Universitatea Tehnică “Gheorghe Asachi” din Iaşi

Facultatea de Inginerie Electrică, Energetică şi

Informatică Aplicată

Domeniul: Inginerie Electrică

Sisteme de acţionare performante

cu motoare de inducţie de mare

viteză

Rezumatul tezei de doctorat

Conducător ştiinţific: Prof. Dr. Ing. Dr. H.C. Alecsandru SIMION

Autor: ing. Ciprian AFANASOV

-IAŞI 2010-

2

Doresc să adresez mulţumirile cuvenite tuturor celor care, direct sau indirect,

prin sugestiile oferite au contribuit la şlefuirea acestui demers ştiinţific şi m-au susţinut în finalizarea lui.

În primul rând, recunoştinţa mea se îndreaptă către conducătorul ştiinţific al acestei teze, domnul profesor universitar doctor inginer Alecsandru Simion pentru îndrumarea sa atentă şi neîntreruptă ce a făcut posibilă realizarea acestui studiu, precum şi către membrii comisiei, pentru bunăvoinţa de care au dat dovadă şi pentru sugestiile profesioniste oferite.

Mulţumesc colectivului de cadre didactice ai catedrei de Electrotehnică din cadrul Facultăţii de Inginerie Electrică şi Ştiinţa Calculatoarelor pentru sprijinul, sfaturile competente, înţelegerea acordată şi pentru continua stimulare în definitivarea tezei.

Şi nu în ultimul rând, îmi exprim recunoştinţa faţă de cei dragi pentru susţinerea, înţelegerea, răbdarea nelimitată şi liniştea pe care mi-au acordat-o pe parcursul acestor ani de studiu.

Tuturor celor care, poate din omisiune, nu au fost menţionaţi nominal, dar au constituit puncte de reper în formarea mea, le rămân profund recunoscător.

3

CUPRINS

Introducere…………………………………………………………………...6 .…6 1. Modelarea maşinii de inducţie pentru structuri de control.................... 9 …11

1.1. Clasificarea modelelor matematice ................................................. 9 …11

1.2. Modelul în coordonatele fazelor ..................................................... 9 …11

1.3. Modelul d-q ................................................................................... 10 …11

1.3.1. Modelul bazat pe teoria fazorilor spaţiali ................................ 10 ……

1.4. Reprezentarea în complex a fazorului de timp rotitor .................. 11 …12

1.5. Definirea fazorului spaţial ............................................................. 13 …12

1.6. Concluzii ....................................................................................... 20 …14

2. Strategii avansate de control a motoarelor de inducţie trifazate ......... 21 …15

2.1. Clasificarea strategiilor de control ................................................ 21 …15

2.2. Controlul scalar ............................................................................. 24 …16

2.3. Controlul vectorial ........................................................................ 28 …17

2.3.1. Controlul vectorial cu orientare după câmp ............................. 28 …17

2.3.1.1. Orientarea după fluxul rotoric ........................................... 28 …17

2.3.1.2. Orientarea după fluxul statoric şi după fluxul din întrefier 33 …...

2.3.2. Controlul direct al cuplului ...................................................... 34 …19

2.4. Scheme de control vectorial sensorless ......................................... 35 …20

2.4.1. Controlul vectorial cu orientare naturală după câmp ............... 37 ……

2.5. Concluzii ....................................................................................... 39 …20

3. Convertoare statice pentru alimentarea motoarelor de inducţie bifazate ............................................................................................................. 40 …21

3.1. Generalităţi .................................................................................... 40 …21

3.2. Circuit de alimentare cu invertor în H şi control tip SPWM ........ 41 …22

3.3. Circuit de alimentare cu invertor trifazat standard ....................... 42 …23

3.4. Circuit de alimentare cu invertor dublu în H ................................ 42 …24

3.5. Concluzii ....................................................................................... 44 …24

4. Cercetări privind simularea comportării motorului asincron de inducţie în cadrul sistemelor de acţionare cu control vectorial .............................. 45 …25

4

4.1. Modelarea motorului asincron ...................................................... 45 …25

4.1.1. Schema simulink a motorului asincron bifazat în cazul controlului cu invertor trifazat standard ................................................................................ 46 …25

4.1.2. Schema simulink a motorului asincron bifazat în cazul controlului cu invertor dublu în H ......................................................................................... 49 …27

4.1.3. Schema simulink a motorului asincron trifazat în cazul controlului cu invertor trifazat standard ................................................................................ 50 …28

4.2. Simularea unor procese tranzitorii în maşina asincronă bifazată . 51 …28

4.2.2. Procese tranzitorii survenite în maşina asincronă bifazată la prescrierea unei trepte de viteză ..................................................................... 52 …29

4.2.2.1. Prescrierea unei creşteri de viteză ..................................... 52 …29

4.2.2.2. Prescrierea unei scăderi bruşte de viteză .......................... 53 ……

4.2.3. Procese tranzitorii survenite în maşina asincronă bifazată la prescrierea unei trepte de cuplu rezistent la arbore ........................................ 54 ……

4.2.3.1. Prescrierea unei creşteri bruşte a cuplului rezistent .......... 54 ……

4.2.3.2. Prescrierea unei scăderi bruşte a cuplului rezistent .......... 55 ……

4.3. Simularea unor procese tranzitorii în maşina asincronă trifazată . 56 …30

4.3.2. Procese tranzitorii survenite în maşina asincronă la prescrierea unei trepte de viteză ................................................................................................ 57 …31

4.3.2.1. Prescrierea unei creşteri de viteză ..................................... 57 …31

4.3.2.2. Prescrierea unei scăderi de viteză ..................................... 58 ……

4.3.3. Procese tranzitorii survenite în maşina asincronă la prescrierea unei trepte de cuplu rezistent la arbore .................................................................. 59 ……

4.3.3.1. Prescrierea unei creşteri bruşte a cuplului rezistent .......... 59 ……

4.3.3.2. Prescrierea unei scăderi bruşte a cuplului rezistent .......... 60 ……

4.4. Concluzii ....................................................................................... 61 …32

5. Contribuţii la realizarea unor sisteme de acţionare performante cu motoare de inducţie bifazate ................................................................................... 62 …33

5.1. Controlul vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone bifazate ....................................................................................................... 62 …33

5.1.1. Reglarea vitezei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului trifazat standard .......................................................................... 62 …33

5

5.1.1.2. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică ....... 63 …34

5.1.1.3. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul Matlab-Simulink ......................................................................................... 65 …35

5.1.1.4. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750 ................................................................................... 71 …38

5.1.2. Reglarea vitezei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului dublu în H ................................................................................... 73 …41

5.1.2.2. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică ....... 74 …42

5.1.2.3. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul Matlab-Simulink ......................................................................................... 76 …43

5.1.2.4. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi invertorul de putere dublu în H ................................................................................... 81 …47

5.2. Controlul vectorial indirect de poziţie cu motoare asincrone bifazate ....................................................................................................... 84 ……

5.2.1. Reglarea poziţiei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului trifazat standard .......................................................................... 84 ……

5.2.1.2. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică ....... 85 ……

5.2.1.3. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul Matlab-Simulink ......................................................................................... 86 ……

5.2.1.4. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750 ................................................................................... 91 ……

5.2.2. Reglarea poziţiei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului dublu în H ................................................................................... 93 ……

5.2.2.2. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică ....... 94 ……

5.2.2.3. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul Matlab-Simulink ......................................................................................... 95 ……

5.2.2.4. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi invertor dublu în H ........................................................................................... 99 ……

5.3. Concluzii ..................................................................................... 102 …49

6

6. Contribuţii la realizarea unor sisteme de acţionare performante cu motoare de inducţie trifazate ................................................................................ 103 …50

6.1. Controlul vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone trifazate ..................................................................................................... 103 …50

6.1.1. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică ............ 103 …50

6.1.2. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul Matlab-Simulink ........................................................................................... 105 …51

6.1.3. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750 .......................................................................................... 110 …54

6.2. Controlul vectorial indirect de poziţie cu motoare asincrone trifazate ..................................................................................................... 113 …56

6.2.1. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică ............ 113 …56

6.2.2. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul Matlab-Simulink ........................................................................................... 114 …57

6.2.3. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750 .......................................................................................... 119 …58

6.3. Concluzii ..................................................................................... 121 …59

7. Elemente de proiectare şi execuţie a invertoarelor pentru controlul vectorial al motoarelor bifazate ............................................................................ 122 …60

7.1. Proiectarea şi realizarea invertorului dublu în H pentru controlul motorului bifazat .............................................................................................. 123 …61

7.1.1. Modulul cu tranzistoare IGBT ............................................... 124 …62

7.1.2. Driverul tranzistoarelor IGBT................................................ 128 …63

7.1.3. Placa de adaptare dintre modulul IGBT si driverul IGBT ..... 130 …64

7.1.4. Stabilirea mărimilor şi parametrilor de comandă pentru tranzistoarele IGBT de putere ............................................................................................. 131 …64

7.1.5. Interfaţarea procesorului DSP cu circuitele invertorului IGBT şi ale traductoarelor ................................................................................................ 132 …65

7.1.6. Descrierea plăcii de comandă tip MSK 2812 şi a controlerului digital de semnal TMS320F2812 ............................................................................ 136 …67

7

7.1.7. Partea software de implementare pe procesorul DSP a sistemelor de acţionare simulate ......................................................................................... 140 …69

7.1.7.2. Simularea sistemului de control ...................................... 141 …70

7.1.7.3. Generarea codului C/C++ pentru model ......................... 142 …71

7.1.7.4. Implementarea aplicaţiilor pe procesorul DSP ............... 143 …71

7.2. Elemente tehnice ale invertorului trifazat ACPM 750 pentru controlul vectorial al motoarelor bifazate şi trifazate ...................................... 144 …71

7.3. Concluzii ..................................................................................... 147 …73

7.4. Concluzii finale ........................................................................... 148 …74

7.5. Contribuţii personale ................................................................... 151 …77

7.6. Perspective .................................................................................. 153 …79

8. Bibliografie ........................................................................................ 154 …80

9. ANEXE .............................................................................................. 163 …87

9.1. Vederi asupra instalaţiei experimentale utilizate ........................ 163 …87

9.2. Programe scrise în fişiere tip “*.m” utilizate pentru calculul parametrilor care intervin în implementarea aplicaţiei pe procesorul DSP ..... 165 ……

9.2.1. Fişierul de selectare a tipului de control ................................ 165 ……

9.2.2. Fişierul de iniţializare a controlului de poziţie ...................... 165 ……

9.2.3. Fişierul de iniţializare a controlului de viteză ........................ 165 ……

9.2.4. Fişierul “motor.m” ................................................................. 166 ……

9.2.5. Fişierul “drive.m”................................................................... 167 ……

9.2.6. Fişierul “control.m” ............................................................... 167 ……

9.2.7. Fişierul “introduction.m” ....................................................... 168 ……

9.2.8. Fişierul “position_tuning.m”.................................................. 168 ……

9.2.9. Fişierul “speed_tuning.m” ..................................................... 170 ……

9.3. Date tehnice pentru modulele utilizate în construcţia invertoarelor trifazate şi a invertorului dublu în H........................................... 172 ……

9.3.1. Date tehnice pentru modulul IGBT tip SEMIX302GB126 ... 172 ……

9.3.2. Date tehnice pentru placa de adaptare BOARD_2s_SKYPER_32PRO ................................................................... 177 ……

9.3.3. Date tehnice pentru driverul IGBT tip SKYPER_32PRO_R 192 ……

8

Introducere.

Majoritatea proceselor tehnologice actuale din cele mai diverse ramuri industriale necesită tot mai mult acţionări electrice pe cât posibil ieftine şi robuste.

Motoarele de c.c. cu viteză reglabilă şi-au restrâns aria de utilizare datorită prezenţei periilor şi a colectorului mecanic care diminuează fiabilitatea în funcţionare şi constituie un factor de risc, datorită scânteilor care pot apărea, în situaţia utilizării lor în medii inflamabile. S-a impus astfel realizarea unor acţionări cu motoare fără contacte alunecătoare care să posede cel puţin performanţele de reglare în regim dinamic ale motoarelor de c.c.

Cu toate dezavantajele acestor maşini, cum ar fi: necesitatea întreţinerii periodice; sensibilitatea la agenţi corozivi ai mediului; limitările introduse de sistemul colector-perii; costul ridicat al maşinilor etc., în acţionări pretenţioase acestea nu puteau fi înlocuite de maşinile de inducţie datorită dificultăţilor ce apăreau în general la controlul turaţiei maşinilor de curent alternativ.

Acest impas a determinat intensificarea cercetărilor în domeniul controlului maşinilor de curent alternativ, în special al maşinii de inducţie cu rotor în colivie. Ca rezultat al acestor eforturi, în prezent acţionările cu viteză reglabilă realizate cu motoare de inducţie de construcţie normală au ajuns la maturitate, şi sunt acceptate tot mai mult de industrie în dauna servomotoarelor de curent continuu, datorită unor performanţe tehnico-economice superioare, mai ales în condiţiile asocierii cu surse de alimentare perfecţionate şi asistate de sisteme de calcul tot mai puternice.

Factorii de bază care au condus la saltul de performanţă al acţionărilor cu maşini de inducţie cu rotor în colivie sunt următorii:

� Maşina de inducţie a devenit un convertor electromagnetic, bine cunoscut, identificabil şi stăpânit începând din faza de concepţie, producţie, cercetare şi până la exploatare. Se remarcă prin robusteţe constructivă, preţ de producţie scăzut, cheltuieli de întreţinere relativ reduse, moment de inerţie relativ redus, inductanţe de scăpări relativ mici, având constante de timp mecanice şi electrice reduse, deci performanţe dinamice bune. S-a pus la punct teoria fazorilor spaţiali, care permite o tratare unitară şi o modelare în forma simplă, uşor abordabilă a maşinilor electrice şi a convertoarelor statice trifazate, inclusiv a sistemelor de reglare vectorială ale acestora. Începând din 1971 au fost stabilite principiile orientării după câmp şi aplicate sub forme diversificate.

� Dezvoltarea rapidă a dispozitivelor de comutaţie statică bazate pe semiconductori, îmbunătăţirea parametrilor de funcţionare (frecvenţa de comutaţie, curentul de sarcină şi tensiunea inversă admisibilă), creşterea fiabilităţii şi scăderea preţului de cost a condus la topologii noi de convertoare şi la extinderea tot mai largă a aplicabilităţii electronicii de putere.

9

� Evoluţia explozivă a tehnicii digitale, apariţia microprocesoarelor, microcontrolerelor, şi a procesoarelor digitale de semnal dedicate controlului proceselor rapide, atrage după sine progrese imense în tehnică de calcul şi conduc la apariţia echipamentelor inteligente. Scăderea preţului componentelor tehnicii digitale face ca aceasta să pătrundă până la nivelul produselor de larg consum. Sistemele digitale, prin caracteristicile lor avantajoase (repetabilitate, reprogramabilitate, adaptabilitate, stabilitate în timp şi comprimare uşoară a informaţiei), elimină sistemele analogice, cu toate dezavantajele acestora (drift şi ofset, dependenţa de temperatură, îmbătrânire, lipsa de elasticitate faţă de modificări, număr mare de componente etc.) oferind facilităţi noi. Trebuie remarcat progresul adus de apariţia procesoarelor digitale de semnal (DSP), care prin puterea de calcul mult mărită (de exemplu înmulţire şi adunare intr-un singur ciclu, frecvenţe de tact de ordinul sutelor de MHz) fac posibilă implementarea în timp real a algoritmilor complecşi şi sofisticaţi.

Efectul acestor factori în acţionări electrice se evidenţiază prin răspândirea teoriei controlului vectorial, denumire provenită din faptul că mărimile trifazate sunt reprezentate printr-un vector controlat în modul şi poziţie, ceea ce corespunde la reglarea nu numai a amplitudinii dar şi a unghiului de fază a mărimilor electrice. Prin abordarea controlului vectorial din prisma teoriei fazorilor spaţiali devine posibilă reglarea maşinii de curent alternativ asemănător maşinii de curent continuu, urmând ca motorul de inducţie să înlocuiască treptat maşina de curent continuu. În domeniul controlului vectorial există mai multe tendinţe şi tehnici dintre care cele mai răspândite sunt bazate pe principiul orientării după câmp respectiv controlul direct al cuplului şi fluxului. Metodele enumerate pot fi implementate cu sau fără senzori mecanici (de poziţie sau de viteză). Tendinţa actuală este eliminarea acestor senzori, deoarece acestea sunt componente scumpe, sensibile la acţiuni mecanice (vibraţii, şocuri) şi la condiţiile mediului înconjurător, necesită întreţinere suplimentară etc. O soluţie de compromis pot reprezenta acţionările recent apărute, aşa numite „quasi-sensorless”.

Acţionările fără senzori mecanici prezintă importanţă din ce în ce mai mare. Se observă tendinţa de aplicare a metodelor bazate pe teoria sistemelor fuzzy, sau a celor bazate pe inteligenta artificială (sisteme neuronale sau combinaţii neuro-fuzzy).

Este de menţionat răspândirea tot mai largă şi a sistemelor de acţionări scalare cu motoare de curent alternativ, bazat pe comanda U/f constant. Deşi performanţele oferite de astfel de structuri, în special răspunsul dinamic, rămân mult în urma celor care pot fi atinse prin control vectorial, această tehnică îşi găseşte multe aplicaţii practice în acţionări reglabile nu foarte pretenţioase.

Cercetări intense sunt făcute în domeniul convertoarelor ecologice, aşa numite convertoare „line friendly”, respectiv „motor friendly” care asigură forma sinusoidală,

10

atât a curentului absorbit de la reţea, cât şi a curentului motorului, deci eliminând puterea deformantă.

Ritmul rapid de dezvoltare a tehnologiei şi progresele înregistrate în domeniul electronicii de putere permit astăzi realizarea unor echipamente de acţionări electrice deosebit de performante. Rapida dezvoltare a microelectronicii şi a informaticii, a provocat schimbări majore în tehnologia controlului maşinilor electrice, iar apariţia procesoarelor de semnal dedicate controlului digital al mişcării a făcut posibilă extinderea pe scară largă a algoritmilor numerici de control.

Un beneficiu important pentru acţionările electrice este dat de dezvoltarea modulelor inteligente de putere, care înglobează atât partea de comandă cât şi protecţiile. Printre primele microprocesoare de semnal DSP special optimizate pentru controlul digital al sistemelor de acţionare electrică, au fost cele produse de firma Texas Instruments, acestea oferind o acurateţe ridicată, şi un consum electric redus.

Date fiind direcţiile în care evoluează la ora actuală acţionările electrice de mare performanţă, este evident faptul că dezvoltarea pe scară largă a algoritmilor numerici de control joacă un rol extrem de important.

Lucrarea de faţă abordează un domeniu de mare interes din domeniul acţionărilor electrice şi anume comanda digitală a maşinilor asincrone cu rotorul în scurtcircuit, din perspectiva îmbunătăţirii performanţelor dinamice şi a extinderii gamei de reglare a vitezei, începând de la zero şi până la valori de peste şase ori viteza nominală. Astfel de sisteme sunt solicitate din ce în ce mai mult în domeniul tracţiunii electrice de mare viteză şi de firmele producătoare de automobile electrice datorită avantajelor certe ale acestor tipuri de motoare: preţ de cost redus şi fiabilitate mărită în exploatare.

Scopul lucrării este în primul rând de a identifica cele mai potrivite metode de comandă pentru astfel de aplicaţii de mare viteză, dar şi de a găsi metode de simplificare a lor în perspectiva implementării industriale. În acest sens o atenţie deosebită se acordă sistemelor de comandă realizate cu procesoare digitale de semnal (DSP) în virgulă fixă, din dorinţa de a obţine sisteme de reglare cel puţin la fel de performante cu cele realizate cu procesoare de semnal în virgulă mobilă, dar bineînţeles cu mult mai ieftine. Pe aceeaşi linie a reducerii preţului de cost, o mare parte a studiului teoretic şi a testelor experimentale este dedicată algoritmilor de reglare fără traductor de viteză cunoscute în literatura de specialitate ca acţionări ‘sensorless’.

De asemenea lucrarea îşi propune şi o abordare a tehnicilor de implementare pe procesoarele de semnal DSP a regulatoarelor şi a structurilor de control digital ale maşinilor de curent alternativ.

11

1. Modelarea maşinii de inducţie pentru structuri

de control

1.1. Clasificarea modelelor matematice

În studiul servomotoarelor electrice, a maşinilor electrice în general, se face apel la modelul de maşină. Acesta reprezintă o unealtă fizico-matematică de lucru care permite o abordare unitară a maşinilor electrice, indiferent de tipul acesteia. Particularităţile specifice diverselor categorii de maşini sunt cuprinse în ecuaţiile modelului prin schimbarea corespunzătoare a mărimilor de stare.

Setul de ecuaţii ce descrie relaţia dintre mărimile electrice caracteristice maşinii, cuplul electromagnetic dezvoltat şi legătura cu mărimile mecanice constituie modelul matematic al maşinii electrice. Dacă se porneşte de la cunoaşterea câmpului electromagnetic din maşină atunci se obţine modelul matematic cu parametrii distribuiţi. Cu acest model se poate simula orice regim permanent sau tranzitoriu, cu maşina în gol sau în sarcină. Determinarea câmpului electromagnetic din maşină necesită un efort de calcul foarte mare şi din această cauză, în cele mai multe situaţii, se utilizează modelul matematic cu parametrii concentraţi. În acest din urmă caz în ecuaţii apar ca parametri, constanţi sau variabili, rezistenţe şi inductivităţi [1, 7].

