3 · Web viewFormatoarele de impulsuri sunt circuite electronice, de ex.: comparatorul de nivel,...

3

2

2

1

2

1

pR

pR

R

U

U

m

+

=

=

152

Măsurări Electrice şi Electronice

153

k

1

Convertoare de prelucrare pentru aparate şi sisteme de măsurare

3. Convertoare de prelucrare pentru aparate

şi sisteme de măsurare

Convertoarele de prelucrare sunt accesorii sau componente care produc modificarea semnalelor (ca mărime, formă, fază) sau realizează diferite operaţii matematice asupra semnalelor (adunare, scădere, înmulţire, împărţire, logaritmare, derivare, integrare), în scopul adaptării lor la dispozitivele sau instrumentele de măsurat utilizate. Principalii parametrii de calitate ai acestor dispozitive sunt: factorul de modificare, precizia şi banda de frecvenţe.

3.1 Reductoare de tensiune

Au rolul de a micşora tensiunile la valori compatibile cu cele de intrare ale aparatelor de măsurat (AM) sau a amplificatoarelor din AM. Acestea pot fi divizoare sau transformatoare de tensiune.

3.1.1. Divizoare de tensiune

Din punct de vedere constructiv, divizoare de tensiune depind de felul tensiunii utilizate (continue sau alternative).

3.1.1.1. Divizoare pentru tensiuni continue

Acestea se întâlnesc ca divizoare rezistive formate din rezistenţe bobinate, ce pot atinge precizii foarte înalte, sau cel mai adesea, ca rezistenţe de precizie cu peliculă metalică. Precizia acestora este mult mai modestă (0,1-0,5%), dar suficient de bună pentru practica instrumentaţiei electronice.

a) Divizoare fixe

Schema de principiu este dată în fig.3.1, în care Rs reprezintă rezistenţa de sarcină a divizorului (poate fi rezistenţa de intrare a amplificatorului sau a voltmetrului conectat la ieşirea divizorului).

Raportul de divizare (m) este dat de relaţia:

b

; p=

s

2

R

R

1

1

+

,

(3.1)

care pentru:

Rs >> R2 ; (Rs

³

103(R2 ),

(3.2)

devine:

m

1

R

R

R

U

U

2

1

2

1

2

=

+

=

.

(3.3)

Precizia. Din relaţia (3.3) se deduce :

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

D

+

D

+

=

D

2

2

1

1

2

1

1

R

R

R

R

R

R

R

m

m

,

(3.4)

k

1

care arată că eroarea de bază a divizorului poate atinge cel mult suma erorilor rezistoarelor componente.

b) Divizoare reglabile

Divizoare reglabile obişnuite. Se construiesc din rezistenţe cu peliculă metalică, utilizate la prescrierea gamelor de tensiune la voltmetrele electronice de c.c. (cu precizie de 0,1-0,5%) sau din rezistenţe bobinate, folosite la intrarea voltmetrelor numerice de înaltă precizie (precizia este mai bună de 0,05%).

Raportul de divizare (vezi fig.3.2) este dat de relaţia:

m

1

R

R

R

r

r

r

r

r

r

U

U

2

1

2

p

2

1

p

1

k

k

1

2

=

+

=

+

+

+

+

+

=

+

K

K

(3.5)

Divizoare reglabile speciale. Sunt dispozitive de înaltă precizie cu utilizare mai restrânsă.

a) Divizorul cu autocalibrare

Are ca particularitate faptul că una dintre componente este de înaltă precizie, servind şi la verificarea cu precizie (prin comparaţie) a celorlalte rezistenţe ale divizorului. O altă particularitate o constituie prezenţa grupurilor de rezistenţe cu valori nominale egale.

Autocalibrarea. Fie, de exemplu, divizorul din fig.3.3, unde rezistenţa r1=1k(, de înaltă precizie, serveşte ca etalon pentru verificarea rezistenţelor r2 … r5. După aceea, cu grupul de rezistenţe r1 ...r5=5k(, luat ca etalon, se verifică rezistenţa r6 (5k() şi aşa mai departe până la verificarea întregului divizor. Acest tip de divizor prezintă avantajul că pentru verificarea preciziei, nu necesită nici un etalon exterior, ci numai un dispozitiv auxiliar de comparare (punte, compensator). Divizoarele cu autocalibrare se utilizează, mai ales, la extinderea limitei superioare de

k

1

măsură la compensatoarele de c.c. Precizia tipică este de 0,001%.

b) Divizorul Kelvin-Varley (fig.3.4).

Are avantajul că permite reglarea tensiunii cu menţinerea constantă a rezistenţei de intrare, cu un număr mult mai mic de rezistenţe, avantaj obţinut datorită utilizării decadelor în serie.

Principiul de funcţionare. Fiecare decadă este alcătuită din 11 rezistenţe identice care şuntează două rezistenţe ale decadei precedente. Rezistenţa unei decade este astfel aleasă încât să fie egală cu două rezistenţe ale decadei precedente, adică:

10R2=2R1; 10R3=2R2; 10R4=2R3 , etc.. (3.6)

În felul acesta rezistenţa echivalentă a celor două rezistenţe R1 şuntate de către decada 11R2 devine egală cu R1 şi deci rezistenţa de intrare a divizorului este de 10R1. La fel se petrec lucrurile şi cu cele două rezistenţe R2 şuntate de către decada 11R3, precum şi de cele două rezistenţe R3 şuntate de către decada 10R4. Aceasta din urmă, nemaifiind şuntată decât de rezistenţa Rs – care trebuie să îndeplinească condiţia Rs >> 10R4, similară cu (3.2) – are numai 10 componente. Prin urmare, oricare ar fi poziţia comutatoarelor K1…K4, rezistenţa de intrare a divizorului rămâne riguros constantă şi egală cu 10R1.

Precizia divizoarelor Kelvin–Varley este foarte bună, iar rezoluţia depinde de numărul decadelor, în cazul din fig.3.4 fiind 10-4R1 (V).

k

1

Divizoarele Kelvin-Varley se utilizează la alcătuirea dispozitivu-lui de reglare a tensiunii din compensatoarele Poggendorf şi de la standardele de tensiune, precum şi ca dispozitiv independent, foarte util la etalonarea şi verificarea voltmetrelor de precizie.

3.1.1.2. Divizoare pentru tensiuni alternative

Faţă de cele de curent continuu, acestea trebuie să îndeplinească în plus condiţia de bandă de frecvenţă. Aceste divizoare pot fi capacitive, inductive sau RC compensate în frecvenţă.

a) Divizoare capacitive (fig.3.5)

Raportul de divizare, la aceste divizoare este dat de relaţia:

m

1

C

C

C

U

U

2

1

1

1

2

=

+

=

,

(3.7)

care arată că este independent de frecvenţă, însă atât impedanţa de intrare cât şi cea de ieşire sunt dependente de frecvenţă.

Aceste divizoare sunt utilizate în general la măsurarea tensiunilor

înalte (kV–zeci de kV) într-un larg domeniu de frecvenţe (50Hz– 50MHz). În acest scop, divizorul se construieşte în varianta coaxială (fig.3.5, b), cu dielectric aer sau vid.

k

1

Precizia unor astfel de divizoare nu este mai bună ca 0,2-0,5%.

b) Divizoare inductive (fig.3.6)

Principiul de funcţionare al acestor divizoare este cel al autotransformatorului coborâtor, iar raportul de divizare este dat de

relaţia:

2

1

2

1

n

n

U

U

m

=

=

, (3.8)

în care n1 reprezintă numărul total de spire.

Sunt divizoare de înaltă precizie şi se construiesc atât ca divizoare fixe cât şi reglabile, similare cu cele rezistive (simple şi Kevin–Varley). Aceste divizoare pot funcţiona la frecvenţe de cel mult sute de KHz şi se utilizează la măsurători de precizie în AF.

c) Divizoare RC compensate în frecvenţă

c1) Necesitatea compensării în frecvenţă

Când frecvenţele sunt de peste zeci de KHz, raportul de divizare al unui dispozitiv rezistiv este influenţat de frecvenţă din cauza capacităţii proprii (Cp) a aparatului conectat la ieşire. Pentru evitarea acestei influenţei se şuntează cele două rezistenţe ale divizorului, cu capacităţi adecvate (fig.3.7).

Raportul de divizare este dat de relaţia:

2

2

2

1

1

1

1

1

1

2

2

1

1

1

1

1

2

R

C

R

j

1

R

C

R

j

1

R

C

R

j

1

C

j

R

1

C

j

R

1

C

j

R

1

U

U

m

1

w

+

+

w

+

w

+

=

w

+

+

w

+

w

+

=

=

. (3.9)

Din această relaţie rezultă că m nu depinde de frecvenţă, dacă este îndeplinită condiţia:

R1C1=R2C2

(3.10)

Controlul compensării în frecvenţă. Controlul îndeplinirii condiţiei (3.10) se face experimental. Se aplică la intrarea divizorului un semnal dreptunghiular (fig.3.8, a) şi se controlează răspunsul (U2) pe un osciloscop catodic, iar răspunsul poate avea formele: din fig.3.8, b, când C1 este prea mare; din fig.3.8, c, când C1 este prea mic, sau din fig.3.8, d când R1C1= R2C2.

k

5

Explicaţie: Dacă C1 este prea mare, divizorul (fig.3.7) se transformă într-un circuit trece-sus (derivator), deci semnalul va fi ascuţit (fig.3.8, b), iar dacă C1 este prea mic circuitul devine trece-jos (integrator) şi deci semnalul va fi rotunjit (fig.3.8, c). Numai dacă este îndeplinită condiţia (3.10) semnalul trece nedeformat (fig.3.8, d).

k

10

Domenii de utilizare. Divizoarele RC compensate în frecvenţă se utilizează la intrarea aparatelor de măsurat de c.a. (voltmetre electronice, osciloscoape, etc.), precum şi la sondele reductoare de capacitate utilizate la osciloscoapele catodice.

c2) Divizoare RC reglabile

Se utilizează la prescrierea gamelor de tensiune la voltmetre electronice şi osciloscoapele catodice. Au o precizie de 0,1-0,3%.

