DAN POPA
♦
RADIOCOMUNICAłII
Editura
NAUTICA
II
III
DAN POPA
RADIOCOMUNICAłII
ConstanŃa 2010
Editura
NAUTICA
IV
Redactare: Florin MUNTEANU
Grafica: Dan POPA
Editura NAUTICA, 2010
Editură recunoscută de CNCSIS
Str. Mircea cel Bătrân nr.104
900663 ConstanŃa, România
tel.: +40-241-66.47.40
fax: +40-241-61.72.60
e-mail: [email protected]
V
PREFAłĂ
RadiocomunicaŃii este o lucrare care îşi propune prezentarea principalelor aspecte pe
care le implică un sistem de comunicaŃii radio. Domeniul radiocomunicaŃiilor fiind extraordinar
de complex şi într-o evoluŃie continuă, subiectele abordate au fost tratate la modul general,
insistându-se asupra principiilor de funcŃionare a echipamentelor de radiocomunicaŃii,
prezentându-se caracteristicile de bază ale acestora, circuitele specifice, tehnicile de procesare
a semnalelor. De asemenea, s-au abordat şi câteva domenii strâns conexe radiocomunicaŃiilor,
cum este cel al propagării radiaŃiilor electromagnetice, al antenelor folosite în mod curent, al
liniilor de transmisiune.
Lucrarea este structurată pe 13 capitole, care acoperă câteva dintre principalele domenii
ale radiocomunicaŃiilor analogice, adică: tipuri de semnale folosite, antene şi propagare, emisia
şi recepŃia. În cadrul acestor domenii s-a acordat o atenŃie specială circuitelor specifice
emiŃătoarelor şi receptoarelor, cum ar fi schimbătoarele de frecvenŃă (mixerele), oscilatoarele,
amplificatoarele de radiofrecvenŃă şi de frecvenŃă intermediară, etajele finale de putere,
demodulatoarele.
Un capitol special a fost consacrat principalelor tipuri de filtre folosite în aparatura de
radiocomunicaŃii. De asemenea, principalele aspecte pe care le implică radiocomunicaŃiile cu
bandă laterală unică, au fost tratate într-un capitol separat.
Lucrarea de faŃă se adresează în primul rând studenŃilor de la facultăŃile de electronică,
care au prevăzută în programa de învăŃământ disciplinele RadiocomunicaŃii, ComunicaŃii radio
sau Sisteme şi echipamente de radiocomunicaŃii. Ea poate fi de folos şi celor care doresc să se
iniŃieze în domeniul radiocomunicaŃiilor sau care sunt implicaŃi în vreun fel într-o activitate din
acest domeniu.
ConstanŃa, 2010
Autorul
VI
VII
CUPRINS
Capitolul 1. Semnale utilizate în radiocomunicaŃii 1
1.1. Reprezentarea semnalelor în domeniul timp şi în domeniul frecvenŃă 1
1.2. Semnale modulate
1.2.1. Necesitatea modulaŃiei semnalelor în radiocomunicaŃii
1.2.2. DefiniŃii şi clasificări
1.3. ModulaŃia în amplitudine (MA)
1.3.1. ModulaŃia cu purtător sinusoidal
1.3.2. ComparaŃie între sistemele cu MA
1.4. ModulaŃia de frecvenŃă (MF)
1.5. ModulaŃia de fază (MP)
1.6. ComparaŃie între diverse tipuri de modulaŃie
1.6.1. ComparaŃie între MF şi MP
1.6.2. ComparaŃie între MA, MF şi MP
1.7. Clasificarea şi simbolizarea emisiunilor radio
Capitolul 2. Caracteristicile generale ale sistemelor de radiocomunicaŃii
2.1. Structura unui sistem de radiocomunicaŃii
2.2. Caracteristicile canalelor de radiocomunicaŃii
2.2.1. Parametrii unui canal de radiocomunicaŃii
2.2.2. Clasificarea canalelor de radiocomunicaŃii
2.3. Clasificarea reŃelelor de radiocomunicaŃii
Capitolul 3. Elementele tehnice ale radiolegăturilor
3.1. Benzi de frecvenŃă
3.2. Propagarea undelor electromagnetice
3.2.1. Undele foarte lungi VLF (15 ÷ 30KHz)
3.2.2. Undele lungi LF (30 ÷ 300KHz)
3.2.3. Undele medii MF (300KHz ÷ 3MHz)
3.2.4. Unde scurte HF (3 ÷ 30MHz)
3.2.5. Unde ultrascurte VHF (30 ÷ 300MHz)
3.2.6. Unde decimetrice UHF (300 ÷ 3000MHz)
3.2.7. Undele centimetrice SHF (3 ÷ 30GHz)
3.3. Fading
3.4. FrecvenŃe optime de trafic
VIII
Capitolul 4. Antene
4.1. Clasificare
4.2. Caracteristicile antenelor
4.3. Pierderile în antene
4.4. Tipuri de antene
4.4.2. Antene pentru VHF
4.4.3. Antene pentru microunde
4.5. Linii de transmisie
4.5.1. Clasificarea liniilor
4.5.2. Parametrii caracteristici ai unei linii de transmisie
4.5.3. Linii nesimetrice (coaxiale)
4.5.4. Linii simetrice (bifilare)
4.5.5. Propagarea u.e.m. pe liniile de transmisiune
Capitolul 5. EmiŃătoare
5.1. Structura şi rolul emiŃătorului
5.1.1. Clasificarea emiŃătoarelor
5.1.2. Principii constructive în realizarea emiŃătoarelor
5.2. EmiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă
5.2.1. Multiplicatoare de frecvenŃă
5.2.2. Scheme practice de multiplicatoare de frecvenŃă
5.2.3. Scheme de emiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă
5.3. Schimbarea (conversia) frecvenŃei
5.3.1. Schimbarea frecvenŃei prin mixare
5.3.2. Scheme practice de schimbătoare de frecvenŃă (SF)
5.3.3. EmiŃătoare cu schimbare de frecvenŃă
5.4. EmiŃătoare cu sintetizare de frecvenŃă
5.4.1. Descrierea blocurilor componente ale circuitului PLL
5.4.2. Sintetizoare multibuclă
5.5. Clase de lucru
Capitolul 6. Etajele emiŃătoarelor
6.1. Oscilatoare
6.1.1. Oscilatoare LC
6.1.2. Oscilatoare cu cuarŃ
6.1.3. Oscilatoare cu cuarŃ cu frecvenŃă variabilă (VXO)
6.1.4. Oscilatoare cu cuarŃ cu porŃi logice
6.2. Etaje de separare
6.3. Etaje amplificatoare de RF
6.4. Etaje finale de RF
IX
6.4.1. Cuplajul etajului final de RF cu sarcina
6.4.2. Regimul de funcŃionare al etajului final de RF
6.5. Exemple de etaje finale de RF
Capitolul 7. Radioreceptoare
7.1. Structura şi rolul radioreceptorului
7.2. Receptorul superheterodină
7.2.1. Descrierea blocurilor componente
7.2.2. Circuite de reglare automată
7.2.3. Parametrii caracteristici ai radioreceptorului
7.2.4. Tipuri de radioreceptoare
Capitolul 8. Etajele de radiofrecvenŃă ale radioreceptoarelor
8.1. Circuite de intrare (CI)
8.1.1. Clasificarea circuitelor de intrare
8.1.2. Circuite de intrare de bandă îngustă
8.1.3. Circuite de intrare de bandă largă
8.2. Amplificatoare de RF pentru radioreceptoare
8.2.1. GeneralităŃi
8.2.2. FuncŃiile de bază ale ARF
8.2.3. Neutrodinarea
8.2.4. ARF realizate cu tranzistoare bipolare
8.2.5. ARF realizat cu TEC-J şi TEC-MOS
8.2.6. Amplificatoare de RF de tip cascodă
Capitolul 9. Mixere de recepŃie
9.1. Parametrii principali ai mixerelor
9.2. Clasificarea mixerelor
9.3. Scheme practice de mixere
9.3.1. Mixere cu diode
9.3.2. Mixere cu tranzistoare bipolare
9.3.3. Mixere cu FET şi MOSFET
9.4. Necesitatea dublei schimbări de frecvenŃă
Capitolul 10. Amplificatoare de frecvenŃă intermediară
10.1. Clasificarea AFI
10.2. FuncŃiile şi parametrii AFI
10.3. Scheme practice de AFI
Capitolul 11. Filtre utilizate în amplificatoarele de frecvenŃă intermediară
11.1. Filtre LC
11.2. Filtre piezoceramice
11.3. Filtre de bandă cu selectivitate concentrată
X
Capitolul 12. Circuite de demodulare
12.1. Demodularea (detecŃia) semnalelor MA
12.1.1. Detectorul MA cu diode
12.1.2. DetecŃia coerentă (sincronă) a semnalelor MA
12.1.3. Detectorul de produs
12.2. Demodularea semnalelor MF
12.2.1. Detectorul de raport
12.2.2. Discriminatorul de fază
12.2.3. Demodulatorul cu coincidenŃă (în cuadratură)
12.2.4. Dezaccentuare. Preaccentuare
Capitolul 13. RadiocomunicaŃii cu BLU
13.1. GeneralităŃi. Principii de bază
13.2. Suprimarea purtătoarei
13.3. Suprimarea benzii laterale
13.4. RecepŃia semnalelor BLU
13.4.1. Refacerea purtătoarei
13.5. Concepte de bază în construcŃia emiŃătoarelor şi receptoarelor cu BLU
13.5.1. Heterodinarea
13.5.2. Conversia directă
13.6. Receptoare de trafic
13.7. RAA în radioreceptoarele BLU
BIBLIOGRAFIE 227
1
Capitolul 1
1. SEMNALE UTILIZATE ÎN RADIOCOMUNICAłII
1.1. Reprezentarea semnalelor în domeniul timp
şi în domeniul frecvenŃă
Orice semnal s(t) poate fi caracterizat prin două reprezentări:
- reprezentarea în domeniul timp – numită forma de undă a semnalului
- reprezentarea în domeniul frecvenŃă – numită spectrul de frecvenŃă al semnalului.
Oricare din aceste reprezentări caracterizează în mod univoc semnalul. Altfel spus,,
oricărei reprezentări în domeniul timp îi corespunde o singură reprezentare în domeniul
frecvenŃă şi invers.
Trecerea de la o reprezentare la alta se face cu ajutorul seriilor Fourier pentru semnale
periodice, respectiv a transformării Fourier sau Laplace pentru semnale neperiodice (evident,
atunci când acestea există).
Pentru a înŃelege această dublă reprezentare a semnalelor să considerăm un semnal
sinusoidal s(t):
)sin()( 000 ϕω += tAts (1.1)
în care semnificaŃia simbolurilor folosite este următoarea:
A0 – amplitudinea semnalului
0ω - frecvenŃa unghiulară (pulsaŃia) semnalului:0
0T
2π=ω
0ϕ - faza iniŃială a semnalului
Forma de undă a semnalului şi semnificaŃia acestor parametri este prezentată în fig.
1.1. În această reprezentare, variabila independentă este timpul t.
Fig. 1.1. Reprezentarea unui semnal sinusoidal în domeniul timp
2
Reprezentarea în domeniul frecvenŃă se obŃine prin considerarea pulsaŃiei ω
(frecvenŃei) ca variabilă independentă. Semnalul s(t) este caracterizat în domeniul frecvenŃă tot
prin cei 3 parametri: A0, 0ω , 0ϕ (fig. 1.2)
Fig. 1.2. Reprezentarea unui semnal sinusoidal în domeniul frecvenŃă
În cazul unui semnal s(t) exprimat printr-o sumă de semnale sinusoidale:
)sin()(1
0 KK
N
K
tAts ϕω += ∑=
(1.2)
se obŃin următoarele reprezentări în domeniul frecvenŃă:
Fig. 1.3. Diagramele spectrale de amplitudine şi fază
a) – spectrele de amplitudine; b) – spectrele de fază
ObservaŃii
1. Unui semnal sinusoidal îi corespunde câte o linie spectrală în cele 2 diagrame
(amplitudinea şi faza). Din acest motiv aceste diagrame spectrale se numesc spectre discrete.
2. Dacă în expresia (1.2) N → ∞ iar diferenŃa (ωK+1 - ωK) → 0, atunci în diagramele
spectrale ale amplitudinii A şi fazei ϕ liniile spectrale devin atât de dese încât nu se mai poate
face o distincŃie între 2 linii succesive. În acest caz spectrele AK(ωK) şi ϕK(ωK) se transformă în
spectre continui A(ω) şi ϕ(ω). Rezultă că:
a) semnalele periodice se reprezintă în domeniul frecvenŃă prin spectre discrete
b) semnalele neperiodice se reprezintă în domeniul frecvenŃă prin spectre continue
În radiocomunicaŃii se întâlnesc ambele tipuri de semnale, adică:
- semnale periodice, folosite de obicei ca purtătoare sau subpurtătoare;
- semnale neperiodice, care sunt de obicei semnale modulatoare.
Α(ω)
ω
A0
0ω0 ωω00
ϕ(ω)
ϕ0
Ak(ω)
ω
A1
0ω
1 ω
2
A2A3
A4An
ω3
ω4
ωn
ϕk(ω)
ω
ϕ1
0ω
1 ω
2
ϕ2ϕ3
ϕ4
ω3
ω4
ωn
ϕn
a) b)
3
1.2. Semnale modulate
1.2.1. Necesitatea modulaŃiei semnalelor în radiocomunicaŃii
RadiocomunicaŃiile se ocupă cu transmiterea mesajelor sub formă de semnale
electrice dintr-un punct în altul. Transmiterea acestor semnale (mesaje) se realizează prin
canale de radiocomunicaŃii, care pot fi cu fir (cablu) sau fără fir..
În general, semnalele care urmează a fi transmise ocupă o bandă de frecvenŃă mult
mai mare decât cea pe care o poate asigura canalul de radiocomunicaŃii. Ori, de regulă,
canalele de radiocomunicaŃii sunt foarte costisitoare şi de aceea transmiterea unui singur mesaj
(semnal) pe un astfel de canal este total neeconomică şi mult sub capacitatea canalului de
radiocomunicaŃii de a transmite informaŃii. De aceea, se recurge la utilizarea intensivă a unui
canal de radiocomunicaŃii, prin care se înŃelege realizarea unui număr cât mai mare de
comunicaŃii simultane pe acelaşi circuit fizic (canal de radiocomunicaŃii). Acest lucru nu se poate
realiza prin transmiterea directă a semnalelor, fără o prelucrare a acestora, deoarece s-ar
produce o interferenŃă între semnale, astfel încât la recepŃie ar fi imposibil de regăsit semnalele
individuale.
Transmiterea simultană a mai multor semnale pe acelaşi circuit fizic este posibilă prin
utilizarea tehnicilor de multiplexare în timp sau în frecvenŃă a semnalelor.
Multiplexarea în frecvenŃă a semnalelor se bazează pe deplasarea spectrelor de
frecvenŃă a diverselor semnale, astfel încât acestea să ocupe benzi de frecvenŃă diferite, fără a
se suprapune. Deplasarea spectrelor de frecvenŃă se realizează prin modulaŃie.
ModulaŃia are o mare utilitate practică deoarece:
- facilitează emiterea undelor electromagnetice
- permite transmiterea simultană a mai multor semnale pe un canal de
radiocomunicaŃii, fără ca acestea să interfereze între ele.
ObservaŃii
1. Teoria propagării undelor electromagnetice demonstrează că un semnal poate fi
emis cu un randament bun numai dacă antena are o lungime de cel puŃin 1/10 din lungimea de
undă corespunzătoare frecvenŃei minime din spectrul acestui semnal. Spectrul semnalului
electric generat de un microfon în faŃa căruia se vorbeşte este de cca. 10KHz. Rezultă deci că,
pentru a emite unde electromagnetice corespunzătoare semnalului electric care reprezintă
vocea umană, ar fi necesare antene cu lungimi de ordinul Km, deoarece lungimea de undă a
acestor semnale este dată de relaŃia:
[ ][ ]Mhzf
m300
=λ (1.3)
2. Procesul de modulaŃie deplasează spectrul de frecvenŃă al semnalului ce urmează a
fi transmis în domeniul frecvenŃelor înalte, facilitând astfel emiterea undelor electromagnetice
4
dar şi utilizarea eficientă a canalului de transmisiune, datorită propagării mai bune la frecvenŃe
înalte. În plus:
- antenele au dimensiuni reduse
- tot spectrul semnalului este transmis în aceleaşi condiŃii (atenuare, întârziere,
distorsiuni neliniare)
1.2.2. DefiniŃii şi clasificări
În procesul de modulaŃie intervin următoarele semnale:
- semnalul s(t) ce conŃine informaŃia (mesajul) denumit semnalul modulator
- semnalul P(t) asupra căruia se transferă informaŃia denumit semnal purtător
- semnalul sM(t) rezultat prin acŃiunea semnalului modulator asupra purtătorului,
denumit semnal modulat.
ModulaŃia constă în modificarea unui parametru al purtătorului P(t) de către semnalul
modulator s(t) ce urmează a fi transmis.
Există mai multe criterii de clasificare a modulaŃiei. Astfel, se pot distinge două mari
categorii de modulaŃii:
A. ModulaŃii analogice, care constau în modificarea unui parametru al purtătoarei
(amplitudinea, frecvenŃa, faza etc.) în funcŃie de semnalul modulator, care poate fi analogic sau
numeric. Acest tip de modulaŃii nu modifică natura semnalului modulator.
ModulaŃiile analogice se pot clasifica, la rândul lor, după:
1. Natura informaŃiei transmise, care poate fi:
- informaŃie analogică (semnal audio, video etc.)
- informaŃie numerică (date)
2. Forma purtătoarei de radiofrecvenŃă, care poate fi:
- purtătoare sinusoidală
- purtătoare în impulsuri
3. Parametrul modulat al purtătoarei, care poate fi:
- amplitudinea
- frecvenŃa
- faza
- durata (impulsurilor)
B. ModulaŃii numerice, care constau într-o conversie analog/numeric între semnalul
modulator şi cel modulat. În acest caz, operaŃia de modulare este, de fapt, o codare numerică a
informaŃiei analogice. Semnalul purtător este, în acest caz, un semnal sub formă de impulsuri
dreptunghiulare, iar semnalul modulator modifică codul utilizat pentru generarea acestui
semnal.
ModulaŃiile numerice pot fi, la rândul lor, de mai multe tipuri:
5
1. ModulaŃia impulsurilor în cod (Pulse Code Modulation - PCM), care este un
procedeu tipic de modulaŃie numerică;
2. ModulaŃiile numerice diferenŃiale, din categoria cărora fac parte:
- modulaŃia diferenŃială a impulsurilor în cod (DPCM)
- modulaŃia delta (∆M)
3. ModulaŃiile numerice adaptive
Exemple
1. Dacă semnalul modulator este un semnal audio care modulează amplitudinea unei
purtătoare sinusoidale, vorbim de o modulaŃie de amplitudine (Amplitude Modulation - AM ).
2. Dacă semnalul modulator este un semnal audio care modulează frecvenŃa unei
purtătoare sinusoidale, vorbim de o modulaŃie de frecvenŃă (Frequency Modulation - FM).
3. Dacă semnalul modulator este un semnal audio care modulează amplitudinea unei
purtătoare în impulsuri, avem de-a face cu o modulaŃie în amplitudine a impulsurilor.
4. Dacă semnalul modulator este un semnal numeric (binar), care modulează frecvenŃa
unei purtătoare sinusoidale, avem de-a face cu o modulaŃie cu salt de frecvenŃă, de tip FSK –
Frequency Shift Keying.
Cea mai simplă formă de comunicare radio codificată este transmisia Morse
nemodulată, prin care purtătoarea de radiofrecvenŃă (carrier frequency) este întreruptă în ritmul
transmisiei secvenŃelor formate din linii şi puncte care constituie alfabetul Morse
În radiocomunicaŃiile maritime, cel mai utilizat tip de transmisie în unde medii MF şi
scurte HF este transmisia cu bandă laterală unică (Single Side Band - SSB), prin care se
transmite numai una din benzile laterale (banda laterală superioară) ale semnalului de
radiofrecvenŃă modulat în amplitudine cu semnalul util.
1.3. ModulaŃia în amplitudine
1.3.1. ModulaŃia cu purtător sinusoidal
O purtătoare sinusoidală P(t) se reprezintă analitic prin expresia (vezi şi fig. 1.1):
)sin()( 000 φ+Ω= tAtP (1.4)
în care semnificaŃia simbolurilor este următoarea:
A0 – amplitudinea purtătoarei
Ωo - frecvenŃa unghiulară (pulsaŃia)
φo - faza iniŃială
6
A modula un semnal purtător însemnă a stabili o dependenŃă între un parametru al
purtătorului P(t) şi semnalul modulator s(t). Circuitul în care se realizează modulaŃia se numeşte
modulator. ModulaŃia de amplitudine se mai numeşte şi modulaŃie liniară.
Fiecare din cei 3 parametri ce definesc purtătorul poate prelua variaŃiile semnalului
modulator obŃinându-se corespunzător următoarele tipuri de modulaŃie:
- modulaŃie de amplitudine (MA)
- modulaŃie de frecvenŃă (MF)
- modulaŃie de fază (MP)
Fie s(t) semnalul modulator şi P(t) = A0cos(Ω0t + Φ) semnalul purtător. Conform celor
afirmate mai sus, amplitudinea instantanee A(t) a semnalului MA trebuie să fie într-o relaŃie de
dependenŃă liniară cu semnalul s(t). Astfel, A(t) poate fi o funcŃie de forma:
A(t) = A0 + K s(t) (1.5)
în care K este o constantă.
Expresia în domeniul timp a semnalului MA este, prin urmare, următoarea:
sMA(t) = A(t)cos(Ω0t + Φ0) = [A0 + Ks(t)]cos (Ω0t + Φ0) (1.6)
Aceasta reprezintă forma cea mai generală a unui semnal MA, întrucât asupra
semnalului modulator s(t) nu s-a impus nici o restricŃie.
Fig. 1.4. Semnal purtător sinusoidal modulat în amplitudine cu un
semnal oarecare, neperiodic
Pentru a reprezenta semnalul MA în domeniul frecvenŃă, considerăm 3 situaŃii:
• Cazul 1. Presupunem că s(t) este de formă sinusoidală, adică:
s(t) = a0cos(ω0t + ϕ0) (1.7)
În acest caz, semnalul modulat (fig. 1.5) are expresia:
A(t) = A0 + ka0cos(ω0t + ϕ0) = A0[1 + m cos(ω0t + ϕ0)] (1.8)
sMA(t) = A0[1 + m cos(ω0t + ϕ0)] cos(Ω0t + φ0) (1.9)
în care parametrul m se numeşte grad de modulaŃie şi are valoarea:
0
0
AKa
m = (1.10)
7
Fig. 1.5. Semnal purtător sinusoidal, modulat în amplitudine
cu un semnal sinusoidal (m < 1 stânga, m = 1 dreapta)
Rezultă că amplitudinile maxime şi minime a semnalului MA vor avea valorile:
AM = A0(1 + m); Am = A0(1 – m) (1.11)
Gradul de modulaŃie va avea expresia:
mM
mMmm
AA
AA
A
AA
A
AAm
+
−=
−=
−=
0
0
0
0 (1.12)
Este necesar ca gradul de modulaŃie m să satisfacă relaŃia m ≤ 1 pentru ca la
demodulare (detecŃie) să poată fi reconstituit semnalul modulator s(t).
Expresia (2.7) se mai poate scrie sub forma:
])cos[(2
])cos[(2
)cos()(
00000
00000
000
ϕφω
ϕφωφ
−+−Ω+
+++Ω++Ω=
tmA
tmA
tAtsMA (1.13)
Această relaŃie pune în evidenŃă componentele spectrale ale semnalului MA cu
purtător sinusoidal şi modulator sinusoidal.
Fig. 1.6. Spectrul semnalului MA cu purtător sinusoidal
şi semnal modulator sinusoidal
Constatăm că spectrul semnalului MA conŃine 3 componente:
- o componentă centrală de frecvenŃă Ω0 şi amplitudine A0 numită purtătoare, care
are amplitudinea maximă, deci concentrază mai mare parte din energia semnalului modulat
Ak(ω)
ω
A0
0 Ω0Ω Ω
B
− ω + ω0 0
mA0mA0
2 2
8
- 2 componente de frecvenŃă (Ω0 + ω0) şi (Ω0 - ω0) şi amplitudine 2
0mA, numite
componente spectrale laterale (componenta laterală inferioară şi cea superioară)
- banda de frecvenŃă ocupată de semnalul MA este B = 2ω0, adică de 2 ori mai mare
decât banda de frecvenŃă ocupată de semnalul modulator s(t).
• Cazul 2. Semnalul modulator este o sumă de componente sinusoidale (sau poate fi
exprimat ca o sumă de componente sinusoidale ca, de pildă, în cazul semnalelor periodice):
)sin()(1
iii
n
i
tats ϕω += Σ=
(1.14)
Deoarece am presupus că: A(t) = A0 + C s(t), rezultă:
)](cos1[)cos()(1
0
0
0 iii
n
iiii
n
i
tmAtaCAtA ϕωϕω +++++= ΣΣ=
(1.15)
Parametrul m se numeşte grad de modulaŃie şi are expresia:
0A
cam i
i = (1.16)
Semnalul modulat va avea forma:
)()cos[(2
)]()cos[(2
)cos()(
00
1
00
1
000
ii
iin
i
iiii
n
iMA
tAm
tAm
tAts
ϕω
ϕω
−Φ+−Ω+
++Φ++Ω+Φ+Ω=
Σ
Σ
=
= (1.17)
Concluzii
1. Pentru ca spectrele celor două semnale să nu se suprapună este necesar ca:
Ω0 > 2 ωn
2. Spectrul semnalului MA conŃine în acest caz nu doar două componente laterale, ci
două benzi laterale: banda laterală inferioară BLI şi banda laterală superioară BLS.
3. Banda de frecvenŃe ocupată de semnalul MA este dublă faŃă de banda semnalului
modulator (a mesajului):
B = 2ωn
• Cazul 3. Semnalul modulator s(t) este o funcŃie de timp arbitrară, neperiodică – de
exemplu vocea umană. Spectrul de frecvenŃă al semnalului MA va avea forma din fig. 1.8:
ObservaŃii
1. În spectrul semnalului MA, din punct de vedere energetic, purtătoarea are valoarea
cea mai mare (deoarece are amplitudine maximă) şi nu conŃine informaŃie. De aceea, pentru a
evita încărcarea exagerată a etajelor finale din emiŃătoare sau pentru a evita anumite neajunsuri
la emisie, de obicei se recurge la suprimarea totală sau parŃială a purtătoarei.
9
2. De asemenea, se observă că informaŃia este conŃinută în mod identic de ambele
benzi laterale. De aceea, pentru a se recupera informaŃia, este suficient să fie transmisă doar
una din acestea.
Fig. 1.7. Reprezentarea în domeniul frecvenŃă (ω) a spectrului celor două
semnale: semnalul modulator (sus) şi semnalul modulat MA (jos)
În cazul general, în care semnalul modulator sM(t) este un semnal oarecare,
neperiodic, al cărui spectru ocupă o bandă de frecvenŃe (ωM - ωm), atunci spectrul de frecvenŃe
al semnalului modulat sMA(t) are aspectul din fig. 1.8.
Fig. 1.8. Spectrul semnalului MA, în cazul unui semnal
modulator oarecare, neperiodic
3. Corespunzător acestor observaŃii, există mai multe tipuri de sisteme de modulaŃie în
amplitudine, cum ar fi:
- MA cu bandă laterală dublă şi purtătoare completă BLD + P
- MA cu bandă laterală unică şi purtătoare completă BLU + P
- MA cu bandă laterală unică şi purtătoare redusă sau cu nivel variabil BLU+PR
- MA cu bandă laterală unică şi purtătoare suprimată BLU
ai
a1
a2
a3a4
an
0 ωωωω
ωωωω0
A0
ai
B = 2ω2ω2ω2ω
ωωωω
a1
a2a3
a4
an
a3
a1
a2
a4
an
10
- MA cu rest de bandă laterală
Evident, la recepŃie este necesară se obŃină semnalul modulator s(t), care poartă
informaŃia. Acesta se obŃine prin operaŃia inversă modulaŃiei, numită demodulare sau detecŃie.
Circuitul cu care se realizează această operaŃie se numeşte demodulator sau detector. În
funcŃie de tipul de modulaŃie, demodulatorul (detectorul) va fi diferit.
1.3.2. ComparaŃie între sistemele cu MA
Sistemele MA (BL + P) (modulaŃie de amplitudine cu purtătoare)
Avantaje: reconstituire simplă a mesajului la recepŃie, deci receptoare simple.
Dezavantaje: semnalul emis ocupă o bandă de frecvenŃă relativ mare (2Bm), iar
emiŃătorul trebuie să transmită o putere mare, eficienŃa transmisiei fiind redusă.
În semnalele MA + P, purtătoarea nu conŃine informaŃie utilă şi deci puterea semnalului
MA corespunzător purtătoarei reprezintă o risipă, ea fiind mult mai mare decât purtătoarea utilă,
corespunzătoare benzilor laterale. Se constată că randamentul transmisiei este de cca.33%.
De aceea, se utilizează alte sisteme, în care purtătoarea este redusă sau chiar
suprimată.
Sistemele MA – PS (modulaŃie de amplitudine cu purtătoarea suprimată)
Avantajele principale sunt:
- putere mai mică la emisie (eficienŃa devine 100%)
- banda de frecvenŃă rămâne aceeaşi
Dezavantajele constau în complicarea detecŃiei în cazul purtătoarei suprimate, deoarece
trebuie refăcută purtătoarea. De aceea, se lasă uneori un rest de purtătoare. DetecŃia acestui
tip de semnale se numeşte detecŃie sincronă (coerentă). Transmisia MA – PS este folosită în
sistemele radiotelefonice pentru distanŃe foarte mari, în facsimil, teleimprimare, televiziune etc.
