7

CONVERTOARE CURENT CONTINUU - CURENT CONTINUU

1.1 Consideraţii privind sursele cu funcţionare în comutaţie

Ca urmare a progreselor înregistrate în ceea ce priveşte posibilităţile de modelare şi simulare a funcţionarii componentelor electronice în diferite regimuri de putere, în ultimii ani s-au realizat mai multe tipuri de circuite electronice care conţin blocuri funcţionale diverse, alimentate de la surse cu randament mare (peste 80%). Aceste performanţe pot fi asigurate numai cu regulatoare de tensiune cu funcţionare în regim de comutaţie, care asigură funcţiile de comandă, de control şi de protecţie. Stabilizarea nivelului tensiunii la ieşire al unui astfel de regulator în comutaţie se realizează de obicei prin modificarea factorului de umplere al impulsurilor de comandă, furnizate de un generator de impulsuri propriu.

Comparativ cu regulatoarele cu funcţionare liniară, regulatoarele de tensiune în comutaţie prezintă următoarele avantaje:

1. Puterea disipată de elementul activ regulator este foarte mică şi poate fi controlată prin factorul de umplere al impulsurilor de comandă:

outinsoutinsr

id UUIUI

TtP −⋅⋅ξ=∆⋅⋅= / , (1.1)

unde ξ este factorul de umplere subunitar, iar Is este curentul debitat în sarcină. 2. Diferenţele dintre tensiunea de ieşire şi cea de intrare pot ajunge

până la un ordin de mărime (de la 5V la 50V spre exemplu), oricum cu mult mai mari decât valorile pe care le poate accepta un regulator liniar la acelaşi nivel de putere.

3. Randamentul regulatoarelor în comutaţie poate ajunge până la 90% şi se poate exprima prin relaţia:

9,0)(1

1≤

+=

+==η

sdsd

s

in

sPPPP

PPP . (1.2)

4. Se asigură relativ uşor posibilitatea de inversare a polarităţii tensiunii de ieşire în raport cu polaritatea tensiunii de intrare a regulatorului;

5. Se reduc substanţial dimensiunile radiatoarelor necesare pentru componentele disipative de putere din compunerea regulatorului, se reduc semnificativ valorile capacităţilor necesare pentru filtrare, aspecte care contribuie semnificativ la reducerea volumului ocupat de circuitele surselor de alimentare în cadrul oricărui sistem electronic.

6. Se favorizează realizarea ca circuite integrate specializate, cu funcţionare în comutaţie pentru stabilizarea tensiunilor continue.

8

Sunt de semnalat şi câteva dezavantaje ale regulatoarelor în comutaţie, care au caracter limitativ pentru unele aplicaţii practice:

1) Nivelul pulsaţiilor de ieşire, suprapuse peste tensiunea continuă furnizată, cu greu poate coborî sub 50 mV, comparativ cu 5÷10 mV cât se obţine cu regulator de tensiune liniar.

2) Nivelul zgomotelor proprii ale regulatoarelor în comutaţie poate trece peste 100 mV, datorită impedanţelor de ieşire relativ mari care împiedică variaţii bruşte ale curentului debitat şi echivalarea cu generatoare echivalente de tensiune.

3) Timpul de răspuns la regulatoarele în comutaţie şi de intrare în regim nominal de funcţionare depăşeşte 1 ms şi se poate reduce numai prin utilizarea în scheme unor inductanţe de valori cât mai mici.

4) Costurile componentelor active de comutaţie şi de putere sunt mai mari decât ale celor de joasă frecvenţă, iar în cazul regulatoarelor de tensiune devine mai rentabilă soluţia în comutaţie, comparativ cu funcţionarea liniară, numai pentru puteri pe sarcină de cel puţin 20W.

În cazul convertoarelor CC–CC ridicătoare, soluţia realizării unui regulator de tensiune în comutaţie este singura abordabilă, iar ceea ce rămâne de ales este principiul pe baza căruia să funcţioneze.

1.2 Scheme funcţionale

Există două tipuri principiale de regulatoare de tensiune continuă, cu

funcţionare în comutaţie: • cu sursa primară în curent alternativ, realizate conform schemei

funcţionale din figura 1.1; • cu sursa primară în curent continuu, realizate conform schemei

funcţionale din figura 1.2. Regulatoarele de tensiune în comutaţie cu sursa primară în curent alternativ

se pot alimenta din reţele industriale de distribuţie a energiei electrice sau de la grupuri electrogene, care furnizează tensiuni monofazice sau trifazice, comparabile ca parametri de tensiune şi frecvenţă nominală cu reţelele industriale. Aceste tipuri de regulatoare în comutaţie sunt utilizate în majoritatea modulelor de alimentare a receptoarelor de televiziune color, a calculatoarelor compatibile IBM-PC, precum şi în numeroase alte aplicaţii.

Tensiunea alternativă de la sursa primară este redresată de cele mai multe ori printr-o punte cu diode sau integrată şi este important de remarcat că nu se utilizează transformatoare separatoare de reţea. Sunt prevăzute siguranţe fuzibile pentru protecţie la scurtcircuit accidental în schema regulatorului de tensiune şi se prevăd filtre LC trece jos, pentru rejecţia componentelor spectrale de înaltă frecvenţă ce corespund timpilor de comutaţie ai comutatorului electronic de putere. Acest comutator electronic poate fi tranzistor de comutaţie bipolar sau

9

tranzistor MOS, tiristor cu stingere pe poartă (GTO Gate Turn-off Thiristor), triac, sau grupuri comutatoare formate din astfel de elemente, care au ca sarcină primarul transformatorului de impulsuri de putere.

FILTRU Trece jos

(Line filter)

REDRESOR Bialternanţă

(Bridge rectifier)

FILTRU RC de netezire (RC-Low pass)

COMUTATOR electronic de putere (Electronic Switch)

BLOC siguranţe

(Fuse block)

TRANSFORMATOR de impulsuri (CHOPPER)

CIRCUIT comandă-control (Sample control)

CIRCUITE de protecţie la suprasarcină

(Protection feed-back)

REDRESOARE Monoalternanţă

(Simple rectifiers)

FILTRE RC de netezire

(RC-Low pass)

CIRCUITE de sarcină

(Load circuits)

SURSA PRIMARĂ de curent alternativ

(Main power source) Reţea

AC line

Fig. 1.1 Schema bloc pentru sursă de tensiuni continue stabilizate cu funcţionare în comutaţie

+

Impulsuri 10÷500 kHz

Semnalizare cuplare

(Stand-by)

Tensiunea redresată dublă alternanţă este aplicată unui filtru de netezire

capacitiv, dar factorul de ondulaţie admis este destul de mare şi se utilizează capacităţi între 100µF şi 470 µF, dar la tensiune nominală mare 2⋅= retean UU , adică peste 312 V în cazul reţelelor de 220V/50Hz. Tensiunea continuă obţinută după filtrare alimentează elementele active comutatoare electronice şi circuitele de comandă şi control al regimurilor de funcţionare ale acestuia. Circuitele de comandă-control sunt realizate în varianta cu componente discrete la foarte multe dintre televizoarele color ruseşti, dar de cele mai multe ori sunt realizate ca circuite integrate specializate SMPS (Switching Module Power Supply), adică generatoare de impulsuri dreptunghiulare cu frecvenţa de repetiţie şi factorul de umplere reglabile funcţie de necesarul de putere al circuitelor de sarcină conectate la ieşirile regulatorului de tensiuni continue. Pentru ca tensiunile de ieşire să rămână aproximativ constante, chiar dacă variază tensiunea reţelei sau variază curenţii debitaţi la sarcini în limitele acceptabile, printr-o înfăşurare secundară a transformatorului de impulsuri se preia un eşantion de curent proporţional cu suma curenţilor din sarcini la momentul curent, care se aplică pe una din căile de reacţie la circuitul de comandă-control, care va adapta corespunzător durata

10

impulsurilor de comandă pentru deschiderea comutatorului electronic, precum şi frecvenţa de repetiţie a acestora pentru a menţine sub limitele acceptate factorul de ondulaţie la ieşirile sursei în comutaţie. Circuitul de comandă-control furnizează tensiune de comandă şi pentru semnalizatorul luminos Stand-by, LED sau bec cu neon, care indică aplicarea tensiunii de la reţeaua de alimentare şi absenţa avariilor în circuitele de comutaţie electronică.

Transformatorul de impulsuri de putere este realizat cu înfăşurări de cupru emailat, cu măsuri tehnologice adecvate de izolaţie electrică între straturi de bobinaj şi între înfăşurări pentru a suporta tensiunile maxime pe înfăşurări şi supracreşteri de până la 60-70% în regimuri tranzitorii oscilatorii amortizate, care pot apare la decuplarea accidentală sau temporară a unora dintre consumatori. Miezul transformatorului este în marea majoritate a cazurilor material ferimagnetic, cel mai frecvent ferite Mangan-Zinc (cu denumiri industriale Oxifer, Siferrit, Formalite etc.) cu profile U+I, E+E, E+I, U+U. Transformatoarele de impulsuri de putere lucrează cu miezuri nesaturate (inducţia magnetică maximă a miezului sub valoarea inducţiei de saturaţie), care sunt bine fixate între ele cu juguri metalice, asigurându-se rigidizarea ansamblului bobine-miez şi evitând apariţia rezonanţelor parazite în domeniul de audiofrecvenţă (20 Hz÷20 kHz, ţiuit supărător pe frecvenţa de comutare sau pe subarmonici ale acesteia).

