Circuite analogice surse de crt

8/16/2019 Circuite analogice surse de crt

1/43

14

II.1.1. SURSĂ DE CURENT SIMPLĂ

Cea mai simplă sursă de curent poate fi realizată cu două tranzistoare şi

o rezistenţă, conform Fig.II.11. Tranzistorul Q1 fiind conectat ca diodă, are

tensiunea colector-bază zero, deci încă funcţionează în regiunea activă.

Pentru simplificarea problemei, se consider ă pentru început că cele două

tranzistoare sunt identice şi se neglijează efectul Early (dependenţa curentului

de colector de tensiunea colector-emitor). În aceste condi ţii, având aceeaşi

tensiune bază-emitor, curenţii de bază ai celor două tranzistoare sunt egali:

BB2B1 iii == . (II.20)

Iref VCC

I0

R

iB iB

2iB βiBβiB

(β+2)iB

Q1 Q2

Fig.II.11. Sursă de curent simpl ă.

Având în vedere semnificaţia lui β (factor de amplificare în curent, egalcu raportul dintre curentul de colector şi cel de bază), se poate scrie:

( ) BBC1ref

BC20

22 iii I

ii I

+β=+=

β==. (II.21)


2/43

15

Din (II.21) se poate determina factorul de transfer în curent, dat deraportul dintre curentul de ieşire, I 0 şi cel de referinţă, I ref :

β+=

+ββ

=21

1

2ref

0

I

I , (II.22)

unde:

R

V V I BECCref

−= . (II.23)

Din (II.22) se observă că cei doi curenţi nu sunt riguros egali. Dacă β

este suficient de mare (> 100), cei doi curenţi pot fi consideraţi aproximativegali, motiv pentru care circuitul mai este denumit şi oglind ă de curent .


3/43


4/43

17

II.1.4. SURSĂ DE CURENT STANDARD

==

==

T

BES1C1ref

T

BES2C20

V

vexp I i I

V

vexp I i I

, (II.30)

de unde se poate calcula raportul celor doi curenţi:

n A

A

I

I

i

i

I

I ====

1

2

S1

S2

C1

C2

ref

0 , (II.31)

unde A1 şi A2 reprezintă ariile joncţiunilor bază-emitor, iar n – raportul lor.

.


5/43

18

VCC

Iref I0

Q1 Q2

R

R 1 R 2

A

Fig.II.14. Sursă de curent standard .

Diferenţa de tensiune bază-emitor se poate determina plecând de la relaţiile:

==

==

T

BE1S1C1ref

T

BE2S2C20

V

vexp I i I

V

vexp I i I

unde valoarea curentului de referinţă poate fi calculată cu relaţia:

1

BECCref

R RV V I

+−= .


6/43

20

II.1.5. SURSĂ DE CURENT WIDLAR

VCC

Iref I0

Q1 Q2

R

R 2

A

Fig.II.16. Sursă de curent Widlar .


7/43

Pentru calculul factorului de transfer în curent şi al rezistenţei de ieşirese consider ă tranzistoarele identice ( I S1 = I S2) şi R1 = 0:

=

0

ref

ref 2

T

ref

0

I

I ln

I R

V

I

I respectiv

=

0

ref

2

T0

I

I ln

R

V I ;

=x

x0

I

V R .


8/43

22

II.1.7. SURSE DE CURENT CU IEŞIRI MULTIPLE

Sursele de curent cu ieşiri multiple reprezintă soluţia optimă pentru

polarizarea mai multor etaje ale unui circuit integrat. Schema unei surse

multiple este reprezentată în Fig.II.18, observându-se că sursa de bază este o

combinaţie între sursa simplă cu câştig în curent şi sursa standard. Tranzistorul

Q1, fiind amplificator de curent, asigur ă curenţii de bază pentru tranzistoarele

finale, iar rezistenţele din emitoare asigur ă ponderarea curenţilor de ieşire.

66554433ref 2BE6BE5BE4BE3BE2

666BE555BE444BE333BEref 2BE2

I R I R I R I R I RV V V V V

I RV I RV I RV I RV I RV

====⇒====

+=+=+=+=+

3

ref 23

I

I R R = ;

4

ref 24

I

I R R = ;

5

ref 25

I

I R R = ;

6

ref 26

I

I R R = .