1.2. Modelul în coordonatele fazelor

Modelul în coordonatele fazelor (modelul natural) a permis dezvoltarea unor studii analitice a regimurilor staţionare ale tuturor tipurilor de maşini electrice, simetrice sau nesimetrice. Ecuaţiile generale în coordonatele fazelor se obţin prin aplicarea directă a legii inducţiei electromagnetice asupra circuitelor fazelor statorice şi rotorice considerând variaţia inductanţelor maşinii funcţie de poziţia rotorului. Datorită acestor variaţii în timp ale parametrilor modelului, rezolvarea sa se face asistată de calculator, prin metode numerice [1, 7].

1.3. Modelul d-q

Modelul d-q al maşinilor electrice a fost introdus cu scopul de a elimina dependenţa inductanţelor de poziţia rotorului. La acest model se ajunge prin înlocuirea în calcule a maşinii reale cu o maşină echivalentă la care înfăşurările statorice reale sunt substituite prin două înfăşurări învârtitoare, repartizate sinusoidal pe pasul polar, având axele de simetrie în axele d-q. Înfăşurările rotorice ale maşinii reale se înlocuiesc analog prin două înfăşurări plasate de asemenea în axele d-q. În cazul general, sistemul de referinţă d-q se găseşte în mişcare relativă, atât faţă de stator cât şi faţă de rotor.

12

Modelul cu axele d-q fixe faţă de rotor a fost propus de Park în 1929 pentru studiul regimurilor tranzitorii ale maşinilor sincrone şi extins apoi la maşinile de inducţie [1, 5].

Principalul avantaj al modelului este faptul că parametrii săi sunt constanţi ceea ce permite obţinerea unor sisteme de ecuaţii diferenţiale cu coeficienţi constanţi.

1.4. Reprezentarea în complex a fazorului de timp rotitor

În Figura 1.4.1 este schematizată reprezentarea în planul complex a fazorului de timp rotitor �, pentru un moment oarecare de timp � [1, 2, 8, 9]. Fazorul de timp se

roteşte cu viteza unghiulară � (în termeni electrici) în sens direct trigonometric. Se observă că proiecţia fazorului temporal Fresnel pe axa imaginară şi fixă � este egală în orice moment cu valoarea instantanee sinusoidală a lui ����. Argumentul � este poziţia unghiulară a fazorului faţă de axa reală şi fixă �, la momentul � 0.

Figura 1.4.1 Reprezentarea în complex nesimplificat a unei mărimi sinusoidale cu ajutorul fazorilor de timp rotitori.

1.5. Definirea fazorului spaţial

Fazorii spaţiali reprezintă suportul fizic al tratării matematice a modelelor � � ale maşinilor electrice permiţând totodată realizarea conceptului unitar de model de maşină - sistem de reglare. Fazorii spaţiali caracterizează întregul sistem trifazat având un dublu caracter:

� temporal - prin faptul că arată variaţia în timp a mărimilor de fază, această însuşire justificând de fapt utilizarea denumirii de fazor;

� spaţial - arată totodată şi defazajul în spaţiu ce apare datorită dispunerii constructive a înfăşurărilor de fază.

Descompunerea fazorului spaţial în planul complex este reprezentată grafic în Figura 1.5.1.

13

Figura 1.5.1 Descompunerea fazorului spaţial în planul complex

În Figura 1.5.2 sunt prezentate secvenţele fazorului spaţial, în situaţia unui convertor static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu. Circuitul intermediar are caracter de sursă de curent, iar invertorul este realizat cu tiristoare cu stingere automată. Se consideră funcţionarea ideală a convertorului.

Mişcarea fazorului spaţial se produce atunci când se comută curentul (sau tensiunea, în cazul circuitului intermediar cu caracter de sursă de tensiune). Din Figura 1.5.2 se poate observa că pe durata comutaţiei modulul fazorului spaţial este variabil.

Figura 1.5.2 Secvenţele şi traiectoria vârfului fazorului spaţial cu mişcare intermitentă în cazul unui sistem trifazat de mărimi cu variaţie în trepte - diagrama cu 6 secvenţe.

14

1.6. Concluzii

În cazul studiului servomotoarelor electrice şi al maşinilor electrice în general, se face apel la modelul de maşină, acesta reprezentând o unealtă fizico-matematică de lucru care permite o abordare unitară a maşinilor electrice, indiferent de tipul acestora. Particularităţile specifice diverselor categorii de maşini sunt cuprinse în ecuaţiile modelului prin schimbarea corespunzătoare a mărimilor de stare. Setul de ecuaţii ce descrie relaţia dintre mărimile electrice caracteristice maşinii, cuplul electromagnetic dezvoltat şi legătura cu mărimile mecanice constituie modelul matematic al maşinii electrice.

Modelul în coordonatele fazelor a permis dezvoltarea unor studii analitice a regimurilor staţionare ale tuturor tipurilor de maşini electrice, simetrice sau nesimetrice.

Modelul d-q al maşinilor electrice a fost introdus cu scopul de a elimina dependenţa inductanţelor de poziţia rotorului iar principalul avantaj al modelului este că parametrii săi sunt constanţi ceea ce permite obţinerea unor sisteme de ecuaţii diferenţiale cu coeficienţi constanţi.

Modelul bazat pe teoria fazorilor spaţiali a permis obţinerea unui model general şi simplu al maşinilor electrice de curent alternativ, cuprinzând cele mai complexe regimuri de funcţionare ale acestora. De asemenea modelul maşinilor de curent alternativ bazat pe teoria fazorilor spaţiali stă la baza concepţiei generale a sistemelor de reglare ale acestor maşini, fazorii spaţiali reprezentând o unealtă de analiză unitară a maşinilor electrice alimentate prin convertoare statice şi a sistemelor de reglare în circuit închis.

Fazorii spaţiali reprezintă suportul fizic al tratării matematice a modelelor � � ale maşinilor electrice permiţând totodată realizarea conceptului unitar de model de maşină - sistem de reglare, acesta prezentând o deosebită importanţă în analiza maşinilor de curent alternativ, atât în ceea ce priveşte regimurile tranzitorii şi staţionare, cât şi principiile de reglare ale lor.

15

2. Strategii avansate de control a motoarelor de

inducţie trifazate

2.1. Clasificarea strategiilor de control

În timpul primilor 100 de ani de la invenţia sa, motorul de inducţie era cunoscut ca o maşină electrică de viteză constantă. Odată cu apariţia convertoarelor electrice de putere în anul 1960 a devenit posibilă utilizarea motoarelor de inducţie ca maşini electrice de viteză variabilă. Dezvoltarea recentă a tehnologiilor digitale a creat posibilitatea de implementare a unor algoritmi complecşi de control care au dus la realizarea unor performanţe dinamice relativ ridicate [69, 70, 72, 73].

Controlul scalar operează pe baza unor ecuaţii simplificate care derivă din modelul vectorial spaţial general. Această abordare implică doar amplitudinea vectorului spaţial şi frecvenţa lui corespunzătoare iar ecuaţiile simplificate sunt valabile doar în stare stabilă de funcţionare. În consecinţă controlul scalar este simplu dar generează un răspuns prost pe durata regimurilor tranzitorii de funcţionare. În contrast, strategia de control vectorial operează direct cu modelul vectorial spaţial al motorului de inducţie. Ca atare se obţin rezultate foarte bune atât în regim staţionar de funcţionare cât şi în regim tranzitoriu.

Figura 2.1.1 Clasificarea strategiilor de control în cazul motoarelor de inducţie

16

2.2. Controlul scalar

Controlul scalar utilizează ca mărimi de intrare amplitudinea tensiunii statorice

�� 2 3 · ����⁄ şi frecvenţa tensiunii statorice ��, lucrând bine în regimul de funcţionare

stabilă şi regimuri tranzitorii lente. Această strategie modifică tensiunea şi frecvenţa de alimentare a statorului în conformitate cu o funcţie ������ astfel încât cuplul maxim disponibil ajunge la valori mari şi se menţine aproape constant, pentru orice frecvenţă statorică ���.

Strategia de control scalar cu traductor de viteză poate fi realizată conform schemei prezentate în Figura 2.2.1, utilizând un redresor comandat şi un invertor PWM. Ca şi în cazul precedent, redresorul comandat poate fi înlocuit cu un redresor necomandat, doar dacă invertorul controlează atât frecvenţa cât şi amplitudinea tensiunii de ieşire. Bucla de control a tensiunii modifică tensiunea de curent continuu în conformitate cu graficul de viteză prescris, în timp ce valoarea optimă a frecvenţei de alunecare este calculată în funcţie de curentul absorbit de motor. Alunecarea creşte odată cu creşterea curentului. Acest tip de corelare alunecare – curent, limitează variaţiile de curent pe partea de curent continuu a circuitului, pe durata regimurilor tranzitorii de funcţionare ale motorului [72, 73].

Figura 2.2.1 Schemă de control scalar cu senzor de viteză

O creştere a încărcării la arborele motorului determină o creştere a curentului absorbit de motor şi o scădere a vitezei sale. De asemenea are loc o micşorare a tensiunii pe partea de curent continuu. Regulatorul de viteză răspunde prin creşterea tensiunii de referinţă în timp ce blocul de calcul al alunecării stabileşte o mărime mai mare pentru alunecare. Aşa cum a fost demonstrat în ecuaţiile anterioare, cuplul mecanic al motorului creşte odată cu tensiunea statorică. De asemenea cuplul devine mai mare odată cu creşterea alunecării. Pe de altă parte, curentul statoric depinde de tensiunea statorică. Ca atare o creştere a cuplului mecanic poate fi obţinută cu o schimbare mică a curentului dacă alunecarea este modificată corespunzător. În schimb,

M 3~

Regulator de tensiune

Regulator de viteză

Redresor comandat

Invertor PWM

Sωr

17

atunci când cuplul rezistent de la arborele motorului scade, curentul care s-ar injecta pe partea de curent continuu este limitat iar transformarea temporară a motorului în generator este evitată, în felul acesta reducându-se solicitările asupra tranzistoarelor de putere din invertorul PWM.

2.3. Controlul vectorial

Strategia de control vectorial utilizează modelul vectorului spaţial al motorului de inducţie, pentru a putea controla cu acurateţe viteza şi cuplul, ambele în regim stabil de funcţionare şi în regimuri tranzitorii rapide. Performanţele dinamice atinse de către strategia de control vectorial egalează performanţele dinamice oferite de către sistemele de acţionare a motoarelor de curent continuu. De fapt, cu controlul vectorial, sistemele de acţionare a motoarelor de inducţie depăşesc acţionările cu motoare de curent continuu datorită capacităţii superioare de lucru pe durata regimurilor tranzitorii, datorită domeniului mai larg de reglare a vitezei şi inerţiei rotorice reduse. Clasa strategiilor de control vectorial conţine metodele de control cu orientare după câmp şi metodele de control direct al cuplului motorului. Metodele de control cu orientare după câmp utilizează orientarea după fluxul rotoric, orientarea după fluxul din întrefier sau orientarea după fluxul statoric (Figura 2.1.1). În fiecare caz, axa de referinţă reală (axa d) este orientată de-a lungul direcţiei indicate de către fluxul magnetic corespunzător. Orientarea vectorială după fluxul rotoric simplifică structura sistemului de control şi generează răspunsuri foarte rapide în regim tranzitoriu de funcţionare. Cu toate acestea sistemele care lucrează pe principiul orientării după fluxul statoric sau după fluxul din întrefier, au fost de asemenea implementate cu succes [69, 70, 72, 73].

2.3.1. Controlul vectorial cu orientare după câmp

2.3.1.1. Orientarea după fluxul rotoric

Strategia de control necesită determinarea orientării fluxului rotoric pentru a putea calcula curenţii ��� si ���. Metoda vectorială de control direct estimează vectorul

fluxului magnetic ca o funcţie de: tensiunea statorică, curentul statoric, şi viteza rotorului. Există trei tipuri de estimatoare de flux rotoric, care se diferenţiază doar prin mărimile de intrare:

� estimatorul de flux cu mărimile de intrare curent – viteză (�� , ���); � estimatorul de flux cu mărimile de intrare curent – tensiune (�� , ��); � estimatorul de flux cu mărimile de intrare curent – tensiune – viteză (�� , �� , ���).

Metoda de control vectorial indirect este simplă deoarece ea calculează doar argumentul θ al fluxului rotoric, ca o funcţie de curenţii ��� şi ���. Metoda de control

vectorial direct este mult mai robustă faţă de controlul vectorial indirect, dar performanţele ei depind de tipul de estimator de flux utilizat.

18

O schemă tipică de control cu orientare directă după fluxul rotoric (Figura 2.3.1) conţine două bucle închise: una pentru ���, şi alta pentru ���.

Orientarea după fluxul rotoric exploatează avantajul că două mărimi pot fi controlate independent: valoarea unei componente a curentului statoric nu are nici o influenţă asupra valorii altei componente a curentului. Această proprietate simplifică structura de control şi generează performanţe dinamice foarte bune. Unul din cele trei observatoare de flux descrise anterior este utilizat pentru a determina fluxul magnetic rotoric. Această informaţie furnizată de observatorul de flux este utilizată pentru a se calcula transformările între sistemele de referinţă: din sistem de referinţă statoric în sistem de referinţă rotoric şi din sistem de referinţă rotoric în sistem de referinţă statoric.

Componenta ��� a curentului care generează fluxul este menţinută constantă pentru viteze sub valoarea nominală şi este micşorată pentru viteze peste valoarea nominală [69, 70, 72, 73].

Figura 2.3.1 Schemă de control cu orientare directă după fluxul rotoric

Indiferent de strategia de control vectorial se poate demonstra că menţinând amplitudinea fluxului constantă, la diferite frecvenţe ale tensiunii statorice, amplitudinea tensiunii statorice este aproximativ proporţională cu frecvenţa statorică. Ca şi în cazul controlului scalar, amplitudinea tensiunii statorice este dată de către ecuaţia:

�� � · ���!"# $� % ���&'()*+,'·-'�./01�

2·34·56 ��6 %7 · �� (2.38)

Ca atare, pentru viteze mai mari ca valoarea nominală, valoarea fluxului magnetic nu poate fi menţinută constantă, deoarece aceasta ar impune creşterea tensiunii peste valoarea nominală, lucru care poate distruge motorul. Vitezele ridicate sunt obţinute pe seama slăbirii câmpului, fenomen ce duce la scăderea randamentului.

Invertor PWM

M 3~

Estimator de flux rotoric

Sωr

19

Figura 2.3.2 Schemă de control cu orientare indirectă după fluxul rotoric

2.3.2. Controlul direct al cuplului

Într-un sistem invertor PWM – motor de inducţie, vectorul 8� este mult mai filtrat

decât 8� , şi ca atare 8� se roteşte mult mai lin. Mişcarea lui 8� , dictată de către

tensiunea statorului, este intermitentă dar viteza medie este aceeaşi cu a lui 8� în regim

staţionar. Metoda de control direct a cuplului este bazată pe relaţia [69, 70, 72, 73]:

9 3

:· ; · <.

<'<=+<.>· �?@8�A · 8�A

BC 3

:· ; · <.

<'<=+<.>· �8�A� · �8�A� · D�E F (2.46)

Ca atare, cuplul este controlat prin variaţia unghiului δ dintre cei doi vectori de flux. Orice schemă de control direct a cuplului conţine o buclă de reglare a fluxului şi o buclă de reglare a cuplului. Valoarea de referinţă a cuplului este calculată de un regulator de viteză, în timp ce referinţa de flux este determinată ca o funcţie de viteza de

referinţă ���G.

Figura 2.3.3 Schemă de control direct a cuplului cu senzor de viteză

Invertor PWM

Invertor PWM

M 3~

M 3~

Sωr

Estimator al constantei rotorice

Regulator de curent

Estimator de flux şi

cuplu

Tabel de selectare

Identificare sector de 60o

Sωr

20

Controlul direct al cuplului asigură un răspuns rapid în regim tranzitoriu şi generează implementări simple datorită absenţei buclei închise de control a curentului, algoritmului PWM tradiţional şi transformărilor vectoriale. El poate fi implementat cu traductor de viteză sau în configuraţie sensorless. Inconvenientele sistemului de control direct a cuplului sunt: pulsaţiile cuplului, ale fluxului şi nivelul ridicat de armonici.

2.4. Scheme de control vectorial sensorless

Metodele de estimare a vitezei pentru motoarele de inducţie sunt bazate pe posibilitatea că se poate calcula viteza rotorului ca o funcţie de curenţii din stator şi tensiunile statorice. Ca atare traductorul fizic de viteză este înlocuit de un soft sau un cip care face calculele necesare. Legătura dintre tensiune şi curent este influenţată de turaţia motorului şi de parametrii înfăşurării. Aceşti parametri sunt sensibili la schimbările care apar în timpul funcţionării motorului, datorită căldurii şi saturaţiei magnetice. În consecinţă procedurile de estimare on-line a parametrilor trebuie să fie implementate alături de algoritmii de estimare a vitezei, pentru a asigura rezultate corecte în condiţii de funcţionare diverse.

Metode matematice complexe au fost dezvoltate pentru a integra estimarea vitezei cu procesul de estimare a parametrilor electrici, şi pentru a atinge o acurateţe înaltă şi independentă de variaţia parametrilor motorului. Aceste metode combină calea clasică de orientare după câmp cu filtrul Kalman extins, observatoarele Luenberger, reţelele neuronale şi logica fuzzy.

Majoritatea acestor metode sunt mult mai precise la turaţii ridicate decât la turaţii reduse. Ca rezultat, cea mai mică viteză la care sistemul lucrează corect este un important indicator de performanţă.

2.5. Concluzii

Dezvoltarea tehnologiilor digitale a creat posibilitatea de implementare a unor algoritmi complecşi de control a motoarelor de inducţie acestea conducând la obţinerea unor performanţe dinamice foarte înalte pentru maşină, controlul corect după cuplul motorului fiind o condiţie esenţială pentru toate strategiile de control.

În cazul strategiei de control scalar se operează pe baza unor ecuaţii simplificate care derivă din modelul vectorial spaţial general. Această strategie de control implică doar amplitudinea vectorului spaţial şi frecvenţa lui, iar ecuaţiile simplificate sunt valabile doar în regim staţionar de funcţionare. Ca urmare controlul scalar este simplu dar generează un răspuns nesatisfăcător pe durata regimurilor tranzitorii de funcţionare.

Strategia de control vectorial utilizează modelul vectorului spaţial al motorului de inducţie, pentru a putea controla cu acurateţe viteza şi cuplul, ambele în regim staţionar de funcţionare şi în regimuri tranzitorii rapide. Performanţele dinamice atinse de către

21

controlul vectorial al motoarelor de inducţie le depăşesc pe cele ale acţionărilor cu motoare de curent continuu datorită capacităţii superioare de lucru pe durata regimurilor tranzitorii, a domeniului mai larg de reglare a vitezei şi datorită inerţiei rotorice reduse.

Grupa algoritmilor de control vectorial include metoda de control direct a cuplului şi clasa strategiilor de control cu orientare după câmp. Dintre algoritmii de control vectorial, cea mai utilizată strategie este orientarea după fluxul rotoric, aceasta explorând avantajul că două mărimi pot fi controlate independent. O mărime este componenta curentului statoric care stabileşte nivelul de magnetizare al maşinii, iar cealaltă este componenta curentului statoric care stabileşte cuplul electromagnetic al maşinii. Această proprietate simplifică structura de control şi generează performanţe dinamice foarte bune.

Controlul direct al cuplului asigură un răspuns rapid în regim tranzitoriu şi asigură implementări simple datorită absenţei buclei închise de control a curentului, algoritmului PWM tradiţional şi transformărilor vectoriale. El poate fi implementat cu traductor de viteză sau în configuraţie sensorless. Recent au fost publicate un număr mare de articole care prezentau metode de îmbunătăţire a acestui tip de control.

3. Convertoare statice pentru alimentarea

motoarelor de inducţie bifazate

3.1. Generalităţi

Majoritatea motoarelor de inducţie monofazate sunt unidirecţionale, aceasta însemnând că ele sunt destinate să se rotească într-o singură direcţie. Cu toate acestea, prin adăugarea de înfăşurări auxiliare, relee externe şi comutatoare, sensul de rotaţie poate fi modificat. Utilizând sisteme de acţionare bazate pe microcontroler se poate asigura atât reglajul de viteză al motorului cât şi modificarea sensului de rotaţie, în funcţie de algoritmii de control folosiţi [3, 4, 10, 11].

Utilizarea maşinii asincrone bifazate, atunci când funcţionează în regim de motor, nu poate fi disociată de sursa de alimentare. Necesitatea unui sistem de tensiuni defazate la 90° (cazul optim) face ca interconectarea maşinii asincrone la reţea să reprezinte o problemă dificilă, având în vedere că sistemul de distribuţie a energiei electrice este trifazat. Aceasta a făcut ca, în cadrul unui sistem de acţionare electrică, alături de ansamblul maşină electrică-mecanism de lucru să apară un al treilea element, intercalat între reţeaua de alimentare şi maşina electrică, necesar transformării sistemului trifazat, sau monofazat, în unul bifazat [3, 4, 10, 11].

De-a lungul timpului au fost utilizate diverse procedee care, în acord cu evoluţia tehnicii, au pornit de la soluţii simple, nepretenţioase, ajungându-se la sisteme electronice complexe. Alegerea unei anumite soluţii pentru alimentarea maşinilor

22

bifazate se face în funcţie de mai multe criterii, dintre care merită a fi menţionate următoarele :

� Calitatea sistemului bifazat obţinut: tensiuni egale în amplitudine şi decalate riguros la 90° sau unghiuri de defazaj diferite;

� Funcţionarea la viteză constantă sau variabilă; � Tipul dispozitivului – de tip “electronic” sau “electric”; � Influenţa dispozitivului ales asupra funcţionării şi performanţelor maşinii; � Fiabilitatea şi necesităţile de întreţinere; � Simplitatea şi gradul de miniaturizare; � Preţul de cost.