Funcţie de modul de cuplare al înfăşurărilor secundare cu primarul transformatorului de impulsuri se obţin impulsuri pozitive sau negative, care sunt redresate mono-alternanţă şi integrate cu capacităţi de filtrare, de la bornele cărora se aplică tensiuni continue stabilizate, cu polarităţi adecvate pentru diferitele circuite de sarcină.

De pe cele mai importante ieşiri ale sursei, sau chiar de pe unele înfăşurări ale transformatorului de impulsuri, se preiau semnale care se aplică la circuitele de protecţie ale sursei în comutaţie faţă de scurtcircuite sau supratensiuni accidentale, care pot apare pe ieşiri în procese de testare funcţională, de depanare sau pur şi simplu în condiţii cu exces mare de temperatură şi umiditate faţă de condiţiile nominale considerate la proiectare.

Regulatoarele de tensiune în comutaţie cu sursa primară în curent continuu se pot alimenta de la baterii chimice permanent active, de la acumulatori chimici, de la surse chimice reci, care se activează în anumite condiţii (baterii chimice cu electrolit în fiole, baterii termochimice, generatoare de curent continuu acţionate de fluxuri de gaze etc.). Aceste tipuri de regulatoare în comutaţie sunt utilizate în majoritatea modulelor de alimentare a senzorilor radar sau optoelectronici, de semnalizare sau de acţionare în cadrul sistemelor mobile de supraveghere electronică, a focoaselor electronice de timp şi de proximitate pentru diferite categorii de muniţii, în echipamente mobile de comunicaţii, în echipamente mobile de determinare şi semnalizare a localizării în diferite sisteme cartografice, folosind informaţii de la sisteme de poziţionare globală GPS, echipamente de la bordul sateliţilor artificiali, precum şi în alte aplicaţii.

11

FILTRUTrece jos(RF filter)

GENERATORIMPULSURI

(Pulse generator)

COMUTATORELECTRONIC

(Electronic Switch)

COMPARATORcomandă-control

(Threshold circuit)

CIRCUITEAcumulare energie

(Energy accumulator)

REDRESORMonoalternanţă

(Simple rectifier)

FILTRU RCde netezire

(RC-Low pass)

CIRCUITEde sarcină

(Load circuits)

SURSA PRIMARĂde curent continuu

(Main battery)– DC

+ DC

Fig. 1.2 Schema funcţională pentru convertor CC-CCcu tensiune de ieşire stabilizată

Impulsuri 50÷400 kHz

CIRCUIT PENTRUCONTROL CUPLARE

(Power Control)

FORMATORREFERINŢĂ(Reference

voltage)

DIVIZORREACŢIE(Divider)

Tensiunea continuă de la sursa primară (baterii) este aplicată unui circuit

de control cuplare, care verifică dacă sunt îndeplinite condiţiile de aplicare a alimentării la circuitele de sarcină (dacă sarcina este cuplată, dacă tensiunea de la baterii depăşeşte un prag minimal, dacă aplicarea alimentării nu pune în pericol operatorii umani în cazul focoaselor electronice etc.). Pentru a evita transmiterea tensiunilor de zgomot prin intermediul surselor de alimentare către circuitele de radiofrecvenţă se utilizează un filtru RC integrator. Întrucât convertoarele CC-CC funcţionează tot în comutaţie, impulsurile de comandă pentru comutatorul electronic sunt obţinute de la un generator de impulsuri dreptunghiulare cu frecvenţa de repetiţie în intervalul 50÷400 kHz şi cu factorul de umplere al impulsurilor între 0,3 şi 0,7.

În cele mai multe situaţii comutatorul electronic este realizat cu tranzistoare bipolare de comutaţie sau cu tranzistoare MOS cu efect de câmp (MOSFET), întrucât puterile disipate şi curenţii de ieşire nu sunt foarte mari.

Circuitele pentru acumularea de energie sunt realizate fie în varianta cu bobine, fie în varianta cu condensatoare. Acumularea inductivă este cel mai frecvent folosită în cazul tensiunilor de ieşire sub 100V şi curenţi până la 1 A, datorită dimensiunilor mai mici ale circuitelor, randamentului ridicat şi posibilităţilor de reglaj mai facile. Acumularea capacitivă a energiei electrice presupune realizarea unor conexiuni cascadă de celule multiplicatoare de tensiune cu diode şi capacităţi. Numărul de celule determină factorul de multiplicare, care poate fi maxim 4 pentru un randament acceptabil şi funcţionare stabilă.

12

Acumularea capacitivă se foloseşte în cazul tensiunilor de ieşire mari (sute de volţi sau kilovolţi) la un curent maxim de 1÷5 mA.

De la ieşirea acumulatorului de energie în impulsuri se preiau acestea, se redresează şi filtrează pentru a obţine valori ale factorului de ondulaţie (riplu) sub valorile admise, iar apoi se aplică circuitelor de sarcină.

O tensiune proporţională cu nivelul tensiunii pe sarcină este comparată în permanenţă cu o tensiune de referinţă, obţinută din tensiunea continuă de intrare cu un divizor rezistiv şi o schemă simplă de stabilizare, iar de la ieşirea comparatorului de prag se validează aplicarea impulsurilor de comutare la comutatorul electronic.

Valoarea tensiunii de ieşire se poate controla prin raportul de divizare al circuitului de la intrarea comparatorului, prin valoarea frecvenţei de repetiţie a impulsurilor de comutare sau prin valorile elementelor din schema acumulatorului de energie în impulsuri.

Este foarte important de remarcat că schemele de convertoare CC-CC au regim de funcţionare stabil şi tensiuni de ieşire stabilizate indiferent de prezenţa sau absenţa circuitelor de sarcină, pe când în cazul surselor de tensiuni continue stabilizate, cu funcţionare în comutaţie şi alimentare primară în curent alternativ, absenţa circuitelor de sarcină conduce la regimuri instabile de funcţionare ale transformatoarelor de impulsuri şi la creşterea tensiunilor de ieşire cu mult peste valorile nominale de stabilizat.

1.3 Scheme principiale pentru convertoare CC-CC

Într-un context mai larg, noţiunea de conversie presupune orice modificare,

transformare sau reprezentare, care se exercită asupra unei mărimi fizice pentru a-i schimba mărimea, sensul, polaritatea, forma de prezentare etc. Conversia curentului continuu, în sensul creşterii tensiunii acestuia, presupune un proces dinamic de acumulare inductivă sau capacitivă de energie electrică, sub comanda unor semnale armonice (semialternanţe sinusoidale) sau a unor impulsuri dreptunghiulare, urmat de un proces de stabilizare a nivelului tensiunii de ieşire faţă de anumite limite ale variaţiilor condiţiilor de excitaţie, de alimentare sau de sarcină.

Din punct de vedere principial există scheme de convertoare CC-CC cu separare (isolated), sau fără separare (non-isolated) între masele electrice ale circuitelor de intrare şi ale celor de ieşire. Cele mai simple şi mai frecvent folosite sunt convertoarele fără separare, fie că sunt coborâtoare de tensiune (Buck regulator, Step-Down converter) sau ridicătoare de tensiune (Boost regulator, Step-Up converter). Pe de altă parte, funcţie de polaritatea tensiunii de ieşire a convertorului CC-CC în raport cu polaritatea tensiunii de intrare, se deosebesc variante neinversoare (non-inverting converter) sau variante inversoare (voltage inverting converter).

13

Elementele reactive care pot servi la acumularea de energie în fiecare perioadă de repetiţie a impulsurilor pot fi capacitive sau inductive.

Pentru realizarea unor convertoare CC-CC coborâtoare de tensiune fără inversarea polarităţii este mai economică şi mai des utilizată divizarea rezistivă stabilizarea cu diode Zener şi utilizarea regulatoarelor serie liniare.

Pentru realizarea convertoarelor CC-CC coborâtoare de tensiune cu inversarea polarităţii şi acumulare capacitivă se poate folosi schema funcţională din figura 1.3.

BATERIEPRIMARĂ

–

+

Fig. 1.3 Schema principială pentru convertor CC-CC coborâtor inversor

CIRCUITBASCULANT

ASTABIL0,5ξ <

Q

–

+

CUPLAJ,DIVIZARE

ACUMULARE,FIXARE

SARCINĂREZISTIVĂ

R2

UBAT

R1

RsCA

QUs

Bateria folosită ca sursă primară alimentează un circuit basculant astabil

conexiune Jordan, cu cuplaj colector-bază la tranzistoare bipolare. Acesta are ieşiri complementare şi este proiectat să genereze impulsuri dreptunghiulare pozitive care au durata mai mică de 2 sau 3 ori faţă de pauza dintre ele (factor de umplere ξ egal cu 0,33 sau 0,25). Circuitul de cuplaj RC este cuplat la ieşirea cu impulsuri complementare şi elimină componenta continuă a impulsurilor generate, rezultând după acesta impulsuri negative cu amplitudinea:

BATs URR

RU ⋅ξ⋅+

=21

2 . (1.3)

După terminarea regimului tranzitoriu de încărcare a condensatorului de acumulare CA, se obţine un regim staţionar în care cantitatea de energie cedată sarcinii în intervalele pauză dintre impulsuri se compensează prin încărcarea capacităţii pe durata impulsurilor. Acest mod de funcţionare este realizabil dacă rezistenţa de sarcină care determină constanta de timp de descărcare a condensatorului de acumulare, este mult mai mică decât rezistenţa echivalentă de încărcare 112 )( RRrRRrR CsatCEDinc ≅++= .