R 1

Q2

+VCCIref

−VER 2

Q1

Q3 Q4 Q5 Q6

R 3 R 4 R 5 R 6

I3 I4 I5 I6

Fig.II.18. Sursă de curent cu ieşiri multiple.


9/43

23

II.1.8. SURSE DE CURENT CA SARCINI ACTIVE

Amplificarea în tensiune a unui etaj cu tranzistoare este propor ţională cu

rezistenţa de sarcină. Pe de altă parte, o condiţie importantă privind

amplificatoarele cu reacţie negativă este asigurarea unei amplificării în buclă

deschisă cât mai mare, cu un număr de etaje de amplificare cât mai mic.

Amplificarea în tensiune a unui etaj cu emitor comun şi sarcină rezistivă

( ) CT

CC0

T

CC0mC0

x

m

x

0 RV

I Rr

V

I Rr g Rr

v

v g

v

v A −≅−=−=−== ,

R C

VCCiC

Q1vx

v0

(a) (b)

vx v0v g m v r 0 R Cr π

Fig.II.19. Etaj de amplificare cu emitor comun şi sarcină rezistivă:(a) – schema electrică; (b) – schema echivalent ă.


10/43

27

==S1

ref

2

T

2

BE10

I

I ln

R

V

R

v I . (II.60)

Circuitul de faţă nu este total independent de tensiunea de alimentare,

deoarece tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q1 variază cu tensiunea de

alimentare datorită curentului de referinţă direct propor ţional cu aceasta:

R

V V V I BE1BE2CCref

−−= ;

=

S1

ref TBE1

I

I lnV v . (II.61)

I0

Q1

VCC

Q2

R 2

Iref R

Fig.II.21. Circuit de polarizare pilotat cu V BE.

II.1.9.3. Circuit de polarizare bootstrap cu referinţă V BE

Independenţa totală a curentului de polarizare de tensiunea de alimentare poate

fi asigurată prin utilizarea unei tehnicii numită bootstrap sau autopolarizare, în

care curentul de referinţă este furnizat de o sursă cu tranzistoare pnp, având ca

referinţă curentul de ieşire al sursei de bază, conform Fig.II.22. Se observă că circuitul este format dintr-o sursă pilotată cu tensiune bază-emitor (Q1, Q2, R2)

şi o sursă simplă cu tranzistoare pnp (Q4, Q5). Exceptând efectul Early, în rest

curentul de ieşire este total independent de tensiunea de alimentare.

Q4

R 2

Q1

Q2

Q3

Q6Q5

Iref I0 I01 I02

VCC

Fig.II.22. Circuit de polarizare bootstrap cu referin ţă V BE.


11/43

28

O problemă a circuitului bootstrap este aceea că prezintă o comportare bistabilă, cu tranzistoarele fie în conducţie, fie blocate, stabilirea uneia din cele

două stări având loc în mod aleator la cuplarea alimentării.

Tensiunile faţă de masă în punctul A şi în baza tranzistorului Q2 având

valorile V A0 = 4V BE – V BE = 3V BE, respectiv V B20 = 2V BE, prin rezistenţa R b va

circula un curent de amorsare a circuitului cu valoarea I b = V BE/ R b.

R 2Q1

Q2

Q3

Q6

Iref I0 I01 I02

Q4Q5 VCC

D5

D1…D4

R

R a

4VBEA

Fig.II.23. Circuit de polarizare bootstrap prevă zut cu amorsare.


12/43

29

II.1.9.5. Circuit de polarizare cu referinţă Zener

2

Z

2

BE4BE3BE2BE1Zref

R

V

R

V V V V V I =

−−++= , (II.63)

R 1

Q1

Q2

Q3

−Iref I0

VCC

Q4 Q5

R 2

D1+

Q1

Q2

Q3

−Iref

I02

VCC

Q4 Q5

R 2

D1+

I01

Q6 Q8Q7

(a) (b)

Fig.II.25. Circuit de polarizare cu referin ţă Zener :(a) – schema de baz ă; (b) – schema bootstrap.


