1

Prefaţă

Prezenta lucrare încearcă să prezinte sintetic domeniul vast al surselor în comutaţie, domeniu cu o

dezvoltare dinamică, ilustrată şi prin numărul de teze de doctorat care au ca subiect surse în comutaţie. In

multe aparate electronice, casnice sau industriale, fabricate astăzi este posibil să găsim surse în comutaţie.

Din cauza vastităţii subiectului am încercat să mă concentrez aupra unor domenii mai restrânse, pe altele

prezentându-le doar cu titlu informativ şi nu am reluat subiecte tratate în multe alte lucrări (ex. calcule termice)

ci am făcut trimiteri bibliografice.

Lucrarea tratează în principal funcţionarea surselor în comutaţie, insistându-se pe înţelegerea

fenomenelor, mai ales cele legate de comportarea la impulsuri de curent şi tensiune a circuitelor cu inductanţe.

Chestiunile legate de determinarea analitică a valorilor tensiunilor şi curenţilor, de dimensionarea

componentelor, nu au fost detaliate, presupunînd că cititorul a studiat în prealabil lucrarea [1], a cărei

lecturare o recomandăm cu insistenţă. Am încercat să acopăr şi domeniile netratate în [1], dar care prezintă o

similitudine cu subiectul (ex. amplificatoarele clasa D, convertoarele de frecvență) sau chiar au o legătură

directă (convertoare ZVS, corecţia factorului de putere).

Lucrarea se adresează în special tehnicienilor şi electroniştilor constructori, studenţilor, tuturor celor cu

spirit creator, interesaţi de surse în comutaţie, ca hobby sau ca sarcină profesională, şi nu în ultimul rând

radioamatorilor. Lucrarea are un caracter de iniţiere; din cauza dinamismului domeniului aflat în plin progres,

pentru realizarea unor proiecte noi, cu performanţe la nivelul de vîrf al tehnicii, este absolut necesară studierea

documentaţiei de firmă. Pe Internet se pot consulta foile de catalog sau notele de aplicaţii ale produselor de

ultimă generaţie oferite de firmele cu renume în acest domeniu. Realizarea unor montaje performante, fiabile şi

ieftine este posibilă numai prin utilizarea celor mai noi scheme şi componente (electronice, materiale

magnetice, componente pasive), ale căror perfomanţe cresc continuu. Un spaţiu destul de mare a fost alocat

prezentării unor scheme reale, realizate de fabrică sau de autor, împreună cu câteva indicaţii constructive.

Prima versiune a acestei lucrări (nepublicată) a fost elaborată în anul 2002, la îndemnul regretatului V.

Ciobăniță – YO3APG; actuala versiune este actualizată și completată cu componente și montaje mai noi.

Lucrarea se va publica pe site-ul CNC prin apariții lunare, pentru a permite reformularea-updatarea unor

capitole și clarificarea unor eventuale probleme ridicate de cititori.

Sper ca lucrarea să fie o lectură interesantă şi un ajutor pentru cei care se hotărăsc să abordeze domeniul

surselor în comutaţie, ca proiectanţi, constructori, depanatori sau utilizatori.

Liviu Soflete, YO2BCT

2

CUPRINS

1. Principii de bază

2. Tipuri de surse în comutaţie

3. Schema bloc a unei surse în comutaţie

4. Comparaţia cu alte soluţii de conversie a energiei

5. Tipuri de scheme

6. Sursa flyback cu izolare

7. Sursa forward cu izolare

8. Sursa în contratimp

9. Corecţia factorului de putere

10. Variatoare de tensiune continuă

11. Amplificatorul în clasă D

12. Componente electronice utilizate pentru comutaţie

13. Comanda comutatorului

1. comanda tranzistorului bipolar

2. comanda tranzistorului MOSFET

3. comanda IGBT

4. transformatorul de impuls

5. formarea impulsurilor modulate în durată

14. Comutarea la tensiune zero (ZVS)

15. Matrice de comutatoare

16. Elemente auxiliare ale schemei

1. alimentarea părţii de comandă

2. limitarea curentului de pornire

3. cuplarea tensiunii de reacţie

4. pornirea lentă (soft start)

5. limitarea solicitărilor de comutaţie

6. filtre de intrare şi ieşire

7. sincronizarea

8. remote control

17. Stabilitatea surselor în comutaţie

18. Scheme concrete de surse în comutaţie

19. Probleme constructive

1. transformatorul de putere

2. alegerea componentelor montajului

3. ecranarea

4. reducerea cuplajelor parazite

20. Stadiul actual şi tendinţe de dezvoltare

21. Bibliografie

22. Anexe

1. Principii de bază

În multe aplicaţii energetice, parametrii la care este accesibilă energia electrică a sursei de alimentare

(tensiune, frecvenţă, formă de undă) nu sunt convenabili pentru utilizare sau transport şi se impune o modificare

a lor. Desigur, modificarea este de dorit să se facă cu un randament cât mai bun, iar instalaţia (aparatul) care

realizează modificarea să fie uşor de fabricat, cu costuri ( de fabricaţie şi de exploatare ) mici, cu gabarit redus

şi fiabilitate ridicată şi să nu producă perturbaţii electromagnetice. De exemplu generarea energiei electrice cu

3

instalaţii magnetohidrodinamice, panouri fotovoltaice sau cu pile de combustie, pune la dispoziţie energia sub

formă de curent continuu, incomod de transportat la utilizatori în condiţiile existenţei unei reţele de distribuţie

şi transport în curent alternativ trifazat. O situaţie inversă apare la transportul energiei produsă "clasic" (cu

generator sincron la 50-60 Hz) spre locuri izolate (ex. pe o insulă), unde trebuie folosite cabluri subterane sau

submarine scumpe, iar soluţia de conversie în curent continuu numai pentru transport (cu reconversia în curent

alternativ la destinaţie) se poate dovedi rentabilă.

Pentru transformarea de la o tensiune la alta a curentului alternativ, aparatul electric utilizat este

transformatorul, care funcţionează pe baza legii inducţiei: tensiunea indusă într-o spiră este proporţională cu

variaţia în timp a fluxului prin acea spiră. Dacă se conectează în serie mai multe spire (formând o bobină),

tensiunea creşte proporţional cu numărul acestora. Dacă fluxul este produs de o altă bobină (primar = bobina

alimentată cu energie) şi acest flux este variabil în timp, în bobina secundară (care debitează energie unui

consumator) se va obţine o tensiune. Variaţia de flux magnetic se exprimă prin derivata fluxului în raport cu

timpul (d/dt). Dacă fluxul primar are o variaţie în timp sinusoidală, şi tensiunea secundară va fi sinusoidală.

Aparatul format dintr-o bobină primară, cuplată magnetic cu o bobină secundară, cu (eventual) un miez din

material magnetic, se numeşte transformator. Pentru transformatorul ideal ( fără pierderi), raportul tensiunilor

este dat de raportul numărului de spire.

Up/Us = Np/Ns este relaţia de bază pentru transformatorul ideal în gol. În sarcină ( cînd există un curent

absorbit de un consumator conectat la bobina secundară) tensiunea la borne scade ( din cauza căderilor pe

rezistenţa înfăşurărilor şi pe reactanţele de scăpări - corespunzătoare fluxului creat de primar, dar care nu se

închide prin bobina secundară - şi a pierderilor în miez.). Pentru transformatoarele de mare putere din reţele de

transport şi distribuţie, aceste pierderi sunt foarte mici (fracțiuni de procent) şi transformatorul se poate

considera ideal. Transformatorul este soluţia perfectă pentru cazul când interesează doar modificarea tensiunii.

Există însă o serie de aplicaţii când transformatorul clasic nu corespunde, de expemplu, în situaţia în care

gabaritul şi masa transformatorului trebuie reduse. Pentru un transformator dintr-o staţie de transformare, masa

şi gabaritul nu constituie un factor limitativ, dar în cazul unui transformator montat pe un vehicol, masa lui

reduce performanţele acestui vehicol. Dacă este vorba de un avion sau o rachetă, la care fiecare kilogram

transportat în plus se traduce printr-o creştere masivă a preţului de exploatare, este justificat efortul de reducere

a masei şi gabaritului. Care sunt căile de reducere a dimensiunilor şi masei unui transformator ? Pentru o

anumită putere transferată trebuie asigurat un anumit produs tensiune-curent. Curentul determină secţiunea

necesară a conductorului. Reducând secţiunea, cresc pierderile şi temperatura de funcţionare, deci pentru

mărirea densităţii de curent ( având în vedere că nu se pot folosi practic alte materiale decât Cu) singura soluţie

este intensificarea răcirii combinată cu utilizarea unor materiale izolatoare cu rezistenţă sporită la temperatură

(scumpe). Tensiunea dintr-o spiră a înfăşurării este d/dt, mărirea ei presupunând fie mărirea inducţiei maxime

admise de miez (limitată de posibilităţile materialului magnetic – inducția de saturație Bs, pierderi) fie mărirea

vitezei de variaţie - prin creşterea frecvenţei de lucru. Iată că dintre toate posibilităţile permise de legea

inducţiei, practic numai creşterea frecvenţei este abordabilă ( creşterea densităţii de curent se utilizează numai

în cazuri cu totul speciale - la bobinajele din supraconductori, iar utilizarea unui transformator fără miez- care

nu are deci o inducţie de saturaţie - este admisă numai în situaţia în care curentul de magnetizare foarte mare nu

este un factor limitativ - la transformatoarele acordate lucrând în radiofrecventă). Factorul de reducere al

dimensiunilor nu este egal cu factorul de creştere al frecvenţei, în special din cauza miezului - dacă nu se

utilizează alt material trebuie redusă inducţia pentru a limita pierderile în miez, iar dacă se utilizează un

material special pentru frecvenţe ridicate (ferită) , acesta are o inducţie admisă mult mai mică. Deasemenea, la

frecvenţe mari începe să se manifeste supărător şi efectul pelicular, care impune fracţionarea conductorului de

bobinaj în mai multe fire izolate, legate în paralel (liță de înaltă frecvență), ceea ce scade factorul de umplere

al carcasei (ferestrei de bobinare). Alegerea frecvenţei de lucru este o chestiune de compromis între multe

tendinţe contrare; pe măsura creşterii performanţelor componentelor asistăm la o creştere a frecvenţei de lucru

economice (dependentă şi de clasa de putere).

Legea inducţiei nu impune o anumită formă de variaţie în timp a fluxului, respectiv a tensiunii din

primarul transformatorului: transformatorul poate funcţiona cu o tensiune dreptunghiulară, triunghiulară,

trapezoidală, fracţiuni de sinusoidă. Alegerea formei de tensiune depinde de schema adoptată, condiţiile de

randament, conţinut de armonici permis, etc.

Ideea utilizării unei frecvenţe ridicate pentru scăderea gabaritului nu este nouă: în reţelele de bord ale

avioanelor generatoarele lucrează pe 400 Hz. În industria lemnului se utilizează frecvent alimentarea la peste 50

Hz, pentru a rezulta turaţii sincrone mai mari la motoarele de antrenare ale maşinilor unelte. Conversia de

frecvenţă s-a realizat iniţial cu convertizoare rotative (grup motor-generator), cu convertizoare cu contacte

4

vibratoare sau rotative, cu aparate cu miez magnetic saturabil, cu tuburi electronice cu descărcări în gaze.

Electronica de azi pune la dispoziţie componente semiconductoare care au înlocuit practic toate celelate soluţii

utilizate înainte de 1960.

2. Tipuri de surse în comutaţie

Instalaţiile de schimbare a parametrilor energiei electrice pot fi de următoarele tipuri:

a.- redresor - care converteşte energia de curent alternativ în curent continuu. Redresoarele pot fi cu

comutaţie naturală (realizate cu diode - care conduc atunci când anodul e mai pozitiv decât catodul) şi cu

comutaţie forţată (cu tiristoare - la care momentul intrării în conducţie sau /şi al întreruperii conducţiei poate fi

impus)

b.- invertor - care converteşte energia de CC în energie de CA. Invertorul poate genera o undă

sinusoidală sau de altă formă, cu frecvenţa dorită, monofazată sau polifazată.

c.- convertorul - care transformă energia de CA de o frecvenţă în energie de CA de altă frecvenţă.

Convertorul poate fi de tipul:

- cu transformare intermediară în CC , care este de fapt compus dintr-un redresor urmat de un invertor (ex.

sursa neîntreruptibilă a unui calculator, UPS)

- cicloconvertor - care transformă direct energia de o frecvenţă în energie de altă frecvenţă (de regulă mai

mică).

d.- variator de tensiune continuă (VTC) care transformă energia din CC tot în CC, dar la altă tensiune.

VTC de mare putere s-au dezvoltat în special pentru tracţiune electrică, înlocuind sistemele de reglare a turaţiei

motoarelor de CC prin reglarea câmpului cu ajutorul unor rezistenţe comutate. Pe lângă creşterea randamentului

( prin dispariţia rezistenţelor disipatoare de putere) şi creşterea confortului călătorilor (prin reglarea continuă ,

nu în trepte) se rezolvă optim şi problemele legate de frânare ( cu recuperare de energie) şi de evitarea patinării

sau blocării roţilor.

Nu vom trata scheme de cicloconvertoare, care au un domeniu special de aplicaţie ( acţionări de foarte

mare putere - motoare de laminoare, mori de ciment, maşini unelte mari, sau grupuri electrogene).

În literatură , terminologia aceasta nu se respectă cu stricteţe ; se utilizează curent termenul de convertor

pentru orice tip de sursă în comutaţie, însoţit de indicarea tipului de tensiune intrare/ieşire (ex. convertor

AC/DC este un redresor urmat de un VTC, DC/DC convertor este o sursă care transformă o tensiune continuă

într-o tensiune contină de altă valoare).

Din punct de vedere al formei tensiunii furnizate consumatorului, există surse în comutaţie care furnizează

energia la frecvenţa de comutare (de ex. generatoarele de ultrasunete, variatoarele de turaţie pentru motoare

asincrone, aparate de sudare în puncte, alimentatoare pentru lămpi fluorescente sau cu incandescenţă, instalaţii

de încălzire prin inducţie) şi altele care furnizează o tensiune continuă, eventual stabilizată (stabilizatoare de

tensiune, corectoare de factor de putere, redresoare pentru electrochimie).

3. Schema bloc a unei surse în comutaţie

În fig. 1 este reprezentată cea mai simplă schemă bloc a unei surse în comutaţie.

Fig.1. Schema bloc a unei surse în comutaţie

Sursa primară de energie este presupusă a fi o sursă de curent continuu, baterie de acumulatori sau un

redresor cu o capacitate de filtraj la ieşire. Comutatorul poate fi orice componentă care trece rapid (ideal

instantaneu) în una din cele două poziţii posibile: închis, în care rezistenţa de conducţie este zero şi deschis, în

care rezistenţa de izolaţie este infinită. Circuitul de comandă care impune bascularea comutatorului succesiv în

5

cele două poziţii poate fi un circuit separat sau poate fi combinat cu comutatorul (printr-o reacţie pozitivă) în

realizările cele mai simple. Transformatorul este elementul care realizează conversia parametrilor energiei

electrice şi poate realiza şi o separare galvanică; dacă nu este necesară separarea galvanică, uneori se poate

utiliza o simplă inductanţă în locul transformatorului. Redresorul de la ieşire există sau nu, după cum sarcina

alimentată necesită curent continuu, sau poate funcţiona şi în CA. O schema reală, pe baza schemei bloc fără

redresor, este cea din fig.2.

Fig.2. Schemă simplă de invertor

Schema reprezintă un oscilator autoblocat, înfăşurarea R asigură o reacţie pozitivă care menţine tranzistorul în

conducţie până când reacţia încetează datorită saturaţiei miezului sau tranzistorului. În acest moment

tranzistorul Q se blochează; pe condensatorul C s-a acumulat în perioada de conducţie o tensiune cu - pe baza

lui Q; C s-a încărcat prin curentul injectat în bază). Prin blocarea lui Q, curentul prin primarul P scade brusc,

variaţia de flux în miez induce în P, R şi S tensiuni cu polaritate inversă faţă de perioada de conducţie.

Tensiunea din S aprinde tubul fluorescent, începe să circule un curent care scade către zero o dată cu fluxul din

miez. Tensiunea indusă în R menţine tranzistorul Q blocat; după ce fluxul din miez a scăzut la zero, tranzistorul

rămâne în continuare blocat de tensiunea la care s-a încărcat C, până când prin divizorul R1/R2 C se descarcă

şi Q este din nou adus în conducţie, după care ciclul se repetă, cu o frecvenţă dată de valorile R1,R2,C, şi

datele lui Q şi ale transformatorului.

Dacă sarcina trebuie alimentată în CC, la S se conectează un redresor, urmat de un filtru. De asemenea,

dacă sursa primară de alimentare este reţeaua, se utilizează un redresor şi un filtru la intrare. Se redresează

direct tensiunea din reţea, fără intercalarea unui transformator. Circuitul de comandă, realizat cu o schemă mai

complexă sau cu un circuit integrat dedicat, permite funcţionarea cu o frecvenţă aleasă de proiectant,

independentă de variaţia sarcinii sau a tensiunii de alimentare. Montajul poate deveni o sursă de tensiune

stabilizată dacă tensiunea de la ieşire se aduce ca reacţie negativă la blocul de comandă. Blocul de comandă

compară tensiunea de ieşire cu o tensiune de referinţă (prescriere); diferenţa celor două (semnalul de eroare)

comandă lăţimea impulsului care comandă comutatorul (factorul de umplere al impulsurilor) reglând puterea

medie transferată sarcinii, astfel ca tensiunea de ieşire să se menţină constantă. Schema bloc a unui stabilizator

Fig.3 Schema bloc a unui stabilizator de tensiune în comutaţie.

în comutaţie este cea din figura 3. Schema conţine de regulă şi circuite auxiliare: filtre pentru suprimarea

perturbaţiilor, circuite de absorbţie a supratensiunilor de comutaţie, circuite de protecţie pentru regimurile

periculoase (pornire, suprasarcină, scurtcircuit în sarcină sau în elementele schemei, supratensiune la ieşire,

subtensiune de alimentare a circuitelor de comandă, depăşirea temperaturii admise, etc.) circuite de semnalizare

a stării de funcţionare şi a regimurilor anormale. Dacă U prescriere nu este constantă în timp, ci are o valoare

6

variabilă, U sarcină urmăreşte valoarea prescrisă, schema funcţionând ca un amplificator, cu condiţia ca

frecvenţa de comutare să fie mult mai mare decât frecvenţa de variaţie a lui U prescriere. Un asemenea

amplificator se poate utiliza, de exemplu, pentru alimentarea unui etaj de putere de radiofrecvenţă lucrând în

clasă C, realizând astfel modulaţia în amplitudine a semnalului de radiofrecvenţă, cu un randament foarte bun.

Blocul care urmează comutatorului poate fi un transformator sau o reactanţă de acumulare a energiei. Ca

reactanţă se poate utiliza o inductanţă, la care energia se acumulează în miez sub formă de câmp magnetic şi

este restituită sub formă de tensiune indusă atunci când câmpul variază. Pentru puteri mici se pot utiliza şi

condensatoare care sunt comutate alternativ la sursa de alimentare şi apoi la sarcină. Se pot obţine în acest fel

surse, lucrând la frecvenţe ridicate, de dimensiuni atât de mici încât se pot integra pe cipul circuitului alimentat:

în felul acesta se pot asigura pentru cipurile de memorii tensiunile mai mari (necesare înscrierii informaţiei) sau

de polaritate inversată, dintr-o singură tensiune de alimentare pozitivă de 5V.

Circuitul de comandă poate fi unul de tip digital (microcontroller) care primeşte informaţia necesară din

diferite puncte ale schemei sau comenzi de la operator (sau/şi de la proces) şi printr-un soft adecvat ia deciziile

necesare pentru funcţionarea optimă a schemei. În acest fel se pot obţine surse cu o anumită caracteristică

tensiune/curent (necesare de exemplu pentru sudarea cu arc electric), sau pentru acţionarea unui vibrator

ultrasonic, sau a unor motoare asincrone cu turaţia variabilă.

Comparaţie cu alte soluţii de conversie a energiei

Necesitatea modificării parametrilor energiei electrice a apărut de la începuturile utilizării ei şi şi-a găsit diferite

rezolvări. O primă posibilitate, care a dominat electrotehnica circa 50 de ani a fost convertizorul rotativ - un

ansamblu format dintr-un motor electric care antrenează un generator, a cărui excitaţie se poate regla prin

varierea unor rezistenţe (grup Ward-Leonard) sau utilizând amplificatoare magnetice. Dezavantajele sunt:

dimensiuni şi greutate mare, necesitatea înteţinerii, fiabilitate redusă, uzura lagărelor şi a periilor şi

colectoarelor, zgomot şi vibraţii în funcţionare, viteză de răspuns redusă, randament scăzut, în special la puteri

mici. Au existat sisteme de comutatoare mecanice, sub formă de colectoare antrenate de un motor, care pot

funcţiona ca redresoare sau invertoare, cu aceleaşi dezavantaje ca mai sus (unele sisteme utilizau în locul

periilor colectoare solide, jeturi de mercur lichid !).Tendinţa generală în tehnică a fost de evitare a maşinilor cu

părţi în mişcare şi de înlocuire a lor cu elemente de comutaţie statică, pe măsură ce dezvoltarea tehnologică a

pus la dispoziţia proiectanţilor componentele necesare. Realizarea redresoarelor cu cuproxid sau seleniu a

eliminat soluţiile cu maşini rotative; pentru puteri şi tensiuni mari, redresorul cu vapori de mercuri a cunoscut o

largă folosire, fiind curent utilizat în tracţiunea electrică, unde poate funcţiona şi ca invertor pentru recuperarea

energiei la frânare. În prezent dispozitivele semiconductoare, în special cele cu siliciu, au înlocuit definitiv toate

soluţiile utilizate anterior, pentru toată gama de puteri, deoarece au gabaritul şi masa reduse, cădere mică de

tensiune pe direct, tensiune inversă pe element ridicată, frecvenţă de lucru mare. Dezavantajul unei constante de

timp termice reduse - de unde sensibilitatea mare la suprasolicitări chiar de scurtă durată - este acceptabil dacă

sunt utilizate circuite de protecţie adecvate. Diodele, tiristoarele, tranzistoarele existente astăzi acoperă toată

gama de puteri, tensiuni, curenţi, frecvenţe întâlnite în industrie şi aplicaţii casnice.

5. Tipuri de scheme

După topologia schemei utilizate, o sursă în comutaţie poate fi de următoarele tipuri principale:

Forward – energia trece către sarcină în perioada cât comutatorul este închis

Flyback – cât timp comutatorul este închis energia se acumulează într-o reactanță (inductanță), după care este

transferată sarcinii pe timpul cât comutatorul este deschis

Boost – tensiunea de ieșire mai mare decât cea de intrare

Buck – tensiunea de ieșire mai mică decât cea de intrare

Push-pull – schemă simetrică în contratimp

Punte –( semipunte) –schemă simetrică cu două (o pereche) de comutatoare înseriate

7

Sursa buck (fig.4) funcţionează în felul următor:

Fig.4 Sursa buck fără izolare

În timpul cât comutatorul K este închis, curentul trece prin L şi rezistenţa de sarcină, producînd la ieşire o

tensiune de aceeaşi polaritate cu cea de la intrare. Curentul prin inductanţa L este egal cu cel debitat de sursa de

tensiune primară Ui. El are o formă aproximativ liniar crescătoare în timp (începutul unei curbe exponențiale);

curentul se divide într-o componentă care încarcă condensatorul C şi una care circulă prin rezistenţa de sarcină,

ambele componente fiind crescătoare în timp.

La întreruperea curentului furnizat de sursa de tensiune primară Ui prin deschiderea comutatorului K,

fluxul magnetic din L tinde să scadă, tensiunea indusă în inductanţa L îşi inversează polaritatea, dioda D se

deschide iar curentul liniar scăzător din inductanţă alimentează în continuare sarcina, însumat cu curentul

debitat de condensator. Curentul prin rezistenţa de sarcină circulă neîntrerupt, tensiunea pe sarcină având mici

ondulaţii, la fel ca şi curentul prin sarcină. Aceste ondulaţii sunt cu atât mai mici cu cât valoarea lui C este mai

mare şi frecvenţa de comutare mai ridicată. Sursa buck se poate încadra în topologia forward, energia fiind

transferată sarcinii pe durata cât comutatorul este închis.

O sursă flyback fără izolare este reprezentată în fig.5.

Fig.5 Sursă flyback fără izolare, cu inversare de polaritate.

Când K este închis, tensiunea de intrare se aplică inductanţei prin care va trece un curent liniar crescător,

dioda D este blocată, sarcina este alimentată numai din energia acumulată în condensatorul C. La deschiderea

lui K, sursa primară nu mai debitează curent, tensiunea pe inductanţă se inversează, curentul prin inductanţă

continuă să treacă în acelaşi sens, de această dată prin dioda D şi rezistenţa de sarcină, reîncărcând totodată şi

condensatorul C.

O sursă de tip "boost" este reprezentată în fig.6.

Fig.6 Sursă "boost"

8

Cu K închis, tensiunea sursei primare Ui se aplică inductanţei, cu polaritatea din figură, rezultând un curent

cu creştere liniară: D este polarizată invers şi nu conduce, C menţine un curent scăzător prin sarcină. La

deschiderea lui K, scăderea fluxului în L duce la inversarea polarităţii tensiunii pe inductanţă, tensiune care se

însumează cu cea a sursei Ui şi deschide dioda D. Curentul debitat de inductanţă se împarte între condensator

pe care îl încarcă şi o componentă care alimentează sarcina. Funcţionarea normală este cu Us mai mare ca Ui.

Schema este utilă pentru obţinerea unei tensiuni mai mari decât cea de intrare şi este o schemă tipică pentru

corectoarele de factor de putere (PFC). Se poate încadra în topologia flyback, energia fiind transferată sarcinii

pe durata deschiderii comutatorului.

Sursele în contratimp (push-pull) utilizează o pereche de comutatoare care sunt închise şi deschise totdeauna

în contratimp. O configuraţie posibilă ( sursa în semipunte) este reprezentată în fig.7.

Fig.7 Sursă în contratimp semipunte (half-bridge)

Pentru sursa în semipunte este caracteristică existenţa a două surse primare înseriate ( sau o sursă cu priză

mediană; când se face o redresare de la reţea, priza mediană poate fi pe condensatorul de filtraj). Comutatoarele

K1 şi K2 sunt comandate în contratimp. Tensiunea pe Rs înseriată cu L este de formă dreptunghiulară şi îşi

inversează polaritatea la fiecare jumătate de perioadă. Dacă L este de valoare foarte mică (sau lipseşte)

tensiunea pe sarcină are formă dreptunghiulară. Dacă în locul lui Rs se conectează un transformator, în

secundarul acestuia se poate introduce un redresor bialternanţă cu care se obţine pe sarcină o tensiune continuă.

Pe măsură ce valoarea lui L creşte, forma lui i tinde să devină triunghiulară, cu amplitudinea tinzînd către zero

dacă L este destul de mare. În această situaţie, valoarea medie a curentului prin sarcină este zero, dacă comanda

comutatoarelor este simetrică. Dacă timpii de închidere ai celor două comutatoare diferă (ex. K1 rămâne închis

mai mult timp decît K2), curentul mediu prin sarcină va avea o valoare medie diferită de zero. Modificând

factorul de umplere al impulsurilor de comandă, se poate obţine un curent mediu prin sarcină cu o anumită

formă de variaţie în timp. Acesta este principiul de funcţionare al amplificatorului în clasă D. Curentul prin

sarcină poate fi sinusoidal, cu o frecvenţă oarecare. Trei asemenea montaje în semipunte, cu funcţionarea

sincronizată, pot constitui un sistem de alimentare trifazat cu frecvenţă variabilă, utilizabil pentru reglarea

turaţiei motoarelor asincrone.

O schemă în punte completă, ilustrată în fig.8, apelează la patru comutatoare, comandate două câte două în

fază, iar perechile în contratimp, astfel încât sarcina este conectată la sursa de alimentare cu polaritate alternantă

la fiecare jumătate de perioadă a semnalului de comandă.

Fig.8 Schemă în punte completă

9

Dacă este necesară o altă tensiune în sarcină decât cea a sursei Ui, în locul lui Rs se conectează un

transformator. Pentru puteri mici, se pot utiliza scheme cu comutatea unor condensatoare, care se încarcă de la

sursa primară de tensiune şi apoi se descarcă pe sarcină. Se poate obţine reducerea tensiunii, creşterea ei sau

inversarea de polaritate. Cele mai cunoscute sunt multiplicatoarele de tensiune realizate cu diode pe post de

comutator (comutaţie naturală). Majoritatea schemelor utilizate în practică ca alimentatoare stabilizate

realizează simultan şi izolarea galvanică faţă de sursa primară (reţeaua de CA), izolare impusă de normele de

electrosecuritate. De aceea, în continuare vom analiza în special surse în comutaţie cu transformator de izolare.

6. Sursa flyback cu izolare

In fig.9 este prezentată o schemă simplă, care conţine numai elementele strict necesare pentru explicarea

funcţionării. Comutatorul este realizat cu un tranzistor bipolar; comanda se realizează prin aplicarea unei

tensiuni dreptunghiulare pe bază: zero pentru comutator deschis (tranzistor blocat), respectiv o tensiune

pozitivă care asigură un curent de bază suficient pentru saturarea tranzistorului ( comutator închis).

Fig.9 Sursă flyback cu izolare

În colectorul tranzistorului Q se află înfăşurarea primară P transformatorului Tr, prin care se aplică la

colector tensiunea sursei de alimentare primare Ui. Este important de remarcat sensul de conectare al

înfăşurărilor transformatorului; numai acest sens asigură funcţionarea corectă în regim flyback. Pe durata t1

(v. fig.10) Q este saturat, primarul este conectat la întreaga tensiune Ui (minus Ucesat de circa 0,5 - 2 V) . Sub

acţiunea tensiunii aplicate, prin primarul lui Tr începe să circule curentul i1, de formă aproximativ triunghiulară.

Tensiunea indusă în secundar nu produce niciun curent, deoarece are o polaritate care blochează dioda D.

Curentul prin sarcină is este furnizat de condensatorul C , prin scăderea tensiunii la bornele sale. La anularea

tensiunii de comandă Ub, tranzistorul se blochează, fluxul din miezul lui Tr începe să scadă, tensiunile induse

în înfăşurări îşi inversează polaritatea. Tensiunea din primar, înseriată cu Ui se aplică pe colectorul lui Q (cu o

valoare până la 2Ui, dacă factorul de umplere t1/T e mai mic decât 0,5). Tensiunea secundară deschide dioda D

şi produce un curent i2, liniar scăzător la zero. Acest curent asigură consumul în sarcină is, iar surplusul

reîncarcă condensatorul C. În înfăşurările transformatorului există tensiune atît timp cât circulă i2. După

trecerea timpului t3, tensiunea indusă în primar dispare, la colectorul lui Q se restabileşte tensiunea susei Ui, pe

durata t4, atât tranzistorul Q cât şi dioda D sunt blocate, iar curentul prin sarcină este întreţinut numai prin

descărcarea condensatorului C peste Rs. Curentul prin sarcină are o valoare medie ismed peste care se

suprapune o componentă alternativă cu perioada T. Pulsaţia este cu atât mai mică cu cât T este mai mică faţă

de constanta de timp C.Rs . Componenta medie a curentului din sarcină ( şi a tensiunii) depinde de factorul de

umplere t1/T.

Ca observaţie generală, ori de câte ori într-o bobină apare variaţie de flux, legea inducţiei acţionează astfel

încât "se opune" acestei variaţii, ca urmare fluxul magnetic nu poate face salturi bruşte. Din condiţia de

continuitate a fluxului, la limita între t1 şi t2, rezultă că amperspirele de magnetizare sunt egale, adică i1max

.Np=i2max .Ns (Np =numărul de spire în primar, Ns = numărul de spire în secundar). Această funcţionare, cu i2

scăzând liniar la zero şi cu t4 mai mare ca zero face ca performanţele de comutație pretinse diodei D să nu fie

prea ridicate, în special trr necesar nu este foarte mic, spre deosebire de alte scheme. Cum în general ton nu

constituie o problemă, ci doar trr, rezultă că alegerea diodei D nu este deosebit de dificilă. În anumite montaje

(v.fig.87) este utilizabilă chiar o diodă cu Ge (desigur una care suportă curentul de sarcină). Curentul ismed

este asigurat prin impulsurile transmise de diodă (i2); din cauza factorului de umplere mic al lui i2 şi a formei

10

triunghiulare a acestuia, valoarea de vîrf i2max poate atinge cifre importante, chiar pentru valori relativ mici ale

lui i2med. Suprafaţa triunghiului delimitat de i2 se distribuie uniform cu valoarea is med pe durata unei perioade.

Dacă is med = 1A şi factorul de umplere t3/T = 0,4 (necesar pentru a avea t4 > 0 în regimul DCM) rezultă i2 max

=2/0,4 . 1 = 5 A, curent la care dioda D trebuie să reziste. Acelaşi raport 5 există şi în primar, înrăutăţit şi de

randamentul subunitar al transformatorului şi redresorului. Deci pentru a transfera puterea P în secundar, la o

alimentare cu Ui ar fi necesar un curent mediu de i = P/Ui, a cărui valoare de vîrf i1max ajunge la 6,25 i ) pentru

un randament presupus de 80%.

