemele prezentate n figura 2.23. Aceste scheme de principiu ofer soluii pentru necesitile de fiabilitate sporit i siguran n exploatare ale echipamentelor care conin tiristoare conectate n paralel. Se impune ca miezul bobinelor cuplate magnetic s aib pierderi ct mai reduse i inducie de saturaie mare pentru a se obine o sensibilitate foarte bun la variaiile curentului ntr-o plaj ct mai larg.* * * * * * * * * * * * * *

Zs

Tl

T2

T3 Fig. 2.23.

Zs

Tl

T2

T3

T4

- 30 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

2.4. TRIACULTriacul (TRIode AC swich) este un dispozitiv semiconductor bidirecional cu trei terminale, avnd o structur intern format din ase straturi semiconductoare care delimiteaz cinci jonciuni (fig. 2.24).M1

T1M1

p1 n1

T2 n3

I IG+

M1

ICadranul I (M1 +, M2 ) IG1>IG2>IG3 = 0

VM2

G

M2a)

n2

p2

VBO

n4

GCadranul III (M1 , M2 + )

V 0 VBO

M2b)

c)

Fig. 2.24. Tiriacul: a) simbolul; grafic; b) structura; c) caracteristica static.

Triacul poate fi considerat ca fiind alctuit din dou tiristoare convenionale integrate pe aceeai structur i conectate n antiparalel: tiristorul T1 p1n1p2n2; tiristorul T2 p2n1p1n3. Funcionarea ambelor tiristoare (T1 i T2) este controlat prin intermediul unui singur terminal de comand, poarta G. Spre deosebire de tiristor care este un dispozitiv unidirecional, triacul poate conduce curentul n ambele sensuri, n funcie de polaritatea tensiunii aplicate ntre terminalele M1 i M2. Caracteristica static tensiune curent a triacului este simetric fa de origine (fig. 2.24,c). Ramura din cadranul I corespunde situaiei cnd tensiunea aplicat pe terminalul M1 este pozitiv fa de terminalul M2, iar cea din cadranul III situaiei inverse (M1 , M2 +) . Dac nu se aplic semnal de comand pe poart (IG = 0), triacul este blocat n ambele sensuri ale tensiunii aplicate terminalelor M1, M2, dac aceasta nu depete valoare tensiunii de strpungere (basculare) VBO. Trecerea triacului din starea blocat n starea de conducie se poate face, att n cadranul I, ct i n cadranul III, indiferent de polaritatea semnalului de comand al porii. Rezult astfel patru moduri de amorsare a triacului prezentate n tabelul 2.1.Nr. Cadranul n care Polaritatea lui Polaritatea impulsului de crt. are loc conducia M1 fa de M2 c-d a porii fa de M2 1. I pozitiv pozitiv 2. I pozitiv negativ 3. III negativ pozitiv 4. III negativ negativ Puterea de c-d a porii 100% 300% 400% 200%Tabelul 2.1.

Analiznd posibilitile de amorsare ale triacului prezentate n tabelul 2.1 din punctul de vedere al sensibilitii la impulsul de comand al porii, rezult c situaiile optime se obin la polarizarea pozitiv a porii n raport cu terminalul M2 polarizat negativ fa de M1 (I,+) i la polarizarea negativ a porii n raport cu terminalul M2 polarizat pozitiv fa de M1 (III, ). - 31 -

Electronic industrial de putere

Curs

n prezent, triacele se realizeaz n gama de medie putere, pentru tensiuni de pn la 1600V. Prezenta a dou configuraii de tiristoare dispuse antiparalel n aceeai structur, implic existena unui cuplaj reciproc care limiteaz performanele dinamice i sigurana n funcionare a triacului. Astfel, triacul are unii parametri dinamici cum sunt di/dt, du/dt, tq mai mici ca ai tiristoarelor normale.

