1  

Laborator nr.1 Analiza, modelarea si simularea Convertoare PWM quasirezonante

Topologia elementară a convertorului PWM

Convertoarele quazirezonante au fost concepute, ca o evoluţie a convertoarelor rezonante, căutând să elimine neajunsurile ce le prezintă cele din urmă, pierderi în comutaţie, emisii electromagnetice, viteză de răspuns.

O topologie elementară de convertor PWM este ilustrată în figura 1

Tranzistoarele T1, T2 şi diodele antiparalele D1, D2 derivă din topologia clasică a invertoarelor PWM monofazate. Inductanţa L stochează energiile în stările staţionare şi împreună cu C3, C4 formează circuitul rezonant care realizează ZVS pentru T1 şi T2 la comutarea în conducţie .Condensatoarele C1, C2 ale circuitului snubber reduc puterile disipate de T1, T2 la blocare. Se va arăta că ordinea de conducţie este D1 T1 D2 T2, T1 şi T2 comută în conducţie la curent şi tensiune nulă. Puterea disipată pe dispozitiv în aceste condiţii va fi minimă. Ponderea cea mai mare în cadrul puterii medii disipate pe T1, T2 o are puterea disipată la blocare. Prin alegerea corespunzătoarea a condensatoarelor C1 şi C2 se obţin condiţii restrictive minime pentru puterea medie disipată pe T1 şi T2. Diodele D1 şi D2 se blochează la curent nul, deci practic nu disipă putere la blocare .

În continuare vom prezenta modul de funcţionare a circuituli din figura 1 şi schemele echivalente ale acestuia pe parcursul fiecărui interval de conducţie.

Pentru început se consideră că tranzistorul T1 conduce figura 2.a. Circuitul rezonant L, C3, C4 face ca tensiunea de la bornele condensatorului C4 , vc4(t) să crească până la Vs =vc4(t), moment în care se deschide D3.

Circuitul echivalent devine ca cel din figura 2.b, cu D3 în conducţie se menţine în continuare vc4(t)=Vs pe o durată care corespunde intervalului de conducţie Ton al circuituluide control PWM. Tranzistorul T1 se blochează la sfârşitul perioadei Ton, iar datorită energiei înmagazinată în inductanţa L se deschide dioda D2.Astfel diodele D2şi D3 sunt deschise, circuitul echivalent fiind cel din figura 2.c. Curentul iL scade liniar până la valoarea Io când D3 se blochează, circuitul echivalent devenind ca cel din figura 2.d. Se formează circuitul rezonant L, C3, C4 se crează un proces rezonant în care curentul prin D2 şi L scade, tinzând să-şi schimbe sensul şi să devină negativ.

D1

D2

D 3

D 4

C 1

C 2

C3

C4

L

T1

T2

Fig.1 Convertor quasirezonant. 

2  

În momentul când curentul prin D2 tinde să-şi inverseze sensul se comandă intrarea în conducţie a lui T2. Circuitul este cel din figura 2.e. Curentul negativ prin L circulă prin T2, se observă că T2 a fost comutat în conducţie la tensiunea colector – emitor nulă.

LI0

D3

D2

Vs

c

iLvc4

L

I0D2

C3Vs

d

iLvc4 C4

L

I0

T2

C3

C4

Vs

e

iLiL<0vc4

L

I0

D1

D4Vs

h

iL<0

vc4

L

I0

T1

Vs

g

iLvc4

D4

L

I0

T2

f

iL<0vc4 D4

b

I0

D3L

T1

VsiL

vc4

IO

T1VSC3

C4

a

L

iLvc4

Fig.2 Circuitele echivalente ale convertorului pe durata unei perioade de comutație 

3  

Procesul rezonant se întrerupe când tensiunea vc4(t) devine negativă şi se deschide D4. Circuitul echivalent este cel din figura 2.f, curentul prin inductanţa L rămânând constantă o durată care corespunde intervalului de blocare Toff, datorate energiei din inductanţă, se deschide D1, care conduce cu D4, curentul crescând liniar de la o valoare iniţial negativă, circuitul echivalent fiind dat în figura 2.h.