În funcţie de criteriile menţionate mai sus şi de specificul acţionării în care urmează a fi folosită maşina bifazată, doar utilizatorul este în măsură să decidă care soluţie de alimentare este mai avantajoasă.

În cele ce urmează vor fi prezentate cele mai performante topologii de sisteme de acţionare pentru realizarea controlului de viteză în ambele sensuri de rotaţie în cazul motoarelor de inducţie bifazate, precizându-se specificul, avantajele şi dezavantajele fiecăreia dintre ele [3, 4, 10, 11].

3.2. Circuit de alimentare cu invertor în H şi control tip SPWM

Această metodă presupune dublarea tensiunii pe partea de intrare a circuitului de forţă. Schema de comandă din Figura 3.2.1 reprezintă doar partea de invertor a circuitului de alimentare a motorului bifazat. Circuitul este prevăzut cu patru tranzistoare şi realizează o comandă completă a ambelor faze. Controlul vitezei se face prin tehnica U/f = ct. obţinută prin comanda tip SPWM (Sinusoidal Pulse Width Modulation). Totodată, în permanenţă, unghiul de defazaj dintre tensiunile aplicate celor două faze este menţinut constant la valoarea de 90° [3, 4, 10, 11].

Figura 3.2.1 Circuit de alimentare cu invertor în H şi control tip SPWM

M 2~

23

Schema de comandă prezentată asigură un control independent al frecvenţei şi tensiunii de pe cele două faze. Controlul este de tip digital, partea de comandă a modulelor de putere fiind încorporată într-un singur procesor.

Avantaje : � este o schemă de comandă cu număr minim de tranzistoare ce asigură un reglaj

complet şi la performanţe ridicate; � pulsaţiile cuplului şi vitezei sunt reduse şi implicit vibraţiile şi zgomotul

motorului; � schema poate fi folosită atât pentru motoare bifazate cu înfăşurări simetrice cât şi

nesimetrice. În acest ultim caz, pentru reducerea pulsaţiilor de cuplu, este necesar ca raportul tensiunilor aplicate celor două înfăşurări să fie invers proporţional cu numărul lor de spire. Dezavantaje :

� conţinutul în armonici al curenţilor pe fiecare fază este destul de mare.

3.3. Circuit de alimentare cu invertor trifazat standard

Invertorul prezentat în Figura 3.3.1 este unul trifazat de tip standard. Motorul asincron bifazat este conectat ca o sarcină dezechilibrată între cele trei braţe ale invertorului. Strategia de comandă urmăreşte menţinerea permanentă a unui defazaj de 90° între curenţii din cele două faze şi reglajul turaţiei prin modificarea constantă a raportului U/f. Se are în vedere, de asemenea, menţinerea unui anumit cuplu indiferent de viteza de rotaţie a motorului [3, 4, 10, 11].

Figura 3.3.1 Circuit de alimentare a motorului bifazat, cu invertor trifazat standard

Avantaje : � construcţie standard a convertorului de tip trifazat ; � strategia adoptată permite menţinerea valorii cuplului nominal în toată gama de

frecvenţe de la zero la valoarea nominală (deci şi la alunecări foarte mici). Dezavantaje :

� schema necesită un soft relativ complicat.

24

3.4. Circuit de alimentare cu invertor dublu în H

Circuitul de comandă prezentat în Figura 3.4.1 este varianta cea mai complexă, realizată cu număr maxim de tranzistoare (opt). Acestea au capacitatea de a realiza un control complet al motorului bifazat [3, 4, 10, 11].

Figura 3.4.1 Circuit de alimentare a motorului bifazat cu modulare în durată a impulsurilor tensiunii de ieşire a invertorului

Reglajul vitezei se obţine prin tehnica variaţiei U/f = ct. şi menţinerea unui unghi de defazaj constant la 90°.

Avantaje : � control complet al motorului bifazat incluzând reglaj de viteză, reversare de sens,

posibilităţi de funcţionare în regim de generator sau frână; � posibilitatea adoptării unor tehnici de optimizare a conţinutului în armonici a

curenţilor de fază cu implicaţii pozitive asupra cuplului electromagnetic al maşinii. Dezavantaje :

� schemă de complexitate ridicată, cu număr mare de tranzistoare; � preţ ridicat.

3.5. Concluzii

Pentru a realiza un control complet al motorului bifazat pot fi utilizate diverse topologii de sisteme de acţionare performante. Circuitul de comandă cu invertor în H şi control tip SPWM prezintă o schemă cu număr minim de tranzistoare ce asigură un reglaj complet şi la performanţe ridicate. Circuitul de comandă cu invertor trifazat standard oferă avantajul construcţiei standard a convertorului de tip trifazat, dar

M 2~

25

dezavantajul utilizării unui soft de control relativ complicat. Circuitul de comandă cu invertor dublu în H oferă avantajul controlului complet al motorului bifazat incluzând reglaj de viteză, reversare de sens, posibilităţi de funcţionare în regim de generator sau frână, dar şi dezavantajul unei scheme complexe şi a unui preţ de cost ridicat.

4. Cercetări privind simularea comportării

motorului asincron de inducţie în cadrul sistemelor

de acţionare cu control vectorial

4.1. Modelarea motorului asincron

Pentru a simula unele procese tranzitorii în maşina asincronă s-a utilizat un model de motor asincron bazat pe teoria fazorilor spaţiali. Utilizarea teoriei fazorilor spaţiali a permis obţinerea unui model general şi simplu al maşinilor electrice de curent alternativ, cuprinzând cele mai complexe regimuri de funcţionare ale acestora.

4.1.1. Schema simulink a motorului asincron bifazat în cazul controlului cu

invertor trifazat standard

Pentru a putea fi realizat reglajul de viteză, sunt necesare două tensiuni care trebuie aplicate pe înfăşurarea A-X şi înfăşurarea B-Y, aceste tensiuni având frecvenţa şi amplitudinea variabilă. De asemenea tensiunile îndeplinesc următoarele cerinţe:

� Raportul VA-X/VB-Y este aproximativ egal cu raportul α dintre numărul de spire al fazei A-X şi fazei B-Y, α=NA-X/NB-Y;

� Raportul curenţilor IA-X/IB-Y=1/α; � Tensiunea se modifică în raport constant cu frecvenţa astfel încât V/f=ct. Topologia sistemului de acţionare este prezentată în Figura 4.1.1. Dacă se utilizează teoria fazorilor spaţiali, relaţia de legătură dintre tensiuni poate

fi observată în Figura 4.1.2, unde lungimea vectorului reprezintă amplitudinea tensiunii iar unghiul dintre vectori reprezintă defazajul dintre tensiuni.

Figura 4.1.1 Topologia sistemului de acţionare motor bifazat – invertor trifazat

26

Figura 4.1.2 Relaţiile dintre tensiuni reprezentate în mod vectorial

Pentru a utiliza la maxim tensiunea continuă, tensiunea HI este inversa lui H", iar HJ este defazată cu un anumit unghi faţă de H", unghiul de defazaj fiind de 90 grade dacă motorul bifazat este simetric [53, 55, 68, 72, 74].

Schema simulink a motorului asincron bifazat pe baza căreia s-a făcut simularea sistemului de acţionare vectorială şi generarea codului C/C++ este prezentată în Figura 4.1.3.

Figura 4.1.3 Schema simulink a motorului asincron bifazat în cazul utilizării invertorului trifazat

M

teta _mech [rad ]

6

omega _mech [rad /s]

5

Phira

4

Ic [A]

3

Ib [A]

2

Ia [A]

1

p/J

Tabo 2ABC

2/3

a,b,o ->ABC

TABC2abo

3/2

ABC ->

a,b,o

1/p

Rr

Rr

Rs

Rs

Phib ---> Ib

Phis Is

Phir Ir

Phia ---> Ia

Phis Is

Phir Ir3/2*p*p/J*Lm

Irb*Isa

Ira*Isb

I_w

1s

I_Phi_sb

1s

I_Phi_sa

1s

I_Phi_rb

1s

I_Phi_ra

1s

1

1sMr [Nm]

4

Uc [V]

3

Ub [V]

2

Ua [V]

1

27

4.1.2. Schema simulink a motorului asincron bifazat în cazul controlului cu

invertor dublu în H

Pentru a putea fi realizat reglajul de viteză, sunt necesare două tensiuni defazate la 90 de grade, tensiuni care trebuie aplicate pe înfăşurarea A-X şi înfăşurarea B-Y. Deoarece înfăşurările reale corespund ca orientare cu cele ale modelului α-β, schema simulink a motorului bifazat este mai simplă, aşa cum se observă în Figura 4.1.4.

Figura 4.1.4 Schema simulink a motorului asincron bifazat în cazul utilizării

invertorului dublu în H

Topologia sistemului de acţionare este prezentată în Figura 4.1.5. Circuitul asigură controlul complet al motorului bifazat inclusiv reglaj de viteză, reversare de sens, posibilităţi de funcţionare în regim de generator sau frână.

Figura 4.1.5 Topologia sistemului de acţionare motor bifazat – invertor dublu în H

M

teta_mech [rad ]1

6

teta_mech [rad ]

5

omega _mech [rad /s]

4

Phira

3

Ib [A]

2

Ia [A]

1

J/p

p/J 1/p

Rr

Rr

Rs

Rs

Phib ---> Ib

Phis Is

Phir Ir

Phia ---> Ia

Phis Is

Phir Ir

3/2*p*p/J*Lm

Irb*Isa

Ira*Isb

I_w

1s

I_Phi_sb

1s

I_Phi_sa

1s

I_Phi_rb

1s

I_Phi_ra

1s

1

1s

Mr [Nm]

3

Ub [V]

2

Ua [V]

1

28

4.1.3. Schema simulink a motorului asincron trifazat în cazul controlului cu

invertor trifazat standard

Schema simulink a motorului asincron trifazat pe baza căruia s-a făcut simularea sistemului de acţionare vectorială şi generarea codului C/C++ este prezentată în Figura 4.1.3. Schema simulink este concepută ca model α-β, axa α a modelului stabileşte câmpul din motor iar axa β stabileşte valoarea cuplului [16, 17, 18, 23].

4.2. Simularea unor procese tranzitorii în maşina asincronă

bifazată

Simularea proceselor tranzitorii din motorul asincron bifazat a fost realizată cu pachetul de programe Matlab-Simulink. Schema sistemului de acţionare cu care s-au simulat diferite regimuri tranzitorii este prezentată în Figura 4.2.1. [26, 27, 53, 72, 74].

Figura 4.2.1 Schema simulink pentru simularea unor procese tranzitorii în maşina asincronă bifazată

Sistemul de acţionare cuprinde un motor de inducţie bifazat alimentat de la un invertor PWM, două blocuri care realizează transformări de axe din α-β în d-q şi din d-q în α-β, un bloc care are rolul de a compensa alunecarea rotorului (COMPENSARE ALUNECARE), un bloc A/D care are rolul de a converti curenţii de pe două faze din analogic în digital, şi trei regulatoare PI. Un bloc PI are rolul de regulator de viteză iar celelalte două au rol de regulatoare de curent, unul pentru componenta Iq şi altul pentru componenta Id.

i_a[bits]

i_b[bits]

MODUL DE PUTERE

Mr [Nm]

teta

[counts/sampling]2

sinsin_theta

-C-

i_d_ref

cos cos_theta

XY Graph

VITEZA UNGHIULARA

[counts/sampling]1

z

1

Unit Delay

Power

module

TENSIUNE STATORICA

[V]

Transform

d,q -> alpha,beta

TDQ2ALPHABETA2

Transform

alpha,beta -> d,q

TALPHABETA2DQ

SALT TREAPTA

Copy

Rate Transi tion

REGULATOR

DE VITEZA REGULATOR

CURENT IQ

REGULATOR

CURENT ID

REFERINTA DE VITEZA + VITEZA MASURATA

[counts/sampling]

REFERINTA

DE VITEZA

IM

MOTOR DE INDUCTIE

BIFAZAT

A/D

MASURARE CURENTI

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

FLUX ROTORIC [FAZA A]

[counts/sampling]

ENCODER

CURENTI STATORICI

[A]

CUPLU ELECTROMECANIC

[counts/sampling]

SLIP

COMPENSATION

COMPENSARE ALUNECARE

omg_mech

[counts/sampling]

iq[bits]

iq[bits]

id_ref [bits]

id[bits]

u_a [V]

theta_mech[rad]

spd_ref

[counts/sampling]

u_b [V]

iq_ref [bits]i_a[A]

i_b[A]

theta_mech[counts]

speed

[counts/sampling]

speed

[counts/sampling]

speed

[counts/sampling]

ud_ref [bits]

uq_ref [bits]

29

4.2.2. Procese tranzitorii survenite în maşina asincronă bifazată la

prescrierea unei trepte de viteză

4.2.2.1. Prescrierea unei creşteri de viteză

În Figura 4.2.2 b) şi c) se prezintă ca rezultate ale simulării Matlab-Simulink variaţia tensiunii statorice şi a curenţilor statorici, iar în Figura 4.2.2 d) şi a) variaţia cuplului electromagnetic şi a turaţiei motorului asincron bifazat.

La momentul t=0, s-a prescris motorului o turaţie de 150 rot/min, adică 5 biţi ca prescrisă digitală o turaţiei. Se poate remarca că datorită turaţiei mici prescrise, curenţii de pornire au valori reduse, iar regimul tranzitoriu este foarte scurt. După ce motorul s-a stabilizat la această turaţie, la momentul t=1[s] se prescrie turaţia nominală a motorului (3000 rot/min). Se poate observa că are loc o creştere pronunţată a curenţilor statorici, cuplul electromagnetic se măreşte semnificativ pe durata regimului tranzitoriu, iar tensiunea de alimentare a motorului, stabilită de către sistemul de acţionare creşte cu atât mai mult cu cât motorul se apropie de turaţia de sincronism.

a) b)

c) d)

Figura 4.2.2 Variaţia parametrilor motorului asincron bifazat la prescrierea unei creşteri de viteză

30

4.3. Simularea unor procese tranzitorii în maşina asincronă

trifazată

Pentru simularea unor procese tranzitorii în maşină s-a apelat la pachetul de programe Matlab-Simulink. Schema sistemului de acţionare cu care s-au simulat diferite regimuri tranzitorii este prezentată în Figura 4.3.1. [55, 68, 72, 74]

Figura 4.3.1 Schema simulink pentru simularea unor procese tranzitorii în maşina asincronă trifazată

Sistemul de acţionare cuprinde un motor de inducţie trifazat alimentat de la un invertor PWM, două blocuri care realizează transformări de axe din d-q în abc şi din abc în d-q, un bloc care are rolul de a compensa alunecarea rotorului (COMPENSARE ALUNECARE), un bloc A/D care are rolul de a converti curenţii de pe două faze din analogic în digital, şi trei regulatoare PI. Un bloc PI are rolul de regulator de viteză iar celelalte două au rol de regulatoare de curent, unul pentru componenta Iq şi altul pentru componenta Id.

Pentru a obţine un rezultat cât mai realist, au fost setaţi următorii parametri pentru blocul invertorului PWM:

� Tensiunea continuă maximă la intrarea invertorului: 310 [V]; � Frecvenţa de tact: 150e+6; (frecvenţa de lucru a procesorului - 150MHz); � Perioada PWM: 0.00005[s]. Pe tot parcursul determinărilor care au ca scop simularea proceselor tranzitorii din

motor s-au păstrat aceleaşi valori Kp şi Ki din cele trei regulatoare PI. Parametrii acestor regulatoare au fost stabiliţi în cadrul unui test care avea ca scop alegerea optimă a constantelor Ki şi Kp pentru fiecare bloc PI, astfel încât să se urmărească cât mai fidel prescrisa de viteză de către motorul asincron în cazul funcţionării sale la gol.

i_a[bits]

i_b[bits]

i_c[bits]

MODUL DE PUTERE

Mr [Nm]

sinsin_theta

Id_ref

i_d_ref

cos cos_theta

z

1

Unit Delay

Power

module

Transform

dq->abc

TDQ2ABC0

Transform

abc->dq

TABC2DQ0

SALT TREAPTA

Copy

Rate Transition

REGULATOR

DE VITEZA REGULATOR

CURENT IQ

REGULATOR

CURENT ID

REFERINTA DE VITEZA + VITEZA MASURATA

[counts/sampling]

REFERINTA

DE VITEZA

IM

MOTOR DE INDUCTIE

A/D

MASURARE CURENTI

double

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

ENCODER

CURENTI STATORICI

[counts/sampling]

CURENTI ROTORICI

[counts/sampling]

CUPLU MECANIC

[counts/sampling]

SLIP

COMPENSATION

COMPENSARE ALUNECARE

omg_mech

[counts/sampling]

iq[bits]

iq[bits]

id_ref [bits]

id[bits]

uq_ref [bits]

ud_ref [bits]

ua_ref [bits]

ub_ref [bits]

uc_ref [bits]

u_a [V]

theta_mech[rad]

spd_ref

[counts/sampling]

u_b [V]

u_c [V]

iq_ref [bits]

i_a[A]

i_b[A]

theta_mech[counts]

speed

[counts/sampling]

speed

[counts/sampling]

speed

[counts/sampling]

31

4.3.2. Procese tranzitorii survenite în maşina asincronă la prescrierea unei

trepte de viteză

4.3.2.1. Prescrierea unei creşteri de viteză

În Figura 4.3.2 b) şi c) se prezintă ca rezultate ale simulării Matlab-Simulink variaţia curenţilor statorici şi rotorici, iar în Figura 4.3.2 d) şi a) variaţia cuplului electromagnetic şi a turaţiei motorului asincron trifazat.

La momentul t=0, s-a prescris motorului o turaţie de 300 rot/min, adică o turaţie de 10 biţi în valoare digitală. Se poate remarca că datorită turaţiei mici prescrise, curenţii de pornire au valori reduse, iar regimul tranzitoriu este foarte scurt. După ce motorul s-a stabilizat la această turaţie, la momentul t=1[s] se prescrie turaţia nominală a motorului (3000 rot/min). Se poate observa că are loc o creştere pronunţată a curenţilor statorici şi rotorici, cuplul electromagnetic se măreşte semnificativ pe durata regimului tranzitoriu, iar frecvenţa curenţilor rotorici scade cu atât mai mult cu cât motorul se apropie de turaţia de sincronism.

a) b)

c) d)

Figura 4.3.2 Variaţia parametrilor motorului asincron trifazat la prescrierea unei creşteri de viteză

32

4.4. Concluzii

Utilizarea teoriei fazorilor spaţiali a permis obţinerea unui model general şi simplu al maşinilor electrice de curent alternativ, cuprinzând cele mai complexe regimuri de funcţionare ale acestora. Totodată, modelul maşinilor de curent alternativ bazat pe teoria fazorilor spaţiali a stat la baza concepţiei generale a sistemelor de reglare cu maşini de inducţie.

Modelul maşinilor electrice de curent alternativ care se bazează pe teoria fazorilor spaţiali este mai simplu decât modelul în coordonatele fazelor şi chiar decât modelul d-q, faţă de care se obţine o reducere a numărului de ecuaţii prin înlocuirea celor trei mărimi de fază - curent, flux, tensiune - cu o singură mărime complexă numită fazor spaţial.

Din analiza comparativă a determinărilor efectuate pentru vizualizarea modului de variaţie în regim tranzitoriu al mărimilor electrice şi mecanice pentru motoarele asincrone bifazate, utilizând două topologii de circuite de forţă, cazul controlului cu invertor dublu în H şi cazul controlului cu invertor trifazat standard, se trage concluzia că ambele scheme de control conduc la o variaţie asemănătoare a mărimilor. Circuitul de comandă cu invertor trifazat standard are ca avantaj construcţia standard a convertorului de tip trifazat şi un preţ de cost scăzut al invertorului. Ca dezavantaj este faptul că strategia de control este relativ complicată, necesitând o putere mai mare de calcul pe procesorul digital de semnal. Circuit de comandă cu invertor dublu în H are ca avantaj faptul că permite un control complet al motorului bifazat incluzând reglaj de viteză, reversare de sens, posibilităţi de funcţionare în regim de generator sau frână, strategia de control fiind simplă. Ca dezavantaj este faptul că invertorul este de o complexitate mai ridicată şi la un preţ de cost ridicat.

Analizând determinările efectuate pentru vizualizarea modului de variaţie în regim tranzitoriu al mărimilor electrice şi mecanice pentru motoarele asincrone trifazate, utilizând controlul motorului cu invertor trifazat standard, se trage concluzia că modul de variaţie al mărimilor este unul corect, schema de control având capacitatea de a lucra satisfăcător în cazul regimurilor tranzitorii rapide.

Principiul de control utilizat poate fi aplicat cu succes atât în cazul motoarelor de inducţie bifazate cât şi a celor trifazate.

Principiul de control asigură performanţe dinamice foarte bune pentru maşina de inducţie.

33

5. Contribuţii la realizarea unor sisteme de acţionare

performante cu motoare de inducţie bifazate

5.1. Controlul vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone

bifazate

Pentru a face o comparaţie între două metode de control a motorului asincron bifazat a fost concepută o schemă electrică pentru reglarea vitezei motorului prin intermediul controlului vectorial indirect cu orientare după câmpul rotoric. Această schemă de control vectorial indirect a fost concepută în două variante distincte, păstrându-se însă la bază acelaşi principiu de realizare al controlului vitezei motorului.

O primă variantă de schemă este gândită în aşa fel încât face un control vectorial al vitezei motorului bifazat prin intermediul unui invertor trifazat de construcţie standard. Cea de-a doua variantă de schemă este concepută în aşa fel încât face controlul vectorial al vitezei motorului bifazat prin intermediul unui invertor construit din opt tranzistoare IGBT, fiecare înfăşurare a motorului fiind legată într-o punte H.