Un prim dezavantaj al schemei este stabilizare slabă a tensiunii de ieşire faţă de variaţiile tensiunii de intrare şi mai ales faţă de variaţiile sarcinii. Un alt dezavantaj este că necesită capacitate de valoare foarte mare pentru acumulare, care nu poate fi asigurată decât cu condensatoare electrolitice, acestea având dimensiuni relativ mari, ceea ce împiedică miniaturizarea schemelor de convertoare CC-CC.

14

Pentru realizarea convertoarelor CC-CC ridicătoare de tensiune, fără inversarea polarităţii, se pot folosi scheme de multiplicatoare de tensiune cu diode şi acumulare capacitivă.

O primă variantă de schemă este cea prezentată în figura 1.4.

Circuitul integrat βE 555 (LM 555) reprezintă o variantă simplă şi tentantă de realizare a generatorului de impulsuri pentru convertorul CC-CC, în varianta de schemă circuit astabil cu separarea căilor de încărcare şi descărcare pentru condensatorul de temporizare, astfel încât să se obţină factor de umplere reglabil al impulsurilor dreptunghiulare pozitive generate şi frecvenţă de generare ajustabilă. Această schemă de generator prezintă avantajul unui număr redus de componente discrete şi poate genera impulsuri cu frecvenţa maximă de 1 MHz, cu amplitudine între 3 V şi 18 V, determinată de valoarea tensiunii de alimentare permisă pentru circuitul integrat, notată în schemă cu U.

Durata impulsurilor generate este determinată de durata încărcării condensatorului de temporizare în regim repetitiv, între nivelurile 0,33U şi 0,66U, conform relaţiei specifice pentru un regim de încărcare de ordinul întâi:

2ln66,033,0ln

)()()0()(ln ⋅⋅=

⋅−⋅−

⋅⋅=

−∞−∞

⋅τ= iTiTiCC

CCinci RC

UUUURC

tuuuut . (1.4)

Durata pauzei dintre impulsuri este determinată de durata descărcării condensatorului de temporizare în regim repetitiv, între nivelurile 0,66U şi 0,33U prin rezistenţa Rd ajustabilă şi dioda Dd, iar perioada de repetiţie este dată de

8 C AL0 79 PS OUT 610 DESC PJ 511 V+ GND 412 NC NC 313 NC NC 214 NC NC 1

CI 1 βE 555CT

Di

Rd

Dd

CF

IEŞIRE

Ri

+ 3UC1

+ U

U

Fig. 1.4 Convertor CC-CC cu triplor de tensiune

D1

C2

D2

C3

D3

C4

D4

C5

D5

+ U

RL

–C0

+ U– + U–

15

suma dintre un interval de timp de încărcare şi unul de descărcare, conform relaţiei:

2ln)( ⋅+⋅= diTr RRCT . (1.5)

Factorul de umplere ( ri Tt=η ) poate fi controlat între 0,1 şi 0,9 prin valoarea rezistenţei de încărcare iR , care poate avea valoare minimă 1 kΩ şi maximă 500 kΩ, conform recomandărilor de catalog.

La experimentări, pentru frecvenţe de repetiţie în gama 20÷200kHz (perioada 50µs÷5µs), cu rezistenţa de descărcare Rd = 47kΩ şi cea de încărcare Ri = 10kΩ, au fost necesare capacităţi multistrat în gama 1,2 nF÷120 pF, obţinând factor de umplere 61≅η . Pentru decuplarea pinului de control prag inferior (C, pin 8) al circuitului integrat se utilizează frecvent CF = 10 ÷22 nF, condensator ceramic multistrat tip II, cod MZ 32.06 [9].

S-a utilizat în schema din figura 1.4 varianta de triplor de tensiune, cu diode de comutaţie înseriate şi fără prepolarizare, similar ca schemă cu cel folosit în televizoarele color pentru obţinerea înaltei tensiuni pentru anodul de accelerare al tuburilor cinescop cu mască perforată. Tensiunea de ieşire a triplorului se obţine după o succesiune de cel puţin trei impulsuri pozitive de la intrare, ca tensiune corespunzătoare însumării sarcinilor acumulate pe condensatoarele C1, C3, C5. După primul impuls pozitiv condensatorul C1 se încarcă la nivelul

DD UUUUU −=−=11 , unde DU este căderea de tensiune pe diodă în

conducţie. În prima pauză sarcina din C1 este cedată lui C2 prin dioda D2, dioda D1 fiind blocată. Condensatorul C2 se încarcă la nivelul

DDDD UUUUUUUU ⋅−=+−=−= 2)(21112 . Pe durata celui de-al doilea

impuls se reîncarcă C1, iar sarcina din C2 este cedată lui C3 prin dioda D3. Condensatorul C3 se încarcă la nivelul de tensiune:

DDDDD UUUUUUUUUUUUU ⋅−=+−−⋅−+=−−+= 22123 3. (1.6)

Procesul de transfer al cantităţilor de sarcină între condensatoarele din schema triplorului continuă şi pe condensatoarele C4 şi C5 se obţin tensiunile

DUUUUU ⋅−=== 2354 . După trei perioade de repetiţie ale impulsurilor de intrare pe condensatorul de acumulare la ieşire C0 se va obţine tensiunea:

Dout UUUUUU ⋅−⋅=++= 53135 . (1.7)

Conform acestui algoritm de funcţionare toate condensatoarele din schema triplorului de tensiune au capacităţi nominale egale şi tensiune nominală mai mare sau cel puţin egală cu tensiunea de intrare aplicată triplorului.

Diodele de comutaţie trebuie să suporte în conducţie un curent cel puţin egal cu valoarea curentului de ieşire necesar, iar tensiunea inversă pe care trebuie să o suporte trebuie să fie mai mare decât amplitudinea impulsurilor de intrare.

16

Pentru tensiuni de ieşire până la 100V se pot folosi diode de comutaţie tip 1N914, 1N4148, sau diode redresoare rapide DRR 104÷DRR114, atât în schema generatorului de impulsuri cât şi în schema triplorului de tensiune.

Pentru a obţine dimensiuni mici ale circuitului se pot utiliza condensatoare ceramice multistrat tip I, cod MC 32.02, sau condensatoare multistrat tip II, cod MZ 32.04, cu capacitate nominală în gama 22÷47 nF/100V, toleranţă a capacităţii ±10%.

Rezistenţa RL de limitare a curentului de ieşire joacă şi rol de protecţie la supracurent pentru diodele triplorului şi pentru tranzistoarele din schema de ieşire a circuitului integrat βE 555. Are valori de minim 2 kΩ şi maxim 1MΩ (pentru ca încărcarea condensatorului de ieşire C0 să se realizeze într-un interval de timp mai mic de o secundă).

La experimentare cu tensiune de intrare în gama U = 4,5V÷10V şi RL = 4,7 kΩ se obţine la ieşirea convertorului CC-CC cu triplor de tensiune

=outU 10V÷27V, la curent maxim debitat 5 mA, sub valoarea impusă de tema proiectului.

O variantă de schemă practică de convertor CC-CC cu triplor de tensiune, comandat de un amplificator de impulsuri în comutaţie forţată, este cea din figura 1.5, care funcţionează pe baza semnalului pilot cu frecvenţa de 100 KHz furnizat de un microcontroller Atmel C8051F040, compatibil cu Intel 8051.

Rezultatele obţinute prin simularea schemei în mediul software ORCAD sunt prezentate în figura 1.6 şi arată faptul că această schemă asigură tensiune de ieşire de 14V la un curent de 250µA când tensiunea de intrare este 7V, iar impulsurile de comandă au amplitudinea 3,3V, durata 5µs, factor de umplere 0,5. Curentul de saturaţie al tranzistorului comutator este de 7mA, ceea ce ar conduce la consumarea în timp scurt a bateriilor utilizate ca sursa primară.

Fig. 1.5 Schema de principiu a convertorului cu triplor

D1D1N914

VI

R51

C3

0.1u

0

V

D3D1N914

Q1

BC846B R4

50k

D4D1N914

V1

0VacTRAN = 1u

7Vdc

V2

TD = 100u

TF = 0.1uPW = 5uPER = 10u

V1 = 0

TR = 0.1u

V2 = 3.3

C62.2u

C4

0.1u

D5D1N914

R3

2.2k

C2

0.1u

D2D1N914

R6

4.7k

R11K

C5

0.1u

C1

0.1u

0

17

Un alt dezavantaj al schemei este dependenţa foarte strânsă a tensiunii de ieşire faţă de amplitudinea şi factorul de umplere al impulsurilor de intrare.

Dacă se doreşte inversarea de polaritate la ieşirea triplorului, atunci trebuie montate inversat toate diodele din schema triplorului, iar aplicarea impulsurilor de la circuitul astabil se va face printr-un amplificator de impulsuri cu tranzistor care are ca sarcină primarul unui transformator de impulsuri, cu rol de cuplaj-separare, cu raport de transformare unitar şi înfăşurarea secundară cuplată în antifază cu primarul. Prin urmare, complexitatea schemei creşte, iar randamentul scade datorită faptului că apar pierderi suplimentare în transformatorul de cuplaj.