2.5. TIRISTORUL CU BLOCAREA PE POART (GTO)Tiristorul cu blocare pe poart GTO (Gate TurnOff Thyristor) este un dispozitiv semiconductor de putere cu structur pnpn denumit i tiristor bioperaional, care poate fi comandat integral (amorsat i respectiv, blocat) prin aplicarea de semnale corespunztoare pe poart: cu semnal pozitiv poate fi trecut n conducie i cu semnal negativ poate fi blocat fr a fi necesar inversarea polaritii tensiunii aplicate ntre anod i catod. Tiristorul GTO mbin proprietile de baz ale unui tiristor convenional (sensibilitate mare la semnale de amorsare aplicate pe poart, capabilitate mare de blocare a tensiunii n direct/invers) cu cele ale unui tranzistor bipolar de putere (n primul rnd, faptul c poate fi blocat prin aplicarea unui semnal de comand pe poart). Dei este un dispozitiv semiconductor cu trei jonciuni, tiristorul GTO se aseamn cu tranzistorul bipolar npn prin polaritatea tensiunii de alimentare i prin polaritatea semnalelor de comand pentru intrarea i ieirea din conducie. Fa de tranzistorul bipolar, tiristorul GTO prezint avantajul unor puteri de valoare redus consumate n circuitul de comand a porii. Cele dou procese de comutaie amorsare, blocare necesit semnale de comand numai pe duratele lor tranzitorii, dup trecerea tiristorului GTO n una din cele dou stri stabile (ON OFF), prezena semnalului de comand pe poart nemaifiind necesar. Tiristorul este amorsat prin aplicarea pe poart a unui impuls pozitiv de curent (poarta polarizat pozitiv fa de catod) de amplitudine IGT i durat tp i este blocat prin aplicarea unui impuls negativ de curent (poarta polarizat negativ fa de catod) de amplitudine IGB i durat tn aa cum se arat n figura 2.25. n general, durata impulsurilor de comand a porii are valori cuprinse ntre 5s i 50s, iar amplitudinea impulsurilor de blocare IGB este mai mare ca cea a impulsurilor de amorsare IGT. O limitarea funcional important apare la cureni anodici de mic intensitate, cnd tiristorul GTO nu mai poate fi blocat, indiferent ct de mare este amplitudinea impulsului negativ aplicat porii. Utilizarea tiristoarelor GTO n locul celor convenionale conduce la simplificri importante, att n circuitele de for, ct i n cele de comand.iG IA IGT G IGB IGT Atp tn

GTOK Rs

0 IGB iA IA 0 Fig. 2.25.

t

t

- 32 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

Tiristorul GTO este preferat tranzistoarelor de putere n aplicaii de mare putere la frecvene ntre 1 i 20 kHz datorit capabilitii sale ridicate n blocare a tensiunii i a fiabilitii sale la suprasolicitri de curent i tensiune. Tiristoarele GTO produse pn n prezent au tensiuni de blocare (VBO(BR)) de pn la 4500V i cureni controlabili pe poart pn la 2000A.

2.6. TRANZISTORUL BIPOLAR DE PUTERETranzistorul bipolar este un dispozitiv semiconductor comandabil cu trei straturi pnp sau npn, avnd trei terminale: colectorul C, emitorul E, baza B (fig. 2.26). Cn

Cp

ICUCEsat

ICmaxcresctor

B

p n

B

n p

C RC RB B IB+

IB

IC UCE

2

Pdmax

E C BIB

IC

E C UCE BIB

Dreapta de sarcin

IC

E

0

IB= 0 ICE0 1

UCE Eb)

UCEminStrpungere la polarizare invers

EC

UCE UCEmax

Ea)

c)

Fig. 2.26. Tranzistorul bipolar: a) structura i simbolul tranzistorului npn; b) structura i simbolul tranzistorului pnp; c) caracteristici statice.

n regim liniar, curentul de colector IC este o funcie de curentul de baz IB: IC = NIB + ICE0 (2.17) n care N (notat i cu F sau h21E) este coeficientul de amplificare n curent baz emitor, ICE0 = (N + 1)ICB0 este curentul rezidual direct colector emitor, ICB0 curentul rezidual al jonciunii colector baz la polarizare invers. Ecuaia dreptei de sarcin este: EC = RCIC + UCE (2.17) Pentru o anumit tensiune colector emitor UCE la IB = 0, tranzistorul este blocat i prin acesta circul curentul rezidual ICE0 (punctul 1 din fig. 2.26,c). Prin creterea curentului de baz IB se poate ajunge n zona de saturaie (punctul 2 din fig. 2.26,c), cnd prin tranzistor circul un curent de colector mare la o tensiune de saturaie UCE relative mic (UCEsat 0,5V). Inversarea tensiunii colector emitor provoac strpungerea jonciunii baz emitor la o tensiune relativ mic, de cca 10V. Prin urmare, trebuie evitat funcionarea tranzistorului n invers, iar cazurile n care exist posibilitatea inversrii tensiunii de alimentare se introduce o diod n serie cu circuitul de colector. - 33 -

Electronic industrial de putere

Curs

n aplicaiile tehnice, tranzistorul bipolar de putere funcioneaz, de obicei, n regim de comutaie (saturat blocat, ON OFF). La IB = 0 tranzistorul este blocat i este echivalent unui comutator deschis (OFF), iar la curentul de baz care-l aduce la saturaie, tranzistorul saturat este echivalat unui comutator nchis (ON). La funcionarea n comutaie (comutator ON OFF) pierderea de putere pe tranzistor trebuie s fie ct mai mic. Aceast pierdere de putere este datorat curentului rezidual n regim de blocare (POFF = UCEICE0), respective tensiunii de saturaie i curentului de colector n conducie la saturaie (PON = UCEsatIC). Valoarea tipic a tensiunii de saturaie pentru un tranzistor bipolar de putere cu Si este UCEsat 1,1V. Pierderile la funcionarea n regim de comutaie a unui tranzistor sunt determinate n special de evoluia cuplului de valori UCEIC pe durata trecerii din starea de saturaie n cea de blocare.+EC Di RS LS RB EB a)+

IC S

Saturaie

MPierderi mari

IC IB UCE

C R

SnubberPierderi reduse Pierderi mici

D b)

UCEBlocare

0

B

Fig. 2.26. a)Tranzistorul bipolar npn cu sarcin inductiv i reea Snubber; b) explicativ privind pierderile de comutaie.