5.1.1. Reglarea vitezei motorului asincron bifazat prin intermediul

invertorului trifazat standard

În cazul acestei metode de reglare a vitezei, motorul asincron bifazat este conectat ca o sarcină dezechilibrată între cele trei braţe ale invertorului. Strategia de comandă urmăreşte menţinerea permanentă a unui defazaj de 90° între curenţii din cele două faze şi reglarea vectorială a turaţiei. Circuitul de forţă al acestui tip de sistem de acţionare este prezentat în Figura 5.1.1.

Avantajele acestei metode de acţionare sunt următoarele : � construcţie standard a convertorului de tip trifazat ; � strategia adoptată permite menţinerea valorii cuplului nominal în toată gama de

frecvenţe de la zero la valoarea nominală, după care cuplul scade pe măsură ce turaţia motorului creşte tot mai mult peste viteza nominală de sincronism.

Figura 5.1.1 Circuitul de forţă al sistemului de acţionare motor bifazat – invertor trifazat

34

5.1.1.2. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică

În acest subcapitol este prezentată simularea unei comenzi vectoriale indirecte cu orientare după fluxul rotoric, pentru controlul vitezei motoarelor asincrone bifazate. Simularea a fost realizată cu pachetul de programe Matlab-Simulink, schema bloc a sistemului de acţionare fiind prezentată în Figura 5.1.2. Pentru a realiza un control al vitezei motorului bifazat utilizând principiul de comandă vectorială indirectă, fluxul rotoric nu se va estima, ci se calculează poziţia acestuia, θ, faţă de sistemul statoric fix α-β, funcţie de alunecare. În acest scop este necesară doar reacţie după viteză [25, 28, 29, 30, 33, 37, 38, 46, 47, 48, 49].

Simularea prezintă funcţionarea unui motor asincron bifazat cu rotorul în scurtcircuit la prescrierea unei referinţe de viteză. Pe tot parcursul simulării, motorul a avut aplicat la arbore un cuplu rezistent de tip potenţial cu valoarea de 0.2 Nm, această valoare a cuplului rezistent fiind mai mică decât cuplul nominal al motorului. Datorită aplicării unui cuplu rezistent de tip potenţial la arborele motorului, formele de undă obţinute în momentul prescrierii unui grafic de viteză care presupune o reversare a sensului de rotaţie al rotorului, sunt cu un conţinut mai mare de informaţii referitoare la modul de variaţie al mărimilor electrice şi mecanice ale motorului. Dacă se va prescrie acelaşi grafic de viteză pentru sensuri diferite de rotaţie ale rotorului, formele de undă ale mărimilor măsurate vor avea alt mod de variaţie pentru fiecare sens de rotaţie în parte, acest lucru datorită faptului că pentru un sens, cuplul rezistent aplicat la arborele motorului se opune rotirii rotorului, iar în sens opus de rotaţie va ajuta la rotirea rotorului.

Figura 5.1.2 Reglare vectorială indirectă cu orientarea după fluxul rotoric a motorului

bifazat prin intermediul invertorului trifazat

i_a[bits]

i_b[bits]

i_c[bits ]

spd_ref

[counts /sampling ]

speed

[counts /sampling ]

iq_ref[bits]

iq [bits]

id_ref[bits]

id [bits ]

iq [bits]

uq _ref [bits]

ud _ref [bits]

ua_ref [bits]

ub _ref [bits ]

uc_ref[bits]

spd_controller 0

slip0

SLIP

COMPENSATION

sin_theta sin

iq_controller 0

id_controller 0

i_d_ref

Id _ref

cos_thetacosUnit Delay

z

1

Power

module

TDQ 2ABC0

Transform

dq ->abc

TABC2DQ0

Transform

abc ->dq

Speed

reference

Rate Transition

Copy

Mr [Nm]0.2

Induction Motor

IM

double

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Encoder

Current Measurement

A/D

omg_mech

[counts/sampling]

u_a [V]

theta_mech[rad]

u_b [V]

u_c [V]

i_a[A]

i_b[A]

theta_mech[counts ]

35

Sistemul de acţionare cuprinde pe lângă motorul de inducţie bifazat alimentat de la un invertor PWM trifazat, două blocuri care realizează transformări de axe din d-q în abc şi din abc în d-q, un bloc care calculează unghiul θ (SLIP COMPENSATION), un bloc A/D care are rolul de a converti curenţii de pe cele două faze din analogic în digital, şi trei regulatoare PI. Un bloc PI are rolul de regulator de viteză iar celelalte două au rol de regulatoare de curent, unul pentru componenta Iq şi altul pentru componenta Id.

Întregul sistem modelat simulează acţionarea vectorială a motorului asincron prin intermediul unui procesor DSP.

5.1.1.3. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul

Matlab-Simulink

În urma simulării sistemului de control vectorial al vitezei motorului bifazat în Matlab-Simulink, au fost obţinute câteva rezultate care sunt prezentate în continuare.

a) b)

c) d)

Figura 5.1.3 Variaţia parametrilor SAE la prescrierea unui grafic de viteză

36

În Figura 5.1.3 a) este prezentă cu albastru prescrisa de viteză iar cu verde viteza la care a funcţionat motorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape viteza prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de viteză de la o valoare stabilă la alta. În Figura 5.1.3 b) se prezintă componentele ortogonale de referinţă ale curentului statoric în sistemul orientat Iq_ref şi Id_ref. Se poate remarca faptul că aceste componente sunt proporţionale cu fluxul de orientare şi cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor, realizându-se astfel decuplarea maşinii pe cele două axe. Componenta reactivă prescrisă, Id_ref, reprezentată cu albastru în Figura 5.1.3 b) a fost stabilită pe tot intervalul de timp al simulării la o valoare constantă, mai mică decât cea nominală, întrucât viteza la care funcţionează motorul este mai mare decât viteza nominală. Componenta activă prescrisă, Iq_ref, prezentată cu verde în aceeaşi figură, are aceeaşi formă de variaţie cu cuplul dezvoltat de motor.

Se remarcă din Figura 5.1.3 d), că pe timpul cât motorul îşi modifică viteza, acesta dezvoltă un cuplu mare, iar în momentul când motorul păstrează o viteză stabilă, cuplul dezvoltat scade pană la valoarea cuplului rezistent prescris la arborele motorului.

a) b)

c) d)

Figura 5.1.4 Variaţia parametrilor SAE la prescrierea unui grafic de viteză

37

În Figura 5.1.3.c) se prezintă curentul de reacţie după componenta Id, iar în Figura 5.1.4.b) curentul real care s-a stabilit pentru componenta Iq. Se remarcă faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit extrem de bine valoarea prescrisă Iq_ref. De asemenea se poate considera că şi curentul Id urmăreşte valoarea prescrisă Id_ref, cu toate că există în permanenţă fluctuaţii în jurul valorii de referinţă.

În Figura 5.1.4.a) este prezentat ca rezultat al simulării tensiunea de referinţă pentru componentele Ud şi Uq. Forma de variaţie a acestor tensiuni este reprezentată în biţi, mărimea semnalelor fiind dată de diferenţa dintre valoarea prescrisă şi cea calculată a componentelor Id şi Iq.

În Figura 5.1.4.c) este prezentată forma tensiunii trifazate de ieşire din invertor. Se poate observa că tensiunea trifazată variază indirect în amplitudine şi frecvenţă, în funcţie de valoarea prescrisei de viteză. Astfel, pentru o prescrisă a vitezei la un nivel scăzut, tensiunea cu care se alimentează motorul are amplitudine şi frecvenţă mică, iar dacă prescrisa de viteză are o valoare mare, atunci tensiunea şi frecvenţa sunt de asemenea de valoare mare. În Figura 5.1.4.d) se poate observa mai bine modul în care este creată tensiunea trifazată, două tensiuni fiind permanent în opoziţie iar cea de-a treia fiind defazată la 90 de grade faţă de celelalte două tensiuni. Tensiunile care sunt în opoziţie se aplică la cele două borne de intrare ale înfăşurărilor bifazate, iar a treia tensiune se aplică la legătura comună a celorlalte capete de înfăşurare.

Figura 5.1.5 Variaţia curenţilor statorici din înfăşurările motorului bifazat

În Figura 5.1.5 este prezentată forma de variaţie a curenţilor bifazaţi statorici. Valoarea mare a curenţilor este o imagine a componentei Iq care produce cuplu în motor, pe când valoarea mai mică se datorează curentului de magnetizare Id şi încărcării motorului la arbore. De asemenea se observă foarte bine că deşi se aplică la bornele motorului trei tensiuni trifazate, curenţii prin cele două faze sunt defazaţi la 90 de grade electrice, acest lucru validând corectitudinea principiului de comandă.

38

a) b)

c) d)

Figura 5.1.6 Variaţia parametrilor SAE la prescrierea unui grafic de viteză

În Figura 5.1.6 b) este prezentat modul în care variază curentul de pe faza ‘b’ a invertorului trifazat, fază care se leagă la punctul comun al celor două înfăşurări bifazate. Se observă că valoarea curentului este mai mare faţă de curenţii de pe fazele ‘a’ şi ‘c’, curenţi care sunt reprezentaţi grafic în Figura 5.1.6.a) şi Figura 5.1.5.

5.1.1.4. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de

control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi

modulul de putere ACPM750

În Figura 5.1.7 se prezintă rezultatele obţinute în urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 a sistemului de acţionare cu control vectorial orientat după flux rotoric descris în Figura 5.1.2.

Pentru a se face o comparaţie cât mai bună între valorile obţinute prin simularea sistemului de control şi valorile obţinute prin măsurători directe, s-a prescris o referinţă de viteză de aceeaşi formă ca şi în cazul simulării.

39

a) b)

Figura 5.1.7 Mărimi măsurate în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere

ACPM750

În Figura 5.1.7.a) este prezentă cu albastru prescrisa de viteză iar cu roşu viteza la care a funcţionat motorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape viteza prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de viteză de la o valoare stabilă la alta. În Figura 5.1.7.b) este prezentată cu culoare albastră variaţia componentei ortogonale de referinţă a curentului statoric Iq_ref iar cu culoare roşie modul în care a variat curentul Iq. Este de remarcat faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit destul de bine valoarea prescrisă Iq_ref. Curentul Iq este proporţional cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor.

Dacă se face o comparaţie între rezultatele obţinute prin simulare şi rezultatele determinate practic se constată că nu există diferenţe majore, acest fapt validând corectitudinea simulării sistemului de comandă vectorială. Singura diferenţă care ar putea fi luată în considerare este apariţia celor două valori maximale pe componenta Iq_ref la t=0.8[s] şi t=3.7[s], acest lucru datorându-se utilizării unui motor bifazat asimetric pe durata testelor.

În Figura 5.1.8.a) şi b) este prezentată forma de variaţie a curenţilor bifazaţi statorici. Valoarea mare a curenţilor este o imagine a componentei Iq care produce cuplu în motor. De asemenea se observă foarte bine că deşi se aplică la bornele motorului trei tensiuni trifazate, curenţii prin cele două faze sunt defazaţi la 90 de grade electrice.

-10000

-8000

-6000

-4000

-2000

0

2000

4000

6000

8000

10000

0 1 2 3 4 5 6

vite

za [

rot/

min

]

timp [s]

viteza rotorului

viteza prescrisa

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

0 1 2 3 4 5 6

cure

ntu

l Iq

[A

]

timp [s]

Iq

Iq referinţă

40

Figura 5.1.8 Variaţia curentului prin înfăşurările statorice ale motorului bifazat

a) b)

Figura 5.1.9 Tensiunea rezultantă pe înfăşurările motorului bifazat şi hodograful curenţilor statorici

În Figura 5.1.9 a) este prezentat modul de variaţie al vectorului rezultant, obţinut prin compunerea curenţilor din cele două înfăşurări statorice.

În Figura 5.1.9 b) este prezentată tensiunea care a rezultat pe fiecare fază în parte. Cele două tensiuni se obţin prin sumarea tensiunilor generate de invertorul trifazat.

41

5.1.2. Reglarea vitezei motorului asincron bifazat prin intermediul

invertorului dublu în H

În cazul acestei metode de reglare a vitezei, fiecare fază a motorului asincron bifazat este conectată ca o sarcină între patru tranzistoare ale invertorului, aceste patru tranzistoare formând o punte H. Strategia de comandă urmăreşte menţinerea permanentă a unui defazaj de 90° între curenţii din cele două faze şi reglarea vectorială a turaţiei. Se are în vedere, de asemenea, menţinerea unui anumit cuplu indiferent de viteza de rotaţie a motorului. Circuitul de forţă al acestui tip de sistem de acţionare este prezentat în Figura 5.1.10. Partea de forţă reprezentată cuprinde o punte redresoare trifazată, un grup de condensatoare care au rolul de a stabili un punct de nul pentru circuit şi de asemenea de a liniariza tensiunea continuă, un invertor cu patru braţe IGBT (invertor dublu în H) şi motorul de inducţie bifazat [25, 28, 29, 30, 33, 37, 38, 46, 47, 48, 49].

Avantajele acestei metode de acţionare sunt următoarele : � control complet al motorului bifazat incluzând reglaj de viteză, reversare de sens,

posibilităţi de funcţionare în regim de generator sau frână; � strategia adoptată permite menţinerea valorii cuplului nominal în toată gama de

frecvenţe de la zero la valoarea nominală, după care cuplul scade pe măsură ce turaţia motorului creşte tot mai mult peste viteza nominală de sincronism a motorului;

� există posibilitatea de adoptare a unor tehnici de optimizare a conţinutului în armonici a curenţilor de fază cu implicaţii pozitive asupra cuplului electromagnetic al maşinii. Dezavantaje :

� schemă de complexitate ridicată, cu număr mare de tranzistoare; � preţul unui astfel de sistem este ridicat.

Figura 5.1.10 Circuitul de forţă al sistemului de acţionare motor bifazat – invertor dublu în H

42

5.1.2.2. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică

În acest subcapitol este prezentată simularea unei comenzi vectoriale indirecte cu orientare după fluxul rotoric, pentru controlul vitezei motoarelor asincrone bifazate. Simularea a fost realizată cu pachetul de programe Matlab-Simulink, schema bloc a sistemului de acţionare fiind prezentată în Figura 5.1.11.

Simularea prezintă funcţionarea unui motor asincron bifazat cu rotorul în scurtcircuit la prescrierea unei referinţe de viteză. Pe tot parcursul simulării, motorul a avut aplicat la arbore un cuplu rezistent de tip potenţial cu valoarea de 0.2 Nm, această valoare a cuplului rezistent fiind mai mică decât cuplul nominal al motorului.

Sistemul de acţionare cuprinde pe lângă motorul de inducţie bifazat alimentat de la un invertor PWM dublu în H, două blocuri care realizează transformări de axe din d-q în α-β şi din α-β în d-q, un bloc care calculează unghiul θ (SLIP COMPENSATION), un bloc A/D care are rolul de a converti curenţii de pe cele două faze din analogic în digital, şi trei regulatoare PI. Un bloc PI are rolul de regulator de viteză iar celelalte două au rol de regulatoare de curent, unul pentru componenta Iq şi altul pentru componenta Id [25, 28, 29, 30, 33, 37, 38, 46, 47, 48, 49].

Întregul sistem modelat simulează acţionarea vectorială a motorului asincron prin intermediul unui procesor DSP. Din acest motiv toate mărimile cu care lucrează procesorul digital de semnal sunt convertite în biţi şi scalate cu factorul de scală corespunzător. Factorul de scală este ales pentru fiecare mărime în parte în concordanţă cu traductoarele de curent şi viteză care se utilizează practic pentru măsurarea parametrilor din partea de forţă a circuitului.

Figura 5.1.11 Reglare vectorială indirectă cu orientarea după fluxul rotoric a motorului bifazat prin intermediul invertorului dublu în H

i_a[bits]

i_b[bits]

spd_ref

[counts /sampling ]

speed

[counts/sampling ]

iq _ref [bits]

iq [bits]

id_ref [bits]

id [bits ]

iq [bits]

uq_ref [bits]

ud_ref [bits]

ua_ref [bits]

ub_ref [bits]spd_controller 0

slip0

SLIP

COMPENSATION

sin_theta sin

iq_controller 0

id_controller 0

i_d_ref

Id_ref

cos_thetacosUnit Delay

z

1

Power

module

TDQ 2ALPHABETA

Transform

d,q -> alpha ,beta

TALPHABETA 2DQ

Transform

alpha ,beta -> d,q

Speed

reference

Rate Transition

Copy

Mr [Nm]0.2

Induction Motor

IM

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Encoder

Current Measurement

A/D

omg_mech

[counts/sampling]

u_a [V]

theta_mech[rad]

u_b [V]

i_a[A]

i_b[A]

theta_mech[counts ]

43

5.1.2.3. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul

Matlab-Simulink

În urma simulării sistemului de control vectorial al vitezei motorului bifazat în Matlab-Simulink, au fost obţinute câteva rezultate care sunt prezentate în continuare.

Schema de control a avut mărimea prescrisă graficul de viteză de mai jos. La momentul t=0, s-a impus motorului o creştere a turaţiei după o rampă, astfel

încât la t=1[s] acesta să ajungă la 300% din turaţia nominală, adică 9000 rot/min, după care s-a impus menţinerea turaţiei la valoarea de 9000 rot/min timp de o secundă.

La momentul t=2[s], s-a comandat reversarea sensului de rotaţie a motorului de la 9000 rot/min la -9000 rot/min, în timp de două secunde.

La momentul t=4[s], s-a prescris menţinerea constantă a turaţiei la valoarea de -9000 rot/min timp de o secundă.

La momentul t=5[s], s-a prescris scăderea turaţiei de la -9000 rot/min la 0 în timp de o secundă.

a) b)

c) d)

Figura 5.1.12 Variaţia parametrilor SAE la prescrierea unui grafic de viteză

44

În Figura 5.1.12 a) este prezentă cu albastru prescrisa de viteză iar cu verde viteza la care a funcţionat motorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape viteza prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de viteză de la o valoare stabilă la alta. În Figura 5.1.12 b) se prezintă componentele ortogonale de referinţă ale curentului statoric în sistemul orientat Iq_ref şi Id_ref. Se poate remarca faptul că aceste componente sunt proporţionale cu fluxul de orientare şi cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor, realizându-se astfel decuplarea maşinii pe cele două axe. Componenta reactivă prescrisă Id_ref, reprezentată cu verde în Figura 5.1.12 b) a fost stabilită pe tot intervalul de timp al simulării la o valoare constantă, mai mică decât cea nominală, întrucât viteza la care funcţionează motorul este mai mare decât viteza nominală. Componenta activă prescrisă, Iq_ref, prezentată cu albastru în aceeaşi figură, are aceeaşi formă de variaţie cu cuplul dezvoltat de motor.

Se remarcă din Figura 5.1.12 d) că pe timpul cât motorul îşi modifică viteza, acesta dezvoltă un cuplu mare, iar în momentul când motorul păstrează o viteză stabilă, cuplul dezvoltat scade pană la valoarea cuplului rezistent prescris la arborele motorului.

a) b)

c) d)

Figura 5.1.13 Variaţia parametrilor SAE la prescrierea unui grafic de viteză

45

În Figura 5.1.12 c) se prezintă curentul de reacţie după componenta Id, iar în Figura 5.1.13 b) curentul real care s-a stabilit pentru componenta Iq. Se remarcă faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit extrem de bine valoarea prescrisă Iq_ref. De asemenea se poate considera că şi curentul Id urmăreşte valoarea prescrisă Id_ref, cu toate că există în permanenţă fluctuaţii în jurul valorii de referinţă.

În Figura 5.1.13 a) este prezentat ca rezultat al simulării tensiunea de referinţă pentru componentele Ud şi Uq. Forma de variaţie a acestor tensiuni este reprezentată în biţi, mărimea semnalelor fiind dată de diferenţa dintre valoarea prescrisă şi cea calculată a componentelor Id şi Iq.

În Figura 5.1.13 c) este prezentată forma tensiunii bifazate de ieşire din invertor. Se poate observa că tensiunea bifazată variază indirect în amplitudine şi frecvenţă, în funcţie de valoarea prescrisei de viteză. Astfel, pentru o prescrisă a vitezei la un nivel scăzut, tensiunea cu care se alimentează motorul are amplitudine şi frecvenţă mică, iar dacă prescrisa de viteză are o valoare mare, atunci tensiunea şi frecvenţa sunt de asemenea de valoare mare. În Figura 5.1.13 d) se poate observa mai bine modul în care este creată tensiunea bifazată, cele două tensiuni fiind permanent defazate la 90 de grade electrice.

Figura 5.1.14 Variaţia curenţilor statorici din înfăşurările motorului bifazat

În Figura 5.1.14 este prezentată forma de variaţie a curenţilor bifazaţi statorici. Se remarcă faptul că curenţii saltă la valori mari pe durata regimurilor tranzitorii de variaţie a vitezei între două valori constante ale acesteia. Valoarea mare a curenţilor este o imagine a componentei Iq care produce cuplu în motor, pe când valoarea mai mică se datorează curentului de magnetizare Id şi încărcării motorului la arbore.

În Figura 5.1.15 este prezentat modul în care a evoluat vectorul rezultat prin compunerea celor doi curenţi care străbat înfăşurările statorice ale motorului bifazat.

46

În Figura 5.1.16 a) este prezentat hodograful variaţiei fluxului rotoric rezultant iar în Figura 5.1.16 b) este prezentat modul în care a evoluat acesta pe durata parcurgerii graficului de viteză impus. Se observă că fluxul rotoric ajunge la o valoare stabilă într-un timp de aproximativ 0.2 secunde, după ce face aproximativ şase oscilaţii în apropierea valorii de echilibru. Valoarea redusă a fluxului se datorează valorii scăzute a componentei curentului Id care a fost prescrisă.

