Cap 8

226

� Preliminarii � Stabilizatoare parametrice � Configuraţii standard � Exemplu de stabilizator cu reacţie

Capitolul 8

Stabilizatoare de tensiune continuă

Stabilizatoarele de tensiune continuă reprezintă circuite electronice care în mod uzual se intercalează între circuitele de redresare şi consumator, pentru a asigura o tensiune continuă şi, important, constantă consumatorului. Există cel puţin trei motive care justifică prezenţa lor şi anume:

� tensiunea continuă de la ieşirea redresorului variază funcţie de tensiunea alternativă de la intrare;

� tensiunea continuă de la ieşirea redresorului variază funcţie de valoarea curentului debitat.

� tensiunea continuă de la ieşirea redresorului variază funcţie de temperatură

Cunoscute în literatura de specialitate şi sub denumire de surse stabilizate, stabilizatoare de tensiune continuă sunt realizate atât în tehnologie integrată cât şi discretă. Din punct de vedere topologic există o multitudine de variante. Prezentul capitol îşi propune să prezinte câteva dintre soluţiile de principiu care stau la baza variantelor constructive. Din acest punct de vedere capitolul este structurat după cum urmează:

� Subcapitolul întâi este dedicat problemelor generale. Sunt definiţi parametrii de interes ai stabilizatoarelor. De asemenea sunt prezentate mai multe tipuri de clasificări ce se întâlnesc în literatura de specialitate.

� Subcapitolul doi prezintă problemele specifice ale stabilizatoarelor parametrice.

� Subcapitolul trei - şi ultimul de altfel – detaliază câteva dintre soluţiile uzuale utilizate de circuitistica stabilizatoarelor cu reacţie. Sunt prezentate soluţii de principiu.

Circuite electronice

227

� Subcapitolul patru prezintă un exemplu practic de stabilizator cu reacţie. Sunt prezentate soluţii de detaliu ale unor probleme.

În final trebuie menţionat că acest capitol nu prezintă stabilizatoarele în comutaţie.

8.1 Preliminarii

Stabilizatorul de tensiune este un circuit care asigură la ieşire o tensiune independentă de:

� tensiunea de alimentare; � curentul de ieşire; � temperatură.

Figura 8.1 prezintă modul de definire ale principalelor mărimi electrice utilizate în studiul stabilizatoarelor.

unde:

uRED, iRED tensiunea şi curentul de alimentare a stabilizatorului. Indicele "RED" semnifică faptul că aceste mărimi sunt culese de la ieşirea unui redresor.

uL, iL tensiunea şi curentul debitate de stabilizator. RL consumatorul (sarcina)

Ţinând cont de notaţiile introduse în figura 8.1, se poate scrie:

uL=uL(uRED,iL,T) (8.1)

unde T este temperatura. Diferenţiind (8.1) se obţine:

dTTu

diiu

duuu

du LL

L

LRED

RED

LL ∂

∂+

∂

∂−−

∂

∂= (8.2)

Relaţia (8.2) permite definirea unor parametri diferenţiali după cum urmează:

∂

∂=

RED

L

uu

1S (8.3)

iLStabilizator

detensiune

uRED uL RL

iRED

Figura 8.1 Schema bloc a unui stabilizator de tensiune

Stabilizatoare de tensiune continuã

228

denumit coeficient de stabilizare,

L

Lo i

ur

∂

∂−= (8.4)

denumit rezistenţă de ieşire (semnul minus apare datorită sensului ataşat curentului iL în figura 8.1, sens opus celui uzual în teoria diporţilor liniari) şi,

Tu

S LT ∂

∂= (8.5)

denumit coeficient de stabilizare termică.

Dacă trecem la diferenţe finite,

LL udu ∆≅ (8.6)

REDRED udu ∆≅ (8.7)

LL idi ∆≅ (8.8)

TdT ∆≅ (8.9)

relaţiile (8.2)÷(8.5) se aproximează astfel:

TTu

iiu

uuu

u

constI

constREDUL

L

constT

constREDIL

LRED

constT

constLIRED

LL

L

∆∆

∆+∆

∆

∆+∆

∆

∆≅∆

=

=

=

=

=

= (8.10)

Pentru parametrii diferenţiali definiţi anterior se obţin expresiile aproximative:

constT

constLiRED

LRED

L

u

u

1

uu

1S

=

=∆

∆

≅

∂

∂= (8.11)

constT

constREDuL

L

L

Lo i

uiu

r=

=∆∆

−≅∂∂

−= (8.12)

consticonstREDu

LLT

LTu

Tu

S=

=∆

∆≅

∂

∂= (8.13)

relaţiile (8.11)÷(8.13) sunt utile pentru dezvoltarea unor metode de măsură a parametrilor amintiţi. Dacă, în continuare, variaţiile finite sunt aproximate cu semnalul mic, conform (8.14)÷(8.16):


229

lL Uu ≅∆ (8.14)

redRED Uu ≅∆ (8.15)

lL Ii ≅∆ (8.16)

relaţia (8.2) devine:

TT

UI

IU

UUU

UconstI

constREDUl

l

constT

constREDUl

lred

constT

constLIred

ll

L

∆∆

++≅

=

=

=

=

=

= (8.17)

Relaţia (8.17) permite extinderea parametrilor diferenţiali în condiţii de semnal mic după cum urmează:

constT

constLIred

lRED

L

U

U

1

uu

1S

=

=

≅

∂

∂= (8.18)

constT

constREDUl

l

L

Lo I

Uiu

r=

=≅

∂∂

−= (8.19)

constI

constREDUlL

T

L

TU

Tu

S

=

=∆≅

∂

∂= (8.20)

Avantajul relaţiilor (8.18) ÷ (8.20) rezidă din faptul că ele permit estimarea valorii acestor parametrii prin simpla inspecţie a schemei electrice a stabilizatorului.