Se consider cazul unei sarcini inductive LsRs n colector. Dac tranzistorul este blocat i se trece n conducie la saturaie, perechea de valori UCE,IC urmeaz traseul B0S dup axele de coordonate (curentul IC crete lent), pierderile de comutaie fiind mici (fig. 2.26,b). Dac tranzistorul este saturat i se comand blocarea sa, dioda de curent invers Di intr n conducie asigurnd descrcarea energiei acumulat n inductan, UCE EC i curentul de colector nu se anuleaz instantaneu. Perechea de valori UCE,IC parcurge drumul SMB ce corespunde zonei pierderilor mari de comutaie. O soluie de reducere a pierderilor la blocarea tranzistorului este utilizarea unei reele, denumit Snubber, format din condensatorul C, rezistorul R i dioda semiconductoare D aa cum se arat n figura 2.26,a). Cnd tranzistorul este saturat, aceast reea nu influeneaz funcionarea tranzistorului deoarece dioda este blocat. n timpul blocrii ns, tensiunea UCE crete lent din cauza IC C condensatorului C i diodei D nseriate ntre colector i IC1 mas. Perechea de valori UCE,IC urmeaz n acest caz un IC2 IB1 B traseu situat n zona pierderilor reduse (curba trasat cu T1 IB linie ntrerup n fig. 2.26,b). D1 D2 IB2 T2 Pentru mbuntirea factorului de amplificare n curent, tranzistorul bipolar de putere este comandat deseori prin intermediul unui alt tranzistor n montaj E Darlington, aa cum se arat n figura 2.27. Dioda D1 Fig. 2.27. Montajul Darlington. asigur o cale de extragere a sarcinilor la blocarea - 34 -

Capitolul 2

Dispozitive semiconductoare de putere

tranzistorului T2, iar dioda D2 este utilizat pentru protecia tranzistoarelor la tensiuni inverse. Dac tranzistorul de comand T1 este integrat pe aceeai structur de siliciu cu tranzistorul de putere T2, ctigul n curent ajunge la valori foarte mari, dar timpul de comutaie crete i implicit scade frecvena de lucru.

2.6. TRANZISTORUL MOS DE PUTERETranzistorul MOS (Metal Oxid Semiconductor) este un tranzistor cu efect de cmp FET (Field Effect Transistor) care are multiplicat numrul de canale prin care trece curentul de dren. n figura 2.28 se prezint simbolul grafic i caracteristicile de ieire ale tranzistorului MOS de putere cu canal n.ID Dren (D) ID Gril (G) VGS VDS (S) SursStrpungere la tens. invers B

VGS

VGS = 0

VDS

0

A

Tensiunea de strpungere

Fig. 2.28. Simbolul grafic i caracteristica de ieire IDS(VDS) /VGS = ct. a tranzistorului MOS de putere

n aplicaiile electronicii de putere tranzistorul MOS este utilizat ca ntreruptor electronic i funcioneaz n regim de comutaie. n lipsa tensiunii de comand, VGS = 0, curentul de dren este practic neglijabil i punctul de funcionare al tran-zistorului se afl pe dreapta A (ntreruptor deschis). n starea de conducie a tranzistorului este necesar ca pierderile s fie minime, ceea ce nseamn c tensiunea VDS trebuie s fie ct mai mic. Acest lucru se obine dac tensiunea VGS este suficient de mare, uzual n jur de 10V, astfel nct punctul de funcionarea s se situieze pe dreapta B. Fa de tranzistoarele bipolare de putere, tranzistoarele MOS prezint unele avantaje importante cum sunt: - comanda se realizeaz n tensiune, nu n curent, ceea ce nseamn un consum foarte mic de putere n circuitul de comand; - circuite de comand mai simple; - uor de conectat n paralel (coeficientul de temperatur al rezistenei n conducie drensurs rDS este pozitiv, ceea ce contribuie la egalizarea automat a curenilor prin tranzistoarele n paralel fr a folosi alte elemente n acest scop); - timpi de comutaie mai mici i deci frecvene de lucru mai mari. Tranzistoarele MOS de putere produse pn n prezent sunt capabile s opereze la tensiuni de ordinul a 1000V i s vehiculeze cureni medii de pn la 70A; pentru durate scurte ele pot conduce cureni de pn la 280A (cureni de vrf). n plus, tranzistoarele MOS de putere sunt mult mai stabile termic dect corespondentele lor bipolare la acelai tip de capsul, putnd opera la puteri disipate mai mari.