Figura 5.1.15 Hodograful curenţilor statorici Ia şi Ib

a) b)

Figura 5.1.16 Variaţia fluxului rotoric la prescrierea unui grafic de viteză

47

5.1.2.4. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de

control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi

invertorul de putere dublu în H

În Figura 5.1.17 se prezintă rezultatele obţinute în urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 a sistemului de acţionare cu control vectorial orientat după flux rotoric descris în Figura 5.1.11. [51, 52, 54, 62, 63, 64, 65].

Pentru a se face o comparaţie cât mai bună între valorile obţinute prin simularea sistemului de control şi valorile obţinute prin măsurători directe, s-a prescris o referinţă de viteză de aceeaşi formă ca şi în cazul simulării.

În Figura 5.1.17 a) se prezintă cu albastru prescrisa de viteză iar cu roşu viteza la care a funcţionat motorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape viteza prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de viteză de la o valoare stabilă la alta. În Figura 5.1.17 b) este prezentată cu culoare albastră variaţia componentei ortogonale de referinţă a curentului statoric Iq iar cu culoare roşie modul în care a variat curentul Iq.

a) b)

Figura 5.1.17 Mărimi măsurate în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi invertor dublu în H

Este de remarcat faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit destul de bine valoarea prescrisei. Curentul Iq este proporţional cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor [51, 52, 54, 62, 63, 64, 65].

Dacă se face o comparaţie între rezultatele obţinute prin simulare şi rezultatele determinate practic se constată că nu există diferenţe majore, acest fapt validând

-10000

-8000

-6000

-4000

-2000

0

2000

4000

6000

8000

10000

0 1 2 3 4 5 6

vite

za [

rot/

min

]

timp [s]

viteza rotorului

viteza prescrisa

-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

5

0 1 2 3 4 5 6

cure

ntu

l Iq

[A

]

timp [s]

Iq

Iq referinţă

48

corectitudinea simulării sistemului de comandă vectorială. Singura diferenţă care ar putea fi luată în considerare este apariţia celor două valori maximale pe componenta de referinţă a curentului Iq la t=3.7s şi t=5.1s, acest lucru datorându-se utilizării unui motor bifazat asimetric pe durata testelor.

În Figura 5.1.18 a) şi b) este prezentată forma de variaţie a curenţilor bifazaţi statorici. Se remarcă faptul că curenţii saltă la valori mari pe durata regimurilor tranzitorii de variaţie a vitezei între două valori constante ale acesteia. Valoarea mare a curenţilor este o imagine a componentei Iq care produce cuplu în motor. De asemenea se observă foarte bine că sistemul de control vectorial stabileşte un defazaj de 90 de grade electrice între curenţii celor două faze.

a) b)

Figura 5.1.18 Variaţia curentului prin înfăşurările motorului bifazat

Figura 5.1.19 Dependenţa dintre tensiunile de alimentare a celor două înfăşurări statorice

49

5.2. Concluzii

Controlul vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone bifazate prin intermediul unui invertor trifazat de tensiune de construcţie standard este mai complexă şi necesită o putere mai mare de calcul din partea procesorului DSP, având avantajul că invertorul are cu două tranzistoare mai puţin faţă de cea de-a doua variantă propusă, aici fiind necesare opt tranzistoare IGBT de putere.

Analizând datele obţinute în cazul controlului vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone bifazate prin intermediul unui invertor dublu în H de tensiune se constată că partea de control este mai simplă, deci puterea de calcul cerută de la procesorul DSP este mai mică, dar există dezavantajul complexităţii invertorului şi al preţului de cost al acestuia.

Ambele variante de control a vitezei motorului bifazat permit obţinerea de viteze mari la arborele rotorului, aşa cum poate fi observat din datele obţinute prin simulare şi din datele culese experimental.

Rezultatele obţinute experimental validează corectitudinea sistemului de control a vitezei motorului bifazat, deoarece acestea coincid cu rezultatele obţinute prin simulare.

În urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 a celor două variante de control a poziţiei pentru motorul bifazat se poate trage concluzia că ambele metode de control duc la acelaşi rezultat. În cazul utilizării invertorului trifazat strategia de control este mai complexă şi necesită un calcul mai mare pe procesorul DSP, dar costurile părţii hardware sunt mai mici. În cazul invertorului dublu în H strategia de control este simplă dar costurile invertorului sunt mari.

Atât în cazul controlului de viteză cât şi în cazul controlului de poziţie cu motor asincron bifazat, tensiunile rezultante care se aplică pe cele două înfăşurări sunt defazate la 90 de grade electrice.

Se obţine un control total al vitezei şi poziţiei motorului asincron bifazat. Dacă parametrii motorului care se trec în partea de simulare nu corespund cu cei

reali, în cazul implementării practice performanţele acţionării scad. Metoda rapidă de scriere a codului executabil pentru procesorul digital de semnal

permite testarea rapidă a diferitelor configuraţii de sisteme de acţionare electrică, cu modificări minime sau chiar zero pentru partea hardware.

50

6. Contribuţii la realizarea unor sisteme de acţionare

performante cu motoare de inducţie trifazate

6.1. Controlul vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone

trifazate

Pentru performanţe dinamice foarte înalte, cuplul este controlat prin menţinerea fluxului rotoric 8�� constant, în timp ce componenta ��� a curentului rotoric este

variabilă. Menţinerea fluxului rotoric constant implică menţinerea curentului ��� la o valoare constantă, în timp ce componenta curentului rotoric ��� este controlată de către

componenta ��� a curentului statoric [67, 75, 81, 82, 84, 85].

Strategia de control necesită determinarea orientării fluxului rotoric pentru a putea calcula curenţii ��� si ���. Metoda vectorială de control direct estimează vectorul

fluxului magnetic ca o funcţie de: tensiunea statorică, curentul statoric, şi viteza rotorului.

6.1.1. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică

Simularea prezintă funcţionarea unui motor asincron trifazat cu rotorul în scurtcircuit la prescrierea unei referinţe de viteză. Pe tot parcursul simulării, motorul a avut aplicat la arbore un cuplu rezistent de tip potenţial cu valoarea de 0.15 Nm, această valoare a cuplului rezistent fiind mai mică decât cuplul nominal pe care îl poate dezvolta motorul.

Figura 6.1.1 Reglare vectorială indirectă cu orientarea după fluxul rotoric a motorului trifazat

i_a[bits]

i_b[bits]

i_c[bits ]

spd_ref

[counts /sampling ]

speed

[counts /sampling ]

iq_ref[bits]

iq [bits]

id_ref[bits]

id [bits ]

iq [bits]

uq _ref [bits]

ud _ref [bits]

ua_ref [bits]

ub _ref [bits ]

uc_ref[bits]

spd_controller 0

slip0

SLIP

COMPENSATION

sin_theta sin

iq_controller 0

id_controller 0

i_d_ref

Id _ref

cos_thetacosUnit Delay

z

1

Power

module

TDQ 2ABC0

Transform

dq ->abc

TABC2DQ0

Transform

abc ->dq

Speed

reference

Rate Transition

Copy

Mr [Nm]0.2

Induction Motor

IM

double

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Encoder

Current Measurement

A/D

omg_mech

[counts/sampling]

u_a [V]

theta_mech[rad]

u_b [V]

u_c [V]

i_a[A]

i_b[A]

theta_mech[counts ]

51

6.1.2. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul

Matlab-Simulink

În urma simulării sistemului de control vectorial al vitezei motorului trifazat în Matlab-Simulink, au fost obţinute câteva rezultate care sunt prezentate în continuare.

a) b)

c) d)

Figura 6.1.2 Variaţia parametrilor la prescrierea unui grafic de viteză

În Figura 6.1.2 a) este prezentă cu albastru prescrisa de viteză iar cu verde viteza la care a funcţionat motorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape viteza prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de viteză de la o valoare stabilă la alta. În Figura 6.1.2 b) se prezintă componentele ortogonale de referinţă ale curentului statoric în sistemul orientat Iq_ref şi Id_ref. Se poate remarcă faptul că aceste componente sunt proporţionale cu fluxul de orientare şi cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor, realizându-se astfel decuplarea maşinii pe cele două axe. Componenta reactivă prescrisă, Id_ref, reprezentată cu verde în Figura 6.1.2 b) a fost stabilită pe tot intervalul de timp al simulării la o valoare constantă, mai mică decât cea nominală, întrucât viteza la care funcţionează motorul este mai mare decât viteza nominală. Componenta activă

52

prescrisă, Iq_ref, prezentată cu albastru în aceeaşi figură, are aceeaşi formă de variaţie cu cuplul dezvoltat de motor.

Se remarcă în Figura 6.1.2 d) că pe timpul cât motorul îşi modifică viteza, acesta dezvoltă un cuplu mare, iar în momentul când motorul păstrează o viteză stabilă, cuplul dezvoltat scade pană la valoarea cuplului rezistent prescris la arborele motorului.

a) b)

c) d)

Figura 6.1.3 Variaţia parametrilor sistemului de acţionare electrică la prescrierea unui grafic de viteză

În Figura 6.1.2 c) se prezintă curentul de reacţie după componenta Id, iar în Figura 6.1.3 b) curentul real care s-a stabilit pentru componenta Iq. Se remarcă faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit foarte bine valoarea prescrisă Iq_ref. De asemenea se poate considera că şi curentul Id urmăreşte valoarea prescrisă Id_ref, cu toate că există în permanenţă fluctuaţii în jurul valorii de referinţă. În Figura 6.1.3 a) este prezentat ca rezultat al simulării tensiunea de referinţă pentru componentele Ud şi Uq. Forma de variaţie a acestor tensiuni este reprezentată în biţi.

53

În Figura 6.1.3 c) este prezentată forma tensiunii trifazate de ieşire din invertor. Se poate observa că tensiunea trifazată variază indirect în amplitudine şi frecvenţă, în funcţie de valoarea prescrisei de viteză. Astfel, pentru o prescrisă a vitezei la un nivel scăzut, tensiunea cu care se alimentează motorul are amplitudine şi frecvenţă mică, iar dacă prescrisa de viteză are o valoare mare, atunci tensiunea şi frecvenţa sunt de asemenea de valoare mare. În Figura 6.1.3 d) se poate observa mai bine modul în care este creată tensiunea trifazată, cele trei tensiuni fiind permanent defazate la 120 de grade electrice.

Figura 6.1.4 Variaţia curenţilor statorici din înfăşurările motorului trifazat

Figura 6.1.5 Hodograful curenţilor statorici Ialfa şi Ibeta

În Figura 6.1.4 este prezentată forma de variaţie a curenţilor trifazaţi statorici. Se remarcă faptul că curenţii saltă la valori mari pe durata regimurilor tranzitorii de variaţie a vitezei între două valori constante ale acesteia.

54

6.1.3. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de

control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi

modulul de putere ACPM750

În Figura 6.1.6 se prezintă rezultatele obţinute în urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 a sistemului de acţionare cu control vectorial orientat după flux rotoric descris în Figura 6.1.1

Pentru a se face o comparaţie cât mai bună între valorile obţinute prin simularea sistemului de control şi valorile obţinute prin măsurători directe, s-a prescris o referinţă de viteză de aceeaşi formă ca şi în cazul simulării.

a) b)

Figura 6.1.6 Mărimi măsurate în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere

ACPM750

În Figura 6.1.6 a) este prezentă cu albastru prescrisa de viteză iar cu roşu viteza la care a funcţionat motorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape viteza prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de viteză de la o valoare stabilă la alta. În Figura 6.1.6 b) este prezentată cu culoare galbenă variaţia componentei ortogonale de referinţă a curentului statoric Iq iar cu culoare roz modul în care a variat curentul Iq.

Este de remarcat faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit destul de bine valoarea prescrisă Iq_ref. Curentul Iq este proporţional cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor. Dacă se face o comparaţie între rezultatele obţinute prin simulare şi rezultatele determinate practic se constată că nu există diferenţe majore, acest fapt validând corectitudinea simulării sistemului de comandă vectorială. Singura

0 2.5 5 7.5 10 12.5

x1e3

-300

-150

0

150

300

Acquisition time

VITEZA ROTORULUI REFERINTA DE VITEZA

0 2.5 5 7.5 10 12.5

x1e3

-30

-15

0

15

30

x1e3

Acquisition time

CURENTUL IQ REFERINTA CURENTULUI IQ

13500

9000

4500

0

-4500

-9000

-13500

vite

za [

rot/

min

]

55

diferenţă care ar putea fi luată în considerare ar fi apariţia celor două valori maximale pe componenta Iq_ref la t=1.8s şi t=7.6s.

În Figura 6.1.7 a) este prezentată tensiunea de alimentare a fiecărei faze a motorului asincron trifazat. Se observă că tensiunile obţinute de la ieşirea invertorului trifazat sunt defazate cu 120 de grade electrice între ele şi modulate corespunzător în durată, astfel încât curentul de circulaţie din fiecare fază a motorului are o variaţie sinusoidală. În Figura 6.1.7 b) este prezentată forma de variaţie a curentului unei faze la parcurgerea primelor şase secunde din graficul de viteză prezentat în Figura 6.1.6 a).

a) b)

Figura 6.1.7 Mărimi măsurate în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750

Figura 6.1.8 Dependenţa dintre tensiunile de alimentare a două înfăşurări

În Figura 6.1.8 este prezentată dependenţa dintre două tensiuni de alimentare a înfăşurărilor motorului trifazat. Se observă că forma obţinută este specifică cazului de generare a tensiunilor prin tehnica controlului vectorial.

56

6.2. Controlul vectorial indirect de poziţie cu motoare asincrone

trifazate

În acest subcapitol se prezintă rezultatele obţinute prin simularea şi testarea practică a unei comenzi vectoriale indirecte, cu orientare după fluxul rotoric pentru controlul poziţiei motoarelor asincrone trifazate.

6.2.1. Schema simulink a sistemului de acţionare electrică

Simularea prezintă funcţionarea unui motor asincron trifazat cu rotorul în scurtcircuit la prescrierea unei referinţe de poziţie. Pe tot parcursul simulării, motorul a avut aplicat la arbore un cuplu rezistent de 0.15 Nm, acesta simulând încărcarea motorului.

Figura 6.2.1 Schema de reglare vectorială indirectă cu orientarea după fluxul rotoric pentru controlul poziţiei motoarelor asincrone trifazate

Pe tot parcursul determinărilor care au ca scop simularea modului de lucru al sistemului de control s-au păstrat aceleaşi valori pentru constantele din cele trei regulatoare utilizate în sistemul de acţionare.

i_c[A]

pos_ref

[counts ]

position [counts ]iq_ref[bits]

id_ref[bits]

uq_ref[bits]

ud_ref[bits]

id [bits ]

iq [bits]

slip 0

SLIP

COMPENSATION

sin_theta sin

phira

omega

iq_controller 0

id_ref

Id _ref

id_controller 0

cos_thetacos

Power

module

TDQ 2ABC0

Transform

dq->abc

TABC2DQ0

Transform

abc ->dq

Rate

Transition

PID_Controller 0

Mr [Nm ]0.2 Induction Motor

IM

double

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Encoder

Delay

z

1

Current

Measurement

A/D

Position

Reference

omg_mech [counts/sampling]

ua_ref [bits]

ub_ref [bits]

uc_ref [bits]

ia[bits]

ib[bits]

theta_mech [counts ]

u_a[V]

i_a [A]

i_b [A]

u_b[V]

theta_mech[rad]

ic[bits]

u_c[V]

57

6.2.2. Rezultate obţinute prin simularea controlului vectorial în mediul

Matlab-Simulink

În urma simulării sistemului de control vectorial al poziţiei motorului trifazat în Matlab-Simulink, au fost obţinute câteva rezultate care sunt prezentate în continuare.

a) b)

c) d)

Figura 6.2.2 Variaţia parametrilor sistemului de acţionare electrică la prescrierea unui grafic de poziţie

În Figura 6.2.2 a) este prezentă cu albastru prescrisa de poziţie, iar cu verde poziţia la care s-a stabilit rotorul. Se remarcă faptul că rotorul urmăreşte îndeaproape poziţia prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de la o valoare stabilă la alta. În Figura 6.2.2 b) se prezintă componentele ortogonale de referinţă ale curentului statoric în sistemul orientat Iq_ref şi Id_ref.

Componenta reactivă prescrisă, Id_ref, reprezentată cu verde în Figura 6.2.2 b) a fost stabilită pe tot intervalul de timp al simulării la o valoare constantă. Componenta activă prescrisă, Iq_ref, prezentată cu albastru în aceeaşi figură, are rolul de a stabili cuplul dezvoltat de motor.

58

6.2.3. Rezultate obţinute în urma implementării practice a sistemului de

control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi

modulul de putere ACPM750

În Figura 6.2.3 se prezintă rezultatele obţinute în urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 a sistemului de acţionare cu control vectorial orientat după flux rotoric descris în Figura 6.2.1.

a) b)

Figura 6.2.3 Mărimi măsurate în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere

ACPM750

În Figura 6.2.3 a) este prezentă cu galben prescrisa de poziţie, iar cu roşu poziţia la care s-a stabilit rotorul. Se remarcă faptul că motorul urmăreşte îndeaproape poziţia prescrisă, chiar şi în cazul salturilor rapide de la o valoare stabilă la alta. În Figura 6.2.3 b) este prezentată cu culoare albastră variaţia componentei ortogonale de referinţă a curentului statoric Iq_ref iar cu culoare neagră modul în care a variat curentul Iq. Este de remarcat faptul că componenta Iq a curentului, măsurată ca reacţie a urmărit foarte bine valoarea prescrisă Iq_ref. Curentul Iq este proporţional cu cuplul electromagnetic dezvoltat de motor.

În Figura 6.2.4 a) este prezentată tensiunea de alimentare pe fiecare fază a motorului asincron trifazat. Se observă că tensiunile obţinute de la ieşirea invertorului trifazat sunt de valoare mică şi modulate corespunzător în durată, astfel încât curentul de circulaţie din fiecare fază a motorului să aibă o variaţie sinusoidală, aşa cum se observă în graficul de pe canalul patru. În Figura 6.2.4 b) este prezentată dependenţa dintre două tensiuni de alimentare a înfăşurărilor motorului trifazat. Se observă că forma obţinută este specifică cazului de generare a tensiunilor prin tehnica controlului vectorial.

0 0.75 1.5 2.25 3 3.75

x1e3

-3

-1.5

0

1.5

3

x1e3

Acquisition time

POZITIA ROTORULUI REFERINTA DE POZITIE

0 0.75 1.5 2.25 3 3.75

x1e3

-15

-7.5

0

7.5

15

x1e3

Acquisition time

CURENTUL IQ DIN MOTOR PRESCRISA COMP. IQ

59

a) b)

Figura 6.2.4 Mărimi măsurate în urma implementării practice a sistemului de control vectorial pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750

6.3. Concluzii

În urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 şi modulul de putere ACPM750 a sistemului de control vectorial a vitezei şi poziţiei motoarelor trifazate se pot trage următoarele concluzii:

� Se ajunge rapid din stadiul de simulare al acţionării la implementarea reală a schemei de control;

� Calculele făcute pe procesorul DSP pentru controlul motorului trifazat sunt mai numeroase faţă de cazul controlului motorului bifazat;

� Metoda de control care a fost simulată este viabilă şi funcţionează cu performanţe foarte bune şi în implementarea practică;

� Se obţine un control total al vitezei şi poziţiei motorului asincron trifazat; � Dacă parametrii motorului care se trec în partea de simulare nu corespund

cu cei reali, în cazul implementării practice performanţele acţionării scad; � Metoda rapidă de scriere a codului executabil pentru procesorul digital de

semnal permite testarea rapidă a diferitelor configuraţii de sisteme de acţionare electrică, cu modificări minime sau chiar zero pentru partea hardware;

� Este necesară utilizarea unor softuri de complexitate mare pentru a crea în final fişierul executabil care va fi rulat de procesorul digital de semnal;

� Costul părţii software este mare; � S-au obţinut în cazul implementării practice a sistemului de control aceleaşi

variaţii pentru parametrii electrici ai acţionării ca şi în cazul simulării sistemului; � Atât în cazul controlului de viteză cât şi în cazul controlului de poziţie cu

motor asincron trifazat, tensiunile rezultante care se aplică pe cele trei înfăşurări sunt în permanenţă defazate la 120 de grade electrice;

� Se obţine un control total al vitezei şi poziţiei motorului asincron trifazat.

60

7. Elemente de proiectare şi execuţie a invertoarelor

pentru controlul vectorial al motoarelor bifazate

[12, 13, 14, 15, 19, 20, 21, 22, 32, 34, 35, 36, 40, 41, 42, 44, 45, 57 58, 59, 60, 61]

Pentru a obţine diferite configuraţii ale circuitului de alimentare a motoarelor monofazate, bifazate şi trifazate a fost dezvoltat un sistem de acţionare comandat cu procesor digital de semnal, sistem care permite configurarea circuitului de forţă în funcţie de tipul motorului comandat şi în funcţie de modul de comandă dorit.

Partea de forţă a circuitului este compusă dintr-o sursă de tensiune continuă şi un invertor cu şase braţe. Sursa de tensiune continuă este realizată dintr-o punte redresoare trifazată şi două condensatoare de 4700µF (450V) înseriate. S-au utilizat două condensatoare înseriate pentru a putea fi creat un punct de nul artificial, legătura la acest nul fiind necesară în cazul anumitor strategii de control a motoarelor.