Clasificări uzuale ale stabilizatoarelor. Există mai multe criterii de clasificare a stabilizatoarelor. Se vor prezenta numai trei dintre ele şi anume:

� după principiul de funcţionare; � după mărimea electrică comandată; � după alura caracteristicii externe.

1. După principiul de funcţionare stabilizatoarele se împart in:

� parametrice; funcţionarea lor se bazează pe neliniaritatea caracteristicii curent-tensiune a unui dispozitiv electronic (de obicei diodă Zener)

� cu reacţie; funcţia de stabilizare este realizată prin intermediul unei reacţii negative; această clasă de stabilizatoare, de altfel cea mai răspândită, se împarte în alte două subclase:


230

• subclasa stabilizatoarelor în comutaţie; cele în care dispozitivele active lucrează în comutaţie

• subclasa stabilizatoarelor analogice; cele în care dispozitivele active lucrează în regim normal; în principiu ele lucrează în regim liniar

2. După mărimea electrică comandată există de asemenea două subclase: • stabilizatoare serie, stabilizatoare care sunt conectate în serie cu

sarcina. Figura 8.2 prezintă o asemenea situaţie. Se poate observa că stabilizatorul a fost reprezentat ca o rezistenţă variabilă. Din acest

punct de vedere întreg ansamblul se comportă ca un divizor de tensiune, rezistenţa variabilă fiind astfel comandată, încât tensiunea pe sarcină să rămână constantă.

• stabilizatoare paralel, stabilizatoare care sunt conectate în paralel cu sarcina. În figura 8.3 se prezintă schema de conectare a unui asemenea stabilizator. De această dată întreg ansamblul se comportă

ca un divizor de curent, aceasta explicând necesitatea introducerii rezistenţei de balast RB

3. După alura caracteristicii externe a redresorului. Caracteristica externă a unui redresor reprezintă legătura funcţională:

UL=UL(IL) (8.21)

unde:

UL componenta continuă a tensiunii de ieşire; IL componenta continuă a curentului de ieşire;

uRED uL

RViRED

RL

Stabilizatorde tensiune

Figura 8.2 Conectarea unui stabilizator serie.

uRED uL

iRED

RL

Stabilizatorde tensiune

RV

RB iL

Figura 8.3 Conectarea unui stabilizator paralel.


231

Figura 8.4 prezintă reprezentarea grafică a relaţiei (8.21). Se poate constata că în cazul redresorului ideal de tensiune caracteristica are pantă zero. Observând că valoarea pantei reprezintă tocmai valoarea rezistenţei de ieşire:

L

Lo I

Ur

∆

∆= (8.22)

se poate deduce o metodă utilă pentru măsura rezistenţei de ieşire.

Revenind la analiza caracteristicii de ieşire trebuie menţionat că in situaţii reale curentul debitat de stabilizator este limitat fizic la o anumită valoare. Există mai multe metode pentru realizarea acestui lucru. Din acest punct de vedere există de asemenea două subclase, şi anume:

� stabilizator cu limitare la o valoare fixă a curentului de ieşire (figura

8.5); se poate constata că până la valoarea ICOT stabilizatorul se comportă ca o sursă de tensiune; este de dorit ca:

ICOT=ISCURCIRCUIT (8.23)

UL

IL

Stabilizator idealde tensiune

Stabilizator realde tensiune

∆IL

∆UL

Figura 8.4 Caracteristica externă a unui redresor.

UL

IL

Stabilizator idealde tensiune

Stabilizator realde tensiune

ICOT ISCURTCIRCUIT

Figura 8.5 Stabilizator cu limitare la o valoare fixă a curentului de ieşire


232

� stabilizator cu limitare prin întoarcere a curentului de ieşire (figura 8.6)

8.2 Stabilizatoare parametrice

Se va prezenta stabilizatorul parametric cu diodă Zener.

a.) schema este prezentată în figura 8.7.

b. ) rolul elementelor

RB rezistenţă de sarcină RL rezistenţă de balast; Dz diodă Zener;

caracteristica statică este prezentată în figura 8.8; în regim normal această diodă lucrează la polarizare inversă; dacă

valoarea curentului prin ea respectă condiţia:

maxZZminZ iii ≤≤ (8.24)

atunci tensiunea la bornele ei este aproximativ UZ

c. ) analiza de semnal mare. Se prezenta calculul caracteristicii de transfer:

uL=uL(uRED) (8.25)

Acest lucru presupune parcurgerea algoritmului tipic de rezolvare a oricărei probleme de electronică

UL

IL

ICOTISCURTCIRCUIT

Figura 8.6 Stabilizator cu limitare prin întoarcere a curentului de ieşire

uRED uL

iRED

RLDz

RB iLiZ

FiFigura 8.7 Stabilizator cu diodă Zener.

uA

iA

Domeniu de stabilizare

UZ

iZmin

iZmax

Figura 8.8 Caracteristica statică a unei diode

Zener


233

I ) Modelarea circuitului Schema echivalentă de semnal mare a circuitului din figura 8.7 este prezentată în figura 8.9.