O altă cale de realizare a convertoarelor CC-CC este bazată pe folosirea

acumulării de energie magnetică în inductanţe şi cedarea acesteia către sarcina utilă. Comutatorul electronic este comandat în impulsuri pentru a separa procesele acumulare energie (magnetizare), respectiv cedare energie pe sarcină (demagnetizare).

După tipul elementului inductiv, care permite acumularea energiei magnetice, se deosebesc:

§ scheme de convertoare CC-CC cu bobine de şoc şi frecvenţă de comutaţie constantă;

§ scheme de convertoare CC-CC cu transformatoare de impulsuri care lucrează în regim autooscilant, cu miez magnetic în regim de saturaţie şi frecvenţă variabilă funcţie de puterea consumată în sarcină.

După modul cum se transferă energia către sarcină se deosebesc: • scheme de convertoare CC-CC cu transfer direct, la care procesele de

acumulare energie magnetică şi cedare energie electrică pe sarcină sunt simultane, pe durata conducţiei comutatorului electronic, aşa cum se întâmplă la convertoarele coborâtoare cu bobine de şoc serie (buck);

• scheme de convertoare CC-CC cu transfer indirect, la care acumularea energiei magnetice se realizează pe durata conducţiei comutatorului

Fig. 1.6 Diagramele semnalelor convertorului cu triplor

18

electronic, iar cedare energiei electrice către sarcină se face pe durata blocării comutatorului electronic, aşa cum se întâmplă la convertoarele ridicătoare cu bobină de şoc paralel (boost) sau la convertoarele autooscilante cu transformatoare de impulsuri.

Pentru realizarea convertoarelor CC-CC coborâtoare se foloseşte frecvent schema cu transfer direct şi cu acumulare în inductanţă de şoc, prezentată în figura 1.7, împreună cu principalele diagrame de tensiuni.

Pentru comanda comutatorului electronic se folosesc impulsuri cu factor de umplere 5,0≥ξ , proporţional cu raportul dintre tensiunea de ieşire dorită şi tensiunea de intrare utilizată.

Pe durata palierului pozitiv al impulsurilor de comandă tranzistorul comutator electronic este saturat, dioda D este polarizată invers şi condensatorul de ieşire C0 se încarcă prin curentul care circulă prin inductanţa de şoc. Curentul de magnetizare a miezului inductanţei creşte cvasi-liniar pentru ca tensiunea la bornele inductanţei să fie aproximativ constantă şi egală cu diferenţa dintre tensiunea de intrare şi cea de ieşire dorită. Constanta de timp de magnetizare este

ssDinvsatCEm RLRRrL /)/(1 ≅+=τ şi va fi cu atât mai mare cu cât rezistenţa de sarcină este mai mică şi bobina de şoc are inductanţa mai mare.

D C0

L

Rs –

+

Uout

UL UCE

iD

iL

Ucom

iC

–

+

Uin

Ucom ti Tr

t U

UCE

UCE sat t

Uin

t

t

UL

Uout ∆U

Uin–UCE sat–Uout

–Uout+UD

Fig. 1.7 Convertor CC-CC coborâtor, cu transfer direct

19

Tensiunea la bornele bobinei va fi exprimată de relaţia:

inoutL

L UUtiLU −≅⋅=

dd . (1.8)

Pe durata magnetizării se obţine o variaţie de curent prin bobina de şoc:

rinout

iinout

L TL

UUtL

UUi ⋅ξ⋅−

=⋅−

≅∆1

. (1.9)

În intervalul de timp corespunzător pauzei dintre impulsurile de comandă comutatorul electronic este blocat. Curentul prin bobina de şoc tinde să scadă ceea ce are ca efect inversarea polarităţii tensiunii la bornele bobinei ceea ce va conduce la polarizarea directă a diodei de demagnetizare. Constanta de timp de demagnetizare va fi 12 /)/( mssDcdblCEm RLRrrL τ≅≅+=τ , iar variaţia curentului prin inductanţa de şoc pe durata demagnetizării va fi:

rout

irDout

L TL

UtTL

UUi ⋅ξ−⋅=−⋅−

≅∆ )1()(2 . (1.10)

Funcţionarea schemei în regim de echilibru se asigură dacă se egalizează energia magnetică acumulată cu aceea care este cedată sarcinii, respectiv dacă se asigură respectarea identităţii:

sLsL RiRiU ⋅∆=⋅∆=∆ 21 . (1.11) Prin înlocuiri adecvate din această condiţie rezultă:

inout UU ⋅ξ= ; (1.12)

m

r

out

sL

out

TU

RiU

Uτ

⋅ξ−=⋅∆

=∆

=δ )1(2 . (1.13)

Prin urmare acest convertor CC-CC este fără izolare, neinversor, întotdeauna coborâtor de tensiune ( 1<ξ ), cu factor de ondulaţie invers proporţional cu frecvenţa de repetiţie a impulsurilor de comandă, cu factorul lor de umplere şi cu constanta de timp de magnetizare a inductanţei de şoc, conform relaţiei (1.13). Prezintă marele dezavantaj că în cazul străpungerii colector-emitor a tranzistorului comutator apare supravoltarea circuitelor de sarcină, ceea ce poate avea efecte catastrofale în unele cazuri.

Acest tip de schemă s-a utilizat pentru rezolvarea problemelor de alimentare stabilizată a motoarelor cu tensiune nominală uzuală de 9V din radiocasetofoanele auto portabile, analogice. Ca sursă primară s-a folosit bateria de acumulatori cu tensiunea nominală de 12V, care este utilizată la marea majoritate a autoturismelor.

Pentru realizarea convertoarelor CC-CC ridicătoare de tensiune, fără izolare şi fără inversare de polaritate se poate folosi o schemă cu transfer indirect de tip boost prezentată în figura 1.8 împreună cu principalele diagrame de tensiuni. Schema este cu acumulare în inductanţă de şoc, montată serie cu tensiunea de la sursa primară, fără rol de stabilizare a tensiunii de ieşire.

20

În cazul circuitului din figura 1.8 pe durata conducţiei la saturaţie a tranzistorului comutator tensiunea de intrare Uin se aplică pe inductanţa de şoc L, iar curentul prin aceasta începe să crească exponenţial crescător. Constanta de timp a circuitului de magnetizare este dată de relaţia:

1 /[ ( )] /( )m L CE sat inv D s L CE sat rL r r R R L r r Tτ = + + ≅ + >> , (1.14)

ceea ce permite aproximarea variaţiei curentului ca o creştere liniară şi considerarea tensiunii pe inductanţă cvasi-constantă. Variaţia totală a curentului prin bobină pe durata impulsului de comandă va fi dată de relaţia:

1

in CE sat inL i r

U U Ui t TL L

ξ−

∆ ≅ ⋅ ≅ ⋅ ⋅ . (1.15)

În acest interval de timp dioda D este blocată, deoarece la bornele ei se aplică tensiunea acumulată pe condensatorul C0, încărcat în regim repetitiv ca rezultat al unui număr destul de mare de comutări anterioare ale tranzistorului. Tensiunea pe rezistenţa de sarcină Rs este egală cu tensiunea pe condensatorul C0, care este principalul element cu rol de stabilizare a nivelului tensiunii de ieşire. Tensiunea electromotoare care apare la bornele inductanţei L, pe durata

D

C0

L

Rs –

+

Uout

UL

UCE

iD iL

Ucom

iC

–

+

Uin

Ucom ti Tr

t U

UCE

UCE sat t

Uout+UD

t

t

UL

Uout ∆U

Uin–UD–Uout

Uin–UCE sat

Fig. 1.8 Convertor CC-CC ridicător, fără inversare

21

magnetizării miezului acesteia, ajunge rapid să fie egală cu tensiunea de intrare şi are polaritate inversă tensiunii de intrare.

Pe durata comutaţiei inverse a tranzistorului, din saturaţie în blocare, curentul prin bobina L nu poate să-şi schimbe sensul instantaneu, în timp ce tensiunea electromotoare la bornele ei îşi schimbă sensul. Această tensiune de autoinducţie se înseriază cu tensiunea de intrare şi polarizează direct dioda D, care se deschide şi permite reîncărcarea condensatorului C0 cu cantitatea de sarcină pe care a cedat-o sarcinii pe durata conducţiei comutatorului electronic. Constanta de timp de demagnetizare va fi dată de relaţia:

2 /[ ( )] /m L CE bl D s s rL r r r R L R Tτ = + + ≅ >> . (1.16) Variaţia totală a curentului prin bobină pe durata pauzei dintre impulsurile

de comandă va fi dată de relaţia:

2( ) (1 )in D out out in

L r i rU U U U Ui T t T

L Lξ

− − −∆ ≅ ⋅ − ≅ ⋅ − ⋅ . (1.17)

După blocarea tranzistorului comutator elementele reactive L şi C0 formează un circuit oscilant amortizat de rezistenţa de sarcină. Ca urmare, pot apare supracreşteri ale tensiunii colector-emitor (vezi figura 1.8), care pot ajunge până la 60% din valoarea tensiunii de ieşire atunci când rezistenţa de sarcină are peste 100kΩ. Aceste oscilaţii amortizate se transmit şi la ieşire ca zgomote suplimentare, conduc la creşterea consumului propriu al convertorului şi la reducerea randamentului schemei. Din aceste motive în majoritatea schemelor practice se montează o diodă de comutaţie cu anodul conectat la emitor şi catodul la colectorul tranzistorului, având rolul de amortizare accentuată a oscilaţiilor post-impuls şi de protecţie a tranzistorului comutator la supratensiuni.