De aici rezultă unul din principalele dezavantaje ale schemei flyback şi anume utilizarea neraţională a

componentelor electronice: dioda redresoare şi tranzistorul de comutaţie trebuie să suporte curenţi de 5 - 6 ori

mai mari decât valorile medii necesare. Tranzistorul este solicitat la tensiuni care pot atinge şi depăşi dublul

tensiunii de alimentare. În trecut, când tehnologiile existente nu puteau realiza tranzistoare cu proprietăţi bune

de comutaţie care să reziste şi la tensiuni mari, s-a utilizat soluţia înserierii a două tranzistoare pentru realizarea

comutatorului. Schema cu două tranzistoare înseriate se mai foloseşte astăzi doar rareori şi numai pentru

montaje forward, deoarece elimină necesitatea înfăşurării de demagnetizare (va fi prezentată ulterior).

În privinţa transformatorului Tr trebuie făcute trei menţiuni: în primul rând, transformatorul este solicitat

cu o componentă continuă de magnetizare şi din această cauză, pentru evitarea saturării miezului se practică

întotdeauna un întrefier, ceea ce are ca urmare mărirea inductanţei de dispersie (scăpări) dintre primar şi

secundar. Aceasta înrăutăţeşte funcţionarea şi creşte supratensiunile de comutaţie, pentru a căror reducere sunt

necesare circuite speciale suplimentare.

Fig.10 Forme de tensiune şi curent pentru

schema flyback din fig.9

A doua observaţie este că miezul transformatorului este utilizat pe curba de magnetizare numai între Bmax

şi Brem, adică variaţia totală a inducţiei este mai puţin de jumătate din cea realizabilă la o schemă în

contratimp (de la -Bmax la + Bmax). Aceasta duce la o utilizare neraţională a miezului transformatorului.

11

În sfârşit, forma de curent -impuls triunghiular- impune supradimensionarea bobinajelor transformatorului,

respectiv alegerea unei densităţi de curent mult mai reduse faţă de valoarea uzuală de 2,5 A/mm pătrat utilizată

la Cu în regim sinusoidal, putîndu-se utiliza valori de circa 1 A/ mm pătrat la răcire naturală.

In concluzie, atît transformatorul , cât şi componentele semiconductoare trebuie supradimensionate, respectiv

schema flyback nu asigură puterea maximă realizabilă cu componentele date. O "cifră de merit" din acest

punct de vedere, utilă pentru a putea compara perfomanţele unei anumite scheme (topologii), se poate

determina calculând puterea maximă comutată de un anumit tranzistor (care poate suporta un curent Icmax), în

ipoteza alimentării de la reţeaua de 220 V CA (tensiunea redresată circa 300V). Raportul P1max/Icmax este la

schema flyback egal cu 50, deci cu un asemenea tip de schemă, utilizând un tranzistor cu Icmax de 2 A se

poate absorbi o putere din reţea de 100W (respectiv se poate debita în sarcină o putere de circa 80W,

considerând un randament rezonabil de 80%). Acesta este ordinul de mărime pentru majoritatea televizoarelor

color actuale cu CRT cu diagonala până la 53 cm, care se alimentează de regulă cu surse flyback şi utilizează

tranzistoare cu Icmax de circa 2 A. Avantajele schemei flyback sunt: obţinerea uşoară a mai multor tensiuni

stabilizate în secundar, diodă redresoare nepretenţioasă.

Reglarea puterii transferate, respectiv a tensiunii în sarcină, se realizează prin modificarea factorului de

umplerea al impulsurilor de comandă t1/t4. Fiecare impuls transferă în secundar o anumită energie; transferând

mai multe asemenea "pachete" de energie în unitatea de timp, se modifică puterea medie transferată

secundarului. Comanda puterii medii se poate face prin variaţia lui t1, a lui t4 sau a ambelor. t1 nu poate creşte

prea mult, deoarece există pericolul saturării miezului la sfârşitul perioadei t1. Pentru i1max trebuie prevăzută o

rezervă, ţinând cont de dispersia valorilor componentelor şi de variaţia tensiunii reţelei. t4 nu se poate anula

complet, pentru că creşte exagerat Uce şi apar probleme la blocare diodei secundare D , montajul trecând în

regimul CCM, cu cerințe mult mai ridicate privind viteza de blocare a diodei – trr sub 100 ns. Deci şi pentru t4

trebuie asigurată o valoare minimă. Schema se dimensionează astfel ca să se asigure puterea necesară (ţinând

cont de randament) la tensiunea minimă a reţelei. Rezultă un curent maxim prin tranzistor. Se alege tranzistorul

care suportă acest curent şi are Ucemax admis de 2,5 - 3 ori mai mare decât tensiunea de alimentare primară

maximă. Pentru alimentarea de la reţeaua de 220V CA este potrivit un tranzistor cu Ucemax =800... 900V.

Schema prezentată este de tipul Discontinuous Current Mode (DCM). Curentul prin dioda din secundar

atinge valoarea zero înainte de o nouă intrarea în conducție a tranzistorului comutator. Există posibilitatea

funcționării și în regimul de curent neîntrerupt (CCM – Continous Current Mode), în care nu mai există t4,

tranzistorul comutator începând să conducă înaintea anulării curentului prin diodă. Regimul CCM impune

utilizarea unei diode cu performanțe de comutație mult mai bune (trr foarte redus); schemele flyback au fost

inițial numai de tip DCM.

În funcţionarea unei scheme reale apar fenomene produse de comportarea neideală a componentelor. Am

amintit de inductanţa de scăpări a transformatorului. Aceasta acţionează ca o inductanţă suplimentară înseriată

cu primarul; efectul ei este pe perioada t1 o scădere a tensiunii aplicate primarului (partea cuplată ideal cu

secundarul), iar pe perioada t2 efectul este că tensiunea autoindusă se însumează cu cea aplicată pe colectorul

tranzistorului, generând un vârf de supratensiune. Inductanţa de scăpări împreună cu capacităţile parazite (ale

înfăşurării, ale tranzistorului şi ale montajului) formează un circuit oscilant în care vârful de supratensiune

excită o oscilaţie amortizată, cu o formă de variaţie în timp ca în fig. 11.

Fig.11.Tensiunea pe colectorul unui tranzistor

comutator în cazul unei sarcini inductive.

Vârful de tensiune poate produce străpungerea

tranzistorului comutator, dacă nu se prevăd circuite

speciale de limitare. Principiul acestor circuite este

"consumarea" energiei undei de supratensiune într-un

circuit pasiv sau recuperarea acestei energii

(retrocedarea ei către sarcină sau către sursa de

alimentare). În fig. 12 sunt prezentate două tipuri de

circuite disipative simple, frecvent întâlnite. Circuitul

12 a utilizează o schemă serie RC.

12

Fig.12 Circuite de amortizare a supratensiunilor de comutaţie (snubber)

La apariţia unui salt de tensiune pe înfăşurarea primară, condensatorul absoarbe energia înmagazinată în

inductanţa de scăpări, la bornele sale apărând o tensiune, cu atât mai mică cu cât valoarea lui C este mai mare.

În momentul intrării în conducţie a tranzistorului, sarcina acumulată în C se descarcă prin tranzistor,

apărând un curent suplimentar, limitat de R.

Valorile R şi C se aleg ca un compromis între efectul dorit de amortizare a supratensiunii la blocare şi

încărcarea suplimentară a tranzistorului comutator cu curentul de descărcare al lui C. Schema 12.b este mai

eficace, suprimarea vârfurilor de supratensiune se face prin conectarea condensatorului C în paralel cu

tranzistorul prin rezistenţa în sens direct a diodei D, iar curentul de descărcare este limitat de rezistenţa R, care

poate avea valori mult mai mari decât în schema 12 a. Dioda D trebuie să fie o diodă rapidă şi să suporte

vârfurile de curent şi tensiunea de pe tranzistor.

În elementele schemei se disipă o putere suplimentară ( mai mică la shema 12 b), care contribuie la reducerea

randamentului general. Ca ordin de mărime, schema 12a poate consuma circa 20% din puterea sursei, schema

12b circa 10%.

Schema flyback se poate utiliza pentru obţinerea simultană a mai multor tensiuni, dacă se prevăd mai multe

secundare, fiecare cu redresorul ei. Gradul de stabilizare este mai bun la acel secundar de la care se ia tensiunea

de reacţie. Dacă schema funcţionează ca oscilator autoblocat, adică tensiunea de comandă se ia de la o

înfăşurare suplimentară cuplată cu primarul, se poate obţine o protecţie simplă la scurtcircuit în sarcină, prin

amplasarea judicioasă a înfăşurărilor transformatorului: lângă miez (primul) se bobinează primarul, apoi

secundarul (sau secundarele, dacă sunt mai multe) şi în sfârşit înfăşurarea de reacţie (de comandă). În acest fel,

la apariţia unui scurtcircuit pe sarcină sau în interiorul sursei ( dioda redresoare sau condensatorul de filtraj)

cuplajul cu înfăşurarea de comandă scade mult, reacţia devine insuficientă şi oscilaţiile se opresc de la sine,

protejând restul montajului.

În concluzie, sursa flyback se utilizează la puteri relativ mici, şi are un "factor de merit" de circa 50. Nu

utilizează optim nici tranzistorul chopper şi nici dioda redresoare, are un randament redus ( din cauza circuitelor

snubber şi a formei triunghiulare a curentului). Ca avantaje se pot cita: dioda redresoare nepretenţioasă (ca

viteză), posibilitatea de a obţine mai multe tensiuni satisfăcător stabilizate, o soluţie simplă pentru protecţia la

scutcircuit.

Majoritatea televizoarelor mici şi multe surse de monitor și laptop utilizează schema flyback. Scheme concrete

de surse flyback sunt prezentate în capitolul 18.

7. Sursa forward cu izolare.

13

Sursa forward (fig.13) este caracterizată de faptul că transferul energiei spre sarcină se face în perioada de

conducţie a comutatorului (t1).

In perioada când comutatorul este deschis (t2), fluxul de magnetizare al miezului scade către zero, inducînd

o tensiune într-o înfăşurare specială de demagnetizare prin care circulă un curent; energia câmpului magnetic se

reîntoarce în sursa de alimentare (t3). Circuitul de demagnetizare nu este important atât pentru recuperarea

energiei, ci pentru limitarea supratensiunilor de comutaţie. În lipsa lui, la întreruperea curentului prin primar,

tensiunea indusă în primar de variaţia de flux se adună cu cea a sursei Ui şi se aplică pe colectorul

tranzistorului comutator. La sursa flyback, energia era transferată în această perioadă sarcinii; la sursa forward,

tensiunea dezvoltată în secundar blocheaază diodele D1 şi D2, astfel că nu poate apare un curent în secundar.

În lipsa circuitului de demagnetizare, tensiunile induse sunt limitate numai de pierderile în miez şi capacităţile

din circuit. Acest tip de funcţionare se întâlneşte la etajele finale de linii din televizoare, unde se introduce

intenţionat o capacitate care determină durata cursei inverse de baleiaj şi mărimea impulsului de tensiune

generat la blocare, impuls care se utilizează pentru obţinerea tensiunii de accelerare a cinescopului. La sursele

în comutaţie nu există asemenea capacităţi (înafara celor parazite) asfel că impulsul de tensiune ar produce

sigur distrugerea unor componente ( Q, D2 sau D1). Intre înfăşurările 1 şi 3 trebuie să existe un cuplaj bun

(inductanţă de scăpări minimă); de aceea, dacă condiţiile de izolaţie o permit, cele două înfăşurări se bobinează

simultan (bifilar). În colectorul tranzistorului se introduc obligatoriu circuite de limitare a supratensiunilor (fig.

12), cu excepţia schemei din fig.14, unde limitarea supratensiunilor se face cu diodele D3, D4 (clamp). Schema

din fig.14 se utilizează când nu se dispune de tranzistoare care suportă 2Ui ( de exemplu dacă alimentarea se

face de la reţeaua de tensiune trifazată de 380 V cu redresare în punte). În această situaţie, solicitarea în

tensiune a tranzistoarelor comutatoare este mai redusă , ele fiind conectate în serie; nu este necesară o

înfăşurare specială de demagnetizare, pentru acest scop fiind utilizat chiar primarul. În acest fel dispare şi

problema izolaţiei şi problema inductanţei de scăpări. Asemenea scheme am întâlnit în unele surse pentru

sudare cu arc electric, alimentate de la rețeaua trifazată.

Fig.13 Schema unei surse forward

şi formele de undă asociate

14

Fig.14 Sursă forward pentru tensiuni mari de alimentare; cele două

tranzistoare sunt comandate simultan, cu impulsuri în fază.

Tensiunea de pe înfăşurarea 1 îşi schimbă polaritatea în perioada de blocare, diodele D3 şi D4 permiţând

circulaţia curentului de demagnetizare şi asigurând totodată şi retezarea impulsurilor de tensiune la comutarea

din starea saturat în starea blocat; energia din câmpul magnetic se restituie sursei de alimentare ( cei doi

condensatori înseriaţi).

Pe partea secundară, pe lângă dioda de redresare D1 există şi dioda "de nul " D2. Dioda de nul (freewheel)

este frecvent întâlnită în redresoarele de putere cu sarcină inductivă; ea are rolul de a permite o conducţie

neîntreruptă a curentului prin inductanţa L şi rezistenţa de sarcină, pe baza energiei magnetice acumulate în

inductanţa L. În perioada t2 (fig.13), tensiunea în secundar îşi inversează polaritatea, D1 se blochează,

tensiunea pe L îşi inversează polaritatea, D2 se deschide, iar prin L continuă să treacă un curent, liniar

descrescător.

Curentul prin inductanţa L are o valoare medie, peste care se suprapune o componentă alternativă triunghiulară.

Componenta triunghiulară este cu atât mai redusă cu cât L şi C sunt mai mari.

Şi la sursa forward se pot obţine mai multe tensiuni în secundar, dacă se utilizează mai multe înfăşurări

secundare, fiecare cu perechea de diode şi grupul LC aferent. O altă posibilitate de a obţine o tensiune auxiliară,

recomandată pentru consumuri mici (semnalizare, ventilaţie) este de a construi inductanţa L ca un

transformator, cu o înfăşurare secundară de pe care se poate culege o tensiune dreptunghiulară care se poate

redresa şi filtra. O asemenea tensiune, care apare temporizat, după pornirea sursei şi trecerea timpului de "soft

start" se poate utiliza pentru comanda comutatorului ( tiristor, releu) de şuntare a rezistenţei care limitează

curentul de conectare la reţea (fig.76).

Din punct de vedere al curentului, D1 şi D2 sunt mai bine utilizate decât în cazul schemei flyback (curentul

are forma de impuls dreptunghiular) dar se impun cerinţe foarte severe pentru timpii de comutaţie, care trebuie

să fie o fracţiune din timpul de comutare al tranzistorului, în caz contrar existând un interval de timp când

ambele diode sunt în conducţie, ceea ce apare ca un scurtcircuit în sarcină şi duce la mărirea semnificativă a

disipaţiei pe tranzistorul comutator. Pentru D1 şi D2 se pot utiliza diode Schottky, sau FRED sau tranzistoare

MOSFET comandate (redresor sincron). Alegerea se face în funcţie de tensiunea şi curentul în sarcină,

urmărind obţinerea randamentului maxim (pierderi totale - conducţie plus comutaţie - minime).

Ca şi la schema flyback, transformatorul sursei forward funcţionează cu componentă continuă de

magnetizare (deci se va construi cu întrefier) iar inducţia în miez variază între Brem şi Bmax. Miezul nu este

deci utilizat optim, însă tranzistorul comutator este mai bine utilizat, factorul de merit fiind aici 100, din cauza

formei dreptunghiulare a curentului prin tranzistor. Practic, cu acelaşi miez şi cu acelaşi tranzistor ca la schema

flyback se poate obţine o putere dublă, cu preţul existenţei a două diode rapide şi a unei inductanţe de filtraj. Şi

la schema forward este nevoie de existenţa unor circuite de absorbţie a supratensiunilor de comutaţie (la

schema cu un singur tranzistor) care disipă putere, deci randamentul nu poate fi foarte bun.

9. Surse în contratimp

15

La sursele în contratimp, comanda comutatoarelor se face în contratimp: când unul conduce, celălat este

blocat şi invers. Sunt posibile trei configuraţii : schema cu transformator cu priză mediană, schema în

semipunte, schema în punte completă.

Schema cu transformator cu priză mediană este printre primele utilizate la conversia DC/DC sau DC/AC.

O schemă de acest tip este cea din fig. 15. Acest tip de schemă, cu contacte vibratoare în locul tranzistoarelor

Q1 şi Q2, s-a utilizat pentru obţinerea tensiunii anodice la radioreceptoarele cu tuburi pentru automobile .

Fig.15 Convertor DC/DC cu transformator

cu priză mediană

Acest montaj este descris în [2] cu detalii privind funcţionarea şi dimensionarea. Dacă în secundar sarcina

se conectează fără redresor, montajul funcţionează ca invertor, generând o tensiune alternativă dreptunghiulară.

În [2] sunt prezentate scheme mono şi polifazate de invertoare. Convertorul autooscilant produce bascularea

conducţiei în momentul atingerii saturaţiei miezului; pentru mărirea randamentului este necesară evitarea

saturaţiei, caz în care transformatorul de putere lucrează liniar (nesaturat), iar tensiunea de comandă se obţine

de la un transformator de excitaţie de mică putere, a cărui intrare în saturaţie nu afectează semnificativ

randamentul general.

Transformatorul surselor în contratimp funcţionează fără componentă de flux continuă, de aceea nu

necesită întrefier (creşte inductanţa, scade curentul de magnetizare, creşte cuplajul cu secundarul şi scade

inductanţa de scăpări şi fenomenele negative asociate). Excursia de inducţie exploatabilă este de la -Bmax la

+Bmax, ceea ce permite mărirea de circa patru ori a puterii transferate faţă de acelaşi miez utilizat cu

componentă continuă de magnetizare ( în scheme flyback sau forward). De aceea sursele de putere mare se

realizează exclusiv după scheme în contratimp ( cel mai frecvent în punte).

Pentru schema din fig. 15, în timpul blocării unui tranzistor, tensiunea pe celălalt poate depăşi 2 Ui, din

cauza supratensiunilor generate pe inductanţa de scăpări dintre cele două jumătăţi ale primarului. Pentru

amortizarea lor se utilizează circuite speciale de disipare sau recuperare a energiei. La alimentarea din reţeaua

de 220V trebuie deci utilizate tranzistoare cu Uce max peste 800 V.

Cu titlu informativ, menţionăm existenţa unui convertizor DC/DC, realizat după schema din fig. 15, care

transformă tensiunea de intrare de 100mV ( generată de o baterie de termocuple) în tensiune de 6V utilizată

pentru alimentarea unui echipament de măsură. Ca elemente comutatoare s-au utilizat aici diode tunel de curent

mare, care funcţionează ca oscilator în contratimp cu rezistenţă negativă. La tensiuni atât de scăzute, nici un tip

de tranzistor nu ar putea funcţiona cu un randament acceptabil şi nu s-ar putea întreţine oscilaţiile.

Tranzistoarele Q1 şi Q2 conduc pe rând: între perioadele

de conducţie există un interval de timp în care nici unul dintre

tranzistoare nu conduce („dead time”). Prin modificarea

factorului de umplere al impulsurilor de comandă se reglează

puterea medie transferată secundarului. Conducţia prin sarcină

este neîntreruptă, pe baza energiei acumulate în L (ca la sursa

forward); nu este necesară o diodă de nul, fiecare din diodele

secundare serveşte pe rând ca diodă de nul. Convertorul în

contratimp poate funcţiona şi cu autoexcitaţie, tensiunea de

comandă a tranzistoarelor obţinându-se de la o înfăşurare de

reacţie, cuplată cu primarul, dar în acest caz nu mai poate

realiza stabilizarea tensiunii de ieșire, factorul de umplere al

impulsurilor de comandă fiind constant .

16

În prezent, o largă răspândire au căpătat sursele cu elementele comutatoare montate în serie. O

asemenea schemă în "semipunte" este reprezentată în fig.16. Ca şi în fig.7 se remarcă priza mediană de pe sursa

Fig.16 Schemă în semipunte

Curenţii prin D1 şi D2 (a căror sumă formează curentul prin L) au valori crescătoare pe durata conducţiei

tranzistoarelor şi căzătoare pe durata blocării lor; pantele curenţilor au acelaşi semn cu panta curentului prin

inductanţă iL.

În perioada cât Q1 şi Q2 sunt ambii blocaţi, curentul prin inductanţă iL rămâne suma iD1 plus iD2, dar

conduc ambele diode. Curentul de magnetizare se închide prin ambele diode, într-una din ele fiind în sensul

curentului de sarcină (cea care urmează să intre în conducţie activă) iar în cealaltă în sens contrar cu curentul de

sarcină ( la dioda care urmează să se blocheze). Din cauza sensurilor de bobinare ale jumătăţilor secundarului,

de alimentare, realizată aici prin înserierea

condensatoarelor de filtraj care urmează

după redresorul tensiunii de reţea. Pe durata

t1 (fig.17) conduce în saturaţie Q1. Căderea

de tensiune este Ucesat, de ordinul 1-2 V,

deci neglijabilă faţă de tensiunea de

alimentare. Jumătate din Ui se aplică pe

primarul transformatorului P; forma de

tensiune este asemănătoare cu Uc1 sau Uc2,

dar centrată pe zero. Curenţii ic1 şi ic2 au

forme asemănătoare cu cei din schema

forward (determinaţi de curentul liniar din

sarcină plus curentul de magnetizare).

Fig.17 Forme de undă pentru

schema din fig.16. Curenţii de

magnetizare au fost reprezentaţi

haşurat.

17

amperspirele de magnetizare se însumează, iar amperspirele curentului de sarcină se anulează ( în perioada în

care Q1 şi Q2 sunt ambii blocaţi).

Dacă curentul în sarcină scade foarte mult ( sau nici nu există secundar, ca în cazul convertoarelor de

frecvenţă), prin L nu mai trece niciun curent, D1 şi D2 nu se mai deschid, iar curenţii de magnetizare se închid

prin D3 şi D4, energia revenind în sursa de alimentare. D3 şi D4 au rolul principal de a tăia supratensiunile

produse de energia de magnetizare acumulată în inductanţa de scăpări.

Un fenomen periculos care poate afecta negativ funcţionarea montajului în contratimp (mai ales la schema

din fig.15) este asimetria care poate duce la saturarea miezului. Asimetria poate apare din motive constructive

(diferenţe de tensiune de saturare a tranzistoarelor, diferenţe ale rezistenţelor celor două jumătăţi de primar-

înfăşurarea bobinată în exterior are o lungime de spiră mai mare - sau asimetriei timpilor de comandă -proveniţi

din schema de comandă (mai ales întârzieri în drivere) sau din cauza diferenţelor timpilor de comutare

(tranzistoarele bipolare în special au o dispersie mare a timpilor ton şi mai ales toff). În condiţiile existenţei

unor asemenea asimetrii, apare o componentă continuă importană de magnetizare a miezului, care poate

produce saturarea miezului la una din alternanţe. La atingerea saturaţiei, curentul nu mai este limitat de

inductanţa transformatorului, care scade drastic, ci numai de rezistenţa ohmică a înfăşurării şi cea de saturaţie a

tranzistorului; curentul poate atinge valori periculoase pentru tranzistor. Pentru schema în semipunte, curenţii

cu valori medii diferite de zero produc modificarea tensiunii în punctul comun al celor doi condensatori unde se

conectează un capăt al primarului, aceasta ne mai fiind exact jumătate din Ui. Modificarea se face până la

reechilibrarea funcţionării astfel ca prin P componenta medie a curentului să redevină zero. Fenomenul

tranzitoriu poate dura un timp suficient ( din cauza valorilor relativ mari ale capacităţilor de filtraj C1 şi C2)

pentru distrugerea tranzistoarelor de comutaţie. Soluţia pentru evitarea saturării miezului la scheme în punte şi

semipunte este să se înserieze cu primarul un condensator cu o valoare suficient de mică pentru ca durata de

echilibrare să nu fie periculoasă şi în acelaşi timp suficient de mare pentru a nu se reduce semnificativ tensiunea

aplicată primarului. Practic se poate admite o cădere de tensiune pe aceste condensator de 5 - 20 V în cazul

alimentării de la reţeaua de 220V ca. Schema în semipunte cu condensator serie de egalizare este foarte des

întâlnită ca sursă de de alimentare pentru calculatoarele PC desktop. Pentru schema din fig.15 se pot lua măsuri

constructive de asigurare a simetriei: sortarea tranzistoarelor după Ucesat şi toff, bobinarea bifilară a

primarului, generarea impulsurilor de comandă prin divizarea cu doi ( cu un bistabil) a impulsurilor de tact,

utilizarea unui miez supradimensionat sau cu întrefier, circuite speciale pentru limitarea vârfurilor exagerate de

curent prin tranzistoare ( prin tăierea comenzii).

Schema în semipunte se poate completa cu încă o pereche de tranzistoare, devenind o punte completă (full

bridge) , fig.18. Aici întreaga tensiune Ui se aplică primarului transformatorului, care este conectat la întreaga

tensiune de alimentare, cu polaritate inversată la fiecare jumătate de perioadă.

Fig.18 Sursă în comutaţie în contratimp în punte completă

10. Corecţia factorului de putere

În curent alternativ puterea se calculează din produsul valorilor efective ale tensiunii şi curentului cu

cosinusul unghiului de defazaj dintre ele: Pef = U I cos

La utilizarea aceluiaşi tip de

tranzistor, schema în punte

completă poate furniza o putere

dublă faţă de schema semipunte;

cifra de merit este 200 pentru

punte completă, respectiv 100

pentru semipunte (la fel ca la

schema forward, dar acolo

tranzistorul comutator este

supus la o tensiune dublă).

18

Acest cos este tocmai factorul de putere şi poate lua valori între 1, când curentul şi tensiunea sunt în fază

( cazul sarcinilor pur rezistive) şi zero , când nu există componentă rezistivă în sarcină ci numai reactanţă pură,

care produce un defazaj de 90 grade.

La orice defazaj diferit de zero, se vehiculează pe reţeaua de transport a energiei electrice o putere aparentă

(U.I) mai mare decât cea care produce efectul util în sarcină. Puterea aparentă este cea care încarcă sistemul de

distribuţie şi circulaţia ei pe reţea produce pierderi. Este normal să se urmărească reducerea puterii aparente

până la strictul necesar (adică la Pef) prin mărirea factorului de putere (cos). În energetică, soluţia de mărire a

factorului de putere este introducerea de reactanţe de semn contrar cu cele ale consumatorului (baterii de

condensatoare sau compensatori sincroni), cât mai aproape de acesta. Această soluţie nu este aplicabilă

consumatorilor casnici, care au puteri relativ mici pe unitate, dar fiind foarte numeroşi ajung să deţină o

pondere însemnată în sistem. Corecţia electronică a factorului de putere pentru consumatorii casnici alimentaţi

din reţele monofazate se practică din mai multe motive.

În primul rând reţeaua monofazată de apartament este dimensionată pentru un curent limitat (de obicei 16

A). Aceasta înseamnă că pentru un cos = 0,5 poate fi extrasă din reţea o putere efectivă de maxim 1760W.

Dacă se reuşeşte creşterea lui cos la 1, din aceeaşi reţea se vor putea alimenta consumatori cu puterea de

3520W- deci o putere dublă.

În al doilea rând, corectorul de factor de putere (PFC), care precede de obicei un alimentator în comutaţie,

lucrează ca un prestabilizator, tensiunea oferită sursei în comutaţie fiind continuă , cu ondulaţii reduse şi

variaţii mici. În acest fel sursa în comutaţie poate utiliza tranzistoare de comutaţie de curent mai mic şi

condensatori de filtraj de asemenea mai mici.

În al treilea rând, schema PFC este cu intrare pe inductanţă, constituind un filtru suplimentar care atenuează

perturbaţiile propagate în reţea de către sursa în comutaţie; din aceste motive, o parte din cheltuielile

suplimentare impuse de prezenţa PFC sunt recuperate prin dimensionarea mai economică a sursei în comutaţie

și a filtrelor asociate.

Sursele în comutaţie alimentate din reţea au ca prim element constructiv un redresor urmat de un filtru

capacitiv. Formele de undă pentru redresorul monofazic bialternanţă ( în punte) sunt prezentate în fig.19.

Fig.19 Tensiunea pe condensator Uc1 şi curentul prin diodele

redresoare Id la redresarea monofazată bialternanţă

Se remarcă forma de impuls îngust a curentului prin diodele redresoare, formă foarte diferită de sinusoidă, din

cauza intrării în conducţie a diodelor numai pentru intervalele de timp cât tensiunea redresată (Ur) depăşeşte

tensiunea de pe condensator ( Uc1). O asemenea formă este nefavorabilă, deoarece transportă o cantitate mică

de sarcină ( curent mediu redus) la o valoare efectivă mare a curentului ( care produce încălziri şi pierderi) și

infectează rețeaua cu armonici ale frecvenței de bază (cu valori semnificative până la ordinul 15 -20) . Schema

de redresare directă a tensiunii reţelei, cu ieşire pe condensator are un cos de circa 0,5.

Creşterea factorului de putere se poate realiza cu schema din fig.20, în care putem recunoaşte principiul

schemei "boost" din fig.6. C1 are o valoare relativ mică ( de ordinul 1F) şi nu serveşte pentru filtrajul

frecvenţei de 100 Hz, ci pentru închiderea componentelor frecvenţei de comutare ( zeci de kHz).

19

Fig. 20 Schemă pentru corecţia factorului de putere

Formele de undă la funcţionarea schemei în regim PFC sunt cele din fig.21. Dacă factorul de umplere al

impulsurilor de comandă este proporţional cu Uc1, componenta de joasă frecvenţă a curentului prin L este

Fig.21 Forme de undă la funcţionarea PFC în mod CCM cu frecvenţa de comutare constantă

sinusoidală şi în fază cu tensiunea de alimentare, deci se obţine un cos = 1. Tensiunea pe condensatorul C2

este aproape continuă, cu o variaţie sinusoidală de câţiva volţi. U2med este totdeauna mai mare decât vârful

tensiunii redresate ( circa 310 V pentru reţeaua de 220V ef), astfel că pentru o schemă PFC alimentată la

220V, tensiunea la ieşire este de 350-360V. Pentru stabilizarea ei cu sarcina, se utilizează o reacţie negativă (de

la U2) către blocul de formare a tensiunii de comandă.

Blocul de formare a tensiunii de comandă are structura din fig.22.

Fig.22 Blocurile funcţionale pentru generarea tensiunii de comandă a unui boost

converter lucrând în regim de corecţie a factorului de putere.

Comparatorul 1 compară tensiunea de pe condensatorul de ieşire C2 cu valoarea prescrisă. Tensiunea de reglaj

UR1 este multiplicată cu cea pulsatorie obţinută de la redresorul de reţea. Rezultatul multiplicării reprezintă

valoarea prescrisă pentru curentul mediu prin inductanţă ( mediat faţă de frecvenţa de comutare). Această

Dacă comanda tranzistorului Q se face cu

impulsuri de frecvenţă ridicată faţă de cea a

reţelei ( 30 - 100 kHz) şi cu un factor de

umplere variabil după o lege sinusoidală,

curentul mediu prin inductanţa L (ca şi cel

absorbit din reţea) va fi tot sinusoidal, ca şi

când sarcina conectată după puntea

redresoare ar fi o rezistenţă pură.

20

valoare se compară cu valoarea reală a curentului ( i actual) citită sub forma unei căderi de tensiune pe un şunt

amplasat în ramura de minus a schemei. Rezultatul comparaţiei din comparatorul 2, UR2, este trimis la un bloc

de modulare a factorului de umplere (PWM) a impulsurilor, care generează tensiunea U B de comandă a

tranzistorului comutator. Tranzistorul trebuie să poată suporta minim 500 V în stare blocată şi este de obicei de

tipul MOSFET. Dioda (D fig.20) se alege pentru minim 600 V şi trebuie să fie ultrarapidă, de tip FRED.

Corectorul de factor de putere funcţionează ca un stabilizator de tensiune, într-o gamă relativ largă de tensiuni

de reţea (ex. 90 - 240 V) permiţând astfel alimentarea de la orice reţea, fără necesitatea comutării tensiunii de

alimentare.

11. Variatoare de tensiune continuă

Aceste convertoare de tensiune funcţionează practic după schema convertorului forward fără izolare (fig.4) dar

denumirea de VTC este rezervată pentru sistemele de putere mare, utilizate pentru alimentarea motoarelor de

curent continuu folosite în acţionări de maşini-unelte, metalurgie (laminoare), tracţiune. Puterile mari

vehiculate şi faptul că sarcina este un motor electric, împreună cu problemele specifice legate de filtrarea

armonicelor au dus la apariţia unor soluţii constructive caracteristice, care îndreptăţesc o denumire specială şi o

prezentare separată a acestor scheme, care sunt în fond tot nişte surse în comutaţie.