Sistemele MA – BLU(modulaŃie de amplitudine cu bandă laterală unică)
Avantaje:
- reducerea benzii de frecvenŃă la ½ faŃă de sistemul MA-DBL+P sau MA-DBL-PS
- puterea emiŃătorului mult mai mică decât la MA + P
- semnalul recepŃionat rămâne inteligibil până la extincŃie
Dezavantaje: pentru demodularea semnalului MA-BLU se foloseşte o metodă de
detecŃie diferită de cea folosită în cazul semnalelor MA-DBL - detecŃia sincronă (coerentă) –
care presupune o electronică destul de sofisticată.
11
1.4. ModulaŃia de frecvenŃă (MF)
Fie un semnal modulator s(t) şi un semnal purtător sinusoidal P(t):
)cos()( 000 φ+Ω= tAtP (1.18)
A modula în frecvenŃă purtătoarea P(t) înseamnă a crea o dependenŃă liniară între
frecvenŃa instantanee Ω(t) a purtătoarei şi semnalul modulator, conform relaŃiei:
)()( 0 tKst +Ω=Ω (1.19
Cu alte cuvinte, frecvenŃa instantanee Ω a purtătoarei variază în jurul valorii Ω0,
trecând prin valorile extreme ∆Ω±Ω0 , corespunzător valorilor de vârf ale amplitudinii
semnalului modulator s(t). Mărimea ∆Ω poartă numele de deviaŃie de frecvenŃă.
Fig. 1.9. Semnal modulat în frecvenŃă
De obicei, într-o transmisie MF, se impune întotdeauna o anumită valoare a deviaŃiei
de frecvenŃă ∆Ω , corespunzătoare celei mai mari amplitudini a semnalului modulator.
Pe baza acestor consideraŃii, expresia purtătoarei modulate devine, considerând că:
)sin()( 000 ϕω += tats
])sin(cos[(
])(cos[()(
000000
000
φφω
φ
+++Ω=
=++Ω=
ttKaA
ttKsAtPMF (1.20)
Dacă se notează:
∆Ω=0Ka - deviaŃia de frecvenŃă
0ωβ
∆Ω= - indicele de modulaŃie de frecvenŃă
atunci relaŃia (1.20) devine:
])sincos[()( 0000 φωβ ++Ω= ttAtPMF (1.21)
12
ObservaŃii
1. Din analiza dezvoltării în serie Fourier a expresiei (1.20) se constată că spectrul
semnalului MF are o întindere mult mai mare decât în cazul semnalului MA. Amplitudinea
componentelor laterale nu scade progresiv pe măsură ce ele se depărtează de purtătoare, ci
depinde de indicele de modulaŃie β (fig. 1.10) şi ele trebuie luate în considerare la calcului
benzii de frecvenŃă ocupată de semnalul MF.
2. Cu cât indicele de modulaŃie 0ω
∆Ω=β are o valoare mai mare, cu atât liniile spectrale
laterale de ordin superior devin mai semnificative. Rezultă că banda de frecvenŃă ocupată de
semnalul MF depinde esenŃial de indicele de modulaŃie 0ω
∆Ω=β .
3. łinând seama de observaŃiile de mai sus, se poate demonstra că banda efectivă a
semnalului MF, care trebuie să conŃină 99% din puterea semnalului, are următoarea expresie:
a) dacă indicele de modulaŃie are valori β >> 1, ceea ce se întâmplă de regulă în
practică, banda de frecvenŃe ocupată de semnalul MF are valoarea:
00 222 KaB =∆Ω≅= βω
adică banda de frecvenŃă necesară pentru transmiterea unui semnal MF este de aproximativ x2
deviaŃia maximă a purtătoarei. Dacă β este suficient de mare, ea nu depinde de spectrul de
frecvenŃe al mesajului transmis iar amplitudinea purtătoarei nu mai are cea mai mare valoare
din spectru, aşa cu era cazul la semnalele MA (fig. 1.10). Acesta este cazul aşa-numitului
semnal MF de bandă largă, folosit de regulă în transmisiile de radiodifuziune.
b) dacă indicele de modulaŃie are valori β << 1, se obŃine B = 2ω0, adică aceeaşi
lărgime de bandă ca la MA. Acest tip de modulaŃie se numeşte MF de bandă îngustă.
4. În cazul MF se observă că amplitudinea purtătoarei este practic constantă,
modificându-se numai frecvenŃa ei. De aceea, în cazul acestui tip de transmisie nu se practică
suprimarea purtătoarei.
5. În practică, se poate considera că o transmisie MF este caracterizată de:
- frecvenŃa purtătoarei fp, de
- indicele de modulaŃie 0ω
βf∆
=
- deviaŃia maximă de frecvenŃă f∆ , care reprezintă abaterea maximă faŃă de frecvenŃa
purtătoarei:
2
minmax
maxmin
fffffff pp
−=−=−=∆
7. În radiodifuziunea sonoră cu modulaŃie de frecvenŃă (FM), spectrul semnalului
modulator (semnalul de audiofrecvenŃă) este limitat la o valoare maximă ω0 = 15KHz şi
13
deoarece ∆f = 75KHz, rezultă un indice de modulaŃia β = 5. Banda de frecvenŃe ocupată de
acest semnal va fi B = (2x75KHz + 15KHz) = 200KHz
În radiodifuziunea sonoră cu modulaŃie de amplitudine (AM), spectrul semnalului audio
modulator este limitat la o valoare ω0 = 4,5KHz, iar banda de frecvenŃe ocupată de semnalul
modulat transmis este B = 9KHz.
În radiocomunicaŃiile MA, spectrul semnalului modulator este limitat la o valoare
maximă ω0 = 3KHz; iar banda ocupată de semnalul modulat transmis este B = 6KHz.
Fig. 1.10. Spectrul semnalului MF pentru diverse valori ale
indicelui de modulaŃie β
1.5. ModulaŃia de fază (MP)
A modula în fază înseamnă a stabili o relaŃie de dependenŃă liniară între faza
instantanee a purtătorului modulat şi semnalul modulator s(t). Dacă se consideră:
- )cos()( 000 φ+Ω= tAtP - semnalul purtător sinusoidal
- s(t) – semnalul modulator
- faza semnalului purtător )()( 0 tKst += φφ
atunci semnalul cu modulaŃie de fază va avea expresia:
)](cos[)( 000 tKstAtMP ++Ω=∆ φ
Dacă considerăm că semnalul modulator este sinusoidal, având expresia:
14
)sin()( 000 ϕω += tats
se poate defini, similar ca la MF, un parametru 00 Ka=α numit deviaŃia de fază (analog cu
deviaŃia de frecvenŃă ∆Ω de la MF). Plecând de aici, analiza semnalului MP se face în
continuare similar cu aanaliza semnalului MF.
ObservaŃie
Se poate face o discuŃie asupra semnalului MP în funcŃie de valoarea indicelui α -
deviaŃia de fază. Astfel, se disting următoarele situaŃii:
- dacă α << 1, rezultă că banda semnalului MP este B = 2ωo (ca la MA), deci spectrul
de amplitudini al semnalului MP de bandă îngustă este similar cu cel de la MA.
- dacă α >> 1, rezultă că banda semnalului MP este B = 2αωo = 2kaoωo - deci spectrul
de amplitudini al semnalului MP de bandă largă depinde de ω0 (similar cu semnalul MF).
Fig. 1.11. Semnal modulat în fază
1.6. ComparaŃie între diverse tipuri de modulaŃie
1.6.1.ComparaŃie între MF şi MP
a). La modulaŃia de frecvenŃă (MF) banda necesară pentru transmiterea semnalului
este aproximativ constantă, nedepinzând de frecvenŃa semnalului modulator ci numai de
amplitudinea acestuia.
b) La modulaŃia de fază (MP) banda este direct proporŃională cu frecvenŃa semnalului
modulator. Din acest punct de vedere rezultă că banda canalului de transmisie nu va fi eficient
15
utilizată în cazul MP de către componentele semnalului modulator de JF. Din acest punct de
vedere, modulaŃia de fază MP este inferioară modulaŃiei de frecvenŃă MF.
c) Aparatul matematic care exprimă MP şi MF pune în evidenŃă faptul că:
- modulaŃia de frecvenŃă MF este o modulaŃie de fază MP la care faza instantanee φ
variază proporŃional cu integrala semnalului modulator s(t)
- modulaŃie de fază MP este o modulaŃia de frecvenŃă MF la care frecvenŃa
instantanee variază proporŃional cu derivata semnalului modulator s(t).
Aceste observaŃii au o valoare practică deoarece arată cum se poate transforma un
modulator MF într-un modulator MP şi invers, prin realizarea unui circuit de derivare, respectiv
de integrare.
Într-adevăr, dacă se integrează semnalul modulator s(t) şi apoi se face o modulaŃie de
fază MP, se obŃine un semnal modulat în frecvenŃă MF. Dacă se derivează semnalul s(t) şi se
apoi modulează în frecvenŃă, se obŃine un semnal modulat în fază MP.
1.6.2. ComparaŃie între MA, MF şi MP
• Banda (lărgimea de bandă) necesară pentru transmisie în cazul aceluiaşi semnal
modulator dat, este mult mai mare în cazul MF şi MP decât în cazul MA.
• Deşi, teoretic, spectrul de frecvenŃă al semnalului MF cu modulator sinusoidal
conŃine un număr infinit de componente spectrale, nu numai 3 componente ca în cazul
semnalului MA cu modulator sinusoidal, practic amplitudinile componentelor spectrale laterale,
depărtate de purtătoarea Ω0 devin neglijabile. Înseamnă deci că aproape toată energia
semnalului MF (cca. 99%) este conŃinută în componentele spectrale localizate în interiorul unei
benzi finite de frecvenŃă.
• Sistemele MF şi MP oferă o protecŃie mult mai bună la perturbaŃii faŃă de MA. Fizic
acesta se explică prin faptul că zgomotele perturbatoare aleatorii modifică amplitudinea şi nu
frecvenŃa sau faza semnalului purtător. Ca atare, sistemele care detectează variaŃiile de
frecvenŃă sau de fază, nu şi modificările de amplitudine, sunt mai bine protejate contra
zgomotelor.
• EmiŃătoarele MF şi MP pot fi de putere mult mai mică decât cele de MA, reducerea
de putere obŃinându-se pe seama creşterii lărgimii de bandă a semnalului modulat.
• La MF, toate componentele spectrale ale mesajului ocupă prin modulare aceeaşi
bandă de frecvenŃă.
• La MP, frecvenŃele inferioare din spectrul semnalului modulator ocupă prin modulaŃie
benzi mai mici de frecvenŃă decât cele ocupate de frecvenŃele superioare. În consecinŃă,
modulaŃia de fază MP oferă o protecŃie mai slabă la perturbaŃii pentru componentele de joasă
frecvenŃă ale mesajului.
16
1.7. Clasificarea şi simbolizarea emisiunilor radio
Activitatea internaŃională de radiocomunicaŃii din toate domeniile (aero, terestru, naval,
militar sau civil) este reglementată din punct de vedere tehnic şi administrativ de către
Regulamentul de RadiocomunicaŃii al ITU. Acest regulament conŃine, printre alte prevederi, şi
sistemul de clasificare şi simbolizare a emisiunilor radio, sistem care s-a schimbat în timp
datorită apariŃiei unor noi moduri de lucru şi tipuri de emisiuni radio.
Clasificarea şi simbolizarea emisiunilor radio se face cu ajutorul unui grup de cifre şi
litere, în număr de 3 până la 5, care au următoarele semnificaŃii:
• Primul simbol (o literă) indică tipul de modulaŃie aplicat purtătoarei principale;
• Al 2 - lea simbol (o cifră) indică tipul semnalului sau semnalelor care modulează
purtătoarea principală (semnal analogic sau digital, pe unu sau mai multe canale etc.);
• Al 3 - lea simbol (o literă) indică tipul transmisiunii (telegrafie, telefonie, TV etc.);
• Al 4 - lea simbol (o literă, opŃional) dă detalii suplimentare privind semnalele utile
transmise (calitatea sunetului, tipul şi calitatea imaginii etc.);
• Al 5 - lea simbol (o literă, opŃional) indică tipul de multiplexare al semnalelor (în timp,
în frecvenŃă etc.).
În tabele următoare sunt prezentate caracterizarea şi simbolizarea emisiunilor radio,
conform regulilor de mai sus.
1. Primul simbol
Tipul modulaŃiei purtătoarei principale SIMBOL
Purtătoare principală sinusoidală, nemodulată N
Purtătoare sinusoidală modulată în amplitudine, cu:
- BLD şi purtătoare (MA)
- BLD cu benzi independente
- BLU
- BLU cu purtătoare completă
- BLU cu purtătoare redusă sau cu nivel variabil
- Rest de purtătoare
A
B
J
H
R
C
Purtătoare principală sinusoidală, modulată în
amplitudine şi exponenŃial, în mod simultan, sau într-o
secvenŃă prestabilită
D
Purtătoare principală sinusoidală modulată exponenŃial:
- în frecvenŃă
- în fază
F
G
Purtătoare principală în impulsuri nemodulate P
17
Purtătoare principală în impulsuri modulate:
- în amplitudine
- în durată
- în poziŃie/fază
- exponenŃial pe durata impulsului
- combinaŃie a celor de mai sus
K
L
M
Q
V
Purtătoare principală modulată simultan sau într-o
secvenŃă prestabilită, cu o combinaŃie de două sau mai
multe tipuri de modulaŃii:
- în amplitudine, exponenŃial, în impulsuri
W
Alte cazuri, neprevăzute mai sus X
2. Al 2–lea simbol
Tipul semnalului modulator SIMBOL
Fără semnal modulator 0
Un singur canal, care conŃine informaŃii analogice sau
digitale, fără să utilizeze o subpurtătoare modulatoare
1
Un singur canal, care conŃine informaŃii analogice sau
digitale, folosind o subpurtătoare modulatoare
2
Un singur canal, care conŃine informaŃii analogice 3
Două sau mai multe canale, conŃinând informaŃii
digitale
7
Două sau mai multe canale, conŃinând informaŃii
analogice
8
Sisteme compuse, cu un canal sau mai multe canale,
conŃinând informaŃii analogice sau digitale, împreună
cu un canal sau mai multe canale, conŃinând informaŃii
analogice
9
3. Al 3–lea simbol
Natura informaŃiei SIMBOL
Nu se transmite nici o informaŃie N
Telegrafie, pentru recepŃie auditivă A
Telegrafie, pentru recepŃie automată B
Facsimil C
Date, telemetrie, telecomandă D
Telefonie (inclusiv radiodifuziune sonoră) E
18
Televiziune (video) F
CombinaŃii între cele de mai sus W
Cazuri neprevăzute mai sus X
În figura 1.12 sunt exemplificate câteva tipuri de semnale modulate, folosite frecvent în
radiocomunicaŃiile curente.
Fig. 1.12. Tipuri de modulaŃie
fc – frecvenŃa purtătoare (carrier); fas – frecvenŃa asignată;
LSB (USB) – banda laterală inferioară (superioară)
A1A Cod Morse nemodulat
fc
fc
A2A Cod Morse modulat cubandă laterală dublă şi
purtătoare
fc
H2A Cod Morse modulat cu bandã lateralã unicã
fc fasJ2B Telex SSB
fc
A3E Telefonie cu bandălaterală dublă şi
purtătoareLSB USB
fc
H3E Telefonie SSBcu purtătoare
fc
R3E Telefonie SSBcu purtătoare redusă
fc
J3E Telefonie SSBcu purtãtoare suprimatã
AM
FMfc
fc
F1B Telex
F3E Telefonie FM
19
apitolul 2
2. CARACTERISTICILE GENERALE ALE SISTEMELOR
DE RADIOCOMUNICAłII
2.1. Structura unui sistem de radiocomunicaŃii
Prin sistem de radiocomunicaŃii se înŃelege ansamblul de mijloace tehnice necesare
pentru transmiterea de mesaje (informaŃii) între două puncte oarecare, situate la distanŃe
oarecare, utilizând propagarea undelor electromagnetice în spaŃiul liber. Structura şi modul în
care funcŃionează un astfel de sistem sunt prezentate în figura 2.1. Astfel:
• La emisie, mesajul (informaŃia) provenită de la sursa de mesaje este transformată cu
ajutorul unui traductor Te în semnal electric, este codificat şi apoi este transpus(ă) pe un semnal
numit “purtător” (de radiofrecvenŃă) care este emis în eter. Această operaŃie se realizează cu
ajutorul unui modulator şi a unui amplificator de putere de radiofrecvenŃă. Rezultă că rolul
emiŃătorului este de a prelucra mesajul (informaŃia) de transmis pentru a-l aduce la o formă
adecvată transmiterii cu ajutorul undelor electromagnetice prin spaŃiul liber (atmosfera terestră
şi spaŃiul cosmic) spre punctul de recepŃie.
• La recepŃie, semnalul “purtător” captat de antenă este amplificat de un amplificator
de radiofrecvenŃă, mixat şi apoi, din acest semnal este “extras” mesajul propriu-zis, care conŃine
informaŃia utilă. Această operaŃie se realizează cu ajutorul unui bloc numit demodulator
(detector) DET, care realizează operaŃia inversă celei de la emisie.
Fig. 3.1. Structura unui sistem de radiocomunicaŃii
20
Mesajul astfel obŃinut este adus apoi la o formă accesibilă utilizatorului (destinatarului),
cu ajutorul unui traductor Tr şi a unui decodificator. Rolul receptorului este deci acela de a
prelucra semnalul captat de antenă şi de a extrage din acesta mesajul (informaŃia) transmis(ă)
de sursa de mesaje de la punctul de emisie.
Mediul de transmisiune
Trebuie remarcat faptul că în acest lanŃ de transmisie de la sursa de mesaje la
destinatar, pe lângă echipamentele de emisie şi de recepŃie, intervine şi mediul prin care se
realizează transmisia. Uneori, acest mediu care necesită ca informaŃia transmisă prin el să fie în
prealabil concretizată prin semnale sub formă de unde electromagnetice, este numit impropriu
“canal radio”.
La trecerea printr-un mediu real de comunicaŃie (transmisiune), semnalul propagat
suferă o serie de transformări şi anume:
- atenuare
- întârziere
- distorsionare şi afectare de către perturbaŃii
În cazul transmisiilor radio canalul de transmisie este, în mare parte, atmosfera terestră,
care se constituie într-un mediu complex din punct de vedere al propagării undelor
electromagnetice.
Spre deosebire de alte medii de transmisiune (cum sunt cablurile coaxiale, ghidurile de
undă, fibra optică etc.), atmosfera nu este optimizabilă şi trebuie acceptată de utilizator ca
atare. La propagarea prin atmosfera terestră semnalele radio sunt supuse unor perturbaŃii
denumite “zgomote”, ce provin de la diferite surse şi care determină modificări ale semnalelor
electrice care materializează datele transmise. Zgomotele pot fi de mai multe feluri:
- zgomote electrice – reprezentate de toate semnalele electrice parazite (naturale sau
produse de om), generate de fenomene nedorite şi care se suprapun peste semnalul util;
- zgomote termice – care sunt dominante în cazul transmisiilor prin satelit şi care sunt
generate de suprafaŃa solului terestru şi de sistemele biologice;
- zgomotul atmosferic, care poate fi:
- zgomot solar (cu ciclul de cca. 11 ani);
- zgomot stelar;
- zgomot cosmic.
Aspectele legate de raportul semnal/zgomot S/N (Signal/Noise) sunt deosebit de
importante, mai ales în cazul transmisiilor prin satelit, deoarece în acest caz atât semnalul util
cât şi zgomotele sunt practic de acelaşi ordin de mărime şi extragerea semnalului util din
zgomot la recepŃie poate să ridice probleme.
21
Surse de mesaje
Sursele de mesaje (informaŃie) folosite în radiocomunicaŃii, ca de altfel orice alte surse
de informaŃie, pot fi clasificate în:
- surse continue (analogice)
- surse discrete (numerice, digitale)
În legătură cu caracteristicile surselor, vom aminti numai de debitul de informaŃie, care
reprezintă cantitatea de informaŃie medie generată de sursă în unitatea de timp.
Dintre sursele de informaŃie analogică, vom aminti vocea umană şi vorbirea, ale cărei
caracteristici principale sunt:
- caracterul aleatoriu, nestaŃionar şi discontinuu în timp;
- spectrul energiei (repartiŃia în frecvenŃă a energiei), foarte mult diferit de la un sunet
component la altul;
- domeniul spectral de ansamblu al sunetelor vocale cuprins, în majoritatea cazurilor,
între 80Hz şi 12KHz;
- structura neuniformă în timp a vorbirii – cuvintele şi frazele sunt separate de pauze
mai mari de 100ms, care reprezintă, pentru fiecare individ, cca. 50% din timp în cazul
monologului şi cca. 70%, în cazul dialogului;
- debitul mediu al vorbirii cuprins între 80 şi 200 cuvinte/minut.
În replică, amintim principalele caracteristici ale auzului:
- domeniul de frecvenŃe (audibilitate) perceput 20Hz ÷ 16KHz;
- sensibilitatea urechii depinde de frecvenŃa şi intensitatea sunetului;
- urechea este insensibilă la diferenŃa de fază dintre două componente ale semnalului
sonor;
- efectul distorsiunilor neliniare este cu atât mai mare (mai supărător) cu cât banda de
frecvenŃe ocupată de semnal este mai mare;
Aceste caracteristici enumerate mai sus sunt exploatate în transmisiile telefonice
utilizate în radiocomunicaŃii (şi nu numai) în modul următor:
• banda de frecvenŃe alocată poate fi limitată la domeniul 300÷3400Hz, suficientă
pentru asigurarea inteligibilităŃii;
• insensibilitatea urechii la defazaje permite utilizarea modulaŃiilor care nu conservă
faza, aşa cum este modulaŃia SSB;
• pentru canalele scumpe de radiocomunicaŃii (cum sunt cele prin satelit), pauzele unei
conversaŃii, detectate convenabil, sunt utilizate pentru a intercala alte mesaje (conversaŃii, date
etc.), metoda fiind cunoscută sub numele de interpolare temporală.
Ca surse de informaŃie discretă, amintim:
• Textul, care conŃine o informaŃie numerică, produsă de o sursă discretă, pe baza
regulilor semantice (semnificaŃia cuvintelor) şi sintactice (de gramatică), proprii unei limbi.
22
Teletextul, utilizat şi în radiocomunicaŃiile maritime, foloseşte un set de 128 caractere
alfanumerice (litere, cifre, semne) şi comenzi.
• Imaginile fixe alb-negru sunt documente bidimensionale, de natură analogică la
origine, dar care, pentru a fi transmise sunt transformate sub formă numerică printr-o analiză
secvenŃială, de obicei punct-cu-punct (operaŃia se numeşte tramaj). Astfel, imaginile sunt
reprezentate prin puncte discrete a căror intensitate luminoasă este cuantificată într-un număr
finit de trepte de gri, iar transmiterea se face linie-cu-linie. Acesta este principiul de funcŃionare
al facsimilului (telecopierea), cunoscut de obicei ca fax.
• Datele reprezintă, în general, informaŃia de natură numerică, care, pentru a putea fi
prelucrată prin mijloace automate, este codată (codificată). Termenul de date este folosit şi ca
termen generic, pentru a desemna toate categoriile de informaŃii care pot fi transmise sub formă
numerică prin diverse reŃele. Ca surse de date numerice se pot aminti: aparatura electronică de
navigaŃie (de exemplu receptorul GPS), tehnica de calcul (calculatoarele, procesoarele),
interfeŃele analog/numeric folosite pentru achiziŃiile de date etc.
2.2. Caracteristicile canalelor de radiocomunicaŃii
Pentru a se realiza o comunicaŃie radio, adică transferul mesajului (informaŃiei) de la o
sursă la un destinatar, fără ca prin această operaŃie să se piardă informaŃie sau fără ca aceasta
să fie distorsionată, este necesar ca sistemul de radiocomunicaŃii folosit să îndeplinească o
serie de condiŃii. Acest sistem, constituit fizic din sursa de mesaje (informaŃie), echipamentul de
emisie, echipamentul de recepŃie şi mediul de transmisiune, la care se adaugă regulile
(protocoalele) după care se realizează transmisia mesajelor, este denumit deseori canal de
radiocomunicaŃie.
Pentru a putea realiza o transmisie corectă şi eficientă printr-un canal de
radiocomunicaŃii, trebuie îndeplinite următoarele condiŃii:
1. Acordul dintre sursă şi destinatar, în ceea ce priveşte reprezentarea simbolică a
informaŃiei de transmis (de exemplu: tipul de modulaŃie folosit, codul etc.);
2. TransparenŃa (fidelitatea) canalului folosit, care trebuie să joace numai un rol neutru
în transmisie, fără să modifice informaŃia transmisă;
3. Fiabilitatea canalului, care trebuie să asigure o permanenŃă a legăturii radio între
corespondenŃi;
4. Adaptarea canalului, atât din punct de vedere tehnic cât şi economic, la tipul sursei şi
al destinatarului;
5. Compatibilitatea informaŃiei transmise cu canalul folosit;
23
6. Costurile transmisiunilor realizate printr-un canal de radiocomunicaŃii, corelate cu
calitatea acestora, joacă de asemenea un rol important în alegerea acestuia.
2.2.1. Parametrii unui canal de radiocomunicaŃii
Pentru ca în procesul de propagare printr-un canal să nu rezulte o deformare apreciabilă
a informaŃiei (semnalului transmis), este necesar ca orice canal de radiocomunicaŃii să fie
controlat prin impunerea unor norme privind parametrii săi. Unii dintre aceşti parametri, cum ar fi
parametrii mediului de transmisiune – atmosfera terestră – nu pot fi controlaŃi. AlŃi parametri, ca
de pildă nivelul puterii semnalului, distorsiunile de fază şi frecvenŃă, banda de frecvenŃă etc.
sunt controlaŃi prin norme impuse de organizaŃii internaŃionale (ITU, CCIR etc.), obligatorii
pentru toŃi participanŃii la trafic.
Printre parametrii importanŃi ai unui canal de radiocomunicaŃii se numără:
• Banda de frecvenŃă – care reprezintă totalitatea frecvenŃelor pentru care nivelul
semnalului nu scade cu mai puŃin de 3dB faŃă de cel corespunzător unei frecvenŃe de referinŃă
(de obicei frecvenŃa centrală).
După banda de frecvenŃă ocupată, canalele de radiocomunicaŃii pot fi clasificate în:
- canale de bandă îngustă
- canale de bandă largă
Lărgimea de bandă are implicaŃii directe asupra debitului maxim admisibil de transmitere
a datelor (informaŃiei) printr-un canal de radiocomunicaŃii.
În prezent, datorită numărului extrem de mare de transmisii radio, spectrul frecvenŃelor
“obişnuite” (100KHz ÷÷÷÷ 1GHz) este practic ocupat în totalitate, astfel încât orice participant la
traficul radio trebuie să se încadreze cu stricteŃe în banda de frecvenŃe alocată canalului de
radiocomunicaŃii pe care îl foloseşte, pentru a nu perturba alte transmisiuni.
• FrecvenŃa purtătoare (de lucru, de trafic) (numită carrier frequency în limba engleză)
a unui canal de radiocomunicaŃii reprezintă frecvenŃa semnalului purtător nemodulat, care
serveşte ca suport de transmitere a spectrului de frecvenŃe al semnalului util (mesaj vocal, date
etc.).
• Raportul semnal/zgomot S/N (factorul de zgomot)
• Debitul de transmitere şi capacitatea canalului de radiocomunicaŃii se referă la
transmisia de date codificate binar. Debitul de transmitere a informaŃiei, denumit şi rapiditate,
ritm sau viteză de modulaŃie, este dat de numărul de unităŃi binare de informaŃie (biŃi) emise
timp de 1 secundă şi se măsoară în baud (1baud = 1 bit/s).
Capacitatea canalului de a transmite informaŃie binară depinde de banda de frecvenŃă
(lărgimea) alocată canalului şi de raportul semnal/zgomot din canal şi se exprimă în bit/s (bps).
• Coeficientul de eroare reziduală CER – reprezintă o măsură a frecvenŃei erorilor care
apar la transmisia datelor numerice pe un canal de (radio)comunicaŃii şi reflectă calitatea
24
transmisiei. Depinde de nivelul perturbaŃiilor existente în canal şi de viteza de transmitere a
datelor şi poate fi controlat prin folosirea codurilor detectoare de erori şi a unei codificări
adecvate. Deoarece nici un cod nu este capabil să depisteze toate erorile introduse de canal,
coeficientul de eroare reziduală s-a definit plecând de la faptul că, din totalitatea erorilor
existente într-o transmisie de date, o fracŃiune reprezintă erori detectate şi recuperate, iar o altă
fracŃiune constituie erori nedetectate:
Numărul de biŃi (caractere) eronate transmişi şi nedetectaŃi(e)
Numărul total de biŃi (caractere) transmişi(e)
2.2.2. Clasificarea canalelor de radiocomunicaŃii
a) După posibilităŃile pe care le oferă în privinŃa sensului în care se transmit
informaŃiile, există:
- canale simplex
- canale semi-duplex (half-duplex)
- canale duplex (full-duplex)
Pe un canal simplex informaŃia este vehiculată într-un singur sens, de la emiŃător la
receptor, folosindu-se o singură frecvenŃă de lucru şi o singură antenă. Trecerea de la emisie la
recepŃie şi invers se face printr-o comutare manuală, în repaus antena fiind comutată automat
pe recepŃie. Deşi acest sistem cere o anumită disciplină a convorbirilor, el are o mare
răspândire, la trafic putând participa simultan mai multe staŃii.
