Proiect Final

CONVERTOR STATICTRIFAZAT DE FRECVENTA UTILIZAT IN

ACTIONAREA UNUI MECANISM DE TRANSLATIE.

-Puterea nominala a ME de actionare:

-PN=55KW

-Tensiunea nominala:

-UN= 380V

-Curentul nominal al motorului:

-IN=100A

1

CUPRINS

INTRODUCERE.....................................................................................31.PARTICULARITATILE SISTEMULUI DE ACTIONARE A UNUI

MECANISM DE TRANSLATIE - POD RULANT.........................................62.CONVERTOARE STATICE DE TENSIUNE SI FRECVENTA CU

MODULATIE IN DURATA.............................................................................112.1.Generalitati..........................................................................................112.2.Reglarea valorii efective a tensiunii la iesirea invertorului...................142.2.1. Modulatia sinusoidala.....................................................................173.DIMENSIONAREA UNUI INVERTOR DE TENSIUNE CU

MODULATIE SINUSOIDALA.......................................................................223.1. Mărimi caracteristice..........................................................................233.1.1. Tensiunea nominală din circuitul intermediar ................................233.1.2. Valoarea medie nominală a curentului din circuitul intermediar…...243.1.3. Valoarea medie nominală a curentului printr-un IGBT....................243.1.4. Clasa de tensiune a elementelor semiconductoare............................253.2. Alegerea elementelor semiconductoare..............................................263.3. Verificarea la încălzire a IGBT-urilor..................................................283.4. Dimensionarea circuitului de protecţie...............................................434.MODELAREA SI SIMULAREA FUNCTIONARII SISTEMULUI DE

ACTIONARE....................................................................................................46CONCLUZII............................................................................................58BIBLIOGRAFIE.....................................................................................60ANEXE.....................................................................................................61

2

INTRODUCERE

In prezent, majoritatea acţionărilor electrice performante cu motoare

asincrone, au ca sursă de alimentare, un ansamblu format dintr-un redresor

necomandat realizat cu diode, un element de filtrare (C sau L-C), şi un invertor

PWM. Aceasta pentru că, în general, metodele evoluate de reglare a vitezei impun

modificarea simultană atât a amplitudinii cât şi a frecvenţei tensiunii de alimentare.

În ultimii ani, invertorul a fost supus mai multor îmbunătăţiri, datorită în principal

progreselor înregistrate de electronica de putere şi de evoluţia pozitivă a sistemelor

de comandă numerice, însă, din considerente economice, redresorul folosit rămâne,

in cele mai multe cazuri, un redresor necomandat realizat cu diode.

Invertorul cu comanda P.W.M. este construit de obicei cu tranzistoare

I.G.B.T sau MOS de putere.

Pentru comanda vectorială invertorul poate fi privit fie ca sursă de tensiune

fie, în cele mai multe cazuri, ca sursă de curent. Elementele esenţiale ce trebuie

avute în vedere la proiectarea buclelor de curent cu ajutorul invertoarelor P.W.M.,

numite în acest caz şi invertoare de curent, sunt: necesitatea asigurării unei rezerve

de tensiune care să permită impunerea unor valori dorite ale amplitudinii curenţilor

prin motor (acest aspect apare în special la viteze mari, şi se elimină prin

asigurarea unei tensiuni de alimentare de curent continuu suficiente pentru

aplicaţia dorită) şi frecvenţa de comutaţie care, pentru a asigura performante bune

trebuie sa fie cât mai mare, dar care trebuie sa fie totuşi mai mică decât frecvenţa

maximă de lucru a dispozitivelor semiconductoare folosite.

3

Modularea în durată a impulsurilor (P.W.M.) este procedeul prin care

intervalele de conducţie ale contactelor se fragmentează în vederea obţinerii unui

conţinut favorabil de armonici ale tensiunii de ieşire a invertorului. În acelaşi timp

se obţin performanţe dinamice ridicate. Impulsurile de tensiune modulate în durată,

după o lege sinusoidală, se obţin prin compararea unui sistem trifazat de tensiuni

sinusoidale (semnalul modulator) cu un semnal de tensiune triunghiular (semnalul

purtător). Cele trei tensiuni sinusoidale sunt defazate între ele cu un unghi de 120°.

Frecvenţa f1, a semnalului modulator este egală cu frecvenţa armonicii

fundamentale a tensiunii de ieşire din invertor. Frecvenţa ft a semnalului purtător

triunghiular trebuie să fie mai mare decât f1, de cel puţin două ori. Calitatea formei

de undă a tensiunii de ieşire este cu atât mai bună cu cât frecvenţa ft este mai mare.

C.S.F cu invertoare bazate pe principiul modulaţiei impulsurilor tensiunii de ieşire

după o lege sinusoidală (P.W.M.), prezintă câteva avantaje importante faţă de

C.S.F cu circuit intermediar de tensiune continuă variabilă:

- tensiunea de ieşire are un conţinut redus de armonici de frecvenţă joasă;

- se obţin performanţe dinamice ridicate;

- factor de putere mai mare;

- gama de reglare a frecvenţei de ieşire mai largă;

Atât amplitudinea, cât şi frecvenţa tensiunii de ieşire, sunt reglate din

comanda invertorului. Acesta este principalul dezavantaj al C.S.T.F. cu invertoare

P.W.M. (schema de comandă a invertorului este mai complicată). Pentru a înlătura

acest dezavantaj s-au realizat circuite integrate specializate pentru comanda de tip

P.W.M. În acelaşi timp s-au dezvoltat şi tehnici de comandă numerică (P.W.M.

digital).

Invertorul este alimentat de la o tensiune continuă U0 şi este comandat pe

principiul modulării în lăţime a impulsurilor utilizându-se:

- semnal triunghiular de referinţă (semnal purtător) de frecvenţă 10 kHz;

4

- semnal modulator trifazat sinusoidal: UA*, UB*, UC*.

În această situaţie frecvenţa şi amplitudinea sunt constante. Într-un sistem de

reglare însă aceste mărimi sunt impuse de partea de comandă.

Semnalul modulator este comparat cu semnalul triunghiular, la ieşirea

comparatoarelor CA, CB, CC obţinându-se impulsurile de comandă pe bază

pentru cele şase tranzistoare. În practică aceste impulsuri sunt aplicate unor circuite

special concepute în acest sens numite dispozitive de comandă pe grilă.

Majoritatea aplicaţiilor practice cu motoare asincrone utilizează, ca

alimentare, reţeaua trifazată de tensiune sinusoidală de 50 Hz. Este necesar insa,

modificarea atât a amplitudinii cât şi a frecvenţei tensiunii de alimentare.

Soluţia frecvent utilizată pentru rezolvarea problemei este ca această

tensiune alternativă sa fie redresată cu ajutorul unui redresor realizat cu diode,

obţinându-se o tensiune continuă fixă. Aceasta este apoi aplicată unui invertor cu

comanda P.W.M. ce permite obţinerea unui sistem trifazat de tensiuni cu parametri

reglabili.

În cazul redresoarelor cu diode, transferul de putere este unidirecţional, de la

reţeaua de alimentare către receptor. Deoarece este de dorit ca tensiunea continuă

să conţină ondulaţii cât mai mici, la ieşirea redresorului este prevăzut un

condensator de capacitate mare pentru filtrare.

5

1.PARTICULARITATILE SISTEMULUI DE

ACTIONARE A UNUI MECANISM DE TRANSLATIE

POD RULANT.

Mecanismul de translaţie asigură transportul pe orizontală a sarcinii.