- 35 -

Electronic industrial de putere

Curs

2.7. TRANZISTORUL BIPOLAR CU POART IZOLAT (IGBT)Tranzistoarele bipolare i MOSFET au fiecare n parte o serie de performane foarte avantajoase pentru aplicaiile electronicii de putere, dar i unele dezavantaje care limiteaz domeniul lor de utilizare. Astfel, tranzistorul bipolar n raport cu cel MOS are avantajele: - capacitate mare n curent i tensiune, - cdere mic de tensiune n conducie, dar prezint i unele dezavantaje cum sunt: - timpi relativi mari de comutaie; - curent de comand mare i consum nsemnat de putere pentru comand. Fa de tranzistoarele bipolare, tranzistoarele MOSFET au ca principale avantaje - timpi de comutaie mici, - comand n tensiune i deci consum mic de putere pentru comand, n schimb, au capabiliti mai mici n tensiune i curent.C IC G E a) b) G VGE E VCE VBR C IC VGE

0c)

VCEBO VCE

Fig. 2.29. Tranzistorul IGBT: a) schema echivalent simplificat; b) simbolul grafic; c) caracteristica de ieire IC(VCE) /VGE = ct.

O mbinare a avantajelor celor dou tipuri de tranzistoare s-a realizat printr-un nou dispozitiv semiconductor de putere tranzistorul bipolar cu poart izolat, denumit prescurtat IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). IGBT este realizat pe o structur de baz cu patru straturi semiconductoare pnpn ca i tiristoarele convenionale, dar cu poarta izolat n tehnologie MOS. O schem echivalent simplificat pentru IGBT este constituit dintr-o conexiune Darlington a unui tranzistor bipolar cu un tranzistor MOSFET, aa cum se arat n figura 2.29. Comanda IGBT-ului se realizeaz prin intermediul tranzistorului MOS cu canal n, deci se realizeaz comanda n tensiune, iar existena tranzistorului pnp ntre colector i emitor conduce la cderi mici de tensiune n conducie i la capabiliti ridicate n tensiune i curent. Caracteristicile statice sunt similare celor de la tranzistoarele MOS. Dintre performanele atinse pn n prezent de tranzistoarele IGBT se menioneaz: - cdere de tensiune n conducie cuprins ntre 0,9 2,2 V; - capabilitate n curent pn la 1000A i n tensiue pn la 4500V; - frecvene de lucru pn la 20 kHz.

- 36 -

Capitolul 3 VARIATOARE DE TENSIUNE ALTERNATIV3.1. GeneralitiVariatoarele de tensiune alternativ (VTA), numite i variatoare de curent alternativ, sunt convertoare statice cu comutaie natural care se utilizeaz pentru modificarea tensiunilor alternative (curenilor alternativi), fr schimbarea frecvenei. VTA permit reglarea puterii n sistemele de alimentare a receptoarelor monofazate sau trifazate, fiind plasate ntre sursa de curent alternativ i receptor (fig.3.1,a) i sunt constituite dintr-un comutator static KS i dispozitivul de comand DC (fig. 3.1,b). S c.a. VTA R c.a. U1 f KS DCa) b)

U2 = var. f = cst.

Fig. 3.1. Locul, rolul i structura variatoarelor de tensiune alternativ.

Deoarece este necesar circulaia curentului n ambele sensuri, comutatoarele statice pot fi realizate cu perechi de tiristoare conectate n antiparalel sau cu triace. Din punct de vedere funcional aceste dou variante sunt identice, deosebirile fiind doar n legtur cu circuitele de comand (fig. 3.2).TI D1 D2 TI D

T1

T

~

U1

T2

U2

Zs

~

U1

U2

Zs

a)

b)

Fig. 3.2. Scheme de principiu ale comutatoarelor monofazate: a) cu tiristoare antiparalel; b) cu triac.

