Electronica de Putere si Reglare Automata

1. Electronică de putere şi reglare automată

Capitolul 1. ELECTRONICA DE PUTERE ÎN SISTEMELE DE REGLARE AUTOMATĂ

1.1. Circuite electronice de putere folosite în sisteme de reglare automată; controlul circuitelor electronice de putere

1.2. Regimul de comutaţie în comparaţie cu regimul liniar de funcţionare a dispozitivelor electronice

1.3. Comutaţia forţată (“hard”) în comparaţie cu comutaţia rezonantă (“soft”)

1.1

Circuite electronice de putere folosite în sisteme de reglare automată în buclă închisă: Controlul circuitelor electronice de putere

1.1. Circuite electronice de putere folosite în sisteme de reglare automată: controlul circuitelor electronice de putere

În diferite aplicaţii industriale, precum maşinile unelte controlate cu calculator, roboţii industriali, industria oţelului, industria alimentară, uzine chimice etc., se folosesc pe scară largă sisteme de reglare automată, pentru a creşte productivitatea şi calitatea produselor şi pentru a economisi energie. Echipamente asemănătoare, folosite în aplicaţiile de zi cu zi (casnice, transport, etc.) devin din ce în ce mai sofisticate odată cu aplicarea tehnicilor de control “inteligente”.

Acţionările electrice, ca parte importantă a echipamentelor industriale, sunt tot mai mult bazate pe convertoare electronice de putere moderne şi pe regulatoare inteligente pentru a controla o deplasare sau o viteză. Folosirea microprocesorului ca şi „creier” al regulatorului a mărit flexibilitatea şi complexitatea acţionărilor electrice. Pentru a realiza robusteţea şi inteligenţa sistemelor de reglare automate, sistemele soft bazate pe procesoare digitale de semnal PDS (DSP, Digital Signal Processor) sunt folosite pe scară tot mai largă.

Din exemplele precedente rezultă:- o strânsă legătură între echipamentele electronice de putere (medie sau

mare) şi circuitele de control (care lucrează la puteri mici);- nevoia de a dezvolta regulatoare şi sisteme de control capabile să

îndeplinească condiţiile moderne, tot mai dure.Partea principală a oricărui sistem de control electronic, electro-

hidraulic sau electro-pneumatic constă în echipamentul electronic de putere. Din acest punct de vedere, specialistul în Ingineria Reglării Automate trebuie să înţeleagă principiul de funcţionare al acestor echipamente şi să cunoască modelul matematic adecvat. Pentru a proiecta un regulator performant şi modern inclus în bucla de reglare a vitezei unui motor de inducţie, alimentat de un invertor static, modelul invertorului joacă un rol important. Întrucât în sistemele de control moderne semnalele sunt de natură electrică, fiecare semnal al buclei de reglare trebuie să aibă un anumit nivel de putere.

1.2


Circuitele electronice de putere sunt esenţiale pentru ridicarea nivelului de putere al semnalelor.

Există numeroase alte aplicaţii în care echipamentele electronice sunt ele însele controlate automat, constiuind procesul de reglat, o noţiune tipică de Teoria Reglării Automate. Acesta este cazul surselor de alimentare stabilizate de curent continuu sau a surselor de alimentare de rezervă (UPS, Uninterruptible Power Supply). Pe când într-o acţionare electrică uzuală: pompa, maşina de ambalat, laminorul, etc. sunt considerate elemente principale (“procese”), iar grupul motoare electrice–convertoare electronice sunt elemente auxiliare („elemente de execuţie”), circuitele electronice de putere ale unui surse stabilizate constituie elementele principale ("procesele”).

Pentru a detalia aceste probleme, în cele ce urmează vor fi prezentate o serie de exemple.