13/43

30

II.1.9.6. Circuit de polarizare cu referinţă de tip bandă interzisă

+

-

Q1Q2

I2 I1R 2 R 1

R 3∞

A1

v0

Fig.II.26. Schema de principiu a referin ţ ei de tensiune cu band ă interzisă.

BE1110 v I Rv += ;

BE223BE1 v I Rv +=

2211 R I R I =

=

=−

S1

S2

1

2T

S1

S2

2

1TBE2BE1

I

I

R

RlnV I

I

I

I lnV vv .


14/43

31

=S1

S2

1

2

3

T2

I

I

R

Rln

R

V I ,

=

S1

S2

1

2

3

T

1

21

I

I

R

Rln

R

V

R

R I .

K V v I

I

R

Rln

R

RV vv TBE1

S1

S2

1

2

3

2TBE10 +=

+= .

II.2. AMPLIFICATOARE DIFERENŢIALE

Amplificatorul diferenţial este cel mai larg şi utilizat etaj de amplificare

din structura unui circuit integrat analogic, remarcându-se prin particularităţile:

•

prezintă două intr ări de semnal, ca urmare amplifică diferenţa celor două

tensiuni de intrare, fiind insensibil la valorile absolute ale acestor tensiuni;

•

este insensibil la perturbaţii de mod comun, cum ar fi variaţiile tensiunii de

alimentare şi temperaturii, informaţia fiind purtată de semnalul diferenţial;•

conectarea în cascadă a amplificatoarelor se poate realiza prin cuplaj direct.

Schema amplificatorului diferenţial clasic este prezentată în Fig.II.27.

Q1 Q2

iC2iC1

R CR C

vx1 vx2

v02v01

I0

+VCC

−VCC

iE2iE1

Fig.II.27. Amplificator diferen ţ ial clasic.


15/43

32

Punctul static de funcţionare al amplificatorului diferenţial este definit

prin parametrii vx1 = vx2, iC1 = iC2 = α I 0/2 şi v01 = v02. În regim de amplificareintervin tensiunile diferenţiale de intrare şi de ieşire, definite astfel:

x2x1x vvv −= , respectiv 02010 vvv −= . (II.72)

II.2.1. CARACTERISTICA DE TRANSFER STATICĂ


16/43

33

( )[ ]Tx0

C1 212 V vtanh

I i +

α= , respectiv ( )[ ]Tx

0C2 212

V vtanh I

i −α

= . (II.80)

+5+1 +2 +3 +40−1−2−3−4−5

0,2

0,8

0,4

0,62iC1/αI0

2iC2/αI0

vx/2VT

2iC/αI01

Fig.II.28. Caracteristicile de transfer curent-tensiunea unui amplificator diferen ţ ial .

În Fig.II.28 sunt reprezentate grafic caracteristicile de transfer curent-

tensiune ale celor două tranzistoare, remarcându-se următoarele particularităţi:

1.

Caracteristicile de transfer sunt aproximativ liniare în jurul punctului static

de funcţionare, pe un interval al tensiunii diferenţiale de intrare cu valoareavx = vx1 − vx2 = ±V T, adică cu amplitudinea V T ≅ 25 mV şi valoarea vârf-vârf

V T ≅ 50 mV, la temperatura de 27 °C. Pentru amplitudini ale tensiunii de

intrare mai mari decât 4V T ≅ 100 mV, la temperatura de 27 °C, curenţii decolector devin independenţi de tensiunea de intrare, deoarece curentul

printr-un tranzistor devine egal cu I 0, iar prin celălalt tranzistor devine nul.

2.

Panta caracteristicilor de transfer, reprezentând transconductanţa etajului,

poate fi calculată derivând (II.80). Această pantă are valoarea maximă în

punctul static de funcţionare (vx = vx1 − vx2 = 0):

==

T

0

T

0m_max

2

2

1

4

1

V

I

V

I g , (II.81)

de unde se observă că panta etajului de amplificare diferenţial este 1/2 din

panta unui etaj de amplificare cu un singur tranzistor, în conexiune emitor

comun, lucrând la acelaşi curent de punct static ( I 0/2).