Un dezavantaj la proiectarea unui asemenea divizor constă în alegerea celei mai potrivite scheme sub raportul performanţă/cost, dar care să fie şi realizabilă tehnologic. Schema din fig.3.9, deşi este cea mai simplă, nu este realizabilă tehnologic, deoarece numai un singur condensator (C4) poate avea valoare fixă, toţi ceilalţi trebuie să fie reglabili, iar valorile lor pot deveni exagerat de mari, imposibil de realizat în practică.

k

10

8

r

Vom analiza în continuare schemele divizoarelor cu celule separate şi cu secţiuni în serie.

Divizor cu celule separate (fig.3.10.). Are schema cea mai convenabilă din punct de vedere tehnologic, deoarece permite reglajul compensării în frecvenţă, separat pentru fiecare raport de divizare. Această schemă necesită însă un număr dublu de rezistenţe de precizie faţă de schema din fig.3.9. Se utilizează la osciloscoapele catodice pentru tehnica impulsurilor, unde cerinţele faţă de decompensarea în frecvenţă sunt deosebit de severe.

Divizor cu secţiuni în serie (fig.3.11).

7

r

Permite reducerea la jumătate a numărului componentelor, dar reglajul compensării în frecvenţă este mai dificil (cele două secţiuni se influenţează reciproc), iar comutatorul este mai complicat şi mai scump. Cu toate acestea, se utilizează frecvent la osciloscoapele catodice şi la voltmetre electronice de c.a.

În fig. 3.11 se prezintă un divizor cu 9 trepte, în secvenţa 1-2-5-10 (utilizat la osciloscoapele catodice), care funcţionează în felul următor: prima secţiune, pusă în joc de către galeţii K1 şi K2 ai comutatorului de game, furnizează rapoartele de divizare 1/1, 1/10 şi 1/100; acestea sunt repetate fiecare pe câte trei poziţii succesive. A doua

secţiune utilizează galeţii K3 şi K4 şi furnizează rapoartele 1/1, 1/2 şi 1/5.

6

r

Valorile componentelor trecute pe schemă au fost calculate pentru rezistenţa de intrare de l MΩ şi 10 pF pentru trimerii reglabili (3 - 30 pF).

5

r

Se observă că, pentru cele 9 trepte de divizare sunt necesare doar opt rezistenţe de precizie în timp ce la divizorul din fig. 3.10 ar fi fost necesare 16 asemenea rezistenţe; în schimb la divizorul serie sunt necesare 36 de contacte de întrerupător (parametru de fiabilitate), iar la cel din fig. 3.10 numai 18.

Observaţie. În literatura de specialitate, mai ales în cea de limbă engleză, divizoarele de tensiune sunt denumite atenuatoare.

2

r

3.1.2. Transformatoare de tensiune

Se folosesc ca reductoare de tensiune pentru conectarea voltmetrelor de tablou, precum şi a bobinelor de tensiune ale wattmetrelor şi contoarelor de energie. Tensiunea primară nominală este standardizată în seria: 1, 3, 10, 15, 30kV, iar cea secundară este întotdeauna 100V.

Acestea au şi rolul de a izola electric aparatele de măsură în raport cu tensiunea înaltă şi deci de a proteja operatorul. O bornă a voltmetrului se leagă, obligatoriu, la pământ.

Schema de principiu este dată în fig.3.12, unde M reprezintă miezul magnetic,

F

- fluxul magnetic creat de înfăşurarea primară, V - voltmetru gradat direct în valori ale lui Ux, iar n1 şi n2 - numerele de spire ale celor două înfăşurări.

Atunci când voltmetrul consumă un curent mic (2-10mA), transformatorul de tensiune (TT) lucrează practic în gol.

Folosind schema din figură fig.3.12, se pot scrie următoarele relaţii:

111

x

UEZI

=+

;

222

2

EUZI

=+

;

(3.11-3.12)

m

1

1

n

f

44

,

4

E

F

×

×

×

=

;

m

2

2

n

f

44

,

4

E

F

×

×

×

=

, (3.13-3.14)

cu ajutorul cărora se construieşte diagrama fazorială din fig.3.13.

3

r

Din cauză că U2, nu este exact în antifază cu Ux apare eroarea δu numită eroare de unghi. Iar din cauză că I1, şi I2, nu sunt nuli, ecuaţia de funcţionare a TT se scrie cu aproximaţia I1 = I2 = 0, adică:

2

U

U

x

=

2

1

n

n

, (3.15)

datorită căreia apare eroarea de raport (εu ).

Transformatoarele de tensiune se construiesc în clasele de precizie 0,02…3. Eroarea de raport (εu) este cel mult egală cu indicele de clasă, iar eroarea de unghi δu

£

1΄(minut) la cele din clasele 0,02 şi 0,05 şi δu

£

120΄ la celelalte până la clasa 3.

3.2. Reductoare de curent

4

r

Din această grupă fac parte şunturile şi transformatoarele de curent (TC).

3.2.1. Şunturi

Se utilizează la măsurarea intensităţilor curenţilor de valori mari. Căderea de tensiune (U) este de regulă standardizată (75mV).Şunturile au două dezavantaje:

- Consum important de putere;

- Instrumentul de măsură (μA) trebuie să lucreze la acelaşi potenţial faţă de pământ ca şi conductorul prin care circulă curentul de măsurat (I), ceea ce restrânge domeniul de utilizare al şunturilor la reţele de joasă tensiune.

1

r

1

U

p

r

Şunturile se construiesc din manganină sub formă de dispozitive cu patru borne (fig.3.15) pentru curenţi nominali 1, 3, 10…104A, în clasele 0,01-1.

În fig.3.16 este prezentată schema şuntului Ayrton denumit şi şunt universal care se găseşte de regulă încorporat în ampermetrele cu

sensibilităţi multiple.

Calculul rezistenţelor R1, R2, R3 se face cu ajutorul relaţiilor:

2

+

k

r

1

m

R

R

R

R

1

3

2

1

-

=

+

+

m

;

1

m

R

R

R

R

2

1

3

2

-

+

=

+

m

;

1

m

R

R

R

R

3

2

1

3

-

+

+

=

m

,

în care:

1

+

k

r

m

=

I

I

m

1

x

1

;

m

=

I

I

m

2

x

2

;

m

=

I

I

m

3

x

3

(3.17)

k

r

3.2.2. Transformatoare de curent de joasă frecvenţă

3

r

a) Transformatoare de curent obişnuite. Acestea servesc atât la reducerea curentului într-un anumit raport bine cunoscut, cât şi la izolarea galvanică a ampermetrului de ieşire faţă de conductorul care transportă pe Ix (fig.3.17).

Rapoartele de transformare sunt astfel concepute, încât, la trecerea unui curent nominal prin înfăşurarea primară, în înfăşurarea secundară să treacă un curent de 1A sau 5A, valori standardizate. Cum ampermetrele au impedanţă foarte mică (sub 0,1-0,5

W

) rezultă că transformatorul de curent lucrează practic la scurtcircuit. Ecuaţia de amperspire este (I0 –curentul magnetizant ):

n1Ix+n2I2 = n1I0 ; n1Ix= –n2 I2 + n1I0 , (3.18)

căreia îi corespunde diagrama fazorială din fig. 3.18. Se observă că, din cauza curentului magnetizant I0 ecuaţia de transfer:

1

2

2

x

n

n

I

I

@

, (3.19)

comportă aproximarea: I0 = 0, ceea ce duce la apariţia unei erori de raport (εi). Tot datorită prezenţei lui I0 fazorul n1Ix nu este exact în antifază cu n2I2, adică apare şi o eroare de unghi δi.

Actualmente se construiesc TC în clasele 0,01-1 pentru aparate de măsură (IAEM Timişoara) şi în clasele 2,5-10 pentru alimentarea releelor din electroenergetică (Electroputere Craiova); curenţi nominali: 5 - 600 A.

Pentru creşterea preciziei se utilizează scheme electronice care permit furnizarea curentului de magnetizare (I0) pe cale electronică, din exteriorul TC. Pe această cale s-a atins clasa 0,001.

Transformatoarele de curent cu miez din tole se utilizează mai mult în electroenergetică (50Hz) la alimentarea aparatelor de tablou (ampermetre, bobine amper la wattmetre şi contoare) precum şi a releelor de curent.

Atenţie! Circuitul secundar al TC nu trebuie lăsat deschis, deoarece pot apărea supratensiuni periculoase (E2) pentru operator precum şi o încălzire exagerată a miezului.

b) Transformator de curent tip cleşte

Aceste aparate permit măsurarea curenţilor din instalaţii fără a întrerupe alimentarea cu energie electrică. Miezul magnetic, realizat din tole, formează fălcile cleştelui (fig.3.19). Are curenţi nominali, In=5-600A şi clasa de precizie 3-5%.

3.2.3. Transformatoare de curent de radio frecvenţă

a) Construcţie.

Au construcţia asemănătoare cu a celor de joasă frecvenţă cu deosebirea că miezul este din ferită sau lipseşte uneori (fiind înlocuit cu un inel de ceramică sau teflon, ce are rol de suport de susţinere pentru înfăşurări), iar ieşirea se face pe un ampermetru cu termocuplu (fig.3.20) sau pe un voltmetru de vârf (fig.3.21).