În funcţie de domeniul de lucru al motorului alimentat ( 1 - 4 cadrane) schemele VTC vor fi şi ele diferite. Este

evident că o schemă cu recuperare de energie va fi diferită de una care lucrează numai în cadranul 1. De

asemenea, utilizarea ca element comutator a unui tiristor sau a unui IGBT va avea efect asupra configuraţiei

schemei, încetarea conducţiei într-un tiristor obişnuit făcându-se prin anularea curentului anodic, nu cu ajutorul

tensiunii de comandă. Cele de mai sus explică marea diversitate a schemelor posibile, atât în funcţie de

domeniul de utilizare şi performanţele impuse, cât şi ca urmare a dispozitivelor comutatoare utilizate. Având

în vedere că VTC sunt de fapt surse forward, nu vom prezenta în continuare decât montaje tipice realizate cu

tiristoare, pentru schemele cu tranzistoare ( IGBT, Darlington) funcţionarea putându-se înţelege pe baza celor

prezentate până aici. (O schemă de VTC cu tranzistor este analoagă cu schema forward, la care nu mai există o

înfăşurare de demagnetizare, dioda de nul conectându-se între colector şi sursa de alimentare, în paralel pe

sarcina inductivă). Problemele de bază legate de funcţionarea, protecţia, comanda tiristoarelor sunt tratate în

[3], [4]. Lucrarea [3] tratează şi dimensionarea filtrului de reţea şi problemele legate de funcţionarea motorului

de CC la alimentare în impulsuri: sunt pezentate diferite scheme reale de acţionare cu VTC pentru vehicole

(tramvai, troleibuz, locomotive, metrou). La puterile mari necesare pentru acţionări electrice din categoria

celor de mai sus, majoritatea schemelor VTC utilizează drept element comutator tiristorul. Aprinderea

tiristorului, conectat în serie cu sarcina, se realizează printr-un impuls de curent de comandă, tiristorul

rămânând apoi în conducţie pe baza curentului absorbit de sarcină. Stingerea tiristorului se realizează prin

reducerea până la zero a curentului care trece prin el, prin preluarea curentului de sarcină de către alt element de

circuit ( de regulă un alt tiristor, a cărui stingere se face automat cu ajutorul unor reactanţe care produc

inversarea curentului). Concepţia schemelor de VTC cu tiristoare diferă tocmai prin realizarea circuitului de

stingere al tiristorului principal. Vom descrie numai una din multele scheme posibile şi anume schema cu

stingere prin condensator, cu încărcarea condensatorului în serie cu sarcina (fig. 23).

Fig.23. VTC cu stingere prin condensator care se încarcă în serie cu sarcina

Sarcina are o componentă inductivă importantă (Ls), astfel că pe perioada cât T1 va fi blocat, curentul Is se

închide prin dioda de nul D2. O asemenea diodă de nul se utilizează în toate cazurile în care sarcina are

21

caracter inductiv, în caz contrar energia înmagazinată din Ls ar produce supratensiuni care ar putea duce la

străpungerea unor componente ale schemei.

Pentru explicarea funcţionării, pornim de la situaţia cu C încărcat (la tensiunea Ui sau mai mică, dacă

sarcina este un motor care se roteşte şi generează o tensiune contraelectromotoare) din cursul perioadei de

stingere anterioare.

La aplicarea unui impuls de aprindere ic1, tiristorul principal Th1 intră în conducţie şi începe să circule un

curent prin sarcină, de formă exponenţială, cu valoarea finală (Ui - Ucem)/Rs (considerând elementele schemei

ideale - inductanţa fără rezistenţă, tiristorul şi diodele fără cădere de tensiune pe direct şi curent invers zero).

Aplicarea impulsului de stingere ic2 duce la intrarea în conducţie a tiristorului Th2, condensatorul C se

descarcă prin Th2 peste Th1, polarizându-l invers. Curentul prin Th1 scade la zero, conducţia lui Th1 încetează,

întregul curent de sarcină trece prin C şi Th2. Din cauză că Ui şi Uc se însumează, is are o supracreştere.

Conducţia curentului de sarcină is prin C are loc până când acesta se încarcă la Ui, Th2 se stinge, D2 preia

curentul is care scade exponenţial până la zero (fig. 24).

Fig.24. Forme de undă de curent şi tensiune

pentru schema din fig.23

Astfel, dacă sarcina este un motor care generează o tensiune contraelectromotoare Ucem apropiată de Ui

(la turaţie mare), condensatorul de stingere se încarcă la o tensiune mică (Ui - Ucem) şi pentru asigurarea

stingerii lui Th1 trebuie să se utilizeze un condensator de valoare mare; curentul de încărcare al condensatorului

trece prin Th1, ceea ce produce solicitări suplimentare. Deasemenea, curentul din sarcină is fiind variabil,

durata de încărcare a condensatorului va fi variabilă. O altă problemă o constituie inductanţa parazită a liniei de

alimentare (linia de contact în cazul tracţiunii electrice) existentă în realitate între sursa de tensiune şi bornele

de intrare ale VTC, care are ca efect scăderea energiei de stingere. Pentru eliminarea neajunsurilor semnalate s-

au elaborat scheme mai complexe. În fig. 25 este reprezentată o asemenea schemă; Th3 apare în locul diodei D1

din fig. 23 pentru evitarea problemelor produse de inductanţa parazită a liniei Llinie. D5 L5 formează un

circuit de accelerare a descărcării condensatorului C, descărcare care nu mai depinde acum de curentul prin

sarcină. D2 izolează tensiunea contraelectromotoare a motorului (sarcina) astfel că încărcarea lui C nu mai

depinde de turaţia motorului. Inductanţele L1, L2, L3, L4 au rolul de a reduce viteza de variaţie a curentului

(di/dt) la valori nepericuloase pentru componentele semiconductoare.

La aprinderea lui Th1 ( prin aplicare impulsului

de comandă ic1) începe o nouă perioadă de

conducţie a curentului prin sarcină, iar

condensatorul C se descarcă prin Th1, L, D1.

Descărcarea are o formă sinusoidală, frecvenţa

oscilaţiilor fiind determinată de valoarea

produsului LC. După o jumătate de perioadă,

condensatorul C este încărcat cu polaritate

inversă, iar conducţia prin el încetează, dioda D

fiind polarizată invers şi ciclul se poate repeta

în continuare. Schema prezentată este simplă şi

are o largă aplicabilitate. Principalele

dezavantaje sunt legate de necesitatea ca la

pornire să se comande întâi tiristorul de stingere

şi dependenţa condiţiilor de stingere de regimul

de lucru.

22

Fig.25 VTC tip serie cu 3 tiristoare, circuit de accelerare şi limitarea di/dt.

În aplicaţiile în care se depăşeşte curentul şi/sau tensiunea suportată de un singur element de comutare, se

conectează în serie/paralel mai multe diode sau tiristoare, împreună cu piese pasive pentru repartizarea egală a

tensiunii şi curentului, atât în regim static, cât şi dinamic, astfel încât schema practică reală a unui VTC poate

deveni destul de complicată.

Fig.26 VTC utilizat pe troleibuzul DAC - 112 – ET

Spre exemplificare se prezintă în fig. 26 schema variatorului de tensiune realizat de ICPE Bucureşti pentru

echiparea troleibuzului tip DAC - 112 - ET. Aici curentul oscilant din condensator nu mai trece prin tiristorul

(grupul de tiristoare) principal. Se recunoaşte grupul de accelerare (D1,D2, L5), dioda de izolare a Ucem (D41,

D42), grupurile RC pentru egalizarea tensiunilor pe elementele montate în serie.

Variatoarele cu încărcarea condensatorului de stingere în paralel cu sarcina s-au realizat mai târziu decât

cele serie. Ele necesită circuite oscilante şi filtre de reţea cu factor de calitate foarte bun, dar au avantajul că

lucrează bine independent de tensiunea contraelectromotoare, deci se comportă bine în acţionările cu motoare

de curent continuu.

23

Există şi scheme cu încărcare mixtă serie-paralel a condensatorului de stingere, utilizate mai ales la

acţionări speciale ( de ex. la vehicole alimentate din baterie de acumulatoare, când pentru obţinerea unui

randament bun se lucrează în regim de croazieră cu tiristorul principal în conducţie permanentă, fără stingere, în

acest caz existând doar o cădere de tensiune de 1-2 V pe tiristorul principal).

12. Amplificatorul în clasă D

Din teoria amplificatoarelor liniare, se ştie că pentru un dispozitiv amplificator lucrând în clasă A,

randamentul teoretic maxim pentru semnale sinusoidale nu poate depăşi 50%, iar pentru un montaj contratimp

clasă B - 76%. Acestea sunt valori teoretice, componentele practice ( care au o cădere de tensiune în saturaţie

şi un curent minim diferite de zero) permiţând obţinerea unor randamente reale mult mai reduse. Principiul

controlului puterii transferate prin comutare cu comanda factorului de umplere, ar permite, în cazul ideal, un

randament de 100%. Acest principiu a fost amintit în cap.5. Vom prezenta schema bloc a unui amplificator în

clasă D (fig.27).

Fig.27 Schema bloc a unui amplificator în clasă D

Semnalul de intrare de audiofrecvență Uin, presupus sinusoidal, după însumarea cu semnalul de reacţie

negativă, este aplicat unui etaj comparator; la cealaltă intrare a comparatorului se aplică un semnal triunghiular,

cu frecvenţa mult mai mare ( de 5 - 10 ori) decât Uin. La egalitatea dintre semnalul sinusoidal şi cel

triunghiular, ieşirea comparatorului basculează, astfel că se generează o serie de impulsuri al căror factor de

umplere este dependent de Uin, adică se obţine modularea impulsurilor în durată (PWM), ca în fig.28.

Fig.28 Forme de undă pentru schema din fig. 27

Impulsurile modulate în durată se aplică unei perechi de tranzistoare care comută în contratimp. Tensiunea

la intrarea în L este dreptunghiulară. Dacă duratele de conducţie sunt egale, valoarea medie a curentului prin L

(şi a tensiunii pe sarcină Us) este zero. Dacă semnalul de comandă este asimetric - adică intrarea lui L este de

exemplu mai mult timp conectată la bara de plus decât la cea de minus - ( în alternanţa pozitivă a semnalului de

24

intrare Uin) apare un curent mediu prin L şi Rs, care produce pe sarcină o tensiune Us. Dacă modulatorul PWM

funcţionează corect, valoarea medie a tensiunii Us reproduce tensiunea de intrare Uin. Diferenţele

(distorsiunile) sunt reduse prin utilizarea reacţiei negative.

Un asemenea amplificator poate avea randamentul foarte bun, acesta depinzând doar de calitatea

componentelor şi putând atinge teoretic 100%. Practic, un amplificator clasă D poate atinge randamente peste

90%, ceea ce îl face foarte indicat pentru aplicaţiile de mare putere (de ex. la modulatoarele emiţătoarelor AM,

în UPS cu ieșire sinusoidală), acolo unde trebuie conservată energia sursei ( ex. la alimentarea din baterii – în

aparatura portabilă, pe sateliţi), sau unde căldura evacuată trebuie redusă ( la circuitele miniaturizate, la

baleiajul de cadre în televizoare).

Randamentul potenţial foarte atractiv a făcut să apară circuite integrate specializate pentru funcţionarea în

clasă D ( prin integrare complexitatea schemei nu mai este un impediment, numărul de componente exterioare

fiind redus) pentru amplificatoare audio şi baleiaj.

13. Amplificator de radiofrecvenţă şi modulator în amplitudine.

Dacă în schema din fig.7 sarcina este un circuit oscilant acordat pe frecvenţa de comutare, puterea medie

transferată circuitului acordat poate fi reglată din factorul de umplere al impulsurilor de comandă. O asemenea

schemă (fig.29) poate fi utilizată ca amplificator de radiofrecvenţă, cu puterea comandată de tensiunea de

intrare Ui.

Fig.29 Amplificator de radiofrecvenţă cu puterea controlată de Uin

Dacă Ui este o tensiune de audiofrecvenţă, schema funcţionează ca emiţător cu modulaţie de amplitudine,

cu un randament foarte bun şi care combină într-un singur etaj şi modulatorul şi etajul final. Circuitul oscilant

conectat ca sarcină filtrează numai fundamentala formei de undă Uout, rezultând un curent în sarcină

sinusoidal, cu o amplitudine modulată cu tensiunea de intrare Ui. Armonicile superioare nu generează o putere

semnificativă în sarcină, pentru ele impedanţa circuitului Rs, L,C fiind foarte mare.

Fig.30 Forme de undă pentru schema din fig.29

25

O asemenea schemă se poate utiliza şi pentru comanda puterii unei instalaţii industriale de încălzire prin

înaltă frecvenţă (topire sau călire prin inducţie), sau pentru alimentarea unui vibrator ultrasonic. În acest ultim

caz, filtrarea este accentuată de rezonanţa mecanică a sistemului format din traductor US, transformator de

impedanţă, sculă de lucru.

14. Componente electronice utilizate pentru comutare.

Pentru comutatoarele figurate în schemele bloc din fig.4…8 se pot utiliza tranzistoare bipolare, tranzistoare

MOSFET, IGBT, tiristoare, GTO.

Alegerea unui anume tip de componentă depinde de tensiunea şi curentul maxim, frevenţa de lucru şi

considerente economice. În prezent, prin tendinţa permanentă de scădere a preţului şi creşterea performanţelor,

tranzistoarele MOSFET sunt tot mai răspândite în construcţia surselor de medie putere (0.1 - 1 kW). Ele au o

dispersie în fabricaţie mai mică dcât bipolarele şi se pot conecta mai simplu în paralel. Pentru puteri mari (zeci

de kW) concurează tranzistoarele bipolare Darlington, IGBT şi tiristoarele. La puteri de sute de kW soluţia

clasică cu tiristoare este concurată de IGBT-urile actuale, care au avantajul unei frecvenţe de lucru mai ridicate.

În alegerea soluţiei trebuie ţinut cont de toate aspectele, inclusiv randamentul şi sistemul de comandă.

Tranzistoarele actuale MOSFET au o rezistenţă în saturaţie (Rds on ) de circa 2 ori mai mare decât a unui

tranzistor bipolar realizat pe aceeaşi suprafaţă a pastilei de siliciu, deci la preţuri egale, puterea disipată în

conducţie de un tranzistor bipolar este mai mică. În acelaşi timp, tranzistoarele MOSFET se comportă mai bine

la comutaţie ( au pierderi mai mici) şi pot funcţiona la frecvenţe mai mari. Puterea necesară pentru comandă la

MOSFET-uri este neglijabilă în regim static, dar creşte cu frecvenţa (este nevoie de curent pentru

încărcarea/descărcarea capacităţii de poartă). Tranzistoarele bipolare necesită un curent de comandă pe tot

timpul cât sunt deschise; tranzistoarele bipolare pentru curenţi şi tensiuni de lucru mari au de obicei un factor de

amplificare în curent relativ mic, astfel că puterea necesară pentru comandă poate fi importantă.

IGBT au proprietăţi care combină unele avantaje ale tranzistoarelor MOSFET (comanda pe o poartă izolată, cu

curent static zero) cu căderea de tensiune redusă în saturaţie ( ca la bipolari). IGBT de putere mare şi cei din

generaţii mai vechi necesită o tensiune de blocare negativă pe poartă, ceea ce complică circuitele de comandă.

Tiristoarele au nevoie de circuite de stingere relativ complicate şi de mare putere ( cu exceptia GTO); ele nu

pot lucra în mod curent peste frecvenţa de câţiva kHz.

În privinţa performanţelor de tensiune şi curent , cele realizabile pe scară industrială cu tehnologiile

actuale sunt de ordinul următor:

- tranzistoare bipolare, în conexiune Darlington ( cu până la 4 etaje): Ucbo până la 1200V, Ic max până

la 1000 A - exemplu tip QM 1000 HA-24B

- IGBT: 1400 V - 1000A tip CM 1000 HA -28 H

- IGBT de înaltă tensiune: 3300V - 1200 A tip CM 1200HA-66H

- Module de tiristoare: 1600V-400A tip TM 400 DY -2H

- Tiristoare GTO: 4500V-400 A tip FG 4000BX - 90 DA

- Module diode FRED: 1700 V-400A tip RM 400 HA -34 S

Exemplele sunt date din cataloagele firmei MITSUBISHI ELECTRIC .

Producătorii consacraţi în electronica de putere ( GE, Siemens, Westinghouse, APT, IXYS, Motorola,

Mitsubishi, NEC, etc) realizează module care combină mai multe dispozitive semiconductoare într-o singură

carcasă. Modulele se realizează pentru configuraţiile cele mai des întâlnite: tranzistor şi diodă clamp, buck ,

boost, semipunte, punte completă, sistem de 3 semipunţi ( pentru motoare trifazate alimentate cu frecvenţă

variabilă), cu sau fără înglobarea punţii redresore de reţea, cu sau fără a îngloba şi electronica de comandă. Cu

tot preţul ridicat, modulul reprezintă o soluţie tehnică elegantă din cauza topologiei optimizate (care reduce

inductanţa conexiunilor şi cuplajele parazite), dimensiunilor reduse, cuplajului termic bun cu radiatorul

(realizat de ex. pe nitrură de Al), simetriei electrice şi termice. Singurul dezavantaj este că la defectarea unei

componente trebuie schimbat întregul modul, dar aceasta este o problemă numai în stadiul de proiectare-

experimentare, până la punerea la punct a sistemelor de protecţie. Tocmai în acest scop unii producători

26

livrează aceleaşi cipuri din module încapsulate separat, pentru testare şi măsurători (de ex. măsurarea

independentă a puterii disipate, care nu se poate face pe modul).

Fig.31 Circuit de test cu sarcină rezistivă, schema şi formele de undă

Carcasele pentru aceste module nu sunt încă standardizate, dar producătorii mai importanţi sunt copiaţi de

ceilalţi astfel că există tendinţa de uniformizare şi de standardizare de facto a soluţiilor celor mai reuşite.

Pentru combinaţiile mai simple ( tranzistor plus diodă, diodă dublă) şi de puteri medii se utilizează capsulele

standardizate TO 247, TO 264 şi ISOTOP (SOT 227).

15. Comanda comutatorului

Generatorul impulsului de comandă depinde de tipul dispozitivului electronic utilizat pe post de comutator.

Etajul de comandă ( denumit şi driver) trebuie să asigure comanda corectă ( menţinerea fermă în saturaţie la

"conectat" şi blocarea sigură la "deconectat") cu viteza de comutare impusă ( o anumită pantă du/dt sau di/dt).

Pentru aceasta, etajul driver trebuie să furnizeze impulsuri electrice cu o anumită putere, cu fronturi destul de

abrupte şi o formă convenabilă.

15.1 Comanda tranzistorului bipolar.

Tranzistorul bipolar cu Si, de tip NPN ( cel mai uzual) se foloseşte de obicei în schema cu emiterul la

masă, această conexiune necesitând puterea de comandă minimă. O schemă de test pentru sarcină rezistivă este

ilustrată în fig.31, împreună cu formele de undă asociate.

Ca exemplu, pentru tranzistorul de comutaţie BUS 13, fabricat de Philips în capsulă TO 3, care are Ucbo

=400V, Ice sat = 10 A, Ptot = 200 W Tth ja = 1 K/W, timpii de comutare garantaţi de fabricant pentru sarcină

rezistivă, definiţi ca în fig. 31 sunt:

la intrarea în conducţie (turn on) t on < 1 s

la blocare : - timpul de stocare (storage) t s< 4 s

- timpul de cădere (fall) t f <= 0,8 s

iar pentru sarcină inductivă (fig.32 – caz întâlnit în sursele flyback sau în etajele de baleiaj linii din televizoare)

sunt:

la blocare: - timpul de stocare ts tipic 2,3 s

- timpul de cădere tf tipic 40 ns

Dioda D1 serveşte la protecţia tranzistorului la blocare; Lb asigură o formă a curentului de bază care

îmbunătăţeşte comutarea şi reduce disipaţia la blocare, dar introduce şi o întârziere a comenzii.

Pierderile de putere la funcţionarea în comutaţie se compun din :

- pierderile la intrare în conducţie (turn on)

- pierderile în saturaţie

27

- pierderile la blocare (turn off).

Fig. 32 Circuit de test cu sarcină inductivă

Pierderile la intarea în conducţie sunt determinate de timpul de creştere al curentului de colector şi

amplitudinea acestui curent. Micşorarea acestor pierderi se poate face prin supracomanda bazei pe durata

comutării (t on) cu un curent mai mare decât cel necesar pentru saturarea tranzistorului.

Se recomandă i b pk > 1,5 i be (fig.33), iar durata supracreşterii ( ts) să fie mai mare decât t on. Pierderile în

saturaţie sunt date de produsul Uce .i c . Reducerea lor se poate face prin asigurarea saturării corecte a

tranzistorului ( Uce minim); i b necesar pentru saturare se alege astfel încât să se asigure saturarea în orice situaţie

(tensiune minimă de comandă, dispersia de fabricaţie a componentelor). Dacă tranzistorul nu e saturat suficient,

Uce creşte şi disipaţia poate atinge valori periculoase, ducând chiar la distrugerea sa.

fig.33 Formă optimizată pentru curentul de comandă de bază

Pentru evitarea unor asemenea situaţii, majoritatea circuitelor integrate specializate de formare a

impulsurilor şi de comandă ( driver ) au o protecţie la scăderea tensiunii de alimentare sub un anumit prag

("undervoltage lock" - UVLO), care blochează generarea impulsului de comandă, evitând astfel funcţionarea

cu o tensiune de comandă insuficientă. Pierderile pe timpul blocării depind de valoarea curentului Ic, viteza de

creştere a tensiunii de colector du/dt, timpul de blocare t off. Pentru reducerea acestor pierderi se poate utiliza o

inductanţă în bază (Lb) şi comanda blocării cu o tensiune negativă aplicată pe bază.

28

Din diagrama din fig.34 se remarcă dependenţa lui I Be necesar de curentul de colector Ic. Curentul IBe nu

trebuie să fie mult mai mare decât cel necesar pentru saturarea sigură ( cu rezervele necesare) a tranzistorului;

un curent de comandă mai mare nu va satura “mai bine” tranzistorul, ci numai va mări t off din cauza măriri

sarcinii stocate în bază, sarcină care va necesita un timp mai lung pentru evacuare. De aceea, pentru optimizarea

comandării tranzistorului bipolar, se utilizează un curent de bază proporţional cu cel de colector (cea mai

simplă formă de aproximare a curbei din fig. 34 ) . Uneori se acceptă o disipaţie mai mare în conducţie

neaducând tranzistorul în saturaţie (U ce mai mare), îmbunătăţind sensibil comportarea la blocare ( nu mai

există sarcină stocată şi t off scade). Toate combinaţiile de valori Ic, Uce care apar în timpul comutării trebuie să

se găsească în limitele ariei de funcţionare sigură (SOAR) a tranzistorului. Această arie este minimă la

funcţionarea în CC, crescând pe măsură ce se reduce durata impulsului de curent, asfel că la tranziţii suficient

de rapide, punctul de funcţionare poate traversa şi zone din afara SOAR static.

In continuare vom prezenta câteva tipuri de circuite utilizate pentru comanda unui tranzistor bipolar.

Accelerarea comutării (supracreşterea la conectare şi extragerea rapidă a sarcinii stocate în bază la

deconectare) se poate realiza cu ajutorul unui grup RC conectat ca în fig.35.

Fig.35 Schemă de accelerare a

comutării şi formele de undă.

In timpul când tensiunea de comandă are o valoare

constantă, condensatorul C se încarcă până la valoarea U in -

U be, cu polaritatea din figură. Pe frontul căzător al tensiunii

U in, în primul moment apare o tensiune negativă pe baza

tranzistorului, care asigură extragerea rapidă a sarcinii

stocate şi o blocare sigură

După descărcarea condensatorului, Ub cade la zero,

tranzistorul suportă U cer. La apariţia frontului crescător al

tensiunii Uin, în primul moment, C fiind descărcat, întreaga

tensiune U in se aplică pe baza tranzistorului, asigurând

supracomanda. După încărcarea lui C, curentul se

stabilizează la o valoare limitată de R1, care menţine

tranzistorul în saturaţie.

Fig.34 Curentul optim I Be şi valoarea

inductanţei Lb pentru tranzistorul

BUS 13 în condiţiile: dIc/dt =

10A/s pe durata intrării în

conducţie;

dUc/dt = 1kV/s pe durata blocării;

ib pk = 1,5 I be, timpul de

supracreştere t s = 2,5s.

29

La această schemă simplă, Uin nu poate depăşi valoarea Ube max admisă de tranzistor ( circa 5V), în caz

contrar la începutul blocării dioda BE polarizată invers se poate străpunge. Limitarea curentului de

supracomandă şi al curentului invers prin joncţiunea BE se poate face cu rezistenţa R3.

Comanda cu condensator de accelerare se poate face de la o sursă cu impedanţa internă mică (pentru

extragerea rapidă a sarcinii stocate), ca în schema din fig. 36. Curentul de comandă ON este asigurat de Q1,

limitat de R1 iar C asigură supracreşterea de la începutul perioadei de conducţie. Valoarea staţionară a

curentului I b e determinată de U1/R1. In acest timp C se încarcă cu polaritatea din figură la tensiunea diodei

Zener ( câţiva volţi). DZ poate fi înlocuită, pentru tensiuni mici, cu câteva diode cu siliciu înseriate sau cu o

simplă rezistenţă. Pentru blocare se aplică U c2, care deschide pe Q2. Tensiunea -U2, însumată cu cea de pe C

Dioda D1 ( o diodă rapidă cu tensiunea maximă egală cu cea suportată de Q) se deschide în momentul când

tensiunea pe colector Uc scade sub 1,7V, curentul de comandă limitat de R1 începe să curgă acum prin D1 şi

sarcina din colectorul lui Q şi tensiunea în punctul A nu mai creşte. In acest fel Ub este limitat la 1V iar Uc nu

scade sub 1,7 V iar joncţiunile lui Q nu mai pot intra ambele în conducţie ( condiţia de saturare). D4 asigură

eliminarea sarcinii stocate în bază. Peste D2 D3 se poate conecta un condensator de accelerare.

Fig.37 Schemă pentru evitarea saturării Fig.38 Conexiune Darlington.

La utilizarea unei conexiuni Darlington pentru comanda tranzistorului de putere (fig. 38), Q1 împiedică

saturarea lui Q2, dioda D accelerează evacuarea sarcinii stocate, R1şi R2 nu lasă bazele “în aer” mărind

capacitatea lui Q1 şi Q2 de a suporta tensiuni mari pe colector în stare blocată ( Ucer e mai mare decât Uceo).

Conexiunea Darlington se poate realiza cu tranzistoare discrete sau Q1 şi Q2 pot fi montate într-o singură

capsulă ( eventual împreună cu D şi R1, R2). Unele module Darlington se realizează cu 3 – 4 etaje, pentru a

asigura un factor de amplificare suficient de mar, care să permită comanda cu un curent de sub 1A a unor

curenţi de sarcină de sute de A.

se aplică acum bazei lui Q. Q2 este saturat, având o

rezistenţă mică, sarcina din baza lui Q este evacuată rapid şi

în continuare Q rămâne blocat sigur prin tensiunea -U2,

aplicată prin DZ polarizată direct de această dată. Q1 şi Q2

pot fi elemente discrete sau pot face parte dintr-un circuit

integrat specializat (driver). Un circuit pentru evitarea

saturării este cel din fig. 37. Saturarea are loc atunci când

Uce are valori mai mici (0,5 … 1V) decât Ube ( 0,7 … 1,5

V) astfel încât ambele joncţiuni ale tranzistorului sunt

polarizate direct. La schema din fig.37, când Q este în

conducţie, tensiunea în punctul A este Ube+UD2+UD3,

adică de ordinul 2,4 V , diodele D2 şi D3 fiind diode cu

siliciu de tensiune redusă.

Fig.36. Comanda cu condensator

şi diodă Zener

30

Fig.39. Comanda în emitor

(montaj cascodă)

Comutaţia este mai bună în acest montaj din cauza mecanismului de intrare în conducţie al joncţiunii BE

în situaţia cînd “plasma” de purtători este injectată de emitor, care are dimensiuni mai mari şi nu se crează în

primele momente concentrări exagerate ale curentului pe zone reduse, aşa cum se poate întâmpla la comanda

pe bază. In prezent, din cauza dezavantajelor legate de prezenţa unui tranzistor suplimentar de putere (Q2) şi a

faptului că tranzistoarele actuale funcţionează bine în comutaţie, acest tip de montaj practic nu se mai

utilizează. Ca o ilustrare a performanţelor obtenabile, se poate cita o schemă echipată cu tranzistoare 2N3055

(atât Q1 cât şi Q2), care funcţionează bine la 40 kHz.

Comanda cu separare galvanică se poate face utilizând un transformator. La utilizarea unui

transformator trebuie ţinut cont de energia de magnetizarea a miezului care poate produce supratensiuni de

comutaţie. Pentru reducerea lor se poate folosi (fig.40) o înfăşurare suplimentară de demagnetizare (ca la sursa

forward, fig.13) sau se pot introduce circuite de amortizare -R,RC sau RDC- pe una sau ambele înfăşurări

(primar sau/şi secundar). La utilizarea transformatoarelor, trebuie ţinut cont că acestea nu pot transfera

tensiunea continuă .

Fig.40 Circuit de comandă cu transformator

Factorul de umplere maxim este de circa 45% , la care, în funcţie de amortizările existente, tensiunea

negativă este posibil să nu revină la zero până la apariţia următorului impuls de comandă. In circuitul secundar

se por introduce schemele de accelerare a comutării şi cele de evitare a saturării.

Fig.41 Forme de undă ale tensiunii de comandă la cuplaj prin transformator

O altă posibilitate, utilizată mai des în trecut, când

tehnologia semiconductoarelor nu asigura realizarea

unor tranzistoare cu performanţe de comutaţie

foarte bune, este conexiunea cascodă (fig. 39).

Tranzistorul principal Q1, care suportă tensiunea

mare de sarcină, lucrează cu baza la masă şi este

comandat în emitor de către Q2, care trebuie să

suporte întregul curent de sarcină, dar la tensiuni

mai mici. Q2 se poate comanda în bază cu una din

schemele prezentate anterior.

Forma tensiunii din secundar este întotdeauna

astfel încât suprafaţa delimitată de curba u(t) are,

pe o perioadă, valoarea zero (suprafaţa de peste

linia de zero este egală cu suprafaţa de sub linie,

sarcina totală transportată în secundar fiind nulă).

Din această cauză, amplitudinea alternanţei

negative a tensiunii secundare variază puternic cu

factorul de umplere al impulsului de comandă (fig.

41).

31

Asigurarea unui curent de comandă al bazei dependent de curentul de sarcină (optimizat conform

diagramei necesare – fig.34) se poate realiza cu shema din fig 42, care utilizează o reacţie pozitivă în

transformatorul de cuplaj (uzuală în sursele de PC).

Fig.42 Comanda cu curent de bază

proporţional cu Ic

unui impuls de comandă Ub la baza lui Q1, acesta intră în conducţie, tensiunea de pe C se aplică brusc pe

înfăşurarea 1, în înfăşurarea 2 tensiunea indusă (U*N2/N1) extrage sarcina stocată în baza lui Q2; prin reacţia

dintre înfăşurările 2 şi 3 curentul iB (şi respectiv icQ2) scade rapid până la zero şi Q2 se blochează. C s-a

descărcat prin înfăşurarea 1 şi ciclul se poate repeta. Dioda D serveşte la protejarea lui Q1 de supratensiuni.

Blocarea lui Q2 se produce rapid, iar iB maxim este corelat cu ic, deci Q2 este comandat optim. La frecvenţe

mari de lucru, rezistenţa R se poate completa cu o schemă activă cu tranzistor (fig.43) pentru încărcarea rapidă

a condensatorului C.

fig.43 Circuit de comandă proporţională

cu încărcarea rapidă a condensatorului.

Schemele de comandă cu transformator asigură comod şi comanda mai multor tranzistoare de putere (prin

realizarea transformatorului cu mai multe secundare) în situaţiile cînd se utilizează două tranzistoare în serie

(pentru a suporta tensiuni de lucru mari), sau două (sau mai multe) tranzistoare în paralel (pentru a mări

curentul maxim debitat, sau la schema în punte completă – când se comandă simultan , în fază, cele două

tranzistoare dintr-o diagonală a punţii – fig.18). Comanda prin transformator realizează comod separarea

galvanică între partea de putere ( conectată de obicei direct la reţea) şi partea de comandă, conectată de obicei

la masa montajului, respectiv la partea secundară, de unde se poate şi alimenta, sau îşi ia tensiunea de reacţie -

în cazul stabilizatoarelor.

La sursele în contratimp se pot prevedea două transformatoare de comandă, câte unul pentru fiecare

tranzistor de putere, sau un singur transformator. In acest ultim caz, miezul e mai bine utilizat, excursia de

inducţie făcându-se între plus şi minus Bmax şi nu pe un ciclu de histereză minor, ne mai fiind necesar un

întrefier şi rezultând dimensiuni mai mici.

Considerăm situaţia cu Q1 în conducţie, C descărcat

(rezistenţa înfăşurării 1 este neglijabilă) şi valoarea

curentului i1= U/R. Ţinând cont de sensul de bobinare, la

blocarea lui Q1, curentul prin înfăşurarea 1 începe să scadă,

în înfăşurarea 2 se induce o tensiune cu plusul la bază,

începe să circule iB , Q2 se deschide şi începe să circule ic

prin înfăşurarea 3. Transformatorul funcţionează ca

transformator de curent (înfăşurarea 2 este scurtcircuitată de

joncţiunea BE polarizată direct) şi iB este întreţinut de ic

(transformat în raportul N3/N2). I1 scade până la zero, timp

în care tensiunea la colectorul lui Q1 creşte pe baza variaţiei

de flux, dar Q1 fiid blocat, înfăşurarea 1 este ca şi

inexistentă. C se încarcă prin R la tensiunea U. La apariţia

Astfel, timpul de încărcare nu mai depinde de

constanta de timp RC ( C se alege din condiţia de

blocare sigură a lui Q2, iar R din condiţia de a avea un

curent suficient prin a cărui scădere să se inducă

curentul necesar pentru deschiderea lui Q2). In [1] se

dau relaţiile de dimensionare a acestei scheme.