Sistemul semi-duplex permite transmiterea mesajelor pe canal în ambele sensuri, dar
nu simultan, ci la momente diferite, prin alternarea sensurilor. Acest sistem derivă din sistemul
simplex, fiind dotat cu două frecvenŃe de lucru – una pentru emisie şi una pentru recepŃie.
Sistemul duplex permite legătura radio simultan în ambele sensuri. El este, de fapt,
echivalentul a două sisteme simplex utilizate în sensuri opuse, emisia şi recepŃia având loc
simultan, pe două frecvenŃe diferite şi folosind aceeaşi antenă, cele două sensuri fiind separate
de un filtru direcŃional de antenă (filtru duplex). Dezavantajul major al acestui tip de transmisiuni
este acela că o convorbire nu se poate realiza simultan decât între 2 staŃii.
b) După tipul informaŃiei transmise, canalele pot fi:
- canale radiotelefonice (pentru transmisii în fonie);
- canale telex;
- canale fax (facsimil);
- canale de date.
Trebuie precizat faptul că, pe acelaşi canal radio, de exemplu pe un canal pentru
transmisii de telefonie SSB, se pot transmite şi alte categorii de informaŃii, de exemplu mesaje
telex sau fax.
CER =
25
2.3. Clasificarea reŃelelor de radiocomunicaŃii
În prezent, cele mai multe sisteme de radiocomunicaŃii sunt organizate în reŃele de
radiocomunicaŃii, care pot permite realizarea de legături între o multitudine de puncte. Aceste
reŃele radio pot fi integrate cu reŃele terestre de comunicaŃii prin cabluri sau fibre optice,
realizându-se astfel un complex de reŃele de comunicaŃii.
ReŃelele de radiocomunicaŃii pot fi clasificate după multe criterii. Astfel:
a) După modul în care circulă informaŃia, reŃelele de radiocomunicaŃii pot fi:
• reŃele de difuzare, în care informaŃia este transmisă unilateral, de la o sursă spre
mai mulŃi destinatari (de exemplu reŃeaua NAVTEX, reŃeaua SafetyNet etc.);
• reŃele de colectare, în care informaŃiile provenind de la mai multe surse sunt
transmise spre acelaşi destinatar;
b) După modul în care este menŃinută legătura între partenerii de trafic, există:
• reŃele stabile, în care legăturile sunt permanente;
• reŃele comutate (în comutaŃie), în care legăturile sunt realizate la cerere, reŃeaua
dispunând şi de dispozitive capabile să interpreteze şi să execute solicitările
c) După modul (aria geografică) de acoperire deosebim:
• reŃele locale;
• reŃele cu acoperire medie (care acoperă suprafaŃa unei Ńări, de exemplu);
• reŃele cu acoperire mare (care pot acoperi o regiune sau o zonă geografică);
• reŃele cu acoperire globală (care acoperă întreaga suprafaŃă terestră).
d) După modul de constituire a canalului de comunicaŃie, reŃelele pot fi cu:
• diviziune în frecvenŃă (FD);
• diviziune în timp (TD);
• diviziune în cod (CD);
e) După structura legăturii de comunicaŃie, o reŃea de radiocomunicaŃie poate fi:
• unilaterală
• bilaterală
• simplex
• duplex
• semiduplex.
f) După relaŃia cu alte sisteme de comunicaŃie există reŃele de radiocomunicaŃii:
• deschise
• închise
g) După procedeul folosit pentru acoperirea radio a teritoriului, reŃelele pot fi:
• celulare
• necelulare
26
Capitolul 3
3. ELEMENTELE TEHNICE ALE RADIOLEGĂTURILOR
3.1. Benzi de frecvenŃă
La ConvenŃia ITU (International Telecomunications Union – Uniunea InternaŃională de
TelecomunicaŃii - UIT) de la Atlantic City din anul 1947, spectrul undelor radio a fost subdivizat
potrivit Tabelului 3.1.
Trebuie subliniat caracterul convenŃional al acestei împărŃiri, întrucât fenomenele
naturale de propagare, absorbŃie, difracŃie etc. nu au cum să se încadreze, cuminŃi, în coloanele
unui tabel. Ea este însă folosită pentru scopuri didactice şi administrative.
Tabelul 3.1. Benzile de frecvenŃă din domeniul undelor herziene
Banda Gama de
frecvenŃă
Simbolul
utilizat
Simboluri în
lb. română
4 B Mam 3 – 30 KHz VLF UFL - FJF
5 B Km 30 – 300 KHz LF UL - JF
6 B hm 300 - 3000 KHz MF UM - MF
7 B dam 3 – 30 MHz HF US - IF
8 B m 30 – 300 MHz VHF UFS - FIF
9 B dm 300 - 3000MHz UHF UUS - UIF
10 B cm 3 – 30 GHz SHF USS - SIF
11 B mm 30 – 300 GHz EHF UES - EIF
12 B dmm 300 - 3000 GHz
SemnificaŃia notaŃiilor din tabel este următoarea:
4. B Mam – banda undelor miriametrice (UFL – unde foarte lungi)
VLF – very low frequency – foarte joasă frecvenŃă - FJF
5. B Km – banda undelor kilometrice (UL – unde lungi)
LF – low frequency – joasă frecvenŃă - JF
6. B hm – banda undelor hectometrice (UM– unde medii)
MF – medium frequency – medie frecvenŃă - MF
7. B dam – banda undelor decametrice (US – unde scurte)
HF – high frequency – înaltă frecvenŃă - ÎF
27
8. B m – banda undelor metrice (UUS – unde ultrascurte)
VHF – very high frequency – foarte înaltă frecvenŃă - FIF
9. B dm – banda undelor decimetrice
UHF – ultra high frequency – ultra înaltă frecvenŃă - UIF
10. B cm – banda undelor centimetrice (USS – unde suprascurte)
SHF – supra high frequency – supra înaltă frecvenŃă - SIF
11. B mm – banda undelor milimetrice (UES – unde extrascurte)
EHF – extra high frequency – extra înaltă frecvenŃă - EIF
12. B dmm – banda undelor decimilimetrice
Alocarea (asignarea, repartizarea) benzilor de frecvenŃă diverselor servicii de radio şi
telecomunicaŃii pe suprafaŃa globului se face conform unor reguli, convenŃii, regulamente
acceptate pe plan internaŃional, elaborate de către organisme internaŃionale abilitate în acest
scop şi recunoscute de autorităŃile de resort naŃionale din fiecare stat semnatar al acestor
convenŃii.
Repartizarea benzilor de frecvenŃă diverselor servicii de radiocomunicaŃii pe suprafaŃa
globului s-a făcut împărŃindu-se suprafaŃa globului în 3 regiuni cu anumite caracteristici comune:
Regiunea I – Europa, Africa, Nordul Asiei, Orientul apropiat (fără Iran), Turcia, Ńările
fostei URSS şi Mongolia.
Regiunea a II-a – Cele două Americi şi Groenlanda.
Regiunea a III-a – Sudul Asiei, Australia, Indonezia, Insulele Pacificului, Iran.
Pentru fiecare din cele 3 regiuni, alocarea benzilor de frecvenŃă se face separat.
3.2. Propagarea undelor electromagnetice
3.2.1. Undele foarte lungi VLF (15 ÷÷÷÷ 30KHz)
Propagarea acestor unde se caracterizează prin aceea că ele urmăresc curbura
Pământului şi de aceea sunt cunoscute şi sub denumirea de “unde de suprafaŃă” (ground
wave).
De obicei se folosesc pentru transmisii Ńărm-navă, deoarece puterile folosite (de ordinul
sutelor de KW) şi dimensiunile fizice ale câmpurilor de antene de emisie fac imposibilă emisia în
această gamă de frecvenŃe de pe o navă.
RadiaŃia VLF penetrează în apa de mare până la adâncimi de câŃiva metri şi de aceea
transmisiile în această gamă de frecvenŃă sunt folosite pentru comunicaŃiile cu submarinele
aflate în imersiune.
28
Undele foarte lungi VLF sunt reflectate de către stratul D al ionosferei şi prin acest
mecanism de propagare Pământ-ionosferă este posibil să se realizeze legături radio la distanŃe
enorme, de până la 12.000Mm, atenuarea radiaŃiei fiind foarte redusă.
3.2.2. Undele lungi LF (30 ÷÷÷÷ 300KHz)
Aceste unde se propagă în condiŃii identice atât ziua cât şi noaptea şi ocolesc
obstacolele prin fenomenul de difracŃie. Energia radiată orizontal se propagă la suprafaŃa solului
la distanŃe destul de mari prin aşa numita undă de suprafaŃă (ground wave). Energia radiată
vertical şi oblic prin aşa numita undă spaŃială (sky wave) este pierdută în cea mai mare parte.
Antele de emisie pentru această gamă de unde se construiesc astfel încât să favorizeze
radiaŃia orizontală.
Deoarece undele lungi sunt absorbite de sol (mai puternic decât radiaŃiile VLF),
extinderea distanŃei de transmisie se realizează prin mărirea puterii emiŃătorului. AbsorbŃia
radiaŃiilor LF creşte cu frecvenŃa. SuprafaŃa mării absoarbe mai puŃin aceste unde decât
suprafaŃa Pământului.
Undele lungi LF sunt şi ele reflectate de către stratul D al ionosferei, iar efectul este mai
stabil decât în cazul undelor VLF.
Cu ajutorul emisiilor în unde lungi LF se pot realiza legături radio pe distanŃe cuprinse
între 1.000 ÷ 2.000Mm, folosind emiŃătoare de mare putere şi antene corespunzătoare.
Fig. 3.1. Unda de suprafaŃă (ground wave)
3.2.3. Undele medii MF (300KHz ÷÷÷÷ 3MHz)
În cazul acestor unde, energia radiată orizontal prin unda directă, care se propagă
paralel cu suprafaŃa solului (aşa numita undă de suprafaŃă – ground wave), este absorbită
puternic, absorbŃia crescând cu scăderea lungimii de undă. În general, unda directă este total
atenuată după câteva sute de kilometri.
29
Energia radiată vertical şi oblic prin undele indirecte (unde spaŃiale), odată cu apusul
soarelui şi cu căderea nopŃii, este reflectată de unele straturi ale ionosferei şi se întoarce la
suprafaŃa solului la sute şi chiar mii de kilometri distanŃă de emiŃător. Acest fenomen este
supărător, deoarece dă naştere la interferenŃe între semnalele diferitelor staŃii de emisie lucrând
pe aceeaşi frecvenŃă, dar în regiuni geografice foarte depărtate între ele. De asemenea, datorită
faptului că, în condiŃiile de propagare favorabilă din timpul nopŃii, un receptor poate recepŃiona
acelaşi semnal care se propagă pe căi diferite, se manifestă fenomenul numit fading de
interferenŃă (vezi subcapitolul 3.3).
3.2.4. Unde scurte HF (3 ÷÷÷÷ 30MHz)
Lungimea de undă a acestor radiaŃii este cuprinsă între 10m şi 100m şi de aici
denumirea de unde decametrice.
Unda directă (de suprafaŃă), care se propagă la suprafaŃa solului, este absorbită rapid,
indiferent de puterea la emisie.
În cazul undelor scurte prezintă deosebit interes unda spaŃială (indirectă, reflectată).
Această undă, după o primă reflexie în straturile ionizate ale atmosferei (ionosferă) revine la
suprafaŃa Pământului, putând suferi o nouă reflexie ş.a.m.d. Evident, aceste reflexii se produc
cu o atenuare mai mare sau mai mică care este, în principal, funcŃie de condiŃiile de propagare
şi de frecvenŃa folosită pentru a realiza legătura radio la momentul de timp respectiv. Reflexia
undelor scurte pe straturile ionosferei permite realizare unor legături radio la mare distanŃă, de
ordinul miilor de kilometri.
Propagarea undelor scurte HF prin reflexie este dependentă direct de modificările de
densitate şi altitudine produse în timp în diferitele straturi ionizate ale atmosferei terestre.
Aceste straturi sunt:
• Stratul sporadic E – aflat la 100 ÷ 120Km altitudine, care se formează sub acŃiunea
soarelui, dar care persistă şi în timpul nopŃii.
• Stratul F – aflat la cca. 300 ÷ 400Km, în timpul nopŃii şi care, în zilele de vară, se
divizează în două straturi:
- stratul F1 – aflat la cca. 200Km
- stratul F2 – aflat la cca. 320 ÷ 400Km
Iarna, în timpul nopŃii, există un singur strat F, la altitudinea de cca. 225 ÷ 250Km. Stratul
F este cel mai important din punctul de vedere al radiocomunicaŃiilor.
• Sub stratul E se găseşte stratul D, la înălŃimea de 50 - 90Km, strat care are, de
asemenea, o influenŃă asupra propagării undelor radio, el mai mult absorbind decât reflectând
radiaŃiile incidente. Totuşi, în gamele VLF şi LF, stratul D poate reflecta undele radio, astfel
încât, prin reflexia pe acest strat se pot realiza legături radio sporadice la câteva mii de
kilometri, cu o atenuare redusă a radiaŃiei emise.
30
Transmisiile radio în unde scurte (HF) depind pronunŃat de condiŃiile de propagare.
Astfel, se constată că:
a) Pentru lungimi de undă λ cuprinse între 60 ÷ 100m, în timpul zilei se pot realiza
transmisii radio până la distanŃe de sute de kilometri, care se extind noaptea şi spre dimineaŃă
până la mii de kilometri.
b) Pentru λ = 20÷30m, saltul se măreşte şi ziua se pot realiza legături radio până la
antipozi.
c) Sub lungimea de undă de 20m, în perioadele de ionizare redusă cauzată de erupŃii
solare, radiaŃii crepusculare etc., mărirea unghiului de reflexie poate împiedica unda reflectată
să mai întâlnească suprafaŃa Pământului, odată cu venirea nopŃii, sau chiar ziua (pentru
λ≅10m), radiaŃia penetrând stratul ionizat.
Fig. 3.1. Straturile atmosferei
Factorii care influenŃează puternic propagarea undelor scurte sunt:
- Petele solare – cu cât numărul lor este mai mare, cu atât propagare undelor scurte
este mai bună. Activitatea solară este ciclică, durata ciclului solar fiind de cca. 11ani.
- Fluxul solar (energia emisiei radio a Soarelui) – cu cât acesta este mai intens, cu atât
propagarea este mai bună;
- Câmpul magnetic terestru – care variază zilnic, ca şi fluxul solar, iar intensitatea sa
influenŃează propagarea undelor scurte. În cazul unei activităŃi geomagnetice intense,
propagarea undelor scurte este proastă şi ea poate înceta cu desăvârşire în situaŃia în care are
loc o furtună magnetică puternică. În acest caz are loc o întrerupere practic totală a legăturilor
radio în unde scurte, iar fenomenul este cunoscut sub denumirea de black-out.
31
FrecvenŃa maximă utilizabilă (MUF)
MUF reprezintă frecvenŃa maximă utilizabilă (Maximum Usable Frequency), care este
reflectată de un anume strat al ionosferei. Ea depinde de următorii factori:
- perioada din zi sau noapte;
- anotimp;
- latitudine;
- perioada din ciclul petelor solare.
Aceşti factori determină proprietăŃile fizice ale ionosferei.
MUF variază în funcŃie de stratul ionosferei care realizează reflexia undei spaŃiale spre
Pământ. Pentru fiecare strat al ionosferei, cea mai mare MUF se obŃine când radiaŃia este
emisă tangenŃial cu suprafaŃa Pământului şi deci este incidentă cu stratul respectiv cât mai oblic
cu putinŃă. După cum se poate observa în figura 4.2, această situaŃie corespunde unui parcurs
Pământ – Pământ de cca. 4.000Km (2.200Mm), în cazul reflexiei pe stratul F2 (traseul A), sau
de 2.500Km (1.300Mm), în cazul reflexiei pe stratul E (traseul B).
Unda care părăseşte Pământul sub cel mai mare unghi de elevaŃie (traseul C) va
penetra stratul respectiv. Pentru a putea realiza o legătură radio sub acest unghi, căruia îi va
corespunde o distanŃă mică între punctele de emisie şi recepŃie, va trebui să se reducă
frecvenŃa radiaŃiei emise (traseul D).
Fig. 3.2. Reflexiile undelor spaŃiale pe straturile ionosferei
Când radiaŃia este emisă vertical (figura 3.3), frecvenŃa cea mai mare la care se produce
reflexia pe un strat anumit se numeşte frecvenŃă critică fo. Această frecvenŃă este mult mai mică
decât MUF pentru incidenŃa oblică şi poate fi calculată cu relaŃia aproximativă:
MUF = fo / cos A
unde A este unghiul de incidenŃă al undei cu stratul ionosferei.
La frecvenŃe mai mari decât fo, unda va penetra stratul ionosferei şi se va pierde, dar
dacă unghiul sub care se emite este micşorat progresiv, la o anumită valoare a acestuia se va
produce reflexia. Acest unghi se numeşte unghiul critic al undei (radiaŃiei). Semnalul emis sub
acest unghi (figura 3.3) va putea fi recepŃionat la o distanŃă mai mare (receptorul Rx2), decât cel
32
corespunzător undei directe (de suprafaŃă). Pe măsură ce unghiul de emisie se micşorează,
semnalul se va putea recepŃiona la distanŃe din ce în ce mai mari (de exemplu receptorul Rx3).
Receptoarele Rx2 şi Rx3 pot recepŃiona semnalele prin reflexia undei emise de către
straturile ionosferei în punctele P2 şi P3. Punctul P2 reprezintă punctul cel mai apropiat de
emiŃător, în care se poate produce reflexia la frecvenŃa folosită pentru emisie.
DistanŃa de la emiŃătorul Tx la receptorul Rx2 se numeşte distanŃa de salt (skip distance)
şi reprezintă distanŃa minimă la care poate fi recepŃionată unda reflectată.
Fig. 3.3. DistanŃa de propagare funcŃie de unghiul de emisie
În punctul P1 ionizarea straturilor de aer nu este suficient de puternică pentru a se
produce reflexia undei incidente. Receptorul Rx1 reprezintă punctul la care semnalul emis mai
poate fi recepŃionat prin unda de suprafaŃă. Zona dintre Rx1 şi Rx2 se numeşte zonă de tăcere
sau zonă moartă (skip zone). Aceasta este o zonă inelară din jurul antenei de emisie, situată
între zona de recepŃie cea mai depărtată a undei directe şi zona de recepŃie cea mai apropiată
a undei reflectate. Aria ei depinde de frecvenŃă, înălŃimea stratului de reflexie, anotimp,
perioada din zi sau noapte etc. În această zonă nu se mai recepŃionează unda directă şi nici
unda reflectată.
Când frecvenŃa de emisie este mai mică decât frecvenŃa critică fo, nu se va produce nici
un fel de reflexie (salt). Acesta este cazul frecvenŃelor mai mici de 8MHz.
Unghiul critic al undei emise, pentru un anume strat al ionosferei, depinde de frecvenŃa
de emisie şi scade cu creşterea frecvenŃei. Prin urmare, distanŃa de salt creşte odată cu
creşterea frecvenŃei. Înseamnă că MUF reprezintă frecvenŃa limită care nu trebuie depăşită la
emisie pentru ca semnalul să poată fi recepŃionat după zona de tăcere. Ca urmare a acestui
fapt, distanŃa de salt se extinde spre receptor pe măsură ce frecvenŃa se apropie de MUF.
Straturile de reflexie ale ionosferei absorb totuşi o parte a radiaŃiei incidente şi acest efect scade
pe măsură ce frecvenŃa de lucru se apropie de MUF.
ConsecinŃa directă a fenomenelor descrise mai sus este aceea că, pentru o legătură
radio anume, frecvenŃa optimă de lucru este imediat inferioară MUF.
33
Fig. 3.4. Propagarea undelor radio la diferite frecvenŃe
FrecvenŃa minimă utilizabilă (LUF)
Pe măsură ce frecvenŃa de operare folosită se reduce, reflexia acesteia se produce pe
straturile mai joase ale ionosferei. Totuşi, la joasă altitudine şi mai ales în stratul D al ionosferei,
se produce o absorbŃie a energiei radiaŃiei datorită coliziunii electronilor din unda radio cu
moleculele de aer. Acest efect creşte la scăderea frecvenŃei, iar frecvenŃa limită inferioară până
la care mai are loc reflexia radiaŃiei emise pe un anume strat al ionosferei se numeşte frecvenŃă
minimă utilizabilă LUF – Lowest Usable Frequency .
Dacă MUF era determinată practic numai de proprietăŃile fizice ale ionosferei, LUF
depinde şi de puterea radiaŃiei emise, precum şi de sensibilitatea receptorului folosit la
realizarea legăturii radio respective. LUF poate fi controlată într-o anumită măsură prin
optimizarea performanŃelor echipamentului de recepŃie şi în special al antenei folosite.
Reflexiile multiple
Propagarea undelor radio descrisă în secŃiunile precedente se considera că se
realizează printr-o singură reflexie (single hop), această situaŃie fiind preferată pentru că asigură
o legătură radio mai stabilă. În practică există numeroase cazuri în care o legătură radio se
poate realiza prin reflexii multiple între Pământ şi ionosferă (fig. 3.5). În practica
radiocomunicaŃiilor maritime este recomandabil ca reflexiile multiple să fie evitate. Aceasta se
poate realiza prin reflexia pe straturile cât mai înalte ale ionosferei, folosind frecvenŃe de lucru
cât mai apropiate de MUF.
Fig. 3.5. Propagarea undelor radio prin reflexii multiple
34
3.2.5. Unde ultrascurte VHF (30 ÷ 300MHz)
Lungimea de undă a acestor radiaŃii este cuprinsă între 1m şi 10m şi de aici denumirea
de unde metrice.
Transmisiile radio în această bandă de frecvenŃe se bazează pe unda directă, fără a
conta pe reflexii în ionosferă şi, prin urmare, se poate vorbi de o propagare stabilă. Totuşi, unda
directă nu poate fi recepŃionată în mod constant şi sigur decât până la limita vizibilităŃii (line of
sight) între antena emiŃătorului şi antena receptorului, sau puŃin mai departe, peste linia
orizontului vizibil, ca urmare a fenomenului de difracŃie.
Dacă hE şi hR sunt înălŃimile celor două antene de emisie/recepŃie faŃă de sol, distanŃa
limită în kilometri, la care se poate realiza o legătură radio stabilă, este dată de relaŃia
aproximativă:
În această gamă de frecvenŃe se pot obŃine legături sporadice la distanŃe de mii de
kilometri, datorită unor reflexii ocazionale în ionosferă, în zonele ionizate de aurora boreală,
sau, mai rar, datorită formării unor straturi ionizate între pături de aer cu temperaturi diferite.
Ce nu este bun pentru undele scurte poate fi bun pentru undele ultrascurte (unde
metrice). Astfel, în cazul unei activităŃi geomagnetice intense, iau naştere condiŃii favorabile
apariŃiei aurorei boreale, care permite realizarea de legături radio la distanŃe foarte mari în unde
ultrascurte (banda de 144MHz).
Undele metrice (UUS) sunt foarte puŃin afectate de fenomenele de difracŃie şi de
refracŃie. Planul de polarizare a acestor unde nu se modifică şi de aceea, atât la emisie cât şi la
recepŃie, este necesar să se utilizeze antene cu aceeaşi polarizare.
ObservaŃie
Propagarea în VHF se poate realiza şi prin reflexii, cum ar fi:
- reflexii pe meteoriŃi - meteoriŃii incandescenŃi lasă în urma lor nu numai o dâră
luminoasă, ci şi un canal de ionizare intensă care poate fi folosit pentru reflexia UUS,
cunoscându-se traiectoria şi viteza norului de meteoriŃi;
- reflexii pe aurore boreale – acestea constituie un mediu puternic ionizat dar
neomogen, pe care se poate realiza o reflexie difuză, utilizată în banda de 2m în SSB;
- reflexie pe Lună (în benzile de 2m şi 70cm) – pentru acest tip de radiocomunicaŃii
este necesară aparatură profesională de înaltă clasă (antene parabolice, amplificatoare cu
zgomot redus etc.).
3.2.6. Unde decimetrice UHF (300 ÷÷÷÷ 3000MHz)
Energia radiată de antenă la emisie se propagă şi în cazul acestor unde, în principal, în
linie dreaptă, pe linia (optică) care uneşte cele 2 puncte. Din acest punct de vedere ele pot fi
)hh(13,4D RE +=
35
considerate ca unde cvasioptice, deoarece se abat puŃin de la propagarea radiaŃiilor vizibile,
propagându-se şi peste orizontul optic. Astfel, distanŃa de propagare se măreşte cu 7 - 8%
peste orizontul optic.
În ceea ce priveşte reflexia acestor unde, trebuie spus că undele decimetrice nu se
reflectă în ionosferă, întrucât peste 70MHz straturile ionizate D, E, F1 şi F2 sunt complet
“transparente”. Ionizarea acestor straturi este mult prea mică pentru a constitui o “oglindă
radioelectronică” pentru energia radiată la aceste frecvenŃe.
RefracŃia şi difracŃia joacă un rol redus în propagarea UHF, în schimb difuzia
troposferică este mult mai pronunŃată în cazul acestor unde, datorită frecvenŃelor mari.
Difuzia undelor decimetrice în troposferă se datorează neomogenităŃilor globulare care
sunt generate de mişcarea turbulentă a maselor de aer. Aceste mişcări creează zone (globule)
cu stări fizice foarte diferite (temperatură, umiditate, presiune). În aceste zone (globule) viteza
de propagare variază diferenŃial.
Traiectoriile radiaŃiilor sunt modificate, undele se împrăştie, energia lor se dispersează în
medii cu constante dielectrice diferite. Dispersia energiei induce curenŃi în neomogenităŃile
mediului care, la rândul lor, radiază ca dipoli elementari. Diametrul acestor neomogenităŃi sub
formă de globule de aer este de 50 – 300m şi ele îşi modifică în permanenŃă forma, densitatea
şi volumul. Undele radio care străbat aceste globule preiau o parte din energia lor care, prin
dispersie, se propagă spre Pământ, creând la suprafaŃa lui aşa numitul câmp de difuzie
troposferică. Intensitatea câmpului de difuzie troposferică scade invers proporŃional cu puterea
1,5 a distanŃei faŃă de emiŃător.
Propagarea pe mare a undelor decimetrice (UIF) este mult mai bună decât pe uscat,
deoarece pe mare lipseşte absorbŃia solului.
3.2.7. Undele centimetrice SHF (3 ÷÷÷÷ 30GHz)
Această gamă de unde, cunoscute şi sub denumirea de microunde, este specifică
transmisiilor radio prin sateliŃi.
Propagarea acestor unde se face în linie dreaptă. La aceste frecvenŃe, radiaŃia
electromagnetică poate fi dirijată sub formă de fascicul foarte îngust cu ajutorul unor antene
direcŃionale de emisie, de obicei sub formă parabolică.
Propagarea acestor unde este influenŃatăde o serie de factori atmosferici cum ar fi:
- temperatura
- conŃinutul de vapori de apă ai atmosferei
- variaŃiile de presiune ale straturilor de aer
ToŃi aceşti factori influenŃează omogenitatea mediului şi în mod automat au influenŃă
asupra vitezei de propagare a u.e.m., a polarizării lor cât şi asupra atenuării câmpului la
parcurgerea spaŃiului.
36
Dintre straturile atmosferei (ionizate şi neionizate), partea cea mai joasă are, practic,
influenŃa cea mai mare asupra propagării microundelor, deoarece în această zonă au loc
schimbările cele mai importante de temperatură, presiune şi umiditate şi tot aici au loc
fenomenele meteorologice de tip furtună, ploaie, ninsoare etc. Evident, cu cât traseul u.e.m.
este mai lung în atmosferă, cu atât atenuarea este mai mare şi posibilitatea apariŃiei unor
fenomene perturbatoare nedorite asupra transmisiei creşte. SituaŃia optimă este aceea în care
receptorul este “sub satelit” (are aceeaşi longitudine şi latitudine).
AlŃi factori perturbatori în cazul comunicaŃiilor prin satelit sunt:
• Zgomotul cosmic produs de surse astronomice, cum ar fi:
- surse depărtate: galaxiile, stele radio etc. care nu fac parte din sistemul nostru solar;
- surse apropiate: soarele, luna, planetele sistemului nostru solar etc.;
• Zgomotul datorat atmosferei terestre şi Pământului, care depinde mult de unghiul de
elevaŃie al antenei de recepŃie.
ObservaŃii
1. Zgomotul minim corespunde recepŃiei pe verticală.
2. În cazul transmisiilor prin satelit există zone de frecvenŃe favorizate, cum sunt, de
exemplu, gamele de 3,5…13GHz şi 50…80GHz, cunoscute sub numele de “ferestrele
atmosferei”, în care perturbaŃiile atmosferice sunt mai reduse.
Din punctul de vedere al instalaŃiei de recepŃie, problemele sunt mai “pământene”,
elementele care influenŃează recepŃia fiind fenomene meteorologice cunoscute. Ele
influenŃează, practic, numai partea externă a instalaŃiei de recepŃie. Acestea fenomene sunt:
- căldura în exces, care poate duce la deformarea antenei de recepŃie şi la scăderea
amplificării LNB;
- umiditatea crescută (nori, ceaŃă. ploaie) – care duce la scăderea nivelului semnalului,
în special datorită peliculei de apă care se depune pe antenă;
- chiciura sau un strat de gheaŃă, care, depuse pe o antenă de recepŃie, pot duce la
scăderea nivelului semnalului cu până la 20dB;
- vântul puternic, care poate produce deformări accidentale ale geometriei instalaŃiei de
recepŃie exterioare.