2

r

b) Ecuaţia de funcţionare

Transformator de curent cu ieşirea pe termocuplu (fig.3.20).Din schemă rezultă relaţia:

(

)

(

)

M

L

L

R

R

I

I

2

2

f

2

2

f

2

2

x

w

w

+

+

+

=

,

(3.20)

iar pentru:

(

)

)

R

R

(

L

L

f

2

1

2

+

>>

+

w

,

(3.21)

avem:

m

M

L

L

I

I

f

2

2

x

=

+

=

,

(3.22)

relaţie în care L2 şi Lf reprezintă inductivitatea proprie a înfăşurării n2 şi respectiv a filamentului termocuplului, iar M - inductivitatea mutuală dintre înfăşurările n1 şi n2. Relaţia (3.20) poate fi îndeplinită numai la frecvenţe de peste câteva zeci de KHz. Tensiunea de ieşire din termocuplu (E) este E=KI22, iar deviaţia milivoltmetrului α=S•E (K şi S sunt constante). În acest caz ecuaţia de funcţionare este:

2

x

2

I

m

KS

×

=

a

(3.23)

Din această ecuaţie rezultă că transformatorul de curent măsoară corect şi în regim nesinusoidal.

Transformator de curent cu ieşire pe detector de vârf (fig.3.21). Deviaţia voltmetrului de ieşire este dependentă de valoarea de vârf (

x

I

2

) a lui Ix, fiind memorată de condensatorul C, dacă este îndeplinită condiţia:

(a+b)C>>T ;

÷

ø

ö

ç

è

æ

w

p

=

2

T

(3.24)

Pe rezistenţa R2 apare căderea de tensiune: U2= R2

2

I2= R2Ixmax/m, care după scalare în valori efective a regimului sinusoidal, prin divizorul b/(a+b)=1/

2

, devine R2Ixmax/

2

m. Această tensiune aplicată voltmetrului (V) produce deviaţia:

α =

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

2

max

2

x

I

m

SR

; R2 << (a+b)

(3.25)

deci, pe scara instrumentului de ieşire se citeşte valoarea de vârf a lui Ix împărţită la

2

, care coincide cu valoarea efectivă numai în regim sinusoidal. Deci acest aparat măsoară corect numai în regim sinusoidal.

Precizia celor două tipuri de TC este în jur de 2 – 5 %.

c) Comparaţie între cele două tipuri de transformatoare de curent. Transformatorul cu ieşirea pe termocuplu măsoară corect şi în regim nesinusoidal. El are un domeniu larg de frecvenţă şi o precizie mai bună, însă este mai fragil la suprasarcini.

Transformatorul cu ieşirea pe valoare de vârf este mai simplu, mai robust şi mai ieftin, însă măsoară corect numai în regim sinusoidal, cu toate acestea domeniul de aplicare este din ce în ce mai larg.

3.3. Atenuatoare

3.3.1. Definiţie. Funcţionare

Atenuatoarele (AT), numite şi reductoare de putere, sunt cuadripoli, care permit reducerea puterii de intrare (Pi) cu menţinerea constantă a rezistenţelor de intrare (Ri) şi de ieşire (Re) dacă debitează pe o rezistenţă de sarcină egală cu impedanţa caracteristică (Rc) a cuadripolului respectiv (fig.3.22).

Faţă de divizoare de tensiune, atenuatoarele au particularităţile:

- permit reducerea puterii, în timp ce divizoarele de tensiune permit reducerea numai a tensiunii.

- au impedanţa de intrare şi de ieşire constante şi egale între ele, în timp ce divizoarele de tensiune nu.

Datorită acestor calităţi atenuatoarele permit lucrul la impedanţă constantă, standardizată.

1

r

Atenuatoarele se utilizează ca dispozitive de reglare a puterii , dar şi ca dispozitive independente (fig.3.23).

Funcţionarea unui atenuator este descrisă de ecuaţiile:

a =10log

1

2

P

P

[dB] ; a =20log

1

2

U

U

[dB],

(3.26)

k=

1

2

P

P

; m=

1

2

U

U

; k=m2

(3.27)

Ri=Re=Rc ,

(3.28)

în care a este atenuarea, iar Rc= impedanţa caracteristică.

Cuadripolul atenuator trebuie să îndeplinească următoarele condiţii:

- să fie perfect liniar şi să realizeze o atenuare precis definită, atât fixă cât şi reglabilă;

atenuarea să nu depindă de frecvenţă în limite largi de variaţie a acesteia;

să aibă Ri, Re şi Rc constante şi independente de frecvenţă şi atenuare.

3.3.2. Atenuatoare fixe

Se utilizează ca elemente de adaptare şi ca elemente componente ale atenuatoarelor reglabile. Atenuarea maximă, pentru a reduce influenţa zgomotelor, trebuie să fie cuprinsă între 40 şi 50 dB.

a) Configuraţii de bază

Cele mai răspândite sunt circuitele în T, şi T şuntat.

Atenuator în T (fig.3.24.a). Sunt valabile relaţiile:

2

c

1

2

c

1

1

c

R

R

R

R

)

R

R

(

R

R

+

+

×

+

+

=

;

m

R

R

R

R

I

I

2

2

c

1

2

1

=

+

+

=

,(3.29)

din care rezultă:

1

m

1

m

R

R

c

1

+

-

=

;

1

m

m

2

R

R

2

c

2

-

=

(3.30)

Atenuator în (fig.3.24.b). Este utilă o transformare triunghi-stea, cu relaţiile:

2

1

2

1

2

R

R

R

R

R

R

b

a

+

×

=

=

;

2

1

2

2

2

R

R

R

R

d

+

=

(3.31)

din care se obţin în final:

2

R

m

2

1

m

R

R

2

c

1

-

=

;

1

m

1

m

R

R

c

2

-

+

=

(3.32)

Atenuator în T şuntat (fig.3.25). Aplicând o transformare triunghi-stea (pe ochiul Rc – R1 – Rc ) se obţin relaţiile:

R1=Rc(m-1);

1

m

1

R

R

c

2

-

=

. (3.33)

Faţă de celelalte două, schema acestui atenuator prezintă avantajul că reglarea atenuării, se face prin două rezistenţe şi nu prin trei (fig.3.26).

b) Precizia

Eroarea de bază a unui atenuator depinde de erorile de bază:

1

1

R

R

D

şi

2

2

R

R

D

(toleranţe, coeficienţi termici etc.) ale rezistenţelor componente şi se exprimă cel mai adesea, ca eroare absolută, adică în dB.

3.3.3. Atenuatoare reglabile

a) Tipuri constructive

Atenuatoare cu reglare continuă. Cel mai utilizat circuit este cel în T şuntat, rezistenţele reglabile R1 şi R2 fiind realizate sub formă a două potenţiometre cilindrice cuplate mecanic, în contratimp, fig.3.26 (la creşterea lui R1, R2 scade şi invers).

Precizia acestora este 0,2 – 0,5 % în AF şi 1 – 3 % în RF, iar a=0,05–30dB. Se utilizează la reglarea fină a puterii de ieşire la generatoarele de semnal.

1

R

Atenuatoare cu reglare în trepte. Acestea sunt alcătuite din înserierea mai multor celule identice în T sau (. Se obţine astfel o atenuare totală: an= n

×

a, unde n este numărul de celule, iar a – atenuarea produsă de o celulă.

Un dezavantaj care apare la realizarea atenuatoarelor reglabile este acela al comutării celulelor în aşa fel încât impedanţa de intrare să fie mereu egală cu Rc.

1

U

S

R

Având în vedere că fiecare din celulele a1 – an (fig.3.27) este echivalentă cu o rezistenţă Rc şi că indiferent de poziţia cursorului K, atât în dreapta cât şi în stânga acestuia se află câte o rezistenţă Rc (rezistenţa între K şi masă este mereu egală cu Rc /2), pentru ca rezistenţa de intrare să fie mereu egală cu Rc, este necesar ca în serie cu K să fie legată o rezistenţă egală cu Rc/2, iar intrarea şi ieşirea să fie şuntate cu o rezistenţă Rc

Un exemplu de atenuator reglabil este cel din fig.3.28, cu celule în T. Se observă că are 10 celule şi că intrarea la prima şi ieşirea la ultima celulă sunt şuntate cu câte o rezistenţă de valoare Rc. Astfel între priza b1 şi masă există două rezistenţe Rc legate în paralel, de fapt ca şi între celelalte prize şi masă. În practică se utilizează mult şi configuraţia de celule în π, numită şi atenuator în scară.

Cutii de atenuatoare. Se construiesc pentru atenuarea nominală de 100dB sau 111dB, cu rezoluţia 0,1dB şi sunt alcătuite din înserierea unor secţiuni cu atenuare fixă şi a unor secţiuni în scară.

Cutiile de atenuatoare se folosesc la măsurări pe amplificatoare, la măsurarea puterilor şi mai ales la măsurarea atenuării şi a altor mărimi în domeniul telecomunicaţiilor. Cutiile de atenuatoare au fost elaborate, în special, pentru măsurări pe linii de telecomunicaţii. Ele permit modelarea completă a unui tronson de linie, fapt pentru care, mai sunt numite şi linii artificiale.

b) Adaptarea la circuitul de măsură

Etalonarea atenuatoarelor este valabilă numai atunci când rezistenţa sarcinii Rs este egală cu rezistenţa caracteristică (Rc). Când Rs

¹

Rc trebuie efectuată o adaptare.