Funcţionarea schemei convertorului în regim de echilibru se asigură dacă se egalizează energia magnetică acumulată cu cea cedată, respectiv dacă se asigură respectarea egalităţii 1 2L Li i∆ = ∆ .

Folosind expresiile (1.16) şi (1.17) se va putea obţine relaţia de legătură dintre tensiunea de ieşire şi condiţiile de alimentare şi comandă, astfel:

11out inU U

ξ= ⋅

−. (1.18)

Rezultă că pentru a avea un spor semnificativ de tensiune la ieşire faţă de intrare este necesar ca la această schemă comanda să se realizeze cu impulsuri care au factor de umplere 0,5ξ > .

Factorul de ondulaţie al tensiunii de ieşire este determinat preponderent de pierderea de sarcină din condensatorul de netezire C0 pe durata conducţiei tranzistorului comutator. Evoluţia tensiunii la bornele sarcinii va fi exponenţial descrescătoare cu constanta de timp de descărcare

0 0dC s iC R tτ ≅ ⋅ >> . Factorul de ondulaţie este exprimabil ca o cădere relativă de amplitudine pe palier astfel:

22

00

0

exp( )1 exp( )out out i dC i

i dCout out s

U U t tU tU U R C

τδ τ

− ⋅ −∆= = = − − ≅

⋅. (1.19)

Prin urmare, factorul de ondulaţie este cu atât mai mic cu cât durata impulsurilor de comandă este mai mică, ceea ce impune frecvenţe pilot mai mari pentru astfel de convertoare CC-CC.

În figura 1.9 este prezentată schema unui astfel de convertor cu elementele care s-au folosit pentru simulare în ORCAD şi experimentare practică în laborator.

Rezultatele simulării sunt prezentate în figura 1.10 şi se pot observa încă de la această schemă avantajele de gabarit redus, nivel de tensiune ridicat, comparativ cu schema din figura 1.5.

Pentru realizarea convertoarelor CC-CC ridicătoare de tensiune fără

izolare, dar cu inversare de polaritate, se poate folosi o schemă cu transfer indirect de tip flyback prezentată în figura 1.11 împreună cu principalele diagrame de tensiuni. Schema este comutator serie la intrare, cu acumulare de energie în inductanţă de şoc, montată în paralel cu sursa primară şi cu sarcina, fără rol de

Fig. 1.9. Schema de principiu a convertorului ridicător tip boost

C1.1u

D1

D1N4148

R8

220

D2

D1N4148

V2

TD = 100u

TF = 0.05uPW = 0.7uPER = 10u

V1 = 0

TR = 0.05u

V2 = 3.3

R7

9

Q1

BC846B

0

V

C21u

R350KV

R6

4.7k

L147uH

V1

0VacTRAN = 1u

5Vdc

I

R4

2.2k

Fig. 1.10 Diagramele semnalelor pentru convertor boost ridicător

23

stabilizare a tensiunii de ieşire. Din punct de vedere al funcţionării fizice seamănă foarte mult cu

schema de tip boost. În cazul circuitului din figura 1.11 pe durata conducţiei la saturaţie a

tranzistorului comutator tensiunea de intrare Uin se aplică pe inductanţa de şoc L, iar curentul prin aceasta începe să crească exponenţial crescător. Constanta de timp a circuitului de magnetizare se poate exprima prin relaţia (1.14), deci se poate aproxima şi în acest caz creştere liniară a curentului prin bobină şi tensiune pe inductanţă cvasi-constantă.

Variaţia totală a curentului prin bobină pe durata magnetizării miezului (acumulării de energie) va fi dată în mod analog de relaţia (1.15).

D

C0 L

Rs

–

+

Uout UL

UCE iD

iL Ucom

iC

–

+

Uin

Ucom ti Tr

t U

UCE

UCE sat t

Uin+Uout+UD

t

t

UL

Uout

∆U

–UD–Uout

Uin–UCE sat

Fig. 1.11 Convertor CC-CC ridicător, cu inversare

24

Pe durata blocării tranzistorului comutator, curentul prin bobina L nu poate să-şi schimbe sensul instantaneu, dar tensiunea electromotoare la bornele ei îşi schimbă sensul. Această tensiune de autoinducţie polarizează direct dioda D, care se deschide şi permite reîncărcarea condensatorului C0 cu cantitatea de sarcină pe care a cedat-o sarcinii pe durata conducţiei comutatorului electronic. Constanta de timp de demagnetizare a bobinei este dată de relaţia (1.16).

Variaţia totală a curentului prin bobină pe durata blocării comutatorului electronic va fi dată de relaţia:

2( ) (1 )D out out

L r i rU U Ui T t T

L Lξ

− −∆ ≅ ⋅ − ≅ ⋅ − ⋅ . (1.20)

Funcţionarea schemei convertorului flyback în regim de echilibru se asigură dacă se egalizează energia magnetică acumulată cu cea care este cedată, respectiv dacă se asigură respectarea egalităţii 1 2L Li i∆ = ∆ .

Folosind expresiile (1.16) şi (1.20) se va putea obţine relaţia de legătură dintre tensiunea de ieşire şi condiţiile de alimentare şi comandă, astfel:

1out inU Uξξ

= ⋅−

. (1.21)

Rezultă că prin asigurarea unui factor de umplere al impulsurilor de comandă adecvat aceeaşi schemă poate lucra drept convertor inversor coborâtor de tensiune pentru 0,5ξ < , respectiv convertor inversor ridicător dacă 0,5ξ >> .

Factorul de ondulaţie al tensiunii de ieşire este determinat şi în acest caz de pierderea de sarcină din condensatorul de netezire C0 pe durata conducţiei tranzistorului comutator şi al transferului de energie pe sarcină. Ca urmare, expresia (1.19) este valabilă şi în acest caz, factorul de ondulaţie fiind cu atât mai mic cu cât perioada de repetiţie a impulsurilor de comandă este mai mică.

Se poate realiza foarte simplu transformarea convertorului flyback în variantă neinversoare de polaritate, prin utilizarea unui transformator de impulsuri de cuplaj, cu înfăşurările cuplate antifază, ca în figura 1.12.

D

C0 L1

Rs

–

+

Uout UL

UCE iD

iL1 Ucom

iC

–

+

Uin

Fig. 1.12 Convertor CC-CC ridicător, cu inversare

L2

iL2

*

*

Un prim avantaj al schemelor de convertoare CC-CC cu transfer indirect

este faptul că sarcina este protejată în cazul scurtcircuitării tranzistorului

25

comutator, datorită faptului că în acest caz dioda serie cu sarcina va fi tot timpul blocată. Pe de altă parte, datorită faptului că este constantă pe duratele palierelor impulsurilor tensiunea la bornele bobinei de şoc, utilizată ca acumulator de energie magnetică, se poate realiza foarte simplu configuraţie de convertor cu separaţie între intrare şi ieşire, dar această configuraţie are randament mai mic.

Ca dezavantaj important se poate menţiona consumul propriu relativ mare de curent împreună cu o tensiune colector-emitor de valori mari pentru tranzistorul comutator, motiv pentru care se cere respectarea condiţiei

( )max 1,2CE out inU U U≥ × + . Utilizând aceleaşi valori ale inductanţei de şoc L şi condensatorului de

filtrare la ieşire C0, în cazul convertoarelor cu transfer indirect se obţine un factor de ondulaţie al tensiunii de ieşire mai mare decât în cazul celor cu transfer direct.

Cu toate aceste dezavantaje menţionate, schemele de convertoare CC-CC cu transfer indirect de energie sunt cele mai folosite în practică datorită simplităţii constructive şi funcţionale, datorită posibilităţii de a comanda şi regla dinamic valoarea tensiunii de ieşire prin factorul de umplere al impulsurilor de comandă (impulsuri dreptunghiulare folosite ca semnal pilot), utilizându-se frecvenţă de repetiţie constantă, care se alege întotdeauna deasupra domeniului de audiofrecvenţă ( 20 kHz , 50r rf T sµ≥ ≤ ).

În ceea ce priveşte schemele de convertoare CC-CC care lucrează în regim

autooscilant, cu comutatoare electronice care au ca sarcină transformatoare de impulsuri, acestea sunt folosite în scheme de convertoare ridicătoare de tensiune, cu izolare, la care există factor de multiplicare al tensiunii de intrare de cel puţin 20 de ori, la un curent de ieşire de cel mult 10mA. Aceste scheme sunt derivate din scheme de generatoare blocking, dar sunt asigurate condiţii de lucru care conduc la saturaţia miezului magnetic al transformatorului de impulsuri de sarcină-reacţie-cuplaj, aşa cum este prezentată schema din figura 1.13.

Trebuie remarcat faptul că aceste scheme funcţionează numai cu elemente active semiconductoare care permit circulaţia unui curent semnificativ (microamperi), în ambele sensuri prin electrodul de comandă, adică numai tranzistoare bipolare.

