Grupa: 431B

Facultatea de Electronică, Telecomunicaţii si Tehnologia Informaţiei

Universitatea Politehnică Bucureşti

Proiect la

Disciplina CEF

Coordonator Stiintific: Student:

Prof. Dr.ing.

Dragoş Dobrescu Grupa: 431B

2009-2010

Grupa: 431B

Tema de proiect

Sa se proiecteze un generator de semnal sinusoidal pentru domneniul audiofrecventa.

Date initiale de proiectare:

Oscilatorul va fi realizat cu ajutorul unui amplificator operaţional şi va avea urmatorii parametri: Frecvenţa cuprinsă între fmin = 10*3Hz şi fmax = (25+3)kHz. Tensiunea de ieşire are o amplitudine maxima de Vmax = 4 V

şi o amplitudine minima Vmin = 3 mV. Impedanţa de sarcină a oscilatotrului se considera pur

rezistivă, RL = 50 . Retele de reactie (filtre)

Se va realiza o prezentare şi o comparaţie între reţeaua Wien şi alte tipuri de reţele de reacţie, trasind caracteristicile funcţiilor de transfer în urma rezolvării analitice. Se va adopta pentru oscilator una din aceste reţele: Wien, ΓΓ,TT,T cotit, 3 celule RC...

Bufferul (etajul separator) va fi realizat cu posibilitatea de reglaj în trepte precum şi fin a amplitudinii semnalului de ieşire. Se va utiliza eventual o reţea de tip atenuator calibrat.

Observatie: dacă este necesar se va proiecta şi un amplificator trazistorizat de adaptare la rezistenţa de sarcină.

Sursa de alimentare stabilizată pentru alimentarea întregului montaj nu este o sursa in comutatie. Este formata din: transformator, redresor, filtru si stabilizator

Tensiunile de alimentare pot fi alese in doua variante:- Tensiune unipolara, V CC=10V- Tensiune bipolara simetrica, V CC=10 V si tensiune

negaiva V e=−10 V

Stabilizatorul ce va fi proiectat va fi obligatoriu cu tranzistoare. Se pot prezenta opţional şi stabilizatoare integrate, dar calculele analitice si simularile se vor face pe schema cu tranzistoare.

Grupa: 431B

Material grafic obligatoriu Schema bloc generală Schema (electronică) de detaliu generală Lista de materiale si componente necesare transpunerii in

practică a proiectului Concluzii - prezentaţi proiectul sub aspectul soluţiilor originale

alese in proiectare, raporul calitate-preţ (economic), fiabilitate, design...

Bibliografie

Grupa: 431B

Introducere (Notiuni generale)

Generatoarele de semnal sinusoidal sunt aparate electronice care, sunt utilizate ca surse de tensiune variabile in timp, cu o anumita forma si cu nivel si frecventa reglabile. In esenta lor generatoarele de semnal contin circuite electronice care transforma energia furnizata de curent continuu (de alimentare, Ea) in energie de curent alternativ furnizata la iesirea aparatului, cu semnalul reglabil intr-un anumit

domeniu de frecvente (f = 1T ).

Sunt denumite generatoare de semnale datorita faptului ca, accentul se pune pe calitatile formei de unda a semnalului de curent alternativ.

Fiecare generator de semnal sinusoidal pentru domneniul audiofrecventa – AF (10 Hz la 100KHz) este caracterizat prin valorile de minima si maxima (fmin si fmax), intre care poate fi cuprinsa frecventa de oscilatie.

Nivelul maxim. In general se precizeaza tensiunea maxima Umax (ca amplitudine) produsa la bornele generatorului in gol (fara sarcina).

Schema bloc generală a generatoarelor sinusoidale

Grupa: 431B

Structura functionala, de principiu, a unui generator sinusoidal este prezentata in figura1.

Fig. 1

Schema cea mai generala a unui amplificator armonic are in componenta sa un amplificator A si o retea de reactie β care sa asigure un semnal de reactie pozitiv de la iesirea amplificatorului la intrarea acestuia (fig. 2)

Fig. 2

Relatia Barkhausen stabileste conditiile in care la iesirea X2 apare un raspuns pentru un semnal nul la intrare (X i=0): βA=1.