2

U

Dacă Rs

20log

s

c

s

s

c

s

2

2

'

2

2

R

R

log

20

R

R

R

R

U

U

log

20

U

U

=

+

-

=

,(3.34)

adică:

a=acitit+20log

s

c

R

R

(3.35)

Dacă Rs>Rc se conectează în paralel o rezistenţă R’s (fig.3.29, b)

care se ajustează până când

c

'

s

s

'

s

s

R

R

R

R

R

=

+

×

, situaţie în care a=acitit.

3.3.4. Alte utilizări ale atenuatoarelor

Atenuatoarele mai pot fi utilizate la: micşorarea zgomotelor din semnale; adaptarea impedanţelor sursă-sarcină; micşorarea diafoniei şi la separarea a două receptoare de semnale.

3.4. Amplificatoare de măsură

3.4.1. Clasificare

După mărimea pe care o amplifică, amplificatoarele pot fi: de tensiune, curent, putere sau cu destinaţie specială. Amplificatoare de măsură sunt utilizate în aparatele de măsură electronice, dar pot fi întâlnite şi ca dispozitive independente.

Amplificatoare de tensiune. Acestea au rolul de amplifica o tensiune păstrându-i forma cât mai fidel posibil.

Amplificatoare de curent. Acestea dau la ieşire un curent superior celui de intrare şi de aceeaşi formă. Se utilizează la măsurarea curenţilor foarte mici, cum sunt: curenţii de ionizare; curenţii fotoelectrici; curenţii utilizaţi la măsurarea rezistenţelor foarte mari.

Amplificatoare de putere. Sunt folosite pentru a furniza puteri mai mari (waţi), nedisponibile la bornele generatoarelor uzuale de măsură (zeci de MW). Sunt utilizate la testarea comportării în frecvenţă a ampermetrelor în AF şi RF, în măsurări electroacustice, la instalaţii de măsurare şi reglare automată etc.

Amplificatoare speciale. Dintre acestea se pot menţiona: amplificatoarele logaritmice; selective; cu autocorelaţie; de izolaţie.

Amplificatoare logaritmice. Sunt utilizate în electrometrie, pH-metrie, electroacustică precum şi în alte domenii unde mărimea de măsură variază în limite foarte largi.

Amplificatoare selective. Au bandă foarte îngustă, pe o singură frecvenţă, ceea ce permite selectarea unei tensiuni de o anumită frecvenţă. Se utilizează la voltmetre selective şi la analizoare de armonici.

Amplificatoare de izolare. La acestea ieşirea este izolată galvanic (prin transformatoare, optocuploare), faţă de intrare, calitate ce permite o tensiune de mod comun (Umc) mult mai mare decât la cele obişnuite. Se întâlnesc în instrumentaţia industrială şi mai ales cea biomedicală.

3.4.2. Amplificatoare de măsură de c.c.

Se vor analiza pe scurt doar amplificatoarele: operaţionale, cu modulare-demodulare şi diferenţiale.

3.4.2.1. Amplificatoarele operaţionale

Acestea au intrare diferenţială (fig.3.30, a) şi alimentarea, de regulă simetrică (fig.3.30, b). Sunt utilizate la aparatele de măsură electronice.

a) Caracteristici de bază

Aceste amplificatoare au amplificarea în buclă deschisă (Ad) foarte mare (Ad=104-106), impedanţă de intrare diferenţială (Rd) mare (Rd>1-10M

W

) şi impedanţă de ieşire (Re) foarte mică (zeci de

W

). Amplificatoarele operaţionale se caracterizează printr-o tensiune diferenţială de intrare (Ud ) foarte mică (0,1-2 mV), fapt pentru care bornele de intrare (fig.3.31, a) pot fi considerate la acelaşi potenţial.

2

R

1

R

Caracteristica de transfer la un amplificator operaţional este liniară:

U2 = Ad (U12-U11) = AdUd ,

(3.36)

unde:

Ud= U12-U11.

(3.37)

Însă, datorită amplificării foarte mari intră rapid în saturaţie la numai:

Ud

£

1-3mV tensiune de intrare (fig.3.31, b).

Ecuaţia de transfer este afectată în special de tensiunea şi curentul de decalaj şi amplificarea parazită de mod comun.

Tensiunea de decalaj sau offset reprezintă tensiunea care trebuie aplicată la una din cele două borne de intrare, pentru ca, în absenţa tensiunii diferenţiale de intrare (Ud), tensiunea de ieşire (U2) să fie nulă.

1

U

Amplificarea parazită de mod comun (Amc) se datorează unor nesimetrii în etajele diferenţiale în special celui de la intrare din structura amplificatorului operaţional. Aceasta se manifestă prin aceea că, aplicând pe ambele terminale de intrare, aceeaşi tensiune (U11=U12=Umc), tensiunea de ieşire U2 nu este zero, ci are o anumită valoare ΔU2=Amc•Umc numită tensiune de eroare. Pentru a caracteriza imunitatea amplificatorului operaţional la tensiunea de mod comun s-a introdus parametrul: rejecţia de mod comun.

RMC=20log

)

dB

(

V

U

i

mc

; RMC=20log

)

dB

(

A

A

mc

d

(3.38)

în care Vi =ΔU2/Ad reprezintă acea tensiune, care aplicată (singură) la intrarea AO, produce aceeaşi tensiune de eroare (ΔU2) ca şi Umc. Parametrul RMC, este dat de regulă în foia de catalog, având valorile tipice 80 – 100dB (în cc.). Pentru măsurări, un AO trebuie să aibă RMC mai mare cu cel puţin 10 – 20 dB decât Ad.

Rezistenţa de intrare. La un amplificator operaţional se disting: rezistenţa diferenţială de intrare (Rd) şi rezistenţa de mod comun Rc (fig.3.31, c).

Rezistenţa diferenţială de intrare la un amplificator operaţional este rezistenţa văzută de pe terminalele 11 şi 12. Valoarea acesteia depinde de tipul etajului de intrare: 0,1 ... 0,5 MΩ la AO cu intrare pe tranzistoare bipolare; 10 ... 50 MΩ la cele cu intrare pe superbeta; 109... 1010 Ω la cele cu intrare pe TEC-J; 1011 ... 1012 Ω la cele cu intrare pe TEC-MOS (AO electrometrice).

Rezistenţa de mod comun (Rc) reprezintă rezistenţa dintre o intrare şi masă, depinde de sursa de curent a etajului de intrare sau de tranzistor. Aceasta este de aproximativ 10 – 100 ori mai mare decât Rd, ajungând la 1013 - 1014Ω pentru AO electrometrice.

Tensiuni de lucru. Tensiunea de alimentare tipică este

±

9..15 V, tensiunea maximă de intrare este în jur de 10 V, iar cea de ieşire, cu un volt mai puţin decât tensiunea de alimentare.

b) Amplificatoare operaţionale cu reacţie negativă

Se utilizează trei configuraţii de bază: inversoare, neinversoare şi repetoare.

b1) Configuraţia inversoare. Această configuraţie are tensiunea U1 aplicată pe intrarea (-), situaţie în care tensiunea de ieşire (U2) rezultă în opoziţie de fază, adică inversată ca semn. Are o impedanţă de intrare mică, însă este o configuraţie stabilă. Se utilizează ca etaj de ieşire precum şi la alcătuirea unor convertoare cum ar fi: convertoare curent - tensiune, integratoare, derivatoare şi amplificatoare de sarcină. Punctul M în fig.3.32, a se bucură de proprietatea de masă virtuală (datorită valorii mici a tensiunii diferenţiale de intrare Ud<=(1- 2mV, potenţialul M este practic egal cu cel al masei).

1

R

Ecuaţia de funcţionare. Scriind că suma curenţilor în punctul M este nulă (curentul de intrare in AO este neglijabil de mic faţă de I1 si I2) adică :

0

R

U

R

U

2

2

1

1

=

+

,

(3.39)

1

1

2

2

U

R

R

U

-

=

;

1

2

R

R

A

=

;Ri=R1 ,

(3.40)

în care Ri - reprezintă rezistenţa de intrare văzută de curentul Ix, iar A - amplificarea.

Precizia depinde numai de rezistenţele R1 şi R2 şi este cuprinsă între 0,1-0,3%

Convertoare curent – tensiune. Schema din fig.3.32, c satisface ecuaţia U2 = -R2Ix (dacă Rd >> R2) şi se utilizează la măsurarea curenţilor mici ((A).

Pentru a măsura curenţi mari (zeci de mA, A) se şuntează la masă intrarea amplificatorului (fig. 3.32, a) cu rezistenţa r (1-10Ω) prin care se trece curentul de măsurat, rezultând ecuaţia de funcţionare: U2=-r R2Ix/R1.

Circuit integrator (fig. 3.33, a). Dacă neglijăm curentul de intrare în amplificatorul operaţional rezultă că I1 este utilizat numai la încărcarea condensatorului C2, adică –C2dU2/dt=U1/R1, relaţie din care rezultă

ecuaţia de funcţionare: U2= -

t

C

R

U

dt

U

C

R

1

2

1

1

t

0

1

2

1

-

=

ò

1

R

Este utilizat ca bloc de intrare la convertoare analog-numerice de tipul cu integrare în dublă pantă sau de tipul tensiune-frecvenţă şi în componenţa generatoarelor de tensiune liniar variabilă de tip Miller (utilizate ca bază de timp pentru osciloscoape),.

Amplificatoare de sarcină (fig. 3.33b). Dacă printr-un mijloc oarecare se transmite condensatorului C1 o sarcină electrică necunoscută qN, aceasta dă naştere la un curent ix=dq/dt, care fiind integrat de către C2 (curentul de intrare la AO este neglijabil de mic) produce la bornele acestuia o tensiune:

U2 = UC2 = -

2

2

1

C

q

dt

i

C

x

x

-

=

ò

(3.41)

proporţională cu sarcina de măsurat (qN).