Transformatorul Tr necesită o dimensionare critică; la

sarcini mici (iB mici) descărcarea condensatorului prin

înfăşurarea 1 trebuie să aducă miezul în saturaţie

pentru a nu înmagazina prea multă energie; miezul şi

numărul de spire N1 se aleg astfel încât saturarea să se

producă la un curent puţin mai mare decât U/R. In

acest fel se limitează energia magnetică din miez, iar

funcţionarea cu reacţie iB /ic se face pe porţiunea de

magnetizare liniară.

32

14.2. Comanda tranzistorului MOSFET

La tranzistorul MOSFET electrodul de comandă (“gate” = poarta) este o metalizare depusă peste un strat

izolator din oxid de Si. Rezistenţa de izolaţie a porţii este atât de mare încât se poate neglija curentul de poartă

(de ordinul nA) şi nu contează practic decât capacităţile formate între poartă şi ceilalţi electrozi. Dintre aceste

capacităţi, valoarea cea mai mare o are capacitatea poartă-sursă ( Cgs), de ordinul miilor de pF, care este

practic indepenedentă de tensiunea drenă-sursă. Capacităţile drenă-sursă Cds şi drenă-poartă Gdg au valori

mai mici ( sute de pF) şi variază cu tensiunea aplicată ca la un varicap, adică scad la mărirea tensiunii.

Capacitatea Cds nu influenţează funcţionarea decât la tranzistoarele lucrând la sute de kHz – Mhz, adică la

cele utilizate la amplificatoarele de radiofrecvenţă, unde comutarea nu se mai poate face cu fronturi suficient de

abrupte şi deobicei această capacitate se include în circuitele de sarcină acordate pe frecvenţa de lucru. La

sursele uzuale, cu comutaţie “hard”, Cds se poate neglija, singurele efecte remarcate fiind modificarea

frecvenţei oscilaţiilor produse de inductanţele şi capacităţile parazite (fig.10) şi creşterea vârfului de curent la

comutarea ON.

Capacitatea grilă–sursă Cgs creează dificultăţi în realizarea unei comutări rapide, deoarece sursa

semnalului de comandă trebuie să încarce şi să descarce rapid această capacitate, pentru a se putea obţine o

variaţie dreptunghiulară a tensiunii de comandă. O problemă specială o crează capacitatea Cdg. Cu toate că este

mai mică, influenţa ei nu poate fi neglijată, deoarece prin efect Miller se manifestă ca o capacitate mult mai

mare decât cea statică.

Prin capacitatea Cdg, tensiunea crescătoare ce apare pe drenă la blocarea tranzistorului induce o tensiune

parazită pe poartă care tinde să-l redeschidă, de aceea, pentru blocarea sigură a tranzistorului MOSFET este

necesar ca sursa tensiunii de comandă să prezinte o rezistenţă internă mică, atât pentru perioada de conducţie,

cât şi pentru perioada de blocare. Sursa de tensiune de comandă furnizează curent numai pe perioada

încărcării/descărcării capacităţii de poartă, pentru restul palierului de impuls tensiunea pe poartă menţinîndu-se

fără circulaţie de curent. Pentru limitarea impulsului de curent (la valori de ordinul A) se obişnuieşte să se

introducă o rezistenţă în serie cu poarta.

Fig.44 Curbe caracteristice pentru tranzistorul MOSFET

Curentul de comandă trebuie să încarce capacitatea de poartă cu sarcina totală Qg în timpul impus pentru

intrarea în conducţie. Dacă sarcina este de exemplu de 60 nC iar timpul de comutare de 60 ns, rezultă un curent

de circa 1A. Caracteristica Id = f(Uds), reprezentată în fig.44 pentru un tranzistor MOSFET evidenţiază

porţiunea crescătoare cu rezistenţă constantă Rds on. Această valoare este un parametru important pentru un

tranzistor de comutaţie, deoarece mărimea ei determină pierderile de putere pe tranzistorul lucrând în conducţie.

Rds on depinde de temperatura de lucru şi creşte cu aceasta.

Ca şi la tranzistoarele bipolare, rezistenţa în saturaţie depinde de tehnologia de fabricaţie: pentru

tranzistoarele care rezistă la tensiuni mari se utilizează un material cu rezistivitate mai mare ( mai slab dopat).

De aceea, proiectantul nu trebuie să utilizeze tranzistoare cu Uds max exagerat de mare, în dorinţa de a avea o

“rezervă” faţă de supratensiuni, pentru că în acest fel cresc pierderile în conducţie. Practic, pentru o sursă

alimentată prin redresare direct din reţeaua de 220 V ( 310 V redresat şi filtrat) este suficient să se aleagă

33

tranzistoare de 450 – 600 V, orice creştere a acestui parametru ducând numai la creşterea preţului

componentelor şi a pierderilor de putere.

Fig.45 Forme de undă la comutarea ON a

unui tranzistor MOSFET

Vârful de curent de drenă din diagrama din fig.45 la conectare este produs de curentul de revenire din invers

Fig.46 Forme de undă la blocarea unui

tranzistor MOSFET

Din aceste considerente rezultă încă o dată necesitatea existenţei unui driver cu rezistenţa internă mică şi

importanţa reducerii inductanţei sursă-masă ( prin studierea traseului cablajului imprimat, utilizarea modulelor,

utilizarea unor perechi simetrice de tranzistoare) şi egalizării acestei inductanţe în cazul utilizării mai multor

tranzistoare conectate în paralel.

Tensiunile de comandă maxim admise pentru tranzistoare MOSFET de putere mică şi medie sunt în

domeniul 10-30V [7], astfel încât, la puteri mici, comanda se poate face cu circuite logice CMOS (seria MC

4000), cu mai multe circuite legate în paralel. Frecvent se utilizează inversoarele 4049, alimentate la 12-15V,

câte trei legate în paralel (fig.47 – capsula 4049 conţine şase inversoare).

(Irr - revers recovery ) al diodei de nul din redresor.

Vârful de tensiune de drenă din diagrama din fig.46 este

produs de tensiunea indusă în inductanţele parazite ( de

dispersie şi ale cablajului, existente în drena

tranzistorului) la scăderea curentului de drenă. O analiză

în detaliu a formelor de undă la comutarea MOSFET-

urilor de 500/600 V este făcută în [6], pentru sarcină

inductivă şi schema cu diodă clamp, corectând totodată şi

unele idei greşite care se vehiculează în literatura despre

surse în comutaţie. Elementele parazite ale montajului

infuenţează şi ele comportarea în timpul comutării: la

comutarea ON, pe inductanţa conexiunii sursă-masă

apare o cădere de tensiune care se scade din tensiunea de

comandă, iar pe inductanţa din drenă apare o cădere de

tensiune al cărui efect este necesitatea suplimentării

curentului de comandă [7].

Formele de undă din fig.45 sunt reprezentative pentru

un MOSFET cu canal N indus (practic toate tranzistoarele

MOSFET din sursele în comutaţie sunt de acest tip)

lucrând cu sarcină rezistivă. Se remarcă întârzierea

tensiunii Ugs faţă de frontul impulsului de comandă în

gol ( în lipsa tranzistorului). In fig. 46 sunt redate formele

de undă pentru deconectare. Uth ( threshold) este

tensiunea de prag a tranzistorului ( la care începe

conducţia).

Din cauza efectului Miller, pe perioada în care

tensiunea de drenă variază rapid, tensiunea de poartă are

un palier, atât la conectare cât şi la deconectare, palier

care durează până la încărcarea, respectiv descărcarea,

capacităţii de poartă, prin curentul debitat (respectiv

absorbit) de generatorul impulsului de comandă.

Compararea comportării în comutaţie a două tipuri de

tranzistoare MOSFET nu se poate face numai pe baza

capacităţii de poartă ci analizând sarcina Qgs,

transconductanţa şi energia totală necesară pentru

comutare [5].

34

Există şi tranzistoare MOSFET special construite pentru a putea fi comandate cu tensiunile mici furnizate

de circuitele logice TTL alimentate la 5V (ex. Seria IRL… de la International Rectifier, cu tensiunea de prag

Uth = 1….2 V). Pentru curenţi mai mari de comandă se poate utiliza circuitul din fig 48, realizat cu două

tranzistoare complementare, conectate ca repetoare pe emitor.

Fig.47 Comanda cu inversoare CMOS fig.48 Comanda cu repetoare pe emitor

Impulsul de comandă (frontul pozitiv) deschide tranzistorul Q1, iar acesta încarcă rapid capacitatea Cgs

prin rezistenţa de limitare a curentului Rg ( de ordinul a 10 Ohm). După ce poarta lui Q3 a ajuns la tensiunea U,

curentul prin Rg încetează, dar poarta continuă să rămână conectată (prin Q1 saturat) la un punct de impedanţă

mică (sursa de tensiune U), influenţele cuplajelor parazite cu poarta fiind reduse. La căderea la zero a tensiunii

de comandă, capacitatea Cgs, încărcată la tensiunea U , menţine emitorul lui Q2 mai pozitiv decât baza sa, Q2

conduce şi descarcă Cgs prin Rg la masă. Tensiunile induse prin Cgd de la drenă ( a cărei tensiune creşte rapid

la blocarea lui Q3) vor fi deasemenea conduse la masă prin Rg şi Q2. După ce fenomenele tranzitorii încetează,

Q2 nu mai conduce; pentru a nu lăsa poarta lui Q3 “în aer” aceasta se conectează la masă prin rezistenţa R1 cu

valori de ordinul 1kOhm.

Pentru comanda tranzistoarelor de comutaţie s-au realizat circuite integrate speciale care conţin două

tranzistoare MOSFET complementare (fig.49). Tensiunea de intrare Ui poate fi furnizată de un amplificator

operaţional, un optocuplor (pentru izolare galvanică) sau un circuit logic (CMOS sau TTL). Controlul pantei de

creştere a tensiunii se poate face prin alegerea valorilor R,C; dioda D asigură o cădere rapidă a tensiunii de

comandă. In fig. 50 este ilustrată o schemă de comandă cu izolare prin optocuplor şi aplicarea unei tensiuni

negative de blocare pe poarta MOSFET-ului. Schema se poate utiliza şi pentru comanda unui IGBT.

Fig.50 Schemă de blocare a porţii cu o tensiune inversă de 3,9V

obţinută dintr-o singură sursă de alimentare flotantă de 19V

Fig.49 Circuit de comandă

cu două tranzistoare

MOSFET complementare

35

Separarea galvanică a schemei de comandă se poate face şi prin transformator (fig.51); condensatorul C,

cu capacitatea de ordinul a 10 nF, mult mai mare decât Cgs , şuntează perturbaţiile induse pe durata blocării,

evită apariţia unor oscilaţii parazite prin reacţia drenă-poartă şi controlează viteza de variaţie a curentului de

drenă (di/dt).

Fig.51 Comanda prin transformator de curent,

cu condensator în poartă

punctul marcat pe schemă). După deschiderea lui D1, curentul care apare produce descărcarea lui C pînă la -

0,6V când D2 se deschide pe direct şi asigură în continuare circulaţia curentului de demagnetizare, fără a

permite ca tensiunea pe poartă să coboare sub –0,6V. Principalul dezavantaj al schemei cu transformator este

variaţia formei de undă cu factorul de umplere şi faptul că la un factor de umplere mic tensiunea în secundar

rămâne zero o perioadă destul de lungă, neasigurând blocarea fermă a tranzistorului MOSFET. Pentru evitarea

acestui neajuns s-au elaborat scheme care utilizează o pereche de tranzistoare MOSFET complementare,

alimentate din impulsurile redresate din secundarul transformatorului [7] sau scheme care utilizează pentru

descărcarea porţii un tranzistor MOSFET care rămâne în conducţie cu ajutorul sarcinii acumulate în poarta sa

sau într-un condensator special introdus [1]. Asemenea scheme sunt complicate şi necesită măsuri speciale

pentru traversarea regimului de pornire, de aceea se preferă utilizarea unor circuite integrate specializate care

asigură comanda fermă a porţii şi protecţia la tensiune de alimentare redusă (UVLO). Un asemenea circuit este

IR2112 (sau IR2113 – capabil de curent de ieşire mai mare –2A) fig.52; el este special conceput pentru

comanda în contratimp a celor două tranzistoare dintr-o semipunte. Tensiunea de comandă pentru tranzistorul

“de la etaj” este decalată ( cu până la 600V) printr-un translator de nivel cu două tranzistoare MOS cu sarcină

rezistivă. Tensiunea de alimentare a părţii din schemă de la etaj este asigurată de un condensator electrolitic şi o

diodă rapidă. Incărcarea electroliticului C2 se face pe durata de conducţie a tranzistorului de putere “de la

parter”, apoi, când acesta se blochează, se blochează şi dioda de încărcare D.

Comanda intrărilor Lin şi Hin se poate face de la circuite LSTTL sau CMOS; timpii de propagare pe cele

două căi nu diferă cu mai mult de 10 ns.

Fig.52 Schemă de utilizare tipică pentru IR 2113

La aplicarea impulsului de comandă, Q1

intră în conducţie, prin înfăşurarea 1 a

transformatorului curge un curent U/R1. In

secundar apare un curent care trece prin D1 şi

începe să încarce capacitatea C, în paralel cu

capacitatea Cgs a tranzistorului MOSFET,

pînă la atingerea tensiunii de deschidere a

diodei D2; din acest moment, tensiunea pe

poartă nu mai creşte ( fiind limitată de dioda

Zener D2), iar Q2 este saturat.

La blocarea lui Q1, inducţia magnetică din

miez începe să scadă, apare o tensiune în

secundarul 2 , cu polaritatea inversată ( cu - la

Curentul de ieşire maxim este de 2A (debitat

sau absorbit), tensiunea maximă admisă a căii

“high” este de 600V. Pentru mărirea

curentului de ieşire, dacă se comadă un singur

trasnzistor, se pot lega în paralel cele două

ieşiri. Intrarea logică SD ( activă jos), permite

blocarea rapidă a impulsurilor de ieşire, cu o

întârzieie de maxim 140 ns (tipic 110 ns).

Pragurile de subtensiune pentru Vb şi Vcc

sunt de circa 8V, cu o histereză de circa 0,4V.

36

O schemă de comandă cu transformator în contratimp este prezentată în fig.53. Transformatorul Tr poate

fi atacat direct de un circuit PWM TL 494, care conţine doi tranzistori cu colectorul în gol, capabili să suporte

un curent de 200 mA. Curentul de comandă este limitat de rezistenţele de 39 Ohm. Rezistenţele de 680 Ohm

Fig.53 Comanda prin transformator în contratimp

In [7] sunt discutate limitele tensiunii de comandă pentru tranzistoare MOSFET, comanda de la

amplificatoare operaţionale şi cicuite logice, precum şi metode simple de realizare a unor surse izolate pentru

alimentarea părţii de comandă a tranzistorului din ramura “high”. In [8] este tratată problema conectării în

paralel a tranzistoarelor MOSFET de putere, analizându-se repartizarea curenţilor în regim static şi dinamic,

atât la conectare cât şi la deconectare.

La realizarea montajelor cu MOSFET-uri trebuie ţinut cont de următoarele aspecte:

1. Respectarea precauţiilor elementare pentru manevrarea dispozitivelor sensibile la descărcări

electrostatice (ESD).

2. Atenţie la vârfurile de tensiune induse pe poartă. Dacă impedanţa internă a sursei de comandă este prea

ridicată, tensiunea crescătoare pe drenă poate induce pe poartă, prin divizorul capacitiv Cdg/Cgs un

vârf de tensiune care poate depăşi tensiunea de străpungere a stratului de izolare din oxid de siliciu.

Pentru evitarea acestei situaţii se poate introduce o diodă Zener (D1, D3 fig.53) în circuitul de poartă.

Tot în acelaşi scop nu este permisă lăsarea “în aer” ( respectiv cu o impedanţă prea mare de conectare

la masă) a porţii nici măcar pentru intervale scurte de timp (mai ales pe durata blocării).

3. Inductanţele montajului trebuie reduse la minim. Este valabil atât pentru conexiunea sursă-masă cât şi

pentru cea drenă-sarcină. Pe orice inductanţă, variaţiile de curent induc tensiuni; în circuitul de poartă

tensiunea indusă se scade din cea de comandă, iar în drenă se adaugă la cea de alimentare, putând duce

la străpungera tranzistorului. Pentru reducera celei din urmă, uneori ( mai ales la puteri mari) se

introduc circuite de amortizare (“clamp” sau “snubber” de obicei cuplate prin diode sau chiar

comutatoare comandate). Şi circuitele de amortizate trebuie conectate prin inductanţe minime în circuit,

deci este necesară o studiere atentă a traseelor de cablaj imprimat. Inductanţele împreună cu capacităţile

parazite pot produce oscilaţii ale tensiunii de comandă şi deschideri necontrolate ale tranzistorului.

Pentru amortizarea acestor oscilaţii, trebuie introduse obligatoriu rezistenţe în serie cu poarta (de

ordinul a câţiva Ohm), chiar dacă etajul driver limitează curentul de comandă.

4. Evitarea vârfurilor de curent. Chiar dacă curentul mediu normal este redus, pot apare vârfuri de curent,

de exemplu la conectarea unor anumite sarcini (lămpile cu incandescenţă au o rezistenţă a filamentului

mult mai redusă la rece decât la temperatura de lucru – de circa 10 ori). Deasemenea pot apare vârfuri

de curent la comutare dacă diodele din redresor nu sunt suficient de rapide. Ca regulă generală, dead-

time-ul trebuie să fie mult mai mare decât Trr al diodelor redresoare.

5. Dacă se utilizează diodele interne (parazite) ale structurii VMOS, comutarea ON trebuie să se facă cu o

pantă controlată (mai lent); la o comutare prea rapidă, tranzistorul care intră în conducţie se încarcă

suplimentar cu curentul de revenire Irr al diodei celuilalt tranzistor (la schemele simetrice), care a

funcţionat până atunci ca diodă de nul (freewheel). Dacă trebuie asigurată funcţionarea la o frecvenţă

ridicată, trebuie introduse în montaj diode rapide (FRED) în paralel cu fiecare tranzistor comutator (D3,

D4 din fig.16).

asigură o amortizare a

transformatorului, reducând vârfurile

de tensiune de comutaţie. D1 şi D3

limitează tensiunea de comandă la

12V, iar D2 şi D4 nu permit coborârea

tensiunii pe poartă sub cea a sursei ( în

timpul “dead time” şi pe durata

impulsului pozitiv al celuilalt

tranzistor).

37

6. La conectarea în paralel a două MOSFET-uri trebuie ţinut cont [7] şi de repartizarea dinamică a

curenţilor, care depinde de simetria schemei ( inductanţa circuitelor şi transconductanţa celor două

tranzistoare, care nu e permis să difere prea mult)

7. MOSFET-ul nu este imun la ambalare termică. Rds on creşte cu temperatura şi în condiţii de răcire

insuficientă se poate ajunge la ambalare termică şi distrugerea lui.

14.3Comanda tranzistoarelor bipolare cu poartă izolată (IGBT)

In fig. 54 este reprezentată schema echivalentă a unui IGBT şi o schemă posibilă pentru comandă. Poarta

izolată a unui IGBT se comportă în mod asemănător cu cea a unui tranzistor MOSFET, pentru IGBT de putere

mai redusă putându-se utiliza schemele de comandă uzuale la MOSFET. La IGBT de putere mare este necesară

însă aplicarea pe durata blocării a unei tensiuni negative, ceea ce complică schema de comandă şi uneori

presupune existenţa unei surse de tensiune suplimentare (sau mai multor surse, dacă este vorba de scheme în

punte, la care alimentarea comenzii de la etaj trebuie făcută din surse flotante). Când Q1 este blocat (fig.54),

rezistenţa R aduce o tensiune pozitivă pe baza lui Q2 care funcţionează ca repetor pe emitor; tensiunea pe

poarta lui Q4 este U1 şi Q4 este deschis. Q3 (MOSFET cu canal P, de ex. IRF 9530) este blocat pentru că

poarta are circa plus 0,7 V faţă de sursă. Când Q1 conduce, G este legată la D ( la Q3 , care intră în conducţie)

şi tensiunea U2 de blocare se aplică pe poarta lui Q4. Q2 e blocat (nu mai are tensiune de comandă),

capacitatea porţii lui Q4 se descarcă până când curentul prin Q3 încetează. Tensiunea negativă de blocare care

se aplică pe poarta lui Q4 este mai mică decât U2 cu valoarea Ugs on, necesară pentru a-l menţine în conducţie

pe Q3. Aceeaşi valoare Ugs on blochează pe Q2. Dacă Q2 are o tensiune Ube max mai mică decât Ugs on,

trebuie protejat prin introducerea diodei D. In aplicaţiile reale, valoarea lui U2 este aproximativ jumătate din

valoarea lui U1. Q1 poate fi fototranzistorul unui optocuplor, în felul acesta asigurându-se separarea galvanică a

schemei de generare a impulsurilor.

Fig. 54 Schema de comandă şi schema echivalentă a unui IGBT cu canal N indus.

Un alt circuit de comandă , utilizabil pentru comanda IGBT, este cel din fig.50. Circuite de comandă pentru

IGBT se realizează şi sub formă de circuite integrate specializate ( ex. HCPL –3120 Hewlett-Packard, v.

fig.94). Unele IGBT moderne nu mai necesită o sursă de tensiune negativă pentru blocare .

IGBT este ideal pentru puteri mari, deoarece realizează o combinaţie optimă între puterea mică de comandă

necesară (specifică tranzistoarelor MOSFET) şi pierderile mici în conducţie (specifice tranzistoarelor bipolare).

Dezavantajul vitezei mici de comutaţie al primelor tipuri a fost depăşit, componentele actuale lucrând la

frecvenţe de 100 kHz ( mai reduse totuşi decât ale tranzistoarelor MOSFET). In [9] se prezintă o descriere a

structurii IGBT, cu discutarea comportării la comutaţie şi a Rds on în funcţie de temperatură; de asemenea se

face o comparaţie între performanţele tranzistorului bipolar, MOSFET şi IGBT construite pe aceeaşi suprafaţă

de siliciu. Se discută şi optimizarea construcţiei din punct de vedere al comutaţiei, transconductanţei şi al

“agăţării” tiristorului parazit din IGBT. In [10] se tratează dimensionarea driverului pentru IGBT.

14.4.Transformatorul de impuls

38

In schemele cu cuplaj prin transformator prezentate anterior, se utilizează un transformator cu o

funcţionare particulară, transformatorul de impuls. Schema sa simplificată este cea din fig. 55, în care s-au

neglijat rezistenţele înfăşurărilor.

Fig.55 Schema unui transformator

de impuls

Fluxul magnetic nu se închide în totalitate prin ambele înfăşurări; fluxul care scapă înafara înfăşurărilor se

numeşte flux de dispersie şi i se poate asocia o inductanţă de dispersie, Ld = d/i1.

Fig. 56 Schema echivalentă a

unui transformator

(transformată ca şi Rs din secundar). In capacitatea parazită intră atât capacităţile dintre spire cât şi capacităţile

dintre spire şi masă (miez). (Pentru sisteme de bobinare cu capacităţi şi dispersie reduse vezi cap. 19.1).

Inductanţa L are valori care la frecvenţa de lucru produc o reactanţă inductivă mult mai mare decât Rs’;

curentul prin L este curentul de magnetizare şi are în general valori mici faţă de curentul prin sarcină.

Fig.57 forme de undă pentru transformatorul

din figura 55.

U2 este fără componentă continuă (pe care transformatorul nu o poate transfera în secundar, chiar dacă ea

există în primar).

Durata frontului impulsului (t front, fig.57 ), definită între 10% şi 90% din amplitudinea impulsului, la

transformatoarele cu miez de ferită, care au pierderi mici prin histereză şi curenţi turbionari, este practic

influenţată doar de Ls şi Co. Ls fiind o fracţiune din L, pentru reducerea ei ( şi în acelaşi timp şi a capacităţii

parazite Co), este de dorit un număr mic de spire în primar. In acelaşi timp L trebuie să fie suficient de mare

pentru ca reactanţa sa să limiteze curentul de magnetizare la valori acceptabile, pentru cea mai mare durată a

palierului impulsului ( frecvenţa minimă de lucru a transformatorului). Transformatorul funcţionează (fig.58) pe

un ciclu de histereză minor Bm-Br, cu o excursie de inducţie mult mai mică decât cea permisă de materialul

miezului (exploatabilă la aplicarea unei tensiuni simetrice). B = Bm-Br este mult mai mic decât cel maxim

posibil, egal cu de două ori Bs. Această situaţie se întâlneşte în toate cazurile când forma de tensiune primară

conţine o componentă continuă şi este cauza utilizării slabe a miezului la sursele flyback şi forward. Pentru

Tensiunea variabilă din primar U1 are valoarea:

U1(t) = N1. d/dt

în care N1 este numărul de spire al primarului, iar este

fluxul prin miezul magnetic, egal cu produsul dintre inducţia

magnetică şi secţiunea miezului:

B.S

La un transformator corect executat, d este mai puţin de 5%

din fluxul total. In schema echivalentă ( fig. 56) rezistenţa de

sarcină Rs’ reprezintă valoarea din secundar reflectată în primar :

Rs’ = Rs (N1/N2)

In Co intră capacitatea primarului în paralel cu cea reflectată

Pe durata palierului impulsului, valorile mici ale

lui Co nu produc practic nici o influenţă asupra

formelor de undă. Inductanţa Ls, străbătută de

curentul total ( de sarcină şi de magnetizare,

dafazate cu 90 grade), nu permite creşterea

instantanee a acestuia la aplicare bruscă a

tensiunii U1, ci după o curbă exponenţială, care

determină frontul tensiunii induse în secundar.

Acest front este influenţat de constanta de timp

LsCo şi de factorul de amortizare introdus de

Rs’. In general amortizarea este de aşa natură

încât procesul tranzitoriu are un caracter

aperiodic, sau oscilant puternic amortizat, cu o

supracreştere ( ca în fig. 57).

2

2

39

evitarea saturării miezului se practică deobicei şi un întrefier. La transformatoarele de impuls situaţia nu este

prea gravă, din cauza puterilor relativ mici transferate, şi se acceptă de obicei funcţionarea fără măsuri speciale

de mărire a eficacităţii utilizării miezului, care ar complica excesiv schema ( de ex. introducerea unei

componente permanente –Ho, prin trecerea unui curent continuu de valoare mică, limitat de o rezistenţă, care ar

deplasa punctul iniţial din origine la –Bo, cu semn invers faţă de Bm).

Cu această premagnetizare iniţială ( fig.59) excursia de tensiune este practic dublă faţă de cazul anterior;

de asemenea creşte şi permeabilitatea diferenţială şi se poate reduce întrefierul (până la eliminarea totală), ceea

ce înseamnă că este necesar un număr de spire mai mic, scade L şi Ls, la fel şi capacitatea parazită Co şi

transformatorul se comportă mult mai bine la impuls.

Pentru calculul de dimensionare al transformatorului de impuls se poate consulta lucrarea [3].

14.4 Formarea impulsurilor modulate în durată (PWM)

Semnalul de comandă care se aplică etajului driver este de forma unor impulsuri, cu un factor de umplere

care depinde de sarcină, crescând odată cu aceasta. Factorul de umplere maxim este limitat de necesitatea de a

Fig 58 Ciclu de histereză

pentru un material magnetic

“moale”.

Bm –Br = ciclu minor.

B/Hm = permeabilitatea

diferenţială

Linia punctată = curba de

primă magnetizare.

Fig.59. Funcţionarea cu o

premagnetizare iniţială în

punctul de coordonate :

-Bo,-Ho

40

exista un timp ( “dead time”) care garantează funcţionarea sigură (evitarea deschiderii simultane a două

comutatoare înseriate la sursele în contratimp, respectiv anularea curentului de demagnetizare pentru

configuraţia forward sau flyback).

Fig.60 Schema bloc a unui modulator în durată (factor de umplere variabil, frecvenţă fixă)

Factorul de umplere minim este deasemenea limitat, din condiţia de a realiza comutarea efectivă a

tranzistorului de putere. Aceasta crează o problemă generală la sursele în comutaţie, şi anume funcţionarea la

sarcini foarte reduse (şi în gol), când există tendinţa de creştere necontrolată a tensiunii la ieşire, tocmai pentru

că impulsul de comandă nu poate avea durate oricât de apropiate de zero. La sursele de putere mică se poate

prevedea un consumator permanent la ieşire, care să asigure un consum minim de la care începe stabilizarea

corectă ( o rezistenţă, un bec de semnalizare, înfăşurarea unui releu , o diodă Zener, un ventilator, sau

alimentarea părţii de comandă).

In schemele analogice de PWM (singurele pe care le vom trata, comanda digitală cu microcontroller

nefăcând obiectul lucrării de faţă) se utilizează pentru obţinerea impulsurilor cu factor de umplere variabil

intersecţia dintre o tensiune cvasicontinuă, lent variabilă , şi o tensiune de formă triunghiulară. Tensiunea

triunghiulară se obţine cu ajutorul unui generator de impulsuri de tact şi un formator de tensiune linear

variabilă (TLV), realizat cu o sursă de curent constant sau cu un integrator Miller.

O schemă bloc pentru generarea impulsurilor PWM este prezentată în fig. 60.

Poarta SI-NU asigură la ieşire impulsuri PWM, cu factor de umplere limitat, dead-time-ul fiind chiar durata

impulsurilor de tact. In amplificatorul sumator sunt comparate tensiunea de reacţie cu tensiunea de referinţă

(valoarea prescrisă), iar tensiunea de eroare amplificată se aplică la intrarea comparatorului, unde se face

intersecţia cu TLV.

Fig. 61 Schema PWM pentru o sursă în contratimp

Pentru o schemă în contratimp (necesară de exemplu pentru comanda unei surse in semipunte), partea

logică a schemei bloc se completează cu un circuit bistabil şi două porţi cu trei intrări, care distribuie pe rând

impulsul la cele două ieşiri (fig.61).

41

Intrarea “sincro “ de la generatorul de tact permite sincronizarea oscilatorului cu o frecvenţă externă ( la

sursele polifazate, sau dacă lucrează mai multe surse împreună).

Fig.62 Schema bloc a circuitului integrat TL 494

Schemele de modulatoare în durată pot fi realizate cu componente separate, ( fig. 90, 91, 93) sau cu

circuite integrate specializate, în care caz conţin de obicei şi etajele driver ( fig.62, 64) , realizate cu

tranzistoare cu colectorul în gol sau cu scheme mai complicate (“totem pole”, MOSFET-uri complemetare).

Pentru exemplificare vom prezenta un circuit PWM mai vechi dar încă foarte răspândit (şi ieftin) TL 494

şi unul mai modern (UC 3825) pentru a evidenţia tendinţele de evoluţie. Circuitul integrat TL 494 conţine o

schemă completă PWM, pentru surse simple sau în contratimp, capabilă să furnizeze sau să absoarbă un curent

de comandă de 200 mA . Circuitul conţine o referinţă internă stabilizată de 5V şi permite sincronizarea cu un

tact exterior şi comanda dead-time-ului. Conţine două amplificatoare de eroare (care se pot utiliza de exemplu

unul pentru stabilizarea tensiunii de ieşire, celălalt pentru limitarea curentului în sarcină). Produsul amplificare-

bandă pentru amplificatoarele operaţionale este de 0,8 MHz.

Schema bloc este cea din fig. 62, numerele terminalelor corespund pentru capsula DIL cu 16 pini.

Frecvenţa de oscilaţie este determinată de o rezistenţă şi un condensator exterior, rezistenţa fiind conectată la

RT, iar condensatorul la CT. Oscilatorul intern se poate dezactiva conectând RT la REF şi aplicând o tensiune

TLV la CT. Există o intrare (OC = output control) de schimbare a modului de funcţionare pentru

paralel/contratimp. Pentru funcţionarea normală în contratimp, OC se leagă la Vref (+5V), iar pentru comanda

unui singur comutator ( cu ambele tranzistoare de ieşire în paralel), OC se leagă la GND (masă). Tensiunea de

alimentare Vcc poate fi cuprinsă între 7…40V. Circuitele de ieşire conţin două tranzistoare cu emitorul şi

colectorul neconectate intern, care se pot utiliza în montaj EC sau CC ( repetor pe emitor), pentru comanda

directă a tranzistoarelor comutatoare din sursă sau a unor drivere intermediare cu tranzistoare PNP sau NPN.

Frecvenţa la care poate lucra oscilatorul de tact este cuprinsă între 1…300 kHz; valorile pentru CT sunt între

470 pF…10 F iar pentru RT între 1,8 k…500kOhm. Curentul tipic absorbit la o alimentare cu 15 V (fără

etajele de ieşire) este de 7,5 mA.

In figura 62 denumirile terminalelor sunt cele din foaia de catalog Texas Instruments. TL 494 se fabrică şi

în capsulă SMD.

O schemă de aplicaţie tipică în contratimp pentru TL 494 este dată în fig.63.

42

Fig.63 Schemă de aplicaţie pentru TL 494 care comandă o sursă în contratimp,

cu stabilizare de tensiune şi limitare de curent.

Grupul 10/10k legat la DT serveşte pentru “soft start” (v. cap. 16.4). De pe rezistenţa de 0,1 se ia o

tensiune proporţională cu curentul de sarcină; această tensiune se adună cu cea obţinută prin divizare tensiunii

de referinţă prin divizorul 5,6k/şi se compară cu tensiunea existentă pe intrarea 2IN+ (pin 16) , egală cu

zero V. Valorile pieselor sunt alese astfel încât curentul se limitează la circa 2A. Tensiunea de ieşire, divizată ,

se aplică la 1IN+ şi se compară cu tensiunea de referinţă aplicată la 1IN– (5V). Cu rezistenţa reglabilă de 10 k

se poate ajusta tensiunea stabilizată de la ieşire. In blocul SMPS, figurat cu linie întreruptă, există tranzistoarele

comutatoare, transformatorul de putere, redresorul şi filtrul tensiunii de ieşire; se poate utiliza pentru SMPS

schema din fig.15. Tensiunea de ieşire şi cea de alimentare au linia de masă comună.