Grupa: 431B

In general atit amplitudinea cit si factorul de transfer sunt marimi complexe, astfel incit relatia Barkhausen intre numerele complexe este echivalenta cu doua conditii reale:

Conditia de modul sau de amplitudine: |β||A|=1

Conditia de argument sau faza: arg(β)+arg(A)= φβ+φA=0

Retele de reactie (filtre)

In functie de elementele retelei de reactie oscilatoarele pot fi: RC- cu rezistoare si condensatoares si LC – cu inductivitati si capacitati. Dintre oscilatoarele RC se utilizeaza cu precadere

Reteaua de reactie de tip Wien

Aceasta reţea are proprietăţi selective bune şi cu o largă utilizare în oscilatoarele de joasă frecvenţă a carei structura este prezentata in figura

Fig. 3

Schema reprezintă o combinaţie de două filtre: un filtru trece-jos, care introduce un defazaj negativ şi un filtru trece-sus, care introduce un

Grupa: 431B

defazaj pozitiv. Va exista astfel o frecvenţă la care defazajele se compensează reciproc, rezultând un defazaj total nul.

Calculul functiei de transfer

Notam impedantele din ramurile retelei Wien cu:

Z1=

R2

jω C2

R2+1

jωC2

, Z2=R1+1

jωC1

Pentru analizarea comportării filtrului vom observa că avem un divizor de tensiune a cărui tensiune de ieşire poate fi scrisă sub forma:

uies=Z2

Z1+Z2

u¿ ,u ies=

R2

jωC2

R2+1

jωC2

R1+1

jωC1

+

R2

jω C2

R2+1

jωC2

u¿

După efectuarea câtorva operaţii elementare funcţia complexă de transfer poate fi adusă la forma:

β = 1

1+R1

R2

+C2

C1

+ j(ωC2 R1−1

ωC1 R2

)

Reteaua Wien este o retea RC selectiva cu functie de transfer de tip

trece-banda. Pulsatia centrala este: ω0=1

√R1 R2 C1 C2, La aceasta

frecventa functia de transfer ia valoarea maxima.

Din motive tehnice (la reglarea frecventei, rapoartele R1

R2

siC2

C1 trebuie

mentinute constante pantru ca amplitudinea sa nu varieze), se utilizeaza mai frecvent reteaua Wien simetrica, la care: R1=R2=R;

Grupa: 431B

C1=C2=C, daca introducem notatia f 0=1

2 πRC , atunci expresiile funcţiei

de transfer şi a defazajului introdus de reţea sunt:

β= 1

3+ j( ff 0

−f 0

f) , φ=arctg

ff 0

−f 0

f3

Reprezentarile grafice functiilor de transfer si a defazajului pentru o retea Wien cu valorile componentelor R=1KΏ si C=10nF sunt prezentate in figura 4.

Fig. 4

La o frecvenţă f = fo =15,9kHz defazajul este nul (ϕ = 0) şi atenuarea

introdusă de reţeaua de defazare este –9,5dB

(β = 13).

Grupa: 431B

Reteaua dublu T

Un alt tip de reţea selectivă RC cu o selectivitate mai bună decât reţeaua Wien este reţeaua dublu T prezentată în fig.5. Ea este compusă din doi cuadrupoli în T conectaţi în paralel. Cuadrupolul format din rezistenţele R şi din capacitatea C/k reprezintă un filtru trece-jos iar cel format din capacităţile C şi rezistenţa kR reprezintă un

filtru trece-sus. Dacă se introduce notaţia f 0=1

2 πRC , atunci se obţine

următoarea funcţie de transfer pentru această reţea dublu T:

Fig. 5

Valoarea minima a modulului functiei de transfer este:

β= k (2 k−1)2 k2+k+1

, pentru k=12 reteaua dublu T va introduce un defazaj nul la

frecventa f=f 0, iar functia de transfer va avea o atenuare maxima (teoretic infinita).

Grupa: 431B

Reprezentările grafice ale funcţiei de transfer şi defazajului unei reţele

dublu T cu valorile elementelor de circuit R = 1kΩ, C = 10nF şi k = 12

sunt prezentate în fig.6.