- 37 -

Electronic industrial de putere

Curs

Comutatoarele cu tiristoare (fig. 3.2,a) se utilizeaz n cazul puterilor mari pentru care nu exist triace. Montajul cu tiristoare antiparalel necesit separarea galvanic a impulsurilor de comand pe porile tiristoarelor ceea ce se poate realiza utiliznd, de exemplu, un transformator de impuls TI. Diodele D1 i D2 se impun pentru blocarea impulsurilor negative pe poart. Pentru puteri relativ mici este avantajoas soluia folosirii unui triac pentru comutatorul monopolar (fig. 3.2,b). Reglarea tensiunii alternative poate fi realizat n principal prin dou moduri de comand a ventilelor variatorului: - comanda progresiv sau cu control de faz, caz n care se asigur comanda cte unui tiristor sau a triacului pe fiecare semiperioad a tensiunii de intrare; - comanda intermitent, variatorul funcionnd ca ntreruptor nchis/deschis ciclic pe intervale de timp prestabilite. Prima metod de comand este cel mai des utilizat deoarece schemele de comand sunt mai simple i se obine un reglaj mai fin al tensiunii. Din punct de vedere al tensiunii de ieire, variatoarele de tensiune alternativ pot fi monofazate sau trifazate. Variatoarele de tensiune alternativ sunt utilizate pentru reglarea puterii in diferite instalaii energetice cum sunt cele de iluminat sau de nclzire electric. De asemenea, VTA pot fi utilizate pentru reglarea ntre anumite limite ale vitezei motoarelor electrice de curent alternativ, monofazate sau trifazate. La puteri mari, cuprinse ntre 0,1 50 MVA, variatoarele trifazate sunt utilizate n instalaii de compensare dinamic a puterii reactive n reelele electroenergetice.

3.2. VARIATOARE DE TENSIUNE ALTERNATIV MONOFAZATE3.2.1. Variatorul monofazat cu tiristoare antiparalelSe consider variatorul monofazat de tensiune alternativ realizat cu o pereche de tiristoare conectate n antiparalel cu schema de principiu prezentat n figura 3.3,a). Se consider cazul comenzii n faz a tiristoarelor cnd dispozitivul de comand, nefigurat aici, furnizeaz alternativ impulsuri de comand pe porile celor dou tiristoare cu un unghi de comand pe fiecare alternan a tensiunii de alimentare. n cazul convertoarelor monofazate, unghiul de comand al unui tiristor reprezint, unghiul dintre momentul trecerii naturale prin zero a tensiunii i momentul amorsrii tiristorului. Funcionarea variatorului monofazat n sarcin rezistiv. n cazul unei sarcini pur rezistive (Ls = 0), undele de tensiune i curent pe rezistorul de sarcin Rs au aceeai form de variaie n timp. Tensiunea de alimentare se consider sinusoidal, de forma u(t) = Um sin t , (3.1) unde U m = 2 U este valoarea maxim sau amplitudinea, U fiind valoarea efectiv a tensiunii de alimentare. n figura 3.3 sunt prezentate formele de und ale tensiunilor i curenilor pentru variatorul monofazat cu tiristoare antiparalel funcionnd n sarcin rezistiv la un

- 38 -

Capitolul 3

Variatoare de tensiune alternativ

anumit unghi de comand al tiristoarelor. uT,uuT

u2 3 t

T1 T2i us

ust

~

u

uT

Rsus

Ls

i

1

iT1+

i1 T2 b)

T1t

a)

Fig. 3.3. Variatorul monofazat cu tiristoare antiparalel: a) schema electric; b) undele de tensiune i de curent la funcionarea n sarcin rezistiv.

Tiristorul T1 poate conduce n timpul alternanelor pozitive, iar tiristorul T2 n timpul alternanelor negative. Pe duratele n care unul sau altul dintre cele dou tiristoare se afl n conducie, tensiunea us aplicat sarcinii este egal cu tensiunea u de alimentare, iar pe duratele n care ambele tiristoare sunt blocate, tensiunea pe sarcin este nul, iar tensiunea uT pe tiristoare este egal cu tensiunea de alimentare. n intervalele de conducie a tiristoarelor, curentul prin sarcin este dat de relaia (3.2) Rs i este nul cnd ambele tiristoare sunt blocate. Curentul prin sarcin este nesinusoidal i prin descompunerea sa n serie Fourier se obine o und fundamental i1(t) defazat cu un unghi 1 fa de unda tensiunii de alimentare. Se constat astfel c, dei sarcina este pur rezistiv, sursa de alimentare trebuie s furnizeze o anumit putere reactiv. Mrimea unghiului de defazaj 1 i implicit a puterii reactive consumate depinde de valoarea unghiului de comand a tiristoarelor. Caracteristica extern de comand a variatorului reprezint variaia tensiunii pe sarcin us cu unghiul de comand al tiristoarelor. Avnd n vedere forma de variaie n timp a tensiunii us prezentat n figura 3.3,a), valoarea efectiv Us() a acestei tensiuni se calculeaz cu relaia: 1 (1 cos 2t)d(t) = U 1 + sin 2 2 (3.3) Pentru = 0, tensiunea pe rezistorul de sarcin are valoarea efectiv maxim, egal cu valoarea efectiv U a tensiunii de alimentare, iar pentru = este nul. Dac amorsarea tiristoarelor se realizeaz la un unghi de comand nul, = 0, schema funcioneaz n regim de contactor monopolar de curent alternativ i curentul de sarcin este sinusoidal i n faz cu tensiunea de alimentare. U Us () = 1 U 2 sin 2 (t)d(t) = m m 2

i(t) = Um sin t , t

- 39 -

Electronic industrial de putere

Curs

Funcionarea variatorului monofazat n sarcin inductiv.