Figura 1.1.1. Bucla închisă pentru controlul vitezei laminorului

În primul exemplu, pentru a controla grosimea unei plăci de oţel este nevoie să controlăm viteza cilindrului laminorului, antrenat, de exemplu, de către un motor de curent continuu, figura 1.1.1. Motorul, cu o putere nominală de ordinul megawaţilor, este alimentat de către un “Amplificator

1.3

Laminor


de Putere AP”, care poate fi un redresor comandat de putere corespunzătoare. Pentru a proiecta un regulator C(s), eficient pentru controlul vitezei este nevoie să folosim un model adecvat al amplificatorului de putere, desigur, în concordanţă cu modelele celorlalte elemente ale buclei de control. Pentru a deduce “modelul adecvat” este nevoie să cunoaştem dinainte structura şi modul de funcţionare al redresorului comandat .

În alte aplicaţii, este mai convenabil să folosim un motor asincron, care necesită un invertor ca şi sursă de alimentare. Întâlnim un alt tip de amplificator de putere, cu un mod de funcţionare specific şi un model matematic diferit.

În procesul de neutralizare al apelor reziduale, dacă acestea prezintă un caracter acid, este folosită o soluţie apoasă de NaOH ca neutralizant, figura 1.1.2.

Figura 1.1.2. Sistemul de neutralizare a apelor reziduale

Scopul sistemului automat este de a neutraliza caracterul acid al apelor reziduale cu un agent puternic, care intră în tancul de neutralizare (TN), figura 1.1.2, cu un debit determinat de viteza de rotaţie a pompei (P), acţionată de un motor asincron (M). Viteza pompei este dată de frecvenţa tensiunii de alimentare, generate de amplificatorul de putere (AP), în cazul

1.4


nostru un invertor static. Debitul de reactiv NaOH este mărimea primară de control. Semnalul de reacţie este nivelul pH-ului , măsurat în debitul de ieşire cu un traductor adecvat .

Alt exemplu va ilustra un concept modern de control al temperaturii se bazează pe dezvoltarea circuitelor şi dispozitivelor de putere electronice.

Într-un schimbător de căldură (SC), debitul de apă fierbinte (q) este controlat de o valvă (V), acţionată de un servomotor (SM), de obicei un motor asincron bifazat robust. Debitul de apă fierbinte este asigurat de o pompă cu o viteză unghiulară constantă, figura 1.1.3, acţionată de un motor

Figura 1.1.3. Sistemul tripoziţional de control al temperaturii

asincron trifazat, alimentat de la reţea. Temperatura şi debitul apei reci se schimbă în condiţii de funcţionare normale. Pentru a menţine constantă temperatura apei calde la ieşirea din schimbător este necesar să creştem, , sau să scădem, , debitul de apă fierbinte în schimbătorul de căldură. Acest lucru este realizat, într-o variantă

1.5

o


convenţională, de către o valvă cu motor (V), sub comanda unui regulator tripoziţional (de temperatură). Temperatura reală a apei calde este măsurată cu un traductor. Pentru a comanda motorul care acţionează valva şi determină poziţia tijei sale, sunt folosite două relee electromecanice

. Aceste relee au o durată de viaţă redusă, generează zgomot şi sunt grele.

O versiune modernă, mai nouă, înlocuieşte releele electromecanice cu contactoare statice, care sunt de fapt, circuite electronice de putere care nu au părţi în mişcare, deci cu multe avantaje faţă de releele electromecanice. Pompa de apă fierbinte rămâne încă necesară, iar motorul său de inducţie disipă multă energie electrică. Al treilea pas al evoluţiei constă în renunţarea la valva de reglare (V). Pompa de apă fierbinte este antrenată la viteză variabilă, folosind un invertor electronic (static) pentru alimentarea motorului de inducţie al pompei, la viteză variabilă, în aşa fel încât să modifice debitul de apă fierbinte într-un mod mai economic, figura 1.1.4.

Figura 1.1.4. O versiune modernă a sistemului de reglare a temperaturii folosind un invertor static (AP)

1.6


Regulatorul este acum unul convenţional continuu, şi în general , performanţele buclei de reglare sunt mai bune.