Fig. 6

Grupa: 431B

Circuitul rezonant

În multe tipuri de oscilatoare care generează semnale armonice în domeniul radiofrecvenţă se folosesc drept sarcină şi reţea de reacţie circuite rezonante LC. Unul dintre acestea este prezentat în fig. 7. Circuitul rezonant este format dintr-o bobină cu inductanţa L şi rezistenţa de pierderi r şi condensatorii cu capacităţile C1 şi C2. Dacă

notăm cu Cech capacitatea echivalentă serie a celor doi condensatori:

C ech=C1C2

C1+C2

, şi cu fo frecvenţa de rezonanţă a unui circuit paralel

LCech fără pierderi: f 0=1

2π √ LC ec h

, atunci se poate demonstra că

frecvenţa de rezonanţă a circuitului din fig.7, alimentat cu un curent

constant, este: f=f 0 √1−C ec hr 2

L

Fig. 7

Grupa: 431B

Curentul de alimentare a circuitului rezonant este furnizat de ieşirea amplificatorului care poate fi privit ca sursă de tensiune sau sursă de curent. Pentru a funcţiona ca reţea de reacţie într-un oscilator, tensiunea de ieşire a reţelei (tensiunea de reacţie a amplificatorului) se colectează de pe condensatorul C2. În fig.7 am presupus că reţeaua

este alimentată de o sursă de tensiune cu rezistenţa de ieşire R.

Caracteristica de transfer şi caracteristica de fază pentru o reţea de reacţie ca cea din fig.7, alcătuită din elemente cu valorile: L = 1mH, r = 10Ω, C1 = C2 = 1nF şi R =10kΩ sunt prezentate în fig.8. Am ales

pentru cele două capacităţi aceeaşi valoare pentru că, după cum vom vedea în paragrafele următoare, intrarea în regim de autooscilaţie este mai uşoară în această situaţie.

Fig. 8

Se poate observa că la o frecvenţă egală cu frecvenţa proprie de rezonanţă a circuitului (aici, aproximativ 225kHz) caracteristica de transfer prezintă un maxim şi defazajul dintre tensiunea de ieşire şi

Grupa: 431B

tensiunea de intrare este de -π radiani. Dacă şi amplificatorul introduce tot un defazaj de -π radiani, atunci defazajul total va fi de –2π radiani, îndeplinind condiţia de reacţie pozitivă.

Sursa de alimentare

Sursele de alimentare sunt utilizate in masurarile electrice ca surse etalon tensiune, surse de activare si surse pentru alimentarea montajelor electrice in current continuu si determinarea punctului static de functionare.

Fig. 10

Schema bloc la modul general al surselor de alimentare este compusa din transformatorul de retea, circuitul de redresare, stabilizatorul de tensiune si filtru si este prezentata in figura 10

Tensiunea bipolara simetrica, V CC=10 V si V EE=−10 V este asigurata de sursa de alimentare de la reteaua de 220V

Pentru o buna functionare a stabilizatorului va trebui ca la intrarea acestuia, sa avem o tensiune mai mare cu cativa volti fata de cea stabilizata pentru a creste factorul de stabilizare a stabilizatorului prin cresterea amplificarii amplificatorului.

Transformatorul

Grupa: 431B

Transformatorul este un aparat electric care transferă energie electrică dintr-un circuit (primarul transformatorului) în altul (secundarul transformatorului), funcţionând pe baza inductiei electromagnetice.Un curent electric alternativ care străbate înfăşurarea primară produce un câmp magnetic variabil în miezul magnetic al transformatorului, acesta la rândul lui producând o tensiune electrică alternativă în înfăşurarea secundară.

Schema de principiu a unui transformator:

Fig. 11

Am ales un transformator de retea coborator de tensiune capabil sa asigure o tensiune de U2=13V, ţinem cont că curentul de vârf nu depăşeşte I2=200mA. Puterea absorbita din secundar P2=UI=13∗2=26 W .

Folosind randamentul transformatorului calculez puterea in primar

P1=P2

η=3.25W . Curentul din primar este I p=

P1

U∫¿=3.25

220=0.014 A ¿ . Sectiunea

in fier a miezului este S fe=√2∗√P1=2.5 cm2. Pentru a afla numarul de spire

necesare calculez numarul de spire pe volt n0=104∗√2

2 f π Bmax S fe

=18spirevolt .