Verificarea puterii motorului de acţionare impune cunoaşterea diagramei de

sarcină M = f(t) . În cazul mecanismelor de translaţie, un ciclu de funcţionare se

compune de regulă din operaţiile:

- deplasarea mecanismului sub sarcină;

- deplasarea mecanismului fără sarcină (în gol).

Cunoscând cinematica mecanismului de translaţie pe întreg ciclul de

funcţionare, se determină cuplurile statice şi dinamice corespunzător fiecărui

interval de timp al ciclului de funcţionare, obţinând astfel în baza ecuaţiei

fundamentale a mişcării, cuplul motor:

M = Ms +Md

unde:

- M - cuplul motor;

- Ms - cuplul static;

- Md - cuplul dinamic.

6

a) Diagrama de sarcina la deplasarea în sarcina

Cuplul dezvoltat de motorul de actionare în regim stationar la deplasarea sub

sarcina este egal cu cuplul static necesar deplasarii sarcinii:

M=Ms1= (1.1)

unde:

- W1 - rezistenta la înaintare opusa de mecanismul de translatie în

sarcina;

- i - raportul de transmitere total al mecanismului;

- η1 - randamentul transmisiei.

În perioada de pornire la deplasarea sub sarcina, cuplul dezvoltat de motor

conform ecuatiei fundamentale a miscarii este:

Mp1 = Ms1 +Mdl (1.2)

unde:

- Mdl = Jpl - cuplul dinamic în perioada de accelerare;

- = ω– acceleratia ungiulara a arborelui motor;

- Jp1 - momentul de inertie total al maselor în miscare de translatie si rotatie

raportate la arborele motor.

Pentru mecanismul de translatie cuplul static si momentul de inertie pot fi

considerate în general constante, daca se neglijeaza pendularea sarcinii, actiunea

vântului si înclinarea mecanismului.

7

Momentul de inertie echivalent redus la arborele motor, tinând seama de

randamentul mecanismului se obtine din conditia de conservare a energiei:

Jpl=J+ (1.3)

unde:

- J - momentul de inerţie al maselor în mişcare de rotaţie cu viteza ω;

- Jk - momentul de inerţie al maselor în mişcare de rotaţie cu viteza ωk;

- mj - mase în mişcare de translaţie cu viteza vi;

- ω -viteza unghiulară a arborelui motor;

- η - randamentul transmisiei.

La frânarea mecanismului de translaţie se obţine cuplul

Mfi = Msi - Md2 (1.4)

unde:

- Md2 = Jdl - cuplul dinamic la decelerare;

- Jdi - momentul de inerţie al maselor în mişcare de translaţie şi rotaţie

raportat la arborele

motor la frânare pentru care se obţine:

Jdl=J+ (1.5)

8

Pentru determinarea diagramei de sarcină la deplasarea mecanismului de

translaţie în gol, rezistenţa mecanism la înaintare, momentul de inerţie şi masa sunt

determinate în absenţa sarcinii (Q = 0).

Randamentul transmisiei este determinat funcţie de coeficientul de încărcare

N=f(k).

A. Structura convertorului static trebuie să ţină seama de necesităţile

aplicaţiei, respectiv să permită eventuala funcţionare a motorului

asincron în regim de frână. Această necesitate rezultă din tahograma

acţionării electrice şi diagrama de sarcină.

B. Astfel, ciclul de funcţionare general, impus unui pod rulant, este format

din următoarele secvenţe:

C. încărcare sarcină;

D. deplasare pod încărcat;

E. descărcare sarcină;

F. deplasare pod gol.

G. Conform acestui ciclu, în tahograma acţionarii se disting urmatorii timpi

9

t01 tp ts tf t02 tpg tsg tfg

vN

t

v

tc

. Tahograma acţionării

1. t01= timpul necesar încărcării sarcinii;

2. tp= timpul de pornire cu podul încărcat;

3. ts= timpul de mers în regim staţionar cu podul încărcat;

4. tf= timpul de decelerare cu podul încărcat;

5. t02= timpul necesar descărcării sarcinii;

6. tpg= timpul de pornire cu podul gol;

7. tsg= timpul de mers în regim staţionar cu podul gol;

8. tfg= timpul de decelerare cu podul gol;

9. tc= durata ciclului de funcţionare;

10.Diagrama de sarcină corespunzătoare acţionării electrice este cea din figura

2 şi evidenţiază existenţa unor intervale de timp (t f şi tfg) în care cuplurile

dezvoltate de motor sunt negative. Aceste secvenţe corespund decelerărilor,

indiferent de încărcarea podului şi indică funcţionarea în regim de frână a

motorului asincron.[3]

10

M [Nm]

Mp

Msr

Msrg

Mf

t [s]

t01 tp ts tf t02 tpg tsg tfg

Diagrama de sarcină

2.CONVERTOARE STATICE DE TENSIUNE

SI FRECVENTA CU MODULATIE IN DURATA.

2.1.Generalitati

Convertoarele statice indirecte de tensiune şi frecvenţă (CSTF) transformă

energia de curent alternativ cu parametrii constanţi (U1, f1), în energie de curent

alternativ cu parametrii reglabili (U2, f2), trecându-se prin starea intermediară de

curent continuu. Acest tip de CSTF este compus dintr-un redresor (R), un circuit

intermediar de C.C. (CI) şi un invertor (I) ( figura 2.1.1).

Fig.2.1.1. Schema structurală a unui CSTF

Când circuitul intermediar are caracter sursă de curent (inductivitatea Ld are

valoare importantă, iar Cd poate lipsi), invertorul are o structură specifică şi se

numeşte invertor de curent. Dacă circuitul intermediar are caracter sursă de

U1

1

U2

2

Cd

Ld

uc

CI I

12

R

tensiune ( capacitatea Cd are valoare importantă, iar Ld poate lipsi), invertorul are

de asemenea, o structură specifică şi se numeşte invertor de tensiune. Modificarea

tensiunii si frecvenţei la ieşirea CSTF se realizează prin comanda invertorului,

respectiv prin intermediul semnalului uc.

In cazul CSTF cu modulatie in durata, redresorul este un redresor

necomandat realizat cu diode.

În cazul modulaţiei în durată, simultan cu modificarea frecvenţei, se

modifică şi durata şi, eventual, numărul de pulsuri de tensiune. Există o mare

diversitate de metode de modulaţie în durată, cea mai utilizată, devenită de acum

clasică, fiind modulaţia sinusoidală, în cadrul căreia momentele deschiderii şi,

respectiv, blocării elementelor semiconductoare, se obţin la intersecţia unui semnal

triunghiular modulator (ur) cu un semnal sinusoidal modulat (uc)(figura 2.1.2).

Se obţine, astfel, alimentarea motorului cu tensiune alternativă, ale cărei

alternanţe sunt formate dintr-un număr impar de pulsuri, de lăţimi simetrice faţă de

pulsul central având lăţimea cea mai mare

13

Fig.2.1.2.a. Principiul modulării impulsurilor în durată cu semnal sinusoidal

Este evident că, frecvenţa tensiunii de alimentare este egală cu frecvenţa

semnalului sinusoidal de comanda uc, iar amplitudinea este proporţională cu

amplitudinea acestuia.

Reducerea conţinutului de armonici superioare, atât în tensiune, cât si în curent,

conduce la obţinerea de caracteristici mecanice foarte apropiate de cele

corespunzătoare alimentarii în sinusoidal.[2]

14

Fig.2.1.2.b. Principiul modulării impulsurilor în durată cu semnal sinusoidal

ωt

ωt

ωt

ωt

uA0\Ud

uB0\Ud

uC0\Ud

15

2.2 Reglarea valorii efective a tensiunii la iesirea invertorului.

Pentru reglarea valorii efective a tensiunii de la ieşirea invertorului există

două clase de metode de modulare şi anume:

modulaţia în amplitudine(PAM);

modulaţia în durată (PWM).