Curbele tensiunilor i curentului la funcionarea variatorului monofazat n sarcin pur inductiv sunt prezentate n figura 3.4. Tensiunea la bornele sarcinii este egal cu tensiunea de alimentare pe intervalele de conducie a tiristoarelor i este nul pe intervalele n care tiristoarele sunt blocate. La intrarea n conducie a unui tiristor, curentul din circuit se determin din ecuaiaLs di = Um sin t dt

(3.4)

care are soluia (3.5) i(t) = Um cos t + I0 . Ls Constanta de integrare I0 se determin din condiia iniial, respectiv n momentul amorsrii tiristorului T1 la t = , curentul i(t) este nul. Rezult astfel,I0 = Um cos Ls

(3.6)

i curentul este dat de relaia

Um U (cos cos t ) = m sin t sin . (3.7) L s L s 2 2 Curentul i(t) se anuleaz la momentul corespunztor unghiului = t cnd tiristorul T1 se blocheaz. Unghiul se obine din (3.6) pentru i = 0 i t = . Rezult astfel, = 2 . (3.8) i( t ) =us

u us3

0

2

t

uT,u

uT u

0

t

i1=/2

iT1 +

i1

2

T13 t

0

T2

Fig. 3.4. Undele de tensiune i de curent la funcionarea n sarcin inductiv a variatorului monofazat de tensiune alternativ.

- 40 -

Capitolul 3

Variatoare de tensiune alternativ

Pe durata semiperioadei negative tiristorul T2 este amorsat la unghiul t = + i se stinge la t = 3 . Pentru ca variatorul s poat funciona este necesar ca + (tiristorul T1 s fie blocat n momentul amorsrii tiristorului T2) ceea ce impune ca unghiul de comand s ia valori cuprinse n domeniul /2 . Avnd n vedere forma de variaie n timp a tensiunii pe sarcin us(t) prezentat n figura 3.4, valoarea efectiv Us() a acestei tensiuni poate fi calculat integrnd pe un sfert de perioad, astfel:2 U s ( ) =

0

U2 m

U sin (t )d (t ) = m 22

2

(1 cos 2t )d(t ) = U

2 sin 2 + 2

(3.9) Pentru = /2, tensiunea pe inductana de sarcin are valoarea efectiv maxim, egal cu valoarea efectiv U a tensiunii de alimentare, iar pentru = este nul. Curentul prin sarcin nu este sinusoidal, iar componenta fundametal i1(t) este defazat cu /2 n urma tensiunii de alimentare. Pentru = /2 se obine funcionarea schemei n regim de contactor monopolar de curent alternativ i curentul de sarcin devine sinusoidal.Funcionarea variatorului monofazat n sarcin rezistiv-inductiv.

Pentru cazul general al sarcinii rezistiv inductive, undele de tensiune i curent sunt prezentate n figura 3.5.us us0 2

u3 t

uT,u

uT

ut

0

i1

iT1 +

i1 T2

2

T13 t

0

Fig. 3.5. Undele de tensiune i de curent la funcionarea n sarcin inductiv a variatorului monofazat de tensiune alternativ.

- 41 -

Electronic industrial de putere

Curs

Dup amorsarea unui tiristor, ecuaia diferenial care descrie funcionarea circuitului este di (3.10) R si + Ls = U m sin t , i(0) = I0, dt care are soluia Um i( t ) = sin(t ) + I0e t / (3.11) 2 2 R s + (Ls ) L s n care = arctg este unghiul de defazaj dintre curentul i tensiunea la bornele Rs sarcinii, iar = Ls R s este constanta de timp a circuitului. Constanta de integrare I0 care este valoarea iniial a curentului se determin impunnd condiia ca pentru t = , adic n momentul amorsrii tiristorului T1, curentul i(t) s fie nul. n acest fel, din (3.11) rezult:I0 = Um R + (Ls )2 s 2

e / sin( )

(3.12)

n final, expresia curentului pe intervalul de conducie al unui tiristor este:

i(t) =

Um2 Rs

+ (Ls )

2

[sin(t ) sin( )e

(t ) /

]

(3.13)

Pentru t = , fig. 3.5, curentul se anuleaz i rezult:

[sin( ) sin( )e

( ) /

]= 0 .

(3.14)

Blocarea tiristorului T1 trebuie s se produc naintea aplicrii impulsului de comand pe poarta tiristorului T2, deci nainte de t = + , astfel nct T2 s poat fi amorsat. Pentru a satisface aceast condiie, care se exprim prin + , trebuie s avem . n caz contrar, dac > , din (3.14) rezult c sin( ) < 0 sau . Cu att mai mult > i deci ar nsemna c > + ceea ce vine n contradicie cu condiia stabilit anterior ( + ), necesar pentru amorsarea tiristorului T2. Curentul prin sarcin nu este sinusoidal, iar componenta fundamental i1 din spectrul de armonici a curentului i(t) este defazat cu unghiul 1 n urma tensiunii de alimentare (0 1 ). Dac unghiul de comand = , schema funcioneaz n regim de contactor monopolar de curent alternativ i curentul de sarcin este sinusoidal.