Amplificatorul de sarcină se utilizează în electrometrie (coulombmetre), în dozimetrie (măsurarea radiaţiilor) şi mai ales la accelerometre piezoelectrice (fig. 3.33c).

b2) Configuraţia neinversoare (fig.3.34a). Aici tensiunea de ieşire (U2) este în fază cu cea de intrare (U1). Se caracterizează printr-o impedanţă mare şi stabilitate bună la amplificări nu prea mari (A

£

50-100).

Amplificarea (A). Se poate scrie că tensiunea de intrare trebuie să acopere tensiunea diferenţială Ud = U2 /Ad şi tensiunea de reacţie U2R1/(R1+R2) adică:

U1=Ud+

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

+

=

+

2

1

1

d

2

2

2

1

1

R

R

R

A

1

U

U

R

R

R

(3.42)

Relaţii din care rezultă amplificarea cu reacţie:

A=

1

2

1

1

2

R

R

R

U

U

+

@

; Ad>>1

(3.43)

1

R

11

Amplificarea poate fi schimbată prin simpla modificare a raportului R2/R1 (fig.3.34b), fiind utilizat astfel la realizarea gamelor de

măsură ale milivoltmetrelor electronice de c.c.

Precizia este la fel de bună ca şi la configuraţia invertoare.

Rezistenţa de intrare. Dacă scriem că Ri=Ux/Ix şi admiţând că Rd=Ud/Ix rezultă relaţia:

d

d

d

d

2

1

x

1

d

d

x

d

x

x

i

R

A

A

A

A

1

R

)

R

R

(

I

R

U

A

I

U

I

U

R

×

@

÷

ø

ö

ç

è

æ

+

=

+

+

=

=

(3.44)

care arată că această configuraţie oferă o mare rezistenţă de intrare.

b3) Configuraţia repetoare de tensiune (fig.3.34c). Se caracteri-zează prin amplificare unitară şi rezistenţă de intrare foarte mare (Ri

»

Rc) şi este un caz particular al configuraţiei neinversoare. Se utilizează ca etaje de intrare în aparatele electronice de măsură.

3.4.2.2. Amplificatoare cu modulare-demodulare

Amplificatorul cu modulare–demodulare atenuează mult erorile care apar în cazul AO la măsurarea unor tensiuni foarte mici (sub 1 - 3mV), din cauza zgomotului propriu şi a derivei termice. Modulatorul poate fi cu diode, tranzistoare, fotodiode, cu diode varicap sau cu condensator vibrant. Frecvenţa de modulare dată de generatorul G este de ordinul zecilor de KHz (tipic 60KHz). Detectorul sincron poate fi de tipul cu diode cu tranzistoare sau de tip multiplicator analogic integrat. Semnalul de referinţă pentru detectorul sincron este dat tot de către generator.

Amplificatoarele cu modulare-demodulare se utilizează la măsurarea tensiunilor foarte mici (V) pe surse cu rezistenţă internă mare cum ar fi pH-metre, la memorii analogice şi integratoare pe termen lung.

10

/

U

1

3.4.2.3. Amplificatoare diferenţiale (AD)

Au avantajul că permit amplificarea precisă a unei diferenţe de tensiuni, (fig.3.36, a) după ecuaţia: U2=Ad(U12-U11)

Aceste amplificatoare au valori foarte mari pentru rezistenţa de intrare pe mod diferenţial (Rid) şi pe cea de mod comun (Rc). Totodată AD permit şi rejectarea directă a tensiunilor de mod comun, atât a celor provenite din perturbaţii cât şi a celor rezultate din circuitul de măsură. AD se mai numesc şi amplificatoare de instrumentaţie

a) Amplificatoare diferenţiale discrete

Deşi AO au o intrare diferenţială ele nu pot funcţiona satisfăcător ca AD deoarece nu permit realizarea de impedanţe suficient de mari pe ambele intrări. În configuraţia diferenţială din fig. 3.36, b rezistenţa de

2

R

intrare pe mod diferenţial este R1d. Întrucât R1 trebuie să fie mic în comparaţie cu Rd (Rd=1MΩ) , pentru a micşora influenţa curentului de intrare, rezultă că la AO obişnuite R1 poate fi cel mult de ordinul zecilor de KΩ, valoare complet nesatisfăcătoare în cazul când este utilizat ca etaj de intrare. În plus această valoare mică a rezistenţei de intrare provoacă şi o micşorare importantă a RMC, în cazul unei surse nesimetrice. Dar chiar şi în cazul utilizării unui AO cu intrare pe TEC unde condiţia R1<

Ecuaţia de funcţionare a acestui AD poate fi dedusă simplu, prin metoda suprapunerii efectelor. Dacă U12=0, amplificatorul lucrează ca un AO inversor şi dă la ieşire tensiunea U2’=-R2U11/R1, iar dacă U11=0, va lucra ca un AO neinversor cu tensiunea de intrare U12R2/(R1+R2) şi va da: U2’’=[U12R2/(R1+R2)]( R1+R2)/R1=U12R2/R1. Cum tensiunea de ieşire este U2=U2’+U2’’ rezultă că:

U2=(U12-U11)R2/R1

(3.45)

Pentru eliminarea acestor neajunsuri amplificatoarele diferenţiale se construiesc cu două sau trei AO.

Amplificatoare diferenţiale cu trei AO(fig.3.37, a). Se observă că este alcătuit din două repetoare (AO1 şi AO2) care atacă un etaj final de tipul celui din fig. 3.36, b. Acest tip de AD răspunde la ecuaţia de funcţionare (3.45), asigură impedanţă de intrare foarte mare, rezistenţă de ieşire foarte mică. Ca neajunsuri trebuie menţionat că pentru modificarea amplificării, trebuie reglate simultan, două rezistenţe.

Variantă cu reglarea amplificării printr-o singură rezistenţă. Schema (fig.3.37b) este uşor integrabilă în CI.

2

R

2

R

11

100

/

U

1

3

R

Funcţionarea. Dacă AO1 şi AO2 sunt ideale rezultă că prin rezistenţele R3, R4 şi R3 circulă acelaşi curent

3

22

12

4

12

11

3

11

21

2

R

U

U

R

U

U

R

U

U

I

-

=

-

=

-

=

(3.46)

relaţie din care se deduce:

4

3

12

4

3

11

21

R

R

U

R

R

1

U

U

-

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

=

;

4

3

11

4

3

12

22

R

R

U

R

R

1

U

U

-

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

=

(3.47)

şi deci:

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

×

-

=

-

4

3

12

11

22

21

R

R

2

1

)

U

U

(

U

U

(3.48)

Prin urmare etajul de intrare (AO1 şi AO2) are amplificare de mod comun egală cu unitatea, însă amplificarea diferenţială este mult peste unitate (1+2R3/R4) şi deci, rejecţia de mod comun (RMC) este mai bună. Din cele arătate rezultă că ecuaţia de funcţionare a acestui amplificator este:

3

R

(3.49)

relaţie ce arată că amplificarea totală poate fi reglată numai cu o singură rezistenţă (R4).

Amplificatoare diferenţiale integrate

Realizarea unui amplificator diferenţial din componente discrete comportă unele dificultăţi în privinţa amplificatoarelor operaţionale (sortare, derive etc.) precum şi a rezistenţelor din reacţii (reglaje, toleranţe strânse etc.). La amplificatoarele diferenţiale integrate aceste probleme sunt rezolvate de către constructor.

Un exemplu de realizare a amplificatoarelor diferenţiale este amplificatorul de instrumentaţie BB 3620. Schema funcţională a acestuia este prezentată în fig. 3.38 . Se observă că acesta este similar cu cel din fig. 3.37, b cu deosebirea că are un etaj de ieşire suplimentar (pentru compensare în frecvenţă şi creşterea RMC). Ecuaţia de funcţionare este de forma (3.48) şi care, ţinând cont de valorile rezistenţelor din reacţie precum şi de prezenţa etajului suplimentar (ceea ce înseamnă o inversare de polaritate), devine:

(

)

12

11

2

U

U

R

k

25

1

U

-

×

÷

ø

ö

ç

è

æ

+

=

(3.50)

Parametrii de calitate. Amplificarea (reglabilă prin R): 1-1000, liniaritate: 0,01% (de la A=100), coeficientul termic al amplificării: 0,01%/oC, Rid=300MΩ, Rc=1000MΩ, rezistenţa de ieşire (Re) ≤0,1Ω, RMC≥70dB, dimensiuni: 50x50x20 mm (construcţie hibridă, în răşină epoxidică, cu 28 de pini), masa 57g.

3

R

11

1000

/

U

1

3.4.3. Amplificatoare logaritmice

Se utilizează la măsurători raţiometrice (voltmetre logaritmice) precum şi la operaţii de liniarizare a caracteristicii de transfer la senzorii cu ecuaţie de funcţionare exponenţială cum sunt senzorii rezistivi de umiditate.

3.4.3.1. Consideraţii de bază

Atunci când este utilizat, logaritmul impune ca, la descrierea unui fenomen fizic, argumentul să fie fără dimensiuni. Amplificatorul logaritmic trebuie să efectueze calculul logaritmului raportului a două mărimi la care numărătorul să fie mărimea de măsurat, iar numitorul - o mărime de aceeaşi natură purtând numele de mărime de referinţă.

Ecuaţia de funcţionare a unui amplificator logaritmic este de forma:

U2=Klog

r

x

U

U

; U2=Klog

r

x

I

I

(3.51)

în care K este o constantă ce se numeşte factor de scară şi se exprimă în V/decadă.