În cazul surselor de alimentare de rezervă (UPS), circuitul de control trebuie să controleze circuitul de putere, astfel încât energia electrică furnizată să aibă o frecvenţă şi o amplitudine constantă. Structura sistemului de control este mai complexă. Pentru un sistem cu performanţe ridicate, sunt necesare: un model matematic sofisticat al circuitelor electronice, precum şi concepte moderne ale Teoriei Reglării Automate.

Aceeaşi problemă o prezintă şi sursele stabilizate de curent continuu de laborator, în special dacă sunt cerute performanţe ridicate.

1.2. Regimul de comutaţie în comparaţie cu regimul liniar de funcţionare a dispozitivelor electronice

Circuitele electronice de putere mică (de semnal redus) folosesc funcţionarea liniară a dispozitivelor electronice active, adică se bazează pe proporţionalitatea dintre curntul de bază şi cel de colector. În cazul unui

amplificator de curent alternativ cu un tranzistor, figura 1.2.1, fără semnal de intrare

există un

curent continuu de colector şi o tensiune colector-emitor continuă

(binecunoscutele mărimi de

1.7

Figura 1.2.1. Etaj convenţional de amplificare cu tranzistor pentru un semnal de c.a.

Sarcină

~


polarizare), fără de care este imposibilă funcţionarea amplificatorului de c.a.

Deci tranzistorul disipă (în gol, ) puterea :,

care îl încălzeşte.Într-un circuit de semnal mic, tensiunea şi curentul au de asemenea

valori reduse. De exemplu, pentru şi , puterea disipată este:

şi poate fi disipată uşor în mod natural în mediul ambiant, nefiind nevoie de un radiator.

Într-un circuit de putere mai mare, unde şi , puterea disipată pe tranzistor ar avea valoarea:

,ceea ce este dificil de disipat în exterior, chiar cu ajutorul unor radiatoare imense. Energia termică disipată va încălzi dispozitivul electronic şi îl poate distruge.

1.8


Pentru a exemplifica o soluţie eficientă de rezolvare a acestei probleme, vom analiza circuitul necesar pentru comanda înfăşurării de excitaţie (ZL) a unui generator de curent continuu la care curentul de excitaţie trebuie controlat în gama . Înfăşurarea are o rezistenţă de şi o inductanţă , iar sursa debitează , figura 1.2.2.a. Pentru tranzistor presupunem o amplificare constantă în curent, , deci curentul de bază (iB) variază de la 0 la . Curentul de excitaţie, (iL) egal cu curentul de colector, este:

şi variază în gama impusă (0 5)A.Deoarece tensiunea colector-emitor are expresia:

,puterea disipată pe tranzistor este dată de ecuaţia:

, (1.2.1)figura 1.2.2.b. Dacă ne interesează randamentul circuitului de control:

, (1.2.2)

1.9


unde (Pz) este puterea disipată pe sarcină, iar (PE) este puterea debitată de sursă, pentru iC=2,5(A) rezultă:

.

Din puterea debitată de sursă jumătate este transferată sarcinii, iar cealaltă jumătate trebuie disipată de către tranzistor în mediul ambiant, fiind necesar un radiator voluminos, greu şi scump.

Având în vedere randamentul scăzut, modul de funcţionare liniar nu poate fi acceptat în cadrul circuitelor electronice de putere. Din figura 1.2.2.b se observă că, la limitele curentului pe sarcină:

sau , puterea disipată scade la zero. Într-adevăr, pentru ,

şi pentru , puterea disipată este din nou zero . În primul caz tranzistorul este în starea „blocat” (OFF), ca şi un contact deschis, în timp ce în al doilea caz tranzistorul este „saturat” (ON), ca şi un contact închis. În starea OFF, şi iar în starea ON,

şi are o valoare mare, dată de elementele circuitului (în cazul nostru,

sursa de alimentare şi sarcina ). Pentru a bloca tranzistorul, curentul de bază trebuie să fie zero, iar pentru a-l “satura” avem nevoie de un anumit curent de bază (mare).