Se poate observa că modelul de semnal mare al diodei Zener cuprinde sursa de tensiune UZ înseriată cu rezistorul de valoare RZ. Valorile acestor elemente de circuit se determină cu ajutorul caracteristicii statice. Ele reprezintă:

UZ valoarea tensiunii Zener; RZ panta globală a caracteristicii în domeniul de stabilizare.

II. ) Dezvoltarea modelului matematic. Aplicând teoremele lui Kirchhoff se obţine:

iRED=iZ+iL (8.26)

UZ=-iZRZ+iLRL (8.27)

-UZ=iREDRB+iZRZ-uRED (8.28)

III.) Determinarea soluţiei. Introducând notaţiile:

B

D

B R1

G = (8.29)

L

D

L R1

G = (8.30)

Z

D

Z R1

G = (8.31)

expresia tensiunii de ieşire devine:

ZLB

ZZ

ZLB

BREDL GGG

GU

GGG

Guu

+++

++= (8.32)

Reprezentarea grafică este prezentată în figura 8.10

uRED uL

iRED

RLRZ

RB iLiZ

UZ

Figura 8.9 Schema echivalentă de semnal mare a stabilizatorului cu diodă Zener.


234

Ţinând seama de faptul că în situaţiile reale

RB>>RZ (8.33)

RL>>>RZ (8.34)

relaţia (8.32) se aproximează suficient de bine:

ZL Uu ≅ (8.35)

ceea ce susţine afirmaţia că montajul din figura 8.7 se comportă ca un stabilizator de tensiune.

d.) analiza de semnal mic. Prezintă calculul coeficientului de stabilizare şi al rezistenţei de ieşire.

d1.) calculul coeficientului de stabilizare. Se va aplica formula 8.18. Pentru acest lucru este necesar ca schema din figura 8.7 să fie modelată în semnal mic.

Se poate constata că dioda stabilizatoare a fost modelată prin rezistenţa ei în semnal mic. Prin simpla inspecţia a schemei se obţine:

zLB

zLredl rRR

rRUU

+= (8.36)

Întrucât în situaţiile reale

rz=RZ (8.37)

în relaţia (8.36) se poate considera valabilă (8.34). În aceste condiţii (8.36) se aproximează:

Limitã impusã devaloarea lui iZmax

uL

uRED

Limitã impusã devaloarea lui iZmin

UZ

Figura 8.10 Caracteristica de transfer a unui stabilizator Zener

Ured UlRLrz

RB

Figura 8.11 Modelul de semnal mic al stabilizatorului cu diodă Zener necesar pentru calculul

coeficientului de stabilizare


235

zB

zredl rR

rUU

+= (8.38)

Factorul de stabilizare devine:

z

zB

l

red

rrR

U

US

+== (8.39)

Dacă în această ultimă relaţie se ţine cont de simplificările introduse de observaţia conţinută în relaţia (8.33) pentru factorul de stabilizare se obţine expresia uzuală:

z

B

r

RS ≅ (8.40)

d2.) calculul rezistenţei de ieşire. În acest caz schema echivalentă de semnal mic este:

Se poate constata că intrarea a fost pasivizată. Rezistenţa de ieşire va fi:

zzBo rrRr ≅= (8.41)

e.) îmbunătăţiri. Înlocuind în formulele (8.40), respectiv (8.41) valorile uzuale ale lui RB (kilohmi) şi rz (zeci de ohmi), se poate estima valoarea coeficientului de stabilizare precum şi a rezistenţei de ieşire. Astfel pentru coefientul de stabilizare se poate ajunge la valori de ordinul sutelor, iar pentru rezistenţa de ieşire de ordinul zecilor de ohmi. Aceste valori nu sunt satisfăcătoare pentru multe aplicaţii. În plus, curentul maxim care poate fi debitat în sarcină de un asemenea stabilizator are valori modeste. În continuare se vor prezenta câteva variante de stabilizatoare parametrice care rezolvă, cel puţin parţial, problemele amintite.

e1.) mărirea coeficientului de stabilizare; Pentru mărirea coeficientului de stabilizare una dintre cele mai comode soluţii o constituie cuplarea în cascadă a mai multor etaje de tipul celui analizat. Schema din figura 8.13 prezintă un montaj format din două etaje

rorz

RB

Figura 8.12 Schema echivalentă de semnal mic necesară pentru calculul rezistenţei de ieşire


236

Este uşor de observat că în acest caz:

2z1z

2B1B

rrRR

S ≅ (8.42)

2zo rr ≅ (8.43)

e2. ) mărirea curentului de ieşire Introducerea tranzistorului T intre sarcină şi ieşirea diodei Zener, ca în figura 8.14, permite mărirea curentului din sarcină de aproximativ β ori.

Inspecţia schemei pune în evidenţă faptul RB şi Dz joacă rolul unui stabilizator parametric obişnuit. Tranzistorul T (conexiune colector comun) joacă rolul unui etaj tampon între sarcină şi stabilizatorul parametric amintit. Acestă observaţie pune în lumină un alt avantaj major al montajului şi anume micşorarea rezistenţei de ieşire . Aceasta are valoarea aproximativă:

β≅ z

o

rr (8.44)

Tensiunea de pe sarcină va avea valoarea:

uL=UZ-UBE (8.45)

rămânând practic constantă.