17/43

34

3.

Tensiunile de ieşire se pot calcula funcţie de curenţii de ieşire cu relaţiile:

CC2CC02

CC1CC01

RiV v

RiV v

−=

−=, (II.82)

care împreună cu (II.80) permit calculul tensiunii diferenţiale de ieşire:( ) ( )Tx0C1C2C02010 2V vtanh R I ii Rvvv C α−=−=−= . (II.83)

4.

( )Emmm_echiv 1 R g g g += . (II.84)

unde g m reprezintă panta pentru RE = 0.

Q1 Q2

iC2iC1

R CR C

vx1 vx2

v02v01

I0

+VCC

−VCC

iE2iE1

R E R E

Fig.II.30. Amplificator diferen ţ ial cu rezisten ţ e de liniarizare în emitoare.


18/43

37

II.2.3. EFECTELE NESIMETRIEI ETAJULUI

Un aspect important al performanţelor unui amplificator diferenţial este

cel cu privire la tensiunea minimă de intrare care poate fi detectată. Apariţia

inevitabilă de nesimetrii între valorile unor parametri tehnologici se traduce în

final prin apariţia unor tensiuni diferenţiale la ieşire care nu pot fi decelate de

semnalul util de ieşire.

Q1 Q2

IN

R C1

+VCC

−VCC

R C1

OUT

IN

ii1

ii2

vioff

iioff /2

E t a j d e a m

p l i f i c a r e i d e a l

+−

Fig.II.31. Eviden ţ ierea tensiunii şi curentului de decalaj la intrare.

II.2.3.1. Tensiunea de decalaj la intrare

=−=

S1

S2

C2

C1TBE2BE1ioff

I

I

I

I lnV V V V . (II.98)


19/43

39

Dacă consider ăm pentru abaterile de la simetrie valorile tipice, posibil

de obţinut practic, de ∆ RC/ RC = 1%, ∆ I S/ I S = 5%, tensiunea de offset rezultă:

( )( ) mV1,505,001,0mV26ioff −≅+−=V . (II.107)

II.2.3.2. Curentul de decalaj la intrare

2

C2

1

C1B2B1ioff β

−β

=−= I I

I I I . (II.108)

Dacă consider ăm pentru abaterile de la simetrie valorile tipice, posibil

de obţinut practic, de ∆β/β = 10%, ∆ RC/ RC = 1%, curentul de offset rezultă:

( ) BCioff 0,10,11 i I I −≅β−= . (II.115)

Prin urmare, tensiunea de offset este de ordinul milivolţilor, iar curentul

de offset este de ordinul a 10% din curentul de bază.


20/43

II.3. ETAJE DE DEPLASARE A NIVELULUI

Etajele CIA sunt cuplate între ele prin cuplaj direct în curent continuu.

Din acest motiv, nivelul de curent continuu tinde să varieze de la etaj la etaj,

într-un singur sens, către nivelul uneia dintre sursele de alimentare. Ca urmare,

excursia de semnal la ieşire tinde să scadă de la etaj la etaj, către valoarea zero.


21/43

41

Q1 Q2

+VCC

−VCC

Q3 Q4

OUT

IN

Q5

D1

Q1 Q2

+VCC

−VCC

Q3 Q4

OUT

Q5

IN

(a) (b)

A A

B B

R !

Fig.II.33. Etaje de deplasare a nivelului de curent continuu:(a) – etaj cu diod ă Zener ; (b) – etaj cu tranzistor pnp.


22/43

42

II.4.1.1 Etaj de ieşire colector comun

Etajul de ieşire colector comun este cunoscut sub denumirea de repetor pe

emitor, conform schemei din Fig.II.34. De regulă, se utilizează varianta cu

sarcină activă din Fig.II.34.b, deoarece este mai indicată din punct de vedere

tehnologic şi asigur ă o polarizare de mai bună calitate a tranzistorului final.