Diferenţa esenţială între un convertor static de tensiune şi frecvenţă indirect

cu modulaţie în amplitudine faţă de unul cu modulaţie în durată constă în

redresorul ce alimentează circuitul intermediar. Astfel, la modulaţia în amplitudine

redresorul este complet comandat iar la modulaţia în durată redresorul este

necomandat.

Dezvoltarea tehnicilor de modulare în durata a impulsurilor a fost favorizată

de progresele tehnologice în domeniul elementelor semiconductoare cu timpi de

comutaţie reduşi şi a permis , în special pentru invertoarele trifazate de tensiune

destinate alimentarii maşinilor de curent alternativ, un control mult mai bun al

tensiunii de ieşire atât în amplitudine cât şi în frecvenţă .

Strategiile de comanda PWM pot fi analizate comparativ, dacă se consideră

drept principale criterii de performanţă maximul fundamentalei tensiunii de ieşire a

invertorului la tensiune (la tensiune Ud constantă ) şi factorul total de distorsiune

armonică.

Schemele de forţă ale invertoarelor cu comanda PWM sunt similare celor ale

invertoarelor cu modulaţie în amplitudine, apărând particularităţi numai în cazul

invertoarelor cu tiristoare, datorită necesităţii circuitelor de stingere (figura 2.2.1).

16

Fig.2.2.1.Schema de forţă a invertorului trifazat de tensiune

În general, pentru comanda PWM a invertoarelor, strategiile de comandă

existente pot fi împărţite în următoarele categorii:

modularea prin semnale de comandă variabile;

modularea prin momente de comutaţie prestabilite, în funcţie de criterii ca:

eliminarea anumitor armonici din tensiunea de ieşire, minimizarea pulsaţiei

curentului sau a cuplului electromagnetic al maşinii; este o metodă care se

pretează bine unei realizări digitale, cu microprocesor;

modularea prin comanda directă, care face apel la regulatoare bipoziţionale

cu histerezis, care formează un sistem de reglare trifazat; acestea din urmă

reglează în mod obişnuit curenţii trifazaţi, prin prescrierea unor curenţi cu

variaţii determinate în funcţie de timp.

Indiferent de strategia de modulare în durată adoptată, elementele

semiconductoare din componenţa invertorului sunt comandate astfel încât, la

B CUd

uAB uBC

uB

uC

C

uA

T1

T6T4

T3

T2

2

T5

A

D5

D5D6D4

D1 D3 D5

Cd

UA10 UB10 UC10

17

ieşirea acestuia, să se obţină un sistem trifazat simetric de tensiuni, fără a

scurtcircuita circuitul intermediar de curent continuu (prin comanda simultană a

elementelor situate pe aceeaşi ramură a punţii). Astfel, invertorul de tensiune va

furniza motorului un sistem trifazat de tensiuni de fază, de amplitudini

proporţionale cu tensiunea medie la bornele condensatorului de filtrare.

Forma de undă a tensiunii de fază cu care este alimentat motorul rezultă

simplu din comanda elementelor semiconductoare şi din formele de undă ale

tensiunilor de fază uA10, uB10 uC10 măsurate faţă de minusul circuitului intermediar

sau ale tensiunilor de fază uA0, uB0, uC0 măsurate faţă de nulul fictiv al circuitului

intermediar[7] .

Astfel:

(2.2.1)

(2.2.2)

18

Curentul id la intrarea în invertor este determinat de curenţii prin elementele

semiconductoare din partea superioară a punţii prin relaţia

în care factorii dA, dB şi dC ţin seama de comanda elementelor semiconductoare.

Astfel:

(2.2.3)

Scrisă sub formă matriceală, relaţialui id devine:

Unde Deste matricea de comutatie,

D= [dA dB dC ],

Iar is=[iA iB iC] (2.2.4)

2.2.1. Modulatia sinusoidala

Conform principiului modulaţiei sinusoidale pure, cel mai simplu tip de

modulaţie suboscilantă, elementele T+ şi T-, aflate pe aceeaşi fază a invertorului,

sunt comandate pe intervale în care uc>ur, respectiv în care uc<ur (fig.2.2.1.1).

Considerând modulaţia sincronă, indicele de modulare impar şi multiplu de

3 şi corelarea optimală a semnalului de referinţă faţă de cel de comandă (ur să aibă

un maxim sau un minim în mijlocul alternanţelor lui uc), se poate utiliza un semnal

de referinţă unic pentru cele trei faze, alternanţele tensiunii de ieşire sunt simetrice

în raport cu mijlocul lor, iar dezvoltarea în serie Fourier a acesteia conţine numai

19

armonici de ordin impar. Frecvenţa tensiunii pe sarcină este egală cu frecvenţa

tensiunii de comandă, iar valoarea efectivă a acesteia este proporţională cu

amplitudinea tensiunii de comandă .

Aproximarea tensiunii pe sarcină cu o sinusoidă este cu atât mai bună, cu cât

perioada tensiunii de referinţă este mai mică în raport cu perioada tensiunii de

comandă, respectiv cu cât factorul de modulare în frecvenţă este mai mare.

Prin comanda PWM, faţă de comanda de undă plină, se îmbunătăţeşte

factorul total de distorsiune, prin diminuarea amplitudinilor armonicilor de ordin

redus şi creşterea ordinului armonicilor de amplitudine semnificativă în raport cu

fundamentala.

Dacă , sunt comandate simultan elementele de pe aceeaşi parte a punţii şi

tensiunile la ieşire (de fază şi linie) sunt nule. Odată cu creşterea factorului de

modulaţie în amplitudine, în spectrul de armonici al acestor tensiuni se constată

următoarele aspecte:

Odată cu creşterea factorului de modulaţie în amplitudine, în spectrul de armonici

al acestor tensiuni se constată următoarele aspecte:

- termenul de frecvenţă fc (fundamentala) creşte;

- armonicile superioare sunt grupate în familii centrate pe frecvenţele

multiple de mf fc, fiecare familie fiind formată din perechi simetrice în raport cu

frecvenţă centrală;

- separarea familiilor de armonici este cu atât mai clară cu cât mf este mai

mare.

20

Generalizând ,frecvenţele armonicilor superioare în tensiunile de linie şi de fază

sunt:

Întrucât spectrul de armonici conţine doar armonici de ordin impar, pentru ca (

) să fie impar, i impar determină k par şi invers.

Amplitudinile armonicilor curentului prin sarcină vor rezulta în funcţie de

reactanţele sarcinii pe armonicile corespunzătoare.