Invertorul a fost realizat prin utilizarea a şase braţe sub formă modulară de elemente semiconductoare. Fiecare braţ are în componenţă două tranzistoare IGBT de mare putere, tranzistoare care la rândul lor sunt conectate în antiparalel cu o diodă de fugă. Curentul nominal al tranzistoarelor IGBT este de 200A în cazul utilizării în regim de lungă durată, putându-se stabili şi un curent de maxim 300A pe o durată de 10 secunde. Tensiunea nominală a tranzistoarelor este de 1200V. Aceleaşi valori ale curentului şi tensiunii sunt valabile şi pentru dioda de fugă.

Pentru a comanda fiecare braţ IGBT al invertorului s-au utilizat şase drivere care au fost montate prin intermediul unei placi de adaptare, pe fiecare braţ în parte. Partea de driver are rolul de a face diferite protecţii ale tranzistoarelor monitorizând tensiunea şi curentul pe tranzistor şi de asemenea are rolul de a asigura comanda corectă a tranzistoarelor, chiar în cazul unor semnale de comandă greşite.

Placa de interfaţare între driver şi braţul IGBT are rolul de a asigura legăturile electrice de la modulul de forţă la driver şi de la cele două semnale PWM de comandă ale tranzistoarelor la driver. De asemenea această placă se utilizează pentru parametrizarea diferitelor protecţii şi comenzi ale driverului IGBT.

Semnalele PWM de comandă a tranzistoarelor de forţă sunt transmise către cele şase drivere prin intermediul a două placi de comandă identice care comunică între ele, fiecare placă asigurând ieşirea a şase semnale de comandă către trei drivere. De asemenea fiecare din cele două placi de comandă asigură următoarele funcţii:

� Separă galvanic semnalele PWM de la procesorul DSP către invertor; � Asigură toate legăturile necesare cu placa procesorului DSP; � Modifică nivelul semnalelor primite de la procesorul DSP (3,3V) la 5V; � Face legătura între placa cu module LEM pentru citirea curenţilor şi

intrările analogice ale plăcii cu procesor DSP;

61

� Face legătura şi adaptarea semnalele de la traductorul de poziţie montat pe motor şi placa procesorului DSP;

� Permite stabilirea modului de comandă al tranzistoarelor IGBT pentru diferite configuraţii ale invertorului;

� Ridică semnalele de comandă către driverele IGBT de la 5V la 15V; � Schimbă semnalele PWM de la procesorul DSP din active în 0 LOGIC în

active în 1 LOGIC; � Permite intrarea semnalelor PWM atât pe 3,3V cât şi pe 5V; � Semnalizează optic prezenţa tensiunilor de comandă; � Semnalizează optic starea driverelor IGBT; � Asigură legătura cu sursele de alimentare ale diferitelor circuite; � Asigură pornirea şi oprirea surselor în comutaţie tip ATX utilizate în

alimentarea circuitelor. Pentru a putea realiza controlul vectorial al motoarelor este necesară cunoaştere

în orice moment a curentului pe două din faze în cazul motoarelor bifazate şi trifazate. Din acest motiv a fost concepută a placă care face citirea a doi curenţi de pe partea de forţă prin intermediul a două traductoare LEM. De asemenea circuitele de pe placă permit limitarea nivelului semnalului care este transmis spre intrarea analogică a plăcii cu procesor DSP şi filtrarea semnalelor de zgomot electronic. Toate semnalele de intrare şi ieşire pentru această placă sunt asigurate printr-un port de legătură de pe placa de comanda descrisa anterior.

Pentru a cunoaşte cu exactitate poziţia rotorului motorului comandat se utilizează un traductor incremental de poziţie, semnalele de la acest traductor fiind transferate către procesorul DSP în urma unor adaptări şi filtrări care se fac pe placa de comandă.

7.1. Proiectarea şi realizarea invertorului dublu în H pentru

controlul motorului bifazat

Pentru a putea fi testate diferite sisteme de acţionare în care se utilizează motoare asincrone a fost conceput un invertor care are în componenţă şase braţe cu elemente semiconductoare de tip IGBT de mare putere. Având controlul asigurat asupra unui asemenea număr de braţe se pot obţine spre exemplu următoarele configuraţii de invertoare:

� Două invertoare trifazate (se utilizează câte trei braţe IGBT la un invertor); � Un invertor trifazat în care fiecare fază a motorului trifazat este alimentată

de către o punte tip H; � Un invertor bifazat format din patru braţe IGBT care alimentează fiecare

fază a motorului bifazat prin intermediul unei punţi de tip H;

62

7.1.1. Modulul cu tranzistoare IGBT

Modulele semiconductoare de putere joacă un rol important în cadrul sistemelor de acţionare electrică cu turaţie variabilă a motoarelor asincrone. Marele avantaj al modulelor de putere este că integrează diferite elemente semiconductoare de putere, senzori şi circuite de protecţie în acelaşi subsistem, asigurând izolarea electrică faţă de radiatoarele de răcire.

Datorită facilităţilor oferite de către familia de module SEMIX şi din dorinţa de a realiza un invertor de mare putere care să fie utilizat în diferite configuraţii, am utilizat pentru construcţia invertorului bifazat – trifazat şase module IGBT din gama SEMIX 2s, modulele IGBT având denumirea de SEMIX302GB126HDs.

Caracteristicile acestei familii conduc la realizarea unui invertor compact şi cu inductanţe reduse. Dacă se scurtează şi traseele firelor de legătură de pe partea de curent continuu astfel încât acestea să aibă un caracter cât mai puţin inductiv, rezultă o reducere a vârfurilor de tensiune care apar în urma procesului de comutaţie al tranzistoarelor IGBT. Datorită conectării directe a driverului pe modulul de putere se obţine un control optim al tranzistoarelor iar zgomotul electric şi pierderile pe eventualele fire de legătură şi conectori este înlăturat.

Figura 7.1.1 Module IGBT din familia SEMIX

63

7.1.2. Driverul tranzistoarelor IGBT

Partea de driver reprezintă interfaţa vitală care trebuie să existe între tranzistoarele de putere şi controler. Modul de selectare al unui driver şi topologia circuitului electronic al acestuia determină în ultimă instanţă performanţa unui IGBT.

Pentru a controla cele şase module IGBT tip SEMIX302GB126HDs, module care au fost utilizate în construcţia invertorului bifazat – trifazat, am ales un driver de tranzistoare IGBT oferit de către firma SEMIKRON. Driverul are denumirea de SKYPER 32 PRO R, acesta fiind varianta profesională şi vârful de gamă al driverelor pentru tipul de modulele IGBT alese. Pentru a controla toate modulele IGBT utilizate în construcţia invertorului s-au utilizat în total şase drivere, câte un driver pentru fiecare modul de forţă. O imagine a driverului utilizat poate fi observată în Figura 7.1.2.

Figura 7.1.2 Driverul de module IGBT tip SKYPER 32 PRO R

Driverul ales este utilizat pentru a comanda două tranzistoare IGBT conectate în semipunte. Funcţiile de control, separare galvanică şi protecţie sunt integrate pe driver. Caracteristicile tehnice care fac din driverul SKYPER 32 PRO R un vârf de gamă al categoriei sunt următoarele:

� Are două canale de ieşire; � Asigură o sursă de alimentare pentru partea secundară, separată galvanic de

circuitul primar; � Anulează impulsurile de comandă foarte scurte; � Face protecţie la subtensiune de alimentare atât pe partea primară a

circuitului cât şi pe secundar; � Se resetează automat la dispariţia subtensiunii pe partea de alimentare; � Face inter-blocaj între impulsurile de comandă ale tranzistorului superior şi

inferior; � Adaugă un timp de gardă ajustabil la impulsurile PWM de comandă care

vin de la controlerul DSP; � Face protecţie dinamică la scurtcircuit pe partea de forţă prin monitorizarea

tensiunii colector-emitor de pe tranzistoarele IGBT şi monitorizarea modului de intrare în conducţie a tranzistorului;

64

� Asigură ieşirea lentă din conducţie a tranzistoarelor în caz de scurtcircuit; � Anulează semnalele logice de comandă în caz de eroare; � Realizează un management al erorilor; � Permite intrarea unui semnal de eroare din exterior; � Funcţionează până la o tensiune de 1200V pe partea de curent continuu; � Tot circuitul este acoperit cu lac izolant de protecţie.

7.1.3. Placa de adaptare dintre modulul IGBT si driverul IGBT

Pentru a putea realiza conexiunile electrice între modulul IGBT SEMIX302GB126HDs şi driverul SKYPER 32 PRO R a fost necesară utilizarea unei plăci de adaptare. Placa aleasă are denumirea de BOARD 2s SKYPER 32 PRO R, aceasta fiind produsă de firma SEMIKRON în scopul de a permite parametrizarea optimă a driverului în funcţie de tipul modulului IGBT comandat, şi în scopul de a putea fi realizate legăturile electrice între driver şi modul de putere, utilizând arcuri.

În Figura 7.1.3 este prezentată o imagine a plăcii de adaptare BOARD 2s SKYPER 32 PRO R.

Figura 7.1.3 Placa de adaptare BOARD 2s SKYPER 32 PRO R

7.1.4. Stabilirea mărimilor şi parametrilor de comandă pentru tranzistoarele

IGBT de putere

În urma consultării documentaţiei tehnice a modulului de putere SEMIX302GB126HDs, a documentaţiei driverului SKYPER 32 PRO R şi a schemelor electrice pentru placa de adaptare BOARD 2s SKYPER 32 PRO R a fost făcută o parametrizare optimă pentru comanda tranzistoarelor invertorului. Componentele pasive astfel calculate şi determinate din graficele de funcţionare ale modulelor enumerate mai sus au fost lipite în locaţii bine specificate de pe placa de adaptare BOARD 2s SKYPER 32 PRO R, obţinându-se următoarele caracteristici pentru invertor:

� Temperatură maximă de funcţionare 75oC; � Ieşirea lentă din conducţie a tranzistoarelor în caz de scurtcircuit (2.1µs);

65

� Timp de gardă între impulsurile de comandă de 3.3µs sau mai mare; � Se verifică cazul de scurtcircuit după fiecare 5,5µs de la generarea fiecărui

impuls de comandă pentru intrarea în conducţie a tranzistoarelor IGBT; � Este permisă o tensiune maximă de alimentare pe partea de curent continuu

de 1200V; � Intrarea în conducţie a tranzistoarelor se face în 300ns; � Ieşirea din conducţie a tranzistoarelor se face în 1,1µs; � Curentul nominal prin tranzistor este de 200A; � Frecvenţa de comutaţie este de 20kHz în regim uşor de lucru şi de maxim

5kHz în regim greu de lucru (sute de amperi).

7.1.5. Interfaţarea procesorului DSP cu circuitele invertorului IGBT şi ale

traductoarelor

Pentru a putea fi realizată legătura electrică între procesorul digital de semnal şi invertorul IGBT cu şase braţe a fost necesară realizarea a două plăci de interfaţare între procesorul DSP şi invertor. Cele două plăci de interfaţare sunt identice, fiecare din ele asigurând legătura electrică între procesorul DSP şi trei braţe ale invertorului.

Semnalele PWM de comandă a tranzistoarelor de forţă sunt transmise către cele şase drivere prin intermediul acestor două placi de interfaţare care comunică între ele. Fiecare placă asigură ieşirea a şase semnale de comandă către trei drivere.

Cele două placi de interfaţă asigură următoarele funcţii: � Separă galvanic semnalele PWM de la procesorul DSP către invertor; � Asigură toate legăturile necesare cu placa procesorului DSP; � Modifică nivelul semnalelor primite de la procesorul DSP (3,3V) la 5V; � Face legătura între placa cu module LEM pentru citirea curenţilor şi

intrările analogice ale plăcii cu procesor DSP; � Face legătura şi adaptarea semnalele de la traductorul de poziţie montat pe

motor şi placa procesorului DSP; � Permite stabilirea modului de comandă al tranzistoarelor IGBT pentru

diferite configuraţii ale invertorului; � Ridică nivelul semnalelor de comandă către driverele IGBT de la 5V la

15V; � Schimbă semnalele PWM de la procesorul DSP din active în 0 LOGIC în

active în 1 LOGIC; � Permite intrarea semnalelor PWM atât pe 3,3V cât şi pe 5V; � Semnalizează optic prezenţa tensiunilor de comandă; � Semnalizează optic starea driverelor IGBT; � Asigură legătura cu sursele de alimentare ale diferitelor circuite;

66

� Asigură pornirea şi oprirea surselor în comutaţie tip ATX utilizate în alimentarea circuitelor.

Separarea galvanică între procesorul DSP şi circuitele de pe blocul invertorului a fost făcută cu optocuploare performante care au capacitatea de a lucra la o frecvenţă de ordinul sutelor de kHz. Deoarece semnalul de ieşire din optocuploare era de nivel redus a fost conceput un circuit care ridică semnalul la 15V, această valoare fiind necesară la intrarea PWM a driverelor IGBT.

Semnalizarea stării în care se află driverele IGBT este făcută optic prin utilizarea de leduri care emit semnalul luminos în diferite culori. Tot cu leduri este făcută şi semnalizarea prezenţei diferitelor tensiuni pe placă.

Un circuit important de pe placă este cel de adaptare şi inversare a semnalelor PWM care pot proveni de la diferite variante de procesoare DSP. Deoarece procesorul TMS320F2812 care este utilizat în cazul de faţă, generează semnale PWM la valoarea de 3.3V, active în 0 LOGIC, este necesară ridicare semnalelor la 5V pentru a comanda optocuploarele şi inversarea semnalelor pentru a deveni active în 1 LOGIC.

Figura 7.1.4 Placa de interfaţare realizată practic

67

Pentru a putea realiza controlul vectorial al motoarelor este necesară cunoaştere în orice moment a curentului pe două din faze în cazul motoarelor bifazate şi trifazate. Din acest motiv a fost concepută a placă care face citirea a doi curenţi de pe partea de forţă prin intermediul a două traductoare LEM. De asemenea circuitele de pe placă permit limitarea nivelului semnalului care este transmis spre intrarea analogică a plăcii cu procesor DSP şi filtrarea semnalelor de zgomot electronic. Toate semnalele de intrare şi ieşire pentru această placă sunt asigurate printr-un port de legătură de pe placa de comanda descrisa anterior.

Figura 7.1.5 Placa de citire a curentului realizată practic

Pentru a cunoaşte cu exactitate poziţia rotorului motorului comandat se utilizează un traductor incremental de poziţie, semnalele de la acest traductor fiind transferate către procesorul DSP în urma unor adaptări şi filtrări care se fac pe placa de adaptare.

7.1.6. Descrierea plăcii de comandă tip MSK 2812 şi a controlerului digital

de semnal TMS320F2812

Pentru a putea fi implementate sistemele de control vectorial care au fost simulate s-a utilizat placa cu procesor DSP având denumirea de MSK 2812. Aceasta a permis experimentarea şi testarea aplicaţiilor de control digital a mişcării pe controlerul digital de semnal TMS320F2812.

Controlerul ´F2812 este un dispozitiv care funcţionează la tensiunea de 3.3V, fiind destinat implementării aplicaţiilor avansate de control digital a mişcării, acesta integrând într-un singur chip un procesor DSP foarte performant împreună cu toate

68

perifericele. Controlerul ´F2812 are toate perifericele necesare pentru a controla simultan două motoare asincrone trifazate.

Placa MSK2812 include doi conectori dedicaţi pentru interfaţarea cu modulele de putere externe. Fiecare conector asigură toate semnalele necesare de intrare ieşire pentru modulele de putere în scopul controlului motorului asincron.

Placa oferă acces direct la toate semnalele de intrare/ieşire ale procesorului F2812 prin intermediul a patru porturi de extensie. Două porturi permit accesul la magistrala de date, la magistrala de adrese şi la semnalele de control. Celelalte două porturi sunt dedicate pentru interfaţarea cu modulele de putere, fiecare port conţinând toate semnalele de intrare/ieşire de bază necesare pentru a controla motoare de curent continuu, motoare de curent alternativ sau motoare pas cu pas. Prin aceşti doi conectori placa cu procesor DSP poate comunica cu unul sau două module de putere externe simultan, modulele de putere putând fi de diferite tipuri sau de puteri diferite, fiecare adaptat pentru aplicaţii specifice de control. În Figura 7.1.6 se prezintă o vedere de sus cu amplasarea componentelor pe placa MSK2812.

Figura 7.1.6 Amplasarea componentelor pe placa cu procesor DSP tip MSK2812

69

7.1.7. Partea software de implementare pe procesorul DSP a sistemelor de

acţionare simulate

Pentru a putea implementa practic un sistem de acţionare, într-un mod cât mai rapid cu putinţă, în ultimii ani au fost dezvoltate o serie de programe software special concepute pentru a transforma un sistem de acţionare din stadiu de simulare în cod maşină pentru procesoarele digitale de semnal dedicate diferitelor aplicaţii. Această nouă metodă de abordare a dezvoltărilor de aplicaţii de control digital a motoarelor a îndeplinit un vechi vis al automatiştilor şi anume: începerea prin crearea unui model complet al sistemului, crearea blocurilor de control şi analizarea comportării sistemului prin simulare, apoi generarea automată a codului executabil pentru diferite tipuri de sisteme şi testarea în timp real a sistemului simulat. Această nouă metodă de abordare nu numai că reduce semnificativ timpul de dezvoltare al aplicaţiei, ci lasă utilizatorul să se concentreze mai mult pe modul de funcţionare şi de creştere a performanţelor. În acest mod se scurtează drumul de la faza de concepere si testare în laborator la faza de implementare industrială a aplicaţiei.

Figura 7.1.7 Procesul de implementare al aplicaţiilor de control digital a motoarelor,

din etapa de simulare software în etapa de execuţie pe procesor DSP

70

În cadrul acestei lucrări s-a lucrat cu un set complet de medii de dezvoltare, atât la nivel hardware cât si software. Soluţia utilizată oferă multe avantaje semnificative datorită următoarelor caracteristici:

� Generarea automată a codului C – se elimină necesitatea de a scrie codul C şi de a concepe codul de asamblare;

� Modelarea şi simularea vizuală a sistemului– se poate modifica rapid structura de control, se poate face o optimizare a parametrilor de control, se obţin rezultatele simulării imediat;

� Analiza pe un sistem DSP – se validează rezultatele pe un sistem real de control; � Abordare tip “plug-and-play” – se fac toate conexiunile şi setările la partea

hardware şi software, iar apoi se testează dacă toate sistemele funcţionează corespun-zător (simulare, generare de cod, încărcare şi execuţie a codului pe structura procesorului DSP).

7.1.7.2. Simularea sistemului de control

La acest prim nivel, mediul de lucru MATLAB permite simularea completă a configuraţiei sistemelor digitale de control a motoarelor de inducţie. Toate modelele bloc pentru simularea motoarelor, senzorilor, convertoarelor de putere, etc, sunt asigurate de către librăriile programului.

Figura 7.1.8 Modelul schemei de control vectorial în MATLAB-Simulink

În această etapă se pot alege parametrii optimi pentru toate regulatoarele, se pot abţine prin simulare forme de undă care practic nu au cum sa fie măsurate şi se verifică dacă sistemul creat funcţionează adecvat. Dacă rezultatele obţinute sunt satisfăcătoare, se poate trece la următoarea etapă şi anume generarea codului C pentru model.

i_a[bits]

i_b[bits]

i_c[bits]

spd_controller0

SLIP

COMPENSATION

slip0

sinsin_theta

iq_control ler0

id_control ler0

Id_ref

i_d_ref

cos cos_theta

z

1

Unit Delay

Power

module

UQ-ref + UD_ref

[biti ]

UA +UB + UC

[A]

TETA

[RAD]

Transform

dq->abc

TDQ2ABC0

Transform

abc->dq

TABC2DQ0

Speed

reference

Copy

Rate Transition

REFERINTA DE VITEZA +

VITEZA MASURATA

[counts/sampling]

OMEGA

[RAD/S]

0.1 Mr [Nm]

IM

Induction Motor

IQ_ref +

ID_ref

[A]

IQ_reactie

ID_reactie

IA +IB

[A]

double

double

double

double

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

Convert

FLUX ROTORIC

[A]

Encoder

-K-

-K-

A/D

Current Measurement

CUPLU

ELECTROMAGNETIC

omg_mech

[counts/sampling]

iq[bits]

iq[bits]

id_ref [bits]

id[bits]

uq_ref [bits]

ud_ref [bits]

ua_ref [bits]

ub_ref [bits]

uc_ref [bits]

u_a [V]

theta_mech[rad]

spd_ref

[counts/sampling]

u_b [V]

u_c [V]

iq_ref [bits]i_a[A]

i_b[A]

theta_mech[counts]

speed

[counts/sampling]

speed

[counts/sampling]

speed

[counts/sampling]

71

7.1.7.3. Generarea codului C/C++ pentru model

La acest nivel se face generarea codului C/C++ pentru toate blocurile care intervin în sistemul simulat, cu scopul ca acestea să fie implementate şi testate pe un controler DSP (în cazul de faţă TMS320F2812). Pentru a face acest lucru se utilizează programul Real Time Workshop, oferit de către mediul de lucru MATLAB. El permite generarea unui fişier C/C++ complet pentru fiecare din blocurile care au fost folosite pentru modelarea sistemului de control, aşa cum se observă în Figura 7.1.9.

Figura 7.1.9 Utilizarea Real Time Workshop pentru generarea codului C/C++

7.1.7.4. Implementarea aplicaţiilor pe procesorul DSP

Codul C generat de către MATLAB este în final inclus în aplicaţia de bază care este executată de către controlerul TMS320F2812. Utilizându-se platforma Digital Motor Control Developer-Pro (DMCD-Pro) este posibilă încărcarea şi execuţia aplicaţiei pe un procesor digital de semnal. De asemenea acest program permite utilizarea câtorva unelte de analiză grafică putându-se astfel genera un grafic de mişcare ca valoare de referinţă pentru sistem sau se poate vizualiza modul în care au variat parametrii din sistem. Valorile care se afişează grafic sunt salvate într-o primă fază pe memoria din controler, salvare care se face în timp real, după care sunt transferate pe calculatorul utilizatorului şi afişate grafic.