3.3. Fading
Proprietatea undelor scurte de a se reflecta de straturile ionosferei, pe lângă avantajele
pe care le prezintă, dă naştere unui fenomen neplăcut: în zonele în care se suprapun două
unde provenind de la aceeaşi sursă, dar care ajung acolo pe căi diferite, semnalul de RF creşte
37
sau slăbeşte în intensitate, afectând recepŃia (vezi şi figura 4.2). Fenomenul, care constă în
variaŃia lentă şi în limite mari a densităŃii de putere la locul recepŃiei, se numeşte fading şi duce
la distorsionarea semnalului util recepŃionat sau chiar la extincŃia acestuia, când nivelul lui
scade sub sensibilitatea receptorului sau sub pragul semnal/zgomot al sistemului de
radiocomunicaŃii.
Fading-ul este specific transmisiilor ionosferice, datorită variabilităŃii caracteristicilor
acesteia, dar poate apărea şi în unde medii MF şi chiar în domeniul microundelor, în condiŃii
meteorologice fluctuante.
Există mai multe tipuri de fading:
a) Fading interferenŃial (de interferenŃă) – se manifestă în special în gama undelor
medii (MF) şi scurte (HF) şi constă în interferenŃa între o undă directă şi o undă reflectată, sau
în interferenŃa dintre două unde care au suferit reflexii diferite şi ajung la locul recepŃiei defazate
una faŃă de alta, cu un defazaj care fluctuează în timp;
b) Fading selectiv – se datorează faptului că anumite frecvenŃe din spectrul emis nu se
propagă uniform. Din această cauză, la recepŃie, nu se mai poate face demodularea pentru că
frecvenŃa purtătoare scade foarte mult în intensitate;
c) Fading de polarizare – apare atunci când undele scurte, în urma propagării prin
ionosferă, suferă o rotire a direcŃiei de polarizare.
Fading-ul de intensitate mică sau mijlocie poate fi compensat de sistemele de reglaj
automat al amplificării (RAA) cu care este echipat orice receptor de trafic folosit în
radiocomunicaŃiile maritime.
Fading-ul puternic se poate compensa doar în radioreceptoarele de trafic de mare
performanŃă. Nivelul fading-ului se apreciază prin procentul de timp de nerecepŃie din timpul
total de recepŃie.
În prezent există un sistem de radiobalize (emiŃătoare radio) plasate în diverse puncte
pe glob, care transmit continuu informaŃii despre condiŃiile de propagare, sau emit pur şi simplu
cicluri de mesaje cu aceeaşi putere, pe o anumită frecvenŃă purtătoare. Aceste emisiuni permit
să se constate direcŃiile şi condiŃiile de propagare cele mai bune la momentul şi în regiunile
geografice respective.
Fig. 3.6. Ilustrarea fenomenului de fading: semnalul
ajunge la receptor pe căi diferite
38
De asemenea, există diverse publicaŃii oficiale editate de organisme naŃionale sau
internaŃionale autorizate, în care sunt date distanŃele de propagare pentru frecvenŃele de trafic
din benzile alocate radiocomunicaŃiilor maritime, în funcŃie de perioada din zi sau noapte,
anotimp, zona geografică, activitatea solară (perioada din ciclul petelor solare), activitatea
magnetică etc.
3.4. FrecvenŃe optime de trafic
În legătură cu propagarea undelor în benzile de unde scurte (HF), practica a relevat
următoarele aspecte semnificative:
• AbsorbŃia ionosferică este mult mai redusă în timpul nopŃii decât ziua şi de aceea, în
timpul zilei, atenuarea frecvenŃelor din partea inferioară a benzii HF este foarte puŃin diferită de
a frecvenŃelor din partea superioară a acestei benzi.
• Deoarece frecvenŃa maximă utilizabilă MUF (Maximum Usable Frequency) pentru o
anume legătură radio în timpul nopŃii este ceva mai mică decât jumătate din cea utilizabilă ziua,
înseamnă că, pe timpul nopŃii, pentru legături radio relativ sigure la distanŃe mari, este posibil să
se folosească frecvenŃe joase din banda HF.
• FrecvenŃele maxime utilizabile MUF pentru o anume legătură radio sunt mai mari în
lunile de vară decât în cele de iarnă, dar în timpul furtunilor ionosferice pot deveni mai mici
pentru legăturile într-o anumită direcŃie şi mai mari pentru alte direcŃii.
Pentru a putea alege frecvenŃa optimă de trafic OTF (Optimum Traffic Frequency) pentru
un anume moment al zilei, anotimp, distanŃă sau direcŃie este necesar să se Ńină seama de
aspectele amintite anterior.
La un anumit moment ales pentru o transmisie radio, calea de propagare optimă a
radiaŃiei electromagnetice emise sau recepŃionate este cea corespunzătoare unei anumite
frecvenŃe (canal), situată între frecvenŃa minimă utilizabilă LUF (Lowest Usable Frequency) şi
frecvenŃa maximă utilizabilă MUF, pentru o legătură sigură.
FrecvenŃa maximă utilizabilă MUF este determinată de condiŃiile date ale ionosferei, pe
când frecvenŃa minimă utilizabilă LUF este determinată de mai muŃi factori: pierderile prin
propagare, parametrii echipamentelor (putere transmisă, zgomot, performanŃele antenei de
emisie/recepŃie etc.). În practică, prima frecvenŃă aleasă pentru stabilirea unei legături radio în
HF trebuie să fie undeva în jurul a 85% din frecvenŃa maximă utilizabilă MUF.
FrecvenŃa maximă utilizabilă probabilă MUF poate fi determinată pe baza unor date
culese pe termen lung în practica radiotelefonică. În condiŃii de perturbaŃii puternice valoarea
MUF poate fi de până la 3 ori mai mare sau mai mică decât valoarea “normală”, sau mai mică
decât jumătate din valoare probabilă rezultată din tabele de propagare.
39
Pentru echipamentele de radiocomunicaŃii maritime valoarea tipică a frecvenŃei minime
utilizabile LUF este de aproximativ ½ din MUF, dar şi ea poate avea variaŃii considerabile.
În condiŃii normale, “fereastra” frecvenŃelor utilizabile probabile, deci frecvenŃele optime
de trafic OTF, variază în modul următor:
- MUF din timpul zilei sunt mai mari decât MUF din timpul nopŃii;
- MUF din anotimpul rece (iarnă) sunt mai mici şi variază mai mult decât cele din
anotimpul cald (vară);
- pentru legăturile radio până la 1000Km (600Mm) se folosesc în mod normal frecvenŃe
sub 15MHz;
- pentru legăturile radio la peste 1000Km (600Mm) se folosesc în mod normal
frecvenŃe peste 15MHz;
- MUF sunt mai mari când numărul petelor solare este mai mare.
Practic, în gama undelor scurte HF, frecvenŃa optimă de trafic OTF se consideră ca
fiind frecvenŃa care asigură o legătură radio sigură şi ea este o frecvenŃă imediat inferioară
valorii de 0,85 x MUF.
40
Capitolul 4
4. ANTENE
GeneralităŃi
Antena este dispozitivul prin care se radiază direct în spaŃiu (antena de emisie), sau se
recepŃionează direct din spaŃiu (antena de recepŃie) undele electromagnetice.
Teoretic, orice antenă de emisie poate fi utilizată ca antenă de recepŃie şi invers. Practic,
datorită unor condiŃii locale diferite, receptoarelefolosesc, în anumite cazuri, lalte tipuri de
antene decât emiŃătoarele.
Deseori, aceeaşi antenă este utilizată atât pentru emisie cât şi pentru recepŃie (cazul
radiotelefoanelor VHF, al staŃiilor SSB etc.), separarea celor două funcŃiuni realizându-se prin
utilizarea unor frecvenŃe diferite (de emisie şi recepŃie) sau a unor dispozitive speciale de
duplexare sau de comutare a antenei pe emiŃător sau pe receptor.
Antena de emisie primeşte energie electromagnetică de la emiŃător prin intermediul unei
linii de transmisie şi transferă această energie spaŃiului înconjurător, asigurând repartizarea
puterii radiate în diferite direcŃii.
Antena de recepŃie colectează energie electromagnetică din spaŃiul înconjurător,
asigurând selecŃia dorită în funcŃie de orientarea de incidenŃă sau de caracteristicile electrice şi
transferă această energie, prin intermediul unei linii de transmisie, receptorului. După unii autori,
în anumite cazuri, antena de recepŃie este cel mai bun amplificator selectiv din câte se pot
realiza. În condiŃiile de câmp slab, nici un tip de amplificator nu poate egala performanŃele unei
antene care, de la început, oferă:
- amplificare mare
- zgomot propriu foarte redus
- stabilitate electrică
- selectivitate spaŃială.
4.1. Clasificare
Există mai multe criterii de clasificare a antenelor:
a) După gama frecvenŃelor de lucru:
- antene pentru unde lungi (λ ≈ Km)
- antene pentru unde medii (λ ≈ hm)
41
- antene pentru unde scurte (λ ≈ dam)
- antene pentru unde ultrascurte (λ ≈ m)
- antene pentru microunde (parabolică, pâlnie, fantă etc.)
b) După banda de trecere:
- antene de bandă largă
- antene de bandă îngustă (direcŃionale)
c) După modul de lucru:
- antene rezonante (caracterizate prin bandă îngustă, distribuŃia curentului în unde
staŃionare etc.);
- antene armonice (lucrează la frecvenŃa de rezonanŃă multiplu superior frecvenŃei
proprii de rezonanŃă a antenei);
- antene nerezonante (lucrează la frecvenŃe depărtate de frecvenŃa de rezonanŃă);
- antene aperiodice (lucrează într-o bandă de frecvenŃă pentru care impedanŃa de
intrare este practic constantă şi rezistivă).
d) După complexitatea sistemului radiant:
- antene simple
- antene cu elemente pasive şi active (realizată dintr-un element activ – radiator - şi
unul sau mai multe elemente pasive – directori plus reflectori)
- reŃele (câmpuri) de antene – sisteme de antene care cuprind antene active alimentate
în fază sau defazat, cu sau fără elemente pasive. Se folosesc pentru a obŃine caracteristici de o
anume formă şi câştiguri mari. Sunt de mai multe feluri:
- şir de antene – mai multe antene aşezate la distanŃe egale, având centrele coliniare;
- perdea de antene – au elementele dispuse în plan vertical;
- inel de antene – sistem de antene verticale dispuse într-un cerc orizontal.
e) După forma conductorilor folosiŃi:
- antene filiforme (realizate din conductoare filiforme)
- antene cu suprafeŃe radiante
f) După polarizarea câmpului:
- antene verticale (cu polarizare verticală)
- antene orizontale (cu polarizare orizontală)
- antene cu câmp rotitor
g) Din punct de vedere al directivităŃii:
- antene omnidirecŃionale
- antene directive, care pot fi:
- antene unidirecŃionale
- antene cu directivitate pronunŃată
- antene cu directivitate reglabilă – direcŃia principală de radiaŃie poate fi modificată.
42
În cazul reŃelelor de antene, modificarea direcŃiei principale de radiaŃie se poate face prin
schimbarea fazei curenŃilor de alimentare a diferitelor elemente (antene) componente.
4.2. Caracteristicile antenelor
FrecvenŃa de rezonanŃă
FrecvenŃa de rezonanŃă electrică are ca echivalent mecanic fie o coardă întinsă între 2
puncte, fie o tijă metalică fixată la unul din capete. În cazul vibraŃiei, în coardă sau tijă apar
ventre (maxime ale oscilaŃiei) şi noduri (minime ale oscilaŃiei). Astfel, dacă “se ciupeşte” coarda,
capetele rămân fixe (noduri), iar partea centrală vibrează prezentând un maxim de amplitudine
la centru (ventru). Aspectul instantaneu al corzii în timpul oscilaŃiei sugerează o semiperioadă a
unei sinusoide şi din această cauză spunem că este vorba de o oscilaŃie în λ/2 (semiundă).
Din contră, în cazul tijei metalice fixată la unul din capete se obŃine un nod în punctul de
fixare şi un ventru la vârful tijei, care atinge amplitudinea maximă a oscilaŃiei. În acest caz avem
de-a face cu o vibraŃie (oscilaŃie) în 1/2 dintr-o semiundă, deci în λ/4 (fig. 4.1).
Acesta este şi cazul antenelor “baston” (“bici”) verticale.
Fig. 4.1. Moduri de oscilaŃie ale unei antene verticale în λ/4
V – distribuŃia tensiunii; I – distribuŃia curentului
În ceea ce priveşte curenŃii de radiofrecvenŃă (RF) care apar într-o antenă, trebuie spus
că fiecărui nod de intensitate a curentului îi corespunde un ventru de tensiune şi invers (figurile
4.1 şi 4.2). Modul de excitaŃie al antenei poate fi scos în evidenŃă la emisie.
Excitând antena conectată la pământ pe lungimi de undă din ce în ce mai mici, vom
întâlni succesiv următoarele situaŃii:
43
a) oscilaŃia fundamentală în λ/4;
b) oscilaŃia în 3λ/4;
c) oscilaŃia în 5λ/4 şi aşa mai departe.
ObservaŃii
1. În acest mod de lucru se remarcă faptul că, atunci când antena este legată la sol, se
formează o imagine reflectată a acesteia – antena imagine A’ (figura 4.1).
2. În cazul antenelor care nu sunt conectate la sol – fie verticale, fie orizontale, la cele
două extremităŃi ale acesteia nu pot exista decât noduri de intensitate a curentului, oscilaŃia
fundamentală fiind în acest caz în λ/2. Pentru acest tip de antene, oscilaŃiile armonice posibile
sunt în 2λ/2, 3λ/2, 4λ/2 şi aşa mai departe, deci multiplu de λ/2.
Fig. 4.2. Moduri de oscilaŃie ale unei antene orizontale
V – distribuŃia tensiunii; I – distribuŃia curentului
FrecvenŃa de rezonanŃă a unei antene depinde în mare măsură de dimensiunile sale
fizice.
Lungimea fizică şi lungimea electrică
În funcŃie de natura materialului din care este confecŃionată, antena nu se comportă ca
un model ideal, lungimea sa electrică necorespunzând exact lungimii fizice. Astfel, un fir
conductor lung de 20m nu va oscila în λ/2 pentru o lungime de undă de 40m ci, în realitate, în
jurul lungimii de 42m, datorită aşa numitelor “efecte de capăt” care apar la izolatoarele
terminale. Acestea provoacă o “alungire electrică” a conductorului cu cca. 5%.
De exemplu, pentru a obŃine rezonanŃa pe λ = 40m (7,5 MHz) lungimea antenei în λ/2 se
determină cu formula:
În acelaşi mod, lungimea fizică a unui conductor oscilând în λ/4 poate fi calculată cu
formula:
m06,195,7
143f
143L ===
f5,7
L =
44
ImpedanŃa caracteristică
ImpedanŃa antenei este o mărime ce caracterizează în esenŃă proprietăŃile de impedanŃă
ale unei antene în punctul de alimentare (locul de conexiune al liniei de transmisie).
Această impedanŃă ZA nu trebuie înŃeleasă în sensul unei rezistenŃe de c.c. şi nu poate fi
măsurată cu instrumente simple. Corespunzător definiŃiei de bază a unei rezistenŃe, impedanŃa
antenei reprezintă raportul tensiune/curent în punctul de alimentare al acesteia. Deoarece
antena este un dispozitiv cu proprietăŃi de rezonanŃă, ZA nu este o rezistenŃă ohmică pură, ci
este o mărime complexă, adică pe lângă partea rezistivă mai are o componentă capacitivă şi
una inductivă, deci ZA este funcŃie de frecvenŃă:
ZA(f) = RA + XA(f)
RezistenŃa RA se compune din:
- rezistenŃa de pierderi RP
- rezistenŃa de radiaŃie Rr
RA = RP + Rr
De obicei, RP << Rr pentru că, sub aspect energetic, o antenă se realizează astfel încât
pierderile în ea să fie minime şi să radieze în spaŃiu cea mai mare parte a energiei care i se
aplică, sau să cedeze cea mai mare parte a energiei pe care o recepŃionează din spaŃiu.
Antena absoarbe sau cedează cea mai mare parte a energiei atunci când frecvenŃa sa
de rezonanŃă este egală cu frecvenŃa undei electromagnetice recepŃionate sau radiate, cu alte
cuvinte când antena este acordată pe frecvenŃa recepŃionată sau pe care o emite.
Antena se prezintă, de fapt, ca un circuit acordat de tip serie care, la rezonanŃă, se
comportă practic ca o rezistenŃă pură RA:
RA = RP + Rr ≅ Rr
ReactanŃa XA este deci nulă la rezonanŃă.
Cele 2 componente, activă şi reactivă, se modifică în funcŃie de frecvenŃă. Există mai
multe situaŃii, funcŃie de lungimea fizică l a antenei în raport cu lungimea de undă λ a radiaŃiei
emise sau recepŃionate cu acea antenă. Astfel, se deosebesc următoarele cazuri:
a) l << λ - componenta activă este de câŃiva ohmi, cea reactivă de ordinul KΩ -
reactanŃa antenei este capacitivă;
b) l = λ/4, RA ≅ 18Ω, XA ≅ 400 - 500Ω;
c) l = λ/2, RA ≅ 73Ω, XA ≅ 0 – antena este la rezonanŃă;
d) l = λ/2, – reactanŃa antenei XA este inductivă şi predominantă.
ObservaŃii
1. ImpedanŃa antenei ZA nu depinde de dimensiunile ei fizice ci de raportul dintre
dimensiunea ei şi lungimea de undă λ.
2. La frecvenŃa de rezonanŃă impedanŃa antenei ZA este rezistivă şi are valoarea
minimă.
45
3. Întrucât antena se conectează la receptor prin intermediul unei linii de transmisie, se
pune problema transferului maxim de energie între antenă şi linie. Acesta are loc atunci când
este realizată condiŃia de adaptare, adică atunci când ZA = Zlinie. Cum liniile de transmisie sunt
realizate cu impedanŃe standard de: 50, 52, 60, 75, 240, 300Ω etc., este necesar ca şi antenele
să se realizeze cu impedanŃe apropiate de aceste valori. În situaŃia în care ZA ≠Zlinie se spune că
nu există adaptare între antenă şi linia de transmisie.
Câştigul antenei G
Este o mărime relativă care caracterizează o antenă de recepŃie şi se defineşte ca fiind
raportul dintre puterea captată de antena de recepŃie respectivă şi puterea captată de o antenă
dipol în λ/2, dacă ambele se găsesc într-un câmp electromagnetic omogen şi dacă sunt iradiate
pe direcŃia lor principală de recepŃie.
Câştigul unei antene se exprimă în dB şi, de obicei, nu este constant în gama de
frecvenŃe recepŃionate de antenă.
Fig. 4.3. Câştigul unei antene
Banda de trecere B3dB
Prin analogie cu circuitele oscilante, se poate defini banda de trecere a unei antene ca
fiind banda de frecvenŃă în limitele căreia caracteristica de frecvenŃă (câştigul antenei) nu
variază în amplitudine cu mai mult de 3dB, faŃă de valoarea la frecvenŃa centrală a benzii.
Banda de trecere depinde de mulŃi factori, cum ar fi:
– forma constructivă;
– dimensiunile fizice ale elementelor constructive ale antenei;
– numărul elementelor constructive etc.
Directivitatea
Directivitatea exprimă proprietăŃile de selectivitate spaŃială ale antenei. Pentru a defini
directivitatea unei antene se impune precizarea următoarelor parametri:
- raportul faŃă/spate
- unghiul de deschidere pe verticală
46
- unghiul de deschidere pe orizontală
Antenele prezintă radiaŃii diferite în funcŃie de direcŃie – maxime pe unele direcŃii, minime
pe alte direcŃii. Măsurând intensitatea câmpului electromagnetic radiat de o antenă în diferite
puncte ale unei sfere având o rază de cel puŃin 5λ în jurul unei antene, se poate determina
diagrama de directivitate a antenei în plan orizontal (H) şi în plan vertical (V). Caracteristica de
directivitate a unei antene reprezintă deci reprezentarea grafică a valorilor normate ale
intensităŃii câmpului electromagnetic radiat de antenă în funcŃie de unghiul sub care se face
măsurătoarea.
Reprezentarea se face în coordonate polare, iar normarea se face faŃă de intensitatea
câmpului electromagnetic radiat pe direcŃia privilegiată (de radiaŃie maximă) a antenei.
Caracteristica de radiaŃie a unei antene este descrisă exact de cele două diagrame de
directivitate – în plan H şi plan V.
Se pot face reprezentări ale componentei electrice (componenta E) sau ale componentei
magnetice (componenta H) ale câmpului electromagnetic. Cele două diagrame vor fi situate în
planuri perpendiculare.
Pe diagrama de directivitate a unei antene se pot observa:
- lobul (lobii) principali
- lobul (lobii) secundari
- direcŃia lobilor secundari
- amplitudinea lobilor secundari
- unghiul de directivitate al antenei (de deschidere a lobilor de radiaŃie) în plan vertical
şi pe orizontal
- raportul faŃă/spate
Unghiul de directivitate reprezintă unghiul în care tensiunea normată (puterea
captată) scade cu 3dB faŃă de valoarea maximă. Unghiul de directivitate se măsoară pe lobul
principal, deci pe direcŃia de radiaŃie cea mai avantajoasă.
Uneori, unghiul de directivitate se defineşte ca deschiderea pentru o jumătate din
valoare, deoarece în acest domeniu unghiular puterea din antenă ajunge la jumătatea valorii
sale. Unghiul de directivitate (de deschidere) este dat atât pentru planul H cât şi pentru planul E
al diagramei.
Unghiul de deschidere (directivitate) este un parametru important al antenei, mai ales
când este necesară separarea cât mai netă a două emiŃătoare situate pe direcŃii apropiate.
Directivitatea pe orizontală a unei antene este necesară şi pentru a asigura protecŃia
împotriva perturbaŃiilor datorată posturilor de emisie apropiate şi reflexiilor.
Directivitatea pe verticală asigură protecŃia împotriva paraziŃilor industriali şi a reflexiilor
care vin de jos.
47
Fig. 4.4. Diagramă de directivitate a unei antene
Raportul faŃă/spate RFS reprezintă raportul dintre tensiunea maximă (radiaŃia
maximă) indusă într-o antenă când emiŃătorul este în faŃa antenei şi valoarea medie a tensiunii
induse când aceasta este rotită cu 180°. Din diagrama de radiaŃie a antenei (fig. 4.4) se poate
calcula acest raport:
RFS = f/b
RFS este dependent de modul de construcŃie a antenei şi este o măsură a directivităŃii
unei antene. La o antenă direcŃională, este de dorit ca RFS să fie cât mai mare.
Polarizarea
Structura curentului electromagnetic în apropierea unei antene de emisie este relativ
complicată, dar la distanŃe mari această structură se simplifică foarte mult, devenind ceea ce se
numeşte o undă plană.
Unda plană se caracterizează prin aceea că liniile de forŃă ale câmpului electric E şi ale
celui magnetic H sunt paralele şi echidistante. Câmpul E este perpendicular pe H şi ambele
sunt perpendiculare pe direcŃia de propagare.
Prin noŃiunea de polarizare a unei unde plane se defineşte orientarea undei în spaŃiu
luând ca referinŃă direcŃia câmpului electric E.
Se numesc unde polarizate orizontal acele unde care se propagă astfel încât vectorul E
este orizontal, respectiv câmpul este orizontal.
Unde polarizate vertical sunt undele care se propagă astfel încât vectorul câmpului
electric E este vertical, respectiv câmpul electric E este vertical. Evident, dacă antena de emisie
va fi polarizată orizontal sau vertical, la fel trebuie polarizată şi cea de recepŃie.
În practica mondială se utilizează preponderent polarizarea orizontală a undelor şi doar
prin excepŃie, atunci când se urmăreşte înlăturarea oricărei posibilităŃi de interferenŃă între 2
emiŃătoare sau 2 translatoare mici şi vecine, se recurge la polarizarea verticală a uneia din ele.
Polarizarea orizontală este preferată deoarece este răspândită părerea că radiaŃia se
reflectă mai puŃin de obstacole, ceea ce uşurează protecŃia împotriva reflexiilor. Există antene
care pot recepŃiona atât unde polarizate orizontal cât şi unde polarizate vertical.
48
ÎnălŃimea eficace (efectivă)
După cum o antenă cuprinde părŃi verticale, orizontale sau oblice, proprietăŃile sale de
radiaŃie sau recepŃie (colectare) nu sunt aceleaşi pe aceste segmente. De aceea se utilizează
noŃiunea de “înălŃime eficace” a antenei pentru a indica performanŃele sale. Este cazul antenelor
filare utilizate în unde lungi sau medii.
4.3. Pierderi în antene
Pierderile în antene se împart în 5 categorii:
- pierderi ohmice, prin disipare termică în conductoare;
- pierderi prin defecte de izolament;
- pierderi prin radiaŃii parazite;
- pierderi în cabluri;
- pierderi provocate de prezenŃa undelor staŃionare în liniile de alimentare.
a) Pierderi ohmice
Orice conductor prin care trece un curent intens se încălzeşte, datorită pierderilor prin
efect Joule. Intensitatea curentului care trece prin unitatea de suprafaŃă din secŃiunea
conductorului se numeşte densitate de curent.
Pentru curent continuu densitatea de curent este constantă în toată secŃiunea
conductorului.
Pentru curentul de RF, densitatea de curent este mai mare la marginea (periferia)
conductorului pe care îl străbate decât în interiorul său. Acest efect este cu atât mai pronunŃat
cu cât este mai mare frecvenŃa curentului, ajungându-se ca la anumite frecvenŃe, curentul de
RF să circule numai pe suprafaŃa conductorului – efect pelicular. Este clar că formula clasică de
calcul a rezistenŃei nu se mai poate aplica în cazul acesta, întrucât secŃiunea reală prin care
circulă curentul de RF nu mai este secŃiunea conductorului. De asemenea, este clar că
rezistenŃa conductorului creşte odată cu frecvenŃa. Această rezistenŃă provoacă pierderi prin
disipaŃie termică.
b) Pierderi prin defecte de izolament
Aceste pierderi se manifestă prin scurgeri în izolatoare, mai ales în acele puncte unde
avem maxime de tensiune (de exemplu, la extremităŃile antenei). De aceea se folosesc un
număr mai mare de izolatoare, de preferat cu suprafaŃă lucioasă.
De asemenea, în situaŃia în care antenele sunt fixate în puncte intermediare, este de
preferat ca izolatoarele să fie poziŃionate în noduri de tensiune (maxime de curent).
c) Pierderi prin radiaŃii parazite
Este vorba de pierderile provocate de radiaŃia liniilor de alimentare poziŃionate greşit.
Această situaŃie apare de obicei în cazul liniilor bifilare, deoarece liniile concentrice (cabluri
49
coaxiale) nu radiază aproape de loc, cămaşa (tresa) exterioară fiind conectată la masă şi
servind ca blindaj (ecran) pentru conductorul central.
RadiaŃia parazită în liniile bifilare are loc când apare:
- disimetrie între cele două conductoare;
- cotitură bruscă în unghi drept iar conductorul exterior este decalat faŃă de cel interior;
- când conductoarele liniei nu sunt paralele cu suprafeŃele pe lângă care trec;
- distanŃa dintre conductoare nu este menŃinută constantă pe tot traseul liniei.
d) Pierderi în cabluri
De obicei, legătura între antenă şi receptor se realizează fie cu cabluri coaxiale, fie cu
panglică bifilară (cablu bifilar). În cazul unor semnale foarte slabe şi a unor lungimi mari de
cabluri pe traseul antenă-receptor se produc pierderi mari de energie. De aceea:
- se utilizează trasee minime;
- se utilizează linii de transmisie cu pierderi cât mai reduse;
- se acordă o atenŃie deosebită adaptărilor antenă-cablu-receptor pentru ca transferul
de energie să se facă optim.
e) Pierderi provocate de prezenŃa undelor staŃionare în liniile de alimentare
O linie de alimentare care se termină pe o sarcină având impedanŃa diferită de a liniei
devine sediul undelor staŃionare. În această situaŃie, neavând loc o adaptare de impedanŃă între
antenă şi linia de alimentare, antena nu mai beneficiază de întreaga putere de RF dată de
emiŃător, o parte din această putere întorcându-se la generator.
4.4. Tipuri de antene
4.4.1. Antene pentru unde medii MF şi scurte HF
În aceste game de frecvenŃe (2 ÷÷÷÷ 30)MHz, cărora le corespund lungimi de undă cuprinse
între 150m şi 15m, folosirea unor antene rezonante în λ/2 sau în λ/4 care să acopere întreaga
bandă este mai greu posibilă pe navă datorită spaŃiului redus şi acest tip de antene se
utilizează, de obicei, la uscat. Uneori, pentru mărirea eficacităŃii, se folosesc antene separate
pentru fiecare bandă de frecvenŃe. Antenele folosite cu precădere în aceste benzi de frecvenŃă
sunt:
- antene filare, pentru staŃiile de coastă, unde spaŃiul de amplasare este suficient, dar
şi pentru nave când este posibil;
- antene verticale (whip antenna), pentru nave.
Antenele filare, realizate din conductor de cupru torsadat, suspendat prin intermediul
unor izolatori de pilonii antenei, pot fi:
50
a) Antene monofilare:
- antena în “L “răsturnat
- antena în “T” cu braŃe egale sau inegale
- antena verticală
b) Antene multifilare cu priză
c) Antene fir lung (long-wire) – pentru funcŃionare corectă, lungimea ei trebuie să fie
de cel puŃin λ/2.