Factorul de modulare în frecvenţă este limitat superior, datorită pierderilor în

elementele semiconductoare ce cresc liniar în frecvenţa de comutaţie.

ur uc

ucmax

urmax

u A0 /U

d

T/2 T

t

t

t

t

u AB

/Ud

u A /U

d

T/2 T

0

Fig.2.2.1.1.Principiul modulaţiei sinusoidale şi formele de undă ale tensiunilor la ieşire, pentru mf = 9

21

De la o valoare constantă şi suficient de mare a factorului de modulare în

frecvenţă (mf ≥ 6), indiferent de evoluţia tensiunii de referinţă într-o alternanţă a

tensiunii de comandă şi atât timp cât există toate intersecţiile dintre şi ,

amplitudinea fundamentalei tensiunii (care corespunde tensiunii de ieşire a unui

invertor monofazat cu punct median) respectă relaţia:

Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie este:

Relaţia arată că variază liniar cu , pentru unde

corespunde situaţiei în care se obţine prima dispariţie a unei intersecţii. Momentele

corespunzătoare dispariţiilor intersecţiilor dintre şi depind de valoarea lui ,

dar şi de modul în care tensiunea evoluează în cadrul unei alternanţe al lui ,

respectiv corelaţia de semn a acestor două tensiuni. Se disting astfel două tipuri de

comportament, fiecare regăsindu-se în două situaţii care presupun îndeplinirea

simultană a două condiţii. Se va analiza modul în care este influenţat momentul

dispariţiei prime intersecţii ( ), care determină valoarea lui .

1. a. Dacă este de forma =3(4k-1), unde k şi pentru

este îndeplinită condiţia sau

b. dacă este de forma =3(4k+1), unde k şi pentru este

îndeplinită condiţia , atunci , respectiv

şi

2. a. Dacă este de forma =3(4k-1), unde k şi pentru

este îndeplinită condiţia sau

22

b. dacă este de forma =3(4k+1), unde k şi pentru

este îndeplinită condiţia , atunci, , respectiv

şi

, valoarea care depinde de [8].

23

3.DIMENSIONAREA UNUI INVERTOR DE TENSIUNE

CU MODULATIE SINUSOIDALA.

-Puterea nominala a ME de actionare:

-PN=55KW

-Tensiunea nominala:

-UN= 380V

-Curentul nominal al motorului:

-IN=100A

Pentru acţionarea motorului asincron este utilizat un convertor static indirect

de tensiune şi frecvenţă, sursă de tensiune, cu modulaţie în frecvenţă.

Invertorul de tensiune cu modulaţie în frecvenţă este blocul de conversie din

structura convertorului static indirect de tensiune şi frecvenţă cel mai apropiat de

motorul electric de acţionare, astfel încât este firesc ca proiectarea convertorului

static să înceapă cu proiectarea invertorului.

Se are în vedere o structură de invertor trifazat de tensiune cu IGBT-uri .

Fig.3.1. Invertor trifazat de tensiune cu IGBT-uri

B CUd

T1

T6T4

T3

T2

2

T5

A

D5D6D4

D1 D3 D5

Cd MA

3~

24

3.1. Mărimi caracteristice

Mărimile caracteristice necesare dimensionării invertorului se calculează în

funcţie de datele nominale ale motorului electric.

3.1.1. Tensiunea nominală din circuitul intermediar (UdN)

Pentru calculul valorii tensiunii nominale din circuitul intermediar se pune

condiţia ca motorul electric să dezvolte acelaşi cuplu electromagnetic ca la

alimentarea în sinusoidal, respectiv ca valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii

de linie U1 furnizate de invertor să fie valoarea nominală a tensiunii motorului UN :

U1 =UN

UN=380[V]

Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie furnizate de invertor

poate fi exprimată plecând de la forma de undă a tensiunii de linie.

U1=

Astfel:

,

[V]

Numeric, se obţine

25

= 487,4[V]

3.1.2. Valoarea medie nominală a curentului din circuitul intermediar (IdN)

Curentul în circuitul intermediar are perioada de π/3 şi este determinat de

curenţii de fază la ieşire.

IdN=

[A]

Ţinând seama că

iA= sinωt,

se obţine:

IdN= 100=135.11[A]

unde: IN=100 [A]- curentul nominal al motorului.

3.1.3. Valoarea medie nominală a curentului printr-un IGBT (ICN ):

Considerându-se situaţia cea mai defavorabilă din punct de vedere al

solicitării în curent şi curentul la ieşirea invertorului cu o variaţie sinusoidală,

26

elementele T1, T2, T3, T4, T5, T6 ale invertorului sunt parcurse de curent pe durata

unei alternanţe a curentului iA.

Astfel, valoarea medie nominală a curentului printr-un element

semiconductor este exprimată prin relaţia

ICN= .

Se obţine relaţia de calcul

ICN= ,

şi, numeric, valoarea

ICN= 100=45.01[A].

3.1.4. Clasa de tensiune a elementelor semiconductoare

Tranzistoarele de pe o ramură a invertorului fiind comandate în opoziţie,

atunci când un tranzistor este blocat, tensiunea la bornele celuilalt este practic zero.

Astfel, fiecare tranzistor este solicitat în stare blocată de tensiunea din

circuitul intermediar.

Rezultă că valoarea maximă a tensiunii ce solicită elementul semiconductor

în stare blocată este:

Ub=UdN=487,4 [V]

27

3.2. Alegerea elementelor semiconductoare din componenţa invertorului

Modulaţia în frecvenţă a invertorului impune utilizarea unor elemente

semiconductoare cu o frecvenţă de comutaţie ridicată, de tipul IGBT (tranzistor

bipolar cu baza izolată).

După stabilirea tipului de element semiconductor, respectiv IGBT, alegerea

sa se face, în principiu, pe baza solicitărilor ín tensiune şi curent, respectiv:

-Valoarea de vârf a tensiunii ce solicită elementul în stare blocată; trebuie

ţinut seama că, elementele utilizate în construcţia invertoarelor cu caracter de sursă

de tensiune, necesită montarea, în antiparalel cu ele, a unor diode pentru preluarea

curenţilor inverşi, astfel că, aceste elemente nu sunt solicitate la tensiuni în sens

invers.

În acelaşi timp, pentru a se ţine seama de supratensiunile de comutaţie, se

adoptă un coeficient de siguranţă de 1,1 - 2,5.

-Valoarea medie pe o perioadă, a curentului ce parcurge elementul în timpul

funcţionării.

Valoarea medie nominală (de catalog), a unui element semiconductor este

indicată în condiţiile utilizării ventilaţiei forţate, iar dacă se utilizează ventilaţia

naturală, se ţine seama că elementul respectiv nu poate fi solicitat decât pînă la 0,3

- 0,4 din capacitatea nominală.

Alegerea tipului de ventilaţie se face din considerente economice.

Valorile reale ce solicită elementul trebuie să fie mai mici decât cele

corespunzătoare datelor din catalog şi, ţinând seama şi de aspectele menţionate

anterior, pentru alegerea IGBT-urilor trebuie îndeplinite condiţiile:

Ucatalog ≥ ksU ∙Ub

28

ICcatalog ≥ ksI ∙ICN,

în care:

- Ub – valoarea maximă a tensiunii ce solicită tranzistorul în stare

blocată;

- ICN - valoarea medie nominală a curentului prin tranzistor.

- ksU=1,1÷2,5 – coeficient de siguranţă în tensiune, ce ţine seama de

supratensiunile de comutaţie.

Se alege ksU=1,75.

La alegerea coeficientui de siguranţă în curent, se ţine seama de condiţiile

concrete de răcire. Acesta, pentru ventilaţie forţată are valoarea 1, iar pentru

ventilaţie naturală ia valori în intervalul (2,5÷3).

Se adoptă ventilaţia naturală şi se alege

ksI=2,5.

În condiţiile concrete de proiectare, condiţiile de alegere devin:

Ucatalog≥1,75∙487,4 =853[V]

ICcatalog≥2,5∙45.01=112.52[A]

Pentru structura invertoarelor de tensiune, furnizorii de elemente

semiconductoare de putere oferă module de câte două tranzistoare în capsulă,

incluzând şi diodele antiparalel .

Trei astfel de module vor constitui ramurile punţii trifazate ce formează

invertorul de tensiune.