Pentru realizarea unui stabilizator cu alimentare de la reţea, este necesară separarea galvanică a comenzii

sau a alimentării schemei de comandă; deasemenea, în funcţie de schema adoptată, limitarea de curent va trebui

sau nu să fie separată galvanic.

Semireglabilul de 10k, cu care se ajustează tensiunea de ieşire, este astfel montat încât la o întrerupere

accidentală a contactului cursorului nu se produce o supracomandă a schemei ( aşa cum s-ar putea întâmpla

dacă în locul celor două rezistenţe înseriate s-ar utiliza un singur semireglabil, cu cursorul conectat la pinul 1,

când întreruperea ar însemna dispariţia semnalului de reacţie), ci dimpotrivă, se comandă reducerea tensiunii

generate la ieşire. Pentru toate schemele bine studiate, proiectantul trebuie să ia în consideraţie şi fenomenele

legate de funcţionarea defectuoasă a unor componente şi să conceapă schema în aşa fel încât să nu se producă

defectări (în stabilizator sau în consumatorii alimentaţi).

Un circuit mai modern pentru comanda PWM este UC 3825A (cu schema bloc reprezentată în fig.64).

Vom prezenta pe scurt caracteristicile evoluate ale acestui circuit.

1. Permite funcţionarea cu controlul tensiunii de ieşire sau al curentului. CURRENT-MODE se referă la

aplicare unei reacţii de curent pentru comanda PWM ( pe lângă reacţia normală de la tensiunea de ieşire); în

acest fel schema reacţionează mai rapid la variaţiile de sarcină, fără a mai aştepta ca variaţia de sarcină să se

transforme într-o variaţie de tensiune pe condensatorul filtrului de ieşire, ca să se poată genera semnalul de

eroare ce comandă lăţimea impulsului. Prin acest sistem se poate obţine o stabilitate ridicată a tensiunii de

ieşire, cu o comportare dinamică îmbunătăţită, creşte imunitatea la zgomote, se protejează tranzistoarele de

putere şi redresorul şi se permite funcţionarea în paralel a mai multor surse pe o bară de sarcină comună.

43

Fig. 64 Schema bloc a circuitelor integrate UC 3823A/B, 3825 A/B

2. Frecvenţa de tact crescută până la 1 MHz. Cu acest circuit se pot realiza surse de dimensiuni mai mici

(la aceeaşi putere) şi cu filtre asociate mai mici.

3. Circuitele de ieşire (totem-pole) cu curentul maxim de 2A permit comanda directă a unor componente

de putere mai mare; atât în stare ON cât şi în stare OFF impedanţele de ieşire sunt foarte mici .

4. Amplificatoarele de eroare sunt mai rapide (produsul amplificare - bandă este de 12 MHz). Se

îmbunătăţeşte răspunsul buclei de reacţie şi îi creşte stabilitatea, mai ales la constante de timp mici în filtrul

tensiunii de ieşire ( la funcţionarea cu frecvenţe de tact ridicate).

5. Comparator pentru limitarea de curent pe fiecare impuls, cu resetarea automată la impulsul următor.

Asigură protecţia la suprasarcini, scurtcircuit în transformatorul de putere sau în redresorul de ieşire, sau

scurtcircuit în sarcină. In caz de avarie persistentă, disipaţia se reduce foarte mult. La îndepărtarea suprasarcinii,

schema reintră automat în funcţionarea normală.

6. Curent de start redus (tipic 100 A). Aceasta permite, împreună cu UVLO, o pornire simplă, prin

încărcarea condensatorului de decuplare a alimentării direct de la redresorul primar printr-o rezistenţă de

valoare mare şi putere disipată redusă. După pornirea oscilaţiilor, alimentarea poate fi asigurată de pe o

înfăşurare a transformatorului de putere.

7. UVLO – protecţie la subtensiune de alimentare – blochează impulsurile de comandă atât timp cât

tensiunea de alimentare nu a atins un prag minim. In acest fel, tranzistoarele de putere sunt comandate garantat

cu impulsuri care le aduc în saturaţie şi nu vor lucra nici accidental în zona liniară, cu disipaţie mare. Pe

timpul de blocare, ambele ieşiri sunt activ LOW, nici un tranzistor de putere nu conduce, perturbaţiile induse

sunt reduse la minim.

8. Referinţa de tensiune este de tipul “bandgap” [11] cu performaţe ridicate si consum redus de curent.

9. LEADING EDGE BLANKING (LEB). Pe o anumită durată (programabilă) a frontului crescător al

impulsului, limitarea de curent este inhibată pentru a evita influenţa vârfurilor scurte de curent la comutarea ON

( care apar din descărcarea capacităţilor parazite şi din cauza revenirii din invers a diodelor care au fost până

atunci în conducţie). Utilizarea LEB este obligatorie în funcţionarea “current-mode”, în caz contrar senzorul de

curent este derutat de vârful de curent de la începutul impulsului, şi limitarea de curent acţionează inoportun.

44

10. Pini de masă separaţi pentru partea de putere şi pentru restul schemei, între care este admisă o tensiune

de maxim 0,2V, pentru a elimina perturbaţiile produse de inducţiile sau căderile de tensiune pe cablajul de

masă.

11. Pini de alimentare separaţi pentru schema de comandă şi pentru drivere.

Pentru utilizarea familiei de circuite UC 1823A;B/1825A,B , UC 2823 A,B/2825 A,B, UC 3823 A,B /3825

A,B se recomandă studiul notei de aplicaţii AN U-128 (firma UNITRODE).

Tipurile UC3823,3825 diferă prin durata activă maximă a impulsului, iar tipurile A şi B prin valorile

pragurilor de tensiune UVLO. Oscilatorul de tact poate fi sincronizat din exterior prin impulsuri aplicate în

serie cu condensatorul CT; este necesar ca perioada de oscilaţie proprie să fie cu 10 .. 15% mai mare decât cea a

impulsurilor de sincronizare. La pinul Clk/LEB, frontul crescător al impulsului existent aici poate fi folosit

pentru sincronizarea altor circuite.

Se recomandă utilizarea unor diode Schottky de 3A conectate de la fiecare ieşire căte bara de alimentare şi

către masă, pentru clamparea tensiunii de ieşire (precauţie valabilă întotdeauna pentru sarcini inductive sau

capacitive). Cele două ieşiri se pot conecta în paralel ( pentru un curent total de 4A) dacă se leagă în serie cu

fiecare ieşire câte o rezistenţă de 0,5tajele de ieşire se pot alimenta de la o sursă de tensiune diferită faţă de

restul circuitului (pentru reducerea influenţelor vârfurilor mari de curent de comandă).

In cazul detectării unei condiţii de avarie permanată, circuitul descarcă condensatorul de soft start şi îl

menţine descărcat pe întreaga durată a ciclului de soft start; dacă avaria persistă, se vor obţine impulsuri de

comandă cu pauze foarte mari între ele, reducând disipaţia la aproximativ 1% din cea existentă la o schemă cu

limitare de curent obişnuită.

15. Comutarea la trecera prin zero a tensiunii sau a curentului (ZVS, ZCS)

Forma de undă dreptunghiulară realizată de comutarea “dură” este cauza unor dezavantaje în funcţionarea

surselor în comutaţie. Fronturile abrupte cu di/dt mare produc supratensiuni pe inductanţele circuitelor, pentru a

căror limitare trebuie introduse elemente de circuit suplimentare (disipative sau cu recuperarea de energie v.

capitolul 16.5); aceste fronturi sunt asociate cu armonici superioare ale frecvenţei de comutare, care pot fi

radiate sau transmise prin firele de alimentare, generând perturbaţii radio supărătoare. Pentru reducerea

perturbaţiilor trebuie utilizate filtre şi ecrane ( v. cap. 16.6). In sfârşit, comanda de intrare în conducţie sau de

blocare, aplicată în momentele când comutatorul este supus unei tensiuni, respectiv este străbătut de curentul de

sarcină, produce pierderi însemnate în comutaţie, pierderi care (fiind proporţionale cu frecvenţa de comutaţie)

constituie un factor limitator al frecvenţei de lucru.

Ideea funcţionării într-un regim, în care comutatorul să-şi schimbe starea în momentele când tensiunea

aplicată pe el este zero în mod natural, nu este nouă şi se depun eforturi permanente în acest domeniu, pentru

dezvoltarea unor configuraţii de scheme fără pierderi ( teoretic) de comutaţie. Candidatul ideal la utilizarea în

aceste scheme, care permit funcţionarea la frecvenţe ridicate este tranzistorul MOSFET (şi IGBT), care poate fi

utilizat la frecvenţe de 2-3 ori mai mari decât în cazul comutării “dure”. In literatură asemenea scheme sunt

cunoscute sub numele de ZVS ( zero voltage switching).

Avantajele posibile ale unei asemenea scheme sunt:

- comutarea fără pierderi;

- reducerea interferenţelor electromagnetice ( perturbaţii radio);

- randament ridicat la frecvenţe de lucru ridicate: comutarea făcându-se fără pierdere de putere, apare

disipaţie numai în starea de conducţie, disipaţie independentă de frecvenţă;

- circuitul încorporează reactanţele parazite ( inductanţa de dispersie şi capacităţile parazite) astfel că nu

mai apar nici supratensiuni, nici vârfuri de curent la comutare;

- reducerea puterii de comandă pe poartă (nu mai exisă efect Miller, sau în orice caz este mult mai redus,

panta du/dt fiind mult mai mică).

Desigur, în funcţionarea schemelor ZVS apar şi diferenţe, unele putând fi percepute ca dezavantaje.:

- schemele ZVS obişnuite simple funcţionează cu frecvenţă variabilă cu sarcina. De aici apar probleme la

sarcini reduse (întrucât ecartul de frecvenţă nu poate fi uzual mai mare decât 1:10) şi deasemenea

probleme cu dimensionarea optimă a transformatorului de putere şi a filtrului, şi probleme de

stabilitate;

45

- în schemele cu un singur comutator (flyback sau forward) tensiunea pe comutatorul blocat poate fi mult

mai mare decât la schemele cu comutare hard . Din această cauză, pentru tensiuni de alimentare mari,

se preferă schemele semipunte cu diode de clampare a tensiunii;

- circuitul de control poate fi mai complicat.

O schemă de principiu care ilustrează tehnica ZVS este reprezentată în fig.65. Elementele CR şi LR

formează un circuit rezonant, semiperioada frecvenţei de rezonanţă fiind egală cu toff (pentru a asigura

comutarea la tensiune zero). Capacitatea CR înglobează şi capacitatea parazită drenă-sursă a lui Q (tranzistor

MOSFET). Toff fiind fix, variaţia factorului de umplere prin varierea lui ton (pentru a răspunde unei sarcini

variabile) duce la variaţia frecvenţei de comutare.

Fig.65. Schemă ZVS şi forme de undă asociate

Frecvenţa maximă corespunde sarcinii minime (t on = minim). O schemă ZVS forward este cea din fig. 66.

Fig.66. Schemă ZVS forward

La sistemul rezonant, curentul se inversează în circuit şi în acest fel se obţine demagnetizarea, fără o

înfăşurare specială şi dioda aferentă. Vârful de tensiune care apare pe tranzistorul Q la blocare poate fi de

câteva ori mai mare decât Uin ( de 2…6 ori mai mare); pentru reducerea lui nu se pot utiliza snubbere

disipative; în anumite scheme, cum este cea în punte (fig.67) se pot utiliza diode de clampare.

Inductanţa LR nu trebuie introdusă obligatoriu ca piesă distinctă; ea se poate realiza şi printr-o dispunere

judicioasă a bobinajelor transformatorului Tr, astfel încât să se asigure inductanţa de dispersie necesară.

Interesante pentru ZVS sunt topologiile simetrice, de exemplu schema în semipunte din fig. 67, unde

diodele de clampare D1 şi D2 împiedică excursia tensiunii peste cea a barelor de alimentare. In fig. 68 sunt

reprezentate formele de undă pentru schema semipunte; s-a reprezentat punctat tendinţa de variaţie a tensiunii

în absenţa diodelor de clampare.

Diodele D1 şi D2 pot fi conectate ca piese separate, exerioare, sau pot fi diodele parazite ale tranzistoarelor

MOSFET Q1 şi Q2, deoarece în schemele ZVS vitezele de comutare ale acestor diode sunt mult mai reduse

decât în schemele cu comutare “hard” (du/dt şi di/dt sunt limitate de circuitul oscilat CR - LR). .

Inductanţa LR introdusă în serie cu primarul

transformatorului, împreună cu CR, determină

frecvenţa de rezonanţă ( respectiv durata de blocare

toff ). Se remarcă lipsa înfăşurării de demagnetizare,

tipică pentru o sursă forward cu comutare “hard”:

46

Fig.67. Sursă ZVS semipunte

Condensatorul rezonant (format din cele două CR /2, legate de fapt în paralel) se poate conecta şi ca o

singură piesă , cu valoarea CR, în paralel cu primarul Pr înseriat cu LR; din punct de vedere al frecvenţei de

comutare, C1 şi C2 reprezintă practic un scurtcircuit şi reactanţa lor se poate neglija. Indicaţii pentru

dimensionarea schemelor ZVS cu topologie clasică (buck şi punte) sunt date în [12]. O categorie specială de

convertoare ZVS o reprezintă aşa numitele Quasi-Sqare-Wawe (QSW); acestea evită creşterea importantă de

tensiune pe tranzistorul comutator prin utilizarea unui snubber activ (cu comutator comandat). In [13] este

tratată concepţia acestor montaje, cu descrierea unor scheme cu şi fără izolare, în montaj single sau în

contratimp. In [14] este prezentată o schemă interesantă de convertor ZVS tip boost, la care evitarea creşterii

tensiunii pe tranzistor peste nivelul tensiunii de intrare se realizează cu ajutorul unui circuit de clampare

comandat. Schema este recomandată pentru tensiuni de intrare mari; topologia concepută este aplicabilă la un

Fig.68 Forme de undă pentru schema semipunte din fig.67

circuit de PFC cu ieşirea izolată prin transformator; capacitatea rezonantă este formată din capacităţile parazite

reflectate în primar.

Pentru evitarea variaţiei frecvenţei de lucru cu sarcina la schemele ZVS, cea mai promiţătoare soluţie pare

utilizarea aşa numitului convertor DC/DC cu trei nivele [15]. Funcţionarea rezonantă se bazează pe energia

înmagazinată în inductanţa de magnetizare a transformatorului, în felul acesta convertorul lucrînd în regim ZVS

47

fără a avea un factor de calitate prea mare al circuitului rezonant (reducând în acest mod circulaţia de putere

reactivă şi perderile asociate). Pentru obţinerea unui domeniu larg de sarcini la frecvenţă fixă, este prevăzută

încă o pereche de comutatoare (Q5 şi Q6, fig. 69) , amplasate în secundarul transformatorului. Toate

comutatoarele lucrează la un factor de umplere al tensiunii de comandă apropiat de 50%, puterea transferată în

sarcină reglându-se din defazajul (respectiv suprapunerea) între comanda lui Q5-Q6 faţă de Q1-Q2. Q5,Q6

comută la curent zero (ZCS), ceea ce scade pierderile şi reduce problemele legate de revenirea din conducţie a

diodelor D7,D8. Q1-Q2 şi Q3-Q4 comută simultan, Q5 şi Q6 sunt comandaţi cu un defazaj variabil faţă de

Q1-Q2. Circuitul rezonant e format din CR, LR şi inductanţa de magnetizare a transformatorului,LM. Inserierea

lui Q1 cu Q2 , respectiv Q3 cu Q4 permite funcţionarea cu tensiuni mari de alimentare, utilizând tranzistoare de

tensiune mai mică, care se comportă mai bine ( ca viteză de comutare şi pierderi în conducţie).

Prin utilizarea unui secundar cu prize (nefigurat în schema din fig.69), cu încă o pereche de tranzistoare în

secundar, comandate şi ele, se obţine un raport de transformare variabil în trepte, care permite funcţionarea cu

un randament bun într-o gamă largă de tensiuni de intrare. Pentru o putere de 2,5 kW, cu o alimentare între 400

–600 V, schema descrisă în [15] realizează un randament de peste 90% la o frecvenţă de comutarea de 1Mhz.

Alte soluţii [16] pentru comutarea “soft” apelează la comutarea comandată a unui condensator, care

împreună cu inductanţa de scăpări crează un circuit rezonant care limitează panta de variaţie a tensiunii şi

curentului. Energia înmagazinată în inductanţa de scăpări şi în cea de magnetizare este restituită apoi sarcinii

sau recuperată în sursa de alimentare.

O nouă posibilitate [17] de comutare “soft” se bazează pe utilizarea vârfului de curent Irr de la revenirea

din invers a diodelor, care de obicei crează probleme la comutare. O diodă lentă (aşa cum sunt diodele parazite

din MOSFET-uri) cu un vârf mare de curent invers, este aptă să lucreze într-un asemenea circuit. Oscilaţiile

din circuitul rezonant, care înmagazinează energia şi scad panta undei de comutare, sunt amorsate pe baza

curenţilor Irr ai diodelor interne din tranzistoarele de comutaţie MOSFET. Inductanţa rezonantă este conectată

în circuit la momentul oportun ( la încetarea conducţiei prin MOSFET) iar condensatorii rezonanţi sunt

conectaţi permanent în paralel cu tranzistoarele.

Fig.69 Convertor ZVS cu trei nivele, cu frecvenţă de comutare fixă.

Comanda comutatorului auxiliar se suprapune parţial cu cea a comutatoarelor principale; comanda OFF se

face pe curent zero ( tot curentul a fost preluat de inductanţa rezonantă). Comanda ON are loc pe tensiune zero,

pe seama formei de undă dată de circuitul rezonant. Şi întrerupătorul auxiliar comută în condiţii lejere – ON pe

tensiune zero şi OFF pe curent zero. Interesul pentru convertoarele rezonante este ilustrat şi de faptul că există

deja circuite integrate pentru comandă ZVS. In fig. 70 este prezentată o schemă de utilizare a circuitului UC

1864 [18], lucrând la frecvenţa de 1 MHz. Pentru montajele semipunte, există circuitul UC 1865. Intrarea

Fault a circuitului nu este utilizată; regimul de scurtcircuit este suportat de schemă dacă se limitează frecvenţa

minimă de oscilaţie. După pornire, circuitul integrat se alimentează de la ieşirea de 12V. La acest convertor,

tensiunea maximă pe drena MOSFET-ului poate atinge 300V ( de 6 ori tensiunea de intrare ! atenţie deci la

schemele ZVS cu circuite rezonante cu factor de calitate mare).

Tranzistorul PNP limitează tensiunea aplicată CI la valori nepericuloase. Divizorul 100k/5,1k furnizează

informaţia de trecere prin zero a tensiunii. La pinul Soft-ref tensiunea creşte cu o rampă controlată în timpul

48

pornirii, tensiunea de la ieşire urmărind această rampă; în acest fel se asigură o pornire lentă , fără supracreştei

la Uout.

Fig.70 Convertor forward ZVS cu CI UC 1864

Ca o concluzie a acestei prezentări a schemelor ZVS, se poate remarca marea diversitate de soluţii

elaborate; nu s-a ajuns la tipizarea care există în categoria schemelor cu comutaţie “hard”, domeniul ZVS fiind

încă în plină dezvoltare, fără a se fi cristalizat soluţii “clasice”, verificate printr-o practică mai îndelungată.

15. Convertorul matricial

Convertorul matricial oferă o soluţie “numai siliciu” pentru conversia AC/AC, eliminând componentele

reactive de stocare a energiei (condensatoarele şi inductanţele de filtraj, cu dimensiuni mari şi durată de viaţă

redusă) utilizate în soluţia convenţională redresor-invertor (deci cu trecere intermediară prin CC).

Un convertor matricial trifazat/trifazat constă din nouă comutatoare bidirecţionale care conectează direct

fazele de intrare cu cele de ieşire ( fig. 71).

Fig.71 Convertor matricial trifazic/trifazic

Convertorul matricial oferă, faţă de soluţia redresor/invertor, următoarele avantaje:

Comutatoarele sunt astfel comandate încât să se obţină

tensiunea şi frecvenţa dorită pentru alimentarea

motorului asincron M. Comanda trebuie astfel făcută

încât să se evite scurtcircuitarea intrării sau lăsarea în

gol a ieşirii (periculoasă pentru sarcini inductive).

49

- posibilitatea de funcţionare în patru cadrane, cu recuperarea energiei la frânare;

- curenţi de intrare şi ieşire sinusoidali;

- factor de putere la intrare controlabil;

- optimizarea regimului dinamic (la schimbări de sarcină, turaţie, sens de rotaţie).

Ca dezavantaje se pot menţiona complexitatea sistemului de comandă şi faptul că tensiunea de ieşire este

de numai circa 85% din cea de la intrare, astfel că motoarele proiectate pentru tensiunile standardizate nu se pot

utiliza la performanţele nominale. Una din configuraţiile posibile ale celulei de comutare bidirecţională este

cea din fig. 72.

Fig.72 Celulă de comutare bidirecţională

Schemele de comandă sunt complexe , apelează la metode digitale şi utilizează microcontrollere. Din

cauza lipsei elementelor reactive mari (ca valoare electrică şi dimensiuni), întregul sistem are dimensiuni destul

de reduse şi poate fi realizat sub forma unui modul ataşat pe carcasa motorului [22], cu răcirea asigurată prin

ventilatorul motorului. Modulul conţine toate componentele necesare ( filtre, rezistenţele şi comutatoarele de

pornire, alimentatorul de joasă tensiune al părţii de comandă).

De regulă comutarea se realizează cu IGBT, la frecvenţe de 5 – 20 kHz. Generarea unei tensiuni de ieşire

cu o formă foarte apropiată de sinusoidă ( lipsită de armonici) reduce pierderile în motor, astfel că randamentul

atinge 98% la plină sarcină. Aşa cum am menţionat, factorul de transfer al tensiunii este destul de redus (85%)

dar toate celelate avantaje vor impune soluţia cu convetor integrat în motor, astfel că ne putem aştepta la

generalizarea soluţiei şi dezvoltarea unor serii de motoare proiectate special pentru tensiuni nominale adaptate

acestor tipuri de convertoare. O listă de firme producătoare de motoare cu convertor înglobat este dată în [22].

16. Elemente de schemă auxiliare

Pentru funcţionarea unui montaj real, pe lângă partea de putere şi cea de comandă, este nevoie de

asigurarea unor funcţii auxiliare, pe toată durata , sau numai pentru un timp limitat (de exemplu la pornire). In

cele ce urmează, se vor prezenta soluţiile utilizate în practică pentru implementarea acestor funcţii auxiliare.

16.1 Alimentarea părţii de comandă.

De obicei partea de comandă a schemei se alimentează la o tensiune redusă, de 5 – 15V, cu curenţi care

depind în principal de consumul etajelor driver. Alimentarea se poate realiza dintr-un alimentator clasic –

redresor cu transformator, urmat sau nu de un stabilizator liniar. Această soluţie este uneori utilizată, de

exemplu în televizoare, când din aceeaşi sursă de mică putere cu transformator se alimentează şi receptorul de

telecomandă, care rămâne în funcţiune pe stand-by.

O altă posibilitate este alimentarea printr-o rezistenţă din tensiunea de reţea redresată (fig. 73).

Fig.73 Schemă de pornire

cu încărcarea condensatorului de

la tensiunea principală de +300V

Adoptând o strategie de comutare convenabilă, cu sesizarea

trecerii prin zero a curentului [19], [20] este posibil să se

realizeze o schemă fără circuite absorbante (snubber), care

sunt mari consumatoare de energie, pe care o disipă sub formă

de căldură. O metodă convenabilă de comutare este aşa

numita “semi-soft commutation method” descrisă în [21].

Comutara se face în patru paşi, cu posibilitatea controlului

direcţiei de curgere a curentului.

Circuitele integrate moderne, cu protecţie UVLO, au în regim blocat un

consum foarte redus (sub 1 mA). La conectarea tensiunii de 300V, prin

rezistenţa R, condensatorul C începe să se încarce. După atingerea

pragului superior UVLO, circuitul integrat de comandă începe să

furnizeze impulsuri la tranzistorul (tranzistoarele) chopper, iar pe

înfăşurarea auxiliară Aux a transformatorului principal Tr apar impulsuri

de tensiune care se redresează şi încarcă pe C la valoarea normală de

lucru.

50

Pe durata regimului tranzitoriu de pornire (soft-start, când factorul de umplere al impulsurilor de comandă nu a

crescut încă la valoarea finală, necesară pentru obţinerea tensiunilor stabilizate la ieşire), funcţionarea

circuitului de comandă este asigurată de energia acumulată în C (a cărui tensiune scade puţin după pornirea

oscilaţiilor) şi de existenţa unei histereze între pragul superior şi cel inferior al UVLO. Disipaţia pe R în

regimul normal de funcţionare este destul de redusă ca să nu afecteze randamentul , chiar la sursele de putere

mică. Scurtarea duratei de încărcare a condensatorului C se poate face dacă în loc de o rezistenţă fixă se

utilizează un termistor (PTC) care la rece are circa 50 kOhm iar după câteva secunde trece de 500 kOhm.

Pentru circuitele de comandă mai vechi, fără UVLO, se poate utiliza schema de pornire din fig.74, unde

alimentarea la aplicarea tensiunii se face prin tranzistorul Q şi rezistenţa de limitare a curentului R2

Fig.74 Schemă de pornire cu

alimentare prin tranzistor

Pentru situaţiile când e necesară o tensiune josă permanentă (pentru stand-by sau pentru alte scopuri) se poate

utiliza chiar o sursă în comutaţie auxiliară de foarte mică putere, cu o schemă simplă, fără comandă PWM, cu

factor de umplere constant (sistem utilizat în surse PC și unele televizoare).

16.2 Limitarea curentului de pornire (“in - rush current”)

Majoritatea convertoarelor au ca etaj de intrare un redresor cu sarcină capacitivă. In momentul conectării

la reţea, tensiunea pe condensatorul de filtraj este zero, iar vârful de curent absorbit poate fi foarte mare, fiind

limitat numai de rezistenţele din circuit: ale diodelor redresoare, filtrelor şi condensatorului însuşi. Aceste

rezistenţe au valori mici, iar dacă în momentul conectării tensiunea în reţea are o valoare mare (maxim 300 V

pentru o reţea de 220V ef.) rezultă curenţi de ordinul zecilor de amperi. Asemenea curenţi nu sunt acceptabili

nici pentru montaj , nici pentru reţea. Soluţia este introducerea unor rezistenţe de limitare (fig.74).

Fig.75 Rezistenţă de limitare a curentului de conectare

fig.76 Şuntarea rezistenţei de limitare a curentului

prin releu sau tiristor

Rezistenţa de limitare are valori de 2,2 – 5 Ohm,

depinzând de puterea convertorului şi căderea de

tensiune acceptată la funcţionarea în sarcină. Pentru o

sursă de 100 W la 220V, R are valori în jur de 3,9 –

4,7 Ohm. La puteri până la 100W, soluţia cu rezistenţă

de limitare este pe deplin acceptabilă, căderea de

tensiune de câţiva volţi neconstituind o problemă. La

puteri mai mari, randamentul şi calităţile de stabilizare

ar putea să fie afectate. In acest caz, în locul unei

rezistenţe fixe, se poate utiliza un termistor (NTC) cu

rezistenţa la rece de circa 5 - 10Ohm, care în sarcină

Baza lui Q este alimentată la +11V din divizorul R1/DZ, astfel

că tranzistorul repetă în emitor o tensiune de circa 10,3V. După

pornirea oscilaţiilor, prin înfăşurarea Aux şi dioda D condensatorul

C se încarcă la tensiunea stabilizată de +12V, Q este polarizat pe

emitor mai pozitiv decât pe bază, se blochează şi alimentarea se face

numai prin D. Q şi R2 se încălzesc numai pe durata pornirii ( sub 0,5

secunde) atfel că Q nu are nevoie de radiator. R2 trebuie să permită

trecerea întregului curent necesar ( de ordinul a 50 mA), dar nu

trebuie să fie de putere mare (1–2W) întrucât este străbătută de curent

un timp foarte scurt.

51

scade sub 1 Ohm, după ce se atinge temperatura de regim (soluție frecventă în sursele PC).

O altă soluţie este şuntarea rezistenţei de limitare cu ajutorul unui releu sau a unui tiristor (fig.76).

Releul normal deschis Rel primeşte tensiune de la o înfăşurare auxiliară a inductanţei de filtraj L, după ce

stabilizatorul (forward, în schema din fig.76) a început să funcţioneze. Tensiunea de acţionare a releului

(tiristorului) se poate lua şi de pe o înfăşurare auxiliară a transformatorului de putere, eventual printr-o schemă

de temporizare RC ( întârziere).

16.3.Cuplarea tensiunii de reacţie

În schemele de stabilizator, informaţia despre valoarea tensiunii de ieşire trebuie introdusă (cu cuplaj în CC)

Fig.77 Cuplara tensiuniide reacţie prin optocuplor fig. 78 Cuplarea tensiunii de reacţie prin transformator

la sistemul de comandă (comparator + amplificator de eroare). Cum tensiunea de ieşire, de valoare joasă este de

obicei accesibilă utilizatorului, trebuie să existe o izolare galvanică în cadrul schemei, ori pe partea de comandă

(driver), ori în circuitul de reacţie, deoarece partea de putere este legată direct cu reţeaua şi prezintă pericol de

electrocutare. Izolara galvanică, cu transmiterea componentei de CC, se poate rezolva prin utilizarea unui

optocuplor (fig.77) sau a unui transformator (fig.78).

În schema din fig. 77, tensiunea de ieşire (sau numai o parte din ea), în momentul depăşirii tensiunii de

deschidere a DZ + a LED –ului, comandă optocuplorul şi informează circuitul de comandă că trebuie să reducă

factorul de umplere al impulsurilor de comandă. Aplicarea tensiunii la LED-ul optocuplorului se poate face prin

circuite mai complexe (cu tranzistor, diodă Zener, amplificator operaţional, circuit integrat specializat (TL431),

cu compensare termică, etc.) în funcţie de performanţele de stabilizare impuse. Există şi circuite integrate

speciale pentru izolare galvanică ( ex . Burr-Brown , cu izolare optică – cu optocuplorul liniarizat printr-o

reacţie negativă - , sau prin chopper şi cuplaj prin condensator).

In fig.78 este prezentat un sistem care realizează izolarea galvanică prin transformator de înaltă frecvenţă.

Tensiunea de ieşire a sursei este aplicată unui oscilator de frecvenţă relativ înaltă (sute de kHz – 1 MHz).

Semnalul dreptunghiular aplicat primarului transformatorului Tr se regăseşte în secundar unde este redresat şi

se aplică apoi circuitului de comandă. Se preferă o redresare bialternanţă (în punte sau cu dublare de tensiune)

pentru a nu încărca miezul transformatorului cu o componentă continuă şi a nu complica bobinarea

transformatorului cu executarea de prize. Frecvenţa de lucru trebuie aleasă ridicată pentru a putea realiza

filtrajul după redresare cu condensatoare de valori reduse, care nu afectează comportarea dinamică a buclei de

reacţie. Oscilatorul se realizează comod cu circuite logice CMOS, care funcţionează bine până în domeniul

Mhz, au o excursie de tensiune “rail to rail”şi admit conectarea în paralel a mai multor circuite dintr-o capsulă,

pentru creșterea curentului în sarcină.

16.4. Pornirea lentă (“soft start”)

La pornirea unui stabilizator, tensiunea de ieşire fiind zero, schema de comandă cu reacţie forţează factorul

de umplere maxim, ceea ce poate produce instabilităţi şi solicitări inadmisibile în componente. Pentru evitarea

acestui regim periculos, toate schemele de comandă sunt prevăzute cu un sistem care, în funcţie de tensiunea

aplicată unui pin al circuitului integrat, comandă factorul de umplere de la zero până la valoarea impusă de

circuitul de reacţie. Comanda factorului de umplere se face printr-o tensiune derivată din tensiunea de

alimentare, cu ajutorul unui circuit simplu RC (fig.78).

52

Fig.79 Circuit “soft start”

16.5. Limitarea solicitărilor de comutaţie.

Comutaţia “hard” produce unde cu fronturi abrupte ( du/dt, di/dt mari) şi supracreşteri ale tensiunii pe

elementele comutatoare. Pentru limitarea lor la valori nepericuloase se utilizează reţele pasive sau active care

disipă energia, respectiv o recuperează.

Fig.80 Circuite de tăiere a supratensiunilor şi de limitare a du/dt.

Reţelele disipative trebuie să conţină elemente R pentru transformarea energiei în căldură, şi elemente C

pentru atenuarea fronturilor de tensiune. Reţelele active pot conţine diode sau comutatoare comandate. Reţelele

disipative RC şi RDC au fost prezentate pe scurt în cap. 9, fig. 12 a şi b. Indicaţii de calcul pentru reţelele RDC

sunt date în [23], iar în [24] este prezentat calculul şi rezultatele simulării cu programul PSPICE.

În continuare vom prezenta scheme mai elaborate, pentru o putere mai mare, sau pentru recuperarea

energiei. În fig. 80 sunt prezentate reţele de amortizare pentru o sursă de putere cu module IGBT. O asemenea

schemă este analizată în [25]. Trebuie realizat un compromis între puterea disipată în snubber şi puterea

disipată în IGBT: circuitele care conţin capacităţi reduc panta du/dt la comutarea off, întârziind creşterea

tensiunii pe IGBT, pe măsură ce curentul prin acesta scade, reducând în acest fel disipaţia pe IGBT, dar

crescând substanţial disipaţia în snubber. Atât circuitul 80a cât şi 80b asigură încadrarea în aria SOA ( aria de

funcţionare sigură), prin dispariţia vârfurilor de tensiune.