În momentul în care curentul prin L tinde să devină pozitiv şi D1 se blochează, T1 primeşte comandă de deschidere şi circuitul echivalent devine ca cel din figura 2.g. Se observă că T1 este astfel comandat în conducţie la tensiunea colector –emitor nulă, deci lucrează după tehnica ZVS.

Cu T1, D4 în conducţie curentul prin L creşte liniar până la valoarea I0, când D4 se blochează şi rămâne în conducţie doar T1, în continuare funcţionarea se repetă. Analiza convertoarelor PWM quasirezonante

Pentru analiza funcţionării circuitului din figura 1 se consideră câteva ipoteze simplificatoare, se presupune că toate componentele sunt ideale sarcina are caracter puternic inductiv, curentul de sarcină este constant având componenta de curent continuu I0. Condensatorul echivalent din circuitul rezonant este Cr=C3+C4, impedanţa caracteristică Zr=

CrL / , iar frecvenţa de rezonanţă LCr1/ωr = .

Circuitul trece prin 6 stări distincte, două în care curentul variază liniar, două în care variază 'exponenţial' şi două stări staţionare în care curentul rămâne constant figura 3.

La momentul t0 tranzistorul T2 se blochează. Anterior acestui moment curentul în sarcină, considerat cu sens pozitiv, se inchide prin T2 şi D4 .

În intervalul (t0-t1), curentul cu sens negativ, impus de energia din inductanţă deschide D1şi D4 (fig2h ). Vs=LdiL(t)/dt Curentul prin inductanţă iL(t)= iL(t0)+Vs/Lt

t

t

iLI0+Vs/Zr

I0

I0-Vs/Zr

vc4Vs

t1 t2 t3 t4 t5 t0 t1t0

Fig.3. Formele de undă ale curentului iL şi tensiunii vc4 pe durata unei perioade de comutație.

4  

În momentul în care iL(t) trece prin zero spre valori pozitive, D1 se blochează şi T1 fiind comandat, comută în conducţie la tensiune nulă, figura 2 g. Ecuaţiile curentului rămân valabile şi în continuare până când iL(t1)=I0, când D4 se blochează.În tot acest timp tensiunea vc4(t) este nulă.

Introducând relaţiile: iLn=iL(t)/I1 cu I1 =Vs/Zr- curentul normat

vc4n(t)=vc4(t) tensiunea normată şi I0n=I0/I1, în reprezentarea din fig.3.8 planul (iLn(t), vc4(t)) intervalul 1(t0-t1) este reprezentat de segmentul de dreaptă dintre punctul A(0, I0n-1)şi B(0, I0n).

În intervalul (t1-t2) se deschide doar T1 (fig. 2 a) începând procesul rezonant cu originea de timp la t1 şi având vc4(0)=0 şi iL(0)=I0.

LdiL/dt +vc4(t) =Vs

dt

dvcCI

dttvcVsd

CtiL4

404

3))((

)( +=−

+

Folosind în continuare ecuaţiile de stare şi luând în considerare drept variabile de stare curentul prin bobină iL(t)=x1şi tensiunea prin condensator vc4(t )=x2 rezultă sistemul:

CrI

Crtx

dtdx

LVs

Ltx

dtdx

0)(12

)(21

−=

+−= unde: Cr=C3+C4

Utilizând reprezentarea matricială a ecuaţiilor de stare avem:

bVtxAtx

IVs

Cr

Ltxtx

Cr

Ltxtx

dtd

+=

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−+⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡ −=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

)(1)(

010

01

)(2)(1

01

10

)(2)(1

.