S-au folosit cel mai frecvent pentru asigurarea tensiunii de alimentare anodică a tuburilor cu 8, 9 sau 10 digiţi (60V÷100V) la calculatoarele de buzunar modele mai vechi, încărcarea condensatoarelor acumulatoare de energie pentru lămpi de blitz din aparate fotografice portabile (250V÷500V), pentru încărcarea dispozitivelor portabile de apărare individuală, bazate pe descărcări electrice la contactul cu agresorul (600V÷2kV) etc.

Principalul lor avantaj este simplitatea funcţională şi factor de multiplicare mare, uşor de adaptat funcţie de consumatorii cărora trebuie să le furnizeze tensiuni continue, dimensiuni foarte mici întrucât nu necesită circuit aferent de

26

furnizare a impulsurilor de comandă, factor de ondulaţie al tensiunilor de ieşire comparabil cu cel al schemelor de convertoare cu transfer indirect fără izolare, analizate anterior.

27

Dezavantajele acestor scheme constau în aceea că necesită impulsuri de amorsare a procesului de oscilaţie, au frecvenţe de lucru şi performanţe de conversie foarte strâns dependente de parametrii de amplificare şi de comutaţie ai

TI Lr

Us

Ls

Lp

+

–

UC

+

–

RB1

UB

RB2

Uout

K

CB

t0

Idiv

Uin /RB1 Uin /(RB1+RB2)

*

D

C0 Rs

ID=Is

IC

Uin

Idiv

t

UC

UCE sat t

( )in out p sU U N N+ ⋅

t

t

UB

Uout ∆U

UBE sat

Fig. 1.13 Convertor CC-CC ridicător, auto-oscilant

*

*

T

Uin Uscr

UBE d

Us t

Uout+UD

( )C r pU N N−∆ ⋅

∆UC

( )C s pU N N∆ ⋅

IC , ID

t

ICM IDM

t

T2

T1

IC med

28

tranzistoarelor folosite drept comutatoare electronice, dar şi de caracteristicile constructive ale transformatoarelor de impulsuri.

Prin închiderea întrerupătorului K se aplică un impuls de pornire schemei. Divizorul de polarizare din baza tranzistorului este astfel calculat încât prin tranzistorul T să circule un curent de colector foarte mic (sub 0,1 mA) în vecinătatea regiunii de blocare.

Curentul de colector are valoare iniţială mică şi tendinţa de creştere ca urmare a polarizării pozitive a bazei după momentul t0. La bornele primarului transformatorului de impulsuri apare o tensiune electromotoare care se induce în înfăşurarea de reacţie cu polaritate contrară datorită cuplajului antifază. Polaritatea tensiunii electromotoare obţinută la bornele înfăşurării de reacţie favorizează executarea comutaţiei directe şi saturarea rapidă a tranzistorului T, ceea ce duce la scăderea bruscă a tensiunii colector-emitor la valoarea UCE sat.

Transformatorul de impulsuri este realizat cu trei înfăşurări care au numerele de spire: primar Np; secundar de reacţie Nr; secundar de cuplaj cu sarcina Ns. Corespunzător se obţin raporturile de transformare: de reacţie

1r r pn N N= < ; de sarcină 1s s pn N N= > pentru convertoare ridicătoare. Curentul de magnetizare a miezului transformatorului de impulsuri, raportat

la circuitul primarului, va fi dat de relaţia:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )srm p r r s s C B D

p p

NNi t i t n i t n i t i t i t i tN N

= − ⋅ + ⋅ ≅ − + . (1.22)

Tranzistorul şi dioda din secundar conduc în contratimp, iar contribuţia înfăşurării de reacţie la procesul de magnetizare este nesemnificativă şi se poate neglija în majoritatea situaţiilor.

Inductanţa echivalentă de magnetizare este dată de relaţia:

2p cpr p r cps p s p L pL L k L L k L L L A N= − ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ≅ ≅ ⋅ , (1.23)

în care se consideră cuplaje slabe între înfăşurări ( 1; 1cpr cpsk k<< << ), iar pentru miezurile de ferită folosite în mod frecvent se ţine cont de inductanţa specifică AL , de ordinul a mii nanohenry pe spire la pătrat (nH/sp2).

Procesul tranzitoriu de magnetizare este de ordinul întâi şi se obţine pe durata conducţiei tranzistorului o variaţie a curentului de colector de forma:

1( ) ( ) [1 exp( )]m C CM mi t i t I t τ≅ = ⋅ − − , (1.24)

în care valoarea curentului maxim se determină din condiţia de asigurare a puterii necesare în sarcină, iar constanta de timp de magnetizare se determină pe baza unei scheme echivalente raportată la primar, conform relaţiei:

1 2 2

2 2|| ( ) || ( )

p pm r

ech CEsatp pCEsat s B

s r

L LL TR rN N

r R RN N

τ = ≅ ≅ >>

⋅ ⋅

. (1.25)

29

În majoritatea situaţiilor practice se admite ipoteza că randamentul transformatorului de impulsuri este 0,6 0,8TIη = ÷ , iar valoarea curentului mediu de colector necesar se determină cu relaţia:

s s outCmed

TI p TI in

P I UIU Uη η

⋅≅ =

⋅ ∆ ⋅. (1.26)

Dacă se acceptă notaţiile din figura 1.13, T1 pentru intervalul de timp în care tranzistorul comutator conduce, respectiv T2 intervalul de timp cât tranzistorul comutator este blocat, neglijând timpii de comutaţie care sunt foarte mici la etajele comutatoare cu sarcini inductive, se poate accepta că perioada de repetiţie a semnalului pilot va fi 1 2rT T T≅ + , iar curentul maxim de magnetizare se va deduce considerând curentul mediu de colector ca o componentă continuă a acestuia, rezultând relaţia:

1

22 s rCM Cmed

TI in

P TI IU Tξ η

⋅ ⋅= ⋅ =

⋅ ⋅. (1.27)

Ţinând cont de relaţia (1.25) rezultă: 2

1 1 1

1( ) [1 1 ...]2!m CM CM

m m m

t t ti t I Iτ τ τ

≅ ⋅ − + − ⋅ + ≅ ⋅

. (1.28)

Tensiunea electromotoare obţinută la bornele înfăşurării de reacţie se va obţine conform relaţiei:

d ( )( ) constantdmr

r in CEsat CMp

i tNe t U L r IN t

= = ⋅ ≅ ⋅ = . (1.29)

Această tensiune electromotoare reprezintă sursa de polarizare pozitivă a bazei tranzistorului comutator pe durata conducţiei acestuia, precum şi sursa de încărcare a condensatorului CB. Pe măsură ce tensiunea pe condensator creşte exponenţial, foarte rapid întrucât constanta de timp de încărcare este

1 2( || || )BiC B B B BEsat B BEsatC R R r C rτ = ⋅ ≅ ⋅ , tensiunea bază-emitor a tranzistorului

scade exponenţial cu aceeaşi constantă de timp, întrucât în orice moment se respectă teorema a II-a Kirchhoff în circuitul bazei:

( ) ( ) ( )Br C BEe t u t u t= + . (1.30)

Simultan cu procesul de încărcare a capacităţii din circuitul de bază se realizează modificări ale sarcinii electrice acumulate în bază pe durata saturaţiei. Constanta de timp de comutaţie a tranzistorului în montaj emitor comun se poate calcula cu relaţia:

21(1 ) (2 )E Th fβ α ατ β τ β ω π= ⋅ = ⋅ ≅ ⋅ , (1.31) în care intervin parametrii de catalog ai tranzistorului, factorul de transfer în curent 21Eh şi frecvenţa de tranziţie fT.

În cazul tranzistoarelor bipolare cu siliciu, planar epitaxiale, care sunt cel mai frecvent folosite ca elemente comutatoare, se respectă inegalitatea

30

BiCβτ τ<< , ceea ce face ca sarcina de purtători în exces din bază să crească brusc odată cu deschiderea tranzistorului, după care începe un proces de scădere sistematică a acesteia până la limita de ieşire din saturaţie a tranzistorului, eveniment ce se produce la finalul intervalului de timp T1.

Pe durata conducţiei tranzistorului variaţia curentului de bază va fi exprimată prin relaţia:

( ) (0) (0)( ) exp 1 expB B B

B B

C C CpB

BEsat iC r in iC

u u uNt ti tr N Uτ τ

∞ − ∆ = ⋅ − = − ⋅ ⋅ −

. (1.32)

Dacă pe durata încărcării condensatorului survine şi saturaţia miezului magnetic al transformatorului de impulsuri, atunci are loc o diminuare semnificativă a inductanţei specifice, implicit a inductanţei echivalente de magnetizare. Din relaţia (1.29) se poate deduce uşor că

1( ) ( )d ( )inm L C

Ui t u t t t i tL L

= ⋅ = ⋅ ≅∫ . (1.33)

Scăderea semnificativă a inductanţei de magnetizare va conduce la creşterea vitezei de variaţie a curentului de colector şi a valorii maxime a acestuia, fapt care nu se poate asigura prin scăderea sistematică a curentului de bază, după cum s-a menţionat anterior, provocându-se ieşirea din saturaţie a tranzistorului comutator.

La ieşirea din saturaţie se produce o tendinţă de creştere a tensiunii colector-emitor a tranzistorului, ceea ce determină o tendinţă de scădere a curentului de colector. Conform principiului autoinducţiei se inversează polaritatea tensiunii electromotoare la bornele primarului şi, implicit, polarităţile tensiunilor electromotoare la bornele tuturor înfăşurărilor secundare.