Numarul de spire in primar: N p=n0∗1.1∗U∫¿ ¿=1980 spire

Grupa: 431B

Numarul de spire din secundar: N s=128spire

Diametrul sarmei folosite in primar si in secundar: D p=0.65√I p=0.08mm si Ds=0.65√ I=0.5 mm

Circuitul de redresare

Redresoarele transforma energia electrica de curent alternativ in energie electrica de current continuu. Funcţie de natura elementelor componente, redresoarele sunt:

necomandate - realizate numai cu diode; semicomandate - realizate cu diode si tiristoare; comandate - realizate numai cu tiristoare.

Redresoarele necomandate asigura la iesire o tensiune continua de valoare medie constanta.Redresoarele semicomandate si comandate asigura la iesire o tensiune continua reglabila.

Am ales un redresor monofazat dubla alternanta in punte ca in figura urmatoare:

Fig. 12

In fiecare alternanta se afla in conducţie cate 2 diode iar celelalte sunt polarizate invers. In alternanta fara paranteze se afla in conducţie D1 si D3 iar D2 si D4 sunt polarizate invers. In alternanta din paranteze se afla in conducţie D2 si D4 iar D1 si D3 sunt blocate. Diodele sunt parcurse de impulsuri ale curentului ce asigura

Grupa: 431B

încarcarea condensatorul. Acesta reprezintă filtrul capacitiv care se adaugă redresorului.

In figura urmatoare sunt repezentate formele de unda a tensiunii din secundarul transformatorului (a) si a tensiunii redresate (b).

Fig. 13

Stabilizatorul de tensiune

Stabilizatorul de tensiune este un circuit care se interpune între redresor şi sarcină, având rolul de a menţine constantă tensiunea la bornele sarcinii, într-un anumit domeniu de variaţie a tensiunii de alimentare, curentului prin sarcină şi temperaturii. Ansamblul redresor-stailizator constituie o sursă de alimentare stabilizată.

Grupa: 431B

Fig. 14

Am ales un stabilizator serie, cu reacţie, fară amplificator de eroare . Stabilizatorul propriuzis constă din stabilizatorul parametric R1, DZ care furnizează tensiunea de referinţă V ref , ce se aplică pe baza tranzistorului de control serie T s. Sarcina este formată din rezistorul R, ce limitează valoarea maximă a curentului I L, şi potenţiometrul P, cu ajutorul caruia se poate varia curentul furnizat de stabilizator. Tranzistorul de control T s este conectat serie cu sursa de tensiune şi sarcina, în conexiune de repetor pe emitor.

V L=V ref−V BE≃V Z−V D

Funcţionarea circuitului este următoarea: diferenţa dintre tensiunea de referinţă şi tensiunea de sarcină (eroarea de tensiune) este aplicată pe baza tranzistorului de reglaj serie T s, actionând în sensul anulării erorii (reacţie negativă):

Fig. 15

Cum VBE=0,6V, aleg dioda Zener deV z=¿ 11V care are un curent nominal de I z=¿ 5 mA. Aleg T s- BD135 cu h21e=70 minim , deci IB=200mA/70=2,8mA si rezulta un curent prin R1 de IZ+2,8 mA=7,8 mA. Caderea de tensiune de la bornele sale este de circa 2.2V , deci

Grupa: 431B

pot calcula R1=2.2 V

7.8 mA=282.7.Daca doresc sa obtin la iesirea

stabilizatorului exact 10 V,adaugam la iesire un potentiometru care va regla tensiunea la 10 V.

Oscilator cu amplificator operational si retea Wien

In figura 9 se da schema unui amplificator operational (AO) si retea Wien.

Fig. 16

Reteaua negativa este realizata prin rezistentele fixe R1 si R2 precum si prin potentiometrul Rp. Diodele plasate in antiparalel cu rezistenta R2

realizeaza limitarea amplitudinii de oscilatie. Limitarea sa face printr-um mecanism neliniar prin care la cresterea amplitudinii de oscilatie, scade amplificarea astfel incit sa se ajunga intr-un punct de oscilatie stabil, in care este satisfacuta conditia de oscilatie Barkhausen Amplificatorul operational lucreaza in configuratie de neinversor, avind amplificarea:

Grupa: 431B

A=1+R p+Rd

R1 , unde Rdeste rezistenta dipolului neliniar format din

rezistenta R2 si cele doua diode, rezistenta de care depinde de valoarea amplitudinii de oscilatie. Se considera ca amplificatorul operational nu introduce nici un defazaj la frecventa de oscilatie, astfel incit aceasta este determinata numai de catre reteaua Wien, legata in bucla de reactie pozitiva. Reteaua Wien lucreaza in gol, deoarece impedanta de intrare a AO este practic infinita. Pentru inplinirea conditiei de oscilatie Barkhausen, trebuie sa avem amplicarea :

A=3 ⇒ Rp+Rd=2 R1

Pentru oscillator am adoptat Reteaua de Reactive Wien

Fig. 17

Pentru ca frecventa de oscilatie sa poata varia peste 3 ordine de marime, in domeniul fmin - fmax fara a modifica amplitudinea semnalului, trebuie sa modific concomitent valorile pentru C si R.

Grupa: 431B

Tinand cont de valorile de proiectare fmin = 30Hz si fmax = 28 kHz, impart domeniul de frecvente in 4 decade, astfel incat gama de frecventa dorita sa fie acoperita:

10H-100Hz

100Hz-1kHz

1kHz-10kHz

10kHz-30kHz; In acest scop folosesc 4 condensatoare in reteaua Wien, pe care

le schimb cu ajutorul unui comutator cu 4 pozitii. Utilizez o rezistenta suplimentara Rmin pentru a proteja intrarea amplificatorului la scurtcircuit (in cazul in care Rp este minim). Aceasta rezistenta

indeplineste conditia pentru a obtine o decada: .

Voi avea urmatoarele formule pentru frecventele minime si maxime:

Deci va trebui sa avem: .

Aceasta conditie duce la urmatoarele relatii pentru calculul frecventei minime si maxime in interiorul unei decade, avand Rp

variabil si C constant:

Capacitatea C se va calcula astfel:

Grupa: 431B

Aleg pentru potentiometrul Rp valoarea de 10 kΩ. Acesta trebuie sa fie un potentiometru dublu, pentru a se realiza acordul concomitent pe reteaua Wien.

Din relatiile anterioare il determin pe Rmin = 1kΩ

Pentru prima decada :

Pentru a doua decada fmin2 = 30Hz :

Pentru a treia decada fmin3 = 300Hz :

Pentru a patra decada fmin4 = 3kHz :

Se observa ca frecventa minima dintr-o decada este mai mare decat frecventa maxima din decada urmatoare. Se realizeaza astfel un domeniu continuu de frecvente. Frecvenţele limită sunt atinse şi nu există frecvenţe din domeniu 30Hz – 28KHz care să nu fie atinse.

Grupa: 431B

Pentru ca oscilaţiile să se auto amorseze , este necesar ca

mărimea amplificării să fie suficient de mare. După amorsare e

necesar ca amplificarea să scadă cu creşterea amplitudinii de oscilaţie

pentru ca amplitudinea să se limiteze la o valoare bine determinată .

Există două categorii de metode pentru limitarea amplitudinii de

oscilaţie :

a) controlul automat al amplificării (presupunând că amplificatorul

continuă să funcţioneze liniar);

b) funcţionarea neliniară a unui element amplificator (tranzistor) sau

utilizarea neliniarităţii altor dispozitive (diode) Pentru prima

metodă controlul automat al amplificării cu TEC este realizat prin

faptul că între drenă şi sursă tranzistorul se comportă ca o rezistenţă a

cărei mărime este controlată de tensiunea continuă aplicată între

poartă si sursă . Această tensiune de control cu inerţie se obţine prin

redresarea şi filtrarea semnalului alternativ. Tot la această metodă sunt

incluse şi elementele de control cu inerţie termică, cum ar fi de

exemplu termistorul, ce poate fi folosit pur şi simplu ca senzor de

temperatură. Se mai observă şi alte posibilităţi de a controla

amplitudinea :

cu două diode aşezate antiparalel;

cu dipol format din două diode Zener în serie şi în opoziţie;

cu circuit în punte.

Grupa: 431B

Limitarea amplitudinii prin neliniaritatea elementului

amplificator este un mecanism ce este efectiv folosit în oscilatoarele

LC, când se intră în zonele neliniare ale caracteristicilor tranzistorului,

dacă nu se iau măsuri speciale pentru a controla amplificarea .