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=

)(2)(1

)(txtx

tx -vector de stare ⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡ −=

01

10

Cr

LA --matrice coef. de stare

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=

0IVs

v --vector sursă ⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−=

Cr

Lb 10

01

--matricea coef.sursă

Aplicând transformata Laplace ecuaţiei 1 avem:

Vc4n1A

B

C

D

Ion-1

Ion

Ion+1

0

iLn

Fig. 4. Evoluţia funcţionării convertorului folosind metoda de reprezentare în planul

stărilor.

5  

sX(s)-X(0)=AX(s)+s1 bV rezultând

X(s)= [ ] 12

−− AsI ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ + bV

sX 1)0(

Folosind transformata Laplace inversă

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡

ω−

ω+=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡=

)cos1(

sin)(2)(1

)( 0

rtVs

rtZrVsI

txtx

tx cu

LCrr

CrLZr

1=

=

ω

Curentul prin inductanţa L şi respectiv tensiunea de ieşire au expresiile:

)cos1()(

sin)(

2

0

rtVstvcr

rtZrVsItiL

ω−=

ω+=

La momentul t2, vc4(t2)=Vs iar dioda D3 se deschide:

42

0cos Trr

trt rr =ωπ

=⇒=ω

Inlocuind ωrt in ecuaţiile de mai sus obţinem: ( ) ( ) 1)(1)( 2

02

4 =−+− nLn Ititvc Ecuaţii ce descriu un cerc, deci în al doilea interval de timp punctul de funcţionare în

planul stărilor va fi un arc de cerc intre punctele B(0, I0n) şi C(1, I0n+1). In intervalul (t2-t3) sunt deschise T1 şi D3, (fig.2.b) tensiunea de la bornele inductanţei

fiind nule ; 0=dtdiL .

Se obţine iL(t)= constant, iar D3 fiind deschisă vc4(t)=Vs=const. pe durata dată de circuitul de comandă PWM. Starea trei se termină în momentul t=t3, în care T1 primeşte comandă de blocare.

În planul stărilor în acest interval de timp avem de a face cu un punct staţionar C(1, I0n +1).

In cel de-al patrulea interval (t3-t4), la momentul t3 este blocat T1 şi datorită energiei din inductanţă se deschide dioda D2, care va conduce cu D3 (fig.2.c) rezultând:

dtdiLVs L−=

Din condiţia iniţială iL(0)=I0+Vs/Zr curentul prin bobină va fi:

tL

VsZrVsIt

LVsiti LL −+=−= 0)0()(

Tensiunea pe condensator vc4(t)=Vs=constantă, deoarece D3 conduce. In momentul în care iL(t)=I0, dioda D3 se blochează, iar în planul stărilor îi corespunde

segmentul delimitat de coordonatele C(1, I0n+1) şi D(1, I0n). Durata corespunzătoare acestui interval de timp este:

rLCr

CrL

LZrLtd

ω14 ====

6  

În intervalul cinci (t4-t5), la momentul t=t4 când iL(t)=I0 dioda D3 se blochează, iar D2 rămâne in conducţie (fig.2.d).Considerând originea de timp la momentul t=t4 şi ţinând seama de condiţiile iniţiale iL(0)=I0 şi vc4(0)=Vs deducem:

dtdvc

CIdt

tvcVsdCti

dtdiLtvc

L4

404

3

4

))(()(

)(

+=−

+

−=

Notând variabilele de stare x1(t)=iL(t) şi x2(t)=vc4(t) sistemul de mai sus devine :

CrI

Crtx

dtdx

tLx

dtdx

0)(12

21

−=

−=

Rezolvând sistemul de ecuaţii, aducândul la forma standard, şi alicând transformata Laplace directă şi indirectă aşa cum a fost prezentată anterior, obţinem în final expresiile curentului şi tensiunii pe bobină respectiv pe condensator:

rtVstvc

rtZrVsIti L

ω=

ω−=

cos)(

sin)(

4

0

Când curentul iL(t) devine negativ D2 se blochează şi este comandat T2 care comută în

conducţie la tensiune nulă. Ecuaţiile de funcţionare cu T2 in conducţie sunt aceleaşi cu cele în care conduce D2