8.3 Stabilizatoare cu reacţie

Introducerea reacţiei negative în structurile stabilizatoarelor se justifică prin facilităţile care le aduce în ajutorul proiectanţilor în obţinerea unor parametri mult îmbunătăţiţi. Astfel se poate

După cum a fost menţionat există două tipuri fundamentale de stabilizatoare cu reacţie

� stabilizatoare cu reacţie analogice, şi

uRED

iRED

Dz1

RB1

uL RL

RB2 iL

Dz2

Figura 8.13

uRED

Dz

RB

T

uL RL

iL

Figura 8.14


237

� stabilizatoare cu reacţie în comutaţie.

Prezentul capitol se va ocupa numai de studiul primei categorii de stabilizatoare.

8.3.1 Configuraţii standard

I.) Stabilizator pentru tensiuni mari

a. ) schema de principiu este prezentată în figura 8.15

b. ) rolul elementelor

� R1, R2 reţea de reacţie; � AE amplificator de eroare; compară

nivelul de tensiune cules de reţeaua de reacţie cu nivelul de tensiune al sursei de referinţă şi generază la ieşire un semnal proporţional cu diferenţa dintre ele (amplifică semnalul de eroare).

� TR tranzistor regulator; are rolul unei rezistenţe variabile; valoarea rezistenţei echivalente dintre emitor şi colector se modifică, funcţie de comanda pe care o primeşte de la amplificatorul de eroare, astfel încât tensiunea pe sarcină să fie menţinută constantă.

� UREF sursă de referinţă; asigură un nivel constant al tensiunii pe care o generează, nivel care trebuie să fie independent de temperatură, tensiunea de la ieşirea redresorului, etc.; este folosită în obţinerea semnalului de eroare

c. ) analiza de semnal mare va cuprinde ca şi în celelalte cazuri calculul caracteristicii de transfer.

Analiza este mult simplificată dacă se observă că în fapt schema prezentată în figura 8.15 este schema unui amplificator obişnuit asupra căruia s-a aplicat o reacţie negativă de tipul serie-paralel. Astfel se pot identifica:

� amplificatorul de bază format din AE împreună cu TR; prezintă interes estimarea amplificării lui în tensiune; prin inspecţia schemei se constată:

aapl=aAE×aTR≅a×1=a (8.46)

unde:

aapl amplificarea amplificatorului de bază;

+uRED

TRAE

uO

UREF

R2

+

-

R1

Figura 8.15 Configuraţie standard de stabilizator pentru

tensiuni mari


238

aTR amplificarea în tensiune a regulatorului serie; se poate considera unitară întrucât TR lucrează în conexiunea colector comun;

aAE amplificarea în tensiune a amplificatorului de eroare; se va nota cu "a"

� sursa de semnal este constituită din UREF

� semnalul de ieşire se culege din emitorul tranzistorului regulator;

� reţeaua de reacţie este formată din rezistorii R1, R2,; informaţia pe care o culege de la ieşire este sub formă de tensiune, răspunsul fiind tot sub formă de tensiune.

Teoria circuitelor cu reacţie permite estimarea rapidă a amplificării globale în tensiune a unui amplificator cu reacţie prin reducerea problemei la identificarea factorului de transfer al reţelei de reacţie. Amintim că acest lucru este valabil numai în situaţia în care factorul de transfer pe buclă este suficient de mare. În cazul stabilizatoarelor cu reacţie acest deziderat este în general asigurat întrucât "a" este suficient de mare. Astfel se poate scrie:

f1

af1a

fa1

a

u

uA

apl

apl

REF

O ≅+

≅+

== (8.47)

Dar:

21

1

RR

Rf

+= (8.48)

Înlocuind (8.48) în (8.47) se ajunge la

REF1

2O u

R

R1u

+= (8.49)

Analiza relaţiei (8.49) pune în evidenţă următoarele:

� valoarea tensiunii de ieşire poate fi modificată prin modificarea divizorului R1 R2.

� valoarea minimă a tensiunii de ieşire este egală cu valoarea sursei de referinţă şi se obţine în cazul în care R2 devine zero;

Ultima observaţie justifică denumirea de stabilizator pentru valori mai a stabilizatorului.

d.) analiza de semnal mic cuprinde calculul rezistenţei de ieşire şi a coeficientului de stabilizare.

d1.) rezistenţa de ieşire. Aplicând în continuare metodologia prezentată la circuitele cu reacţie se obţine:


239

+

≅+

=+

=

21

1

o

apl

oo

o

RRR

a

r

fa1

r

T1

rr aplaplapl (8.50)

unde aplor reprezintă rezistenţa de ieşire a amplificatorului de bază "încărcat".