Reteaua Negativa

Acest circuit va fi realizat cu ajutorul unui TEC-J si au rolul de a mentine amplificarea circuitului la valoarea 3.

Pentru amorsarea oscilatiilor este necesar ca Av>3. Prin urmare Av, amplificarea de tensiune a amplificatorului cu reactie negativa trebuie sa fie functie de amplitudinea V0:

AV=AV(V0)

Aceasta dependenta trebuie sa asigure scaderea lui Av cu cresterea amplitudinii. O astfel de dependenta determina si stabilizarea lui Vo . Daca V0 creste, Av scade, ceea ce atrage scaderea lui Vo si revenirea sa la valoare initiala.

Expresia de calcul a lui Av include numai rezistentele din reteaua de reactie negativa:

Av=1+r/ρ , deoarece av>100

Este necesar ca una dintre cele doua rezistente sa varieze monoton cu amplitudinea Vo. Pentru ca ρ sa varieze crescator cu amplitudinea, o vom inlocui cu un TEC-J astfel:

Grupa: 431B

Fig.18

In regim permanent de oscilatie se obtine:

R=2ρ, Vr=2/3Vo, Vρ=1/3 V0

La tensiuni drena-sursa mici (Vd<Vd1=0.3V pentru tranzistoarele de mica putere), TEC se comporta ca o rezistenta dependenta de tensiunea VGS:

rd=

rd0

1−V GS

V T cu rd0=

V T

2 I DSS

Prin urmare rd poate inlocui rezistenta ρ in reteaua de reactie negativa. Deoarece tensiunea drena-sursa este limitata pentru functionarea liniara a TEC-ului, in serie cu cu rd s-a pus rezistenta R1

si deci ρ=rd+R1. Pe locul rezistentei r este R2.

Grupa: 431B

Tensiunea VGS se obtine din tensiunea sinusoidala de la iesire, folosind un redresor monoalternanta (realizat cu dioda D) cu filtru capacitiv (Rf,Cf). Daca fminRfCf>>1 rezulta VGS=KVo.

Daca se allege k=1/10 rezulta VGS=0.4V si rd=125Ω. Amplitudinea tensiunii drena-sursa se determina cu expresia:

Vd= rdrd+R1

⋅V o

3

Avand in vedere ca Vd<Vd1=0.3V, determinam R1. este de dorit ca rezistenta R1 sa fie cat mai mica pentru ca rezistenta neliniara rd sa aiba o pondere importanta in valoarea lui ρ. Cea mai mica valoare standardizata care verifica inegalitatea de mai sus este R1=330Ω.

Din conditia R2=2(R1+rd) se obtine R2=910Ω.

Din cursorul potentiometrului se regleaza K pentru ca R1si R2 sa rezulte de valori standardizate.

In alegerea elementelor redresorului cu filtru capacitiv numarul gradelor de libertate e mare. Se prefera o dioda din Ge (datorita caderii reduse de tensiune in conductie directa) de tensiune inverse mica, de exemplu AA130.

Grupul Rf,Cf se allege din conditia ca CfRf>>1/fmin . Se aleg de exemplu Cf = 47μF si Rf=1.5kΩ. Tranzistorul TEC-J se allege de tipul BF256 cu VT=2V, IDSS=10mA

Grupa: 431B

Bufferul

Cand oscilatorul nu este un oscilator de putere, el nu se conecteaza la o impedanta de sarcina externa pentru ca ar produce modificarea frecventei de oscilatie si distorsionarea semnalului generat si de aceea intre oscilator si sarcina se introduce un etaj separator. In cazul rezistentelor de sarcina mici (RL=50Ω) este avantajoasa utilizarea unui repetor pe emitor. Repetorul pe emitor este un etaj de amplificare in current, amplificarea in tensiune fiind egala cu unitatea.

Fig. 19

Aleg potentiometrul P=50kΩ si rezistenta R5׀׀R4=4.89 kΩ. Astfel asigur amvariatia tensiunii de intrare pe repetor intre 4V, pentru P=0 si Vomax(R5׀׀R4)/(P+ R5׀׀R4)≈90mV pentru P=50kΩ. Variatia bruta a tensiunii va fi realizata cu ajutorul atenuatorului calibrat.