Fig. 4.5. Antenă monofilară (long wire) pentru MF/HF
ObservaŃii
1. Coborârea (legarea) acestor antene la emiŃător/receptor sau la unitate de acord ATU
(Antenna Tuning Unit) se realizează cu conductor masiv sau torsadat, izolat, sau cu Ńeavă de
cupru şi nu printr-o linie de transmisie (figura 4.5). Din această cauză ele radiază practic pe
toată lungimea lor, ceea ce face să se înregistreze pierderi.
2. Diagrama de radiaŃie a acestor antene se schimbă mult în funcŃie de:
- înălŃimea antenei deasupra solului (pământului);
- frecvenŃa semnalului cu care este excitată antena (modul de vibraŃie al antenei).
3. Unghiul de radiaŃie în plan vertical al antenei este deosebit de important în
randamentul antenei deoarece este preferabil ca radiaŃia antenei să se concentreze sub un
unghi redus deasupra orizontului. În acest mod, legătura între 2 puncte se realizează printr-o
singură reflexie în ionosferă, evitându-se pierderile datorate reflexiilor multiple.
4. Antenele verticale au o diagramă de radiaŃie omnidirecŃională în plan orizontal. De
obicei, în această gamă de frecvenŃe, atunci când nu există spaŃiul necesar pentru o antenă
orizontală se utilizează antene verticale.
5. Eficacitatea antenelor atât la recepŃie, dar mai ales la emisie este maximă în cazul
rezonanŃei, fie că este vorba de rezonanŃă în λ/4, fie în λ/2.
51
Fig. 4.6. Diagramele de radiaŃie pentru antene filare
având diferite lungimi fizice
b) Antena în λλλλ/4
Forma clasică a radiantului vertical este antena verticală în λ/4, la care cel de al doilea
segment în λ/4 necesar formării radiantului obişnuit în λ/2 este format de imaginea reflectată în
sol a radiantului vertical.
În cazul conductibilităŃii ideale a solului, unghiul vertical de radiaŃie are o valoare foarte
mică (6-7°), ceea ce este avantajos pentru legături radio la distanŃă mare (DX). Acest unghi
este foarte important în cazul propagării radiaŃiei prin reflexie pe straturile ionosferei. El poate fi
modificat în scopul realizării unor legături radio la distanŃe mari.
Diagrama de radiaŃie a antenei în plan orizontal este omnidirecŃională. Această antenă
se foloseşte de obicei în gama superioară a undelor scurte (HF) şi ultrascurte (VHF), unde
lungimea ei fizică este mai mică, dar şi în gama undelor medii (MF).
ConstrucŃia este simplă, antena ocupă loc extrem de redus, are un randament bun de
radiaŃie. Se mai numeşte antenă baston sau antenă bici (whip antenna). Tehnologic, este
realizată sub forma unei tije tronconice din fibră de sticlă, având în centru conductorul care
reprezintă antena propriu-zisă (figura 4.7).
Dezavantajul principal al acestui tip de antenă este acela că impedanŃa de intrare joasă
a antenei (30 - 35)Ω face dificilă adaptarea cu liniile de alimentare curente (cabluri coaxiale cu
impedanŃa caracteristică de 50-70 ohmi).
52
Fig. 4.7. Antena verticală în λ/4;
caracteristica de radiaŃie
4.4.2. Antene pentru VHF
a) Antena dipol
Acest tip de antene se pot monta vertical sau orizontal. Se alimentează simetric sau
nesimetric. Fiind simetrice prin construcŃie, produc interferenŃe minime. Sunt simple, robuste şi
eficace.
ImpedanŃa de intrare a dipolului depinde de înălŃimea faŃă de sol şi este de cca. (70 -
75)Ω, când lungimea braŃelor este de λ/4 sau nλ/4.
Alimentarea se poate face cu:
- cablu coaxial şi dispozitiv de simetrizare
- linie torsadată
- linie paralelă
De obicei, antena dipol în această gamă este o antenă în λ/2, ea putând fi utilizată în
mai multe subgame.
ObservaŃii
1. Practic, impedanŃa unei antene dipol în semiundă este 73Ω, considerând conductorul
antenei infinit de subŃire şi antena suspendată la distanŃă infinită de pământ. Cum diametrul
conductorului este, de obicei, >2mm iar distanŃa de pământ este de câŃiva metri, rezistenŃa de
intrare a antenei este practic cuprinsă între (60÷65)Ω. De aceea, pentru a se realiza adaptarea
între linia de transmisiune (de obicei cablu coaxial de 50 – 75ohmi, care este o linie asimetrică)
şi antenă, se folosesc dispozitive de simetrizare şi adaptare a impedanŃelor.
2. Diagrama de radiaŃie în plan orizontal (H) este simetrică şi are forma cifrei 8,
maximumul de radiaŃie fiind pe direcŃia perpendiculară pe lungimea antenei, iar minimumul pe
direcŃia lungimii antenei.
3. Diagrama de radiaŃie în plan vertical depinde de înălŃimea de suspendare a antenei şi
prezintă mai mulŃi lobi.
53
În gama de frecvenŃe (154–162)MHz alocată pentru comunicaŃiile maritime în VHF,
lungimea de undă de cca. 2m permite folosirea atât a antenelor în λ/2, cât şi a antenelor în λ/4.
Fig. 4.8. Antena dipol: construcŃie fizică, distribuŃia curentului
şi a tensiunii în antenă, banda de trecere
Fig. 4.9. Diagramă de radiaŃie (planul V) pentru antena dipol
b) Antena ground-plane clasică
Întrucât montarea antenei se face la înălŃime cât mai mare, în loc de pământ se creează
un pământ artificial realizat de obicei cu mai multe conductoare dispuse radial la baza antenei
verticale şi având lungimea λ/4. Acestea se numesc contragreutăŃi.
Antena ground-plane clasică are contragreutatea realizată cu 4 conductoare orizontale
în λ/4, izolate la capete (maxim de transmisie). ImpedanŃa de intrare este de cca. 30Ω şi de
aceea, pentru adaptare, conductoarele radiale se montează înclinat la 135° sau mai mult faŃă
de radiantul vertical, ceea ce are ca efect mărirea rezistenŃei de intrare a antenei la cca. 50Ω.
De obicei, conductoarele radiale sunt cu cca. 2,5% mai lungi decât radiantul vertical.
Pentru adaptarea cablu coaxial-antenă se folosesc bucle de adaptare în λ/4 sau alte dispozitive
de adaptare a impedanŃelor.
c) Antena ground-plane cu 3 conductoare radiale
În loc de 4 are 3 conductoare radiale, la 120° şi înclinate la 135° faŃă de radiantul
vertical. În plan orizontal are o diagramă de radiaŃie sub forma unei trefle iar în plan vertical - un
unghi de radiaŃie de 6-7°.
54
RezistenŃa de intrare este de cca. 50Ω, antena putând fi alimentată cu un cablu coaxial
de cu impedanŃa caracteristică de 52Ω.
ÎnălŃimea faŃă de sol trebuie să fie de cel puŃin 6m, pentru a se menŃine unghiul vertical
de radiaŃie.
Fig. 4.10. Antenă ground - plane cu 3
conductoare radiale
d) Antene “scurte”
Adesea este necesar ca antena să fie mai scurtă de λ/4. Exemplele cele mai vizibile
sunt telefoanele celulare ale căror dimensiuni sunt din ce în ce mai reduse, sau antenele
instalate ve autovehicule. Există numeroase metode de reducere a lungimii fizice a antenelor,
fără ca reduce lungimea lor „electrică”. Două dintre aceste metode sunt prezentate în fig. 4.11.
Fig. 4.11. Antene “scurte”
e) Antene cu ferită
Acest tip de antene sunt folosite pe larg în receptoarele radio portabile, datorită
performanŃelor bune şi a dimensiunilor relativ mici. Randamentul lor este inferior randamentului
antenelor de dimensiuni mari, iar răspunsul în frecvenŃă este limitat datorită feritei.
De regulă, antenele cu ferită se folosesc în gama undelor lungi şi a undelor medii, dar în
cazuri speciale pot fi folosite şi în gama undelor scurte.
55
Fig. 4.12. Antenă cu ferită
4.4.3. Antene pentru microunde
Banda de microunde este cuprinsă între 1 ÷ 100GHz şi se împarte în 2 subgame:
- până la 3GHz – gama UHF
- între 3 ÷ 30GHz – gama microundelor
Trebuie amintit că peste aceste frecvenŃe are loc o atenuare puternică a radiaŃiilor în
prezenŃa vaporilor de apă şi a oxigenului. De aceea, aceste frecvenŃe se folosesc, de obicei,
pentru comunicaŃii pe distanŃe scurte şi în aplicaŃii militare (ghidarea rachetelor).
Datorită puterilor mici care se vehiculează, antenele de recepŃie şi de emisie sunt, de
obicei, cu directivitate foarte pronunŃată şi cu lărgimi de bandă mari.
Cea mai folosită antenă este antena cu reflector parabolic, dar mai există şi alte tipuri de
antene: antena offset, antena Cassegrain, antena Fresnel, antenă plană etc.
a) Antena cu reflector parabolic
În focarul F al reflectorului parabolic RP este dispusă o antenă primară AP. Rolul
reflectorului este de a concentra în focar undele electromagnetice ce străbat aparatura
reflectorului. Concentrarea în focar a acestora are loc numai când direcŃia de recepŃie maximă
DRM (a conului de directivitate a antenei) coincide cu direcŃia antenă-emiŃător (figura 4.11).
Reflectoarele parabolice au focarul dispus pe axa lor de simetrie care coincide cu DRM.
Un reflector parabolic este caracterizat univoc prin 3 mărimi:
- distanŃa focală f
- diametrul D
- unghiul de iluminare 2θ
Unghiul de iluminare 2θ este importantă pentru alegerea tipului de antenă primară ce se
dispune în focar şi care trebuie să aibă o caracteristică de directivitate cu un unghi de
deschidere tot de 2θ.
Cel mai des utilizate antene primare au unghiuri 2θ cuprinse între 106° şi 140°.
56
Antena primară (sursa primară) este de fapt o antenă cu o deschidere unghiulară
potrivită astfel încât din focarul reflectorului folosit să “ilumineze” uniform întreaga suprafaŃă a
paraboloidului. Se mai numeşte horn sau feedhorn. Este un element cheie al instalaŃiei de
antenă. În prezent, feedhorn-urile folosite în cazul antenelor parabolice sunt, aproape în
exclusivitate, cu adaptor cu inele concentrice. Deschiderea cea mai uzuală este de cca.120°.
Fig. 4.11. Feedhorn
ObservaŃii
1. Orice neadaptare între feedhorn şi parabolă duce la înrăutăŃirea raportului
semnal/zgomot (S/N), fie prin micşorarea suprafeŃei active a antenei, fie prin creşterea
zgomotului suplimentar (când unghiul de iluminare este mai mare).
2. Feedhorn-ul plasat în focar, produce o “umbrire” a antenei pe DRM, micşorând
suprafaŃa efectivă a reflectorului. De aceea s-a căutat o soluŃie care să permită scoaterea
sistemului de captare în afara părŃii active a antenei – aceasta este antena offset (figura 4.11).
Fig. 4.12. Antena parabolică şi antena offset:
DRM - direcŃia de recepŃie maximă
Câştigul unei antene cu reflector parabolic poate fi calculat cu ajutorul relaŃiei:
2
10λ
πDk10logG
=
în care:
- D este diametrul reflectorului parabolic;
- k este un coeficient a cărui valoare este de cca. 50%;
++
ZONÃOFFSET
ZONÃUMBRITÃ
LNB
REFLECTORPARABOLIC
REFLECTOROFFSET
DRM
DRM
57
- λ este lungimea de undă a radiaŃiei incidente.
Pentru poziŃionarea antenei parabolice se folosesc dispozitive care permit efectuarea
unor mişcări complexe folosind un singur actuator, astfel încât antena să “vadă” tot timpul
satelitul (figura 4.13).
Fig. 4.13. Orientarea polară a unei antene parabolice
cu ajutorul unei monturi polare
b) Antena offset
Reflectorul acestei antene are un profil special, care permite fixarea lui într-o poziŃie
apropiată de verticală, ceea ce permite focalizarea fluxului de putere captat într-un punct situat
în afara DRM.
Antenele offset sunt de obicei ovale, având raza mare “sus-jos” iar raza mică “dreapta-
stânga”. De fapt, reflectorul offset este o parte din suprafaŃa reflectorului parabolic, el având
acelaşi focar. Iluminarea sa se face cu antene primare speciale având unghiul 2θ mai mic decât
cele folosite pentru reflectoarele parabolice (cca. 90°). Avantajul principal al acestor reflectoare
este acela că nu se mai pot încărca cu zăpadă. În plus, dimensiunile de gabarit şi greutatea
sunt mult mai mici.
Fig. 4.14. Antena offset
58
d) Antene plane
Antena plană este o arie de dipoli sinfazaŃi, cu elemente active înglobate. Are o
construcŃie foarte complicată şi preŃ de cost ridicat. Caracteristica de directivitate în plan vertical
este emisferică. SuprafaŃa de radiaŃie nu depăşeşte cca. 0,5m2. Datorită uşurinŃei în montare şi
exploatare, aceste antene reprezintă soluŃia de viitor în recepŃia unor câmpuri puternice.
Există mai multe tipuri de antene plane:
- antene microstrip de formă rectangulară
- antene disc circulară, cu structură de tip “sandvich” etc.
Aceste antene au un gabarit foarte mic şi o robusteŃe deosebită.
4.5. Linii de transmisie
Antena se instalează, de obicei, în locul în care este cel mai bine degajată şi ferită de
ecranarea produsă de obiecte şi obstacole, care provoacă absorbŃia semnalului. Prin urmare,
ea va fi întotdeauna aşezată la înălŃime cât mai mare, fără a Ńine seama de locul de instalare al
emiŃătorului sau receptorului. În acest caz, apare necesitatea unei linii de transmisie care să
facă legătura între antenă şi aparatura respectivă (emiŃător sau receptor).
Principalele deziderate pe care trebuie să le îndeplinească o linie de transmisie sunt:
- pierderi cât mai mici;
- rezistenŃă la solicitări mecanice şi la influenŃa factorilor meteorologici;
- protecŃie la perturbaŃii;
- transmiterea nedistorsionată a semnalelor.
4.5.1. Clasificarea liniilor
a) Din punct de vedere constructiv, liniile de transmisie se împart în două categorii:
- linii nesimetrice (liniile coaxiale)
- linii simetrice (liniile bifilare)
b) Din punct de vedere al funcŃionării, liniile de transmisie se împart în:
- linii aperiodice (cu unde progresive)
- linii acordate (cu unde staŃionare)
Din punct de vedere electric, o linie de transmisie este un element de circuit cu
constante distribuite, prin care are loc propagarea undelor electromagnetice. Ele pot fi uniforme,
când parametrii liniei se menŃin constanŃi pe toată lungimea liniei, sau neuniforme, atunci când
parametrii se modifică pe lungimea liniei.
59
4.5.2. Parametrii caracteristici ai unei linii de transmisie
Pentru utilizarea unei linii de transmisie, cei mai importanŃi parametri care trebuie
cunoscuŃi sunt:
- impedanŃa caracteristică Zc
- constanta de propagare λλλλ
În teoria liniilor de transmisie se demonstrează că impedanŃa caracteristică a liniei este
dată de relaŃia:
[Ω]
iar constanta de propagare de relaŃia:
[m-1]
În aceste relaŃii R, L, C, G sunt parametrii specifici (pe unitatea de lungime) ai liniei,
exprimaŃi în următoarele unităŃi de măsură:
- rezistenŃa specifică R – [Ω/m];
- inductanŃa. specifică. L – [H/m];
- conductanŃa specifică G –[ 1/Ω⋅m];
- capacitatea specifică C – [F/m].
Aceşti 4 parametrii se mai numesc parametrii primari ai liniei de transmisie, iar Zc şi λ -
parametrii secundari.
InductanŃa specifică L şi capacitatea specifică C nu depind practic de frecvenŃă. Ei sunt
funcŃie numai de:
- dimensiunile geometrice ale liniei
- constantele electromagnetice εεεε, µµµµ ale dielectricului dintre conductoare
De exemplu, pentru un cablu coaxial având diametrul interior al conductorului exterior D
şi diametrului exterior al conductorului interior - d, parametrii L şi C sunt daŃi de relaŃiile:
RezistenŃa specifică R şi conductanŃa specifică G depind de frecvenŃă, în special la
frecvenŃe înalte.
RezistenŃa specifică R a liniei de transmisiune depinde de frecvenŃă datorită:
- efectului pelicular
- efectului de proximitate
- fenomenului de radiaŃii electromagnetice
ConductanŃa specifică G depinde de frecvenŃă datorită variaŃiei cu frecvenŃa a
conductivităŃii şi a dielectricului dintre conductorii liniei de transmisie, deci datorită pierderilor în
dielectric.
În domeniul frecvenŃelor înalte sunt satisfăcute condiŃiile:
( )( )CωjGLωjRZc ++=
( )( )CωjGLωjRλ ++=
dDC
d
DL
/ln
2;ln
2
πεπµ
==
60
R << ωL; G << ωL
şi atunci ZC este practic o rezistenŃă:
C/LZc ≅
Constanta de propagare λ este, în general, o mărime compusă având expresia:
λ = α + jβ
în care:
α - este constanta de atenuare [Np/m]
β - este constanta de defazare (de fază) – [rad/m]
Fizic aceste constante reprezintă:
α - atenuarea undei de tensiune/curent pe unitatea de lungime a liniei;
β - variaŃia fazei undei de tensiune/curent pe unitatea de lungime a liniei.
În teoria liniilor de transmisie se demonstrează că, în cazul liniilor cu pierderi mici, cu
dielectric nemagnetic, defazajul β depinde numai de constanta dielectricului, fiind independent
de frecvenŃă.
De asemenea, se demonstrează că viteza de propagare a undei pe linie este mai mică
decât viteza luminii cu valoarea aşa numitului coeficient de scurtare a liniei k. SemnificaŃia
acestui coeficient este aceea că lungimea de undă a oscilaŃiei pe linie λ este mai mică decât
lungimea de undă în vid λo, adică λ = λo k, unde k este coeficientul de scurtare al liniei (k<1).
De exemplu, pentru cablul coaxial cu dielectric polietilenă masivă, la care constanta
dielectrică este ε = (2,25 - 2,3), coeficientul de scurtare are valoarea k ≅ 0,66, deci linia de
transmisie trebuie scurtată cu cca. 34%.
4.5.3. Linii nesimetrice (coaxiale)
Cel mai des utilizată linie de transmisie nesimetrică este cablul coaxial. În teoria liniilor
de transmisie se demonstrează că cea mai mică atenuare a semnalului transmis prin cablul
coaxial are loc pentru un raport al diametrelor celor 2 conductoare având valoarea:
D/d = 3,6 – ambele din Cu
D/d = 3,9 – exterior Al, interior Cu
RezistenŃa la străpungere a dielectricului dintre conductoare este maximă pentru un
raport:
D/d = 2,718
Puterea transmisă este maximă pentru un raport:
D/d ≅ 1,7
În prezent se fabrică cabluri coaxiale având următoarele valori ale impedanŃei
caracteristice Zc:
ZC = 50, 51, 52, 60, 75, 77, 92, 93Ω
61
PosibilităŃile de realizare a cablurilor coaxiale sunt destul de variate, având în vedere
multiplele variante posibile pentru cele 3 elemente constitutive principale ale unui cablu coaxial:
a) conductorul interior
- monofilar masiv – Cu
- multifilar – Cu
b) conductorul exterior (tresa), care poate fi:
- împletitură din sârmă de Cu
- benzi de aluminiu
- benzi de Al plus fire de Cu
- benzi de Al plus tresă de Cu
c) dielectricul dintre conductori
- polietilenă masivă
- polietilenă celulară (poroasă) (cu aer)
- izolaŃie din discuri
- izolaŃie de tip radial
Un cablu coaxial se caracterizează prin:
- impedanŃa caracteristică Zc la o anumită frecvenŃă (de exemplu la 200MHz),
exprimată în ohmi;
- tipul conductorului central;
- masa informativă (Kg/m);
- dimensiunile fizice;
- capacitatea specifică (pF/m) la o anumită frecvenŃă;
- atenuarea (dB/100m) la diverse frecvenŃe (10MHz, 100MHz, 1.000MHz).
De asemenea, un cablu coaxial se caracterizează prin curba de variaŃie a fazei β a
semnalului transmis pe linie funcŃie de frecvenŃă.
Avantajele utilizării cablului coaxial:
a) Semnalul transmis este puŃin influenŃat de perturbaŃiile de HF exterioare, având în
vedere că conductorul exterior acŃionează ca un ecran (autoecranare) ceea ce contribuie la
menŃinerea unui raport S/N bun al semnalului transmis.
b) Câmpul electromagnetic al semnalului transmis este concentrat în interiorul cablului,
deci acesta radiază foarte puŃin în exterior. Aceasta înseamnă că mai multe cabluri coaxiale
alăturate se vor interinfluenŃa foarte puŃin.
c) Atenuarea semnalului transmis este mai mică decât la liniile bifilare. De asemenea,
atenuarea cablurilor coaxiale prezintă variaŃii mici într-o gamă largă de frecvenŃe.
d) RezistenŃă mai mare la solicitări mecanice şi la influenŃa factorilor de mediu.
Dezavantajul principal al cablului coaxial este acela că, datorită structurii sale
nesimetrice, el este afectat de tensiunile induse în conductorul exterior de circuitele de curent
62
cu frecvenŃe joase, în special de frecvenŃa reŃelei sau de curenŃii de egalizare ce pot apărea
datorită diferenŃelor de potenŃial dintre punctele de masă.
4.5.4. Linii simetrice (bifilare)
Liniile simetrice sunt constituite din 2 conductoare izolate sau nu, dispuse paralel sau
răsucite (torsadate).
În prezent se fabrică linii bifilare cu impedanŃa caracteristică ZC având valorile:
ZC = 140; 240; 300; 600Ω
Dielectricul folosit este polietilenă masivă sau celulară. Linia poate fi sub formă de
bandă, fără o altă izolaŃie, sau poate fi dispusă într-un tub izolator de polietilenă, caz în care
stabilitatea mecanică şi sensibilitatea faŃă de factorii climatici sunt mult îmbunătăŃite.
Pentru un cablu paralel, din polietilenă masivă sau poroasă, coeficientul de scurtare al
liniei bifilare are valoarea:
k ≅ 0,83
Dezavantajele principale ale liniei bifilare sunt:
- atenuare mai mare decât cablul coaxial;
- linia radiază mai mult, deci 2 linii vecine se influenŃează mai puternic;
- sensibilitate mai mare la zgomotele de înaltă frecvenŃă – deci un raport
semnal/zgomot S/N mai mic.
Avantajele liniei bifilare:
- preŃ de cost mai scăzut;
- sensibilitate mai mică la semnalele de joasă frecvenŃă induse din exterior;
- insensibilă la curenŃii de egalizare ce apar între punctele de masă.
Fig. 4.15. SecŃiune prin cablu coaxial şi
linie bifilară
4.5.5. Propagarea u.e.m. pe liniile de transmisiune
La propagarea undelor electromagnetice pe o linie de transmisiune apar câteva situaŃii
specifice determinate de:
- lungimea liniei în raport cu lungimea de undă λ a semnalului transmis pe linie
Conductoare deCu
IzolatieD
d
IzolatieEcran
Manta deprotectie
D
d
Conductor central
63
- terminaŃia liniei
În teoria liniilor de transmisiune se demonstrează că în cazul unei linii bifilare cu
conductoare paralele, de lungime infinită, fără pierderi (R = 0, G = ∞), alimentată la un capăt de
un generator de RF, tensiunea şi curentul pe linie sunt în fază şi au amplitudinea constantă de-
a lungul liniei. Acestea sunt undele progresive. În practică însă linia nu are lungime infinită iar
pe linie au loc pierderi de energie ceea ce face ca pe linie să se producă o atenuare a
semnalului.
a) Linie terminată pe o impedanŃă egală cu impedanŃa caracteristică ZC a liniei:
ZC = ZL
În acest caz pe linie apare regimul de undă progresivă, regim în care pe linie există
numai unda directă. Energia semnalului transmis pe linie este cedată practic integral sarcinii,
pierderea de energie pe linie datorându-se atenuării liniei. Se spune că în acest caz s-a realizat
adaptarea impedanŃelor – a liniei şi a sarcinii conectate la capătul ei.
b) Practic, adaptarea perfectă – obŃinută atunci când impedanŃa antenei este egală cu
impedanŃa liniei şi egală cu a receptorului (emiŃătorului) - nu se realizează decât rareori.
De obicei, în practica curentă avem de-a face cu o situaŃie de neadaptare a
impedanŃelor. Întotdeauna, când impedanŃa terminală a liniei nu este egală cu ZC, o parte din
curentul de RF care se transmite pe linie, se reflectă către intrarea liniei. Această undă
reflectată, care se propagă spre generator, întâlneşte în drumul său unda directă. Când sunt în
fază, valorile undei directe şi ale celei reflectate se însumează, iar când sunt în opoziŃie de fază,
se scad. Reflexia acestor unde se produce într-un punct bine determinat – capătul liniei – şi
pornind de la acest punct, pe linie apar maxime şi minime care ocupă poziŃii stabile şi care nu
depind decât de lungimea de undă λ semnalului de RF. Acestea sunt unde staŃionare, iar pe
linia de transmisie apare regimul de undă staŃionară.
Reflexia unei părŃi din semnalul de RF datorată neadaptării de impedanŃă face ca antena
să nu beneficieze de întreaga putere dată de emiŃător, o parte din ea întorcându-se la acesta.
Dacă şi Zem ≠ ZC, se poate produce o nouă reflexie a semnalului de RF în acest punct. Asistăm
astfel la o scădere a puterii de intrare în linie, iar ansamblul antenă-linie încarcă defectuos
emiŃătorul.
În cazul extrem, curentul de RF din linie este reflectat în totalitate, iar dacă linia ar avea
pierderi zero, ea va deveni sediul undelor staŃionare, fără a absorbi din puterea acestora. Acest
caz extrem al neadaptării de impedanŃă corespunde la două situaŃii limită:
Linia este deschisă (în gol): ZS = ∞ . În acest caz, la capătul liniei, aceasta fiind
deschisă, vom avea întotdeauna un nod de intensitate şi un ventru de tensiune.
Linia este în scurtcircuit: ZS = 0. În acest caz la capătul liniei nu poate lua naştere
decât un nod de tensiune şi un ventru de curent.
Între aceste 2 cazuri limită determinate de ZS = 0 şi ZS = ∞ există, evident, o infinitate de
cazuri în care ZS are o valoare finită, diferită de ZC, cazuri în care are loc o reflexie parŃială a
64
semnalului de pe linie. Maximele şi minimele undelor staŃionare care apar pe linie sunt cu atât
mai pronunŃate cu cât neadaptarea este mai mare. Unda directă se atenuează de la generator
spre sarcină, iar cea reflectată se atenuează de la sarcină spre generator.
Regimul de undă staŃionară se poate defini printr-un coeficient de reflexie r şi prin aşa
numitul raport de undă staŃionară S.
S (Standing Wave Ratio) se defineşte ca fiind:
S = ZS/Z0 pentru ZS > Z0
S = Z0/ZS pentru ZS < Z0
Coeficientul de reflexie r se defineşte ca fiind:
r = (ZS -Z0)/(ZS+Z0)
Se observă că, întotdeauna, r ≤ 1. La adaptare este îndeplinită relaŃia:
Z0 = ZS; S = 1; r = 0
iar în condiŃii de neadaptare:
Z0 ≠ ZS; S > 1; r ≠ 0
Se defineşte de asemenea coeficientul de undă progresivă Kp (coeficient de reflexie):
KP = 1/S
care exprimă mai sugestiv fenomenul din linii.
Se observă că, la adaptare Z0 = ZS; KP = 1; iar la neadaptare - KP < 1.
În practică, atât regimul de undă staŃionară pură cât şi regimul de undă progresivă pură
se întâlnesc mai rar.
Regimul real al liniilor de transmisiune
Regimul real de transmisiune al liniilor (cablurilor) este un regim în care există o
oarecare neadaptare între sarcină şi linie:
r > 0; S > 1; KP < 1
Transmisia energiei se face prin unde progresive, iar pe linie există şi unde staŃionare. În
acest regim, amplitudinea undei reflectate este mai mică decât amplitudinea undei directe. Are
loc o pierdere de tensiune prin neadaptare (la capătul liniei), în afară de căderea de tensiune
datorată atenuării liniei. Căderea de tensiune datorită neadaptării este cu atât mai mare cu cât
coeficientul de undă progresivă KP este mai mare.
65
Capitolul 5
5. EMIłĂTOARE
5.1. Structura şi rolul emiŃătorului
Rolul unui radioemiŃător (transmitter - Tx) constă în prelucrarea mesajului (informaŃiei)
primit(e) de la sursa de mesaje (informaŃie), pentru a-l aduce la o formă adecvată transmisiei cu
ajutorul undelor electromagnetice, spre punctele de recepŃie.
Principalele funcŃii ale unui emiŃător sunt:
- generarea semnalului purtător (sau aşa numita purtătoare de radiofrecvenŃă – carrier
frequency);
- prelucrarea semnalului generat pentru a fi adus la forma corectă;
- procesarea semnalului modulator în vederea modulaŃiei;
- realizarea modulaŃiei;
- procesarea semnalului modulat pentru a fi adus la nivelul necesar excitării antenei de
emisie;
- transformarea semnalului electric modulat în unde electromagnetice cu ajutorul
antenei de emisie.