Din analiza circuitului rezultă succesiv:

( )21oo RRrrTRapl

+= (8.51)

TR

oo

TRa

TR

rrr

β

+≅ π (8.52)

şi observând că:

( )21o RRrTR

+<< (8.51)

rezistenţa de ieşire devine:

TR

o

21

1

TR

o

o a

rr

RRR

a

rr

r TRa

TRa

β

+≈

+

β

+

≅ π

π

(8.52)

unde:

aor rezistenţa de ieşire a amplificatorului de eroare;

TRrπ rezistenţa de intrare în tranzistorul regulator;

TRβ factorul de amplificare în curent al tranzistorului regulator

d2.) coeficientul de stabilizare

Relaţia (8.49) indică faptul că tensiunea de ieşire este direct proporţională cu tensiunea de referinţă şi deci variaţiile tensiunii de alimentare (uRED) pot ajunge la ieşire în măsura în care acestea produc variaţii ale tensiunii de referinţă. Pe de altă parte analiza influenţei variaţiilor tensiunii de alimentate asupra sursei de referinţă necesită cunoaşterea topologiei sursei de referinţă şi deci nu poate fi făcută în această etapă. Este foarte adevărat că schema din figura 8.15 pune în evidenţă încă două căi prin care efectul perturbator al componentei variabile a lui uRED ar putea ajunge în sarcină:

� prin circuitul de alimentare al amplificatorului de eroare ; � direct prin colectorului tranzistorului regulator

Analiza exactă pune în evidenţă faptul că perturbaţiile introduse prin aceste căi constituie efecte de ordinul doi şi deci neglijarea lor nu introduce erori.


240

II.) Configuraţie standard de stabilizator pentru tensiuni mici

Circuitul analizat prezenta dejavantajul major de limita tensiunea minimă stabilizată la valoarea sursei de referinţă. Configuraţia ce va fi analizată în continuare elimină acest dejavantaj.

a.) schema de principiu este prezentată în figura 8.16. Se constată:

� utilizarea amplificatorului de eroare în montaj repetor. � aplicarea tensiunii de referinţă prin intermediul divizorului R1 R2.

b.) rolul elementelor; notaţiile păstrează semnificaţiile prezentate la analiza schemei din figura 8.15

c.) analiza de semnal mare

Tensiunea de ieşire va avea de această dată expresia:

REF21

2O u

RRR

u+

= (8.53)

Se poare constata că de această dată domeniul de variaţie a tensiunii de ieşire este:

REFO uu0 << (8.54)

Avantajul major al schemei constă în faptul că variaţiile lui uREF nu mai sunt amplificate de amplificatorul de eroare.

III.) Configuraţie standard de stabilizator pentru tensiuni reglabile din zero

Configuraţia prezentată în figura 8.16 este utilă pentru stabilizarea tensiunilor mici dar nu poate fi utilizată pentru tensiuni aproape de zero. Dacă din punct de vedere teoretic acest lucru ar fi posibil, din punct de vedere practic există cel puţin două motive care justifică afirmaţia de mai sus. Astfel la valori foarte mici ale tensiunii de ieşire:

+uRED

TRAE

uO

R2

+

-

R1

UREF

Figura 8.16 Configuraţie standard de stabilizator pentru tensiuni mici


241

� tensiunile de offset de pe bucla de intrare nu mai pot fi neglijate � este necesară cel puţin o tensiune de alimentare auxiliară pentru

amplificatorul de eroare pentru ca acesta să continue să funcţioneze cvasiliniar.

Configuraţia prezentată în figura 8.17 pezintă o soluţie posibilă. Se constată că există două surse suplimentare (EC şi EE). Principiul de funcţionare rămâne acelaşi.

IV.) Configuraţie standard de stabilizator cu limitare la o valoare fixă a curentului de ieşire

Limitarea curentului debitat de stabilizator (necesară în multe cazuri ca protecţie la scurtcircuit) se face prin intermediul celor două componente suplimentare Tprot şi rprot. Funcţionarea este următoarea:

în regim normal tranzistorul Tprot este blocat întrucât valoare căderii de tensiune pe rezistenţa rprot este mai mică decât tensiunea de prag a joncţiunii bază emitor a tranzistorului; stabilizatorul funcţionează ca sursă de tensiune

în regim de limitare tranzistorul Tprot se deschide întrucât valoarea căderii tensiunii de pe rezistenţa rprot devine mai mare decât tensiunea de prag a joncţiunii bază emitor; se deschide astfel o nouă cale pentru curentul debitat de amplificatorul de eroare spre sarcină; valoarea curentului la care apare fenomenul de limitare se poate determina cu relaţia:

protCOT r

UI γ= (8.55)

unde Uγ este tensiunea de prag uzual 0.6 V; circuitul încetează de a mai funcţiona ca sursă de tensiune.

Figura 8.5 prezintă caracteristica care se obţine în această situaţie. Se poate constata că prin alegerea convenabilă a lui rprot se poate

determină valoarea curentului la care apare fenomenul de limitare.

Trebuie în acelaşi timp adăugat că prezenţa rezistenţei rprot înrăutăţeşte performanţele stabilizatorului. Astfel rezistenţa de ieşire devine:

+uRED

TRAE

uOR2

+

-

R1

+EC>uRED

-EE

Figura 8.17 Configuraţie standard de stabilizator pentru tensiuni

reglabile din zero

+uRED

Tprot

AE

uO

UREF +

-

R2

R1

TR

rprot.

Figura 8.18 Configuraţie standard de stabilizator cu limitare la o

valoare fixă a curentului de ieşire


242

+

+β

+

≅

π

21

1

protTR

o

o

RRR

a

rrr

r

TRa

(8.56)

Expresia (8.56) se obţine prin prelucrarea expresiei (8.52)

V.) Configuraţie standard de stabilizator cu limitare prin întoarcere a curentului de ieşire

Tipul de limitare, pentru curentul de sarcină, analizat anterior poate prezenta în anume situaţii dezavantajul că menţine o disipaţie puternică pe tranzistorul regulator în condiţii de scurtcircuit. De altfel este uşor de observat că în aceste condiţii curentul prin tranzistor este maxim (ISCURCIRCUIT). iar căderea de tensiune dintre colector şi emitor este de asemenea maximă (uRED). O soluţie pentru evitarea acestei situaţii este utilizarea protecţiilor cu întoarcere. Figura 8.6 prezintă o asemenea caracteristică, iar figura 8.19 o asemenea configuraţie. Prezintă interes calculul curentului ICOT, respectiv ISCURTCIRCUIT.