7.2. Elemente tehnice ale invertorului trifazat ACPM 750 pentru

controlul vectorial al motoarelor bifazate şi trifazate

Placa ACPM 750 este un modul de putere de 750 W, compatibil MC-Bus, care combinat cu o unitate de control de tip MSK2812, permite controlul motoarelor de inducţie asincrone, motoarelor sincrone cu magneţi permanenţi şi a motoarelor brushless de curent continuu.

Modulul ACPM 750 include următoarele componente:

72

� Un invertor IGBT trifazat cu frecvenţa de comutaţie de 24kHz, 4ARMS curentul prin tranzistor şi tensiunea continuă maximă de 400VDC.;

� Un tranzistor pentru frânare care suportă o tensiune maximă continuă de 400V şi un curent de 6ARMS;

� Un circuit de limitare rapidă a curentului prin suprimarea impulsurilor de comandă către tranzistoare;

� Două traductoare de curent tip LEM care măsoară curentul pe două din fazele de ieşire ale invertorului;

� Un circuit de măsurare a tensiunii continue de intrare în invertor; � Un port care permite conectarea de senzori tip HALL; � Un port care permite conectarea unui tahogenerator, cu posibilitatea ajustării

semnalului de intrare; � Un port care permite conectarea unui encoder incremental; � Un port care permite conectarea unui potenţiometru pentru stabilirea unei tensiuni

analogice de referinţă; � Un port serial de comunicaţie cu calculatorul de tip RS-232; � Un circuit pentru stabilizarea tensiunii logice la valoarea de 5V c.c.; � Circuit de trigherare a erorilor, resetabil de către partea logică de control; � Interfaţă de tip MC-Bus pentru conectarea modulului cu unităţi de control; � Circuit de protecţie la scurt-circuit; � Circuit de protecţie la supra-curent; � Circuit de protecţie la supra-tensiune; � Circuit de protecţie la supra-temperatură; � Circuit de protecţie în caz de punere a tensiunii la masă sau erori legate de

împământare; � Circuit de şi protecţie în caz de întrerupere a tensiunii de alimentare pentru partea

logică. Prin intermediul interfeţei MC-bus, unitatea logică de control poate face

următoarele operaţii pe placa modulului de putere ACPM 750. � Comanda independentă a fiecăruia din cele 6 tranzistoare IGBT ale invertorului; � Comanda tranzistorului IGBT conectat la rezistenţa de frânare; � Recepţionarea semnalului de eroare de pe ACPM 750, imediat ce protecţia s-a

activat; � Resetarea semnalului de eroare; � Citirea curenţilor din motor şi a tensiunii de pe partea de curent continuu; � Citirea semnalelor de la traductoarele HALL; � Citirea semnalelor A, B şi Index, provenite de la encoderul în cuadratură; � Citirea semnalului generat de tahogenerator;

73

� Citirea tensiunii externe de referinţă stabilită din potenţiometru; � Controlul interfeţei seriale de comunicaţie RS-232.

La nivelul interfeţei MC-Bus semnalele de comandă pentru tranzistoarele IGBT şi semnalele de eroare au tensiunea de 5V compatibilă TTL/CMOS. Semnalele bipolare, cum ar fi curenţii prin motor, au aplicată o tensiune de offset de 2.5V, astfel încât valoarea zero a curentului corespunde valorii de 2.5V a tensiunii.

7.3. Concluzii

Sistemul de acţionare cu procesor digital de semnal care a fost dezvoltat permite configurarea circuitului de forţă în funcţie de tipul motorului comandat şi în funcţie de modul de comandă dorit, acesta dovedindu-şi performanţele pe durata determinărilor experimentale care au fost făcute.

Datorită utilizării modulelor de putere există marele avantaj că acestea integrează diferite elemente semiconductoare de putere, senzori şi circuite de protecţie în acelaşi subsistem, asigurând izolarea electrică faţă de radiatoarele de răcire.

Datorită facilităţilor oferite de către familia de module SEMIX a fost realizat un invertor compact şi cu inductanţe reduse.

Driverul invertorului face separarea galvanică cu transformator între partea de comandă şi partea de forţă, toate protecţiilor logice asigurate de către acesta fiind testate cu succes.

Pentru a putea implementa practic un sistem de acţionare, într-un mod cât mai rapid cu putinţă, în ultimii ani au fost dezvoltate o serie de programe software special concepute pentru a transforma un sistem de acţionare din stadiu de simulare în cod maşină pentru procesoarele digitale de semnal dedicate diferitelor aplicaţii. Această metodă de abordare a dezvoltărilor de aplicaţii de control digital a motoarelor permite testarea în timp real a sistemului simulat şi reduce semnificativ timpul de dezvoltare al aplicaţiei lăsând utilizatorul să se concentreze mai mult pe modul de funcţionare şi de creştere a performanţelor.

Partea se soft a sistemului electric de acţionare permite generarea automată a codului C eliminându-se necesitatea de a scrie codul C şi de a concepe codul de asamblare.

74

7.4. Concluzii finale

Studiul maşinilor electrice utilizând modelele de maşină, reprezintă o unealtă fizico-matematică de lucru care permite o abordare unitară a maşinilor electrice, indiferent de tipul acesteia. Particularităţile specifice diverselor categorii de maşini sunt cuprinse în ecuaţiile modelului prin schimbarea corespunzătoare a mărimilor de stare. Setul de ecuaţii ce descrie relaţia dintre mărimile electrice caracteristice maşinii, cuplul electromagnetic dezvoltat şi legătura cu mărimile mecanice constituie modelul matematic al maşinii electrice.

Utilizarea teoriei fazorilor spaţiali a permis obţinerea unui model general şi simplu al maşinilor electrice de curent alternativ, cuprinzând cele mai complexe regimuri de funcţionare. Modelul maşinilor de curent alternativ bazat pe teoria fazorilor spaţiali stă la baza concepţiei generale a sistemelor de reglare cu motoare de inducţie, fazorii spaţiali reprezentând o unealtă de analiză unitară a maşinilor electrice alimentate prin convertoare statice şi a sistemelor de reglare în circuit închis.

Modelul maşinilor electrice de curent alternativ care se bazează pe teoria fazorilor spaţiali este mai simplu decât modelul în coordonatele fazelor şi chiar decât modelul d-q, faţă de care se obţine o reducere a numărului de ecuaţii prin înlocuirea celor trei mărimi de fază - curent, flux, tensiune - cu o singură mărime complexă numită fazor spaţial.

Dezvoltarea tehnologiilor digitale oferă posibilitatea de implementare a unor algoritmi complecşi de control a motoarelor de inducţie acestea conducând la obţinerea unor performanţe dinamice foarte înalte pentru maşină, controlul corect după cuplul motorului fiind o condiţie esenţială pentru toate strategiile de control.

Performanţele dinamice atinse de către strategia de control vectorial a motoarelor de inducţie depăşeşte acţionările cu motoare de curent continuu datorită capacităţii superioare de lucru pe durata regimurilor tranzitorii, datorită domeniului mai larg de reglare a vitezei şi inerţiei rotorice reduse.

Strategia de control vectorial cu orientare după fluxul rotoric este cea mai utilizată, aceasta explorând avantajul că două mărimi pot fi controlate independent. Această proprietate simplifică structura de control şi generează performanţe dinamice foarte bune.

Ca urmare a utilizării tot mai accentuate a motoarelor asincrone în acţionări electrice cu turaţii variabile, prezenţa inevitabilă a convertoarelor cu elemente statice elimină practic legătura directă dintre maşina electrică şi reţeaua de alimentare. Prin urmare, utilizarea maşinilor asincrone bifazate nu mai este condiţionată de numărul diferit de faze al sursei de alimentare.

75

Pentru a realiza un control complet al motorului bifazat pot fi utilizate diverse topologii de sisteme de acţionare performante. În urma testării practice a controlului motorului bifazat pe diferite topologii de sisteme de acţionare se desprind concluziile:

� Circuitul de comandă cu invertor în H şi control tip SPWM este o schemă cu număr minim de tranzistoare ce asigură un reglaj complet şi la performanţe bune.

� Circuitul de comandă cu invertor trifazat standard are ca avantaj construcţia standard a convertorului de tip trifazat şi un preţ de cost scăzut al invertorului. Ca dezavantaj este faptul că strategia de control este relativ complicată, necesitând o putere mai mare de calcul pe procesorul digital de semnal.

� Circuit de comandă cu invertor dublu în H are ca avantaj faptul că permite un control complet al motorului bifazat incluzând reglaj de viteză, reversare de sens, posibilităţi de funcţionare în regim de generator sau frână, strategia de control fiind simplă. Ca dezavantaj este faptul că invertorul este de o complexitate mai ridicată şi la un preţ de cost ridicat.

Principiul de control utilizat pentru reglarea vitezei poate fi aplicat cu succes atât în cazul motoarelor de inducţie bifazate cât şi a celor trifazate schema de control având capacitatea de a lucra satisfăcător în cazul regimurilor tranzitorii rapide, asigurând performanţe dinamice foarte bune pentru maşina de inducţie.

Controlul vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone bifazate prin intermediul unui invertor trifazat de tensiune de construcţie standard este mai complexă şi necesită o putere mai mare de calcul din partea procesorului DSP, având avantajul că invertorul are cu două tranzistoare mai puţin faţă de cea de-a doua variantă propusă, aici fiind necesare opt tranzistoare IGBT de putere.

Analizând datele obţinute în cazul controlului vectorial indirect al vitezei motoarelor asincrone bifazate prin intermediul unui invertor dublu în H de tensiune se constată că partea de control este mai simplă, deci puterea de calcul cerută de la procesorul DSP este mai mică, dar există dezavantajul complexităţii invertorului şi al preţului de cost al acestuia.

Ambele variante de control a vitezei motorului bifazat permit obţinerea de viteze mari la arborele rotorului, aşa cum poate fi observat din datele obţinute prin simulare şi din datele culese experimental.

Rezultatele obţinute experimental validează corectitudinea sistemului de control a vitezei motorului bifazat, deoarece acestea coincid cu rezultatele obţinute prin simulare.

În urma implementării practice pe procesorul digital de semnal TMS320F2812 a celor două variante de control a poziţiei pentru motorul bifazat se poate trage concluzia că ambele metode de control duc la acelaşi rezultat.

76

Atât în cazul controlului de viteză cât şi în cazul controlului de poziţie cu motor asincron bifazat, tensiunile rezultante care se aplică pe cele două înfăşurări sunt defazate permanent la 90 de grade electrice.

Dacă parametrii motorului care se trec în partea de simulare nu corespund cu cei reali, în cazul implementării practice a sistemului, performanţele acţionării scad.

Metoda rapidă de scriere a codului executabil pentru procesorul digital de semnal permite testarea rapidă a diferitelor configuraţii de sisteme de acţionare electrică, cu modificări minime sau chiar zero pentru partea hardware.

Atât în cazul controlului de viteză cât şi în cazul controlului de poziţie cu motor asincron trifazat, tensiunile rezultante care se aplică pe cele trei înfăşurări sunt în permanenţă defazate la 120 de grade electrice.

Este necesară utilizarea unor softuri de complexitate mare pentru a crea în final fişierul executabil care va fi rulat de procesorul digital de semnal.

Calculele făcute pe procesorul DSP pentru controlul motorului trifazat sunt mai numeroase faţă de cazul controlului motorului bifazat.

Sistemul de acţionare cu procesor digital de semnal care a fost dezvoltat permite configurarea circuitului de forţă în funcţie de tipul motorului comandat şi în funcţie de modul de comandă dorit, acesta dovedindu-şi performanţele pe durata determinărilor experimentale care au fost făcute.

Datorită utilizării modulelor de putere există marele avantaj că acestea integrează diferite elemente semiconductoare de putere, senzori şi circuite de protecţie în acelaşi subsistem, asigurând izolarea electrică faţă de radiatoarele de răcire.

Datorită facilităţilor oferite de către familia de module SEMIX a fost posibilă realizarea unui invertor compact şi cu inductanţe reduse.

Pentru a putea implementa practic un sistem de acţionare, într-un mod cât mai rapid cu putinţă, în ultimii ani au fost dezvoltate o serie de programe software special concepute pentru a transforma un sistem de acţionare din stadiu de simulare în cod maşină pentru procesoarele digitale de semnal dedicate diferitelor aplicaţii. Această metodă de abordare a dezvoltărilor de aplicaţii de control digital a motoarelor permite testarea în timp real a sistemului simulat şi reduce semnificativ timpul de dezvoltare al aplicaţiei lăsând utilizatorul să se concentreze mai mult pe modul de funcţionare şi de creştere a performanţelor.

Partea se soft care a fost utilizată permite generarea automată a codului C eliminându-se necesitatea de a scrie codul C şi de a concepe codul de asamblare.

77

7.5. Contribuţii personale

Pe parcursul elaborării tezei de doctorat, consider că am adus următoarele contribuţii personale:

� Efectuarea unui studiu documentar amplu, privind tendinţele actuale din domeniul acţionărilor electrice performante cu motoare asincrone de inducţie trifazate.

� Efectuarea unui studiu documentar privind stadiul actual de control al motoarelor de inducţie bifazate.

� Determinarea prin simulare al modului de funcţionare în regim tranzitoriu şi staţionar al motorului asincron de inducţie bifat, comparativ cu motorul asincron trifazat.

� Conceperea de modele Simulink pentru motorul asincron bifazat, modele care sunt utilizate în funcţie de topologia invertorului care alimentează motorul.

� Conceperea unui sistem de acţionare electric care să permită reglarea vitezei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului trifazat standard, utilizând strategia de reglare vectorială indirectă cu orientare după fluxul rotoric. Sistemul de acţionare electric a fost dezvoltat iniţial în pachetul de programe Matlab-Simulink, după care a fost implementat fizic pe un sistem de acţionare electric, controlat cu procesor digital de semnal.

� Conceperea unui sistem de acţionare electric care să permită reglarea vitezei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului dublu în „H”, utilizând strategia de reglare vectorială indirectă cu orientare după fluxul rotoric. Sistemul de acţionare electric a fost dezvoltat iniţial în pachetul de programe Matlab-Simulink, după care a fost implementat fizic pe un sistem de acţionare electric, controlat cu procesor digital de semnal.

� Conceperea unui sistem de acţionare electric care să permită reglarea poziţiei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului trifazat standard, utilizând strategia de reglare vectorială indirectă cu orientare după fluxul rotoric. Sistemul de acţionare electric a fost dezvoltat iniţial în pachetul de programe Matlab-Simulink, după care a fost implementat fizic pe un sistem de acţionare electric, controlat cu procesor digital de semnal.

� Conceperea unui sistem de acţionare electric care să permită reglarea poziţiei motorului asincron bifazat prin intermediul invertorului dublu în „H”, utilizând strategia de reglare vectorială indirectă cu orientare după fluxul rotoric. Sistemul de acţionare electric a fost dezvoltat iniţial în pachetul de programe Matlab-Simulink, după care a fost implementat fizic pe un sistem de acţionare electric, controlat cu procesor digital de semnal.

78

� Realizarea standurilor de testare utilizate pentru ridicarea caracteristicilor de funcţionare ale motoarelor asincrone bifazate şi trifazate, în diferite moduri de reglare considerate.

� Realizarea practică a unui invertor cu şase braţe sub formă modulară, unde fiecare braţ are în componenţă două tranzistoare IGBT de mare putere conectate în antiparalel cu o diodă de fugă. Fiecare tranzistor al invertorului poate asigura un curent de 200[A] către consumator în cazul utilizării acestuia în regim de lungă durată, putându-se stabili şi un curent de maxim 300[A] pe o durată de 10 secunde. Tensiunea nominală a tranzistoarelor este de 1200[V]. Fiecare braţ al invertorului este comandat local de către un driver, acesta având rolul de a face diferite protecţii ale tranzistoarelor monitorizând tensiunea şi curentul pe tranzistor şi de asemenea are rolul de a asigura comanda corectă a tranzistoarelor, chiar în cazul unor semnale de comandă greşite.

� Proiectarea şi realizarea practică a două plăci identice de comandă pentru invertor, plăci care comunică între ele, fiecare placă asigurând ieşirea a şase semnale de comandă către trei drivere. Schema electrică a fiecărei placi de comandă este de concepţie proprie, aceasta asigurând următoarele funcţii:

• Separă galvanic semnalele PWM de la procesorul DSP către invertor;

• Asigură toate legăturile necesare cu placa procesorului DSP;

• Modifică nivelul semnalelor primite de la procesorul DSP (3,3V) la 5V;

• Face legătura între placa cu module LEM pentru citirea curenţilor şi intrările analogice ale plăcii cu procesor DSP;

• Face legătura şi adaptarea semnalele de la traductorul de poziţie montat pe motor şi placa procesorului DSP;

• Permite stabilirea modului de comandă al tranzistoarelor IGBT pentru diferite configuraţii ale invertorului;

• Ridică semnalele de comandă către driverele IGBT de la 5V la 15V;

• Schimbă semnalele PWM de la procesorul DSP din active în 0 LOGIC în active în 1 LOGIC;

• Permite intrarea semnalelor PWM atât pe 3,3V cât şi pe 5V;

• Semnalizează optic prezenţa tensiunilor de comandă;

• Semnalizează optic starea driverelor IGBT;

• Asigură legătura cu sursele de alimentare ale diferitelor circuite;

• Asigură pornirea şi oprirea surselor în comutaţie tip ATX utilizate în alimentarea circuitelor. � Proiectarea şi realizarea practică a două plăci identice de citire a curenţilor

de pe partea de forţă prin intermediul a două traductoare LEM. Circuitele de pe placă permit limitarea nivelului semnalului care este transmis spre intrarea analogică a plăcii cu procesor DSP şi filtrarea semnalelor de zgomot electronic.

79

� Comunicarea şi publicarea unui număr de 10 lucrări ştiinţifice, dintre care 8 în calitate de prim autor, în cadrul diferitelor simpozioane şi conferinţe naţionale şi internaţionale de specialitate, precum şi elaborarea şi susţinerea a 3 rapoarte de cercetare ştiinţifică, şi a unui referat de cercetare ştiinţifică pentru concursul de admitere la doctorat în ciclul II.

7.6. Perspective

Studiul efectuat în cuprinsul acestei teze nu poate fi finalizat decât prin trasarea unor perspective privind o posibilă continuare a cercetărilor:

� Dezvoltarea unor sistem de acţionare electrică care să utilizeze legi de comandă adaptivă în cazul controlului de viteză şi poziţie cu motor asincron bifazat.

� Dezvoltarea unor sistem de acţionare electrică care să utilizeze estimatoare de viteză în cazul controlului de viteză cu motor asincron bifazat.

� Studiul metodei propuse de control a vitezei pe motoare bifazate de construcţie specială, făcute să lucreze la viteze foarte mari.

80

8. Bibliografie

[1] A. KELEMEN, M. IMECS, Sisteme de reglare cu orientare după câmp ale maşinilor de curent alternativ. Bucureşti : Editura Academiei R. S. R., 1989.

[2] A. CÂMPEANU, Introducere în dinamica maşinilor electrice de curent alternativ. Bucureşti: Editura Academiei Române, 1998.

[3] AL. SIMION, L. LIVADARU, Masini Asincrone Bifazate. Iasi: Ed. "Junimea", 2003. 973-37-0880-1.

[4] AL. SIMION, Maşini electrice speciale pentru automatizări. Chişinău : Editura Universitas, 1993.

[5] S. Muşuroi, D. Popovici, Acţionări electrice cu servomotoare. Timişoara: Editura Politehnică, 2006.

[6] KISCH DRAGOŞ OVIDIU, Reglarea vectorială a maşinilor de curent alternativ. Bucureşti: Ed. ICPE, 1997.

[7] M. P. DIACONESCU, M. RAŢĂ, Complemente de acţionări electrice cu motoare asincrone. Iaşi: Casa de editură VENUS, 2005.

[8] CHEE-MUN ONG, Dinamic Simulation Of Electric Machinery Using Matlab&Simulink, NEW JERSEY : PRENTICE HALL PTR, 1997.

[9] A. E. FITZGERALD, Electric Machinery - Sixth Edition., McGraw-Hill Science, 2002. 0073660094.

[10] Al. Simion, L. Livadaru, The Mathematical Model with total fluxes of the Two-phase Induction Machine, 2008 : Proc. of the National Conference on Electric Drives, 2008, pp. 237-242.

[11] Al. Simion, A Proper Mathematical Model for the Study of the Two-phase Induction Machine, SNET’08, pp.265/507-270/507., 5-7 June 2008.

[12] MARKUS HERMWILLE, Technical Explanations SKYPER® 32PRO R, 2008-03-06 – Rev03 © by SEMIKRON.

[13] Technical Explanations IGBT Driver Core SKYPER 32PRO R, 26-05-2009 KRA © by SEMIKRON

[14] BRUCE CARTER, THOMAS R. BROWN, Handbook of operational amplifier applications, Texas Instruments, Application Report, SBOA092A –October 2001.