Pentru schema cu sarcină activă, neglijând tensiunile de saturaţie ale

tranzistoarelor în raport cu tensiunile de alimentare, considerate simetrice,


23/43


24/43

46

II.4.2. ETAJE DE IEŞIRE ÎN CONTRATIMP CLASĂ B

Etajele de ieşire clasă A analizate la pct.II.4.1 prezintă două dezavantaje

importante: prezintă randament mic, iar puterea disipată în repaus (semnal de

intrare zero) este mare, fapt ce conduce la creşterea ariei cipului, deci a

preţului de cost al circuitelor integrate care folosesc astfel de etaje de ieşire.

Q1

v0

+VCC

−VCC

vxR L

i0iC1

iC2

Q2

Fig.II.36. Etaj de ieşire în contratimp clasă B.

II.4.2.1. Caracteristica de transfer statică

Pentru etajul de Fig.II.36, caracteristica de transfer v0 = f (vx) este reprezentată

în Fig.II.37, observându-se trei regimuri de funcţionare în funcţie de nivelul vx:

•

dacă (−V Beon ≤ vx ≤ +V Beon) ⇒ v0 = 0, ambele tranzistoare fiind blocate;

•

dacă (vx > +V Beon), Q2 r ămâne blocat, iar Q1 lucrează ca repetor pe emitor,

tensiunea v0 urmărind tensiunea vx până când Q1 intr ă în saturaţie;

• dacă (vx


25/43

v0

vx

+ V B E o n

− V B E o n

Q1 saturat

Q2 saturat ( + V C C − V C E S 1 + v B E 1 )

( − V C C + V C E S 2 − v

B E 2 )

Pantă ≅1Q1 activ

Q2 blocat

Pantă ≅1Q1 blocat

Q2 activ

Fig.II.37. Caracteristicile de transfer a unui etaj de ieşire clasă B.

II.4.2.2. Bilanţul energetic


26/43

48

b)

Calculul puterii utile medii şi a randamentului. Deoarece puterea utilă medie debitată în sarcină are, conform (II.130) şi (II.131), expresia:

( ) 000 21 I V P = , (II.142)

pe baza (II.136), (II.137), se poate scrie:

0_max2

L

2CC2

02

1 P K

R

V K P == , (II.143)

unde:

L

2CC

max0-2

1

R

V P = . (II.144)

( ) A_max2

0 4 P K P π= . (II.145)

( ) K P P 4A0 π==η , (II.146)

având valoarea teoretică maximă, pentru K = 1, de 78,6%.


27/43

c)

Calculul puterii medii disipate de tranzistoare.


28/43

Valoarea maximă a puterii instantanee disipate de ambele tranzistoare se

obţine, pentru K = 1, în punctul de funcţionare de coordonate vCE = V CC/2 şi

iC = V CC/2 RL, pentru fiecare tranzistor în parte, conform relaţiei:

L

2CC

L

CCCCCCEDT_max

2

1

2222

R

V

R

V V iv p =

== . (II.153)


29/43


30/43

Q1

v0

+VCC

−VCC

vx R LQ2

+

−+

−

VBE

VBE

v0

vx1vx2

v0

VBE

Caracteristica

compusă

Q1

Q2

(a) (b)

Fig.II.39. Etaje de ieşire în contratimp clasă A-B:(a) – schema de principiu; (b) – caracteristica de transfer compusă.


31/43

53

II.4.3.2. Prepolarizarea etajului final

ba

CE

b

BE

R R

v

R

v

+= ⇒ ( ) baBECE 1 R Rvv += . (II.156)

Prin urmare, căderea de tensiune pe circuitul în discuţie reprezintă o

tensiune bază-emitor multiplicată cu un factor a cărei valoare poate fi stabilită prin raportul a două rezistenţe.

Q1

v0

vx

R L

R a

Q2

+VCC

−VCCQ3

Q

R

R C3

R aQ

R

vCE

vBE

(a) (b)

Fig.II.40. Etaj de ieşire clasă A-B prepolarizat cu diod ă multiplicativă:(a) – diod ă multiplicativă; (b) – etaj final clasă A-B cu diod ă multiplicativă.

II.4.3.3. Protecţia la scurtcircuit

O altă problemă importantă, specifică etajelor de ieşire, o constituie

protecţia la scurtcircuit, astfel încât să se evite distrugerea tranzistoarelor finale

în caz de suprasarcină sau de scurtcircuit la ieşire.