(fig.2.e). La momentul t5, vc4(t) se anulează şi se deschide D4.

r

tdrtdvcωπ

=⇒=2

0)5(4

Rezolvând sistemul anterior şi utilizând relaţiile normate avem: vc4

2(t) +(iLn-I0n)2=1 Relaţii ce exprimă ecuaţia unui cerc .In planul stărilor aceasta descrie un arc de cerc

delimitat de punctele : D(1,I0n) şi A(0, I0n-1). In intrvalul (t5 ,t6) se rămâne în aceeaşi stare staţionară (fig.2.f) atât timp cât durează

comanda lui T2. Curentul iniţial:

ZrVsIiL −= 0)0(

0)(

0

4 =

=

tvcdtdiL L

In planul stărilor se rămâne la punctul static A(0,I0n-1). Pentru curentul negativ analiza liniară este similară. Din figura 3. şi calcule se observă

că T1 şi T2 comută în conducţie la tensiune nulă numai dacă amplitudinea de oscilaţie a convertorului Vs/Zr este mai mare decât curentul de ieşire I0. Deci curentul de ieşire poate lua valori între -Vs/Zr şi Vs/Zr.

In vederea reducerii puterii disipate la blocare a tranzistoarelor T1, T2 acestea au fost prevăzute cu reţele snubber formate din condensatoarele C1 şi C2.

Pentru funcţionarea corectă se impune ca la trecerea de la un intervalul 3 la intervalul 4 şi de la 6 la intervalul 1 in inductanţă să existe energie suficientă încât să fie posibilă modificarea tensiunilor pe cele 2 condensatoare .

7  

Se consideră figura 3, curentul e comutat de pe T2 pe D1. Imediat după blocarea lui T2,cu conditia iniţială :

LL I

ZrVsIi

Vsvc

=−=

=

0

1

)0(

)0(

Ecuaţiile de circuit sunt :

dttvcVsd

Cdt

dvcCti

VsdtdiLtvc

L))((

)(

)(

12

11

1

−=+

=−

Folosiind notaţiile: Cc=C1+C2,

CcLZc

LCcc

/

1

=

⋅=ω

şi utilizând ecuaţiile de stare luând ca variabilă de stare curentul prin inductanţă şi tensiunea pe condensatorul C1, x1(t)=iL(t), x2(t)=vc1(t) avem:

)(112

)(21

txCcdt

dxL

VsL

txdtdx

−=

−=

Aducând sistemul la forma matricială şi rezolvând ecuaţiile de forma .

)( bVAxtx += apoi aplicând transformata Laplace obţinem expresiile curentului şi tensiunii:

ctZcItvcVstvcctZcIVstvc

ctIti

L

L

LL

ω=−=ω−=

ω=

sin)()(sin)(

cos)(

12

1

Cazul cel mai defavorabil este atunci când întreaga energie înmagazinată în bobină e transferată pentru încărcarea lui C1 şi descărcarea lui C2, adică iL şi vc1 ajung la zero în acelaşi timp. Pentru iL(t)=0 şi vc1(t)=Vs-ILZc ≤0, ωct=π/2 la anularea curentului prin L, tensiunea prin C1 trbuie să fie negativă pentru a se putea deschide dioda D1. In mod normal doar o mică parte din energiea inductanţei L este consumată pentru încărcarea lui C1 şi descărcarea lui C2 astfel încât să se poată deschide D1, la limită IL ≥Vs/Zc.

I1

C1

C2

L1

D1

Vsvc1

vc2 iL

Fig.4 Schema convertorului unde  sunt puse  în evidență  rolul capacităților  snubber C1,C2. 