[15] National Semiconductor, Op Amp Circuit Collection, Application Note 31, September 2002. [16] Jianming Yao, Single Phase Induction Motor Adjustable Speed Control Using DSP and

Microcontroller, Course Project for ECE734 Fall Semester 2000 at UW-Madison. [17] PADMARAJA YEDAMALE, Three Ways to Control a Single-Phase Induction Motor, Design

News, December 12, 2004. [18] http://www.SEMIKRON.com [19] Trench IGBT Modules SEMiX302GB126HDs, Rev. 27 – 02.12.2008 © by SEMIKRON. [20] Application Manual Power Modules, SEMIKRON International. [21] M. HERMWILLE, Plug and Play IGBT Driver Cores for Converters, Power Electronics

Europe Issue 2, pp. 10-12, 2006. [22] SEMiX® IGBT modules for fast, solder-free assemblies, SEMIKRON INTERNATIONAL

GmbH, Nürnberg, Deutschland. [23] A. ANUGRAH, M. B. SULAIMAN, R. OMAR, Space vector analysis in electrical drives for

single-phase induction motor using MATLAB/SIMULINK, Journal of Theoretical and Applied

81

Information Technology, Faculty of Electrical Engineering, Universiti Teknikal Malaysia, Melaka,Malaysia, www.jatit.org

[24] Microchip Technology, An Introduction to AC Induction Motor Control Using the dsPIC30F MCU, Application Note AN984.

[25] Mohamed Jemli, Hechmi Ben Azza, Mohamed Boussak, Senior Member, IEEE, and Moncef Gossa, Sensorless Indirect Stator Field Orientation Speed Control for Single-Phase Induction Motor Drive, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 24, NO. 6, JUNE 2009.

[26] M. R. CORREA, C. B. JACOBINA, E. SILVA, M. LIMA, Vector control strategies for single-phase induction motor drive systems, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 51, no. 5, pp. 1073–1080, Oct. 2004.

[27] M. CHOMAT, T.A. LIPO, Adjustable-speed single-phase IM drive with reduced number of switches, IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 39, no. 3, pp. 819–825, May/Jun. 2003.

[28] D. H. Jang, D. Y. Yoon, Space-vector PWM technique for two-thase inverter-fed two phase induction motors, IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 39, no. 2, pp. 542–549, Mar./Apr. 2003.

[29] F. BLAABJERG, F. LUNGEANU, K. SKAUG, M. TONNES, Two-phase inductionmotor drives, IEEE Trans. Ind. Appl.Mag., vol. 10, no. 4, pp. 24–32, Jul./Aug. 2004.

[30] M. R. Correa, C. B. Jacobina, A. M. N. Lima, and E. R. C. da Silva, Rotor-flux-oriented control of a single-phase induction motor drive, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 47, no. 4, pp. 832–841, Aug. 2000.

[31] THOMAS NYIKOS TOBIAS TOMASCHETT, Experimental Verification of a DC-DC Converter for a DC Wind Farm, Master Thesis, Swiss Federal Institute of Technology (ETH), Zurich, 2nd October 2006.

[32] ZHENYU YU, 3.3V DSP for Digital Motor Control, C2000 Applications, Application Report SPRA550, Texas Instruments, 1999.

[33] FREDE BLAABJERG, et. al, Comparison of Variable Speed Drives for Single-Phase Induction Motors, Power Conversion Conference 2002, PCC Osaka 2002, Proceedings of the Volume 3, 2002, Page(s):1328-1333 vol. 3.

[34] M. Hermwille, IGBT Driver Calculation, Application Note AN-7004, SEMIKRON. [35] M. Hermwille, IGBT Gate Resistor – Principle and Application, Application Note AN-7003,

SEMIKRON. [36] P. Bhosale, M. Hermwille, Connection of Gate Drivers to IGBT and Controller, Application

Note AN-7002, SEMIKRON. [37] M. POPESCU, Analytical prediction of the electromagnetic torque in single-phase and two-

phase AC motors, Helsinki University of Technology, laboratory of Electromechanics. Helsinki, 2004.

[38] P. C. KRAUSE, Simulation of Unsymmetrical 2-Phase Induction Machines, IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, vol. PAS-84, NO. 11, 1965, pp. 1025-1037.

[39] ARENDT WINTRICH, JAIR NASCIMENTO, MICHAEL LEIPENAT, Influence of parameter distribution and mechanical construction on switching behaviour of parallel IGBT, Semikron Elektronik GmbH & Co KG; Sigmundstr. 200; 90431 Nuremberg, Germany.

[40] Markus Hermwille, SEMIDRIVER™ – SEMIKRON IGBT Driver Electronics, Technical Description TD-700, Revision:00, SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH, Nürnberg, Deutschland.

82

[41] Uwe Scheuermann, Peter Beckedahl, The Road to the Next Generation Power Module – 100% Solder Free Design, SEMIKRON Elektronik GmbH & Co. KG, Nürnberg, Germany.

[42] Thomas Stockmeier, From Packaging to “Un”-Packaging - Trends in Power Semiconductor Modules, SEMIKRON Elektronik GmbH & Co. KG, Sigmundstrasse 200 D-90431 Nuremberg.

[43] Yoichi. Hori, Robust and Adaptive Control of a Servomotor using Low Precision Shaft Encoder, Proceedings of IEEE IECON'93 Conference,, Hawaii, 1993, pp. 1-6.

[44] Fairchild Semiconductor Corporation, 2N3904/MMBT3904/PZT3904, Rev A. [45] Current Transducer LA 55-P/SP1, www.lem.com. [46] Y. HORI, T. UMENO, Robust Flux Observer Based Field Orientation (FOFO) Controller: Its

Theoretical Development on the Complex Number System and Implementation Using DSP, Proceedings of the 11th IFAC World Congress, Tallinn, 1990, pp. 499-504.

[47] Y. HORI, V. COTTER, Y. KAYA. A NOVEL, Induction Machine Flux Observer and its Application to a High Performance AC Drive System, 10th IFAC World Congress, 1987, Pergamon Press , 1987, pp. 363-368.

[48] S. BISWAS, H. SENDAULA, T. CARO, Self Tunning Vector Control for Induction Motors, Proceedings of IECON'89 Annual Conference of IEEE Industrial Electronics Society, Philadelphia, USA, 1989, pp. 276-272.

[49] T. KANMACHI, I. TAKAHASHI, Sensor-less Speed Control of An Induction Motor with No Influence of Secondary Resistance Variation, Proc. of IEEE IAS Annual Meeting, 1994, pp. 408-413.

[50] A. KELEMEN, M. IMECS, Vector Control of Induction Machines Drives, OMIKK Publisher, Budapest, 1992.

[51] KUBOTA, H., MATSUSE, K., AND NAKANO, T, DSP-Based Speed Adaptive Flux Observer of Induction Motor, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 29, No.2, pp. 344-348.

[52] KUBOTA H., MATSUSE, K., AND NAKANO, T, New Adaptive Flux Observer of Induction Motor for Wide Speed Range Motor Drives, Conf. Rec.. 1990, IEEE IECON'90, 1990, pp.921-926.

[53] T. PANA AND Y. HORI, A MATLAB Toolbox for Field-Oriented Induction Motor Systems Design, Proc. of 1994 Japan USA Symphosium on Flexible Automation, Kobe, Japan, 1994, pp. 1203-1210.

[54] T. PANA, Y. HORI, Simultaneous Speed Estimation and Rotor Flux Identification for Sensorless Induction Motor Drives, Japan Industry Applications Society Conference, JIASC'94, 1994, Ehimae, Japan, 1994, pp 135-140.

[55] Pulse Width Modulated (PWM) Control Technologies Manual, PWM AC Drives Revision 1.0 [56] Motor Control Guide, Texas Instruments, 3Q, 2008 [57] © by SEMIKRON, IGBT4 and free wheeling diode CAL4 in IGBT modules, Application Note

AN-9001, Revision: 02. [58] © by SEMIKRON, IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification,

Application Note AN- 7006, Revision: 00. [59] Markus Hermwille, Senior Product Manager Electronics, Driver Core goes Fully Digital,

Semikron, 2008. [60] Christian Daucher, SEMiX® IGBT Modules & Bridge Rectifier Family, Technical

Explanations, Version 2.0 / January 2008

83

[61] S. GROTHE, K. VEIGEL, Towards a clear signal - Driver circuit in digital technology controls IGBTs in the high-voltage range, Translation of the cover story published in the E & E, May 2008.

[62] T. PANA, Sensorless vector-controlled induction motor drive system with rotor resistance estimation using parallel processing with floating point DSP, Workshop on ELECTRICAL MACHINES' PARAMETERS, Technical University of Cluj-Napoca, 2001.

[63] S. B. BODKHE, M. V. AWARE, Speed-sensorless, adjustable-speed induction motor drive based on dc link measurement, International Journal of Physical Sciences Vol. 4 (4), pp. 221-232, April, 2009.

[64] N. YAMAGUCHI, M. HASEGAWA, S. DOKI, S. OKUMA, New approach for stability improvement of speedsensorless induction-motor controls at zero frequency using multirate adaptive observer, IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 153, No. 4, 2006.

[65] Q. LI, J. J. CATHEY, Input power factor correction, variable-speed, single-phase induction motor control suitable for retrofit applications, International Journal of Electronics, Vol. 93, No. 3, March 2006, 149–165.

[66] M. A. ABDEL-HALIM, Control of Single-Phase Induction Motor Using One-Phase to Two-Phase Solid-State Converter, Electric Machines and Power Systems, 27:569–580, 1999.

[67] M. A. ABDEL-HALIM, Control of Single Phase Induction Motor Using Forced-Commutated Electronic Switches and Free-Wheeling Paths, Electric Machines and Power Systems, 27:1201–1214, 1999.

[68] M. MOHAMED, M. JEMLI, M.BOUSSAK, M.GOSSA, Speed Sensorless Vector Control of Single Phase Induction Motor, J. Automation & System Engineering.

[69] M.N. CIRSTEA, A. DINU, J.G. KHOR, M. MCCORMICK, Neural and Fuzzy Logic Control of Drives and Power Systems, ISBN 0 7506 55585

[70] Y. Kumsuwan, W. Srirattanawichaikul, S. Premrudeepreechacharn, K. Higuchi, H.A. Toliyat, A carrier-based unbalanced PWM method for four-leg voltage source inverter fed asymmetrical two-phase induction motor, Power Electronics Conf. (IPEC), IEEE, pp. 2469-2476, 2010.

[71] H.M. El Zoghby, S.M. Sharaf, M.A. Ghazy, Control ot two-phase induction motor by changing the phase difference angle, Power Systems Conf., MEPCON 2006, IEEE Conf., Vol. 1. pp. 48-52, 2006.

[72] Do-Hyun Jang, Voltage, frequency and phase-difference angle control of PWM inverters-fed two-phase induction motors, Power Electronics Conf., IEEE Transactions on, Vol. 9, Issue:4, pp. 377-383, 1994.

[73] S. Williamson, Lian Hoon Lim, M. Robinson, Finite-Element Models for Cage Induction Motor Analysis, IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 26, No.6, p. 1007-1017, 1990.

[74] C.M Young, C.C. Liu, C.H. Liu, New Inverter-Driven Design and Control Method for Two-Phase Induction Motor Drives, IEEE-Proc. On Electric Power Applications, Vol. 143, No. 6, Nov. 1996.

[75] L. Livadaru, Al. Simion, R. Stîncescu, M. Cojan, Improvement of electrical performances of asynchronous motor with two-phase windings through magnetic field optimization, The 3rd International Workshop on Electric and Magnetic Fields, Liége, Belgia, mai 1996.

[76] Z. Wang, K. T. Chau, and L. Jian, Chaoization of permanent magnet synchronous motors using stator flux regulation, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 44, No. 11, November 2008.

84

[77] Michael van der Giet, K. Hameyer, S. Risse, Induction motor with pole-changing winding for variable supply frequency, IEEE, pp. 1484-1489, 2007.

[78] Do-Hyun Jang, Duck-Yong Yoon, Space-Vestor PWM Technique for Two-phase Inverter-Fed Two-Phase Induction Motors, IEEE Trans. Ind. Appl.,Vol. 39, No.2, pp. 542-549, April 2003

[79] V. Prakash, S. Baskar, K. Sri Krishna, Noninvasive procedure for improving efficiency of three-phase induction motors, IEEE Trans. Magnetics, Vol. 4, No. 4, Pag. 505-515, April 2008.

[80] Lizhi Sun, Analysis and Improvement on the Structure of Variable Reluctance Resolvers, IEEE Trans. Magnetics, Vol. 44, No. 8, August 2008.

[81] M.J. Kim, B.k. Kim, J.W. Moon, Y. H. Cho, D.H. Hwang, D.S. Kang, Analysis of inverter-fed squirrel-cage induction motor during eccentric rotor motion using FEM, , IEEE Trans. Magnetics, Vol. 44, No. 6, Pag. 1538-1541, June 2008.

[82] H. Ahn, G. Jang, J. Chang, S. Chung, D. Kang, Reduction of the torque ripple and magnetic force of a rotatory two-phase transverse flux machine using herringbone teeth, IEEE Trans. Magnetics, Vol. 44, No. 11, Pag. 4066-4069, November 2008.

[83] Ranran Lin, Antero Arkkiro, Calculation and analysis of stator end-winding leakage inductance of an induction machine, IEEE Trans. Magnetics, Vol. 45, No. 4, Pag. 2009-2014, April 2009.

[84] Byung-Taek, Byung-Il Kwon, Influence of space harmonics on starting performance of a single-phase line start permanent-magnet motor, IEEE Trans. Magnetics, Vol. 44, No. 12, Pag. 4668-4672, December 2008.

[85] Derya Ahmet Kocabas, Novel Winding and core design for maximum reduction of harmonic magnetomotive force in AC motors, IEEE Trans. Magnetics, Vol. 45, No. 2, Pag. 735-745, February 2009.

[86] D. Cernomazu, Al. Simion, L. Mandici, Micromotoare electrostatice, Ed. Univ. Suceava, Suceava, 1997.

[87] Al. Simion, T. Ambros, L. Iazloveţchi, Optimizarea procesului de pornire al motorului asincron monofazat, ELECTRO 96, Chişinău, octombrie 1996, Vol. I, pag.148-153.

[88] Al. Simion, L. Livadaru, D. Lucache, E. Romila, Third order harmonics evaluation by finite element analy analysis of a two-phase induction machine, Revue Roumaine des sciences techniques, Ed. Academiei Române, 52, 1, p. 23-32, Bucharest, 2007.

[89] L. Livadaru, Al. Simion, S. Mihai, Fem analysis upon the influence of the rotor bar faults on the induction machine characteristics, Bul. Inst. Polit. Iaşi, Tomul LIV(LVIII), Fasc.4, Pag. 921-926, 2008.

[90] S. Mihai, Al. Simion, L. Livadaru, Fem-based analysis concerning some solutions on the restriction of the space high order harmonics of the two-phase induction machine, Bul. Inst. Polit. Iaşi, Tomul LIV(LVIII), Fasc.4, Pag. 933-938, 2008.

[91] L. Livadaru, Al. Simion, A. Munteanu, S. Mihai, M. Cojan, A. Malanciuc, Study of the Start-up of an Induction Machine with Broken Rotor Bars by Means of FEM-Based Simulation, in Proc. ELS, Suceava, România, Pag. 49-52, Sept. 2009.

[92] S. Mihai, Al. Simion, L. Livadaru, G. Ghidus, A. Malanciuc, FEM-Based Simulation of a Brushless Resolver, in Proc. ELS, Suceava, România, Pag. 53-56, Sept. 2009.

[93] G. Ghidus, Al. Simion, L. Livadaru, S. Mihai, Considerations on the Behavior of Selsyns for the Synchronous Transmission of the Movement, within the Kinematic Chain, in Proc. ELS, Suceava, România, Pag. 61-65, Sept. 2009.

85

[94] Al. Simion, S. Mihai, L. Livadaru, A. Malanciuc, G. Ghidus, C. Cantemir, R. Haganu, FEM-Based Study of a Induction Machines for Electric Trucks, in Proc. ELS, Suceava, România, Pag. 87-92, Sept. 2009

[95] Al. Simion, S. Mihai, L. Livadaru, A. Munteanu, The Induction Machine with Ring Stator Winding as a Possible Solution for Speed Regulation, Proc. International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipment Electrical Machines, OPTIM, Brasov, Pag. 395-400, Mai 2010.

[96] G. Ghidus, Al. Simion, L. Livadaru, S. Mihai, Analytic Method for Determination of the Amplitude-Phase Transmission Errors Between Selsyins, in Proc. DAS, Suceava, România, Pag. 89-93, Mai. 2010.

[97] Al. Simion, L. Livadaru, S. Mihai, A. Munteanu, C. Cantemir, Induction Machines with Improved Operating Performances for Electric Trucks a FEM-Based Analysis, Rev. Advances in Electrical and Computer Engineering, Volume 10, Nr.2, Pag. 71-76, 2010

[98] G. BĂLUŢĂ, V. HORGA, Aspects Concerning the Implementation of a Virtual Laboratory for Brushless DC Servomotors Using the Internet, 3rd International Symposium on Electrical Engineering and Energy Converters – ELS2009, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, “Ştefan cel Mare” University of Suceava, Volum propriu, ISSN 2066-853X, Pag. 143-148, 2009.

[99] R. PENTIUC, G. BĂLUŢĂ, C. POPA, G. MAHALU, Reactances for Ring Windings to Toroidal Inductors, 3rd International Symposium on Electrical Engineering and Energy Converters – ELS2009, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, “Ştefan cel Mare” University of Suceava, Volum propriu, ISSN 2066-853X, Pag. 213-218, 2009.

[100] C. AFANASOV, Studiul Convertoarelor Curent Continuu - Curent Continuu Coborâtoare de Tensiune, proiect de diplomă, Universitatea “Ştefan cel Mare”, Facultatea de Inginerie Electrică şi Ştiinţa Calculatoarelor, Suceava, 2007.

[101] C. AFANASOV, Modelarea sistemelor de acţionare cu motoare de inducţie, lucrare de disertaţie, Universitatea “Ştefan cel Mare”, Facultatea de Inginerie Electrică şi Ştiinţa Calculatoarelor, Suceava, 2009.

[102] C. AFANASOV, Sisteme de acţionare performante cu motoare de inducţie de mare viteză, referat de cercetare ştiinţifică pentru concursul de admitere la doctorat în ciclul II, Universitatea Tehnică “Gh. Asachi” Iaşi, 2008.

[103] C. AFANASOV, Stadiul actual al cercetărilor privind acţionările cu motoare de inducţie, raport de cercetare ştiinţifică, Universitatea Tehnică “Gh. Asachi” Iaşi, 2009.

[104] C. AFANASOV, Modelarea şi simularea sistemelor de acţionare cu motoare de inducţie, raport de cercetare ştiinţifică, Universitatea Tehnică “Gh. Asachi” Iaşi, 2009.

[105] C. AFANASOV, Contribuţii la realizarea unor sisteme de acţionare performante pentru motoare de inducţie de mare viteză, raport de cercetare ştiinţifică, Universitatea Tehnică “Gh. Asachi” Iaşi, 2010.

[106] C. AFANASOV, Studiul Convertoarelor Curent Continuu - Curent Continuu Coborâtoare de Tensiune, ELSTUD’07, Universitatea “Ştefan cel Mare”, Facultatea de Inginerie Electrică şi Ştiinţa Calculatoarelor, Suceava,Volum 1, Număr 1, 2007.

[107] M. RAŢĂ, C. AFANASOV, UC384x – High Performance Current Mode Controller, International Symposium on Electrical Engineering and Energy Converters – ELS2007, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, “Ştefan cel Mare” University of Suceava, Volum propriu, ISBN 973-666-162-8, Pag. 213-216, 2007.

86

[108] C. AFANASOV, Techniques for Implementing a Model Simulated on a Physical Drive Vector Control, 3rd International Symposium on Electrical Engineering and Energy Converters – ELS2009, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, “Ştefan cel Mare” University of Suceava, Volum propriu, ISSN 2066-853X, Pag. 137-142, 2009.

[109] M. RAŢĂ, C. DRANCA, G. RAŢĂ, C. AFANASOV, Step-up Converter for Students Teaching, 3rd International Symposium on Electrical Engineering and Energy Converters – ELS2009, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, “Ştefan cel Mare” University of Suceava, Volum propriu, ISSN 2066-853X, Pag. 199-202, 2009.

[110] C. AFANASOV, L. MANDICI, Al. SIMION, M. RAŢĂ, S. MIHAI, Rapid technique for implementing a model simulated of vector control system with two-phase induction motor on a high power inverter, CNAE 2010, în curs de publicare.

[111] C. AFANASOV, M. RAŢĂ, L. MANDICI, Al. SIMION, S. MIHAI, Indirect vector control of an two-phase induction motor with position controller and three phase inverter, CNAE 2010, în curs de publicare.

[112] C. AFANASOV, M. RAŢĂ, E. HOPULELE, Al. SIMION, Indirect vector control of an two-phase induction motor with position controller and eight-transistor inverter, CNAE 2010, în curs de publicare.

[113] C. AFANASOV, L. MANDICI, Al. SIMION, M. RAŢĂ, S. MIHAI, Technique for implementing a model simulated of vector control system with two-phase induction motor, EPE, 2010, în curs de publicare.

[114] C. AFANASOV, L. MANDICI, Al. SIMION, M. RAŢĂ, S. MIHAI, Indirect vector control of an two-phase induction motor with based speed controller and eight-transistor inverter, EPE, 2010, în curs de publicare.

[115] C. AFANASOV, M. RAŢĂ, Al. SIMION, E. HOPULELE, S. MIHAI, Indirect vector control of an two-phase induction motor with speed controller and three phase inverter, EPE, 2010, în curs de publicare.

[116] M. RAȚĂ, L. MANDICI, G. RAȚĂ, C. AFANASOV, B. URSU, Using A PLC for the study of motion graphics optimization with sinusoidal variation of the shock at electric drive system, EPE, 2010, în curs de publicare.

[117] M. RAŢĂ, L. MANDICI, G. RAŢĂ, M. STELUŢĂ, C. AFANASOV, Equipment for the study of motion graphics optimization at electric drive systems, CNAE 2010, în curs de publicare.

87

9. ANEXE

9.1. Vederi asupra instalaţiei experimentale utilizate