Pentru a realiza toate aceste funcŃii de bază, structura emiŃătorului trebuie să conŃină o
serie de blocuri funcŃionale şi subsisteme cu roluri bine stabilite în funcŃionarea sa. Multe dintre
aceste blocuri se regăsesc şi în structura receptoarelor radio. Există însă o deosebire majoră
între ele: la emiŃătoare raportul dintre nivelul maxim şi nivelul minim al semnalului la aceste
blocuri este mult mai mic decât în receptoare, unde, în mod obişnuit, acest raport este foarte
mare. La emiŃătoare, semnalul, pe măsură ce este amplificat şi multiplicat în frecvenŃă, este
riguros controlat în fiecare etaj, astfel încât etajele să fie comandate (excitate) undeva aproape
de optim. Factorul de zgomot precum şi dinamica au o importanŃă deosebită în cazul
emiŃătoarelor, dar nu atât de mare ca la recepŃie.
În proiectarea emiŃătoarelor se urmăreşte obŃinerea unui semnal cât mai curat, într-un
mod cât mai eficient şi economic posibil.
Suprimarea radiaŃiilor parazite care pot crea interferenŃe nedorite este evident o cerinŃă
majoră.
Circuitele de protecŃie, neimportante în radioreceptoare devin indispensabile în cazul
emiŃătoarelor, ele prevenind autodistrugerea unor etaje sau componente în cazul unei
funcŃionări sau manipulări defectuoase.
66
În figura 5.1 este prezentată structura generală a unui radioemiŃător, în care au fost
figurate blocurile funcŃionale principale ce intră în componenŃa sa, indiferent de putere, tip,
destinaŃie, tipul de modulaŃie etc.
BLOC DEALIMENTARE
ARF(PUTERE
MICÃ)x n PA
RF EF
AJF
SISTEMDE
RÃCIRE
s(t)
MF MA MA
A
ARF DE PUTERE
CAfe
fe
fo nfofoSF
OL
OP+SEP
BCS
Fig. 5.1. Structura de principiu a unui radioemiŃător
Rolul blocurilor componente
1. Oscilatorul pilot (OP) are rolul de a furniza oscilaŃii cu frecvenŃa foarte stabilă, în
banda în care se face emisia. El este separat de restul emiŃătorului printr-un etaj de separare. În
prezent ca oscilatoare pilot se folosesc de obicei sintetizoarele de frecvenŃă stabilizate cu
cristale de cuarŃ.
2. Amplificatorul de radiofrecvenŃă (ARF), multiplicatorul de frecvenŃă (xn) şi
schimbătorul de frecvenŃă (mixerul) (SF) procesează semnalul astfel încât acesta să fie adus la
forma necesară pentru a comanda etajele de putere de radiofrecvenŃă.
3. Preamplificatorul de radiofrecvenŃă (driverul) PARF are rolul de a amplifica semnalul
de radiofrecvenŃă până la nivelul necesar excitării etajului final de emisie.
4. Etajul final (EF) este etajul de putere care furnizează semnalul necesar excitării
sistemului radiant (antena) prin intermediul liniei de transmisiune (fider) şi a unui circuit de
adaptare CA.
5. Circuitul de adaptare (CA) realizează adaptarea impedanŃei de ieşire a etajului final
cu impedanŃa antenei de emisie, în scopul transferului total al puterii de la etajul final în antenă.
6. AJF este un amplificator de joasă frecvenŃă (frecvenŃă audio), care aduce semnalul
furnizat de microfon la nivelul necesar pentru a realiza modulaŃia.
7. Sursa de mesaj s(t) reprezintă sursa de la care provine informaŃia care trebuie
transmisă cu ajutorul emiŃătorului. Ea poate fi, de exemplu, un microfon (pentru transmisii în
fonie), un terminal telex, o sursă de date numerice (pentru transmisii de date) etc.
8. Sistemul de răcire, blocul de alimentare, blocul de comandă şi semnalizare (BCS)
sunt echipamente auxiliare, absolut necesare pentru funcŃionarea corectă a emiŃătorului.
În această schemă bloc a fost figurată şi operaŃia de modulaŃie, care este o operaŃie
esenŃială într-un emiŃător, întrucât prin această operaŃie mesajul de transmis (informaŃia) este
67
inclusă (suprapusă) în/pe vectorul care o vehiculează, adică purtătoarea de radiofrecvenŃă. Se
observă că, în această reprezentare cu totul schematică, au fost figurate doar două tipuri de
modulaŃie, folosite cu precădere în radiocomunicaŃiile maritime şi anume modulaŃia de
amplitudine AM (AM – Amplitude Modulation) şi modulaŃia de frecvenŃă FM (FM – Frequency
Modulation).
5.1.1. Clasificarea emiŃătoarelor
În prezent există o varietate enormă de tipuri de emiŃătoare, pornind de la emiŃătoare
miniaturale de dimensiunile unui bob de mazăre, până la emiŃătoarele de radiodifuziune, care
ocupă spaŃii mari, ca să ne referim doar la dimensiunile fizice şi puterea acestora.
Nu există un criteriu exhaustiv de clasificare a emiŃătoarelor şi de aceea, în cele ce
urmează, vor fi trecute în revistă câteva criterii mai folosite. Astfel, emiŃătoarele se pot clasifica:
1. După puterea de ieşire PE:
- de foarte mică putere PE < 3W
- de putere mică PE = 3÷100W
- de putere medie PE = 100÷300W
- de putere mare PE = 1÷100KW
- de foarte mare putere PE = 100KW
2. După gama frecvenŃelor de lucru, există emiŃătoare pentru:
- unde lungi UL (LF), când λ = 10Km ÷ 1Km
- unde medii UM (MF), când λ = 1000m ÷ 100m
- unde scurte US (HF), când λ = 100m ÷ 10m
- unde ultrascurte (metrice) (VHF), când λ = 10m ÷ 1m
- unde decimetrice
- microunde ş.a.m.d.
3. După tipul semnalului de modulaŃie, emiŃătoarele pot fi:
- pentru radiotelegrafie
- pentru radiotelefonie
- pentru radiodifuziune sonoră
- pentru televiziune etc.
4. După destinaŃie, există emiŃătoare:
- de radiodifuziune
- pentru radiolegături (telegrafice, telefonice etc.)
- de radionavigaŃie (radiobalize, radiofaruri) etc.
68
5.1.2. Principii constructive în realizarea emiŃătoarelor
Orice emiŃător cuprinde un bloc în care este generată frecvenŃa purtătoare. Acest bloc
poate să conŃină unul sau mai multe etaje şi este în mod evident, blocul principal care intră în
construcŃia unui emiŃător, de stabilitatea şi precizia cu care este generată oscilaŃia purtătoare,
depinzând performanŃele emiŃătorului.
După modul în care se realizează oscilaŃia purtătoare, există 3 tipuri de emiŃătoare:
a) emiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă
b) emiŃătoare cu schimbare (conversie) de frecvenŃă
c) emiŃătoare cu sintetizare de frecvenŃă.
Evident, schema bloc a emiŃătoarelor va fi funcŃie de modul în care se realizează
oscilaŃia purtătoare.
5.2. EmiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă
Multiplicarea de frecvenŃă este un procedeu care constă în obŃinerea la ieşirea unui
etaj numit multiplicator de frecvenŃă a unei oscilaŃii care are o frecvenŃă de n ori mai mare decât
frecvenŃa oscilaŃiei aplicată la intrarea acestuia.
Avantajul procedeului ar consta în faptul că benzile de lucru alocate radiocomunicaŃiilor
navale în unde scurte reprezintă frecvenŃe care sunt multiplii întregi ale unor fervenŃe conŃinute
într-o bandă dată şi deci prin multiplicarea unei frecvenŃe scăzute alese în mod adecvat se pot
genera oscilaŃii purtătoare în alte game de lucru.
De exemplu, benzile de frecvenŃe folosite în radiocomunicaŃii maritime în gama undelor
scurte (US) sunt: 4, 6, 8, 12, 16, 22, 25MHz. Deci, dacă se va genera o frecvenŃă de 2MHz, prin
dublare, respectiv prin triplare se obŃin 4MHz, respectiv 6MHz.
a) Un dezavantaj al multiplicării de frecvenŃă este creşterea alunecării de frecvenŃă
a oscilaŃiei purtătoare. Dacă f0 este frecvenŃa purtătoare iar ∆f reprezintă variaŃia frecvenŃei f0
datorată unor factori perturbatori (de exemplu variaŃia de temperatură), noua frecvenŃă va fi:
f = f0 +∆f (unde ∆f>0 sau ∆f<0).
∆f reprezintă abaterea absolută de frecvenŃă (alunecarea de frecvenŃă) şi se măsoară în
Hz. Mai concludent este însă raportul ∆f/ f0 numit abaterea relativă de frecvenŃă, care este un
număr şi care se exprimă, uneori, în procente.
∆f / f0 defineşte stabilitatea frecvenŃei unui emiŃător. Cu cât acest raport este mai mic, cu
atât emiŃătorul este mai stabil.
În cazul multiplicării de frecvenŃă se păstrează neschimbat raportul ∆f/f0 dar se măreşte
abaterea de frecvenŃă ∆f. Într-adevăr, dacă considerăm un oscilator care are f0 = 4000KHz şi o
69
alunecare de frecvenŃă ∆f = 400Hz, raportul ∆f/f0 = 10-4, frecvenŃa putând fi cuprinsă între 4000
şi 4000,400KHz (s-au considerat numai ∆f > 0). După o multiplicare cu 2, frecvenŃa va fi
cuprinsă între f0’ = 8000KHz şi 8000,800KHz, deci ∆f’ = 800Hz.
Deşi alunecarea de frecvenŃă s-a dublat, stabilitatea ∆f’/f0’=10-4 a rămas aceeaşi.
Creşterea alunecării de frecvenŃă ∆f nu este de dorit, mai ales în cazul transmisiilor BLU, când
la recepŃie trebuie refăcută purtătoarea şi când o multiplicare exagerată a frecvenŃei va crea
dificultăŃi.
b) Un alt dezavantaj al multiplicării de frecvenŃă este acela că nu se poate aplica unor
oscilaŃii modulate în amplitudine de tip MA–DBL-PS sau MA–BLU-PS, întrucât multiplicarea
este o operaŃie neliniară, în urma căreia rezultă o mulŃime de frecvenŃe, frecvenŃa dorită fiind
selectată, de obicei, cu ajutorul unor filtre acordate.
Orice oscilaŃie modulată conŃine o serie de componente laterale. La ieşirea din
multiplicator se obŃin nu numai armonicile componente ci şi combinaŃii (sume sau diferenŃe) ale
acestora. Unele din aceste combinaŃii au frecvenŃele apropiate de frecvenŃa de acord a
circuitului de la ieşirea multiplicatorului şi de aceea nu pot fi eliminate, rămânând la ieşirea
multiplicatorului ca nişte componente nedorite. OscilaŃia de la ieşirea multiplicatorului va fi în
acest caz puternic distorsionată.
Exemplu
Să presupunem că pentru generarea unui semnal MA-DBL se folosesc f0 = 100KHz
(purtătoarea) şi fm = 1KHz sinusoidal (semnalul modulator). După modulare MA rezultă cele 3
componente spectrale având frecvenŃele: 99KHz; 100KHz; 101KHz.
După o dublare de frecvenŃă rezultă f0’ = 200KHz. Se obŃin componentele spectrale cu
frecvenŃele de 198; 200; 202KHz (în primul rând armonicile de ordin I). Suma armonicilor de
ordin I va fi:
99 + 100 = 199KHz; 99 + 101 = 200KHz; 100 + 101 = 201KHz.
DiferenŃa dintre armonica III-a a fiecărei oscilaŃii şi una din armonicile I ale uneia din cele
2 oscilaŃii va fi:
297- 100 = 197KHz; 297 – 101 = 196KHz; 300 – 99 = 201KHz; 300 – 102 = 198 KHz;
303 – 100 = 203KHz.
La ieşire există deci o serie de componente nedorite având frecvenŃele: 198; 197; 196;
195; 202; 203; 204; 205KHz ş.a.m.d. După demodulare, în afară de frecvenŃa semnalului
modulator de 1KHz vor apărea şi frecvenŃele corespunzătoare noilor componente laterale:
2KHz; 3KHz; ş.a.m.d. Aceste oscilaŃii sunt armonici ale frecvenŃei de 1KHz şi reprezintă
distorsiuni neliniare ce nu pot fi eliminate.
În cazul în care oscilaŃia este modulată cu un întreg spectru audio (nu cu un singur
semnal sinusoidal de frecvenŃă fm de 1KHz) analiza se complică, dar concluzia este aceeaşi.
70
Concluzii
1. Prin multiplicarea de frecvenŃă a unei oscilaŃii modulate în amplitudine MA, apar
distorsiuni neliniare inadmisibile.
2. ModulaŃia în amplitudine (MA) trebuie să se facă în mod obligatoriu după ce s-a făcut
multiplicarea de frecvenŃă.
Aceste concluzii sunt cu atât mai mult valabile în cazul semnalelor MA-BLU-PS.
Cu totul alta este situaŃia în cazul emiŃătoarelor cu MF. Aici modulaŃia purtătoarelor se
realizează (de obicei) în oscilator, modificându-se frecvenŃa de lucru a acestuia în ritmul
oscilaŃiei modulatoare. Prin multiplicarea de frecvenŃă nu se produc distorsiuni, ci doar se
măreşte deviaŃia de frecvenŃă ∆f, ceea ce, de data aceasta este un efect util, oscilatorul
funcŃionând cu deviaŃie de frecvenŃă redusă, deci cu distorsiuni foarte mici.
5.2.1. Multiplicatoare de frecvenŃă Multiplicarea de frecvenŃă se bazează în esenŃă pe folosirea caracteristicii statice
profund neliniară a unor dispozitive semiconductoare – diode, tranzistoare bipolare, tranzistoare
cu efect de câmp. Când tranzistorul (sau dispozitivul semiconductor) funcŃionează în regiunea
neliniară a caracteristicii sale, la ieşire semnalul este puternic distorsionat şi conŃine numeroase
armonici. Folosind filtre sau circuite acordate pe frecvenŃa armonicii care se doreşte să se
separe, aceasta este extrasă din semnalul care apare la ieşirea multiplicatorului.
Fig. 5.3. Multiplicator de frecvenŃă cu tranzistor (a) şi
diagrama multiplicării de frecvenŃă (b)
Din motive de randament, pentru un etaj nu se foloseşte un ordin de multiplicare mai
mare de 3. În plus, este mai uşor de selectat o armonică de ordin mai mic, deoarece
amplitudinea acesteia este mai mare în spectrul semnalului de la ieşirea multiplicatorului de
frecvenŃă).
C1
C2
Q1
f
+Ec
nf
nf
ic
uBE0
t
tf
f0
71
În general, pentru o mai bună separare a armonicilor se utilizează o schemă în
contratimp (push-pull) pentru multiplicatoarele de ordin impar (3 – 5), care elimină armonicile
pare, sau o schemă specială (push-push), pentru multiplicările de ordin par (2 - 4), aceasta
eliminând armonicile impare.
5.2.2. Scheme practice de multiplicatoare de frecvenŃă
Principiul care stă la baza multiplicării de frecvenŃă, indiferent că se realizează cu diode,
cu tranzistoare bipolare sau cu tranzistoare cu efect de câmp (FET), este distorsionarea formei
de undă care se aplică la intrarea dispozitivului, prin folosirea acestuia în regiunea neliniară
(exponenŃială sau pătratică) a caracteristicii statice. Descompunerea în serie Fourier a
semnalului de la ieşire (de exemplu, în cazul redresării monoalternanŃă la multiplicatorul cu
diode sau la montajele push-pull, în care tranzistoarele funcŃionează în clasă AB sau B) arată
existenŃa tuturor armonicilor posibile.
Fig. 5.4. Dublor cu diode şi tranzistor bipolar
Fig. 5.5. Schemă de dublor în push-push realizat cu
tranzistoare cu efect de câmp
În cazul schemei din fig. 5.5, FET-urile sunt polarizate în regiunea de început, de formă
pătratică, a caracteristicii. Cu ajutorul potenŃiometrului BAL se minimizează amplitudinea
L1
1
2 L2
1
2
SRF
1
2
C1
C2
C3
C4
C5Q1
D1
D2
R1
R2R3
f
+E
2f2f
C6
1n
1
2
1
2
1
2R1
C1
C2
C3
C4
Q1
Q2
f
Vdd
2f
2f
72
fundamentalei. Se observă că porŃile sunt excitate în push-pull (în contratimp), iar drenele sunt
în paralel (în fază). Aceasta face ca armonica a 2-a să fie în fază la cele 2 ieşiri, iar
fundamentala (armonica I) să fie atenuată practic total.
În fig. 5.6 este prezentat un dublor de frecvenŃă cu tranzistor bipolar, funcŃionând în
clacă C.
Fig. 5.6. Dublor de frecvenŃă cu tranzistor bipolar
Randamentul tipic al unui dublor de acest tip este de 50%, al unui triplor de acest tip
este de 33%, iar a unui cvadruplor este de 25%. Priza de ieşire a colectorului se alege astfel
încât să ofere cel mai bun compromis între puterea de ieşire şi puritatea spectrului.
În cazul triplorului în push-pull realizat cu tranzistoare bipolare din fig. 5.7, atât intrarea
cât şi ieşirea sunt în push-pull.
PotenŃiometrul BAL foloseşte la minimizarea în mod egal a tuturor armonicilor din
spectrul semnalului de ieşire.
Fig. 5.7. Triplor de frecvenŃă în push-pull cu tranzistoare bipolare
Se observă că tranzistoarele nu sunt alimentate în circuitul de bază; iar acest mod de
polarizare plasează tranzistoarele într-un regim de funcŃionare clasă C, pentru producerea cât
mai eficientă a armonicii a 3-a.
Q1
L1
1
2
1
2
L3
1
2
C1C4
C5
C6
f 2f
VCC
Q2
Q3
C2C3
C7
C8
R1f
VCC
Bal
3f
73
5.2.3. Scheme de emiŃătoare cu multiplicare de frecvenŃă
Schema bloc a unui emiŃător MA cu multiplicare de frecvenŃă (fig. 5.8.) este constituită,
în principiu, dintr-un oscilator O care generează frecvenŃa purtătoare, urmat, de obicei, de un
etaj separator ES (buffer), care are rolul de a separa oscilatorul de restul emiŃătorului, în scopul
asigurării unei stabilităŃi de frecvenŃă cât mai bune. Mutiplicarea de frecvenŃă se realizează într-
un etaj multiplicator de frecvenŃă. ModulaŃia semnalului purtător se realizează în etajul final,
deci la nivel mare.
Fig. 5.8. Schema bloc a unui a unui emiŃător MA cu multiplicare de frecvenŃă
EmiŃătorul MF cu multiplicare de frecvenŃă funcŃionează pe acelaşi principiu, cu
deosebirea că modulaŃia nu se poate realiza decât pe oscilator, deci la nivel mic de semnal.
Altfel, după etajul separator ES, influenŃarea frecvenŃei purtătoare nu se poate obŃine decât prin
multiplicare.
Fig. 5.9. Schema bloc a unui a unui emiŃător MF cu multiplicare de frecvenŃă
5.3. EmiŃătoare cu schimbare de frecvenŃă
Prin schimbarea (conversia) frecvenŃei în echipamentele de radioemisie se înŃelege, de
regulă, multiplicarea unei semnal purtător de radiofrecvenŃă (RF) cu un semnal provenit de la un
oscilator local (OL sau VFO), având o frecvenŃă mult mai mică, sau de la un generator de bandă
laterală unică (BLU). OperaŃia se realizează în circuite electronice la ieşirea cărora se obŃine
într-un fel sau altul, produsul semnalelor de intrare. Aceste circuite pot fi încadrate, prin urmare,
O ES ARF fnf
PA EF
Mic
A
MA AAF
O ES ARF fnf
PA EF
MAAAFMic
A
74
în clasa multiplicatoarelor de semnal, putând fi identificate 3 subclase de circuite cu anumite
similarităŃi:
- multiplicatoare analogice
- mixere
- modulatoare (echilibrate)
Multiplicatorul analogic furnizează la ieşire produsul linear al semnalelor (tensiunilor) de
intrare. Deşi, teoretic, multiplicatorul analogic pare soluŃia ideală, în practică este puŃin utilizat
pentru că, datorită intrărilor lineare, factorul de zgomot este mare.
Mixerele pot fi implementate pe mai multe căi, utilizând componente de circuit neliniare
atât active cât si pasive. Virtual, orice element neliniar poate fi utilizat drept mixer (diodă
semiconductoare, tranzistor bipolar, FET, MOSFET cu dublă poartă, tub electronic etc.).
Evaluarea performanŃelor unui mixer se poate face după diverşi indicatori: câştig,
atenuare de conversie, factor de zgomot, izolarea porturilor, liniaritate, consum de putere etc.
În modulatoare (denumite si modulatoare echilibrate sau dublu echilibrate), cele două
intrări, fie X şi Y, generează la ieşirea W produsul dintre Y şi semnul lui X: W = Y·sgn(X). Un
bun modulator are pe calea de semnal o liniaritate foarte bună, iar ideal, un modulator pasiv are
factorul de zgomot unitar.
În momentul de faŃă, cele mai utilizate procedee prin care se realizează schimbarea de
frecvenŃă în emiŃătoare sunt:
a) Schimbarea de frecvenŃă prin procedeul aditiv (prin mixare)
b) Schimbarea de frecvenŃă prin procedeul multiplicativ
În radioreceptoare se utilizează şi un al 3-lea tip de schimbător de frecvenŃă –
convertorul autooscilant – care nu este performant.
5.3.1. Schimbarea frecvenŃei prin mixare
În radiocomunicaŃii şi în procesarea semnalelor, prin mixare se înŃelege amestecul sau
multiplicarea a două semnale de frecvenŃe şi amplitudini diferite.
În emiŃătoare, pentru a se realiza schimbarea de frecvenŃă prin mixare, semnalul de
radiofrecvenŃă care trebuie emis în eter fs se amestecă într-un circuit numit schimbător de
frecvenŃă (SF) sau mixer (M, MIX) cu un semnal fo furnizat de un oscilator local OL, sau de un
generator de bandă laterală unică BLU.
Fig. 5.10. Simbolizarea schimbării de frecvenŃă SF (M)
Semnal 1
Semnal 2
Out SF(M)
Semnal 2
Semnal 1 Out
75
Mixarea (schimbarea de frecvenŃă), care presupune multiplicarea a două semnale, se
bazează pe următoarea identitate trigonometrică:
În stânga egalităŃii este produsul celor două sinusoide care se mixează, iar în partea
dreaptă este semnalul rezultant, care reprezintă două (co)sinusoide, una de frecvenŃă sumă, iar
cealaltă având ca frecvenŃă diferenŃa frecvenŃelor celor două semnale mixate.
Folosind această identitate trigonometrică, rezultatul multiplicării a două semnale
sinusoidale de forma s1(t) = sin(2πf1t) şi s2(t) = sin(2πf2t) va avea expresia:
Se observă că rezultatul mixării celor două semnale sinusoidale reprezintă un semnal
complex care conŃine atât suma cât şi diferenŃa celor două semnale mixate. În esenŃă, acest
semnal este un semnal având ca frecvenŃă suma frecvenŃelor celor două semnale sinusoidale
(f1 + f2), modulat în amplitudine cu un semnal având ca frecvenŃă diferenŃa celor două frecvenŃe
(f1 - f2) (fig. 5.11). Trebuie spus că în cazul unui SF ideal, la ieşirea sa ar trebui să apară numai
cele două produse de conversie: f1 ± f2.
În cazul în care semnalele mixate f1 şi f2 sunt sinusoidale, datorită faptului că mixerele
nu sunt dispozitive ideale, la ieşirea lor se obŃin produse liniare de mixare de forma următoare:
f1; f2; f1 – f2; f1 + f2 f2 ± 2f1; f2 ± 3f1…..ş.a.m.d.
adică combinaŃii de tipul mf2 ± nf1.
Fig. 5.11. Ilustrarea grafică a a procesului de mixare
În realitate, la intrările unui mixer (schimbător de frecvenŃă) dintr-un emiŃător se aplică 2
semnale oarecare f1 şi f2, unul dintre acestea fiind purtătoarea, iar celălalt având un spectru de
frecvenŃe relativ larg (un semnal de audiofrecvenŃă sau un semnal BLU). În acest caz, semnalul
de la ieşirea mixerului va conŃine toate combinaŃiile liniare (produsele) de mixare ale acestora,
76
deci un spectru larg de produse de mixare. Dintre aceste combinaŃii, cele mai importante sunt
suma (f1 + f2) şi diferenŃa (f1 – f2) celor două semnale mixate. Oricare dintre aceste semnale
poate fi extras folosind un filtru de bandă adecvat, plasat la ieşirea mixerului. În cazul recepŃiei,
diferenŃa semnalelor mixate se numeşte frecvenŃă intermediară fi iar extragerea ei constituie
principiul fundamental al funcŃionării radioreceptoarelor superheterodină, unde cele două
semnale mixate sunt semnalul de radiofrecvenŃă recepŃionat şi semnalul provenit de la
oscilatorul local OL al receptorului.
În cazul emiŃătoarelor poate fi folosită combinaŃia sumă, care reprezintă, de fapt,
semnalul purtător modulat în amplitudine cu semnalul modulator. În emiŃătoarele cu BLU, de
exemplu, mixarea se realizează, de obicei, între semnalul purtător de radiofrecvenŃă fRF care va
fi emis în eter şi semnalul provenit de la generatorul de BLU, de frecvenŃă joasă, care este
semnalul modulator. În cazul în care semnalele mixate f1 şi f2 sunt sinusoidale, datorită faptului
că mixerele nu sunt dispozitive ideale, la ieşirea lor se obŃin produse liniare de mixare (fig. 5.12)
de forma următoare:
f1; f2; f1 – f2; f1 + f2 f2 ± 2f1; f2 ± 3f1…..ş.a.m.d.
adică combinaŃii de tipul mf2 ± nf1.
Fig. 5.12. Produse de mixare
Cu ajutorul unui filtru cu cuarŃ sau ceramic sau a unui circuit acordat paralel LC, care
reprezintă sarcina etajului schimbător de frecvenŃă, dintre produsele de mixare se selectează
numai frecvenŃa (banda de frecvenŃă) dorită.
Prin operaŃia de mixare se realizează, de fapt, o translatare a spectrului semnalului util
(modulator) la/de la frecvenŃa semnalului purtător de RF. Această translatare a spectrului
semnalului util poate fi însoŃită şi de inversarea sa.
Fig. 5.13. TranslaŃia spectrului semnalului f2
77
Schimbătoarele de frecvenŃă reale generează şi produse parazite de mixare, ceea ce
înseamnă că în spectrul semnalului de la ieşirea lor, pe lângă suma şi diferenŃa semnalelor
mixate apar şi o serie de armonici (produse de mixare) nedorite. Acest efect este cu atât mai
supărător în cazul în care unul din semnalele aplicate la intrarea SF este un semnal modulat
(MA-BLU sau MA-DBL-PS), situaŃie în care există practic o infinitate de produse de multiplicare
nedorite.
5.3.2. Scheme practice de schimbătoare de frecvenŃă (SF)
În prezent, în construcŃia emiŃătoarelor se folosesc multe tipuri de schimbătoare de
frecvenŃă, utilizând procedeul aditiv:
a) Mixere cu diode, ale cărui avantaje nu sunt neglijabile: sunt simple, au zgomot
redus (componentele pare se anulează reciproc). Diodele lucrează în porŃiunea de curbură
pronunŃată a caracteristicii. Dezavantajele acestui tip de mixer sunt: atenuarea de inserŃie mare
şi amplificarea redusă. Acest tip de mixer este considerat mixer pasiv, deoarece diodele nu
amplifică semnalul şi funcŃionează în scheme fără polarizare.
b) Schimbătoare de frecvenŃă (mixere) cu un tranzistor bipolar
c) Schimbătoare de frecvenŃă în comutaŃie cu tranzistoare bipolare, care folosesc, de
regulă, 2 tranzistoare funcŃionând în push-pull, într-o configuraŃie echilibrată. Avantajele acestui
tip de schimbătoare de frecvenŃă sunt dinamica extinsă şi pierderi de inserŃie foarte mici.
d) În scopul reducerii zgomotului şi a distorsiunilor de intermodulaŃie, se folosesc
schimbătoare de frecvenŃă cu tranzistoare JFET sau MOSFET, având la bază procedeul aditiv.
e) În ceea ce priveşte procedeul schimbării de frecvenŃă de tip multiplicativ, acesta este
un procedeu modern care, odată cu apariŃia circuitelor integrate, se foloseşte pe scară largă,
fiind caracteristic mixerelor echilibrate de tranconductanŃă sau mixerelor dublu echilibrate cu
celulă Gilbert.
Fig. 5.14. Mixer echilibrat în push-pull, cu tranzistoare bipolare.
78
a)
b)
Fig. 5.15. Procedee aditive de amestec, utilizând etaje SF cu FET (a)
şi MOSFET cu poartă dublă (b)
Fig. 5.16. Mixer echilibrat în inel cu JFET
Fig. 5.17. Mixer simplu cu diode şi mixer în comutaŃie inversat, cu diode (în inel),
utilizând transformatoare cu priză mediană
C1
100p
C23p
C310n
C4
R11M
R22,7k
Q1
+12V
OL
RF
FTBMPF105
Q2
C610p
C75n
C8 C9C10
FTB
R4
1k
R52,2k
3N141
+12V
RF
OL
OutG2
G1
Q1
Q2
R1
R2
R3
R4
R5
R6
C1
C2
C3C4
R7
R8
OL
OUTRF
+Ed
5,5V
69MHz0,1 - 30MHz
79
5.3.3. Scheme de emiŃătoare cu schimbare de frecvenŃă
Multiplicarea de frecvenŃă nu poate fi folosită în toate situaŃiile. În transmisiile cu BLU
(SSB) ar fi multiplicate şi benzile laterale, astfel că intervalul de frecvenŃă faŃă de purtătoare ar
creşte şi el, iar la recepŃie nu s-ar mai putea recunoaşte semnalul original.