Grupa: 431B

Din conditia ca C0>>1/2ΠfminP, aleg C0=1μF. Tranzistoarele T2,T3 si rezistentele R1,R2,R3 formeaza o sursa de current I0. Calculez I0=V0/R0=180mA si aleg I0=90 mA. I0R2=VR2=90V deci R2=100Ω

Calculez E+=0.6V+IR1(R3+R1), deci R3=(E+-0.6V)/IR1-R1 de unde fixez R3=0.6kΩ.

Pentru a calcula R4 si R5 folosesc 0.6V=ER5/(R4+R5), deci R4=24R5 si din ipoteza anterioara: R5׀׀R4=4.89 kΩ aleg R4=120kΩ si R5=5kΩ.

Atenuatorul Calibrat

Voi folosi un atenuator calibrat format din mai multe celule П, ca in figura:

Fig. 20

Celula este caracterizata de doua marimi:

rezistenta R0, din cauza ca circuitul este simetric, este si rezistenta de

iesire si rezistenta de intrare.Coeficientul de atenuare: k=v i

V o

.Rezistentele celulei se pot calcula astfel:R1=k2−1

2kR0 si R2=

k+1k−1

R0

Deoarece rezistenta de iesire a etajului precedent e mult mai mica decat RL, la intrarea si la iesirea atenuatorului se plaseaza cate o rezistenta de valoare R0 mult mai mica decat sarcina. Pe de alta parte, indiferent de treapta de atenuare care se cupleaza cu sarcina,

Grupa: 431B

oscilatorul trebuie sa lucreze pe o sarcina RL.De aceea in schema s-a introdus R3.

Este necesar caR3+R0

2=Rl, iar daca semnalul va fi atenuat de k ori, se

poate scrie dupa primea treapta:

R0

2

R3+R0

2

= 1k1

.

In cazul de fata am: V0 = 4V si RL = 50ΩAleg k1 = 20

R3+R0

2=50Ω

R0

2

R3+R0

2

= 120

, R0=5Ω

R3=50−52=47.5 Ω , deoarece R0<<RL alegerea a fost buna.

V B=V 0

k1

= 420

=200 mV

k 2=10

R1=R0

k22−12 k2

=24.75 Ω, R2=R0

k 2+1

k2−1=6.11Ω

V c=V 0

k1 k2

=20 mV

k 3=5

R1' =R0

k32−12 k3

=12 Ω, R2' =¿ R0

k3+1

k3−1=7.5 Ω

V D=V 0

k1 k2 k3

=4 mV

k 4=4

R1' '=R0

k42−12 k 4

=9.4 Ω, R2' '=¿ R0

k4+1

k4−1=8.3 Ω

Grupa: 431B

V c=V 0

k1 k2 k3 k4

=1mV

Atenuatorul va arata astfel:

Fig. 21V0

Grupa: 431B

Grupa: 431B

Grupa: 431B

Procesarea datelor de simulare

Am ales capetele intervalului de frecventa cu capacitatiele corespunzatoare pentru exemplificarea programului.Pentru C=53nF,cu frecventa corespunzatoare de 3kHz, vom avea fereastra cu oscilatii:

Iar fereastra pentru modul FFT vom avea fereastra:

Grupa: 431B

Pentru C=132nF,cu frecventa corespunzatoare de 1.2kHz, vom avea fereastra cu oscilatii:

Iar fereastra pentru modul FFT vom avea fereastra:

Grupa: 431B

Lista de componente

1.pentru reteaua Wien:

C1 = 4,7μF

C2 = 470nF

C3 = 47nF

C4 = 4,7nF

Pf : P32844

R=10kΩ

Toleranta ±1%

Rf : RCG-2012

R=1kΩ

Toleranta ±1%

2. amplificatorul operational: BA741

3. reteaua negativa

R1 = 330Ω

R2 = 910Ω

Rf = 1,5kΩ : RBA 3010 toleranta 5%

P: 32844

R = 10kΩ toleranta ±10%

TEC-J: BF256; VT=2V; IDSS=10mA

Dioda D: AA130

Cf = 47μF – CTS-T 30.32 toleranta ±10%

Grupa: 431B

4. bufferul

Potentiometrul P0 : P34534

R=50kΩ

Toleranta ±20%

C0 : PMP 03.06

C = 1μF

toleranta ±10%

R1 : RCG-2012

R=1kΩ

R2 : RMG-1025

R=100Ω

toleranta ±5%

R3 : RCG-2012

R=0,62kΩ

R4 : RCG-2012

R=121kΩ

R5 : RCG

R=5,1kΩ

Tranzistoarele T1,T2,T3 – BC-107

Vbe = 0,6V

βF = 364

Grupa: 431B

5. atenuator calibrat

R3 = 4,75Ω

R0 = 5Ω

R1 = 24,75Ω

R2 = 6,11Ω

R1’= 12Ω

R2’ = 7,5Ω

R1” = 9,4Ω

R2” = 8,3Ω

6. sursa de alimentare

Transformatoare – tole folosite: tip E+I14

Puntea de diode – alcatuita din 4 diode identice:

1N4003: Is=5,86μA

Rd=4,22x10-2 Ω

Vb=200V

Ib=1A

Condensatoarele de filrtaj – de tip electrolitic EG7480

C=4700μF

Diode Dz1,Dz2 – PL12

Vz=12

Iz=5mA

Rz=2,4kΩ

Grupa: 431B

Tranzistorul T1 : BD237 : UCM=80V

IM=2A

P=6W

Tranzistorul T2 : BD238 : UCM=80V

IM=2A

P=6W

Grupa: 431B

Concluzii

Oscilatorul sinusoidal cu circuit Wien este cel mai des utilizat circuit dintre oscilatoarele RC. O particularitate a acestui oscilator este aceea ca tensiunea statica de la iesire este nula si in circuit nu mai apare o serie de condensatoare de cuplaj.

O conditie importanta pentru functionarea corecta a tranzistorului de reglaj este aceea ca amplitudinea tensiunii intre drena si sursa sa nu fie mai mare decat cateva zecimi de volt. Se recomanda folosirea pentru reglajul de amplitudine a unui tranzistor TECJ avand curent de saturatie redus si tensiune de varf cat mai mare, pentru a se obtine rezistenta dinamica drena sursa de valoarea mai ridicata si

distorsiuni neliniare mai mici (la functionare UG de valoare mai mare), precum si stabilitatea termica mai buna (tranzistorul se poate sa functioneze chiar cu deriva termica nula).

La oscilatorul cu punte Wien se poate folosi o punte cu diode pentru limitarea amplitudinii. Atunci cand amplitudinea semnalului creste suficient de mult, rezistenta puntii scade si reactia negativa este mai puternica, determinand scaderea amplificarii amplificatorului corectat cu reteaua Wien si, ca urmare, limitarea cresterii amplitudinii de oscilatie.

Pe langa componenta continua, la iesirea redresorului se obtine si o componenta variabila numita ondulatie. Redresoarele in punte au in ansamblu caracteristici mai bune : un singur secundar (cu diametrul conductorului insa ceva mai mare), un miez de fier cu sectiune mai mica, diode cu tensiune inversa maxima mai redusa (insa numarul de diode este mai mare).

Calculul circuitului consta de fapt in determinarea rezistentei de

limitare RL . Aceasta rezistenta trebuie sa permita mentinerea punctului de functionare al diodei in regiunea de stabilizare si a curentului prin sarcina, iar uneori si in conditiile dispersiei tensiunii pe dioda si a tolerantei proprii ce nu se mai poate ignora.

Grupa: 431B

Bibliografie

Adrian Rusu - DCE “ Culegere de problem de proiectare”, IPB

Dobrescu Dragos – “Tranzistoare”, IPRS Baneasa, 1982

M. Ciugudean - “Proiectarea unor circuite electronice”, Editura Facla,

N. Dragulanescu – “Agenda radioelectronistului” , seria practica, Editura Tehnica Bucuresti, 1983

http://dce.pub.ro/dce/proiecte/index.php cu Exemple de proiectare si Catalog semiconductori

Grupa: 431B

Cuprinsul Lucrarii

1. Tema de proiect2. Notiuni generale

3. Schema bloc generală a generatoarelor sinusoidale4. Retele de reactie - prezentare

- Reteaua de reactie Wien- Reteaua dublu T- Circuit resonant

5. Bufferul6. Atenuatorul calibrat7. Sursa de alimentare

- Transformator- Circuitul de redresare- Stabilizatorul de tensiune

8. Oscilatorul cu amplificator operational9. Concluzii

10.Bibliografie