29

In condiţiile concrete, se alege modulul IXYS VII 150-12S4, cu următoarele

date de catalog (anexa 1):

IC(DC)=150[A] –curentul de colector;

VCES=1200[V] – tensiunea colector-emitor maximă;

VCE(sat)=3,7[V] –tensiunea de saturaţie colector-emitor.

Rthj-c=0,13[0C/W]- rezistenţa termică joncţiune-capsulă.

3.3. Verificarea la încălzire a IGBT-urilor

Verificarea la încălzire a IGBT-urilor are drept scop asigurarea că, în

condiţiile concrete de mediu şi de ventilaţie, temperatura a joncţiunii -T j [0C], nu

depăşeşte valoarea maxim admisibilă dată de catalog - Tjadm [0C].

Altfel spus, trebuie îndeplinită condiţia:

Tj ≤ Tjadm

Temperatura maxim admisibilă pentru modulul cu IGBT ales este:

Tjadm=150 [0C]

30

Temperatura joncţiunii depinde de puterea totală disipată, dar şi de condiţiile

concrete de răcire, respectiv radiatorul folosit prin rezistenţele termice asociate.

Aceasta poate fi exprimată pe baza schemei termice echivalente a

elementului semiconductor împreună cu radiatorul aferent

Întotdeauna, elementele semiconductoare de putere se montează pe un corp

de răcire cu o formă specifică, pentru a mări suprafaţa de cedare a căldurii. Dacă

agentul de răcire circulă prin radiator în mod forţat, răcirea se numeşte forţată.

Dacă aerul de răcire circulă numai datorită diferenţei de temperatură care se

creează, răcirea se numeşte naturală.

Rthj-c[0C/W] – rezistenţa termică joncţiune-capsulă (dată de catalog);

Rthc-r[0C/W] – rezistenţa termică capsulă-radiator, este o rezistenţă termică

de contact între carcasa elementului semiconductor şi radiator, depinzând de

mărimea şi calitatea suprafeţelor în contact;

Rthr-a[0C/W] – rezistenţa termică radiator-mediu ambiant, este o caracteristică

a radiatorului şi depinde de mărimea suprafeţei (profilul), natura, debitul şi viteza

fluidului de răcire;

Ta=40[0C] – temperatura mediului ambiant;

pmed [W]– pierderile medii totale într-un ciclu de funcţionare.

Schema termică echivalentă a elementului semiconductor împreună cu radiatorul aferent

Tj

r

c

Rthc-r

Ta

pmed Rthr-a

Rthj-c

31

Conform schemei termice echivalente, temperatura joncţiunii este dată de

relaţia:

Tj= Ta+ pmed ∙ (Rthj-c+Rthc-r+Rthr-a) [0C],

Introducând rezistenţa termică capsulă-mediu ambiant,

Rthc-r+Rthr-a=Rthc-a [0C/W]

expresia temperaturii joncţiunii devine

Tj= Ta+ pmed ∙ (Rthj-c+ Rthc-a) [0C]

Relaţia de verificare termică va fi folosită pentru alegerea radiatorului, care

va trebui să aibă o rezistenţa termică care să respecte relaţia:

Rthc-a [0C/W]

Se presupune astfel că încălzirea s-a produs până la temperatura maximă

admisibilă (150[0C]) şi se va determina valoarea maximă a rezistenţei termice

capsulă-ambiant.

Se vor determina mai întâi pierderile totale medii pe o perioadă de comandă

a IGBT-ului.

Dacă alegerea IGBT-urilor s-a realizat pentru situaţia cea mai defavorabilă

din punctul de vedere al solicitării în curent, care presupune parcurgerea de către

un curent sinusoidal timp de o semiperioadă, verificarea la încălzire se face în

condiţiile concrete de funcţionare, în care fiecare IGBT este comandat de n ori, pe

o durată t0, în timpul unei alternanţe.

Calculul de verificare se va face pentru două frecvenţe de comandă,

respectiv f=5[Hz] şi f=50[Hz].

32

Pentru calculul pierderilor totale medii pe o perioadă de comandă, trebuie

cunoscute energiile pe fiecare puls.

Energia pe fiecare puls se calculează în funcţie de datele de catalog ale

modulului, timpul [s], determinat anterior şi curentul pe fiecare puls Ici[A].

În catalog sunt menţionate energia de amorsare şi dezamorsare a IGBT-ului:

Eon=24[mJ] – energia de amorsare pe puls, cu respectarea anumitor condiţii;

Eoff=29[mJ] – energia de dezamorsare pe puls, cu respectarea anumitor

condiţii.

In condiţiile concrete de solicitare în curent şi tensiune, este necesară

corectarea acestor energii.

Astfel, se calculează energia de amorsare cu formula:

Wai=Eon∙ [J]

Energia de dezamorsare se corectează cu formula:

Wdi=Eoff ∙ [J]

unde:

Ici[A] –curentul de conducţie pe fiecare interval;

UbT[V] -tensiunea din circuitul intermediar;

IC(DC)=150[A]

VCES=1200[V]

Curentul Ici[A], pe fiecare interval se calculează după formula:

Ici=1,5 [A]

unde: IN=100[A]- curentul nominal al motorului;

f[Hz]- frecvenţa pentru care se calculează curentul;

33

ti[s] – timpul pe fiecare interval corespunzător frecvenţei pentru care se

calculează;

Energia corespunzătoare conducţiei pentru fiecare puls se calculează cu

relaţia :

Wci=VCE(sat) ∙ Ici ∙ tci [J].

Energia totală disipată pe fiecare impuls se determină apoi cu relaţia:

Wti=Wai+Wdi+Wci [J].

Pentru calculul rezistenţei termice capsulă-ambiant si ulterior al temperaturii

jonctiunii, s-a relizat un program in Matlab sub forma unui fisier script utilizat in

corelare cu un model Simulink creat pentru implementarea modulatiei sinusoidale

(Anexa 2). Cu ajutorul acestuia s-au calculat momentele de comutatie si latimea

impusurilor de comanda intr-o perioada a fundamentalei.

Calculul se va face pentru doua frecvente de comanda, f = 5 Hz, respectiv f

= 50 Hz si doua valori ale factorului de modulare in frecventa, 15 respectiv 45.

Pentru fiecare frecventa si factor de modulare in parte s-au realizat tabele cu

valorile momentelor de comutatie si a latimii impulsurilor de comanda .

S-au realizat deasemenea grafice cu formele de unda ale tensiunilor de

comanda si cu impulsurile pe fiecare ramura, corespunzator cu frecventa si factorul

de comanda.

A1. Pentru frecventa f = 5 Hz si factor de modulare 15

s-au calculat momentele de comutatie prezentate in tabelul 3.3.1.

Latimea impulsurilor corespunzator datelor de mai sus sunt evidentiate in

tabelul 3.3.2.

34

Tab.3.3.1. Momente de comutatie [ms], intr-o perioada a fundamentalei pentru f = 5HZ,mf =15,ma =0,128.

0,000 6,756 13,163 20,252 26,354 33,704 39,598 47,090 52,91060,402 66,296 73,646 79,748 86,837 93,244 100,000 106,756 113,163120,252 126,354 133,704 139,598 147,090 152,911 160,402 166,297 173,646179,748 186,837 193,244

Tab.3.3.2. Latime impulsuri [ms].

6,7561 7,0896 7,3496 7,4917 7,4917 7,3496 7,0896 6,7561 6,4066

6,1016 5,8943 5,8209 5,8943 6,1016 6,4066

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-300

-200

-100

0

100

200

300

Fig.3.3.1.Forma aproximata a curentului pentru f = 5 Hz si mf = 15.