32/43

54

e

BE0_SC

R

v I = .

Q1

v0

vx

R L

R a

Q2

−VCCQ3

Q

R

+VCC

R p

Q4Q5

Q6

Q7

R e

R e

Fig.II.41. Etaj de ieşire clasă A-B prevă zut cu protec ţ ie la scurtcircuit .


33/43

VIO

Av

+BI

−BI

ZdZ0

IN+

IN−

OUT

v−

v

v0v+

+cZ−cZ

Fig.III.1. Schema echivalent ă a unui AO.

III.1.1. TENSIUNEA DE DECALAJ LA INTRARE


34/43

III.1.2. CURENTUL DE INTRARE

Etajul de intrare al unui AO necesită un curent de polarizare pentru o

funcţionare corectă a circuitului. Curentul de polarizare la intrare, I IB, se

calculează ca medie aritmetică a curenţilor celor două intr ări:

( ) 2BBIB −+ += I I I . (III.3)Diferenţa între cei doi curenţi de intrare, notată I IO, se numeşte curent de

decalaj la intrare, având valoarea cu un ordin de mărime mai mică decât

curentul de polarizare la intrare (pct.II.2.3.2):−+ −= BBIO I I I . (III.4)


35/43

70

III.2. AMPLIFICATOARE OPERAŢIONALEIDEALE ŞI NEIDEALE

III.2.1. REACŢIA NEGATIVĂ

Schema bloc generală a unui sistem cu reacţie este reprezentată în

Fig.III.14. Pentru semnalul de ieşire şi de eroare se pot scrie ecuaţiile:

OUTIN

OUT

V V E

EAV

β−=

=. (III.15)

A

β

VOUTVINE

Σ+

−

Fig.III.14. Schema bloc general ă a unui sistem cu reac ţ ie.


36/43

71

Prelucrând (15) se obţine ecuaţia caracteristicii de transfer:

T

A

A

A

V

V A

+=

β+==

11IN

OUTV . (III.16)

Considerând cazul ideal, adică A = ∞ deci β A >> 1, (III.16) devine:

β==

1

IN

OUTV

V

V A , (III.17)

Termenul β A = T prezintă importanţă, fiind numit amplificare pe bucl ă

sau transmisie pe bucl ă. Considerând intrarea la masă, bucla întreruptă şi un

semnal de test la intrarea buclei, conform Fig.III.15, se poate determina β A:

T AV

V =β=

TEST

RETUR , (III.18)

A

β

VOUT

VTEST

EΣ

+

−

VRETUR

Fig.III.15. Schema echivalent ă pentru determinarea amplificării pe bucl ă.


37/43

Din (III.15) se poate determina şi eroarea circuitului sau sistemului:

AV E β+

=1

IN . (III.19)

III.2.2. AMPLIFICATORUL INVERSOR

III.2.2.1. Amplificarea

AOUT aV V −= , (III.20)


38/43

73

OUT

R I

IIN

R I

R A V

Z Z

Z V

Z Z

Z V

++

+= . (III.21)

+

-

VOUT

VINVA

a

ZR ZI

+

-

VTEST

VRETUR

VOUTa

ZR

ZI

(a) (b)

Fig.III.16. Amplificatorul inversor :

(a) – schema de principiu; (b) – schema echivalent ă pentru determinare A.

Amplificarea pe buclă se poate determina pe baza Fig.III.16.a, unde s-a

considerat intrarea la masă, bucla de reacţie întreruptă şi o tensiune de test

aplicată la intrarea buclei, în mod analog cu cazul general conform Fig.III.15:

T A Z Z

aZ

V

V =β=

+=

R I

I

TEST

RETUR . (III.23)

β+=

1

a A ;

β+

β=β=

1

a AT ; şi

( )aa

A+β+

−=11

V . (III.25)

Considerând AO ideal, a = ∞, adică A = ∞ deci β A >> 1, (III.22) devine:

β−=−==

1

I

R

IN

OUTV

Z

Z

V

V A , (III.26)

reprezentând factorul de amplificare al amplificatorului inversor ideal.