3.4.3.2. Tranzistorul bipolar ca element logaritmic

4

R

La tranzistorul bipolar npn (ideal), în BC, curenţii de colector (IC) şi emitor (IE) sunt daţi de relaţiile (fig. 3.39):

4

R

IC=

(

)

(

)

1

e

I

1

e

I

T

BC

T

BE

V

U

CS

V

U

ES

N

-

-

-

a

(3.52)

IE=

(

)

(

)

1

e

I

1

e

I

T

BC

T

BE

V

U

CS

1

V

U

ES

-

a

+

-

-

(3.53)

în care IES şi ICS sunt curenţii de conducţie inversă de emitor şi colector, (N (0,95-0,99) şi (1 (0,3-0,4) - rapoarte de transfer de curent în sens normal (direct) şi respectiv invers, iar VT (26 mV la 25ºC) reprezintă tensiunea termică.

3.4.3.3. Amplificator logaritmic cu transdiodă

a) Ecuaţia de funcţionare

Tranzistorul de logaritmare este conectat la masă (fig. 3.40) şi amplificatorul operaţional menţine colectorul acestuia la potenţialul bazei, adică UBC=0, o asemenea conexiune numindu-se transdiodă. Funcţionarea amplificatorului logaritmic este următoarea: deoarece UBC=0, curentul de colector devine:

IC=

(

)

1

-

T

BE

V

U

ES

N

e

I

a

(3.54)

relaţie în care pentru UBE>>VT poate fi scrisă în forma:

UBE=VTln

ES

N

C

I

I

a

;(IC>>IES)

(3.55)

de unde ţinând cont de relaţiile: Ic=Ix=Ux/R şi UBE=-U2 se obţine ecuaţia de funcţionare:

U2=-VTln

ES

N

x

I

I

a

; U2=-VTln

ES

x

RI

U

;((N

@

1)

(3.56)

care transcrisă în logaritmi zecimali capătă forma:

U2=-Klog

ES

x

RI

U

;K=VTln10.

(3.57)

unde k reprezintă factorul de scară.

b) Parametrii specifici la amplificatoarele logaritmice

Dintre parametrii specifici cei mai importanţi sunt: conformitatea logaritmică, gama dinamică şi factorul de scară.

Conformitatea logaritmică. Se apreciază prin eroarea de conformitate logaritmică care reprezintă abaterea caracteristicii reale faţă de cea teoretică.

Gama dinamică reprezintă intervalul de valabilitate a ecuaţiei de funcţionare şi se exprimă în decade sau în dB.

Factorul de scară (K) se defineşte drept variaţia tensiunii de ieşire (U2) corespunzătoare variaţiei de o decadă (10/1) a tensiunii de intrare (Ux). K se exprimă în V/decadă, deoarece log(Ux/RIES) este un termen adimensional. În cazul (3.57), cum VT=26mV la (25oC) şi ln10=2,3 rezultă K≈60mV/dec la (25oC). De regulă se prevede şi o reţea de multiplicare cu 16,7 astfel încât să se obţină K=1 V/dec. O schemă prevăzută cu o asemenea reţea de multiplicare este arătată în fig. 3.41, a. În acest caz UBE=-U2RT/(R3+RT) şi ca urmare (3.57) capătă forma:

ES

x

T

T

3

2

RI

U

log

10

ln

V

R

R

1

U

×

×

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

-

=

;

(3.58)

şi deci factorul de scară devine:

4

R

10

10

ln

V

R

R

1

K

T

T

3

×

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

-

=

(3.59)

de unde impunând condiţia (1+R3/RT)=16,7 rezultă K=1 V/dec. Din aceiaşi condiţie, impunând RT=1kΩ rezultă R3≈15kΩ. O fracţiune a lui R3 serveşte simultan şi ca rezistenţă de limitare a supraîncărcării AO. Rezistenţa RT se alege cu coeficient termic pozitiv (0,3%/oC) pentru a permite compensarea dependenţei de temperatură a lui VT. Adesea RT şi R3 sunt incluse în circuitul integrat format de cele două tranzistoare log. (fig. 3.41, b), circuit care uşurează mult operaţia de alegere a tranzistoarelor logaritmice. De asemenea, uşurează şi alinierea lui K la valoarea de 1mV/dec., menţionată mai înainte.

c) Erori specifice la amplificatoarele logaritmice

În afară de erorile proprii amplificatoarelor operaţionale, la amplificatoarele logaritmice mai apar şi unele erori specifice: eroarea de conformitate logaritmică şi erorile datorate variaţiei cu temperatura.

Erori datorate variaţiei temperaturii. Eroarea datorată lui VT se compensează, iar cea datorată lui IES este exagerat de mare şi se combate, printr-un artificiu de schemă care permite eliminarea lui IES din ecuaţia de funcţionare.

3.4.3.4. Amplificatoare logaritmice compensate termic

Schemele AL de acest tip sunt alcătuite în aşa fel încât IES este eliminat din ecuaţia de funcţionare, eliminarea făcându-se printr-o scădere logaritmică de forma:

xx

r

ESESr

II

I

lnlnln

III

-=

(3.60)

unde Ir este un curent de referinţă procesat printr-un al doilea bloc de logaritmare.

Schema de principiu este dată în figura 3.42.

1

K

Se observă că tensiunea colector-bază la ambele tranzistoare este nulă UCB1=0, deoarece colectorul lui T1 este la masă, iar UCB2=0, deoarece baza şi colectorul lui T2 sunt menţinute la acelaşi potenţial de către AO2. Potenţialul bazei lui T2 este:

V2=

2

T

3

T

U

R

R

R

+

(3.61)

Din această constatare (UCB1= UCB2=0) rezultă că IC1 şi IC2 sunt de forma (3.52) şi deci (IC1=Ix şi IC2=Ir):

2

ES

N

r

T

BE2

1

ES

N

x

T

1

BE

I

I

ln

V

U

;

I

I

ln

V

U

a

-

=

a

-

=

(3.62)

De asemenea, se observă că emitoarele E1 şi E2 sunt la acelaşi potenţial, adică UE1=UBE1 şi UE2=V2+UEB2; rezultă:

2

3

T

T

2

2

ES

N

r

T

2

1

ES

N

x

T

U

R

R

R

V

;

I

I

ln

V

V

I

I

ln

V

+

=

a

-

a

-

(3.63)

relaţie din care, ţinând cont de (3.61) se obţin ecuaţiile de funcţionare în curent şi tensiune (IES1=IES2):

100

ln

V

R

R

1

K

;

I

I

log

K

U

T

T

3

r

x

2

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

+

=

-

=

(3.64)

r

x

2

U

U

log

K

U

-

=

(3.65)

independente de IES1 şi IES2.

Rezistenţele R3 şi RT (luate din circuitul 751 N, fig.3.42) servesc la ajustarea şi compensarea termică a lui K, în maniera arătată la relaţia (3.59.). Dioda D protejează emitoarele lui T1 şi T2 împotriva eventualelor supratensiuni ce pot apărea la schimbarea polarităţii lui Ux în c.c., în regim tranzitoriu şi în c.a. Condensatorul Cc asigură stabilitatea amplificatorului în regim dinamic (scurtcircuitează rezistenţa variabilă a emitoarelor T1 şi T2. Schema analizată (fig. 3.42) este simplă (numai două AO), versatilă (cu unele mici modificări poate fi utilizată şi ca amplificator exponenţial) şi uşor integrabilă în monocip.

Observaţie:

Amplificatoarele logaritmice cu două intrări (fig. 3.42) se mai numesc şi amplificatoare logaritmice de raport sau logometre electronice.

3.4.4. Amplificatoare exponenţiale

Schema de principiu a unui amplificator exponenţial este arătată în figura 3.44. Din schemă rezultă relaţiile:

UE1=UBE1; UE1=UE2; UE2=

2

BE

x

3

T

T

U

U

R

R

R

+

+

(3.66)

din care se obţine ecuaţia de funcţionare:

U2=Ur

K

U

x

10

×

(3.67)

2

K

3.4.5. Particularităţi la amplificatoarele de măsură de c.a.

La aceste amplificatoare apar unele limitări în frecvenţă şi în putere. Limitarea în frecvenţă este descrisă prin banda de frecvenţă, iar cea de putere - prin coeficientul de distorsiune de neliniaritate.

3.4.5.1. Banda de frecvenţe

Banda de frecvenţe la un amplificator se defineşte ca intervalul de frecvenţe B=f2-f1, în afara căruia amplificarea scade cu 3 dB. Frecvenţele f1 şi f2 se mai numesc şi frecvenţe de tăiere.

a) Caracteristica de frecvenţă

În vecinătatea lui f1 un amplificator poate fi modelat ca un circuit RC trece-sus, iar în cea a lui f2 ca un circuit RC trece-jos.