8  

Valoarea maximă a curentului care asigură comutaţia la tensiune nulă ZVS pentru T1 ,T2 este:

ZcZrVsI

rezultindZcVsI

ZrVs

ZrVsIIi LL

11

)0(

0

00

−≤

≥−=−==

Pentru curent de sarcină negativ:

CcLZcsi

CrLZr

undeZcZr

VsIZcZr

Vs

==

−≤≤−−

,

11110

din expresiile de mai sus deducem:

L

CcL

CrVsI −≤0

de unde valoarea lui Cc satisface inegalitatea:

20⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −≤ L

VsICrCc

Elemente de proiectare a convertorului. In cadrul acestei etape trebuie alese tipurile de tranzistoare şi determinate valorile

elementelor circuitelor rezonante L şi Cr precum şi valorile capacităţilor circuitului snubber Cc.

Pentru reducerea pierderilor, impedanţa Zr trebuie să aibe valoare maximă, iar impedanţa Zc trebuie să fie minimă astfel încât curentul de ieşire să fie maxim.

In continuare este prezentată o procedură de proiectare care se bazează pe minimizarea energiei pierdute de tranzistorul T1.

Considerăm cunoscute următoarele date de proiectare: • domeniul curentului de ieşire I0 • tensiunea de alimentare Vs • frecvenţa de comutaşie fs • factorul de umplere al tensiunii de ieşire δ • timpul de blocare al tranzistorului toff • tensiunea de saturaţie al tranzistorului Vce Tensiunea medie de ieşire pe durata rezonanţei este:

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ ω+ω+= ∫ ∫

2

0

5

04 cos)cos1(1)(

td td

rtdtVsdtrtVsTs

tvc

unde Ts-perioada impulsurilor de comandă td2-durata intervalului (t2-t1)

9  

td5-durata intervalului (t5-t4) Integrând ecuaţia de mai sus avem:

Ts

TrVsvc

44 =

Din condiţiile anterioare rezultă:

Vsvc

fsVsvcTsTr 44 144 ==

Presupunem că pe durata comutaţiei în blocare a tranzistorului T1, adică în intervalul

(0,toff) curentul iL(t) prin inductanţă este constant şi are valoarea ZrVsIO + .

Se face ipoteza că în timpul blocării, curentul prin T1 scade liniar conform:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ +=

tofft

ZrVsItiT 1)( 01 .

Pentru circuitul din figura 5 avem:

dttvVsdCi

dtdvCti

altfel

AZrVsIidariititi

TL

TT

LCLCT

))(()(

,,)()(

12

111

0211

−+=+

=+=+=+

Considerând vC1(0)=vT1(0) ecuaţia devine :

tofft

CcAvT

2

1 2=

Pierderile la comutaţie la blocarea lui T1sunt:

∫ ∫ =−==toff toff

TTT toffCc

Adttoff

tAtofft

CcA

Ttvti

TPc

0 0

222

111 24)1(

21)()(1

Pentru calculul bobinei şi a condensatorului ţinem seama de:

C1

C2

T1

L

I0

Vs

iT1iL

iC1

iC2

D3

Fig.5. Schma echivalentă a convertorului folosită pentru deducerea elementelor de circuit din componenţa sa.

10  

fsLCr

fsTrVsvcsi

fsVsvc

Tr

VsIA

CrL

VsIA

ZrZrVsIA

∝=π⇒

∝=⇒=∝=

−=⇒

−=⇒+=

424,,,4

44

000

unde α este un coeficent numeric ce depinde de datele iniţiale de proiectare.