Observând că potenţialul emitorului tranzistorului regulator este:

OprotOE iruVTR

+= (8.57)

se poate calcula imediat potenţialul din baza tranzistorului de protecţie (iO are sensul din figura 8.19):

43

4EB RR

RVV

TR += (8.58)

Cum potenţialul din emitorul acestui tranzistor este tocmai uO, căderea de tensiune între bază şi emitor va fi:

O43

3O

43

4protEBBE u

RR

Ri

RR

RrVVu

+−

+=−= (8.59)

+uRED

Tprot

AE

uO

UREF +

-

R3

R4

TR

rprot.

R1

R2 iO

Figura 8.19 Configuraţie standard de stabilizator cu limitare prin întoarcere a curentului de ieşire


243

Relaţia (8.59) permite determinarea curenţilor limită menţionaţi după cum urmează:

calculul curentului ICOT ; se impune condiţia:

uBE=Uγ ⇒ iO=ICOT (8.60)

rezultă:

O4prot

3

4prot

43COT u

Rr

RU

Rr

RRI +

+= γ (8.61)

calculul curentului ISCURTCIRCUIT ; în relaţia (8.61) se impune condiţia:

uO=0 ⇒ iO=ISCURTCIRCUIT (8.62)

şi se obţine:

γ

+= U

Rr

RRI

4prot

43ITSCURTCIRCU (8.63)

VI.) Configuraţie îmbunătăţită de stabilizator cu limitare la o valoare fixă a curentului de ieşire şi reglaj al tensiunii din zero

Figura 8.20 prezintă soluţia modernă – în fapt cea mai elaborată – pentru un stabilizator de tensiune. Performanţele lui îl fac să lucreaze practic pe

caracteristica ideală, şi din această cauză se poate spune că lucrează în regim de sursă de tensiune sau sursă de curent funcţie de situaţie. De altfel în structură există un amplificator de eroare pentru controlul tensiunii şi un amplificator de eroare pentru controlul curentului. Evident cele două amplificatoare nu pot lucra simultan, circuitul de comparare (notat COMP) având rolul de cupla unul dintre amplificatoare la tranzistorul regulator. Se poate observa că există două surse suplimentare de alimentare, surse ce au rolul de a permite stabilizatorului să lucreze la tensiuni apropiate de zero volţi.

uRED

TR

iL

AEU +

-

AEI -

+

Comp.

RL

rprot

+

P1

R1

+UREF1

P2

R2

-UREF2

Figura 8.20 Configuraţie îmbunătăţită de stabilizator cu limitare la o valoare fixă a curentului de ieşire şi reglaj al tensiunii din zero


244

Reglajul tensiunii de ieşire se face din potenţiometrul P1, iar reglajul curentului de protecţie din potenţiometrul P2.

8.3.2. Exemplu de stabilizator de tensiune

Se va prezenta un stabilizator care respectă configuraţia standard din figura 8.15.

a.) schema este prezentată în figura 8.21

b. ) rolul elementelor este uşor identificabil din figură. Se poate constata că sursa de referinţă este în fapt un stabilizator parametric (Dz şi R3) iar amplificatorul de eroare este în principiu un etaj cu sarcină distribuită. (rezistenţa dinamică rz a diodei Zener reprezintă sarcina din emitor, iar R4 şi T2 sarcina din colector). Funcţionarea este deci simplu de explicat:

Variaţiile tensiunii de ieşire sunt preluate de reţeaua de reacţie şi aplicate în baza lui T1. Pe de altă parte emitorul lui T1 se găseste la un potenţial aproximativ constant şi egal cu VZ. Din acest motiv tranzistorul T1 "simte" variaţiile de pe bază ca variaţii ale tensiunii uBE şi deci le amplifică puternic, defazându-le în acelaşi timp cu 1800. În continuare acest semnal de eroare amplificat este aplicat în baza lui T2. Acesta lucrează – după cum se poate observa – în conexiunea colector comun. Ca atare semnalul este amplificat în curent (dar nu mai este defazat) şi aplicat sarcinii. În concluzie prin parcurgerea buclei de reacţie se obţine un semnal care compensează (defazajul cu 1800) variaţiile tensiunii de pe sarcină, menţinând-o constantă. Simplificat acest lucru se notează:

+uRED

T1

Dz

R4

R3

T2

Tranzistor regulator

uO

iO

RL

R1

R2

Reþea de reacþie

Sursã de referinþãAmplificator de eroare

Figura 8.21 Stabilizator cu reacţie

↓=↓⇒=↑⇒↑⇒↑⇒ OEBCBEBO uVVVuVu2T2T1T1T


245

c.) analiza de semnal mare presupune calculul caracteristicii de transfer. Observând că:

21

1OR RR

Ruu

1 += (8.64)

respectiv:

1T1 BEZR uVu += (8.65)

se obţine pentru tensiunea de ieşire expresia:

( )

++=

1

2BEZO R

R1uVu

1T (8.66)

Expresia (8.66) coincide cu expresia (8.49), ceea ce era de aşteptat.

d.) analiza de semnal mic presupune calculul coeficientului de stabilizare precum şi al rezistenţei de ieşire.

d1.) calculul coeficientului de stabilizare; Algoritmul de calcul implică modelarea schemei din figura 8.21 în condiţii de semnal mic, scrierea sistemului de ecuaţii aferent, rezolvarea lui; determinarea expresiei tensiunii de ieşire şi în final determinarea expresiei coeficientului de stabilizare. Aplicarea unei asemenea metode implică un calcul laborios (rezolvarea unui sistem de 13 ecuaţii cu 13 necunoscute). Din această cauză se va prezenta o altă abordare.