Tensiunea electromotoare care apare la bornele înfăşurării de reacţie negativează brusc baza tranzistorului, care va fi nevoit să execute comutaţia inversă forţată. Prin blocarea tranzistorului se diminuează efectul de şuntare pe care îl avea acesta asupra înfăşurărilor transformatorului de impulsuri. Ca urmare, demagnetizarea miezului transformatorului de impulsuri se va realiza printr-un proces tranzitoriu de ordinul al 2-lea, în regim oscilatoriu amortizat.

Schema echivalentă a transformatorului de impulsuri în acest caz este prezentată în figura 1.14. Inductanţa echivalentă este dată de relaţia (1.23), celelalte elemente fiind exprimate prin relaţiile:

1 22 2

2 2

|| || || ,

,

B B BEbl D s

r s

pp CE m pr r ps s

R R r R RRn n

C C C C C n C n

+=

= + + + ⋅ + ⋅

(1.34)

în care intervin rapoartele de transformare, rezistenţa diodei RD, rezistenţele de polarizare şi de sarcină transferate în circuitul primarului, capacităţile parazite

31

transferate la primar ale înfăşurărilor transformatorului de impulsuri, capacitatea parazită a montajului Cm şi cea de ieşire a comutatorului electronic CCE.

C R uL

Uin

iT

Fig. 1.14 Schema echivalentă pentru demagnetizarea

miezului transformatorului de impulsuri

L

iL iC iR

Conform primei teoreme Kirchhoff, curentul principal prin tranzistor va fi

dat de relaţia:

0

( ) ( ) ( ) ( )1 d ( ) ( )( )d 0

d

T L C R

L LL CB

i t i t i t i tu t u tu t t C I

L t R

= + + =

= ⋅ + ⋅ + = ≅∫. (1.35)

Derivând această relaţie se va obţine următoarea ecuaţie diferenţială: 2

2d 1 d 1 0

ddL L

Lu u u

R C t L Ct+ ⋅ + ⋅ =

⋅ ⋅. (1.36)

Introducând notaţiile pentru pulsaţia oscilaţiilor libere 20 1 ( )L Cω = ⋅

(Thomson), respectiv pentru coeficientul de amortizare 1 (2 )a R Cδ = ⋅ ⋅ , atunci relaţia (1.36) devine formă canonică de ecuaţie diferenţială de ordinul 2, omogenă a cărei soluţie generală se poate scrie sub forma:

22 20

02 20

( ) exp( ) sh( )inL a a

a

Uu t t tωδ δ ω

δ ω

⋅= ⋅ − ⋅ ⋅ ⋅ −

−, (1.37)

Dacă miezul magnetic al transformatorului de impulsuri este saturat, atunci

0 aω δ>> , ceea ce face ca discriminantul ecuaţiei caracteristice să fie complex şi apare în circuit un regim oscilatoriu amortizat a cărui pulsaţie va fi:

222 2

0 0 020

1 12

aaj

Rδ ρ

δ ω ω ωω

Ω = ⋅ − = ⋅ − = ⋅ − ⋅ , (1.38)

unde s-a introdus şi notaţia L Cρ = , pentru impedanţa caracteristică a circuitului oscilant derivaţie echivalent.

Relaţia (1.37) se va particulariza în acest caz astfel:

0( ) exp( ) sin( )L in au t U t tωδ= ⋅ − ⋅ ⋅ Ω ⋅

Ω, (1.39)

32

Întrucât 0ω > Ω , conform relaţiei (1.38), este de aşteptat ca după blocarea tranzistorului pe colectorul acestuia să apară o supracreştere de tensiune, care este transmisă şi în secundarul sarcinii, deschizând dioda D. După deschiderea diodei, tensiunea care se obţine pe colectorul tranzistorului blocat va fi dată de expresia:

( ) pD outC in in out

s s

NU UU U U Un N+

∆ = + ≅ + ⋅ . (1.40)

Considerând variaţii infinitezimale ale curentului prin bobina echivalentă a transformatorului de impulsuri se poate scrie:

d const.d

LL L L

iu L U t L it

= ⋅ ⇒ ⋅ ∆ = ⋅ ∆ = (1.41)

Scriind această relaţie pentru primar şi pentru secundar se obţine ecuaţia:

1 2 2 ( ) outin

s

UU T T Tn

⋅ + = ⋅ (1.42)

Conform acestei ecuaţii rezultă următoarea expresie a tensiunii de ieşire faţă de condiţiile de alimentare şi perioada de oscilaţie:

2

1 s rout in s in

p

N TU U n UN T ξ

= ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ (1.42)

Rezultă clar că pentru a obţine un factor de multiplicare mare trebuie să se utilizeze raport de transformare supraunitar cu sarcina şi factor de umplere al impulsurilor cât mai mic (regim specific generatoarelor blocking). Pentru valori uzuale de 0,05ξ ≤ şi 10sn ≥ rezultă că se pot obţine relativ uşor factori de multiplicare de 200 (de la 3V la 600V pentru aplicaţii foto).

Dezavantajul major al acestui tip de convertor CC-CC este faptul că este foarte greu de stabilizat nivelul tensiunii de ieşire faţă de variaţii ale tensiunii de intrare şi faţă de variaţiile sarcinii, întrucât aceasta ar presupune controlul riguros al energiei magnetice înmagazinate pe durata unui ciclu de funcţionare (o perioadă de repetiţie).

1.4 Convertoare CC-CC realizate cu circuite integrate

Pentru realizarea în variantă integrată a convertoarelor CC-CC se poate

folosi principiul acumulării capacitive (Charge pump) cu comutatoare multiple sincronizate sau principiul acumulării inductive (boost, buck, flyback) cu comutatoare electronice integrate.

Foarte multe dintre convertoarele CC-CC integrate realizate de firma MAXIM (SUA) folosesc acumularea capacitivă. Folosirea capacitaţilor pentru acumularea şi transferul energiei oferă avantajul unor dimensiuni şi preţuri mai reduse faţă de schemele cu inductanţe, dar au şi dezavantajul unei versatilităţi mai

33

mici în aplicaţii şi inerţie în funcţionare, întrucât condensatoarele nu pot să-şi schimbe brusc nivelul de tensiune la borne.

Circuitul integrat tip ICL7660 (MAX 1044) inversor de polaritate în tehnologie CMOS, pentru tensiuni continue în gama 3÷10 V, poate fi considerat prototipul clasic al convertoarelor CC-CC integrate cu acumulare capacitivă de sarcină. Prin conectarea pinului LV (Low Voltage) la masă se lucrează cu tensiuni continue în gama 1,5÷3,5 V.

Datele de catalog sunt prezentate în anexa 1. În figura 1.15 este prezentat modul de conectare de bază şi principiul de

funcţionare al schemei de comutaţie a acestui circuit integrat. Generatorul de impulsuri dreptunghiulare este încorporat şi este de tipul cu operatori logici inversori şi reacţie printr-un singur circuit RC, pentru frecvenţe de repetiţie în gama 2÷10 kHz şi factor de umplere 0,5. Comutatoarele S1, S3 şi S2, S4 sunt realizate cu tranzistoare MOS, lucrează alternant, fiecare pereche într-un semiciclu de funcţionare.

VOUT Cap– LV GND OSC Cap+ V+ NC 1

2

3

4

8

7

6

5

C1 C2

–U

+U

ICL 7660

C1 C2

V+

VOUT

OSC

+Cap S1 S2

S3 S4

Fig. 1.15 Exemplu de convertor CC-CC inversor de polaritate Pe durata palierului impulsului pozitiv generat ca semnal pilot se realizează

închiderea comutatoarelor S1, S3, ceea ce conduce la încărcarea condensatorului de acumulare C1 la nivelul tensiunii de intrare V+. În al doilea semiciclu de funcţionare, corespunzător pauzei dintre impulsurile pilot, se blochează comutatoarele S1, S3, şi se deschid comutatoarele S2, S4, asigurând condiţii pentru transferul sarcinii din C1 în condensatorul recipient de ieşire C2. Transferul de sarcină se face în proporţie de peste 98%, indiferent de nivelul tensiunii de intrare şi pentru sarcină conectată la ieşire mai mare de 150Ω (curent de ieşire maxim 50mA).

Capacităţile montate în exteriorul circuitului integrat trebuie să respecte condiţiile recomandate de producător: 1 2C C≥ , 1 [10 ,470 ]C F Fµ µ∈ . Uzual se lucrează cu 1 2C C= .

Prin extensie cu mai multe circuite integrate conectate în cascadă se poate obţine un convertor CC-CC inversor cu multiplicare de tensiune, conform schemei din figura 12, pagina 10 a anexei 1. Se pot monta în cascadă maxim 10 celule, dar odată cu tensiunea de ieşire se va multiplica şi impedanţa de ieşire

34

reducându-se proporţional curentul maxim debitat, ceea ce reprezintă un mare dezavantaj al acestor variante de convertoare.

Aceste tipuri de convertoare inversoare sunt folosite în echipamente mobile pentru a obţine surse diferenţiale din baterii monopolare.