Exemplu
Un emiŃător SSB cu PS este modulat în BLS cu semnale modulatoare f1 = 1KHz şi f2 =
2KHz şi având o purtătoare de f0 = 7.100KHz. La ieşire, prin modulare MA se vor obŃine
componentele laterale superioare cu frecvenŃele de 7.101KHz şi 7.102KHz. Prin dublarea
frecvenŃei se obŃin:
f0’ = 14.200KHz – frecvenŃă purtătoare ce va fi suprimată
f1 = 14.202KHz; f2 = 14.204KHz – frecvenŃele laterale superioare
La recepŃie se vor obŃine două frecvenŃe laterale distanŃate la un interval de 2KHz sau
4KHz, în loc de 1KHz şi 2KHz, deci banda ocupată va fi dublă.
Pentru a nu se modifica frecvenŃa semnalului modulator, emiŃătoarele SSB (şi nu numai)
folosesc pentru obŃinerea frecvenŃei purtătoare procedeul numit mixare (heterodinare).
Schema bloc a unui emiŃător SSB funcŃionând pe principiul mixării frecvenŃelor este
prezentată în fig. 5.18.
Fig. 5.18. Schema bloc a unui emiŃător SSB funcŃionând
pe principiul mixării frecvenŃelor
FuncŃionare
Semnalul de AF provenind de la microfon este amplificat şi aplicat, împreună cu
semnalul f2 provenit de la un oscilator cu cuarŃ OL, unui modulator echilibrat MEQ la ieşirea
căruia se obŃin cele 2 benzi laterale, purtătoarea fiind suprimată. Filtrul trece bandă SSB taie
banda laterală inferioară BLI, la ieşirea lui obŃinându-se banda laterală superioară BLS, adică
semnalul SSB. Acest semnal nu poate fi transmis ca atare în eter, întrucât frecvenŃa
oscilatorului cu cuarŃ, de obicei, nu se află printre frecvenŃele adecvate transmisiilor (de regulă
frecvenŃa OL este în jur de 9MHz). De aceea, acest semnal este mixat cu semnalul f1 dat de un
oscilator cu frecvenŃă variabilă OL Sintez. La ieşirea acestui SF se obŃin suma şi diferenŃa celor
2 semnale, ca în modulaŃia de amplitudine cu ambele benzi laterale MA-DBL.
AAF MODEQ
FTB SF PARF
VFO
EF
OL
80
De exemplu, dacă OL Sintez generează un semnal f1 de 3MHz, la ieşirea schimbătorului
de frecvenŃă SF se obŃine un semnal (sumă) având frecvenŃa 9 + 3 = 12MHz şi un semnal
(diferenŃă) cu frecvenŃa 9 MHz – 3 MHz = 6MHz.
Evident, la ieşirea SF apar şi alte produse de mixare şi de aceea este necesar ca
semnalele dorite să fie selectate cu ajutorul unor filtre (cu circuite acordate, ceramice, cu cuarŃ).
Trebuie remarcat faptul că abaterile absolute de frecvenŃă ale celor 2 oscilatoare - ∆f1 şi
∆f2 - se adună:
∆f = ∆f1 + ∆f2 (5.1)
iar stabilitatea în frecvenŃă a semnalului rezultat prin mixare este:
21
21
0ff
ff
f
f
+
∆+∆=
∆ (5.2)
Se poate demonstra matematic că aceasta este cuprinsă între stabilităŃile celor 2
oscilatoare - ∆f1/f1 şi ∆f2/f2.
Fig. 5.19. VariaŃia abaterii relative de frecvenŃă a oscilaŃiei
rezultate la ieşirea SF, funcŃie de f2/f1.
S-a presupus că f2 > f1 şi că oscilatorul O(f2) este mai stabil.
Se observă că, cu cât f2 este mai mare faŃă de f1, cu atât stabilitatea oscilaŃiei la ieşirea
mixerului SF este mai mare.
Concluzie
Prin mixare se poate mări stabilitatea frecvenŃei semnalului emis, alegând ca oscilator
de frecvenŃă fixă f2 un oscilator de înaltă stabilitate (pe cuarŃ), având f2 > f1. Oscilatorul VFO
este, de obicei, un oscilator cu o stabilitate de frecvenŃă mai redusă. Avantajul schimbării de
frecvenŃă prin mixare este acela că una din cele 2 oscilaŃii poate fi modulată MA-DBL sau MA-
BLU, oscilaŃia de la ieşirea mixerului având un spectru fără componente parazite, dacă mixerul
este corect proiectat şi reglat.
f2/f1
∆∆∆∆f1/f1
∆∆∆∆f/f0
0 1 2 3 4 5 6
∆∆∆∆f2/f2
81
5.4. EmiŃătoare cu sintetizare de frecvenŃă
ApariŃia circuitelor integrate PLL a făcut posibilă realizarea unor circuite sintetizoare de
frecvenŃă care generează o adevărată reŃea de frecvenŃe foarte stabile, la un interval de 1KHz
sau chiar 100Hz. În esenŃă, în aceste circuite, frecvenŃa unui singur oscilator foarte stabil, pilotat
pe cuarŃ, se prelucrează prin multiplicări şi divizări multiple, însumări algebrice etc., rezultând în
final frecvenŃa sau frecvenŃele dorite, având practic aceeaşi stabilitate cu frecvenŃei cristalului
de cuarŃ. ConŃinutul de armonici parazite ale unui astfel de sintetizor este foarte redus iar
stabilitatea de frecvenŃe este excelentă.
Schema bloc a unui emiŃător SSB cu sintetizor de frecvenŃă (fig. 5.20) va cuprinde mai
multe blocuri funcŃionale. Astfel, primul bloc este generatorul de BLU, constituit din
- generatorul de semnal modulator (microfon)
- amplificatorul de audio frecvenŃă cu banda de 200 – 3500Hz
- modulatorul echilibrat
Urmează apoi un FTB pentru extragerea benzii superioare (sau inferioare) şi
suprimarea restului de purtătoare.
Prin schimbarea de frecvenŃă, semnalul SSB rezultat este translatat în banda care se
transmite cu ajutorul unui mixer M (SF) şi a unui oscilator local OL cu frecvenŃa sintetizată.
Banda de frecvenŃă dorită se alege cu ajutorul unui amplificator AFI2 şi a unui filtru de bandă F,
realizat, de obicei, cu cuarŃ.
Oscilatorul local OL, cu sinteză de frecvenŃă, este folosit pentru generarea semnalului de
radiofrecvenŃă pentru BLU. El este urmat de un amplificator de RF (ARF), care conŃine un filtru
de bandă cu cristal de cuarŃ, pentru extragerea semnalului folosit la emisie.
Fig. 5.20. Schema bloc a unui emiŃător SSB cu sintetizor de frecvenŃă
Amplificatorul liniar AL, care este un amplificator final de putere de RF, amplifică
semnalul până la nivelul necesar în antenă. Circuitele de cuplaj cu antena CCA şi circuitul de
protecŃie CP servesc la acordul etajului final cu antena şi la decuplarea AL în cazul unui
scurtcircuit sau a unui cuplaj defectuos.
OL
MODEQ
AAF
FiltruSSB
A1+Filtru
A2+Filtru AL
CPOLSintez
CCA
A
Mic
LSB USB USB
82
La baza procedeului de sinteză a frecvenŃei folosit în acest tip de emiŃător stă principiul
buclei cu calare pe fază (PLL), descris pe scurt în cele ce urmează.
5.4.1. Descrierea blocurilor componente ale circuitului PLL
PLL reprezintă abrevierea denumirii unui circuit de reglare a frecvenŃei folosit în
electronică şi denumit “buclă cu calare pe fază” – Phase Locked Loop.
Circuitul PLL poate fi privit ca un sistem de reglaj automat a frecvenŃei fo a unui oscilator
(figura 5.16). Această frecvenŃă trebuie să rămână egală cu o valoare prescrisă fs, indiferent de
perturbaŃiile P(t) care acŃionează în sistem (zgomote externe, variaŃia parametrilor generatorului
sub influenŃa temperaturii etc.).
Fig. 5.21. Principiul de funcŃionare a unui circuit pentru
reglajul automat al frecvenŃei
Eroarea e (e = fo - fs) este prelucrată de un element de comparaŃie EC după o anumită
lege, până se ajunge la egalitatea fo = fs. Se spune că în acest moment sistemul s-a calat pe
frecvenŃa fs (s-a calat pe fază). Deci, pentru a realiza un circuit PLL sunt necesare următoarele
blocuri (figura 5.17):
- un element de comparaŃie CP pentru cele două frecvenŃe (un comparator de fază);
- un oscilator comandat în tensiune (OCT – VCO Voltage Controlled Oscilator în limba
engleză) de către semnalul de eroare furnizat de elementul de comparaŃie CP;
- un filtru-trece-jos FTJ pentru filtrarea tensiunii de comandă a oscilatorului OCT.
Fig. 5.22. Structura unui circuit PLL
ObservaŃii
1. Dacă diferenŃa e = fo – fs este prea mare, datorită caracteristicii filtrului-trece-jos
(FTJ), care este coborâtoare, informaŃia asupra erorii se pierde şi sistemul nu se calează.
CP FTJ OCTfs
f0
e=f0 - fs
Comparator
v0 f0
f0(e)
P(t)
e f0fsEC+
- f0
83
2. În cazul calării, fo ≅ fs şi tensiunea vo de la ieşirea CP acŃionează asupra OCT,
modificându-i frecvenŃa liberă de oscilaŃie în sensul apropierii de fs, până la sincronism.
3. Mărimile caracteristice ale unui circuit PLL sunt:
a) FrecvenŃa oscilaŃiei libere a OCT – este determinată de elemente de circuit (R, C);
b) Sensibilitatea OCT [exprimată în KHz/mV];
c) Banda de urmărire Bu;
d) Banda de captură Bc.
4. Întotdeauna, banda de urmărire este mai mică decât banda de captură: Bc < Bu.
În practică, elementul de comparaŃie CP din bucla cu calare pe fază (PLL) este constituit
dintr-un detector sensibil la fază, numit, mai simplu, detector de fază.
a) Oscilatorul comandat în tensiune VCO
În general, oscilatoarele comandate în tensiune OCT (VCO) folosite în buclele PLL se
bazează pe proprietatea joncŃiunii pn polarizate invers de a-şi modifica capacitatea de barieră în
funcŃie de tensiunea de polarizare.
Trebuie remarcat faptul că plaja de reglaj este destul de îngustă deoarece diodele
varicap de acord constituie numai o parte din capacitatea de acord a oscilatorului, restul fiind
realizat cu componente fixe L1C1, de foarte bună calitate şi cu un coeficient de temperatură
foarte redus.
În buclele PLL care intră în componenŃa sintetizoarelor de frecvenŃă de mare
performanŃă şi zgomot redus, VCO este înlocuit de un set de VCO comutabile, fiecare
acoperind o secŃiune din plaja de frecvenŃă necesară.
O altă metodă este folosirea unor diode de acord pentru fiecare gamă de frecvenŃă şi
comutatoare pentru circuite acordate LC pentru extinderea gamelor.
Fig. 5.23. Un VCO practic realizat cu diode varicap şi MOSFET
cu dublă poartă
84
b) Detector de fază (CP)
Detectorul de fază CP produce o tensiune de ieşire care depinde de faza dintre
semnalele de intrare. Tensiunea de ieşire poate fi pozitivă, negativă sau zero. De fapt, în CI-
PLL, tensiunea de la ieşirea detectorului de fază este nulă (U0 = 0) atunci când semnalele sunt
în cuadratură (defazate cu 90o).
Un detector de fază simplu poate fi realizat cu o poartă SAU-EXCLUSIV (fig. 5.25).
Fig. 5.25. Detector de fază cu poartă XOR: schemă,
forme de undă, caracteristica de transfer
ObservaŃii
1. Toate aceste detectoare de fază simple sunt de fapt mixere specializate. Dacă bucla
nu este “calată” şi VCO este departe de frecvenŃa de calare, atunci detectorul de fază CP
generează o tensiune oarecare, aflată undeva între 0 şi maxim, iar VCO oscilează pe o
frecvenŃă determinată de componentele externe de circuit. Se spune că în acest caz bucla nu
este „calată”. SoluŃia problemei este detectorul de fază şi frecvenŃă. Acesta este, de fapt, un
detector de fază funcŃionând într-o gamă extinsă, având o caracteristică de ieşire nerepetitivă.
Fig. 5.26. Detector de frecvenŃă şi fază (DFP) cu circuite logice:
schema de principiu şi caracteristici de ieşire
A
B
C Uc
A
C
B
Uc10
0
0
1
0 90 180 270 360-270 -180 -90
L1D1
T1
Q1
R1
L2D2
T2
Q2R2
1
0
VDD
VDD
f1
f2
0 0
Uc
ΦΦΦΦ
Uc
ωωωω-2ππππ −π−π−π−π
+π+π+π+π +2π+2π+2π+2π
P
85
2. Spre deosebire de detectoarele de fază CP, detectorul de frecvenŃă şi fază DFP
furnizează şi informaŃii asupra frecvenŃei semnalelor.
3. Detectoarele de fază simple se utilizează pentru bucle în care VCO se află tot timpul
în banda de captură, altfel fiind nevoie de circuite speciale de captare şi căutare.
4. DFP se folosesc în bucle care acoperă o bandă largă, întrucât ele furnizează şi
informaŃia de frecvenŃă. În situaŃia în care frecvenŃa semnalelor este diferită, apar impulsuri
numai pe una din ieşiri, în funcŃie de care intrarea care are frecvenŃa mai mare.
Sintetizorul de frecvenŃă
Este un circuit folosit în prezent pe larg la realizarea emiŃătoarelor şi receptoarelor, el
furnizând oscilaŃii cu frecvenŃa variabilă în trepte, într-o gamă foarte largă de frecvenŃă şi cu o
stabilitate ridicată în timp. Sintetizoarele utilizează una sau mai multe frecvenŃe de referinŃă
obŃinute de la oscilatoare stabilizate cu cristale de cuarŃ.
Parametrii caracteristici ai unui sintetizor de frecvenŃă sunt:
- tipul şi nivelul oscilaŃiilor
- stabilitatea frecvenŃelor
- gama frecvenŃelor furnizate
- numărul de frecvenŃe/canale sau numărul de trepte (paşi)
- rezoluŃia (valoarea treptei de frecvenŃă)
- timpii de stabilire a frecvenŃei după o comutare cu o treaptă şi între frecvenŃele
extreme
- modalitatea de setare a frecvenŃelor
- modalitatea de afişare a frecvenŃelor etc.
În prezent există mai multe metode de realizare a sintetizoarelor de frecvenŃă. Una
dintre cele mai utilizate, nu datorită performanŃelor referitoare la numărul de frecvenŃe, rezoluŃie
sau calitatea semnalului generat, ci datorită avantajelor oferite în privinŃa dimensiunilor,
consumului de energie şi preŃului de cost este metoda sintezei coerente indirecte, bazată pe
folosirea buclei cu calare pe fază – PLL.
Sinteza frecvenŃei cu circuite PLL conŃinând blocuri digitale se bazează pe principiul
multiplicării de frecvenŃă prin introducerea între OCT şi CP a unui divizor de frecvenŃă
programabil N. Această metodă de sinteză a frecvenŃei este ilustrată în schema din figura 5.22
şi ea permite, în principiu, obŃinerea oricărui multiplu, număr întreg sau fracŃionar, al unei
frecvenŃe de referinŃă. Folosind o frecvenŃă de referinŃă stabilizată pe cuarŃ şi divizată printr-un
număr fix M, la ieşirea acestui sintetizor se obŃine o frecvenŃă egală cu un multiplu N/M al
frecvenŃei de referinŃă.
Elementul cheie al sintetizorului de frecvenŃă îl constituie introducerea în bucla de
reacŃie a circuitului PLL a unui divizor de frecvenŃă programabil DP, care realizează o divizare a
frecvenŃei cu un număr oarecare N. Bucla este la sincronism atunci când:
86
fref = fo/N
unde N este factorul de divizare al divizorului programabil DP.
Din această relaŃie reiese clar că frecvenŃa OCT este un multiplu al frecvenŃei de
referinŃă fref:
fo = N fref
Fig. 5.27. Sintetizor de frecvenŃă cu circuit PLL
Modificând raportul de divizare N prin modul de programare a DP, sintetizorul va genera
un set de frecvenŃe distanŃate între ele, ecartul (pasul) dintre frecvenŃele generate fiind chiar fref.
Deoarece fref este un submultiplu al unei frecvenŃe stabilizate pe cuarŃ, iar fo este un multiplu al
acestei frecvenŃe, rezultă că aceasta va avea o precizie şi o stabilitate determinată numai de
stabilitatea şi precizia de fixare a frecvenŃei oscilatorului de referinŃă Oref. Uzual, stabilitatea
frecvenŃei la oscilatoarele cu cuarŃ este de ± 50 x 10-6, iar la cele termostatate este de ± 3 x10-6.
Pentru stabilirea ecartului (treptelor) de frecvenŃă, se poate alege, de exemplu:
fref = 1KHz pentru MA
fref = 10KHz pentru MF
Comanda divizorului programabil DP, respectiv stabilirea numărului N cu care se face
divizarea, este realizată de un bloc logic care are o structură asemănătoare cu a unui
microcontroler. Unitatea centrală a acestuia poate cuprinde, de exemplu, un microprocesor
standard de 4 biŃi, o zonă ROM în care se depune sistemul de operare, o zonă RAM pentru
operaŃiile necesare sistemului de operare şi memorarea posturilor selectate, facilităŃi de
intrare/ieşire.
De asemenea, prin intermediul porturilor de intrare/ieşire (I/O) se poate comanda
afişarea numerică a frecvenŃei de acord momentană.
Avantajele metodei:
- nu utilizează mixere urmate de filtre complicate;
- foloseşte blocuri digitale cu dimensiuni, consum de energie şi preŃuri reduse.
Dezavantaje:
- rezoluŃie scăzută (trepte mari de frecvenŃă);
DIV:M
Oref fcuartCP FTJ OCT
Divizorprogramabil
:N
fref
f0/N
f0
Intrări de control
fref=fcuart/M
=N/M fcuart
87
- limitare în frecvenŃă determinată de funcŃionarea divizoarelor programabile şi a
oscilatorul comandat în tensiune OCT (VCO).
PerformanŃele acestei metode de sinteză a frecvenŃei se pot îmbunătăŃi folosind două
sau 3 bucle PLL.
Folosind metode mai sofisticate de sintetizare a frecvenŃei se pot obŃine, evident,
rezultate mult superioare sau chiar spectaculoase. Dintre acestea, amintim metoda sintezei
catalitice coerente, cu cele două variante: metoda dublei mixări şi metoda triplei mixări.
Divizorul programabil
În principiu, un divizor programabil este constituit din:
e) un numărător programabil reversibil NP
f) un circuit de decodare
g) un circuit de comutare (comandă) CC
Fig. 5.28. Schema bloc a unui divizor programabil
Fig. 5.29. Schema bloc a unui sintetizor de frecvenŃă cu o buclă PLL
M – divizor de referinŃă; N – divizor programabil; CP – detector de fază;
A – amplificator de buclă
NPiesiri
Factor dedivizare
Intraripresetabile
ClockLoad
DECODOR
CC
Out
fin
VCO
M CP
FTJ
A
NX tal
fref
Controlnumeric
fout
Bucla PLL
fout/n
fref/m
88
5.4.2. Sintetizoare multibuclă
În aparatura de trafic radio de performanŃă, utilizarea unei singure bucle PLL este de
multe ori nesatisfăcătoare, atunci când se doreşte reglarea frecvenŃei sintetizorului în paşi
foarte mici (de exemplu paşi de 1KHz sau chiar de 100Hz). În aceste cazuri se utilizează
sintetizoare de frecvenŃă cu două sau mai multe bucle PLL (sintetizoare multibuclă).
În exemplul de mai jos se utilizează 3 bucle PLL pentru obŃinerea paşilor de frecvenŃă
doriŃi şi 2 bucle sumatoare Σ1 şi Σ2. Bucla sumatoare este de fapt o buclă PLL în care locul
divizorului de frecvenŃă este luat de un mixer M (schimbător de frecvenŃă) (fig. 5.30).
Fig. 5.30. Sintetizor de frecvenŃă cu 3 bucle PLL
Schema bloc a unei bucle sumatoare este prezentată în fig. 5.31.
Fig. 5.31. Buclă PLL de însumare
PLL144,8 - 74,7MHz
Data 10; 1; 0,1MHz
PLL219,8 - 29,7MHz
Data 10; 1 KHz
PLL320,0 - 29,9MHz
Data 100; 10 Hz
100
Σ Σ Σ Σ 2222
Σ Σ Σ Σ 1111
100O
X-tal
100KHz
Referinta
0,200-0,299MHz
45,00000 -74,99999 MHz
Out
DFP
FTJ
A
VCO 1
VCO 2
VCO n
FTJ
A
A
MIntrareVFOsau
Fine - stepsynthetizer
Coarse-stepsynthetizer
OL pentruMixerul Rx
OL pentruMixerul Tx
O sau
89
Un circuit practic folosit pentru sinteza frecvenŃei este sintetizorul de frecvenŃă cu o
buclă, prezentat în fig. 5.32.
Fig. 5.32. Schema bloc a unui sintetizor cu circuit PLL
pentru gama de 144MHz
ObservaŃie
ComparaŃia de fază în acest sintetizor de frecvenŃă se face la o frecvenŃă foarte mică
(1,0416KHz), pentru a se putea realiza paşi foarte mici de frecvenŃă.
5.5. Clase de lucru
Clasa de funcŃionare a unui etaj de amplificator de radiofrecvenŃă este definită de
(semi)unghiul de conducŃie (sau de deschidere) φ, adică de porŃiunea unghiulară a fiecărui ciclu
de comandă în RF, în grade (radiani), în timpul căreia, prin dispozitivul respectiv circulă curentul
de placă, drenă sau colector.
Acest unghi de conducŃie determină:
h) amplificarea etajului
i) randamentul
j) liniaritatea
k) impedanŃele de intrare şi ieşire.
VFO
4
N2
CP
N1(960)OR
FTJ
x6VCO24 - 24,333MHz
1MHz
1MHz
144 - 146MHz
f1=1,0416KHz
f2=6 - 6,0833MHz
f3=1,04166 - 10561KHz
(5760 - 5840)
90
a) Clasa A. Unghiul de conducŃie (intervalul de circulaŃie a curentului prin etaj) este
de 360o. Polarizarea de c.c. şi nivelul semnalului de comandă de RF sunt astfel alese încât, pe
toată durata ciclului semnalului de RF de comandă de 360o, să circule curent prin dispozitiv
(etaj) şi acesta să nu se blocheze.
Tensiunea de ieşire este generată prin variaŃia curentului care circulă dispozitiv şi
implicit prin rezistenŃa (impedanŃa) de sarcină.
Fig. 5.33. Amplificator clasă A: formele de undă
Amplificatoarele funcŃionând în clasa A au maximum de liniaritate şi de amplificare, dar
randamentul este scăzut. Teoretic, randamentul maxim este de 50%, dar practic se obŃin
randamente de 25 – 30%. Din această cauză, amplificatoarele în clasa A se folosesc, de obicei,
la semnal mic şi mai puŃin în etajele de putere.
b) Clasa AB. Unghiul de conducŃie al etajului este mai mare de 180o, dar mai mic de
360o. Cu alte cuvinte, polarizarea în c.c. şi nivelul semnalului de comandă de RF sunt astfel
alese încât dispozitivele să conducă apreciabil mai mult decât o jumătate din ciclu, dar mai puŃin
decât un ciclu întreg. Practic, aceasta înseamnă că tranzistoarele bipolare, de exemplu, sunt
polarizate în regiunea de început a caracteristicii bază-emitor, curentul de repaus prin ele având
o valoare redusă.Randamentul este mai bun decât la clasa A, ajungând, tipic, la 50 – 60%.
Liniaritatea în clasa AB şi câştigul sunt mai mici decât în clasa A, dar sunt acceptabile
pentru rigorile impuse în aplicaŃiile de putere din emiŃătoarele MA - SSB. Acest regim de
funcŃionare se utilizează cu precădere în cazul amplificatoarelor de putere care lucrează în
contratimp.
În cazul tuburilor electronice se definesc 2 clase AB: clasa AB1 şi clasa AB2. Astfel, în
clasa AB1 nu există curenŃi de grilă, iar în clasa AB2 apar curenŃi de grilă doar pe vârfurile
pozitive ale semnalului de comandă.
c) Clasa B. Unghiul de conducŃie al etajului funcŃionând în această clasă este de 180o.
Polarizarea de c.c. este astfel aleasă încât dispozitivul nu conduce în lipsa semnalelor de RF de
91
comandă. Curentul prin dispozitiv circulă doar ½ din ciclul de comandă. Randamentul este ceva
mai bun de 65% iar liniaritatea acceptabilă.
Fig. 5.34. Amplificator clasă B: formele de undă
d) Clasa C. Unghiul de circulaŃie al curentului prin circuit (dispozitive) este mult mai mic
de 180o, tipic de 90o. Polarizarea este astfel aleasă încât dispozitivele care constituie etajul nu
conduc în lipsa semnalului de comandă de RF şi se deschid doar pe durata vârfurilor pozitive
ale acestuia, deci la ieşirea sa vor apărea pulsuri de frecvenŃa semnalului de comandă.
Fig. 5.34. Amplificator clasă C: formele de undă
92
Randamentul etajului este peste 80%, dar liniaritatea este foarte proastă. De aceea,
amplificatoarele în clasa C nu sunt indicate pentru aplicaŃii MA-SSB, dar sunt foarte folosite în
circuitele de comutare sau în circuite cu MF sau MP.
Amplificarea este redusă în această clasă de funcŃionare. Datorită conŃinutului bogat
de armonici pe care îl are semnalul de la ieşirea unui etaj în clasă C, aceste etaje se folosesc în
multiplicatoare de frecvenŃă, iar datorită consumului redus de energie (tranzistorul conduce doar
90o din 360o) se utilizează în amplificatoare de HF.
e) Clasa D. Acest tip de amplificator are cel mai mare randament, dar este puŃin folosit
în aparatura de radiocomunicaŃii. De obicei se foloseşte în circuite de audiofrecvenŃă şi de RF
specializate pentru a reduce consumul de energie din sursele de alimentare şi disipaŃia de
căldură. Această clasă de amplificatoare de RF necesită o tehnică foarte sofisticată de
proiectare şi reglaj. Cea mai largă utilizare o au în aparatura de telecomunicaŃii şi în
transmisiunile cu MID.
Figura 5.36 reprezintă dependenŃa eficienŃei energetice, a puterii de ieşire şi a puterii
disipate pe un tranzistor, precum şi a puterii consumate de la sursă, funcŃie de unghiul de
conducŃie a tranzistorului amplificator de putere. Valoarea maximă a puterii de ieşire este de
aprox. 55% si se obŃine pentru un unghi de conducŃie 2Φ = 245°, adică pentru o funcŃionare a
amplificatorului în clasa AB.
Cea mai mare eficienŃă o realizează, cum era de aşteptat, amplificatoarele în clasa C,
dar pe măsură ce unghiul de conducŃie tinde către zero (2Φ → 0), puterea de ieşire Pout scade
semnificativ sub performanŃele maxime ale tranzistorului (PQ). Cauza acestui paradox aparent
constă în faptul că, dacă impulsurile de curent sunt limitate în amplitudine, durata lor se reduce
atunci când 2Φ → 0.
Fig. 5.36. DependenŃa randamentului unui etaj final de RF
de putere, funcŃie de unghiul de conducŃie
93
Capitolul 6
6. ETAJELE EMIłĂTOARELOR
6.1. Oscilatoare
Oscilatorul este etajul cel mai important al unui emiŃător. Rolul său este să genereze o
oscilaŃie de RF cât mai stabilă ca frecvenŃă, care să constituie unda purtătoare sau să
contribuie la formarea acesteia prin:
- multiplicarea frecvenŃei
- mixarea cu oscilaŃia produsă de un alt oscilator
- sinteza frecvenŃei
O altă cerinŃă impusă oscilatorului este ca forma oscilaŃiei generate să fie cât mai
apropiată de cea sinusoidală, deci să aibă un conŃinut cât mai redus de armonici.
La oscilatoarele cu frecvenŃă variabilă (Variable Frequency Oscillator - VFO) se cere,
în plus, ca tensiunea de ieşire să fie cât mai constantă în banda de lucru.
Ca elemente active, în oscilatoare se pot folosi:
- tranzistoare bipolare
- tranzistoare cu efect de câmp (JFET, MOSFET, GaAsFET etc.)
- diode Gunn, diode tunel sau dispozitive cu rezistenŃă negativă (diode IMPATT)
- tubri electronice (în etajele de mare putere de RF)
Din punct de vedere al structurii reŃelei care realizează reacŃia se deosebesc:
- oscilatoare cu reŃea LC
- oscilatoare cu reŃea RC
- oscilatoare cu cuarŃ
- oscilatoare cu linii rezonante sau cu cavităŃi rezonante (pentru microunde)
6.1.1. Oscilatoare LC
Oscilatoarele LC folosesc pentru producerea oscilaŃiilor un circuit oscilant LC paralel,
conectat, de regulă, într-o buclă de reacŃie pozitivă. Ele se împart în două mari categorii:
- oscilatoare LC cu reacŃie
- oscilatoare LC cu rezistenŃă negativă
Oscilatoarele LC utilizate în aparatura de radiocomunicaŃii sunt în mod uzual realizate
ca oscilatoare cu frecvenŃă variabilă care trebuie să acopere o anume bandă de frecvenŃă.