- 42 -

Capitolul 3

Variatoare de tensiune alternativ

3.2.2. Variator monofazat cu un singur tiristorVariatorul monofazat cu un singur tiristor prezentat n figura 3.6,a) poate fi utilizat n cazul sarcinilor rezistive. TuT i usuT, us,i

uT

i

us 2 3 t

~

u

Rs

uTb)

a)

Fig. 3.6. Variatorul monofazat cu un tiristor: a) schema electric; b) undele de tensiune i de curent la funcionarea n sarcin rezistiv.

Tiristorul conduce curentul de sarcin numai pe durata alternanelor pozitive ale tensiunii de alimentare. Valoarea efectiv a tensiunii la bornele sarcinii este: 1 (1 cos 2t)d(t) = U 1 + sin 2 2 2 (3.15) n care U reprezint valoarea efectiv a tensiunii de alimentare u. Se constat c tensiunea pe sarcin poate fi reglat n domeniul (0 0,707)U, valoarea maxim, 1/ 2 U 0,707U, obinndu-se pentru = 0 (variatorul ideal cu diod). U Us () = 1 U 2 sin 2 (t)d(t) = m 2 m 2

3.2.3. Variator monofazat cu tiristor i diod de descrcaren cazul sarcinilor rezistiv inductive, durata de circulaie a curentului prin sarcin poate fi mrit cu ajutorul unei diode de descrcare, numit i diod de fug D, conectat n paralel cu sarcina ca n figura 3.7,a).i

TuT iD

is

uT, us,is

~

Rsus

uT

us is

u

D

Ls

uTb)

2

3

t

a)

Fig. 3.7. Variatorul monofazat cu tiristor i diod de fug: a) schema electric; b) undele de tensiune i de curent la funcionarea n sarcin rezistiv inductiv.

La anularea alternanelor pozitive ale tensiunii de alimentare, tiristorul T iese din conducie i curentul de sarcin este preluat de dioda de fug D care asigur calea de descrcare a energiei nmagazinat n inductan. Curentul de descrcare se amortizeaz exponenial cu constanta de timp a circuitului Ls/Rs. - 43 -

Electronic industrial de putere

Curs

3.2.4. Variator monofazat cu punte redresoare i tiristorn figura 3.8, a) se prezint schema unui variator monofazat format dintr-o punte redresoare cu diode i un tiristor. Tiristorul T este conectat pe diagonala de curent continuu a punii.D1 D3

D4

T

iD2

uT, u,i

i u

uT ib) 2 3 t

~

u

us

Rs

D2a)

Fig. 3.8. Variatorul monofazat cu punte i tiristor: a) schema electric; b) undele de tensiune i de curent la funcionarea n sarcin rezistiv.

Pe duratele alternanelor pozitive ale tensiunii de alimentare u, curentul de sarcin i este condus de diodele D1, D2 i tiristorul T, iar pe duratele alternanelor negative de diodele D3, D4 i tiristorul T. Din privina tensiunii i curentului sarcinii, aceast schem este identic funcional cu variatorul cu dou tiristoare n antiparalel. Schema prezint avantajul utilizrii unui singur tiristor, dar prezint unele dezavantaje, n special la funcionarea n sarcin rezistiv inductiv, cum sunt: - se poate pierde uor controlul comenzii tiristorului, acesta rmnnd tot timpul n conducie; - la ieirea din conducie, pe tiristor apare brusc tensiunea sursei de alimentare i acesta poate amorsa la du/dt.

3.2.5. Variator monofazat cu tiristoare i diode n antiparalelSchema unui variator monofazat realizat T1 T2 cu dou tiristoare cu diode conectate n paralel (antiparalel) este prezentat n figura 3.9. i Curentul de sarcin i este condus de D1 D2 tiristorul T1 i dioda D1 pe duratele alternanelor pozitive ale tensiunii de alimentare i de us Zs ~ u tiristorul T2 i dioda D2 pe duratele alternanelor negative. Montajul prezint avantajul unei comenzi mai facile, necesitnd un singur dispozitiv de Fig. 3.9. Variator monofazat cu comand, deoarece catozii celor dou tiristoare tiristoare i diode n antiparalel. sunt legai la un punct comun. De asemenea, prezena diodelor n antiparalel cu tiristoarele asigur protecia tiristoarelor la supratensiuni inverse.