35

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-10

-5

0

5

10

T

uc,

ur

Fig.3.3.2. Semnale de comanda( uc,ur) pentru f = 5 Hz,mf = 15,ma = 0,128.

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii A

Fig 3.3.3.(a ) Momentele de comutatie pe ramura fazei A pentru f = 5 Hz, mf = 15,ma = 0,128.

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

Com

uta

tii B

T

Fig 3.3.3.(b) Momentele de comutatie pe ramura fazei B pentru f = 5 Hz, mf = 15,ma = 0,128.

36

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii C

Fig 3.3.3.(c) Momentele de comutatie pe ramura fazei C pentru f = 5 Hz, mf = 15,ma = 0,128.

Pentru frecventa de 5 Hz si factorul de modulare 15 s-a calculat rezistenta

termica capsula-ambiant Rthc-a=4,6607 0C/W si temperatura jonctiunii Tj =

47,5772 0C

A2. Pentru frecventa f = 5 Hz si factor de modulare 45

s-au calculat momentele de comutatie din tabelul 3.3.3.


tabelul 3.3.4.

Tab3.3.3 Momente de comutatie [ms], intr-o perioada a fundamentalei pentru f = 5HZ, mf = 45, ma =0.128.

0,000 2,23 4,42 6,69 8,85 11,16 13,27 15,62 17,7020,08 22,13 24,54 26,56 29,00 30,99 33,45 35,42 37,9039,86 42,36 44,30 46,80 48,74 51,25 53,19 55,69 57,6460,13 62,09 64,57 66,54 69,00 70,99 73,43 75,45 77,8679,91 82,29 84,37 86,72 88,84 91,15 93,30 95,57 97,76100,00 102,23 104,42 106,69 108,85 111,16 113,27 115,62 117,7120,08 122,13 124,54 126,56 129,00 130,99 133,45 135,42 137,90139,86 142,36 144,30 146,80 148,74 151,25 153,19 155,69 157,64160,13 162,09 164,57 166,54 169,00 170,99 173,43 175,45 177,86179,91 182,29 184,37 186,72 188,84 191,15 193,30 195,57 197,76

37

Tab3.3.4. Latime impulsuri [ms]

2,2321 2,2714 2,3097 2,3463 2,3804 2,4115 2,4389 2,4621 2,48072,4941 2,5023 2,5051 2,5023 2,4941 2,4807 2,4621 2,4389 2,41152,3804 2,3463 2,3097 2,2714 2,2321 2,1927 2,1538 2,1163 2,08082,048 2,0187 1,9933 1,9724 1,9563 1,9454 1,9399 1,9399 1,94541,9563 1,9724 1,9933 2,0187 2,048 2,0808 2,1163 2,1538 2,1927

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-300

-200

-100

0

100

200

300

Fig.3.3.4.Forma aproximata a curentului pentru f = 5 Hz si Fm = 45.

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-10

-5

0

5

10

T

uc,

ur

Fig.3.3.5. Semnale de comanda( uc,ur) pentru f = 5 Hz,mf = 45,ma = 0,128.

38

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

Com

uta

tii A

T

Fig. 3.3.6.(a) Momentele de comutatie pe ramura fazei A pentru f = 5 Hz, mf = 45,ma = 0,128.

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii B

Fig. 3.3.6.(b) Momentele de comutatie pe ramura fazei B pentru f = 5 Hz, mf = 45,ma = 0,128.

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii C

Fig. 3.3.6.(c) Momentele de comutatie pe ramura fazei C pentru f = 5 Hz,

mf = 45,ma = 0,128.

39

Pentru frecventa de 5 Hz si factorul de modulare =15 s-a calculat rezistenta

termica capsula-ambiant Rthc-a=4.6862 0C/W si temperatura jonctiunii Tj = 47.537 0C

B1.Pentru frecventa f = 50 Hz si factor de modulare 15



tabelul 3.3.6.

Tab.3.3.5. Momente de comutatie [ms], intr-o perioada a fundamentalei pentru f = 50HZ,mf =15,ma =0.128

0,000 0,768 1,180 2,279 2,378 7,622 7,721 8,820 9,23210,000 10,768 11,180 12,279 12,378 17,622 17,721 18,820 19,232

Tab.3.3.6. Latime impulsuri [ms]

0,7681 1,0991 5,2438 1,0991 0,7681 0,4114 0,0994 0,0994 0,4114

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

250

300


40

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-15

-10

-5

0

5

10

15

T

ur,

uc

Fig.3.3.8. Semnale de comanda( uc,ur) pentru f = 50 Hz,mf = 15, ma = 1,28.

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

com

utat

ii C

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

utat

ii A

Fig. 3.3.9.(a) Momentele de comutatie pe ramura fazei A pentru pentru

f = 50 Hz,mf = 15,ma = 1,28.

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

utat

ii B

Fig. 3.3.9.(b) Momentele de comutatie pe ramura fazei B pentru pentru f = 50 Hz,mf = 15,ma = 1,28.

41

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

Fig. 3.3.9.(c) Momentele de comutatie pe ramura fazei C pentru pentru f = 50 Hz,mf = 15,ma = 1,28.


termica capsula-ambiant Rthc-a = 0.3555 0C/W si temperatura jonctiunii Tj =

114.7685 0C

B2. Pentru frecventa f = 50 Hz si factor de modulare 45



tabelul 3.3.8.

Tab3.3.7. Momente de comutatie [ms], intr-o perioada a fundamentalei pentru f = 50HZ,mf = 45,ma =0.128.

0,000 0,233 0,426 0,697 0,851 1,162 1,278 1,625 1,7062,086 2,134 2,546 2,565 7,435 7,454 7,866 7,914 8,2948,375 8,722 8,838 9,149 9,303 9,574 9,767 10,000 10,23310,426 10,697 10,852 11,162 11,278 11,625 11,706 12,086 12,13412,546 12,565 17,435 17,454 17,866 17,914 18,295 18,375 18,72218,838 19,149 19,303 19,574 19,767

42

Tab3.3.8. Latime impulsuri [ms].

0,233 0,272 0,310 0,347 0,381 0,412 4,871 0,412 0,3810,347 0,310 0,272 0,233 0,193 0,154 0,116 0,081 0,0480,019 0,019 0,048 0,081 0,116 0,154 0,193

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-300

-200

-100

0

100

200

300


0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-15

-10

-5

0

5

10

15

T

uc,

ur

Fig.3.3.11. . Semnale de comanda( uc,ur) pentru f = 50 Hz,mf = 45, ma = 1,28.

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

com

utat

ii C

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii A

Fig. 3.3.12.(a) Momentele de comutatie pe ramura fazei A pentru pentru

f = 50 Hz,mf = 45,ma = 1,28.

43

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii B

Fig. 3.3.12.(b) Momentele de comutatie pe ramura fazei B pentru pentruf = 50 Hz,mf = 45,ma = 1,28.

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

T

Com

uta

tii C

Fig. 3.3.12.(c) Momentele de comutatie pe ramura fazei C pentru pentru

f = 50 Hz,mf = 45,ma = 1,28.


termica capsula-ambiant Rthc-a = 0.36426 0C/W si temperatura jonctiunii Tj =

113.44310C[5]

Profilul de radiator se alege în funcţie de rezistenţa Rthc-amax(45), deoarece, dacă

elemental semiconductor se verifică la această frecvenţă, se verifică şi la 5[Hz].