Dar, dacă folosim doar aceste două stări, (ON) sau (OFF), pare imposibil să variem continuu curentul de sarcină într-o gamă impusă, deoarece sunt posibile doar două situaţii: sau .

1.10


Dacă stările OFF/ON alternează, curentul de sarcină (iL) creşte în starea ON şi descreşte în starea OFF. Dacă acest proces, denumit “comutaţie” se face cu o frecvenţă mică, curentul de sarcină ajunge la valoarea staţionară

în starea ON şi la valoarea zero în starea OFF. Dar, dacă lucrăm la frecvenţe înalte sau cu alte cuvinte, cu o perioadă de comutaţie (TS) mult mai mică decât constanta de timp a sarcinii:

, TS = tON + tOFF,

curentul de sarcină nu ajunge la valorile extreme, „oscilând” în jurul unei valori medii , figura 1.2.3, de la la şi vice-versa.

Aşa cum se va preciza şi ulterior, pe durata (tON) curenţii de colector şi de sarcină sunt egali, dar pe durata (tOFF) curentul de colector este zero, aşa încât continuitatea curentului de sarcină, inerentă prezenţei inductanţei, este asigurată de dioda (d).

Valoarea medie a curentului este dată de ecuaţia:

(1.2.4)

care arată că, printr-o simplă variaţie a timpilor de comutaţie (tON) şi (tOFF) se poate obţine orice valoare medie între valorile extreme . Dacă lucrăm la frecvenţe şi mai mari, se apropie de

, putând admite

aproximaţia:

1.11

Figura 1.2.3. Forma de undă a curentului de sarcină în comutaţie

Imed


(1.2.5)

Ecuaţia anterioară este fundamentală în electronica de putere întrucât demonstrează posibilitatea obţinerii oricărei valori de curent (sau de tensiune în alte circuite) folosind regimul de comutaţie. Strategia constă în modificarea intervalelor de timp (tON) şi (tOFF), acest procedeu de control fiind numit modulare. Dacă şi doar perioadele (tON) şi (tOFF) variază, acest tip de modulare se numeşte modulare în lăţime (PWM, Pulse Width Modulation).

Principalul avantaj al comutaţiei este puterea disipată redusă pe tranzistor, teoretic zero. În practică, în starea “ON” orice dispozitiv electronic de putere are o tensiune de “saturaţie”, iar în starea “OFF” are un curent mic “de curgere”. Deci, în ambele stări, puterea disipată nu este chiar zero. În tranziţiile de la ON la OFF şi vice-versa, există perioade de timp (numite timpi de comutaţie) în care, simultan, tensiunea (vCE) şi curentul (iC) nu sunt zero, deci dispozitivul disipă o energie suplimentară. Totuşi, energia disipată în comutaţie reprezintă doar câteva procente din puterea disipată într-un circuit echivalent, funcţionând în modul liniar.

Comutaţia are şi dezavantaje: circuitele de control sunt mai complexe şi, în multe situaţii, doar circuite digitale sofisticate rezolvă problema controlului.

1.3. Comutaţia forţată (“hard”) în comparaţie cu comutarea rezonantă (“soft”)

Există multe motive pentru a mări frecvenţa de comutaţie din ce în ce mai mult. Pentru frecvenţe mari (fS) deviaţiile curentului de sarcină în jurul mediei sunt mici şi componenta reziduală de curent alternativ poate fi neglijată. Multe circuite de putere devin mai mici şi mai uşoare odată cu creşterea frecvenţei de comutaţie. Dar avem de-a face cu o problemă esenţială, întrucât pierderile pe semiconductori cresc rapid odată cu creşterea

1.12


frecvenţei. Acesta a fost motivul căutării de noi circuite şi soluţii pentru frecvenţe de comutaţie mari.