- 44 -

Capitolul 3

Variatoare de tensiune alternativ

3.3. VARIATOARE DE TENSIUNE TRIFAZATEVariatoarele de tensiune alternativ trifazate se obin prin conectarea pe fiecare faz a cte unui variator monofazat (fig. 3.10, a, b) sau pot fi relizate dup o schem ca cea din figura 3.10, c). Variatoarele monofazate VR, VS, VT pot avea una din structurile prezentate n figura 3.10, d), e), f), g). R S T 0 DCa)

VR VS VT

R SZs

VR VS VT

R S T

ZR ZS ZT

TRS TST TTR

Zs

T

DCb) c)

DC

d)

e)

f)

g)

Fig. 3.10. Scheme de variatoare de tensiune trifazate (a, b, c) i de variatoare monofazate utilizate pentru variatoarele trifazate (d, e, f, g).

Pentru variatorul trifazat cu fir neutru, fig. 3.10, a), se pot utiliza variantele d) sau e), iar pentru cele fr fir neutru, fig. 3.10, b), se pot utiliza oricare din variantele monofazate d), , g). Dispozitivul de comand DC asigur impulsurile pentru comanda tiristoarelor potrivit unei diagrame de stare impus de regimul de funcionare al variatorului. Funcionarea variatorului trifazat cu conductor de nul, pentru un consumator conectat n stea, rezult simplu din funcionarea unui variator monofazat de tensiune alternativ deoarece, n acest caz, funcionarea variatorului de pe o faz este independent de funcionarea variatoarelor de pe celelalte faze. n cazul variatoarelor trifazate fr conductor de nul, funcionarea variatoarelor monofazate de pe cele trei faze nu mai este independent, procesele care au loc n acest caz fiind mult mai complexe fa de cele de la variatorul trifazat cu conductor de nul. Variatoarele de tensiune alternativ au numeroase aplicaii n practic. VTA trifazate sunt utilizate pentru reglarea puterii in diferite instalaii energetice cum sunt cele de acionri electrice cu motoare asincrone. La puteri mari, cuprinse ntre 0,1 50MVA, variatoarele trifazate sunt utilizate n instalaii de compensare a puterii reactive n reelele electroenergetice. - 45 -

Electronic industrial de putere

Curs

Se exemplific aici o variant simpl de compensator static de energie reactiv cu reactor controlat cu tiristoare, cunoscut i sub denumirea prescurtat de TCR ("Thyristor Controlled Reactor" n limba englez) cu schema de principiu din fig. 3.11. Compensatorul se compune dintr-o baterie de condensatoare (BC) de capacitate constant, un reactor trifazat controlat cu tiristoare (TCR) conectate n antiparalel pe fiecare ramur i un transformator trifazat (TR) de racordare la reea a reactorului. R S T TRia u ab a iab ib b ibc ic c ica

BC (C = const.) TCR (L = variabil)Fig. 3.11. Compensator de energie reactiv controlat cu tiristoare.

Transformatorul i inductanele comandate pot fi conectate n stea sau triunghi. Conexiunea n triunghi este preferat pentru inductane, deoarece armonicile de ordinul 3 ale curenilor de compensare ia, ib i ic pot fi eliminate, iar transformatorul poate fi n conexiune Yy care este mai economic. n figura 2.13 este ilustrat uab, variaia curentului de compensare iab uab iab (1 iab) n funcie de unghiul de comand a tiristoarelor. Prin modificarea acestui iab 2 2 unghi ntre 90el. i 180el., amplitu t 0 (1) dinea fundamentalei curentului iab i puterea reactiv solicitat de inductane variaz ntre valoarea maxim i Fig. 3.12. Variaia curentului de compensare zero. Pentru = 90el. (/2), curenii cu unghiul de comand a tiristoarelor. de compensare sunt sinusoidali. Dac n reeaua de alimentare exist un deficit de putere reactiv, atunci prin adoptarea unei valori corespunztoare pentru , diferena dintre puterea reactiv cedat de condensatoare QC i cea solicitat de inductane QL() poate compensa acest deficit.

- 46 -

Capitolul 4

REDRESOARE DE PUTERE4.1. STRUCTUR. CARACTERISTICI GENERALE.Redresoarele se folosesc n sistemele electrice cu surse de curent alternativ i receptoare de curent continuu n scopul stabilirii legturii i al controlului puterii, aa cum se arat n figura 4.1.a). n literatur de specialitate, ele sunt definite ca echipamente care transform curentul alternativ n curent continuu.

~Surs de c.a.

R Redresor a)

=Receptor de c.c.

TR

KS DC b)

F

Fig. 4.1. Redresoare de putere: a) rolul i amplasarea; b) structura (TR transformator de reea, KS comutator static, F filtru, DC dispozitiv de comand)

Principalele elemente ale redresoarelor rezult din schema structural dat n figura 4.1.b). Fa de structura prezentat aici, redresoarele utilizate n practic pot avea o structur mai simpl sau mai complex. Astfel, se utilizeaz redresoare necomandate care constau doar