Se alege un radiator construit de Firma Farnell Components cod 170-769,

cu rezistenţa termică RthC-A=0,22[0C/W] şi care are dimensiunile următoare:

- înălţime=40[mm]

- lăţime=200[mm]

- lungime=250[mm]

44

3.4. Dimensionarea circuitului de protecţie.

Pentru reducerea supratensiunilor la blocare, dar şi pentru protecţia IGBT-

urilor la intrarea în conducţie, se foloseşte circuitul din figura 3.4.1.

Fig. 3.4.1.Schema circuitului de protecţie la supratensiuni al modulului cu IGBT.

Algoritmul de dimensionare al circuitului de protecţie la supratensiuni al

modulului cu IGBT-uri, este acelaşi ca pentru dimensionarea unui simplu

transistor.

Tensiunea UCE de pe tranzistor este constantă la valoarea:

UCE=Ud+k∙Ud[V]

k=0,6 – factor ce impune supratensiunea admisă;

Prezenţa condensatorului nu mai permite variaţia în salt a tensiunii UCE şi, în

consecinţă, în acest interval, energia înmagazinată în inductivitatea de dispersie

este transferată condensatorului şi se poate scrie, aproximativ:

RS

CS

CP

DP DP

T+

T-

Lσ

Ud

Id

45

Această relaţie arată că, supratensiunea va fi cu atât mai redusă, cu cât

capacitatea Cs este mai mare. În acelaşi timp, circuitul permite disiparea unei părţi

din această energie pe rezistenţa Rs, de descărcare a condensatorului.

Dacă, prin inductivitatea de dispersie, curentul este liniar şi nu există circuit

de protecţie, atunci supratensiunea va fi:

k∙Ud=L

Din relaţia anterioară rezultă inductivitatea de dispersie:

Din formula de conservare a energiei şi impunând

UCE=∙Ud ,

va rezulta capacitatea :

[F]

În catalog se dă tfi=700[ns]

Ştim că

Id=135.11[A]

Ud=487,4[V]

Cum k=0,6 va rezulta =1,6.

=45.48∙10-9[F]=0,045[F]

46

Din catalogul de condensatoare se alege un condensator tip B25834, J6104-

M1 2584 la tensiunea nominală UN=850[V] şi capacitatea nominală CN

=0,1[F].

Rezistenţa Rs se dimensionează astfel încât tensiunea pe condensator să fie

practic Ud până la aplicarea comenzii de intrare în conducţie, respectiv:

2,3∙Rs∙ Cs toff

toff=350∙10-9[s]- timpul minim cât tranzistorul este blocat, fiind dat de

catalog.

Rs []

3,34[]

Se standardizează rezistenţa Rs la 3,3 [].

47

4.MODELAREA SI SIMULAREA

FUNCTIONARII SISTEMULUI DE ACTIONARE.

In modelul Simulink creat s-au utilizat o serie de blocuri din bibliotecile

SimPowerSystems si Simulink :

-Sursa trifazata de tensiune –SimPowerSystems – Electrical Sources;

-Transformator trifazat – SimPowerSystems – Elements-;

48

-Redresor – SimPowerSystems –Power Electronics - Universal Bridge;

-Invertor IGBT – SimPowerSystems –Power Electronics - Universal

Bridge;

-Motor asincron – SimPowerSystems –Machines – Asyncronous Machine

pu Units;

49

-Multiplexoare si demultiplexoare– Simulink –Signal Routing – Mux,

Demux;

-Comutatoare– Simulink –Signal Routing –Selector;

-Osciloscoape– Simulink –Scope;

-Aparate de masura– SimPowerSystems –Measurements;

-Blocuri Gain– Simulink –Math Operations,etc[6].

50

ulef

ul1

ud

uc

u2_i2u1_i1

-K-

rpm1

-K-

rpm

Discrete,Ts = 2e-006 s.

n (rpm)

ir,is (A)ir

Vit_medie (rpm)

In Mean

Vit_medie

v+-

Vab_inv

In RMS

Ulinie_ef

Ud_Uab

v

+

-

Ud1

v+-

Ud

In

Mag

Phase

U1linie_ef

A

B

C

a

b

c

Transformator

cmed

nmed

Uefm1

Uefm

19.88*0.5/6

Vabc

Iabc

A

B

C

a

b

c

Vabc

Iabc

A

B

C

a

b

c

Terminator

A

B

C

Sursa trifazatade tensiune

Semnale c-da IGBT

A

B

C

+

-

Redresor

Tm

m

A

B

C

M_mediu (N.m)

In Mean

M_mediu

M (N.m)

L1 g

A

B

C

+

-

Invertor IGBT

Pulsuri

Generator PWM

i+ -

6

6

6

21{21}

3

3

3

3

3

3

<Electromagnetic torque Te (N*m)>

<Rotor current ir_a (A)>

<Stator current is_a (A)>

<Rotor speed (wm)>

Modelul Matlab – Simulink al sistemului de actionare cu motor asincron si convertor static de tensiune si frecventa cu modulatie sinusoidala.

51

În urma simulării procesului de pornire si a funcționarii in regim staționar,

pentru doua frecvente de comanda f = 50 Hz, respectiv f = 20 Hz s-au obţinut o

serie de evoluţii in timp ale mărimilor din sistem, care sunt prezentate în

continuare.

a) f=50Hz, mf=45, Ms=MN

0.5 0.505 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54-3

-2

-1

0

1

2

3x 10

4

Fig.4.1.Tensiunea de fază în primarul transformatorului.

0.5 0.505 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

0.3

0.4

Fig.4.2.Curentul de fază în primarul transformatorului.

Se constata că, datorită valorii mari a reactanţei interne, tensiunea sursei este

practic neinfluenţată de comutaţiile diodelor redresorului, fiind practic sinusoidală.

Defazajul dintre fundamentala curentului si tensiune este mic, ceea ce inseamna

un factor de putere foarte bun (aproximativ egal cu 1).

52

0.5 0.505 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54-500

-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

500

Fig.4.3.Tensiunea de fază în secundarul transformatorului.

0.5 0.505 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20

Fig.4.4.Curentul de fază în secundarul transformatorului.

Se observa ca tensiunea in secundarul transformatorului (fig. 4.3) este

deformata datorita influentei comutatiei diodelor redresoare. Curentul de fază în

secundarul transformatorului (fig. 4.4) are variaţia tipică cu două pulsuri pe

alternanţă, iar fundamentala lui este în urma fundamentalei tensiunii (fig. 4.3).

Astfel, factorul de putere pe fundamentala in secundarul transformatorului este

relativ scazut (circa 0,7).

53

0.5 0.505 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.540

50

100

150

200

250

300

350

400

450

500

Fig.4.5.Tensiunea in circuitul intermediar.

Tensiunea in circuitul intermediar (fig. 4.5), după filtrarea cu un

condensator de valoare importantă (5000µF) este practic constantă (cca. 488 V).

0.5 0.502 0.504 0.506 0.508 0.51 0.512 0.514 0.516 0.518 0.52-2

0

2

4

6

8

10

12

Fig.4.6.Curentul in circuitul intermediar.

Curentul la intrarea în invertor (fig. 4.6), are o frecvenţă de şase ori mai

mare decât a curentului de ieşire şi forma sa de undă reflectă comutaţiile IGBT-

urilor.

54

0.6 0.602 0.604 0.606 0.608 0.61 0.612 0.614 0.616 0.618 0.62-500

-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

500

Fig.4.7.Tensiunea de linie (uAB) a motorului.