Diferenţiind funcţie de uRED relaţia (8.66) se obţine:

+

∂

∂+

∂

∂=

∂

∂

1

2

RED

BE

RED

Z

RED

O

RR

1u

u

uV

u

u 1T (8.67)

Ţinând cont de definiţia (8.3) şi de aproximaţiile introduse de relaţiile (8.11) respectiv (8.18) (8.67) se rescrie:

+

+=

1

2

beref RR

1S1

S1

S1

(8.68)

unde:

S coeficient de stabilizare al stabilizatorului cu reacţie Sref coeficient de stabilizare al stabilizatorului parametric Sbe coeficient ce indică variaţia tensiunii uBE funcţie de variaţia

tensiunii uRED. În continuare se va considera foarte mare

Din (8.68) rezultă:


246

ref21

1 SRR

RS

+= (8.69)

Pe de altă parte din (8.40) rezultă:

z

3ref r

RS = (8.70)

Introducând această din urmă expresie în (8.69) se obţine expresia finală pentru coeficientul de stabilizare:

z

3

21

1

r

R

RR

RS

+= (8.71)

d2.) calculul rezistenţei de ieşire se va face aplicând relaţia:

+

β

+

≅

π

21

1

TR

o

o

RRR

a

rr

r

TRa

(8.72)

relaţie ce rezultă din formula (8.52). Identificând termen cu termen se obţine:

4o Rra

= (8.73)

întrucât reprezintă rezistenţa de ieşire a etajului de amplificare format cu tranzistorul T1.

2TRrr ππ = (8.74)

2TR β=β (8.75)

întrucât identifică parametrii tranzistorului regulator, iar

z

4

r

Ra = (8.76)

reprezintă amplificarea unui etajului cu sarcină distribuită constitui de tranzistorul T1, Se va obţine pentru rezistenţa de ieşire expresia:

2

z

2

z

21

1

4

4

z

4

21

1

2

4

o

rrRR

RR

rR

r

R

RR

R

rR

r 2

2

β≈

β+

+=

+

β

+

= π

π

(8.77)

e.) îmbunătăţiri. Se va analiza modul în care pot fi îmbunătăţiţi parametrii stabilizatorului. Astfel prezintă interes:


247

� mărirea coeficientului de stabilizare; � micşorarea rezistenţei de ieşire; � micşorarea coeficientului de temperatură � mărirea puterii de ieşire.

e1.) mărirea coeficientului de stabilizare.

Există mai multe soluţii posibile. Acestea, în principiu, prevăd introducerea unor filtre cu scopul de a limita posibilitatea de a ajunge a ondulaţiilor tensiunii redresate la ieşire. După cum a fost amintit există trei căi şi anume prin:

� alimentarea sursei de referinţă; � alimentarea amplificatorului de eroare; � alimentarea regulatorului serie.

Soluţiile în discuţie, aplicabile numai în primele două cazuri, prevăd alimentări separate pentru fiecare dintre aceste blocuri componente. Se poate demonstra că există şi o altă posibilitate de mărire a coeficientului de stabilizare şi anume mărirea amplificării amplificatorului de eroare. Această din urmă soluţie duce în final şi la micşorarea rezistenţei de ieşire. Din acest motiv acest tip de soluţie va fi prezentat când se vor prezenta modalităţile de îmbunătăţire a a rezistenţei de ieşire.

� alimentarea sursei de referinţă;

Figura 8.22 prezintă o modalitate de alimentare a sursei de referinţă de la o tensiune filtrată.

Se poate observa că stabilizatorul parametric R3 Dz se alimentează din tensiunea stabilizată. În acest fel în emitorul lui T1 amplitudinea ondulaţiilor este mult micşorată şi deci şi la ieşire. Evident se pot imagina şi alte soluţii, soluţii ce pot ajunge până la introducerea unui stabilizator auxiliar.

� alimentarea amplificatorului de eroare;

Figura 8.23 prezintă ca soluţie introducerea unui prestabilizator

+uRED

T1

Dz

R4

R3

T2

uO

iO

RL

R1

R2

Figura 8.22. Alimentarea stabilizatorului parametric de la ieşire.


248

Acesta este constituit din rezistorul R5 şi dioda Dz1. Introducerea lui face ca rezistorul R4 să fie alimentat de la o tensiune stabilizată. Figura 8.24 prezintă ca soluţie introducerea unei surse de alimentare separate.

e2.) micşorarea rezistenţei de ieşire.

Modalităţile prin care se poate interveni asupra rezistenţei de ieşire reies din analiza relaţiei (8.72):

� mărirea amplificării amplificatorului de eroare; aici există două căi: � mărirea rezistenţei de sarcină a amplificatorului de eroare; � alegerea unor topologii performante;

� micşorarea rezistenţei de ieşire a amplificatorului de eroare; � mărirea amplificării în curent a regulatorului serie.