In [26] este descrisă o schemă de snubber activ cu transferarea energiei recuperate către sarcină, aplicată la

un convertor boost în punte. Toate comutatoarele se închid la curent zero şi se deschid la tensiune zero,

crescând în acest fel eficienţa. Din datele experimentale, rezultă o creştere a eficienţei de circa 8% la sarcina

nominală de 220W faţă de un convertor cu snubber clasic RDC. La sarcini mai mici, creşterea de randament

este chiar mai mare (22% la 50W). Funcţionarea este destul de complicată; există 8 stadii de comutare pentru

La aplicarea tensiunii de alimentare Vcc,

condensatorul C este descărcat, tensiunea Vref se aplică în

primul moment pe pinul 4, forţând blocarea impulsurilor de

ieşire. Condensatorul C se încarcă lent prin R, tensiunea pe

pinul 4 începe să scadă exponenţial. După scăderea sub un

anumit prag (tipic 3V pentru TL 494) începe generarea

impulsurilor de comandă, la început cu un factor de umplere

foarte mic, care creşte până la circa 45% la atingerea tensiunii

zero pe pinul 4 . Din valorile R şi C se poate ajusta durata

acestui proces tranzitoriu; în general o constantă de timp de

0,1 secunde este convenabilă. Este recomandabil ca

restartarea după o avarie să se facă tot cu “soft start” (se

porneşte cu +5V pe pinul 4) pentru a proteja schema şi a

permite intervenţia limitatorului de curent, dacă avaria

persistă.

53

fiecare perioadă, deasemenea se complică atât schema de putere (un comutator, două transformatoare ,7 diode

rapide în plus) cât şi schema de comandă (pentru comanda comutatorului auxiliar).

Avâd în vedere că snubberele cu comutatoare active (comandate) reprezintă o complicaţie importantă a

schemei, s-au făcut eforturi pentru elaborarea de montaje care nu apelează la tranzistoare comutoare, ci rezolvă

problema numai cu diode (cu comutaţie naturală). O schemă cu snubber pasiv fără pierderi este descrisă în

[27]. Schema (fig. 81) este aplicată la un corector de factor de putere, lucrând la 1kW, cu o frecvenţă de

comutare de 100 kHz. Schema utilizează un transformator, al cărui secundar N2 este cuplat cu inductanţa de

bază a PFC (N1). La deschiderea comutatorului S, inductanţa cuplată N2 transferă curentul de la dioda Do la

dioda de ieşire auxiliară Ds. Astfel, pierderile la revenirea din invers sunt substanţial reduse. La închiderea

comutatorului S, inductanţa cuplată încarcă capacitatea snubberului ( Cs) la tensiunea de ieşire. Cuplarea lui Cs

încetineşte viteza de variaţie a tensiunii (du/dt), reducând atât pierderile de comutare cât şi radiaţiile

electromagnetice. Toate componentele semiconductoare din schemă sunt solicitate doar la tensiunea de ieşire

Vo, fără a necesita elemente de clampare . Circuitul necesită un număr mic de componente pasive: o înfăşurare

suplimentară pe inductanţa de bază, trei diode şi un condensator. Cu toate că există o cădere de tensiune

suplimentară pe dioda Ds, înseriată cu ieşirea, pierderile generale de putere se reduc, pe seama reducerii

pierderilor de comutaţie. La modelul experimental de 1 kW, creşterea de randament este de 1,5%; aceasta poate

părea puţin, dar cei 17 W reducere de disipaţie pe MOSFET-uri sunt suficienţi pentru a evita ambalarea

termică care putea apare la schema cu comutare “hard”.

Fig.81 Convertor boost (PFC) cu snubber pasiv fără pierderi

Circuitul include şi foloseşte inductanţele cablajului şi utilizează numai componente pasive, crescând în

acest fel fiabilitatea şi reducând preţul şi complexitatea. Circuitul a fost experimentat pe un invertor trifazat de

250 kVA. Circuitul este recomandat a se utiliza cu diode construite pe carbură de siliciu (SiC) , care au un Irr

foarte mic, îmbunătăţind şi mai mult comutarea.

16.6 Filtre

Filtrul de ieşire este necesar dacă sursa livrează putere în curent continuu, pentru limitarea componentei de

frecvenţă egală cu cea a comutării la valori admise de dispozitivele alimentate de SMPS. Pentru curenţi foarte

mici ( în cazul redresoarelor de înaltă tensiune pentru tuburi catodice, contoare Geiger, fotomultiplicatoare)

filtrul poate fi un simplu condensator, dar de obicei filtrul este de tip LC cu intrare pe inductanţă. Atenuarea

frecvenţelor perturbatoare se poate face cu diferite combinaţii de valori L-C, dar dacă se pune problema unei

producţii industriale de serie sau a obţinerii de dimensiuni minime, trebuie aplicată o procedură de optimizare.

Pentru dimensionarea filtrului de ieşire se pleacă de obicei de la acceptarea unei anumite valori a componentei

alternative prin inductanţă, din care se deduce valoarea minimă necesară a acesteia şi apoi se calculează

capacitatea necesară pentru asigurarea riplului impus [1], [29]. Din cauza configuraţiei LC, o problemă

specială apare în cazul scăderii rapide a sarcinii (cea mai gravă situaţie este momentul întreruperii unui

scurtcircuit) când energia înmagazinată în inductanţa de filtraj se transferă condensatorului, ducând la o

supracreştere a tensiunii de işire. Ca valori orientative, în primă aproximaţie, se poate dimensiona inductanţa în

O altă schemă de snubber pasiv fără

pierderi este descrisă în [28]. Lucrarea se

referă la un invertor pentru motoare

trifazate, echipat cu un tip nou de snubber

pasiv regenerativ. Energia este recuperată

şi restituită reţelei de alimentare. Pe

fiecare comutator se găseşte un grup DC

care reduce du/dt şi pierderile la comutare.

Cele trei perechi diodă/condensator (o

pereche pe fiecare fază) sunt conectate la

un circuit comun de recuperare a energiei

din condensatoare, bazat pe un

transformator (randamentul de recuperare

obţinut la prototip a fost de 97%).

54

aşa fel încât curentul alternativ vârf la vârf să fie de circa 10% din curentul nominal şi se alege apoi capacitatea

astfel ca supratensiunea la revenirea din scurtcircuit să nu depăşească tensiunea maximă admisă de circuitele

alimentate din sursă – în general tot circa 10%. Dacă supracreşterea care rezultă nu este tolerabilă, se iau

măsuri de diminuare a ei prin creşterea capacităţii de filtraj, amortizarea filtrului cu un curcuit RDC, retezarea

vârfului de tensiune. Dimensionarea cu supratensiune maximă admisă duce la valori diferite pentru elementele

LC faţă de dimensionara din condiţia de riplu admis; practic se vor alege valori acoperitoare pentru ambele

condiţii, sau se va analiza de la caz la caz , care criteriu este mai important.

Filtrul de intrare are rolul de a atenua perturbaţiile transmise de la sursă spre linia de alimentare. Pentru

alimentarea de la reţeaua de curent alternativ monofazat, schema cea mai frecvent întâlnită de filtru este cea din

fig.82.

Fig.82. Filtru pentru reţea monofazată

Valorile indicate în fig.82 sunt uzuale pentru o sursă de circa 200W lucrând la frecvenţa de 50 kHz. Dacă

atenuarea perturbaţiilor nu este suficientă, se pot mări valorile elementelor LC, sau se pot introduce celule de

filtraj suplimentare. Condensatorii utilizaţi în filtrul de reţea sunt de tipul X (cei conectaţi între firele de

alimentare) şi de tipul Y ( cei conectaţi între firele de alimentare şi masă) şi trebuie să suporte o tensiune de

lucru de cel puţin 250V ac (pentru o reţea de 220V ef ).

O problemă adeseori neglijată este degradarea performanţelor de stabilitate în prezenţa filtrului de intrare

[30] (v. şi cap.17). O sursă în comutaţie, cu randament mare, se comportă ca o rezistenţă negativă la intrare:

pentru o putere constantă debitată, la scăderea tensiunii de intrare, curentul absorbit creşte. In prezenţa unui

circuit LC (filtrul de intrare) sau numai a unei inductanţe (produse chiar şi de firele de conexiune lungi cu sursa

de alimentare), este posibil să apară oscilaţii sau o degradare accentuată a performanţelor.

Filtrul de intrare se dimensionează din condiţia de a atenua nivelul componentelor armonice generate de

sursă (determinate prin analiză Fourier) sub nivelul admis de norme. O metodă de reducere a concentrării

energiei perturbaţiilor în puţine linii spectrale intense este modulaţia în frecvenţă a tactului de comutare, care

produce dispersia energiei într-o infinitate de linii spectrale, fiecare cu nivel mult mai redus. In unele situaţii,

gabaritul în care trebuie să se încadreze spectrul perturbaţiilor produse de sursa în comutaţie este dat de

aplicaţia particulară în cauză: de exemplu, la tracţiunea electrică [3], de obicei pe linia de alimentare se

transmit şi semnalele de telecomandă; în acest caz filtrele se vor dimensiona (şi verifica la toate regimurile de

funcţionare) astfel încât să nu se perturbe telecomanda.

16.7. Sincronizarea

Uneori este nevoie ca două sau mai multe surse să lucreze cu frecvenţele (fazele ) sincronizate (de exemplu

la invertoarele polifazate). In acest scop, majoritatea circuitelor integrate de comandă au prevăzut un pin la

care se pot aplica impulsuri de sincronizare. Oscilatorul intern poate rămâne în funcţie şi să fie numai

sincronizat cu impulsurile externe, sau oscilatorul intern se dezactivează complet. Sincronizarea poate fi utilă şi

pentru uşurarea funcţionării filtrelor de reţea: dacă două surse în comutaţie sunt alimentate printr-un filtru

comun ( de exemplu cele două VTC care alimentează două boghiuri ale unui vagon de metrou), decalarea cu

180 grade a impulsurilor de comandă înjumătăţeşte ca amplitudine impulsurile de curent absorbite din linia de

contact şi dublează frecvenţa lor, filtrul lucrând în condiţii mult mai lejere. De asemenea, în cazul alimentării

unui consumator sensibil la EMI (de ex. un radioreceptor), poate fi utilă modificarea fină a frecvenţei de tact,

astfel ca nici o armonică a acesteia să nu cadă în domeniul frecvenţei de lucru al consumatorului. In schemele

de televizoare este curent folosită sincronizarea sursei în comutaţie cu frecvenţa baleiajului de linii: în acest fel,

perturbaţiile apar sub forma unor dungi fixe, care nu se deplaseză pe ecran, fiind mult mai puţin jenante pentru

telespectator (ochiul este mult mai sensibil la imagini în mişcare).

Inductanţele L1 şi L2 au acelaşi număr de spire şi sunt

realizate pe acelaşi miez ( în compartimente separate ale

carcasei – la miezuri E, sau pe zone opuse ale miezului –

dacă miezul este toroidal, pentru asigurarea izolării).

Sensurile de bobinare sunt astfel alese încât magnetizarea

produsă de curentul de sarcină să se anuleze, în acest fel

miezul lucrând fără întrefier, la permeabilitate maximă,

fără pericol de saturare.

55

16.8. Remote control (ON/OFF)

Uneori este necesară comanda pornirii şi opririi sursei de la distanţă ( de exemplu o oprire comandată de o

avarie produsă într-o parte oarecare a instalaţiei, pornirea/oprirea secvenţială a mai multor surse dintr-o

instalaţie complexă sau pornirea sursei anodice numai la trecerea pe emisie a aparaturii radio). In acest caz se

poate utiliza comanda de blocare a impulsurilor de ieşire, care există la multe circuite integrate de comandă.

Repornirea trebuie să se facă cu soft-start, deci schema de comandă se va analiza în acest sens, pinul prevăzut

pentru blocare rapidă neasigurând, deobicei, pornire soft. Se poate utiliza pentru comanda de la distanţă şi pinul

de soft-start; în acest caz este recomandabil să se prevadă o diodă de descărcare rapidă a condenstorul de soft-

start, pentru a avea pornire lentă chiar în cazul unor opriri foarte scurte ale schemei, care în lipsa diodei nu ar

avea timp să descarce condensatorul de temporizare, astfel că ar exista posibilitatea ca pornirea să se facă direct

cu factorul de umplere maxim.

17. Stabilitatea surselor de tensiune în comutaţie

Analiza stabilităţii pentru condiţiile nominale de funcţionare, în modul practicat curent pentru sistemele cu

reacţie, nu este suficientă în cazul surselor în comutaţie stabilizate, din următoarele motive:

- sursa poate trece din modul continuu în modul discontinuu de curent, schimbîndu-şi semnificativ

parametrii buclei de reacţie;

- valoarea reală a componentelor care determină poziţia polilor şi zerourilor funcţiei de transfer se poate

modifica cu sarcina ( rezistenţa şi reactanţa de sarcină se modifică, inductanţa filtrului variază din cauza

variaţiei permeabilităţii cu H, amplificarea tranzistoarelor se schimbă cu punctul de funcţionare);

- multe dintre componentele care afectează stabilitatea au toleranţe largi de fabricaţie şi variaţii largi cu

temperatura ( rezistenţele de pierderi, căderile de tensiune pe elementele semiconductoare, amplificarea

tranzistoarelor) şi durata de funcţionare (condensatoarele electrolitice îmbătrânesc şi îşi modifică

capacitatea, ESR şi curenţii de fugă);

- firele lungi de alimentare sau filtrele de la intrare pot afecta puternic stabilitatea (v. par.16.6);

- bucle de reacţie minore în interiorul sursei pot produce oscilaţii ale repetoarelor pe emitor sau

instabilităţi în comanda MOSFET-urilor de putere. Asemenea oscilaţii pot rămâne neobservate

(ducând doar la creşterea radiaţiilor parazite în domeniul MHz) dar pot afecta funcţionarea sursei prin

saturarea unor componente şi modificarea punctului de funcţionare.

Menţinerea unei funcţionări stabile în toate condiţiile de tensiune de alimentare, sarcină, temperatură, pe

toată durata de viaţă a sursei în comutaţie, este o sarcină dificilă, pentru care nu există reţete garantate. Ca şi în

multe alte domenii, aici este de făcut un compromis între costuri şi riscuri. Cea mai ieftină dar şi riscantă

strategie este de a face o analiză “clasică” de stabilitate şi un set de măsurători la tensiunile ( de alimentare şi

de ieşire) nominale, cu sarcina nominală, la temperatura nominală, pentru a aprecia dacă există o rezervă de

stabilitate suficientă. O altă posibilitate, situată la polul opus, ar fi parcurgerea întregului câmp de valori de

tensiuni de alimentare, curenţi de sarcină, temperaturi, în trepte de 10%, ceea ce poate duce la 14641

calcule/măsurători [29]. Creşterea treptelor de variaţie la 25% reduce numărul la 625 de perechi

calcule/măsurători. O altă posibilitate este de a lua în consideraţie cazurile extreme cele mai defavorabile. Dacă

se adaugă şi valorile maximă, minimă şi nominală, se obţin 21 de perechi analiză / măsurare – o situaţie care

devine acceptabilă, mai ales dacă se dispune de un sistem de testare controlat de calculator. In [29] se propune o

metodă care permite depistarea condiţiilor în care poate apare instabilitate. Metoda constă în urmărirea pe

osciloscop a formei tensiunii de ieşire când se aplică din exterior peste referinţa de tensiune (valoarea prescrisă)

un semnal dreptunghiular. În fig 83 sunt redate câteva forme de undă caracteristice.

56

Fig.83 Forme de undă caracteristice a: amortizat excesiv; b: amortizat ideal

c: amortizat insuficient, d: la limita de oscilaţie

Forma ideală este cea din fig.83 b: tensiunea de ieşire urmăreşte rapid valoarea prescrisă cu o mică

supracreştere.

Testele se fac cu sursa în camera climatică; se parcurge în trepte toată gama de tensiuni de intrare, variind

continuu sarcina şi se repetă testele cu temperatura modificată în trepte. Sursa se testează în configuraţia finală,

cu filtre, cablurile de conectare, sarcina reală reactivă sau neliniară.

După trecerea la fabricaţia de serie, trebuie refăcute testele ori de câte ori se fac “îmbunătăţiri” – modificări

de schemă sau de componente- care pot afecta performanţele de stabilitate.

Analiza stabilităţii prin calcul se poate face utilizând anumite criterii de stabilitate, diferite pentru

stabilizatoarele controlate în tensiune (criteriul Middelbrook) sau pentru cele controlate în curent (Jang şi

Erickson). Deasemenea au fost elaborate criterii de stabilitate pentru cazul stabilizatoarelor lucrând în cascadă

sau pentru situaţia în care mai multe stabilizatoare debitează pe o bară de sarcină comună. În [30] este tratată

stabilitatea unui convertor cu amplificator cu transconductanţă în bucla de reacţie. Sunt prezentate metode de

compensare PI şi PID. Stabilitatea trebuie tratată cu toată seriozitatea, pentru că există riscul distrugerii

echipamentelor alimentate, care pot avea valori foarte mari, mult mai mari decât ale sursei în sine; nu este

exagerat să se prevadă sisteme “de sacrificiu” ( ex. tiristor care se deschide şi scurtcircuitează ieşirea în caz de

supratensiune), care asigură protecţia echipamentului alimentat, chiar cu preţul deteriorării sursei. Deasemenea,

trebuie studiat atent ce se poate întâmpla din punct de vedere al supratensiunilor la ieşire în cazul revenirii

dintr-un scurtcircuit.

18. Scheme concrete de surse de tensiune în comutaţie

În acest capitol se vor prezenta scheme practice, funcţionale. Pentru acele montaje realizate de autor

(marcate cu *) se vor indica şi datele de realizare a transformatoarelor şi alte recomandări constructive, pentru

uşurarea execuţiei. Prezentarea va începe cu montajele cele mai simple.

18.1.Convertizor nestabilizat *

In fig. 84 este prezentată schema unui convertizor de 100W care poate alimenta o lampă cu halogen ( de

ex. pentru un proiector), un ciocan de lipit pentru tensiune redusă ( pentru lucrul cu componente sensibile la

ESD) sau un redresor pentru încărcara bateriei auto, având faţă de soluţiile clasice cu transformator la 50 Hz

avantajul unui gabarit şi a unei greutăţi reduse, ceea ce îl face uşor transportabil.Tranzistoarele BU 205 conţin

şi câte o diodă; dacă se utilizează alte tipuri fără diodă încorporată (ex. BU 208) trebuie conectate diode de

clampare în paralel cu fiecare tranzistor ( de ex. tipul KD226). Diodele din circuitul de polarizare a bazelor sunt

de tipul 1N4001. Grupul 150 Ohm în paralel cu 0,47 F serveşte la accelerarea comutării.

Fig.84 Convertizor autooscilant de 100 W

Miezul transformatorului Tr este format din două

piese tip E cu secţiunea centrală 1,2 cm x 1,5 cm.

Înfăşurările de reacţie ( B1 şi B2) au câte 8 spire cu

diametrul de 0,3 mm. Înfăşurarea P are 230 spire cu

diametrul 0,7 mm. Secundarul S se va dimensiona în

funcţie de tensiunea dorită ( de exemplu, pentru 12 V

numărul de spire este 18), iar diametrul conductorului se

alege pentru a suporta curentul de sarcină, la o densitate

de curent de 2,5 A/mm patrat. Dacă rezultă diametre

peste 0,7 mm, se vor utiliza mai multe conductoare în

paralel, fiecare cu diametrul de maxim 0,7 mm, pentru

reducerea efectului pelicular. Pentru reducerea

perturbaţiilor propagate în reţea se poate intercala un

filtru ( ca cel din fig. 81). Trebuie respectat sensul de

bobinare marcat, pentru a asigura amorsarea oscilaţiilor.

57

Se bobinează întâi primarul ( cel mai aproape de miez, apoi secundarul şi ultimele, cele două înfăşurări de

reacţie B1 şi B2. Izolaţia dintre primar şi secundar trebuie să reziste la cel puţin 3 kV.Curentul de mers în gol

(fără sarcină ) este de circa 20 mA.

In mod normal, tranzistoarele pot funcţiona cu un radiator de 10 cmp; se va face totuşi un test pentru

aprecierea temperaturii, prin atingerea cu mâna ( după deconectarea de la reţea !). Frecvenţa de lucru depinde

de calităţile miezului şi de numărul de spire din primar; se pot face încercări de ajustare schimbând numărul de

spire, păstrând rapoartele de transformare neschimbate.

18.2. Sursă flyback cu IRIS 40XX (International Rectifier)

Sursa din fig. 85 reprezintă o aplicaţie tipică pentru circuitele din seria IRIS 40XX care acoperă gama de

puteri 30 – 180 W. Detalii de calcul ale elementelor schemei sunt date în [23]. Circuitele IRIS 40XX înglobează

în capsulă şi comutatorul MOSFET de putere, astfel că numărul componentelor exterioare este redus şi

dimensiunile sursei realizate sunt minime.

Fig.85 Sursă flyback cu IRIS40XX

Dacă se urmăreşte reducerea la minim a dimensiunilor, se poate utiliza un circuit din clasa de putere

superioară ( v. tabelul 1), care are R ds on mai mică, disipaţia mai mică şi necesită un radiator mai mic.

Tabelul 1

Cod circuit Tensiune maximă Putere de ieşire Rds on (Ohm)

IRIS 4007(k) 200 30 0,4

IRIS 4011(k) 650 60 3,9

IRIS 4013(k) 650 120 1,95

IRIS 4015(k) 650 180 0,9

Circuitul integrat se alimentează la pornire prin R3; după amorsarea oscilaţiilor, alimentarea părţii de

comandă este asigurată de înfăşurarea D şi redresorul D2-C6. D3, R5, C4, D4 furnizează o tensiune de

reacţie care limitează puterea (factorul de umplere) dacă dispare tensiunea de reacţie principală (defect în bucla

de reacţie sau în optocuplor). Tensiunea de ieşire este stabilizată prin optocuplor; LED-ul este alimentat prin R8

şi circuitul integrat regulator de precizie LM 431. Schema se poate simplifica utilizând în locul lui LM 431 o

simplă diodă Zener. Cu preţul unei stabilizări mai reduse, se poate renunţa la reacţia de tensiune de la ieşire şi la

optocuplor, utilizând ca semnal de reacţie tensiunea redresată de pe înfăşurarea D. Această soluţie ieftină este

utilizabilă şi larg folosită acolo unde sarcina este practic constantă (de ex. în televizoare). R7 serveşte pentru

sesizarea curentului prin sursa MOSFET-ului; R6-C5 filtrează vârful de curent care apare la comutarea ON,

58

datorită descărcării capacităţii de drenă (capacitatea DS a MOSFET-ului şi cea parazită a transformatorului) şi a

curentului Irr al diodei D1.

D5 este o diodă cu tensiune de prag redusă ( Schottky) pentru limitarea tensiunii negative pe sursă. D2, D3,

D4 sunt diode rapide de semnal mic ( 1N4148, 1N914). D1, C10, R11 formează un circuit de amortizare a

supratensiunilor de comutare. Dioda D1 este o diodă rapidă (FRED) de 600V; curentul pe care trebuie să-l

suporte este de acelaşi ordin de mărime cu curentul de vârf prin MOSFET ( circa 1-2 A). C11 cu valori de

10…100nF serveşte la stabilizarea buclei de racţie.

18.3. Sursă flyback cu TEA 1507 (Philips)

Schema din fig. 86 reprezintă o aplicaţie a circuitului TEA 1507 [31].

Fig. 86 Sursă de 75 W cu TEA1507

In această schemă, tranzistorul comutator Q (MOSFET) este exterior circuitului integrat. Schema din fig.

86 poate lucra alimentată de la reţea într-un domeniu larg de tensiuni, de la 85 la 276V, fără comutare. Sursa

lucrează la puterea nominală cu comutare ZVS, ceea ce reduce pierderile la comutare şi are un număr mic de

componente externe. Rezistenţa de pornire a circuitului integrat este încorporată în cip şi se decuplează

automat după pornirea oscilaţiilor. Consumul de putere în stand-by este redus prin utilizarea unei frecvenţe de

comutare reduse şi/sau a modului de operare ”burst” (în stand-by schema porneşte cu soft-start şi este oprită

înainte de atingerea regimului staţionar cu valorile de tensiuni nominale, procesul repetându-se periodic). Cipul

este prevăzut cu următoarele protecţii:

- UVLO;

- protecţie prin sesizarea demagnetizării;

- protecţie la supratensiune (ajustabilă);

- protecţie la supracurent ciclu cu ciclu;

- protecţie la suprasarcină independentă de tensiunea de intrare;

- protecţie la scurtcircuit în înfăşurările transformatorului;

- protecţie la supratemperatură;

- protecţie la T on maxim.

Modul de lucru ZVS (care asigură randamente de circa 90%) şi numărul mare de protecţii prevăzute, ca şi

posibilitatea funcţionării fără comutare într-o gamă largă de tensiuni de intrare, fac această sursă foarte indicată

pentru utilizarea în televizoare şi monitoare. Cd include condensatorul introdus ca piesă fizică, capacitatea

parazită a tranzistorului MOSFET Q şi capacitatea parazită a transformatorului.

La pornire cipul se alimentează prin priza mediană de pe primar la pinul 8; Cvcc începe să se încarce.

Când tensiunea de pe pinul 1 ajunge la 7V, pornesc oscilaţiile şi alimentarea începe să fie asigurată prin

înfăşurarea auxiliară A şi dioda D1. Pornirea se face cu soft-start, cu constanta de timp determinată de Rss-Css.

59

La sarcini reduse (stand-by) frecvenţa de lucru scade, scăzând corespunzător şi pierderile ( până la circa

3W). Dacă se utilizează modul BURST, pierderile în stand-by pot scădea sub 1W. Frecvenţa minimă de lucru

este determinantă în proiectarea transformatorului. In general se alege peste 16 kHz ( ca să rămână în domeniul

supraudibil) dar cipul poate lucra cu frecvenţa minimă de 6kHz. Frecvenţa maximă de comutare apare la

sarcină redusă şi tensiunea de reţea maximă; valoarea ei este de 175 kHz tipic. Rezistenţa Rsense furnizează un

semnal pentru controlul curentului ciclu cu ciclu şi pentru funcţionarea în modul “current mode control”; de

asemenea este posibilă protecţia la scurtcircuite pe sarcină sau în transformator. Pentru aceasta se blanchează

frontul anterior al impulsului (LEB) care are o supracreştere din cauza descărcării capacităţii Cd.

18.4. Sursă flyback cu piese discrete pentru televizoare.

In numeroase televizoare de provenienţă asiatică, există o sursă de alimentare tipică cu un tranzistor

chopper şi trei tranzistoare în schema de comandă, reprezentată în fig. 87.

Fig. 87 Sursă flyback pentru televizoare

Sursa este foarte simplă, dar stabilizarea cu sarcina nu este foarte bună, deoarece tensiunea de reacţie nu

se ia de la ieşire ( pentru a nu complica montajul cu o schemă de izolare galvanică), ci de la înfăşurarea

auxiliară A care asigură şi alimentarea părţii de comandă după pornirea oscilaţiilor. Pentru pornire, prin

rezistenţele R2 şi R3 înseriate, se aplică un curent necesar pentru aducerea tranzistorului chopper Q4 în stare de

conducţie incipientă; în lipsa acestui curent iniţial, pornirea nu este posibilă. In secundar sunt prevăzute două

înfăşurări, pentru două tensiuni diferite. Secundarul este conectat cu partea legată la reţea prin grupul RC 8,2 M

şi 2,2nF, pentru descărcarea sarcinilor electrostatice şi decuplarea componentelor de înaltă frecvenţă

(armonicele frecvenţei de comutare). Un defect tipic, frecvent întâlnit la această schemă, este funcţionarea

defectuoasă în stand-by, în cazul degradării condensatorului de 47 F din baza lui Q4 (scăderea capacităţii,

creşterea rezistenţei în impuls): montajul trece din regim de oscilator autoblocat în regim de oscilator

sinusoidal, cu creşterea frecvenţei de comutare şi creşterea exagerată a tensiunii în secundar ( se “umflă”

electroliticii de filtraj din secundar). Defectul nu se manifestă în sarcina normală, când sursa stabilizează încă

satisfăcător.

Snubberul din colectorul tranzistorului chopper este varianta simplă RC, şi degajă o cantitate

importantă de căldură; condensatorul de 1,5 nF-2kV este destul de solicitat şi se defectează relativ frecvent – la

întreruperea lui urmează imediat străpungera tranzistorului Q4. Pf din secundar sunt perle de ferită trase peste

firul de conexiune, care crează o inductanţă ce limitează di/dt şi radiaţiile parazite. La modelele ieftine, filtrul

de reţea este simplificat prin renunţarea la una din inductanţele L1 sau L2; uneori în paralel cu fiecare diodă din

puntea redresoare de reţea se montează câte un condensator de 4,7nF/1000V, pentru reducerea perturbaţiilor.

Rezistenţa R1 limitează curentul la pornire, curent care oricum este mare la televizoarele color, din cauza

60

existenţei circuitului de demagnetizare a cinescopului. Din această cauză siguranţa fuzibilă are o valoare mare

(2 A – mare faţă de curentul nominal de regim, de circa 0,5A) şi este de tipul temporizat ( marcată cu T).

18.5. Sursă flyback de 12V / 2,5A*

In fig. 88 este prezentatăo sursă asemănătoare cu cea din fig. 86, dar cu un singur secundar de 12V/2,5A,

cu stabilizare îmbunătăţită. Tensiunea de reacţie se aplică din redresorul secundar, de la bornele de ieşire;

pentru izolare galvanică se utilizează separarea prin transformator. Oscilatorul din bucla de reacţie este realizat

cu inversoare CMOS, MMC 4049; tensiunea din secundarul transformatorului de izolare se redresează cu o

punte de diode rapide 1N4148.

Fig. 88 Sursă flyback de 12V/2,5A

Pentru Q4 se poate folosi un tranzistor BUT 11A, BUT 12, BU 508, KT 872. Q1 şi Q2 sunt tranzistoare cu

siliciu de mică putere (Q2 este PNP) de tipul BC, iar Q3 poate fi 2N2222, 2N2219 sau BD135. Dioda

redresoare din secundar poate fi ideal o diodă Schottky de 5A şi minim 45V tensiune inversă, dar este bună o

diodă cu siliciu 6DRR1P sau chiar o diodă cu germaniu EFR 135. Dioda cu Ge are chiar pierderi mai mici decât

6DRR, din cauza căderii de tensiune mai mici pe direct ; calităţile de comutare (viteza de blocare, Irr şi Tr) nu

sunt foarte importane la sursele flyback DCM din cauza formei lent scăzătoare a curentului. Transformatorul T1

se realizează pe un miez de ferită cu secţiune de 1cmp, întrefier central de 1mm ( recuperat de la sursă de TV

sau calculator). Primarul 1-6 are 120 spire cu 2x0,5mm (2 fire în paralel, bobinate simultan), înfăşurarea

auxiliară 2-3 are 10 spire diamentrul 0,3mm, secundarul e realizat cu 9 spire din tablă de Cu grosime 0,06mm

cu lăţimea cât carcasa, înfăşurarea de reacţie are 3 spire de 0,3 mm , bobinate rar, repartizate pe toată lăţimea

carcasei. Se va respecta ordinea de execuţie indicată şi sensul de bobinare din figură (v. şi cap. 19.1). Izolaţia

dintre primar şi secundar trebuie să reziste la minim 3kV CA. Tensiunea la ieşire se poate modifica sortând

diodele Zener DZ1 şi DZ2, sau introducând diode 1N4148 polarizate direct în serie cu DZ1 sau DZ2. Piese

critice sunt C1, C2 (tipul X la minim 250V ac), C3 – 1,5 nF la 2kV şi C4. Pentru C4 se vor evita construcţiile

miniatură - este necesar să existe o rezistenţă internă mică (ESR redus) şi o suprafaţă de răcire suficient de

mare pentru ca temperatura de funcţionare să rămână redusă, reducând astfel îmbătrânirea. T2 se realizează pe

miez de ferită E+E cu secţiunea de 0,25 cmp, cu cele două înfăşurări bine izolate ( de exemplu în jumătăţi

separate ale carcasei). L1 şi L2 sunt bobine de filtraj recuperate din televizoare. L3 este un şoc pentru reducerea

perturbaţiilor la ieşire; se realizează bobinând un strat cu un conductor izolat cu email, cu diametrul de 0,7mm

peste un miez cilindric de ferită. Montajul realizat practic are o masă de 0,850 kg (împreună cu carcasa).

61

Creşterea randamentului şi reducerea căldurii degajate se poate obţine prin utilizarea unui snubber RDC şi a

unei diode redresoare de tip Schottky.

18.6. Balast electronic pentru lămpi fluorescente

In prezent există o serie de lămpi fluorescente cu balastul realizat sub forma unui montaj electronic, care

înlocuieşte montajul clasic cu bobină de şoc de joasă frecvenţă; unele montaje de balast electronic sunt

suficient de mici pentru a fi înglobate în construcţia lămpii.