39/43

74

III.2.2.2. Impedanţa de intrare

IN

ININ

I

V Z = , unde

I

ININ

Z

V V I

−−= . (III.27)

Aplicând metoda suprapunerii efectelor, se calculează expresiile V − şi V 0:

( ) ( )

( ) ( )

( )

( )

( ) −−+

−

+−=−=

+++

++

+++

++=

V Z Z

Z aV V aV

V Z Z Z Z Z

Z Z Z V

Z Z Z Z Z

Z Z Z Z V

DIR

D0

0

IR DIR 0

IR DI

IN

IR DR 0I

IR DR 0

. (III.28)

0R I

I

INR I

R

V Z Z

Z

V Z Z

Z

V +++=−

şi−

−= aV V 0 ; (III.30)

IR

IR

IIN1

Z a

Z Z

a

Z Z Z ≅+≅

++= , dacă a >> 1. (III.31)

VIN

V+

+

ZR

ZI

ZIR

Z0

IIN

ZD

−V−

V0 = a(V+−V

−) VOUT ZL

V + − V −

Fig.III.17. Schema echivalent ă a amplificatorul inversor .


40/43

III.2.2.3. Impedanţa de ieşire

_SC:OUT

OUT_GOL

OUT I

V Z = . (III.32)

R

SC

0

0 _SC:OUT

Z

V

Z

V I

−

+= , (III.33)

IN

R I

R SC V

Z Z

Z V

+=− , iar

−−= SC0 aV V , (III.34)

( ) INR I00R

_SC:OUT V Z Z Z

Z aZ I

+

+−= . (III.35)

( )( ) T

Z

A

Z

a

Z

aZ

Z Z Z

I

V Z

000

I

R I0

_SC:OUT

OUT_GOL

OUT1

=β

=β+β

=+

== , (III.36)

III.2.3. AMPLIFICATORUL NEINVERSOR

III.2.3.1. Amplificarea

( )BINOUT V V aV −= , (III.37)


41/43

OUT

R I

IB V

Z Z

Z V

+= . (III.38)

Din (III.37) şi (III.38) se poate determina forma explicită a ecuaţiei de transfer:

R I

IIN

OUTV

1 Z Z

aZ

a

V

V A

++

== . (III.39)

+

-

VOUTa

ZR

ZI

VIN

VB

Fig.III.18. Amplificatorul neinversor .

III.2.3.2. Impedanţa de intrare


42/43

IN

ININ

I

V Z = , unde

DIR

ININ

Z Z

V V I

+

−=

−

. (III.43)

Aplicând metoda suprapunerii efectelor, se calculează expresiile V +, V 0 şi V

−:

( )

( )

( )

( )

( )( )

( )

( )

( ) 0IR DIR 0

IR DI

IN

0R IDIR

0R I

0

IR DIR 0

0IR DI

DIR

IR

0R IDIR

IN0R ID

V Z Z Z Z Z

Z Z Z V

Z Z Z Z Z

Z Z Z V

V V aV

Z Z Z Z Z

V Z Z Z

Z Z

Z

Z Z Z Z Z

V Z Z Z Z V

+++

++

+++

+=

−=

+++

+⋅

++

+++

++=

−

−+

+

(III.44)

VIN

V− −

ZR

ZIR

ZI

Z0

IIN

ZD

+V+

V0 = a(V+−V

−) VOUT ZL

V + − V −

Fig.III.19. Schema echivalent ă a amplificatorul neinversor .

III.2.3.3. Impedanţa de ieşire


43/43

_SC:OUT

OUT_GOL

OUT I

V Z = . (III.47)

R

SC

0

0 _SC:OUT

Z

V

Z

V I

−

+= , (III.48)

0SC =−

V , iar IN0 aV V = , (III.49)

0

IN _SC:OUT

Z

aV I = . (III.50)

T

Z

A

Z

a

Z

I

V Z

000

_SC:OUT

OUT_GOL

OUT =β

=β

== , (III.51)

Circuite analogice surse de crt

Documents

Transcript of Circuite analogice surse de crt