Din cel două ecuaţii se deduce valoarea inductanţei L:

20

2

0

)(

)(2

IALVsCr

fsVsIAL

−=

π−∝

=

Pentru deducerea valorii condensatorului Cc vom folosi inegalitatea dedusă in paragraful anterior:

2

0 ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −≤ L

VsI

CrCc

Introducând valoarea lui Cr dedusă anterior în expresia de mai sus rezultă:

2

0

2

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

−=⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

−≤

VsI

IAVsLL

VsI

IALVsCc OO

O

Cu acestea puterea debitată pe T1 la conducţie în blocare devine:

( ) 2

0

0

2

0

22

2

0

0

2

11

4824 ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

−

−∝π

=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

−

=

VsI

IAVs

toffIA

fsVsAtoff

VsI

IAVsL

APcT

Se notează cu PcT1c—pierderile în T1 la comutarea în conducţie care sunt nule,

deoarece comutarea se face la tensiune nulă . PsT1-pierderile la saturaţia lui T1. Pierderile totale în tranzistorul T1 sunt:

Ptot=PcT1+PsT1+PcT1c Trebuie avut în vedere că pentru obţinerea unor performanţe bune ale circuitului este necesar ca puterea Ptot să fie minimă. Simularea PSPICE a convertorului. În figura 6, este prezentată schema convertorului, iar drept circuit de comandă PWM a tranzistorului de putere s-au folosit surse de tensiune dreptunghiulare VB1,VB2. Rezultatele analizei unde se pot urmări comportarea diverşilor parametrii sunt ilustrate în figura 7. Din simulare se poate vedea că în stările staţionare curentul prin inductanţă nu este constant, ci scade aproximativ liniar datorate pierderilor rezistive din dispozitivul semiconductor .

Tensiunea colector –emitor Vce a lui T1 scade în momentul t =10us urmează un interval în care Vce devine negativă, dioda D1 fiind în conducţie. Când curentul iD1 prin dioda D1 se anulează tensiunea colector –emitor a tranzistorului T1 devine zero. În acest moment circuitul de detectare ZVS şi comandă generează tranziţia în conducţie a lui T1, D1 comută în

blocare limpusă d

50V

la tensiune nde circuitul e

0

V3

2

V4

V5

Fig

Fig. 7.a.

nulă. Curentexterior. În m

R

53

2500us

+-+-

S5

+-+-

S 3

2500us

g.6. Schema co

I(L1) curentul

tul prin tranmod asemăna

Q1

Q2N

Q2

Q2N

R1

5

R2

R3

100

R4

100

nvertorului qu

prin inductant

11

nzistorul T1,ator comută

N3055

N3055

D1

D1N3881

D2

D1N3881

uasirezonant fo

ta L1 ,V(C4:2) t

ic(T1)creşteîn conducţie

1

1

= 100NF

C2

Value = 100n

L1

1mH

olosit în simula

tensiunea pe co

e de la zeroe şi tranzisto

D3

D1N3881

D4

D1N3881

are.

ondensatorul C

o după o legorul T2.

C3

Value = 12uf

C4

12uf

I15A

C4-vc4.

ge

Fig.7.b.

P

punctul dsigure deperioade.

Lnul, PF pdescrie cu

Lprin tranoproximadioda ant

Lcomutare

Dexplică ptraiectori

IB(Q1) curentu

Fig. 7.c. Evolu

entru utilizade funcţionae funcţionar.

La punerea spleacă din Aurba ABC.În

La primirea nzistor şi preativ liniară. Stiparalelă cu

La primirea cea în conduc

Din figuras 8prin faptul iile PF nu s

ul prin tranzist

utia curentului

area corectăare PF în cre AFS. În

sub tensiuneA. Tranziston starea de scomenzii de

ezenţa circuiS este starea

u tranzistorulcomenzii de ţie se realize

8 se pot obscă circuitu

se suprapun

orul Q1,V(Q1:c

prin D1, respec

a tranzistooordonate (figura 8, e

e, tensiunea orul primeştesaturaţie PF ee blocare, ditului snubba în care tranl, tensiunea p

conducţie, pează la tensiuserva mai mul se afla în. După term

12

c)-V(Q1:e) tens

ctiv prin baza ş

arelor, fără (icT(t), vCE(teste trasată

pe tranzistoe comanda deste în punct

datorită scăder, Pf descr

nzistorul estepe aceasta espunctul de fune zero ZV

multe curbe dn regim qu

minarea regi

siunea colector

şi colectorul tr

riscul de a t)) să se găexcursia PF

or este Vs/2,de conducţietul C.

derii aproximrie traiectorie blocat. În iste nulă, şi Pfuncţionare d

VS. datorate exc

uasirezonant imului quasi

r emitor a tranz

anzistorului Q

se distrugeăsească în inF pe durata

, iar curentue şi intră în

mativ liniarea CES, porţintervalul în

PF descrie cudescrie traie

cursiei PF; ade funcţio

irezonant, a

zistorului Q1.