Balastul electronic asigură câteva avantaje importane faţă de soluţia clasică:

- eficacitatea generală (lumen/Watt) a întregului sistem este crescută, ca urmare a reducerii pierderilor în

balastul propriu-zis (în conductorul de Cu şi în miezul magnetic) şi prin circulaţia de puterea reactivă

pe reţea (soluţia clasică are cos prost, de circa 0,5);

- lumina produsă nu mai are pâlpâirea jenantă de 100Hz (spre deosebire de lămpile cu incandescenţă,

unde inerţia termică a filamentului uniformiza temperatura, radiaţia luminoasă a lămpii fluorescente nu

are practic inerţie (numai luminoforul are o oarecare inerţie integratoare) şi urmăreşte fidel forma

curentului prin lampă); prin alimentarea la frecvenţe mari, ochiul nu mai simte variaţia de intensitate;

- durata de viaţă a lămpii alimentate la zeci de kHz poate fi de 2 – 3 ori mai mare;

- posibilitatea de reglare simplă a intensităţii luminoase;

- aprindere sigură şi rapidă.

Lampa cu descărcări în gaze prezintă la frecvenţe joase o caracteristică de rezistenţă negativă, astfel că

pentru alimentarea ei este nevoie de o sursă cu impedanţa internă mare. Atât balastul clasic cât şi cel electronic

utilizează o reactanţă serie pentru limitarea curentului prin lampă şi anume o inductanţă (se utilizează o

reactanţă şi nu o simplă rezistenţă pentru a nu avea pierderi de putere – pentru un simplu bec de semnalizare cu

neon, care consumă sub 1mA se poate utiliza o rezistenţă de limitare a curentului, dar puterea pierdută pe

această rezistenţă e mai mare decât cea consumată de bec!). La balastul electronic, frecvenţa de lucru fiind de

20 – 70 kHz, este evident că valorile şi dimensiunile inductanţei de limitare sunt mult mai mici dcât în cazul

unei inductanţe dimensionate pentru 50Hz. Există şi încercări de a renunţa complet la reactanţa serie [32], prin

tehnica PWM cu reacţie de curent, dar asemenea scheme nu s-au răspândit încă şi nu există suficiente date

privind durata de viaţă a lămpii în acest regim de funcţionare (de asemenea este necesar un sistem special de

aprindere).

Fig.89. Schemă simplă de balast electronic pentru un tub fluorescent de 40W

O schemă simplă de aplicaţie este cea din fig. 89, în care sursa de alimentare cu 10V a părţii de comandă

nu este figurată. Partea de comandă utilizează un oscilator cu timerul NE555 care lucrează pe 25kHz ;

62

63

impulsurile produse de oscilator sunt aplicat unui circuit driver EL7981(ELANTEC). Circuitul este un driver

special pentru tranzistoare MOSFET, care inversează faza pentru una din ieşiri (B) şi introduce un “dead-time”.

Cu valoarea de 300k conectată la pinul 1, aceste dead-time este de aproximativ 1,5 s. Tensiunea de aprindere a

tubului de 48” lungime este de circa 400V (cu filamentele neîncălzite). Aprinderea este asigurată de tensiunea

mare care apare la rezonanţă în circuitul LC (1,8 mH cu 10 nF). La frecvenţa de 25kHz lampa se comportă ca o

rezistenţă de circa 300 Ohm, plasma menţinându-se între două impulsuri succesive. Lumina produsă nu pâlpâie

iar durata de viaţă este mai mare faţă de alimentarea la 50 Hz.

O aplicaţie industrială de balast electronic este prezentată în fig 90 şi apelează la circuite integrate

MOTOROLA [33]. Schema conţine un filtru de reţea, redresorul de reţea şi un corector de factor de putere,

după care urmeză balastul propriu-zis. La pornire alimentarea este asigurată prin R35 (pentru PFC), respectiv

Q4 ( pentru balast); după pornirea oscilaţiilor, schema se alimentează din înfăşurarea secundară a lui T1.

Balastul funcţionează în schemă semipunte, cu ZVS, circuitul rezonant fiind format din L1, L2, C20, C24 şi C2.

Schema ilustrează utilizarea a două lămpi, fiecare cu circuitul rezonant propriu; se poate utiliza şi o singură

lampă. La pornire se aplică pentru un timp determinat un curent de preîncălzire a filamentelor, schema

funcţionînd la o frecvenţă mult mai mare decât cea nominală, apoi se trece în regimul de aprindere ( frecvenţa

coboară mai aproape de rezonanţă, datorită factorului de calitate mare al circuitului rezonant tensiunea creşte şi

se realizează aprinderea). Se ajunge astfel la regimul de funcţionare normală, la care rezistenţa relativ mică a

lămpii aprinse amortizează puternic circuitul rezonant şi tensiunea pe lampă se reduce la valoare necesară.

Partea de PFC a schemei asigură un cos apropiat de 1 şi permite funcţionarea normală la variaţii mari ale

tensiunii de alimentare.

Schema este relativ complexă, dar asigură toate avantajele potenţiale enumerate mai sus şi protecţia pentru

toate situaţiile anormale sau de avarie; realizarea în tehnică SMD asigură un gabarit redus montajului.

Pentru dimensionarea unor scheme de balast electronic se poate consulta [34].

La lămpile HID poate apare problema rezonanţei acustice a coloanei de plasmă, la anumite frecvenţe ale

tensiunii de alimentare. O nouă metodă de evitare a rezonanţei şi a instabilizăţii arcului, propusă în [35], este

modularea tensiunii de comandă în controllerul PWM cu o tensiune sinusoidală cu frecvenţa mult mai mică

decât cea de lucru ( de ex. 100 Hz, obţinută simplu de la reţea). Rezultă o modulaţie în amplitudine a tensiunii

de alimentare a lămpii, care împrăştie energia în mai multe benzi spectrale şi rezonanţa coloanei de plasmă este

evitată.

18.7. Convertor forward 24V/6V *

Sursa în comutaţie din fig. 91 poate furniza o tensiune stabilizată de 6V la un curent de 1A, pornind de la o

tensiune primară de 22 –28V (două baterii auto înseriate). Ieşirea sursei este flotantă, sursa fiind utilizată pentru

alimentarea filamentului unui tub electronic de microunde (2C39) care lucrează într-un montaj cu grila la masă,

astfel că filamentul, care este conectat cu un capăt la catodul tubului, are o tensiune pozitivă faţă de masă

(tensiunea de negativare a tubului).

Generatorul de tensiune triunghiulară este realizat cu NE555; TCA520 realizează modularea PWM

comparând tensiunea triunghiulară cu tensiunea de eroare amplificată de Q2 şi transferată prin optocuplor de la

ieşirea stabilizatorului. Rs-Cs asigură pornirea lentă (soft-start); constanta de timp este mult mai mare decât în

schemele uzuale pentru a limita curentul de pornire al filamentului (filamentul rece are rezistenţa electrică de

circa 5 ori mai mică decât valoarea nominală) şi a menaja tubul şi montajul.

Transformatorul Tr are primarul bobinat simultan cu înfăşurarea de demagnetizare, pentru a realiza un

cuplaj magnetic maxim. Acest sistem este admisibil în cazul de faţă, când între P şi D tensiunea maximă este

sub 50V, la care izolaţia de email a unui conductor normal de bobinaj rezistă fără probleme (pentru schemele

alimentate la reţea, bobinajul bifilar se poate practica numai dacă se utilizează un conductor special izolat –

vezi cap. 19.2 “izolaţia triplă”). Miezul de ferită al transformatorului are secţiunea de 0,5 cmp şi un întrefier de

0,5 mm. P = 40 spire 0,45 mm CuEm, D = 40 spire 0,25 mm CuEm, S = 29 spire 0,7 mm CuEm. Se

va respecta sensul de conectare indicat. Tensiunea secundară este redresată cu o diodă dublă D5KC4. Este

convenabilă orice diodă care suportă 2 x 3A/50V, sau se pot utiliza 2 diode separate. Diodele trebuie să fie

rapide (Schottky sau FRED – cu Trr mai mic de 50 ns). Nu se pot utiliza diode EFR sau 6DRR, care au timpul

de revenire prea mare şi produc vârfuri de curent exagerat de mari prin Q1.

64

Schema de comandă se alimentează cu 12 V stabilizaţi de CI 7812. Schema funcţionează la 45 kHz.

Pentru Q1 s-a utilizat un MOSFET de tipul IRF530.

Schema poate furniza şi 5V la ieşire, prin reglarea potenţiometrului de 10k (şi eventual schimbarea diodei

Zener cu alta de tensiune mai mică - 3,9 sau 2,7V); pentru mărirea curentului debitat la 2 A se va bobina

secundarul cu doi conductori de 0,7 mm, conectaţi în paralel şi se vor alege diode secundare

corespunzătoare.

Fig.91. Sursă în comutaţie 6V/1A, cu ieşire flotantă.

18.8. Sursă stabilizată 13,6V/22A*

Sursa din fig. 92 este destinată alimentării unui transceiver de unde scurte cu o putere de emisie de 100W.

Dat fiind că funcţionează în apropierea unui receptor sensibil, s-au utilizat două celule de filtraj pe reţea.

Rezistenţa de 56 Ohm /5W limitează curentul la cuplarea alimentării de la reţea şi este apoi şuntată de releul

Rel, alimentat cu o mică întârziere, după încărcarea condensatorului electrolitic de 1000F. Partea de comandă

a schemei este alimentată dintr-un redresor clasic cu transformator de 5W şi stabilizatorul 7812. Generatorul de

tensiune triunghiulară cu NE555 utilizează încărcarea condensatorului de temporizare de 10 nF printr-o sursă de

curent constant, realizată cu un BC177. Compararea tensiunii triunghiulare cu tensiunea de eroare se face în

TCA520 ( nu se poate utiliza aici un 741 care e prea lent, dar se poate utiliza alt AO rapid). Impulsurile de la

ieşirea comparatorului se aplică la cele două porţi ŞI-NU cu 4 intări; la intrări se mai aplică impulsurile de tact

de la 555 divizate cu 2 în basculatul 4013, impulsurile de tact nedivizate (pentru realizarea dead-time-ului), şi

un nivel de validare de la al doilea basculat din capsula 4013 ( nivelul e HIGH în regim normal de funcţionare,

atât timp cât nu a acţionat avaria de supracurent). La ieşirile 1 şi 13 ale CI 4012 apar impulsurile de comandă

în contratimp, care, indiferent de nivelul tensiunii la pinul 6/TCA520, conţin dead-time-ul (pe durata impulsului

de tact de la 555). După amplificarea în câte trei inversoare 4049 conectate în paralel, impulsurile se aplică la

driverele realizate cu BD 235. Cuplajul cu tranzistoarele de putere se face prin transformatoare.

Transformatoarele sunt prevăzute cu înfăşurare de demagnetizare şi sunt puternic amortizate, atât în primar cât

şi în secundar.

Grupul 2,7 în paralel cu 1,5F accelerează comutarea. Schema de putere în semipunte conţine diodele de

clampare KD226 şi două grupuri de amortizare (snubbere RDC) care limitează panta de creştere a tensiunii. În

secundarul transformatorului de putere Tr2 se face redresarea bialternanţă cu o diodă dublă BYV52PI200. Se

poate utiliza şi o diodă (sau 2 separate) cu tensiune de lucru mai redusă ( Schottky de minim 45V), dar în acest

caz este obligatorie luarea unor măsuri de protecţie contra supratensiunilor de comutaţie: cel puţin şuntarea

fiecărei diode cu un grup serie RC ( 0,1F cu 12 ). In serie cu primarul lui Tr2 se găseşte un transformator

de curent cu raportul 1/150 ( un tor de ferită cu 150 spire, străbătut de conductorul de conectare al lui Tr2 la

punctul comun al condensatoarelor de 2F/250V).

65

66

Tensiunea din secundarul transformatorului de curent, după redresare şi filtrare cu 0,1F, acţionează prin

pinul 4 basculantul 4013. La depăşirea pragului de curent admis în secundar (reglabil cu potenţiometrul de

2,5k), tensiunea la pinul 1/4013 cade la zero, iar porţile 4012 se blochează şi la ieşire nu mai apar impulsuri de

comandă. Schema rămâne în poziţa de avarie, cu LED-ul de semnalizare avarie aprins, până la acţionarea

comutatorului de reţea care resetează CI 4013 prin condensatorul de 0,1F la pinul 6/4013, o dată cu revenirea

tensiunii de alimentare de 12V.

Transformatorul de putere Tr2 este realizat pe un miez din ferită E + E cu secţiunea de 3,5 cmp, fără

întrefier. Primarul are două înfăşurări legate în paralel, între care este intercalat secundarul (pentru reducerea

dispersiilor). Fiecare primar este bobinat cu câte patru fire torsadate din conductor CuEm cu diametrul de 0,5

mm, legate în paralel (pentru reducerea efectului pelicular). Fiecare secţiune a primarului cuprinde 25 spire şi

ocupă exact un strat. Secundarul conţine 2 x 3 spire din tablă de Cu cu grosimea de 0,15 – 0,2 mm şi lăţimea de

32 mm. La bobinarea secundarului se intercalează o bandă din folie izolantă (hostafan, mylar sau hârtie

impregnată). Capetele secundarului şi priza mediană se scot lateral prin benzi din tablă de Cu lipite cu cositor.

Intre fiecare secţiune de primar şi secundar se intercalează folii de ecranare (o spiră neînchisă din tablă de Cu

cât mai subţire, izolată corespunzător), care se vor conecta la masă. Izolaţia dintre primar şi ecrane trebuie să

reziste la 2kVef, iar cea dintre secundar şi ecrane la 500Vef. Cele două secţiuni ale primarului se leagă în

paralel; trebuie acordată atenţie la bobinare pentru respectarea exactă a numărului de spire identic în cele două

secţiuni, altfel prin conectarea în paralel apare o circulaţie internă de curent care produce pierderi şi încălzirea

transformatorului.

Inductanţa de filtraj L se execută pe acelaşi tip de miez ca şi T2 şi conţine 12 spire din bandă de Cu cu

grosimea de 0,3 mm, lată de 32 mm. La asamblarea miezului inductanţei de filtraj se va introduce un distanţier

izolator cu grosimea de 1mm (întrefierul total este de 2 mm pentru că la miezul E fluxul este întrerupt de două

ori).

Capetele bobinajului la T2 şi L se vor scoate în aşa fel încât să fie posibilă o legare cât mai scurtă la diodele

redresoare şi la condensatori, respectiv tranzistoarele 2N6655. Pentru aceasta, execuţia lui T2 şi L se va face

numai după ce s-a definitivat concepţia constructivă şi s-a stabilit amplasarea principalelor componente ale

părţii de putere.

Transformatoarele de impuls T3 şi T4 se execută pe oale de ferită 22 x 14, fără întrefier. Primarul

conţine 24 spire CuEm = 0,4 mm şi se bobinează simultan cu înfăşurarea de demagnetizare care are acelaşi

număr de spire din conductor cu = 0,2 mm. Secundarul are 8 spire CuEm de 0,7 mm diametru. Se va respecta

sensul de bobinare marcat pe schemă.

Indicaţii pentru punerea în funcţiune şi reglaje sunt date în revista Radiocomunicaţii şi Radioamatorism

nr.2/1997 în care este publicată descrierea schemei.

Rezistenţa de 120 /4W asigură un consum minim permanent, în lipsa căruia tensiunea la ieşire are

tendinţa de creştere. In locul ei se poate monta un bec de semnalizare de 12V-0,1 A, un ventilator, sau o diodă

Zener de 15V ( dacă aparatul alimentat suportă tensiunea de deschidere a diodei).

Masa totală a sursei realizate este de 3 kg; un redresor clasic cu stabilizator liniar de aceeaşi putere are

circa 17 kg şi disipă sub formă de căldură o mare cantitate de energie.

18.9. Sursă stabilizată 13,6V/20A

O sursă cu performanţe asemănătoare cu cea anterioară, dar mai uşor de de construit este cea din fig. 93.

Schema de comandă este realizată cu circuitul integrat specializat TL494. Şi aici alimentarea părţii de comandă

se face cu un transformator ( 220/15 V – 5W) urmat de un redresor şi un stabilizator liniar integrat. Frecvenţa

de lucru se stabileşte din valoarea componentelor conectate la pinii 5,6/TL494 (circa 35 kHz frecvenţa de

comutare, 70kHz frecvenţa de tact a oscilatorului din TL494). Componentele de la pinul 4 (10k şi 10F)

asigură soft-start-ul. Rezistenţa de sesizare a curentului are 5m şi se poate confecţiona dintr-o bucată de

conductor de Cu cu diametrul de 0,7 mm şi lungimea de 5 cm.

Intre masa părţii conectate la reţea şi masa ieşirii se conectează un condensator de 100 nF/1500V.

Şi la această schemă, curentul de cuplare la reţea e limitat de o rezistenţă, şuntată apoi de un releu (K1);

sarcina permanentă la ieşire este asigurată de un ventilator şi o rezistenţă de 47 . Dioda Zener de la ieşire

previne apariţia unor supratensiuni.

67

68

Filtrul redresorului de reţea are un singur condensator electrolitic de 470F la 350V; pentru obţinerea unui

punct median al sursei se utilizează două condensatoare de câte 2F înseriate, cu rezistenţe de egalizare de

150k. Grupul RC de 75 înseriat cu 1200 pF, care se află în primarul transformatorului T2 reduce panta

tensiunii de comutare. Pentru limitarea supratensiunilor de comutare pe diodele Schottky din secundar, s-au

prevăzut grupuri RC formate din 10 în serie cu 10 nF. Este prevăzut un filtraj suplimentar pe ieşire prin şocul

de radiofrecvenţă L2, realizat din 15 spire pe o bară de ferită. Limitarea de curent acţionează la un prag reglabil

cu potenţiometrul de 3,3k (Iprot). Circuitul TL494 acţionează direct transformatorul driver T1, având în vedere

puterea relativ mică necesară pentru comanda tranzistoarelor MOSFET, de tipul IRF840. Densităţile de curent

admise la realizarea transformatorului de putere sunt destul de mari, dar sunt acceptabile ţinând cont de durata

activă redusă a funcţionării la sarcină maximă (sursa este destinată alimentării emiţătoarelor radio, care

funcţionează intermitent şi cu o valoare medie a puterii de circa jumătate din cea maximă) şi de existenţa

ventilaţiei forţate.

Transformatorul driver T1 este realizat pe un miez de ferită E+E de 0,5 cmp şi are patru înfăşurări cu câte

65 spire din conductor cu diametrul de 0,3 mm. Cele două jumătăţi ale primarului se recomandă să se bobineze

bifilar; secundarele trebuie bine izolate între ele şi faţă de primar. Trebuie respectat sensul de bobinare şi

conectare indicat.

Transformatorul T2 este realizat pe un miez E + E cu secţiunea de 2,5 cmp; primarul are 47 spire cu

conductor emailat de =1mm, secundarul are două jumătăţi , fiecare cu câte 8 spire, realizate din 7 fire de =

0,7 mm, legate în paralel; cele două jumătăţi ale secundarului sunt legate în serie. T1 şi T2 nu au întrefier.

L1 este un tor de ferită cu secţiunea de circa 1 cmp, pe care se bobinează 17 spire cu conductor cu = 1,5

mm; L2 este realizat bobinând un strat (circa 15 spire) din acelaşi tip de conductor pe un miez cilindric de ferită

cu diametrul de 10 mm. Transformatorul de alimentare a părţii de comandă este un transformator de 5 W,

220V/15V.

18.10. Sursă stabilizată 1000V/100mA *

Sursa din fig. 94 este destinată alimentării anodice a unui tub electronic (2C39). Schema de comandă este

asemănătoare cu cea din fig.92; vom prezenta în special diferenţele. Partea de putere este realizată în

contratimp, cu priză mediană pe primarul transformatorului, schemă preferată la tensiuni mici de alimentare şi

perfect admisibilă fără circuite de amortizare, datorită tensiunii pe care o pot suporta tranzistoarele de putere

(100V) utilizate (IRF530).

Limitarea de curent este realizată cu transformator de curent; tensiunea în care se traduce curentul de

ieşire este comparată într-un operaţional 2901 cu o tensiune de referinţă de 6V (obţinută prin divizare tensiunii

stabilizate de 12V). Sursa porneşte numai în regim de emisie ( prin aplicarea unei tensiuni pozitive de peste

8V la borna Tx); fiecare pornire se face cu soft-start (durata pornirii – circa 50 ms). Redresarea tensiunii

secundare se face cu două punţi de diode BA159. Sistemul cu două secundare evită necesitatea rezistenţelor

de egalizare pe diodele din punte ( dacă s-ar fi utilizat o singură punte cu 8 diode) şi asigură capacităţi mai mici

pe secundar (secundarele au un număr de spire mare, transformatorul este ridicător de tensiune şi determinantă

în funcţionare este capacitatea secundarului, reflectată în primar). Ieşirea se face direct pe condensator, fără

inductanţă pentru menţinera conducţiei permanente. Acest sistem este preferabil deoarece schema clasică cu

intrare pe inductanţă ar fi necesitat o piesă pretenţioasă ( pe inductanţa de filtrare apar tensiuni de comutare

mari), cu probleme de izolare, iar prezenţa inductanţei ar fi impus utilizarea în redresor a unor diode cu Trr

foarte redus. Diodele BA159 au un timp de revenire destul de mare, dar intrarea pe condensator face ca în

timpul dead-time să înceteze complet conducţia prin diode şi să nu existe probleme cu comutarea diodelor.

Sistemul este admisibil, (cu toate că realizează un filtraj mai slab decât schema cu intrare pe inductanţă, cu

conducţie continuă), deoarece aici curentul de sarcină are valori relativ mici şi filtrarea numai cu un

condensator este suficientă. Pentru a obţine tensiunea de lucru necesară sunt conectate în serie patru

condensatoare de câte 20F/350V, cu rezistenţe de egalizare în paralel. Tensiunea la ieşire se poate regla între

700 - 1100V şi este bine stabilizată. Alimentarea de 24V este decuplată cu un condensator de 470F în paralel

cu unul de 0,33F. Schema funcţionează numai pe emisie, astfel că radiaţiile parazite care există ( şi pentru

care nu s-au luat măsuri speciale de filtrare) nu perturbă recepţia. Stabilizatorul este realizat în aceeaşi carcasă

cu etajul final şi beneficiază de răcirea forţată a tubului 2C39.

69

70

18.11. Sursă de 6kVA la 1000Hz pentru sudare în puncte *

Reducerea dimensiunilor şi masei transformatoarelor de sudură în puncte este o preocupare permanentă

pentru constructorii de echipamente şi este imperios necesară pentru instalaţiile care utilizează roboţi de sudare,

cu transformatorul amplasat pe braţul robotului.

O asemenea sursă (fig.95 a şi b) utilizează un transformator cu miezul din tablă laminată la rece, cu

particole orientate. Alegerea unei frecvenţe de comutare relativ joase (de 1 kHz) a fost impusă de evitarea

efectului pelicular asociat curenţilor şi secţiunilor mari de conductoare, întâlnite în tehnica sudării în puncte.

Menţionăm că, chiar la 50 Hz, efectul pelicular nu este neglijabil şi se ţine cont de el în dimensionara

instalaţiilor de sudare. Frecvenţe de lucru mai mari sunt utilizabile doar dacă tensiunea din secundar se

redresează şi apoi se utilizează la sudare, situaţie în care este nevoie de diode redresoare de curent foarte mare.

Pentru instalaţia de faţă s-a ales frecevenţa de 1 kHz pentru a putea efectua experimentări în ambele variate, cu

curent alternativ şi cu curent continuu. La frecvenţa aleasă, timpii de comutare ai IGBT-urilor utilizate devin

neglijabili (ca şi dead-time-ul) astfel că instalaţia poate lucra cu randament bun; de asemenea, la această

frecvenţă pierderile în tolele transformatorului nu sunt prohibitive şi se poate utiliza miezul din tablă înfăşurată,

care suportă inducţii de circa 5 ori mai mari decât ferita. Pentru puteri atât de mari, procurarea unor ferite de

dimensiuni mari este o problemă, pe când miezul metalic se poate lua de la un transformator tipizat de 50 Hz.

Practic s-a folosit miezul de la două transformatoare de 630 VA; prin creşterea frecvenţei de 20 de ori s-a

putut mări puterea transferată de 10 ori, cu o scădere la circa 75% a inducţiei maxime, pentru reducerea

Fig.95 a. Sursă pentru sudare în puncte 5V/1200A, partea de putere.

pierderilor.

Alimentara se face de la reţeaua trifazată, cu un redresor trifazat monoalternanţă; condensatorul de filtraj

nu are o capacitate foarte mare, pulsaţia tensiunii redresate fiind destul de mică şi neimportantă în această

aplicaţie. Limitarea curentului de cuplare la reţea se face cu o rezistenţă (R1) de 100 Ohm/ 50W, care după un

timp de întârziere se şuntează cu un tiristor. Sursa funcţionează pe o durată stabilită prin programarea unui

temporizator; DA este relativ redusă şi solicitarea termică a componentelor este de asemenea redusă. S-a

prevăzut totuşi o ventilaţie forţată. In secundar se pot conecta două diode, formând un redresor dublă alternanţă

cu priză mediană, cu care se pot suda materiale disimilare (la materiale diferite, din cauza efectului Peltier,

dezvoltarea de căldură este asimetrică, fenomen care se poate utiliza avantajos pentru corectarea perderilor de

căldură inegale date de diferenţele de grosime, conductibilitate termică, condiţii de rezemare). Secundarul

transformatorului este alcătuit din două spire, cu o priză mediană; transformatorul este astfel dimensionat încât

pe fiecare spiră să se obţină tensiunea necesară de 5V. Curentul nominal în secundar este de 1200A. Dacă se

introduc şi diodele redresoare, pe acestea apare, la 1200A, o cădere de tensiune de circa 2V, astfel că în sarcină

71

mai rămân doar 3V. Randamentul redresării este destul de redus, din cauza utilizării unor diode “normale”

construite pentru 50 Hz şi tensiune inversă ridicată. Soluţia optimă aici este utilizarea unor diode Schottky de

tensiune mică, cu căderea pe direct sub 0,5V. Din păcate, la vremea construirii instalaţiei, cele mai mari diode

accesibile suportau doar 300A, iar realizarea unui redresor pentru 1200A ar fi presupus un număr mare de

diode conectate în paralel şi măsuri speciale de repartizare echilibrată a curentului. O altă soluţie posibilă, ar fi

realizarea de module transformator-redresor, fiecare cu curentul de 500A (cât suportă la DA mic un redresor

bialternanţă cu două diode de 300 A fiecare) şi conectarea în paralel a unui număr suficient de asemenea

module (cu transformator pe ferită sau metal amorf). Această variantă este de luat în considerare pentru surse

Fig.95 b. Sursă pentru sudare în puncte 5V/1200A, partea de comandă

lucrând la frecvenţe de zeci de kHz.

Pentru partea de primar, s-a utilizat schema în punte completă, în două variante, prima cu câte două

tranzistoare MOSFET în paralel la fiecare comutator şi în final o schemă în semipunte cu un modul IGBT (

două IGBT şi două diode de clampare ). Comanda IGBT s-a făcut cu circuitul integrat specializat HCPL 2200.

Pornirea se face cu soft-start., durata de funcţionare este dată de un temporizator cu reglaj digital. Factorul de

umplere maxim este reglabil. Alimentarea părţii de comandă se face dintr-o sursă în comutaţie industrială, cu

trei secundare de 12V: dintr-unul se alimentează ventilatoarele, din altul logica de comandă şi IGBT-ul de la

parter şi din al treilea IGBT-ul de la etaj. Comanda de start se dă după ce electrozii de sudare au fost aplicaţi

pe piesă şi s-a executat strângerea (cu un cilindru pneumatic); comanda de îndepărtare a electrozilor se dă după

ce s-a încheiat ciclul de sudare. Pe durata de funcţionare a sursei este aprins un LED de semnalizare şi se aude

zgomotul caracteristic de 1000 Hz, emis de transformator şi cablurile care vibrează sub acţiunea forţelor

electrodinamice.

72

18.12 Sursă 40 kHz/ 150W pentru sudarea cu ultrasunete a materialelor plastice

Sursa semipunte, comandată cu un TL494 (fig. 96) alimentează un traductor piezoelectric care transformă

tensiunea alternativă aplicată în vibraţii mecanice transmise sculei de lucru (sonotrodă).

Vibratorul piezoelectric se conectează prin intermediul unui transformator şi a unei inductanţe serie, care

împreună cu capacitatea proprie a vibratorului îl aduce în rezonanţă.

Fig. 96. Sursă pentru un pistol de sudare cu ultrasunete, 150W la 40 kHz

Schema lucrează la puterea maximă (o posibilitate de comandă a puterii ar fi reglarea factorului de

umplere – PWM – care aici nu se utilizează), atât timp cât este acţionat butonul de “start”. Pornirea se face cu

soft-start şi este semnalizată printr-un LED. Prin reglarea întrefierului inductanţei L1 se aduce în rezonanţă

sistemul transformator-vibrator. Partea de comandă este alimentată de la o sursă stabilizată clasică de 15V.

Pentru partea de putere s-au utilizat MOSFET-urile IRFP244 într-o schemă în semipunte. Ca diode de

clampare se utilizează BYT08P. Comanda MOSFET-urilor se face cu un circuit integrat IR2110. Schema

furnizează 150W la 40 kHz, frecvenţa de lucru fiind reglată fin din potenţiometrul de 20k. Este o schemă

experimentală, destinată alimentării unui pistol de sudare manevrat manual, cu componenetele electrice

capabile de puteri mult mai mari decât cele strict necesare şi care nu este prevăzută cu protecţii ( la

suprasarcină, supratensiune pe vibrator, temperatură, curent excesiv) şi nici cu sisteme de automatizare (

menţinerea constantă a amplitudinii sau puterii vibraţiilor, temporizator programabil, comanda dispozitivelor

de prindere a piesei). Asemenea scheme se pot utiliza şi în alte aplicaţii nepretenţioase, cum sunt băile de

spălare ultrasonică.

19. Probleme constructive

19.1 Transformatorul de putere

1.Miezul magnetic. Materialul pentru miezul magnetic se alege în funcţie de destinaţia sursei, care impune

şi alegerea frecvenţei de lucru. Pentru a realiza un transformator de dimensiuni reduse, este nevoie simultan de

73

o frecvenţă de lucru ridicată şi de o inducţie mare în miez, la un preţ de cost redus. Primele două cerinţe nu pot

fi satisfăcute simultan de materialele magnetice uzuale. Feritele funcţionează bine la frecvenţe ridicate (având

pierderi mici prin curenţi turbionari şi histereză) dar au inductanţa de saturaţie relativ redusă ( circa 3000 Gs).

Feritele de Ni-Zn şi Mn-Zn actuale pot funcţiona satisfăcător până la frecvenţe de ordinul sutelor de kHz –

MHz. Cu cât puterea transformatorului este mai mică, cu atât frecvenţa de lucru poate fi mai mare, condiţiile

de răcire fiind mai bune ( raportul suprafaţă de răcire/volum fiind mai mare). Transformatoarele surselor

miniaturizate de câţiva W funcţionează la 0,5 – 3 MHz. La puteri mari (kW), frecvenţa de lucru coboară până

la 18 – 20 kHz (rămânând totuşi în domeniul supraaudibil pentru evitarea zgomotelor supărătoare). O dată cu

creşterea frecvenţei trebuie redusă inducţia maximă în miez, pentru că pierderile ( la inducţie maximă

neschimbată) cresc ( cu frecvenţa la puterea 1,3 –1,6). Dacă temperatura miezului creşte, pierderile în el cresc

(ferita este un semiconductor şi pierderile prin curenţi turbionari depind de rezistivitate, care variază puternic

cu temperatura, ca la orice semiconductor). Creşterea excesivă de temperatură poate afecta izolaţia ( carcasa şi

emailul conductorului ) şi poate aduce miezul în apropierea temperaturii Curie, peste care miezul îşi pierde

proprietăţile magnetice, permeabilitata relativă devenind 1. Punctul Curie la ferite este relativ coborât ( circa

200 grade C.) faţă de aliajele metalice ( circa 400 grade C. sau mai sus). Feritele sunt cu atât mai sensibile la

temperatură cu cât permeabilitate iniţială este mai mare. Permeabilitatea interesează ( şi este de dorit să fie cât

mai mare) pentru reducerea curentului de magnetizare, care încarcă inutil transformatorul şi componentele

electronice. In apropierea saturaţiei, când permeabilitatea relativă scade către 1, curentul de magnetizare creşte

brusc, fiind limitat numai de rezistenţele din circuit, şi poate atinge valori nepermis de mari pentru dispozitivul

comutator. De aceea este necesară o rezervă în alegerea inducţiei de lucru şi o proiectare îngrijită care să evite

saturarea în cele mai dificile condiţii (tensiune maximă de alimentare, frecvenţă minimă de lucru, temperatura

maximă de funcţionare, dispersia parametrilor componentelor). Mărcile de ferită uzuale pentru miezurile

utilizate în STC sunt: Philips – 3C85, 3C90, 3F3 ; Siemenes – N27, N67; TDK – PC40, PC44.

Ca forme constructive, miezul poate fi E + E, E + I, U + U, U + I, oală, tor, X, sau diverse alte forme.

Există o mare diversitate de forme moderne adaptate construcţiilor miniaturale, pentru cablaj imprimat, în

tehnică SMT.

Materialele magnetice metalice se utilizează sub formă de benzi (tole) laminate din aliaje de oţet cu siliciu

sau alte aliaje cu permeabilitate mare (Fe + Ni). Oţelul silicios este relativ ieftin, iar tolele laminate la grosimi

mici (0,1 mm) se pot utiliza până la frecvenţe de ordinul 5 – 10 kHz. Oţelul silicios laminat la rece (cu

particule orientate) are inducţia de saturaţie de circa 16000 Gs. Chiar admiţând o reducere a inducţiei de lucru

la 10000 – 12000 Gs (pentru a limita temperatura de funcţionare din cauza pierderilor) tot rezultă valori de 4 –

5 ori mai mari decât în cazul feritelor. Pentru transformatoarele de putere mare, unde nu se impune o

frecvenţă de lucru peste 5 kHz, soluţia optimă pentru miez este deci tabla silicioasă laminată la rece.