Între timp au apărut şi alte tipuri de circuite integrate bazate pe acelaşi principiu, cu frecvenţe de comutaţie mai mari, deasupra domeniului audio, cu rezistenţe proprii ale comutatoarelor MOS mai mici. Aceste îmbunătăţiri permit operarea cu capacităţi mai mici de acumulare şi de ieşire şi sunt capabile să furnizeze curent mai mare la ieşire, până la 200mA. Exemple de astfel de circuite sunt: MAX 660, MAX 860 şi MAX 861, MAX 1680 şi MAX 1681. Toate acestea pot fi configurate ca inversoare, divizoare sau multiplicatoare de tensiune continuă.

Cele mai numeroase circuite integrate realizate pentru aplicaţii de conversie CC-CC sunt realizate pentru a permite obţinerea tensiunii de ieşire pe baza acumulării de energie în inductanţe de şoc.

Circuitele integrate din familia MAX 641/642/643 sunt specializate pentru conversie CC-CC ridicătoare de tensiune, neinversoare de polaritate, presetate pentru 5V/12V/15V la ieşire, dar prezintă şi posibilitatea ajustării nivelului tensiunii de ieşire folosind un divizor rezistiv adecvat în exteriorul circuitului integrat. Puterea de ieşire maximă este 10W şi poate fi obţinută prin faptul că elementul comutator de putere este un MOSFET cu canal N comandat pe grilă de impulsuri obţinute la ieşirea EXT(ernal drive) a circuitului integrat (a se vedea anexa 2).

Configuraţia terminalelor şi semnificaţia terminalelor este prezentată în figura 1.16. Tensiunea de referinţă internă a acestor circuite este 1,31VrefU = .

Pin Cod Denumire 1 LBI Low Battery Input 2 LBO Low Battery Output 3 GND Ground (Masa) 4 LX Inductance pin

in low power connection 5 VOUT Voltage Output 6 EXT External Drive 7 VFB Voltage Factory

Boost connection 8 COMP Compensation (for ripple)

Schema unui convertor CC-CC ridicător de tensiune, experimentat pe baza

recomandărilor de catalog, este prezentată în figura 1.17. Ca tranzistor MOSFET comutator s-a utilizat un BUZ 71A, Siemens, dintr-o sursă de calculator PC.

VOUT LX EXT GND VFB LBO COMP LBI 1

2

3

4

8

7

6

5

MAX 641/642/643

Fig. 1.16 Detalii privind circuitele integrate MAX 641/642/643

35

Acest tranzistor are curent maxim de drenă 13A, tensiune maximă drenă-sursă 50V, cu timpi de comutaţie proprii sub 0,1µs. Se poate utiliza şi un echivalent Motorola, MTM 25N05L, acelaşi tip de capsulă TO 220.

BUZ 71A

C0 220 µF

R2 100 kΩ

R1 1 MΩ

L 33 µH

DRR 114

MASA

Uin + 4,5 V

Uout + 15 V/ 50 mA

Fig. 1.17 Exemplu de convertor CC-CC ridicător de tensiune, cu circuit integrat MAX 643

LBI COMP LBO VFB GND EXT LX VOUT 5

6

7

8

4

3

2

1

MAX 643

Schema convertorului prezentat în figura 1.17 este foarte simplă, are

randament în jurul valorii 0,8, dar condiţiile de polarizare ale circuitului integrat nu permit obţinerea unei tensiuni de ieşire mai mare de +15V, ceea ce face să nu convină din punctul de vedere al temei acestui proiect.

O altă cale de ridicare a tensiunii continue, folosind circuite integrate şi acumulare de energie în inductanţă, este utilizată în convertoarele CC-CC pentru alimentarea motoarelor electrice de curent continuu care absorb curent în gama 50÷100mA. Astfel, pentru rezolvarea problemelor de alimentare a motoarelor din radiocasetofoanele portabile, care au tensiune nominală uzuală de 9V, la firma Motorola s-a proiectat şi realizat familia de circuite integrate MC33063, MC34063. Pentru radiocasetofoane walkman, alimentate la 3V, se foloseşte schema de conectare a circuitului integrat pentru a realiza conversia CC-CC cu ridicarea tensiunii, iar pentru radiocasetofoane auto, alimentate la 12V (autoturisme) se foloseşte schema de conexiune a convertorului coborâtor de tensiune, în regim de stabilizator de tensiune continuă.

Convertoarele CC-CC integrate realizate la firma Motorola au codurile, cu sufixele: AP1 pentru capsule DIL (Dual In Line) şi terminale pentru plantare în cablaje cu găuri; AD pentru capsule DIL şi terminale profilate SMD (Surface Mounted Devices – dispozitive cu montare pe suprafaţa plăcii de cablaj imprimat).

Aceste sufixe desemnează circuite integrate la care domeniul temperaturilor de lucru este 0÷+70°C, iar sufixele AVP, respectiv AVD, desemnează circuite integrate care pot funcţiona în gama −40°C÷+125°C.

36

Schema bloc a unui circuit integrat din familia MC34063 este prezentată în figura 1.18.

S Q R

1

2

IPK OUT OSCILATOR C 3

7

8

6

5

1,25 V

UREF = UP

4 GND MASA

TC CONDENSATOR TEMPORIZARE

SE EMITOR

COMUTATOR

SC COLECTOR

COMUTATOR

IV (IPK) PROTECTIE

DC COLECTOR

DRIVER

IIC - IN. INV. COMPARATOR

UIN VCC

Fig. 1.18 Schema bloc a circuitului integrat MC 34063AP

100 Ω

T1

T2

Aceste convertoare funcţionează pe baza reglajului automat, în buclă

închisă, realizat asupra duratei impulsurilor obţinute la ieşirea bistabilului RS, implicit asupra factorului de umplere al acestora. Frecvenţa impulsurilor se încadrează în gama kHz100200 ÷=f şi este determinată de condiţiile de polarizare şi de valoarea capacităţii de temporizare CT, conectată extern între pinul 3 şi masa electrică a circuitului (pin 4-GND).

Schema de principiu a unui convertor CC-CC cu ridicare de tensiune pentru experimente este prezentată în figura 1.19.

37

R2

5 IIC GND 4 6 Vcc TC 3 7 IPK SE 2 8 DC SC 1

MC 34063AP1

L

Fig. 1.19 Convertor CC-CC ridicător de tensiune cu circuit integrat MC 34063

Do 1N4148

RL Cin

CT

+Uin

R1

RSC

C0

+Uout

Detalii privind familia de convertoare CC-CC MC34063 sunt prezentate în

anexa 3. Tensiunea de referinţă internă a acestor circuite este 1,25VrefU = . Tensiunea de intrare poate varia în domeniul de valori V403 ÷=inU .

Curentul de ieşire poate avea valoare maximă mA175=oI , iar puterea disipată maximă este W25,1=dP .

Curentul care circulă prin divizorul rezistiv R1, R2 de la intrarea inversoare a comparatorului se alege în gama 0,1÷1mA, conform recomandărilor din catalog. Acest divizor este menit a prelua o fracţiune din tensiunea de ieşire şi a o compara cu tensiunea de referinţă internă, asigurând astfel semnal eroare pentru bucla de reacţie.

Rezistenţa RL este rezistenţa de sarcină a tranzistorului driver T2 , care formează împreună cu tranzistorul comutator T1 un montaj Darlington cu performanţe de funcţionare în comutaţie foarte bune.

Rezistenţa RSC este traductor curent-tensiune pentru schema de protecţie a convertorului faţă de scurtcircuit accidental pe ieşire sau faţă de un consum mai mare de 2A, acţionând prin blocarea funcţionării generatorului de impulsuri intern, ceea ce va conduce la anularea tensiunii de ieşire. Dacă scurtcircuitul persistă la ieşire atunci rezistenţa RSC se va supraîncălzi şi în cele din urmă se va întrerupe.

Randamentul schemelor de convertoare CC-CC realizate cu circuite integrate din această familie este peste 0,85, atunci când frecvenţa semnalului pilot este 100 kHz. Tensiunea de ondulaţie nu depăşeşte 0,4V (1% din tensiunea de ieşire) şi poate fi redusă sub 50 mV prin folosirea unui filtru suplimentar de netezire la ieşirea schemei de convertor.

Ţinând cont de specificaţiile acestui circuit integrat şi de regimurile sale de lucru posibile el poate fi o alegere justificată pentru a răspunde cerinţelor formulate prin tema acestui proiect.

38

Pentru a răspunde unor cerinţe de conversie CC-CC, la nivel de tensiune şi de putere precizat, se poate opta şi pentru achiziţia unor subansamble specializate, realizate ca module hibride integrate. Există oferte numeroase oferte de la concernele americane specializate în module electronice de putere, VICOR , CURTIS, sau altele, pentru aplicaţii industriale sau pentru aplicaţii militare speciale. Totuşi, costurile acestor module sunt destul de ridicate, sunt arhitecturi tipizate pentru o gamă largă de aplicaţii, iar dimensiunile lor nu sunt minimizate. Reproiectarea la cerere, a unor soluţii constructive de către specialiştii firmelor respective, atrage după sine cheltuieli estimate la 10 000÷30 000 USD pentru Power Electronic Engineering şi pentru un lot minim de 1000 module convertoare achiziţionate.

Aceste costuri importante reprezintă unul din principalele motivaţii pentru demersurile de a realiza prin eforturi proprii convertoare relativ ieftine, cu dimensiuni relativ mici şi adecvate unui număr cât mai mare de aplicaţii.