1.

e este bine cnteriorul ari

mai multo

ul prin el essaturaţie, P

e a curentuluţiunea CEescare conduc

urba SAD. ectoria DC ia

acest lucru sonare în cardică după u

ca ei or

te PF

ui te ce

ar

se re un

13  

număr suficient de mare de perioade, excursia PF descrie o singură curbă corespunzătoare regimului permanent .

V(C1:2)-V(C1:1)

0V 10V 20V 30V 40V 50V 60VIC(Q1)

-10A

0A

10A

20ASDC traie.PF la comut.in cond . in ZVS

CES traie.PF la blocare

S

ABC traie.PFa prima comutatie

E

D

Q1 SAT

Q1.BLOCAT

C

B

A

Fig.8. Excursia punctului de funcționare pe durata a mai multor cicluri de funcționare. 

Fig

9 . Formele dee undă ale curenţilor rezultaţi

14

i în urma simuulării circuituluui din fig.6.

15  

**** CIRCUIT DESCRIPTION *Libraries: * Local Libraries : * From [PSPICE NETLIST] section of pspice.ini file: .lib "nom.lib" .stmlib "C:\WINDOWS\Personal\switch-pulse.stl" *Analysis directives: .TRAN 0 10ms 0ms 0.1u .PROBE * source ANALIZĂ Q_Q1 N00041 N00319 N00104 Q2N3055 Q_Q2 N00104 N00329 0 Q2N3055 D_D1 N00104 N00041 D1N3881 D_D2 0 N00104 D1N3881 D_D3 N00101 N00041 D1N3881 D_D4 0 N00101 D1N3881 C_C1 N00104 N00041 100n C_C2 0 N00104 100n C_C3 N00101 N00041 12uf C_C4 0 N00101 12uf L_L1 N00104 N00101 1mH R_R1 N01180 N00319 5 R_R2 N01879 N00329 5 R_R3 N00104 N00319 100 R_R4 0 N00329 100 V_V3 N01237 0 +PULSE 0v 50v 1300us 0 0 1195us 2500us V_V4 N00041 0 50V S_S3 N01180 N01183 N00041 N00104 Sbreak RS_S3 N00041 N00104 1G V_V5 N01183 N00104 +PULSE 0v 50v 20us 0 0 1230u 2500u S_S5 N01879 N01237 N00104 0 Sbreak RS_S5 N00104 0 1G I_I2 N00101 0 DC 5A .END   DESFASURAREA LUCRARII DE LABORATOR:  

Se va simula schema invertorului quazirezonant şi se vor evalua următorii indici de performanţă:

- Valoarea efectivă a tensiunii de sarcina; - Curentul continuu de alimentare - Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii pe sarcina; - Valoarea efectivă a curentului de sarcina; - Valoarea efectivă fundamentalei curentului de sarcina; - Valoarea efectivă a curentului absorbit; - Puterea activă transmisă sarcinii; - Randamentul conversiei;

 

16  

Cu ajutorul datelor obţinute din simulare completaţi următorul tabel: Invertor %THD

curent absorbit

PF- factorul de putere

%THD tensiune sarcină

Val. fundamentala tensiune linie

Val. fundamentala tensiune fază

%THD curent sarcină

Comandă PWM sinusoidal la care frecvenţa semnalului sinusoidal este de 50 Hz

           

Quazirezonant comandat PWM sinusoidal la care frecvenţa semnalului sinusoidal este de 50 Hz