0.6 0.602 0.604 0.606 0.608 0.61 0.612 0.614 0.616 0.618 0.62-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

Fig.4.8.Tensiunea de fază (uA) a motorului

Tensiunile de linie şi de fază (fig. 4.7 şi fig. 4.8) evidenţiază necesitatea

supramodulării, pentru a furniza motorului, la frecvenţa nominală, tensiunea

nominală.

55

0.6 0.61 0.62 0.63 0.64 0.65 0.66 0.67 0.68 0.69 0.7-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

Fig.4.9. Curentul statoric.

Aşa cum se vede în figura 4.9, curentul statoric se apropie foarte mult de

o sinusoidă, chiar pentru o valoare nu foarte mare a factorului de modulare în

frecvenţă.

0.6 0.605 0.61 0.615 0.62 0.625 0.63 0.635 0.640

5

10

15

20

25

Fig.4.10. Cuplul electromagnetic dezvoltat de motor

Cuplul electromagnetic dezvoltat de motor în regim staţionar (fig. 4.10)

este pulsatoriu. Se observă că valoarea medie a acestuia, corespunde cuplului static

impus, nominal56ve este egal cu cuplul nominal al motorului.

56

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9500

600

700

800

900

1000

1100

1200

1300

1400

1500

Fig.4.11. Evoluţia turaţiei motorului în procesul de pornire la frecvenţa nominala,

tensiunea nominala şi în condiţii de sarcină nominal.

Din evoluţia vitezei motorului (fig. 4.11), se observă că regimul staţionar

este atins în circa 0,15 secunde. Se menţionează că, pentru a scurta timpul de

simulare până la atingerea regimului staţionar, s-a impus, ca şi condiţie iniţială, o

alunecare de 0,6 în loc de valoarea 1 care ar corespunde vitezei iniţiale 0.

a) f=20Hz, mf=45, Ms=MN

Şi la frecvenţa de 20 Hz şi sarcina nominală, printr-un factor de

modulare în amplitudine corespunzător, invertorul furnizează tensiunea necesară

pentru ca motorul să dezvolte cuplul necesar (fig. 4.12, fig. 4.13 şi fig. 4.14).

Pulsaţiile cuplului sunt însă mai mari.

57

1 1.005 1.01 1.015 1.02 1.025 1.03 1.035 1.04 1.045 1.05-500

-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

500

Fig.4.12.Tensiunea de linie (uAB).

1 1.005 1.01 1.015 1.02 1.025 1.03 1.035 1.04 1.045 1.05-400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

Fig.4.13.Tensiunea de fază (uA).

1 1.005 1.01 1.015 1.02 1.025 1.03 1.035 1.04 1.045 1.050

5

10

15

20

25

Fig.4.14. Cuplul electromagnetic dezvoltat de motor.

58

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6200

300

400

500

600

700

800

900

Fig.4.15. Evoluţia turaţiei motorului

În aceleaşi condiţii iniţiale de simulare ca şi în cazul frecvenţei de 50

Hz, respectiv o alunecare iniţială de 0,6, regimul staţionar este atins într-un timp

mai lung (fig. 4. 15).

1 1.05 1.1 1.15 1.2 1.25-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

Fig.4.16. Curentul statoric

În curentul statoric, se observă influenţa pronunţată a comutaţiilor

IGBT-urilor din invertor (fig. 4. 16).

59

CONCLUZII.

La ora actuala folosirea redresoarelor necomandate realizate cu diode, in

sistemele de actionare cu motor asincron este cvasigeneralizata Din comanda

invertorului se regleaza astfel atat valoarea efectiva a tensiunii de iesire,cat si

frecventa. Dezvoltarea electronicii de putere cat si a tehnicilor de comanda

favorizaeza utilizarea acestui tip de convertoare.

Un inconvenient in functionarea acestui convertor este dat de faptul ca el nu

permite functionarea motorului asincron in alt regim decat cel de motor, datorita

imposibilitatii circulatiei inverse de energie elctrica prin redresorul necomandat.

Astfel in cazul in care motorul asincron functioneaza in cadranele 2 si 4 se

impune necesitatea folosirii unui redresor comandat in locul celui realizat cu diode.

Daca insa functionarea motorului asincron in aceste din urma cadrane este

rara, de scurta durata sau accidentala, atunci din punct de vedere economic nu se

justifica folosirea unui redresor comandat in constructia convertorului static si este

mai practic introducerea in circuitul intermediar a unei rezistente de putere R

(figura 2), care sa preia supratensiunile de pe condensatorul C (periuloase pentru

acesta) in momentele in care motorul asincron franeaza.

60

In momentul in care tensiunea pe condensator depăşeşte o anume valoare se

comandă intrarea in conducţie a lui TR, iar condensatorul C se va descărca pe

rezistenta R.

In capitolul unu al prezentei lucrari sunt prezentate particularitatile

sistemului de actionare a unui mecanism de translatie ,utilizat la un pod rulant. Se

evidentiaza secventele din ciclul de functionare, tahograma actionarii precum si

relatiile necesare pentru calculul cuplurilor statice, cuplurilor dinamice si a

momentelor de inertie ce apar in functionarea unui pod rulant.

In capitolul doi sunt prezentate generalitati despre convertoarele statice de

tensiune si frecventa cu modulatie in durata si a metodei de reglare a valorii

efective a tensiunii la iesirea invertorului.

In capitolul trei este dimensionat un invertor de tensiune cu modulatie

sinusoidala, calculul marimilor caracteristice, verificarea la incalzire a

semiconductoarelor din constructia invertorului si dimensionarea circuitului de

protectie al acestora.

In capitolul patru s-a realizat modelarea si simularea functionarii sistemului

de actionare obtinandu-se diferte evolutii in timp ale marimilor ce caracterizeaza

sistemul.

B CUd

T1

T6T4

T3

T2

2

T5

A

D5D6D4

D1 D3 D5

Cd MA

3~

R

TR

R

61

BIBLIOGRAFIE

1.Bitoleanu Alexandru, Popescu Mihaela, Energetica sistemelor de acţionare cu

motoare asincrone şi convertoare statice indirecte, Editura MEDIAMIRA, Cluj-

Napoca 2004.

2.Bitoleanu Alexandru, Ivanov Sergiu, Popescu Mihaela, Convertoare statice,

Editura Infomed,Craiova,1997.

3.Boteanu Niculaie.Instalatii de ridicat si transportat-Notite de curs 2011-2012

4.Câmpeanu A. Maşini electrice, Ed. Scrisul Românesc, Craiova, 1983.

5.Ivanov S.Modelare si simulare,Notite de curs 2012-2013.

6.Popescu Mihaela,Bitoleanu A., Dobriceanu M., Aplicaţie MATLAB-SIMULINK

pentru analiza sistemului de acţionare cu motor asincron şi convertor static indirect

de tensiune in regim dinamic, SIELMEN’2001, 4-6 oct.2001,Chişinău.

7.Popescu Mihaela,Alexandru Bitoleanu.Energetica sistemelor de actionare cu

motoare asincrone si convertoare statice indirecte, Editura Mediamira, Cluj

Napoca-2004.

8.Popescu Mihaela, ELECTRONIQUE DE PUSSANCE:COMPOSANTS SEMI-

CONDUCTEURS ET CONVERTISSEURS,Editura Universitaria Craiova- 2006

9.***SIMULINK. A Program for Simulating Dynamic System. Users Guide, The

MathWorks Inc., March 1992.

10.IGBT Modules Half-Bridge and Chopper Configurations-catalog.

11. http://www.datasheetarchive.com/201--IXYS+DS-datasheet.html

62

Proiect Final

Documents

Transcript of Proiect Final