3

K

Răspunsul la frecvenţe joase (f1). Din fig.3.44, a, decurg relaţiile:

2

1

2

2

1

2

2

1

2

2

1

U

U

t

w

+

t

w

=

; tg

1

wt

=

j

(3.68)

în care

1

1

1

C

R

=

t

reprezintă constanta de timp iar

j

- defazajul dintre tensiunea de intrare şi cea de ieşire. Pentru U2/U1=1/

2

rezultă:

1

1

1

t

=

w

;

1

1

2

1

f

t

×

p

×

=

;

j

=45º

(3.69)

Constanta

1

t

poate fi determinată experimental aplicând la intrare un semnal dreptunghiular de frecvenţă joasă şi vizualizând răspunsul (U2) pe ecranul unui osciloscop. Măsurând supracreşterea a (fig.3.44, c) se poate calcula τ1 şi deci determina f1:

÷

÷

ø

ö

ç

ç

è

æ

p

=

2

1

U

a

F

2

f

(3.70)

Răspunsul la frecvenţe înalte. Din fig.3.45, a decurg relaţiile:

2

1

2

1

2

1

1

U

U

t

w

+

=

; tg

2

wt

-

=

j

;

EMBED Equation.3

2

2

2

C

R

=

t

(3.71)

din care, impunând condiţia U2/U1=1/

2

rezultă:

2

2

1

t

=

w

;

2

2

2

1

f

t

×

p

×

=

;

j

= -45º

(3.72)

Măsurând timpul de creştere (tc) al unui semnal dreptunghiular

trecut prin circuitul R2C2 (fig. 3.45, c) se poate determina constanta de timp τ2=tc/2,2 şi deci:

c

2

t

3

1

f

=

(3.73)

În fig.3.46 se arată caracteristica de frecvenţă şi cea de fază trasate cu relaţia (3.70) şi (3.71). Se observă că în vecinătatea lui f1, U2 este în avans iar în cea a lui f2 – în întârziere faţă de U1 şi că pe parcursul palierului, φ=0.

5468

,

0

=

U

/

U

1

2

3.4.5.2. Distorsiuni de neliniaritate

În regimul de semnal mare, semnalul sinusoidal de la intrare poate fi deformat de către amplificator în maniera din fig. 3.47, b. Abaterea lui U2 faţă de forma sinusoidală pură se exprimă cantitativ prin factorul de distorsiuni de neliniaritate:

222

23n

222

12n

AA...A

D

AA...A

+++

=

+++

(3.74)

în care A1 reprezintă armonica fundamentală iar A2,…An – armonicile tensiunilor respective. Valorile admisibile pentru D la amplificatoarele de măsură sunt cuprinse intre 0,01-0,1%.

3.5. Redresoare de măsurare

În prelucrarea semnalelor variabile în timp, aproape întotdeauna se impune prezenţa unui redresor de măsurare, care să asigure la ieşirea sa o tensiune (curent) de o polaritate dată, reprezentând o valoare caracteristică a mărimii variabile (valoare medie, valoare de vârf, valoare medie dependentă de fază ş.a.). Redresoarele de măsurare trebuie să asigure precizie şi liniaritate cât mai bună în transferul de informaţie. În acest scop redresoarele de măsurare utilizate în aparatele de măsurare electronice sunt realizate în general cu amplificatoare operaţionale.

3.5.1. Redresoare de măsurare pentru valori medii

Redresoarele de măsurare pentru valori medii (absolute) asigură la ieşirea lor o tensiune electrică proporţională cu valoarea

ò

+

=

T

t

t

med

0

0

dt

)

t

(

u

T

1

U

, (3.75)

a tensiunii periodice u(t) cu perioada T.

Schemele de redresare utilizate la aparatele de măsurare magnetoelectrice cu redresor au caracteristica de transfer neliniară la tensiuni mici (sub 0.3 – 0.7 V – pragul de deschidere al diodelor). Dacă scara aparatelor analogice permite luarea în considerare a acestei neliniarităţi aparatele de măsurare digitale nu pot compensa neliniarităţile redresorului. Redresoarele cu AO stabilesc o relaţie liniară între mărimea de ieşire şi de intrare în întregul interval de măsurare.

Elementele redresoare sunt introduse în reacţia negativă a AO. Sarcina redresorului are rezistenţa foarte mare, încât curentul absorbit de aceasta se poate neglija. La alternanţa pozitivă a tensiunii ui (redresorul monoalternanţă fig.3.48, a), până când u0 nu depăşeşte tensiunea prag de deschidere a diodei D2, amplificatorul funcţionează în buclă deschisă. Amplificarea fiind mare, u0 atinge valoarea tensiunii prag la valori mici ale lui ui (de ex. dacă tensiunea prag este de 0.7 V, amplificarea A0=25000, dioda se va deschide la tensiunea ui =0.7/25000=28 (V). După deschiderea diodei D2 amplificatorul funcţionează cu reacţie negativă; întrucât R2=R1 şi R2>>Rd (Rd – rezistenţa diodei în conducţie) rezultă u0=-ui, dar la ieşire tensiunea este nulă, ue=0. La alternanţa negativă a lui ui se deschide dioda D1 şi se culege tensiunea ue=u0-Rdi2.

Dar considerând AO ideal, se poate scrie:

ui=R1i1 ; u0=(R2+Rd)i2 ; i1+i2=0;

de unde rezultă

ue=R2i2=-ui

(3.76)

adică tensiunea de la ieşire este independentă de rezistenţa neliniară a diodei.

Cea mai utilizată schemă de redresare bialternanţă este cea din fig.3.48, b cu ieşire flotantă. Similar cu cazul precedent, se poate demonstra şi în acest caz relaţia (3.68), valabilă în ambele alternanţe. Schema asigură precizie ridicată şi neliniaritate mică (sub 0.01%).

Precizia redresoarelor prezentate este determinată de precizia rezistenţelor, tensiunii şi curentului de decalaj al AO. La frecvenţe mari precizia redresoarelor de măsurare pentru valori medii scade datorită scăderii amplitudinii AO în buclă deschisă, a capacităţii diodelor, etc. Redresoarele de măsurare pentru valori medii sunt utilizate frecvent între frecvenţele de 20 Hz şi 100 KHz, iar în execuţii speciale (cu AO de calitate) limita de frecvenţă se poate extinde până la 10 MHz.

S

R

3.5.2. Redresoare de măsurare pentru valori de vârf

Redresoarele de măsurare pentru valori de vârf (detectoare de vârf) sunt utilizate în voltmetrele electronice de valori de vârf şi în sisteme de măsurare (urmărire) cu eşantionare-memorare. Ele convertesc tensiunea variabilă în timp, în tensiune continuă egală cu valoarea de vârf (

+

m

U

), negativă (

-

m

U

) sau vârf-vârf (

VV

U

) a tensiunii de intrare.

Schemele de bază ale detectoarelor de vârf se realizează în variantă serie, paralel sau serie-paralel (fig.3.49). Curbele tensiunilor din diferite puncte ale schemelor sunt desenate pornind din starea iniţială nulă.

Detectorul de vârf serie (fig.3.49, a) are dioda D deschisă numai în alternanţe pozitive, dar numai în intervalele de timp cât ut>u0. Prin diodă condensatorul C se încarcă, iar în timpul alternanţelor negative se descarcă prin rezistenţa R (de regulă rezistenţa de intrare a voltmetrului electronic de c.c). Dacă constanta de timp (=RC este mult mai mare decât perioada tensiunii de intrare, tensiunea de ieşire u0 se stabileşte la valoarea de vârf a lui ui (u0=

+

m

U

, iar dacă dioda D s-ar conecta invers, ar rezulta u0= -

-

m

U

).

Tensiunea maximă pe diodă este Uvv, iar rezistenţa de intrare în redresor Ri=R/2. Detectorul de vârf serie are dezavantajul că transmite la ieşire şi componenta continuă a tensiunii de intrare.

La detectorul de vârf paralel (fig.3.49, b) dioda D conduce numai în timpul alternanţelor negative, cât timp |ui|>uc. Dacă (=RC>>T, valoarea medie a tensiunii de ieşire (u0 trebuie filtrat cu un filtru trece-jos) este egală cu valoarea de vârf a lui ui (în figură U0 med=

-

m

U

, inversând dioda, se va obţine U0 med= -

+

m

U

). Condensatorul de intrare C nu permite trecerea componentei continue a tensiunii de intrare. Tensiunea maximă pe diodă este Uvv, iar rezistenţa de intrare a detectorului Ri=R/3.

Ambele tipuri de detectoare de vârf pot funcţiona până la frecvenţe foarte mari (fmax=100 MHz – 1GHz), dar datorită tensiunii prag de deschidere a diodei de peste 0.1 V, limita minimă de funcţionare este peste 0.1 V.

Înseriind un detector de vârf pozitiv cu unul de vârf negativ se obţine un detector de valori vârf-vârf (fig.3.49, c).

Detectoarele de vârf de mare precizie şi sensibilitate ridicată se realizează cu amplificatoare operaţionale. Un detector de vârf cu AO (fig.3.50) cuprinde schema redresoare în bucla de reacţie. Dioda detectoare D se deschide la o tensiune de intrare de A0 ori mai mică decât tensiunea prag a diodei, iar influenţa căderii de tensiune a diodei se reduce la fel de A0 ori. Sensibilitatea acestui tip de detector creşte (limitele de măsurare 1 mV – 1V) dar se reduce substanţial frecvenţa maximă la care se poate utiliza.

2

U

4

K

1

C

3.5.3. Redresoare de măsurare sincrone

În lanţul de măsurare adesea este necesară redresarea unei tensiuni periodice astfel încât valoarea tensiunii continue să reflecte şi relaţia de fază faţă de o tensiune de referinţă. În schema de principiu a unui redresor (detector) sincron (sensibil la fază) monoalternanţă (fig.3.51, a) comutatorul K se închide sincron cu tensiunea de comandă uc.

În starea închisă a lui K la ieşire se transferă tensiunea de intrare, valoarea medie U0 med depinzând de defazajul tensiunii de intrare faţă de cea de comandă.

Dacă la intrare se aplică o tensiune sinusoidală ui=Uimsin((t+(), valoarea medie a tensiunii de ieşire este :

U0 med=

ò

2

/

T

0

i

dt

u

T

1

=

p

1

Uim cos (

(3.77)

În figura 3.52, a şi b se observă “Principiul detecţiei sincrone” astfel: a) schema de principiu; b) tensiunea redresată la diferite relaţii de fază între tensiunea de comandă uc şi tensiunea de intrare sinusoidală ui.