Construcţia miezului trebuie să asigure o direcţie a liniilor de câmp identică cu direcţia de laminare; miezul se

va realiza deci prin înfăşurare, fixare cu un adeziv şi tăierea torului astfel rezultat cu disc abraziv în două

jumătăţi ( miez 2 x C), pentru uşurarea introducerii bobinajului. Se poate utiliza şi miezul toroidal (cu întrefier

zero, varianta anterioară având un întrefier minim inevitabil de circa 0,1 mm, cu efect observabil la materiale

cu permeabilitate mare) dacă se acceptă dificultăţile de bobinare şi nu este necesar un întrefier pentru

funcţionare.

Cea mai performantă rezolvare pentru miezul magnetic (dar şi cea mai scumpă) o constituie aşa numitul

metal amorf (sticlă metalică, “metglass”, aliaj amorf, material cu nanocristale). Acesta se obţine prin răcirea

bruscă a aliajului topit, turnat continuu pe un cilindru rotitor răcit cu azot lichid. Se obţine o peliculă de 20 –

100 m grosime, care are o structură amorfă ( nu a fost timp pentru creşterea cristalelor în cursul solidificării)

care realizează proprietăţi magnetice bune (permeabilitate mare, inducţie de saturaţie ridicată, pierderi prin

histereză de circa 5 ori mai mici decât ferosiliciul) şi în acelaşi timp rezistivitate ridicată (pierderi mici prin

curenţi turbionari). Grosimea redusă a peliculei o face utilizabilă până la circa 200 kHz. Miezul din metal

amorf asigură realizarea celor mai mari densităţi de puterea. Calităţile deosebite ale acestor materiale au făcut

să fie utilizate în domenii de vârf ale tehnicii: acceleratoare de particole, electromagneţi supraconductori,

alimentatoare pentru laseri, motoare speciale, etc. Pe măsură ce preţul de producţie scade, apare tendinţa de

utilizare şi în fabricaţia de aparatură de larg consum. Producători renumiţi de asemenea materiale sunt: Allied

Signal (Honeywell), VAC, Vakuumschmeltze. În tabelul 2 sunt indicate proprietăţile unor materiale magnetice

de tip ferită, iar in tabelul 3 de tip metal amorf, cu utilizare curentă la sursele în comutaţie.

74

Ferite Mn-Zn Tabelul 2

Material

Inducţia de

saturaţie

Gs/temperatură

Permeabilitatea

iniţială

Temperatura

Curie

grd. C.

Rezistivitate

m la 25 grd. C

Producător

3C85 4000/25

3300/100

2000 200 2 PHILIPS

3C90 4300/25

340/100

2300 220 5 PHILIPS

N27 5000/25

410/100

2000 220 3 SIEMENS

N67 4800/25

3800/100

2100 220 6 SIEMENS

PC40 5100/25

3900/100

2300 215 6,5 TDK

PC44 5100/25

3900/100

2400 215 6,5 TDK

PC50 4700/25

3800/100

1400 240 - TDK

Metal amorf tabelul 3

Material Inducţia de

saturaţie

Gs/temperatură

Permeabilitatea

iniţială

Temperatura

Curie

grd. C.

Rezistivitate

m la 25 grd. C

Producător

2605S3A 14100/25 20.000 358 1,38 x 10 -6 Honeywell

2605SA1 15600/25 45.000 395 3,95 x 10 -6 Honeywell VITROVAC

6030F 8000/25

7500/100

3000 350 - VAKUUMSCHMELTZE

VITROPERM

500F 12000/25

11000/100

20.000 600 - VAKUUMSCHMELTZE

2. Infăşurările. Infăşurările transformatoarelor din sursele în comutaţie sunt realizate din conductoare de

Cu izolate cu email, poliuretan sau teflon. Nu se folosesc practic alte materiale conductoare (ex. Al, curent

utilizat la transformatoarele din reţelele de distribuţie). Din cauza existenţei efectului pelicular, diametrul

maxim al unui conductor masiv este limitat la 0,5.. 0,7 mm (scăzând cu frecvenţa) astfel că pentru curenţi mai

mari este necesară utilizarea mai multor conductori separaţi, izolaţi, conectaţi la capete în paralel (liţa de înaltă

frecvenţă). Cu cât divizarea conductorului e mai fină, cu atât pierderile prin efect pelicular sunt mai reduse,

astfel că în unele surse se utilizează liţă de IF formată din sute de fire cu diametrul de 0.1 mm sau chiar mai

redus. Izolaţia la liţa de IF este de obicei din poliuretan, care se topeşte la cositorire şi asigură conectarea sigură

în circuit a tuturor conductoarelor. Pentru o secţiune totală mare a conductoarelor, liţa de IF asigură o bobinare

mai uşoară decât la utilizarea unui conductor masiv, fiind mult mai flexibilă. O altă posibilitate de evitare a

efectului pelicular este utilizarea de conductori sub formă de bandă, cu lăţimea egală cu lăţimea carcasei. Acest

sistem este convenabil în cazul unui număr mic de spire (unităţi) aşa cum este cazul la sursele de tensiune mică

( ex. 5V în secundar, cu 2..3 spire ). Conductorul bandă utilizează bine spaţiul disponibil pentru bobinare şi

asigură o răcire bună pentru că nu există în centrul bobinei spire izolate termic, ci fiecare spiră are capetele

accesibile pentru ventilaţie.

Pentru asigurarea rigidităţii dielectrice între primar şi secundar, impusă de normele de electrosecuritate

(EN60950 pentru Europa), se practică două sisteme de bobinaj (fig. 97). In sistemul a) capetele înfăşurării (de

lângă pereţii laterali ai carcasei) sunt umplute cu bandă izolatoare autoadezivă cu lăţimea de 2,5…3mm, astfel

75

încât distanţa de străpungere creşte la 5…6mm asigurând rigiditatea dielectrică necesară. Sistemul nu utilizează

complet fereastra de bobinare şi măreşte inductanţa de dispersie (din cauza scurtării bobinei), dar e simplu şi

Fig.97. Două posibilităţi de execuţie a bobinajului transformatorului de putere.

ieftin. Sistemul b) permite realizarea unor transformatoare mai mici şi cu inductanţă de dispersie mai redusă,

dar necesită utilizarea unui conductor mai scump, cu trei straturi de izolaţie, astfel realizată încât oricare

combinaţie de 2 straturi să asigure rigiditatea dielectrică impusă.

La bobinarea transformatorului se ţine seama de distribuţia înfăşurărilor, astfel încât să se realizeze o

inductanţă de dispersie şi o capacitate parazită minimă. Pentru o sursă flyback, ordinea de bobinare este cea din

fig. 97 , dacă tensiunea pentru reacţie se ia din secundar. Sensul de bobinare se alege astfel încât începutul

(capătul cel mai apropiat de miez) primarului să fie conectat la tranzistorul comutator, astfel încât restul

înfăşurărilor, conectate la puncte cu potenţiale fixe, să realizeze o ecranare. Stratul de izolaţie dintre cele două

straturi ale primarului, poate reduce capacitatea proprie cu un factor de până la 4 (dar în acelaşi timp măreşte

inductanţa de dispersie). Bobinarea primarului (care are cele mai multe spire) aproape de miez reduce

lungimea pe spiră şi capacitatea proprie totală asociată.

Pentru reducerea scăpărilor (inductanţei de dispersie) dintre primar şi secundar, primarul se poate împărţi

în două secţiuni, între care se intercalează secundarul; cele două secţiuni ale primarului se conectează în paralel

(fig.98).

Fig. 98 Bobinaj secţionat pentru reducerea inductanţei de dispersie

Soluţia aceasta este utilizată mai ales când din cauza efectului pelicular este oricum necesar să se utilizeze

mai multe conductoare cu diametrul redus, conectate în paralel. Sensurile de bobinare se aleg astfel încât

stratul cel mai exterior să se conecteze în punctul cu potenţial fix (de exemplu, la o semipunte, punctul comun

al condensatorilor înseriaţi din filtrajul alimentării) pentru a fi ecranate înfăşurările cu potenţial fluctuant.

Pentru reducera capacităţii proprii se poate adopta tipul de înfăşurare ilustrat în fig. 99 (zig-zag), în care

straturile succesive au între ele diferenţe de potenţial mai reduse şi uniforme.

Fig. 99 Metodă de bobinare pentru reducerea capacităţii proprii

Sunt posibile şi sisteme mai complicate de bobinare pentru reducerea capacităţii proprii, dar practic,

pentru sursele în comutaţie lucrând la frecvenţe uzuale nu este necesară utilizarea lor. Obţinerea simultană a

76

unei capacităţi proprii şi a unei inductanţe de dispersie reduse este o problemă dificilă, deoarece soluţiile

constructive care conduc la inductanţă de dispersie redusă (bobine apropiate şi distribuite pe întreaga lungime a

circuitului magnetic) fac să crească capacităţile între bobine şi între spire şi invers, soluţiile de reducere a

capacităţii proprii (îndepărtarea bobinelor una de alta, secţionarea longitudinală a bobinelor în galeţi) duc la

creşterea inductanţei de dispersie.

19.2 Alegerea componentelor montajului

1.Semiconductoare

1.1. Comutatoarele. Pentru puteri mici-medii, la frecvenţe ridicate, comutatorul optim este tranzistorul

MOSFET. Există producători care introduc în aceeaşi capsulă şi dioda asociată ( conectată corespunzător

pentru clampare – la semipunte, sau pentru configuraţiile boost sau buck). Pentru disipaţii până la circa 100 -

150W capsula cea mai uzuală este TO 247, peste aceste valori, capsula ISOTOP. La puteri disipate peste 300W

apar module hibride, cu dimensiuni încă nestandardizate.

Pentru capsule mici (TO220 şi TO247) există de obicei şi varianta complet izolată ( de exemplu cu sufixul

F în indicativ). Din cauza condiţiilor de răcire înrăutăţite, acelaşi cip complet izolat acceptă curenţi de lucru de

circa jumătate din cei asiguraţi de capsula neizolată, cu placa metalică aparentă, dar Rds on se păstrează

neschimbată.

In alegerea tranzistoarelor şi a diodelor asociate se va ţine cont de constrângerile de spaţiu, posibilitatea de

montare pe radiator, circulaţia fluxului de aer de răcire, amplasarea terminalelor pentru a realiza conexiuni de

lungime minimă cu transformatorul, amplasarea elementelor de decuplare şi de amortizare (snubbere).

1.2. Alegerea tensiunii suportate de tranzistor. Tehnologia de fabricaţie face ca să existe o

interdependenţă între tensiunea maximă admisă şi rezistenţa în saturaţie Rds on. In funcţie de tensiunea de

alimentare, topologia schemei şi circuitele de protecţie adoptate, se va alege un tranzistor cu tensiunea admisă

necesară, dar nu se va lua o rezervă exagerată ( de ex., pentru un circuit în punte, alimentat prin redresare

directă de la reţeaua de 220V, tranzistoarele trebuie să suporte 450 – 500V; nu se va alege un tranzistor de

1200V, care are Rds on şi preţul duble). Protecţia faţă de creşterea accidentală a tensiunii de intrare se va

asigura prin siguranţă fuzibilă şi varistor de 250- 275V.

1.3 Curentul admis de tranzistor se va alege ţinând cont că producătorii indică, în datele sumare,

curentul admis la temperatura de 25 grade C. Practic, la 90 grade – temperatura normală a cipului în funcţionare

- curentul admis este circa jumătate din valoarea de la 25 grade. Un alt motiv de alegere a unui tranzistor de

curent mai mare, este scăderea rezistenţei Rds on şi deci creşterea randamentului, care duce la temperaturi de

funcţionare mai reduse şi o creştere corespunzătoare a fiabilităţii. Şi dimensiunea totală a sursei poate fi mai

mică uneori, pe seama scăderii dimensiunilor radiatorului necesar. Singurul dezavantaj al alegerii unui

tranzistor de curent mai mare ( pe lângă preţ !) este creşterea capacităţilor, care complică circuitul de comandă.

Dacă se urmăreşte funcţionarea la o frecvenţă foarte ridicată, trebuie studiate ( prin calcule, simulare,

experimentări) alternativa: MOSFET de curent mai mic – cu pierderi mai mari în saturaţie, dar care comută

mai bine – sau MOSFET de curent mai mare, dar cu o comportare mai slabă în comutaţie, în schimb cu

pierderi mai mici în conducţie. Se va alege varianta care duce la o temperatură de funcţionare mai redusă.

La curenţi de lucru de peste 50A se utilizează de preferinţă IGBT, de obicei cu toate componentele asociate

înglobate într-un montaj hibrid (mergând până la semipunţi trifazate cu 3 perechi de IGBT şi 3 perechi de diode

de clampare plus partea de comandă şi de protecţie aferentă – aşa numitele “hibride inteligente”). Construcţia

sub formă de modul asigură lungimi minime ale conductorilor, simetria montajului şi bucle de curent de

suprafaţă minimă, ceea ce reduce radiaţiile parazite şi cuplajul cu alte circuite ( sunt periculoase în special

cuplajele cu circuitele de comandă, care pot da comenzi false şi deschiderea simultană a celor două IGBT

înseriate, ceea ce produce scurtcircuite urmate de distrugerea lor, situaţie care nu poate fi evitată de sistemele

de protecţie prevăzute în schemă).

1.4. Diodele redresoare. Dacă sursa în comutaţie este prevăzută cu redresor la ieşire, în funcţie de

topologia sursei, dioda (diodele) redresoare trebuie să fie rapide sau ultrarapide. Cerinţe mai puţin stringente în

privinţa rapidităţii se impun diodelor din sursele flyback. Pentru celelalte topologii, diodele trebuie să aibă trr

77

sub 50 ns. Sunt corespunzătoare diodele Schottky sau FRED. Diodele Schottky au o cădere de tensiune pe

direct foarte mică, ceea ce măreşte randamentul redresorului, dar nu se fabrică în mod curent decât pentru

tensiuni inverse până la 45-60V. Peste aceste valori, tehnologia Schottky nu mai asigură un avantaj substanţial

(din punct de vedere al căderii de tensiune pe direct) faţă de FRED, care se pot realiza şi cu tensiuni inverse de

sute de V. O soluţie constructivă modernă pentru tensiuni mari o constituie diodele Schottky construite pe SiC,

care suportă tensiuni inverse de 300 – 3500V. Performanţe deosebite se cer de la diodele care funcţionează în

convertoarele boost ( de exemplu în corectoarele de factor de putere). Există exemple de aplicaţii în care s-au

obţinut randamente globale mai bune cu 3 diode FRED de 200V înseriate, decât cu una singură de 600V, şi

aceasta din cauza pierderilor legate de comutaţia la frecvenţe mari. Diodele Schottky au o mare variaţie cu

temperatura a curentului invers; de aceea trebuie făcută o verificare a ambalării termice în funcţie de tensiunea

inversă, puterea disipată şi condiţiile de răcire.

Diodele Schottky sunt relativ fragile şi se pot distruge cu o energie de impuls relativ redusă, de aceea este

necesară conectarea în paralel de circuite RC de amortizare a oscilaţiilor. Se va alege o diodă cu tensiunea

inversă ce circa 3 – 4 ori mai mare decât tensiunea redresată ( ex. o diodă de 45V este utilizabilă pentru

redresarea unei tensiuni de 12V , dacă se iau măsurile adecvate de amortizare a oscilaţiilor de comutare).

2. Condensatori

2.1. Condensatori electrolitici. Condensatorii electrolitici funcţionează ca element reactiv de acumulare

a energiei, absorbind sau furnizând curent pe baza variaţiei tensiunii la borne. Variaţia tensiunii la borne este

produsă, pe lângă variaţia sarcinii electrice acumulate, şi de căderea de tensiune produsă de curent pe impedanţa

internă a condensatorului. Impedanţa internă are o componentă rezistivă ESR şi una inductivă ESL. Ambele

componente trebuie să fie cât mai reduse pentru o funcţionare corectă a sursei în comutaţie. Solicitarea

condensatorului de către curenţii de impuls de valori ridicate produce căderi de tensiune la borne şi încălzirea

condensatorului. Condensatorii realizați special pentru surse în comutaţie au impedanţa internă redusă şi pot

funcţiona la temperaturi ridicate. Temperatura maximă uzuală ( înscrisă de obicei pe condensator) este de 85

sau 105 grade C. Unii condensatori îmbunătăţesc răcirea prin şurubul de fixare de diametru mare sau printr-un

radiator extrudat o dată cu carcasa de aluminiu. Pentru condensatorii despre care nu există date de catalog în

privinţa curentului de riplu permis, se poate admite o intensitate a curentului de riplu de circa 2 A pentru fiecare

100 F. O soluţie constructivă modernă pentru condensatori cu ESR redus şi temperatua de lucru ridicată o

reprezintă realizarea catodului din polimeri organici conductori.

2.2. Condensatori de decuplare. Pentru a oferi o cale de impedanţă mică de închiderea componentelor de

frecvenţă ridicată, în paralel cu condensatorii electrolitici sau în construcţia circutelor de amortizare, se

utilizează condensatori ficşi cu capacităţi de la 1 nF la câţiva F, special realizaţi pentru a suporta o intensitate

mare a curenţilor de înaltă frecvenţă. Ca dielectric se utilizează mylar, polipropilenă, poliester, iar la tensiuni

mici ceramici speciale. Condensatorii speciali pentru curenţi mari (zeci de A) au terminalele sub formă de

bandă metalică pentru reducerea inductanţei legăturilor; ei se montează cât mai aproape de punctele care trebuie

decuplate, fără legături intermediare, cu terminalele aplicate direct pe bornele de conexiune ale hibrizilor de

mare putere.

Condensatorii din filtrele de reţea sunt din clasa X sau Y; constructiv ei pot fi realizaţi şi sub formă de

condensatori de trecere. Uneori tot filtrul, sau numai grupul celor trei condensatori ( unul între faze şi câte unul

de la fiecare fază la masă) se realizează ca o piesă separată, într-o carcasă metalică legată la masă pentru

ecranare. Uneori filtrul este realizat monobloc cu priza de alimentare, comutatorul de reţea şi soclul siguranţei.

19.3 Ecranarea

Impotriva radiaţiei directe a energiei electromagnetice sa iau măsuri de ecranare. Intreaga sursă se ecranează

în cutii metalice, prevăzute sau nu cu găuri de ventilaţie. Unele surse destinata fi înglobate în construcţii mai

complexe nu sunt ecranate şi nici protejate ( IP 00 ). Legăturile electrice care traversează ecranul sunt realizate

prin condensatori de trecere sau prin decuplare la masă în apropierea bornelor; pe conductorii de conexiune se

pot introduce perle de ferită sau se pot intercala bobine de şoc, realizate pe miezuri de ferită toroidale sau

cilindrice.

78

Construcţia transformatorului de putere se face astfel încât înfăşurările cu tensiuni mici să fie în exterior

pentru a ecrana restul bobinajului; între primar şi secundar se pot introduce ecrane formate dintr-o spiră

(neînchisă) din tablă subţire, conectate la masă sau la alte puncte “reci” (conectarea la polul plus al tensiunii de

alimentare reduce solicitarea de tensiune continuă a izolaţiei ecranului faţă de situaţia conectării la masă şi de

aceea este preferată uneori). Pentru a nu permite o circulaţie haotică a curenţilor care se închid prin capacităţi,

uneori între tranzistoarele comutatoare şi radiator se introduce o folie de Cu izolată, care se leagă la masă într-

un punct bine definit. In acest mod, curenţii capacitivi, care pot avea valori semnificative la frecvenţe mari de

comutare, nu mai circulă la întâmplare prin radiator şi şasiu, formând bucle radiante sau cuplaje galvanice

parazite.

19.4. Reducerea cuplajelor parazite.

Circuitele parcurse de impulsuri de curent se pot cupla inductiv sau galvanic cu altele. Reducererea

cuplajelor inductive se poate face prin micşorarea suprafeţei buclei închise de circuit. O metodă constructivă de

reducere a dimensiunilor acestor bucle, aplicată la STC de putere mare, este utilizarea de circuit imprimat dublu

placat, cu fiecare linie de alimentare pe câte o faţă a circuitului; condensatorul de decuplare a alimentării şi

electroliticii de filtraj se montează direct pe acest circuit, iar contactul se face prin găuri metalizate (sau capse

tubulare). La curenţi de peste 50A (la care circuitul imprimat – chiar cu grosime majorată a stratului de Cu - nu

mai este adecvat) se construieşte un “sandwich” din benzi metalice conductoare şi izolatoare, amplasate

alternativ, fixate cu şuruburi care pot constitui în acelaşi timp şi bornele de curent.

Reducerea cuplajelor nedorite (mai ales pentru circuitele de comandă) se mai poate face prin torsadarea

conductorilor, utilizarea de conductori ecranaţi, îndepărtarea spaţială a conductorilor, amplasarea lor

perpendiculară, înlocuirea transformatoarelor prin optocuplori.

Reducerea cuplajelor inductive, la care sunt sensibile transformatoarele (mai ales cele cu întrefier, care au un

câmp de dispersie mai mare) se poate face prin montarea distanţată, cu axele perpendiculare sau prin

înfăşurarea prin exteriorul miezului a unei spire din tablă de Cu în scurtcirtcuit, conectată la masă. In spira în

scurt, curenţii produşi prin inducţie forţează fluxul să rămână în miez, tabla de Cu reprezentând în acelaşi timp

şi un ecran electrostatic.

Traseele de conductor de masă trebuie studiate atent; este foarte periculoasă folosirea în comun a traseelor

de circuit imprimat de către partea de forţă şi cea de semnal mic. Circuitul se va proiecta astfel ca să se separe

partea de forţă de cea de semnal mic; masa părţii de comandă se va conecta cu masa părţii de forţă într-un

singur punct “rece” (fără tensiune alternativă). Acest punct poate fi de exemplu polul minus al condensatorului

de filtraj al tensiunii redresate din reţea. Cablajul de masă se realizează ca o stea care pleacă din acest punct,

evitând astfel formarea de bucle.

20. Stadiul actual şi tendinţe de dezvoltare

Sursele în comutaţie şi-au lărgit foarte mult gama de aplicaţie ( ca puteri, frecvenţe de lucru, gabarite) o dată

cu realizarea de componente speciale pentru acest domeniu.

Pentru sursele DC/DC utilizate în lap-top-uri, telefoane mobile, aparatură portabilă , unde miniaturizarea şi

randamentul sunt cerinţe esenţiale, se fabrică surse cu randamente de peste 90% şi densitate de putere până la

5W/cm cub, cu frecvenţe de lucru până la 3 MHz.

Pentru aparatura alimentată de la reţea, sursele sunt prevăzute (uneori ca opţiune separată) cu PFC şi

corespund normelor europene EN 61000 (armonici injectate în reţea) EN 55022 (radiaţie electromagnetică) EN

60950 (electrosecuritate), sau unor norme militare mai pretenţioase.

Sursele de putere mare (sute de W) prevăzute cu PFC au cos = 0,99 , densităţi de putere 0,2 – 2W/cmc,

randamente de 80 –90%. Multe surse se pot alimenta fără comutare de la tensiuni de reţea cuprinse între 80 –

270V , la frecvenţe între zero (CC) şi 400 Hz, deci practic de la orice reţea de pe glob.

La curenţi mari, sursele sunt astfel concepute încât pot debita mai multe în paralel pe aceeaşi linie comună;

conectarea sau deconectarea se poate face cu sursa în funcţiune.

Fiabilitatea surselor moderne este deosebit de mare. Fiabilitatea a fost o problemă la începutul răspândirii

surselor în comutaţie. In prezent, datorită progreselor realizate în dezvoltarea componentelor şi a concepţiei

controllerelor de comandă ( prevăzute cu o multitudine de protecţii) un MTBF de 100.000 ore nu mai este ceva

excepţional. Trebuie remarcat că unii constructori indică un MTBF diferit pentru sursa propriu-zisă şi pentru

79

ventilator (circa jumătate, de unde se poate afirma că ventilatorul, cu uzura sa mecanică, este unul din

elementele cele mai slabe ca fiabilitate).

Sursele se fabrică într-o mare diversitate de forme, de la circuite integrate hibride care conţin şi inductanţele

(şi au nevoie de doar câţiva condensatori în exterior), până la surse de laborator prevăzute cu microcontroller,

afişaj digital şi posibilitate de programare. Există variante constructive cu carcasă sau fără (“open frame”,

destinate înglobării în carcasa aparatului alimentat), cu dimensiuni standardizate ( rama de 19”, montaj pe şină

DIN, etc.), în execuţie modulară, putându-se combina mai multe pe aceeaşi ieşire pentru creşterea curentului;

de multe ori constructorii lansează o serie tipizată, cu modele care diferă prin putere sau/şi tensiuni de ieşire,

acoperind o gamă largă de cerinţe.

Tendinţele care se observă sunt:

- miniaturizare: prin creşterea gradului de integrare (cu cât mai puţine piese exterioare), fabricarea de

componente SMD cu înălţime standardizată, utilizarea unei frecvenţe de lucru ridicate, utilizarea

transformatoarelor cu bobinaj imprimat, optimizarea comutatorului şi a condensatoarelor pentru

tensiunea şi frecvenţa de lucru reală.

- Creşterea randamentului: prin utilizarea de comutatoare cu Rds on cât mai mică (de exemplu prin

eliminarea găurii de fixare la capsula TO264, suprafaţa activă a chip-ului creşte cu 25%) utilizarea

redresării sincrone, ZVS.

- Introducerea PFC începând de la puteri mult mai mici decât cea prevăzută de norme (75W în Europa).

Prin aceasta se obţine o filtrare mai bună a perturbaţiilor şi posibilitatea de a funcţiona cu tensiuni de

intrare foarte diferite (80-270V).

- Diversificarea extraordinară a aplicaţiilor şi a circuitelor dedicate: alimentatoare pentru diode laser, în

telecomunicaţii, în tehnica de calcul, încărcătoare de baterii de acumulatori, telefonie mobilă, iluminat

(lămpi fluorescente, lămpi cu xenon de înaltă presiune, iluminarea – back light - pentru afişaje cu

cristal lichid, lămpi economice cu LED), alimentări de scheme electronice ( ca ansamblu separat sau

convertor local DC/DC pe placa de circuit imprimat), surse de înaltă tensiune (pentru tuburi catodice de

osciloscop, tuburi cu undă progresivă, acceleratoare de particole, defectoscopie cu raze X, încercări de

materiale dielectrice, contoare Geiger, fotomultiplicatoare, etc.), acţionări (pompe, motoare asincrone

trifazate alimentate la frecvenţă variabilă, tracţiune electrică), sudare electrică ( cu arc sau prin

presiune), tehnica ultrasunetelor (sudare, curăţire).

- Atingerea unei fiabilităţi impresionante ( prin componente de calitate şi introducerea de protecţii pentru

toate regimurile de suprasarcină şi avarie posibile), într-o gamă largă de temperaturi de funcţionare.

- Încadrarea în prescripţiile privind protecţia mediului. Nivelele de câmp electromagnetic produs sunt de

cele mai mult ori acceptabile pentru aparatura alimentată de la sursele în comutaţie; numai în aplicaţii

cu totul speciale (ex. radioreceptoare, analizoare de spectru, aparatură de măsură de laborator) mai apar

uneori probleme cu nivelul radiaţiilor electromagnetice sau cu riplul tensiunii de ieşire, care necesită o

rezolvare aparte.

Ca o concluzie a acestei prezentări, se poate afirma că sursele în comutaţie reprezintă un domeniu al

tehnicii în plină dezvoltare, ca arie de răspândire, diversificare, performanţe, preţ. Domeniul se află în plin

progres, atât în privinţa concepţiei schemelor cât şi a performanţelor componentelor şi ne putem aştepta la

înlocuirea cvasitotală a sistemelor de alimentare clasice cu transformator şi stabilizator liniar, care au ajuns

la limita dezvoltării şi de la care nu mai putem spera să apară îmbunătăţiri spectaculoase.

80

Bibliografie

1. Popescu Viorel: “Stabilizatoare de tensiune în comutaţie” , Editura de Vest, Timişoara 1992

2. Felea Ion şi colab.: “Circuite cu tranzistoare în industrie”, vol II, Editura Tehnică, Bucureşti 1964

3. Străinescu Ion: “Variatoare statice de tensiune continuă”, Editura Tehnică, Bucureşti 1983

4. Bernhard, J.H., Knuppertz B.: “Iniţiere în tiristoare”, Editura Tehnică, Bucureşti 1974

5. *** : “Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs”, International

Rectifier Application Note 944

6. *** : “MOSFET Switching: the Real Waveforms”, SMPS Power Supplies, 03.08.2002

7. *** : “Gate Drive Characteristics and Requirements for HEXFETs” , International Rectifier Application

Note 937

8. *** : “Paralleling Hexfet Power Mosfets”, International Rectifier Application Note 941

9. *** : “IGBT Characteristics”, International Rectifier Application Note 983

10. Heinz Ruedi , Peter Kohli : ”IGBT drivers correctly calculated”, CONCEPT Application Note 9701

11. Traian Jurca, Dan Stoiciu : “Instrumentaţie de măsurare. Structuri şi circuite” , Editura de Vest, Timişoara,

1996

12. Bill Andreycak: “Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion”, Unitrode Application Note U-138

13. Igor Gorianski: “Zero Voltage Switching Converters”, http://www.orc.ru/~igorg/SMPS/zero_vol.htm

14. S. Kasemsan, I. Batarseh, V. Caliskan, P. Kornetzky : “PWM Zero –Voltage Switching Boost-Derived

Converters with Output Isolation”, IEEE Transactions on power electronics, Vol 11, No. 3, May 1996

15. F.Canales, P.Barbosa, C. Aguilar, F.C. Lee: “A Fixed-Frequency Zero-Voltage-Switching Three-Level

DC/DC Resonant Converter”,Virginia Polytechnic Institute, Blacksburrg, VA USA

16. Changming Qiao, Keyne M. Smedley : “An Isolated Full Bridge Boost Converter with Active Soft

Switching”, University of California, Irvine CA 92697.

17. Huijie Yu, Xudong Huang, Jih-Sheng Lai: “A Novel Load Adaptive Zero Voltage Switching Utilizing

Diode Revers Recovery Current for Soft-Switching Choppers and Inverters”, Center for Power Electronics

Systems Virginia Polytechnic Institute, Blacksburrg,VA USA

18. *** “A new family of integrated circuits controls resonant mode power converters” UNITRODE

Application Note U –122 Unitrode Corporation

19. L.Empringham, P.W.Wheeler, J.C. Claire: ”Bi-Directional Switch Current Commutation for Matrix

Converter Applications”, University of Nottingham, NG7 2 RD UK

20. L.Empringham, P.W.Wheeler, J.C. Claire: “Intelligent Commutation of Matrix Converter Bi-directional

Switch Cells using Novel Gate Drive Techniques” : University of Nottingham, NG7 2 RD UK

21. P.W.Wheeler, D.A.Grant: “Optimised Input Filter Design and Low-Loss Switching Techniques for a

Practical Matrix Converter”, IEEProceedings, Electrical Power Applications , pp.53-60, Vol. 144, No. 1

Jan 1997.

22. Christian Klumpner, P. Nielsen, I. Boldea, Frede Blaabjerg : “A New Matrix Converter-Motor (MCM) for

Industry Applications”, “Politechnica” University of Timisoara, Romania

23. Jonathan Adams “Designing a Power Supply using the IRIS40xx Series” International Rectifier Application

Note AN-1025

24. S.Sunter, Z.Tatar:”PSPICE Simulation and Design of a Snubber Circuit for Power MOSFET”, Scientific

Bulletin of Lodz Technical University Nr. 789, 1998

25. Rahul Chokhawala, Saed Sobhani: ”Switching Voltage Transient Protection Schemes for High Current

IGBT Modules”, International Rectifier Corporation CA 90245, USA

26. Chongming Qiao, Keyue M. Smedley : ”An Isolated Full Bridge Boost Converter with Active Soft

Switching , University of California, Irvine, CA 92697

27. Wei Dong, Qun Yhao, Jinjun Liu, Fred C. Lee : ”A PFC Boost Converter with Lossless Snubber under

Minimum Voltage Stress”, Proc. Center for Power Electronics Annual Seminar, 2000.

28. Fang Z.Peng,Gui-Ja Su, leon M.Tolbert : ”A Passive Soft-Switching Snubber for PWM Inverters”, U.S.

Government contract DE-AC05-00OR22725.

81

29. Jerrold Foutz: ”Switching Mode Power Supply Design”, http://www.smpstech.com/tutorial/t02top.htm

30. Michael Qiao, Parviz Parto, Reza Amirani: “Stabilize the Buck Converter with Transconductance

Amplifier”, International Rectifier Application Note AN-1043

31. *** “75 W SMPS with TEA1507”, Application Note AN00047, Philips Semiconductors

32. Sam Ben-Zaakov, Moshe Shvartasas: “An Electronic Ballast for Fluorescent Lamps with no Series Passive

Elements” Power Electronics Laboratory, Ben-Gurion University of the Negev, Beer-Sheva 84105 ISRAEL

33. *** MOTOROLA Application Note AN1682

34. Thomas J. Ribarich, John J. Ribarich:”A new Procedure for High-Frequency Electronic Ballast Design”,

Proceedings of IEEE Annual Meeting, New Orleans, October 5-9, 1997