Procesul de comutaţie analizat până acum a fost o comutaţie forţată (“hard”). Tranziţia de la saturat la blocat (ON la OFF) a fost făcută cu un curent de sarcină iniţial considerabil. Curentul a fost întrerupt blocând dispozitivul de putere cu o viteză (pantă) ridicată şi în consecinţă tensiunea (vCE) creşte de asemenea repede. Deoarece curentul iniţial în comutaţia OFF a avut o valoare mare, puterea disipată pe dispozitivul de putere în comutaţie nu poate fi neglijată. În plus, radiaţiile electromagnetice sunt un alt factor perturbator important.

Saturaţia tranzistorului (tranziţia de la OFF la ON) pune probleme similare. Acum dispozitivul suportă o tensiune iniţială considerabilă

şi deci, tensiunea scade cu o pantă mare, în timp ce curentul prin dispozitiv creşte rapid, mărind puterea disipată.

Să considerăm, acum, un circuit adiţional rezonant pentru dispozitivul de putere figura 1.3.1. În starea saturat (ON) a tranzistorului (T), întrerupătorul (K1) este deschis (i1 = 0) şi curentul (iL) prin impedanţa (ZL), egal cu curentul de colector (iC) este:

.

Se presupune iniţial condensatorul (C1) încărcat cu polaritatea din figură. Pentru a asigura saturaţia tranzistorului, curentul de bază (iB) are o valoare mare (corespunzător datelor de catalog). Pentru a aduce tranzistorul în starea blocat (OFF) prin comutaţia forţată (“hard”), curentul de bază este scăzut brusc. În cazul comutaţiei rezonante, în momentul în care se doreşte blocarea tranzistorului (T), se

1.13

Figura 1.3.1. Dispozitivul de putere în comutaţia rezonantă (“soft”)


închide întrerupătorul (K1). Prin condensatorul (C1) şi bobina (L1) se „amorsează” un curent oscilant i1(t):

,curent care trece şi prin tranzistorul (T) şi are (iniţial) o polaritate opusă faţă de (iC). Valoarea depinde de tensiunea iniţială pe condensator şi de valorile (C1, L1), iar pulsaţia proprie a circuitului oscilant este dată de relaţia:

.

Dacă (L1) şi (C1) sunt alese astfel încât:

, (1.3.1)

variaţia curentului de sarcină este mult mai lentă faţă de variaţia curentului oscilant i1(t) şi deci curentul “total” de colector este:

. (1.3.2)

Pentru , la un moment curentul de colector se anulează

, iar curentul prin sarcina (ZL) se va „comuta” pe dioda (D), prin care circulă în continuare. În acest moment, curentul de bază este redus la zero şi tranzistorul este blocat (comutat în starea OFF), într-un timp foarte scurt şi cu pierderi foarte mici, întrucât anularea curentului de colector o realizează circuitul rezonant (oscilant) şi nu tranzistorul. Acest tip de comutaţie se numeşte comutaţie rezonantă („soft”) şi anume comutaţie (blocare) la curent zero (zero-curent switching, ZCS). Este posibil şi larg folosit un alt montaj, în care să folosim comutaţia rezonantă a tranzistorului de la blocat la saturat (OFF la ON) la trecerea prin zero a tensiunii prin tranzistor. Este vorba de o comutaţie (saturaţie) la tensiune zero (zero-voltage switching, ZVS). În acest caz tensiunea pe tranzistor (şi nu curentul de colector) are un caracter oscilant:

. (1.3.3)Comutaţia rezonantă permite frecvenţe de comutaţie mult mai mari,

reduce „interferenţele” electromagnetice, dar circuitul este mai complex, are nevoie de dispozitive controlabile auxiliare şi circuite de control dedicate şi creşte, de multe ori, stresul dispozitivului semiconductor de putere.

1.14

1. Electronică de putere şi reglare automată 1.15

Electronica de Putere si Reglare Automata

Documents

Transcript of Electronica de Putere si Reglare Automata