Exista extrem de multe soluţii topologice care satisfac criteriile de mai sus. În continuare se vor prezenta punctual cele mai cunoscute:

� mărirea amplificării amplificatorului de eroare;

+uREDT1

Dz

R4 R3

uO

T2 iO

RL

R1

R2

Dz1

R5

Figura 8.23. Introducerea unui prestabilizator pentru alimentarea amplificatorului de eroare

uREDT1

Dz

R4

R3

uO

T2 iO

RL

R1

R2

Dz1

R5

uRED1

Figura 8.24. Introducerea unei surse de alimentare separate pentru alimentarea amplificatorului de eroare


249

O primă cale pentru realizarea acestui deziderat o constituie mărirea rezistentei de sarcină. Analiza schemei din figura 8.21 arată că tranzistorul T1 are ca sarcină rezistorul R4 în paralel cu intrarea în tranzistorul T2. În cazuri de acest gen se recomandă ca rezistorul să fie în locuit cu o sarcină activă. Se ajunge la soluţia din figura 8.25

Figura 8.26 prezintă un stabilizator în care amplificatorul de eroare este constituit dintr-un amplificator diferenţial.

� micşorarea rezistenţei de ieşire a amplificatorului de eroare;

O soluţie comodă în acest sens constă în introducerea unui etaj tampon în conexiune colector comun între ieşirea amplificatorului de eroare şi intrarea în tranzistorul regulator Figura 8.27 prezintă o asemenea topologie. Etajul tampon este constituit de tranzistorul T3.

� mărirea amplificării în curent a regulatorului serie.

Cea mai comodă cale pentru realizarea o constituie montajul de tip D'Arlington, (figura 8.28). Tranzistorul compus format din tranzistoarele T2 şi T3 are un câştig în curent:

32TR ββ≅β (8.78)

uREDT1

Dz

R4

R3

uO RL

R1

R2

Dz1

R5

T2 iO

T3

Figura 8.25. Înlocuirea rezistorului R4 cu un generator de curent

uRED T1

Dz

R4R3

uO RL

R1

R2

R5

T2 iO

T3

R6

Figura 8.26. Înlocuirea tranzistorului T1 cu un amplificator diferenţial.


250

e3.) micşorarea coeficientului de temperatură . Coeficientul de temperatură al stabilizatorului este practic determinat de coeficientul sursei de referinţă precum şi de coeficientul de temperatură al circuitelor de la intrarea în amplificatorul de eroare, loc în care se determină tensiunea de eroare. O soluţie este constituită de utilizarea aşa numitelor amplificatoarelor de referinţă, Acestea sunt formate din tranzistorul T1 şi dioda Dz realizate tehnologic pe acelaşi chip. O altă soluţie constă în utilizarea amplificatoarelor diferenţiale ca amplificatoare de eroare. ªi pentru această situaţie se recomandă ca cele două tranzistoare să fie realizate pe acelaşi chip.

e4.) mărirea puterii de ieşire

Puterea de ieşire este dictată în mod exclusiv de performanţele regulatorului serie. Acesta poate fi realizat:

� un tranzistor

uREDT1

Dz

R4

R3

uO RL

R1

R2

T3

T2 iO

Figura 8.28. Introducerea unui etaj compus de tip D'Arlington în locul tranzistorului T2.

uREDT1

Dz

R4

R3

uO RL

R1

R2

R5

T2 iO

T3

Figura 8.27. Introducerea unui etaj tampon între ieşirea tranzistorului T1 şi intrarea în T2.


251

� mai multe tranzistoare conectate în serie � mai multe tranzistoare conectate în paralel

Există şi situaţia de conectare a tranzistoarelor în paralel cu rezistenţă de balast. Acest tip de conexiune se utilizează în electronica de putere. Nu v-a fi prezentat În continuare se vor prezenţa succint soluţiile enumerate.

� un tranzistor

Soluţia a fost prezentată în toate schemele analizate. se recomandă pentru tensiuni şi curenţi nu prea mari.

� mai multe tranzistoare conectate în serie

Se utilizează pentru tensiuni mari. Figura 8.29 arată o asemenea configuraţie.

Rezistoarele au rolul de a distribui în mod egal tensiunea pe tranzistoare - în regim permanent. În absenţa lor, tensiunea s-ar distribui inegal întrucât curenţii reziduali ai tranzistoarelor nu sunt riguroşi egali. Condensatoarele au rolul de a distribui în mod egal tensiunea pe tranzistoare -în regim tranzitoriu. Diodele previn străpungerea joncţiunilor bază emitor

� mai multe tranzistoare conectate în paralel

Se utilizează pentru curenţi mari. Tranzistoarele se conectează ca în figura 8.30.

Colector

Bazã

T1

D1

R1

C1

T2

D2

R2

C2

T3

D3

R3

C3

T4 Emitor

R4

C4

D4

Figura 8.29 Conectarea unor tranzistoare serie.

Colector

Bazã

T3 R3

EmitorT1 R1

T2 R2

Figura 8.30 Conectarea unor tranzistoare în paralel


252

Rezistoarele au rolul de a echilibra curenţii prin tranzistoare. Joncţiunile bază emitor nu pot fi legate direct în paralel datorită dispersiei de parametrii ce le caracterizează.

Cap 8

Documents

Transcript of Cap 8