Dacă tensiunea de intrare este nesinusoidală ui=

å

=

j

+

w

n

1

k

k

imk

)

t

k

sin(

U

, valoarea medie a tensiunii de ieşire este:

U0med=

(

)

[

]

å

=

-

-

j

p

n

1

k

k

k

imk

1

1

k

cos

U

1

=

÷

ø

ö

ç

è

æ

+

j

+

j

+

j

p

...

cos

5

U

cos

3

U

cos

U

1

5

5

im

3

3

im

1

1

im

(3.78)

Se constată că armonicile pare au un efect nul asupra tensiunii redresate, iar faptul că armonicile superioare impare afectează valoarea medie constituie un neajuns al detectorului sincron, care se poate elimina prin utilizarea unui amplificator selectiv înaintea detectorului sincron. În cele mai multe lanţuri de măsurare redresoarele sincrone efectuează redresarea tensiunii de măsurat în cazul defazajului (=0 şi (=(, când se obţine valoarea medie absolută cu semn plus respectiv minus.

În figura 3.52 se prezintă câteva scheme de redresoare sensibile la fază cu diode şi tranzistoare. La schemele cu diode, datorită condiţiei de funcţionare | uc | > | ui |, deschiderea diodelor este impusă de tensiunea de comandă uc, independent de valoarea instantanee a lui ui.

O caracteristică importantă a detectoarelor sincrone este capacitatea de supraîncărcare, exprimată prin factorul de supraîncărcare KS, care este raportul dintre semnalul maxim de intrare pentru răspuns liniar şi semnalul nominal de intrare. Supraîncărcarea detectorului se produce când semnalul util slab este însoţit de perturbaţii de amplitudine mare. Factorul KS are valori cuprinse între 3 şi 1000.

Intervalul frecvenţelor de lucru este cuprins între 1 Hz şi 100 KHz.

2

C

3.6. Multiplicatoare analogice

Multiplicatoarele analogice utilizate în lanţurile de măsurare realizează funcţia:

u0 = k · u1 ·u2

(3.79)

Produsul a două tensiuni se obţine prin folosirea unor proprietăţi intrinseci ale elementelor semiconductoare (tranzistoare, diode, traductoare Hall) sau prin sinteza unor scheme de calcul electronic, realizându-se multiplicatoare cu reţele de ridicare la pătrat, multiplicatoare cu transconductanţă variabilă, multiplicatoare cu logaritmare, multiplicatoare cu modulaţie în amplitudine şi durată.

Cele mai precise multiplicatoare analogice sunt multiplicatoarele cu modulaţie în amplitudine şi durată.

Teflon

Vid

Principiul lor de funcţionare se bazează pe faptul că valoarea

medie a unui şir de impulsuri de frecvenţă constantă (f=1/T) este

proporţională cu produsul dintre amplitudinea U şi durata ( a impulsurilor (fig.3.53) :

ò

ò

t

t

=

=

=

T

U

Udt

T

1

udt

T

1

U

T

med

(3.80)

Dacă amplitudinea este proporţională cu o tensiune u1, iar durata impulsului proporţională cu o altă tensiune u2 va rezulta: Umed=K·u1·u2.

În schema din fig.3.54 tensiunea generatorului de tensiune triunghiulară GTT se însumează cu tensiunea de intrare u2. Tensiunea sumă se aplică unui comparator (cu referinţa la masă). Pe durata intervalelor (t comutatorul electronic (CE) este închis, la ieşirea celui de-al doilea sumator fiind tensiunea –u1. În intervalele T - (t, CE este deschis, tensiunea la sumator este +u1. Trecând tensiunea rezultantă printr-un filtru trece-jos se obţine tensiunea de ieşire medie u0=Umed proporţională cu produsul u1·u2. Demonstraţia este evidentă dacă se ţine cont de relaţia

2

1

u

k

t

2

T

=

D

-

:

(

)

ò

ò

ò

ú

ú

û

ù

ê

ê

ë

é

+

-

=

=

D

D

T

0

t

0

T

t

1

1

0

dt

u

dt

u

T

1

udt

T

1

u

=

(

)

2

1

1

1

u

u

T

k

2

t

2

T

T

u

=

D

-

(3.81)

Prin alegerea convenabilă a frecvenţei tensiunii triunghiulare şi a constantei de proporţionalitate k1 (de ex. 2k1/T=1/10) se obţine o relaţie simplă: u0 = u1 u2 / 10.

Multiplicatoarele cu modulaţia amplitudinii şi duratei impulsurilor ating precizii de 0.1% sau 0.2% şi banda de frecvenţă până la 100 KHz (limitarea în frecvenţă se datorează purtătoarei şi filtrului trece-jos). La frecvenţe joase s-au realizat multiplicatoare cu erori maxime de 0.02 şi 0.05%.

Acest tip de multiplicator intră în componenţa wattmetrelor digitale şi a contoarelor statice.

3.7. Formatoare de impulsuri

Sarcina formatoarelor de impulsuri este de a transforma semnalele de intrare de formă oarecare în semnale dreptunghiulare cu nivele logice zero şi unu, compatibile cu circuitele digitale ale lanţurilor de măsurare.

Conversia semnalelor la forma dreptunghiulară se realizează prin compararea nivelului acestora cu o referinţă stabilită după necesitate.

Formatoarele de impulsuri sunt circuite electronice, de ex.: comparatorul de nivel, triggerul Schmitt, circuite de diferenţiere urmate de circuite logice cu nivel de semnal standard, detectorul de nul, ş.a.

Cupru

Teflon

Comparatorul este un circuit specializat sau construit cu AO, a cărei ieşire are numai stările logice 0 şi 1, care depinde de relaţia dintre tensiunea de referinţă Ur şi nivelul semnalului ui (de ex. pentru uiUr stare 1). Histerezisul comparatorului este mic, de ordinul milivolţilor.

Deseori semnalul este neregulat, caz în care, este avantajos un formator de impulsuri cu histerezis reglabil. Circuitul tipic este triggerul Schmitt. La schema de bază histerezisul (V se poate regla prin modificarea rezistenţei de intrare R1. Nivelele de basculare u+i1 şi u+i2 nu sunt stabile.

O schemă cu precizie ridicată, cu histerezisul controlabil în limite rigide, este indicată în figura 3.56, a. Tensiunile U0M şi U0m reprezintă tensiunea de ieşire maximă de saturaţie pozitivă respectiv negativă a AO.

Valorile tensiunilor prag de basculare se pot determina cu expresiile:

ui1=

ref

2

1

2

U

R

R

R

+

; ui2=

ref

3

2

3

1

2

1

3

2

U

R

R

R

R

R

R

R

R

+

+

;(3.82)

Până când uiui1) circuitul trece în cealaltă stare de saturaţie u0= - U0M. La revenirea tensiunii de intrare, triggerul revine la starea iniţială u0= - U0m numai la scăderea tensiunii la valoarea uiui2). Nivelele de basculare şi lăţimea histerezisului se pot regla din rezistenţa R2.

Utilitatea histerezisului se poate exemplifica la formarea impulsurilor pentru un frecvenţmetru, semnalul fiind însoţit de zgomot (fig.3.56). Scopul formatorului este de a înregistra un salt de nivel al impulsului pe o perioadă a semnalului. Dacă amplitudinea zgomotului depăşeşte histerezisul formatorului atunci se formează impulsuri false (fig.3.56, a). Impulsurile sunt formate corect dacă zgomotul are amplitudinea mult mai mică decât “fereastra” de histerezis şi dacă nivelul de basculare este corect situat pe semnalul studiat (fig.3.56, b).

1

U

2

U

1

C

La măsurarea cu precizie a intervalelor de timp, a perioadei, histerezisul introduce erori suplimentare, motiv pentru care în asemenea cazuri se utilizează scheme speciale pentru diminuarea (chiar eliminarea) histerezisului detectorului de nivel.

2

C

-

U2

30pF

� EMBED Equation.3 ��

















Fig.3.3 Divizor cu autoreglare

Fig.3.2 Divizor reglabil obişnuit










Fig.3.1 Divizor obişnuit





























Fig.3.4 Divizor Kelvin - Varley







Fig.3.5 Divizor capacitiv











Fig.3.6 Divizor inductiv





Fig.3.7 Divizor RC compensat

în frecvenţă















Fig.3.8 Controlul compensării în frecvenţă

























Fig.3.10 Divizor cu celule separate




















Fig.3.9 Divizor RC reglabil












































Fig.3.13 Diagrama fazorială



Fig.3.15 Şunt






Manganină

Fig.3.16 Şunt Ayrton


















Fig.3.14 Montaj cu divizor capacitiv şi transformator

Fig.3.12 Transformator de tensiune
















Fig.3.26 Schema de funcţionare a

atenuatorului cu reglare continuă


Fig.3.19 TC tip cleşte












Fig.3.18 Diagrama fazorială












Fig.3.17 TC obişnuit



Fig.3.21 TC cu ieşire pe voltmetru de vârf



Ferită


















Fig.3.20 TC cu ieşire pe ampermetru



Fig.3.23 Atenuator independent

an=111dB





















Fig.3.22 Atenuator

Fig.3.24 Atenuatoare fixe: a) – în T b) – în π






















� EMB

3 · Web viewFormatoarele de impulsuri sunt circuite electronice, de ex.: comparatorul de nivel,...

Documents

Transcript of 3 · Web viewFormatoarele de impulsuri sunt circuite electronice, de ex.: comparatorul de nivel,...