94
Modificarea frecvenŃei de oscilaŃie se realizează, de obicei, prin variaŃia unei capacităŃi sau, mai
rar, folosind un miez magnetic mobil care modifică o inductanŃă. În realitate, frecvenŃa oscilaŃiei
generate de oscilator nu depinde numai de valorile inductanŃei şi capacităŃii care constituie
circuitul oscilant, ci şi de parametrii elementului activ folosit (tranzistor bipolar, FET, MOSFET
etc.), aşa încât formula cunoscută LC
fπ2
1
0= nu dă cu exactitate frecvenŃa de lucru a
oscilatorului.
Problema principală care apare la proiectarea şi realizarea unui oscilator LC este
aceea a stabilităŃii frecvenŃei. FrecvenŃa de lucru a unui oscilator LC este influenŃată de o serie
de factori, dintre care amintim:
- factori care acŃionează asupra elementelor propriu-zise ale circuitului oscilant:
- variaŃia temperaturii mediului
- îmbătrânirea componentelor
- joc mecanic la condensatoarele variabile
- factori ce depind de elementul activ din montaj
- variaŃia capacităŃii proprii la variaŃia tensiunii de alimentare
- modificarea parametrilor la variaŃia temperaturii
- “îmbătrânirea” componentelor active
- factori legaŃi de montajul propriu-zis
- cuplaje parazite - capacitive sau inductive
- rigiditate mecanică insuficientă a montajului
- contacte, lipituri defectuoase
- factori legaŃi de metoda de modulaŃie aleasă
- factori legaŃi de natura sarcinii pe care debitează oscilatorul
Pentru mărirea stabilităŃii frecvenŃei VFO, în construcŃia şi proiectarea lor se iau
următoarele măsuri:
- Se utilizează numai componente de cea mai bună calitate, stabile în timp şi la
variaŃiile de temperatură: rezistenŃe cu peliculă metalică sau de volum, neinductive,
condensatoare cu pierderi mici şi coeficient de temperatură redus, fără componentă inductivă;
- Condensatoarele variabile folosite sunt cu dielectric aer, izolate pe calit, având o
construcŃie robustă, cu joc mecanic mic.
- Bobinele folosite au un factor de calitate cât mai mare. Se vor folosi carcase de
ceramică (calit), conductor de cupru argintat, iar spirele bobinelor se vor rigidiza cu răşini sau
lacuri de bună calitate. Nu se folosesc bobine cu miez de ferită, care îşi modifică calităŃile în
timp. Sunt de preferat miezuri din pulbere de fier sau de alamă.
- Se iau măsuri deosebite pentru asigurarea unui regim termic pe cât posibil stabil
(compensare termică sau termostatare);
95
- Alimentarea oscilatorului se face de la o sursă de tensiune stabilizată, bine filtrată,
utilizând bobine de şoc de RF şi condensatoarele de trecere pe circuitele de alimentare;
- ImpedanŃa de sarcină a oscilatorului se alege cât mai constantă, în acest scop
folosindu-se circuite de separare (buffere);
- ConstrucŃia mecanică este rigidă, bine ecranată electromagnetic;
- Se preferă un regim de lucru care permite obŃinerea unei oscilaŃii cât mai apropiată de
sinusoidă. De aceea se reduce cuplajul dintre elementul activ şi circuitul acordat, chiar cu preŃul
scăderii amplitudinii oscilaŃiilor.
Tipuri de oscilatoare LC
În funcŃie de reŃelele de bază prin care se realizează reacŃia pozitivă, oscilatoarele LC
sunt de 5 tipuri:
a) oscilatoare Meissner, la care reacŃia pozitivă se realizează prin cuplaj mutual între 2
bobine;
b) oscilatoare Colpitts – cu cuplaj capacitiv;
c) oscilatoare Hartley – cu cuplaj inductiv
d) oscilator de tip Vackar - care utilizează ca circuit oscilant un circuit de tip Vackar;
e) oscilator de tip Clapp – derivat din oscilatorul Colpitts.
Fig. 6.1. Circuite de reacŃie folosite în oscilatoare LC: cu cuplaj mutual;
cu cuplaj inductiv (priză pe bobină); cu cuplaj capacitiv
a) Oscilatorul Meissner
ReacŃia în acest tip de oscilator se realizează prin cuplajul mutual dintre bobina
circuitului oscilant şi bobina circuitului de intrare. Sensurile de înfăşurare ale bobinelor trebuie
să fie opuse.
Factorul de reacŃie al circuitului depinde de factorul de cuplaj al bobinelor, iar frecvenŃa
de oscilaŃie se calculează cu formula:
LCf
π2
1
0= sau
LCf
159
0= [MHz] (6.1)
în care unităŃile de măsură sunt [µH] pentru L şi [pF] iar pentru C.
96
Fig. 6.2. Oscilatoare de tip Meissner
b) Oscilatorul Colpitts
Este un oscilator cu priză capacitivă, foarte răspândit datorită uşurinŃei cu care se
construieşte. Ca şi la oscilatorul de tip Meissner, tranzistorul poate fi folosit în oricare din cele 3
conexiuni (EC, BC, CC). Modificarea frecvenŃei de oscilaŃie se poate face în limite reduse cu
ajutorul unui condensator variabil (trimmer).
Fig. 6.3. Oscilatoare de tip Colpitts cu FET şi tranzistor bipolar:
a, c – cu acord paralel; b, d – cu acord seriej
R1
R2R3
R4
R5
R6
R7
R8
R9
C1
C2C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
C11
Q1
Q2
Q31R1001
EC
+Ec+Ec
CCBC
+Ec
C12
Out
OutOut
Q5
L1
1
2
L5
1
2
L2
1
2C1
C2
C3
C4
C5
C6
C17
C7R1
R4
R5R6
Q1
Q3
R10
R11
C21
C22
C23
C24
C25C26
C27
C28
C30
C31C32C33
R12
R13
R14
R15
R16
L6
1
2
L7
1
2
L8
1
2
L9
1
2
Q4
+Ec+Ec
+Ec+Ec
OutOut
OutOut
SRF
d)
c)
b)
a)
SRF
SRF
97
ObservaŃie
Dacă la un oscilator de tip Colpitts se măresc capacităŃile condensatoarelor din
divizorul capacitiv, iar în serie cu inductanŃa L se introduce o capacitate suplimentară, se obŃine
oscilatorul de tip Clapp. Condensatorul suplimentar slăbeşte cuplajul dintre tranzistor şi circuitul
oscilant şi astfel creşte stabilitatea frecvenŃei.
c) Oscilatorul Hartley
Este un oscilator cu priză inductivă, priza fiind, tipic, la 10 - 20% din numărul total de
spire, socotit de la capătul “rece” al bobinei.
CapacităŃile C2 şi C4 limitează plaja de reglaj la cât este necesar; capacităŃile C5 şi C8
sunt reduse la minimum, doar cât să se amorseze oscilaŃia.
Fig. 6.4. Oscilatoare Hartley cu tranzistoare cu efect de câmp
Dioda D1 este folosită pentru a evita conducŃia poartă-sursă, ceea ce ar duce la
degradarea performanŃelor oscilatorului.
ObservaŃii
1. În comparaŃie cu FET-urile, tranzistoarele bipolare sunt relativ puŃin folosite în
oscilatoare, în principal datorită faptului că impedanŃa de intrare mică a tranzistorului bipolar
C1
C2C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
L1
1
2
L2
1
2
R1
R2
R3
R4
R5
Q1
Q2
D1
R6
C11
+Ec
Out
+Ec
98
face dificilă cuplarea sa la circuite acordate cu factor mare de calitate, pe care le încarcă
excesiv (le amortizează).
2. FabricanŃii de CI au realizat CI specializate destinate utilizării în VFO. De exemplu
circuitul integrat MC1648 realizat de Motorola poate fi folosit ca oscilator până la cca. 200MHz.
Fig. 6.5. VFO realizat cu CI MC1648
d) Oscilatorul Vackar
Un oscilator Vackar pe 6MHz este prezentat în fig. 6.6. CondiŃia pentru o funcŃionare
corectă este:
6
2
3
64
1 ==+ C
C
CC
C (6.2)
Deriva frecvenŃei de oscilaŃie este de 500Hz în primul minut şi apoi 2Hz/30 min.
Circuitul de separare (bufferul) este extrem de important pentru a se evita influenŃarea
frecvenŃei de oscilaŃie de către sarcină. Cu acest montaj se poate obŃine o stabilitate de cca.
0,1ppm.
Fig. 6.6. Oscilator Vackar pe frecvenŃa de 6MHz
99
6.1.2. Oscilatoare cu cuarŃ
Un cristal de cuarŃ (oxid de siliciu cristalin) poate fi folosit cu succes pentru realizarea
unui oscilator cu frecvenŃă foarte stabilă. Tăiat după o anumită direcŃie, el este un element care
poate înlocui un circuit acordat LC pe o frecvenŃă dată, având şi cu un factor de calitate foarte
mult mai bun (de ordinul 104 - 105) decât orice circuit LC.
Fenomenul care face posibilă utilizarea cristalului de cuarŃ în oscilatoare este
fenomenul piezoelectric. În funcŃie de modul de tăiere (tăietură) al cristalului, acesta poate
rezona pe frecvenŃe cuprinse între 500KHz – 30MHz.
Tipic, cristalele se realizează în tăietură AT, au grosimea de cca. 0,15mm şi un
diametrul cuprins între 8 – 15mm (acesta nu afectează direct frecvenŃa de rezonanŃă).
Pe feŃele laterale ale discului de cuarŃ se depune un electrod metalic, la care se
realizează conexiunea, elastică sau, mai rar, prin lipire.
Factorul de calitate al unui cristal de slabă calitate este cuprins între 10.000 şi 100.000
faŃă de cca. 100 - 300 cât are un circuit LC considerat bun.
Schema echivalentă a unui cristal de cuarŃ este prezentată în fig. 6.7.
Fig. 6.7. Circuitul echivalent electric al unui cristal de cuarŃ
şi variaŃia impedanŃei sale cu frecvenŃa
Cp – capacitatea paralel (1 - 7pF); Cs – capacitatea serie (0,001 – 0,03pF);
Rs = 7 – 350Ω; Ls = 5 – 20mH
Din fig. 6.7 se observă că există o frecvenŃă de rezonanŃă fs serie şi o frecvenŃă de
rezonanŃă paralel fp (antirezonanŃă). Cele două frecvenŃe de rezonanŃă sunt foarte apropiate
(diferenŃa dintre ele este de cca. 1%), datorită faptului că valoarea capacităŃii serie C1 este
foarte mică. Între cele două frecvenŃe de rezonanŃă (fs şi fp), cristalul se comportă inductiv, iar în
afara lor – capacitiv. Rezultă că, folosind un cristal de cuarŃ, se pot construi oscilatoare fie pe
frecvenŃa fs, fie pe frecvenŃa fp, fie pe o frecvenŃă cuprinsă între fs şi fp, între care cristalul se
comportă inductiv. Cele două frecvenŃe de rezonanŃă se pot calcula cu formulele:
100
ss
sCL
fπ
=2
1;
ps
ps
s
p
CC
CCL
f
+π
=
2
1 (6.3)
Pentru f ≠ fs cristalul de cuarŃ prezintă o impedanŃă mare.
Stabilitatea deosebită a frecvenŃei generate cu ajutorul unui cristal de cuarŃ este
determinată, practic, doar de dimensiunile geometrice ale acestuia şi de modul de realizare a
tăieturii. InfluenŃa temperaturii este cea mai redusă în cazul tăieturii AT.
Cu un cristal netermostatat se obŃin stabilităŃi de ordinul 5x10-5 iar cu cristale
termostatate (de obicei la 80o) - stabilităŃi de ordinul 10-8. Stabilitatea pe termen lung la
oscilatoarele cu cuarŃ este de asemenea, foarte bună, ele menŃinându-şi frecvenŃa constantă
ani de zile. Aceasta face ca oscilatoarele cu cristale de cuarŃ să fie utilizate în special ca
oscilatoare pe frecvenŃă fixă, de referinŃă, în sintetizoarele de frecvenŃă.
Cristalul de cuarŃ poate rezona în două moduri:
- pe frecvenŃa fundamentală (când lungimea cristalului reprezintă ½ din lungimea de
undă λ a oscilaŃiei);
- pe o frecvenŃă armonică impară a frecvenŃei fundamentale (armonica a 3-a sau a 5-a,
sau chiar a 7-a – funcŃionare de tip overtone).
De obicei, oscilatoarele cu cuarŃ se realizează pe o frecvenŃă fixă, reglabilă în limite
extrem de reduse cu ajutorul unui trimmer (condensator variabil). Pentru o funcŃionare stabilă,
acesta trebuie sa aibă o valoare de 3 - 4 ori mai mare decât capacitatea C0 (capacitatea paralel)
şi se conectează, de obicei, în serie cu cristalul. În aceste scheme, cristalul poate funcŃiona la
rezonanŃă serie sau derivaŃie.
Un circuit practic, în care cristalul funcŃionează la rezonanŃă paralel, este cel din fig.
6.8, cu un tranzistor bipolar în conexiunea CC. Cristalul, care are o mică capacitate C1
conectată în serie, se comportă ca o inductanŃă şi formează împreună cu divizorul capacitiv C2,
C3 un circuit acordat. Pentru o funcŃionare corectă este necesar ca raportul (C2 + C3)/ C1 să fie
de (5 - 10) la 1. Cu ajutorul trimmerului C1 se poate regla, în limite foarte mici, frecvenŃa de
oscilaŃie.
Fig. 6.8. Oscilator Colpitts cu cuarŃ care funcŃionează la rezonanŃă paralel
101
În fig. 6.9 este prezentat un oscilator convenŃional de tip Pierce, realizat cu un JFET,
care foloseşte rezonanŃa pe frecvenŃa fundamentală (paralel) a cristalului. Cu ajutorul capacităŃii
variabile C1 se reglează gradul de reacŃie. Condensatorul C2, conectat în paralel cu cristalul
poate fi folosit pentru ajustarea frecvenŃei de oscilaŃie. Acest oscilator este indicat în aplicaŃiile
în care un număr mare de cristale trebuie să fie conectate sau deconectate în poarta
tranzistorului, în scopul obŃinerii unor frecvenŃe de oscilaŃie diferite, neajustabile.
Fig. 6.9. Oscilator Pierce cu cuarŃ, funcŃionând la rezonanŃă paralel
Un oscilator cu JFET funcŃionând în modul overtone şi care foloseşte rezonanŃa paralel
a cristalului, este prezentat în fig. 6.10. Circuitul paralel L1C1 din circuitul drenei este acordat
puŃin deasupra frecvenŃei care se doreşte a se obŃine, comportându-se inductiv. Prin reacŃia
datorită capacităŃii dintre drenă şi poartă, rezistenŃa de intrare a tranzistorului JFET apare ca o
rezistenŃă negativă şi permite amorsarea oscilaŃiei. Capacitatea C2 conectată în paralel pe
cristal permite ajustarea frecvenŃei de oscilaŃie în limite reduse.
Fig. 6.10. Oscilatoare Colpitts cu cuarŃ cu acord serie
Un oscilator cu un tranzistor bipolar în conexiune BC, funcŃionând în modul overtone şi
care utilizează rezonanŃa serie a cristalului, este prezentat în fig. 6.11. Cristalul realizează
reacŃia colector - emitor, iar la rezonanŃa serie impedanŃa sa devine foarte mică. Divizorul
capacitiv C1, C2 împreună cu inductanŃa L1 formează un circuit LC paralel, acordat pe armonica
102
a 7-a sau a 9-a a frecvenŃei fundamentale a cristalului de cuarŃ. Pentru o funcŃionare corectă
este necesar ca factorul de calitate al acestui circuit LC să fie cât mai ridicat.
Fig. 6.11. Oscilator overtone cu cuarŃ funcŃionând la acord serie
6.1.3. Oscilatoare cu cuarŃ cu frecvenŃă variabilă (VXO)
Există scheme de oscilatoare cu cuarŃ la care, modificând anumite elemente de circuit,
este posibilă variaŃia frecvenŃei în limite reduse. Aceste oscilatoare cu frecvenŃă variabilă
(variable crystal oscillator - VXO) pot fi folosite cu succes ca oscilatoare pilot, ele având o
stabilitate superioară unui VFO cu LC.
În general, variaŃia de frecvenŃă este de 1 – 2% faŃă de frecvenŃa de rezonanŃă.
Fig. 6.11. VXO cu gamă largă de variaŃie
În mod normal, utilizând cristale obişnuite, cu un factor de calitate prost, se poate
ajunge la o gamă de acord de până la 1000 ppm. Oscilatorul debitează pe un etaj separator
(buffer) realizat cu un tranzistor bipolar în conexiune repetor pe emitor.
La acest oscilator modificarea frecvenŃei de oscilaŃie se realizează modificând valoarea
inductanŃei. În alte cazuri se recurge la folosirea unui condensator variabil (trimmer).
103
6.1.4. Oscilatoare cu cuarŃ cu porŃi logice
Dacă se Ńine seama de faptul că, la rezonanŃă, un cristal de cuarŃ se comportă ca o
rezistenŃă, înseamnă că alegând în mod convenabil rezistenŃele şi capacităŃile din circuit şi
înlocuind una din rezistenŃe cu cristalul de cuarŃ, se poate obŃine un oscilator RC.
RezistenŃa de polarizare Rf (500KΩ – 2MΩ) are rolul de a realiza o reacŃie negativă de
c.c. care polarizează poarta CMOS în regiunea liniară a caracteristicii de transfer,
transformând-o practic într-un amplificator inversor cu câştig mare (≥1 – condiŃia de
amplificare). Cristalul de cuarŃ, împreună cu rezistorul R1 şi capacităŃile C1 şi C2 formează o
reŃea RC de defazare în “π”, care introduce un defazaj de 180°, astfel că defazajul total al buclei
este de 360°. Aceasta este condiŃia de fază necesară pentru amorsarea oscilaŃiilor.
Cristalul de cuarŃ trebuie să oscileze pe frecvenŃa de rezonanŃă paralel.
Fig. 6.16. Circuit tipic de oscilator cu cuarŃ cu poartă
logică, în care se foloseşte rezonanŃa paralel a
cristalului
Fig. 6.17. Oscilatoare cu cuarŃ cu porŃi logice, folosind
rezonanŃa serie a cristalului
Fig. 6.18. Oscilator cu cuarŃ porŃi logice TTL
folosind rezonanŃa paralel a cristalului
104
Oscilator cu mai multe cristale de cuarŃ
În multe cazuri este mai convenabil să se folosească pentru fiecare frecvenŃă de lucru
câte un cristal de cuarŃ separat, dar cuplate toate la acelaşi oscilator. Evident că se pune
problema comutării lor la intrarea oscilatorului. O metodă folosită este selectarea cristalelor de
cuarŃ cu diode de comutaŃie (fig. 6.15).
Fig. 6.19. Oscilator Colpitts la care comutarea cristalelor
se face cu diode de comutaŃie
VFO cu acord electronic
Fig. 6.20. Oscilator cu acord cu diode varactor
Diodele D1 şi D2 (de fapt, o diodă varactor dublă) formează împreună cu L1 şi
condensatoarele C1 un circuitul acordat paralel, acordul făcându-se prin aplicarea unei tensiuni
de acord care modifică tensiunea de polarizare inversă a diodelor varicap. ReacŃia poartă -
sursă se realizează prin capacitorul inductivitatea L1. RezistenŃa de 1MΩ este rezistenŃa de
polarizare a porŃii G.
105
6.2. Etaje de separare
În general etajele amplificatoare sau multiplicatoare de RF utilizate în emiŃătoare
prezintă o impedanŃă care se modifică odată cu schimbarea regimului de lucru al etajului. Dacă
oscilatorul are ca sarcină un astfel de etaj, variaŃia impedanŃei de intrare a etajului respectiv va
reprezenta de fapt variaŃia impedanŃei de sarcină a oscilatorului.
Acest fenomen este deosebit de pregnant în cazul funcŃionării în clasă C, când etajul
lucrează de fapt blocat – stare normală. ImpedanŃa lui de intrare variază mult şi influenŃează
frecvenŃa oscilatorului.
De asemenea, în cazul modulaŃiei, variaŃiile de impedanŃă ale etajelor modulate se
transmit, în lipsa unui etaj separator, până la oscilator, modificându-i frecvenŃa.
Pentru a diminua la minimum alunecarea de frecvenŃă a oscilatorului datorită variaŃiei
impedanŃei de intrare a etajelor ce urmează, se utilizează 1, 2 sau chiar 3 etaje de separare.
CondiŃia esenŃială care se impune unui astfel de etaj este să „încarce” în mod constant
oscilatorul şi să nu deformeze oscilaŃia produsă de acesta.
De obicei, etajele separatoare nu amplifică semnalul generat de oscilator. (repetarea)
sau îl amplifică puŃin. Ele sunt, de regulă, etaje cu impedanŃă de intrare mare (repetoare pe
emitor, repetoare pe sursă, structură Darlington etc.).
În fig. 6.21 este prezentat un etaj de separare (buffer), realizat cu tranzistor bipolar în
conexiunea EC (repetor pe emitor). Filtrul trece-jos de la ieşire, constituit din grupul C6, L2 şi C7
are rolul de a suprima armonicile de ordin superior din semnalul de ieşire.
Fig. 6.21. Oscilator Colpitts cu cristal de cuarŃ pe frecvenŃa de 30MHz,
cu etaj de separare (buffer) şi filtru la ieşire
106
6.3. Etaje amplificatoare de RF
Amplificatoarele de radiofrecvenŃă din emiŃătoare (ARF) sunt etaje care urmează, de
regulă, după etajul separator şi au rolul de a amplifica oscilaŃia de RF, astfel încât să se asigure
excitaŃia necesară etajului final. Ele pot realiza, dacă este necesar, şi multiplicarea frecvenŃei.
Etajele de RF intermediare, până la etajul final, pot funcŃiona în clasa A, B, AB sau
chiar C. De obicei, sunt amplificatoare acordate, cu un factor de calitate Q destul de mare,
pentru a atenua suficient armonicile nedorite. La semnal mic, se folosesc etaje de RF lucrând în
clasa A, având ca sarcină circuite acordate.
Fig. 6.22. Etaj tipic de amplificare de RF
Cuplajul între etajele de RF ale unui emiŃător se poate realiza în multiple moduri:
- cuplaj capacitiv;
- cuplaj inductiv (prin transformator);
- cuplaj prin divizor capacitiv;
- cuplaj prin filtru de bandă;
- cuplaj prin transformatoare de impedanŃă.
Indiferent de modul în care se realizează cuplajul între etaje, este necesar să se aibă
în vedere următoarele aspecte:
- să se asigure transferul maxim de putere prin adaptarea de impedanŃe (impedanŃa de
sarcină fiind etajul următor sau antena);
- în scopul măririi stabilităŃii montajului este de preferat ca reŃelele de cuplaj dintre etaje
să aibă un factor de calitate scăzut (10 – 15);
- să se evite apariŃia oscilaŃiilor parazite de VHF (neutrodinare);
- utilizarea circuitelor cuplate prezintă avantajul unei bune atenuări a oscilaŃiilor
nedorite (armonici).
107
În fig.6.23. sunt prezentate 4 moduri de cuplaj între etajele de RF.
Fig. 6.23. Moduri de cuplaj a etajelor de RF
a) Cuplajul capacitiv a) este cel mai simplu şi se utilizează, de obicei, în cazul FET-
urilor, care au o impedanŃă de intrare suficient de mare încât să nu atenueze prea mult factorul
de calitate Q al circuitului acordat din etajul anterior.
b) Cuplajul prin filtru de bandă b) este o metodă care prezintă avantajul că, dacă banda
de trecere a circuitelor acordate este suficient de mare se poate renunŃa la condensatorul de
acord. C1 se alege astfel încât să se asigure un transfer maxim în banda de trecere şi o
atenuare maximă în afara ei. De multe ori, atacul pe bază al Q2 se face de pe o priză a bobinei.
c) Cuplajul prin transformator este dificil de realizat mai ales la HF, când nu se poate
stabili cu precizie raportul de impedanŃă deoarece nu poate fi scoasă priza bobinei decât la un
număr fix de spire. Priza pe bobină este necesară datorită impedanŃei mici de ieşire a
tranzistorului care atenuează factorul de calitate Q al circuitului acordat.
Raportul de impedanŃă dintre primar şi secundar este de obicei pătratul raportului
număr de spire dintre priza din primar şi numărul de spire al secundarului. RezistenŃa R1 are
rolul de a realiza o impedanŃă de sarcină constantă şi de a îmbunătăŃi stabilitatea montajului.
d) Cuplajul prin divizor capacitiv are dezavantajul că circuitul poate intra destul de uşor
în oscilaŃie. Pentru a se determina valoarea inductanŃei L1, trebuie să se ia în calcul (C1 + C2) II
C3 astfel încât să se lucreze la rezonanŃă. ReactanŃa lui C2 trebuie să fie ≅ 0,25 RinQ2. C2 ajută
de asemenea la prevenirea oscilaŃiilor parazite, ca şi inelele de ferită.
În ceea ce priveşte adaptarea de impedanŃă între etaje, sau între un etaj şi sarcina sa,
aceasta este necesară pentru transferul maxim de putere, iar pentru calculul reŃelelor de cuplaj
trebuie avut în vedere acest deziderat.
+Ec
Q1Q2
SRF
SRF
+Ec
Q1Q2
SRFSRF
+EB
+Ec
Q2
SRF
SRF
Q1 C1
C2
C1C1
C3L1
+Ec
Q1
Q2
SRF
a)
c)
b)
d)
108
6.4. Etaje finale de RF
Amplificatorul final al emiŃătorului are rolul de a produce un semnal de o anumită
putere care trebuie radiată prin antenă în eter. Pentru a utiliza cât mai judicios energia, în cazul
EF se pune accentul mai ales pe randamentul etajului final. De aceea, acesta nu va fi niciodată
în clasa A (η < 50%), chiar dacă distorsiunile în această clasă sunt minime. De obicei, etajele
finale de RF lucrează în clasa AB1 sau AB2 (tuburi) sau B, AB, C în cazul etajelor cu
tranzistoare.
Puterile vehiculate de aceste etaje sunt de ordinul 102 – 103W. La aceste valori de
curent şi tensiune fiecare componentă a etajului final trebuie să fie selectate cu foarte mare
atenŃie pentru a putea rezista la acest stres electric fără să clacheze.
De asemenea, problema generării oscilaŃiilor parazite se pune cu foarte mare acuitate,
acestea trebuind să fie reduse la minim din motive legale.
În general, un etaj final de putere poate fi caracterizat prin următoarele mărimi:
- nivelul de putere realizat
- frecvenŃa de lucru
- clasa de funcŃionare
- configuraŃia circuitului
Dispozitivele active utilizate la construcŃia EF sunt:
- tuburile electronice
- tranzistoarele de putere (bipolare sau MOSFET)
Avantajele utilizării semiconductoarelor sunt evidente:
- dimensiuni de gabarit reduse faŃă de tuburile electronice;
- operaŃiuni de reglaj foarte simple – prin natura lor tranzistoarele şi CI au impedanŃe
reduse şi bandă de lucru largă. Utilizarea filtrelor fixe permit suprimarea oscilaŃiilor armonici şi a
semnalelor parazite. Tuburile electronice necesită reglaje pentru fiecare bandă;
- durată de viaŃă mare. În situaŃia în care se asigură o răcire adecvată, tranzistoarele
folosite în EF au cca. 100.000 ore de funcŃionare faŃă de tuburi care au 10.000 – 20.000 ore
viaŃă;
- prin utilizarea cablajelor imprimate se realizează construcŃii foarte compacte, uşor
reproductibile, posibile de realizarea în serii mari cu costuri reduse.
În prezent, se pot realiza etaje de putere de RF cu tranzistoare, folosindu-se o pereche
sau o pereche de perechi/100 W putere de ieşire. În general puterile de ieşire a etajelor cu
tranzistoare se limitează la cca. 300 W, puterile mai mari presupunând curenŃi de colector foarte
mari. Răcirea tranzistoarelor, dat fiind suprafaŃa lor mică ridică probleme serioase,
tranzistoarele neputând fi folosite la temperaturi mai mari de 100 – 75oC pentru a nu scurta
drastic durata de viaŃă. Tuburile pot fi folosite la temperaturi de 100 – 150oC şi sunt, în plus,
mult mai rezistente la supraîncălzire.
109
6.4.1. Cuplajul etajului final de RF cu sarcina
În cazul etajelor lucrând în clasa A, sursa de putere de RF (tub sau tranzistor) lucrează
în regim liniar şi rezistenŃa sa de ieşire dinamică (de colector, drenă sau placă) este în mod
esenŃial constantă. Sursa de putere de RF poate fi reprezentată de sursa de tensiune în serie
cu o rezistenŃă (impedanŃă).
Este uşor de demonstrat matematic că maximum de putere ce se poate transfera
sarcinii de către o sursă lucrând în regim liniar atunci când Rg = RL sau când Zg = ZL. Se spune
că s-a realizat adaptare de impedanŃă.
În scopul transferului de putere maxim de la sursă spre sarcină se utilizează reŃele de
adaptare (circuite de adaptare) care au rolul de a transforma impedanŃa de sarcină în
impedanŃă complexă conjugată a impedanŃei generatorului de RF. În această situaŃie, fiecare
impedanŃă consumă aceeaşi putere deoarece curentul este acelaşi prin ambele impedanŃe şi
atunci este clar că 50% din putere este transferată sarcinii şi 50% se disipă pe rezistenŃa de
generator.
Deci, teoretic, randamentul unui etaj lucrând în clasa A este 50% dar în practică
randamentele obŃinute sunt mult mai mici.
În cazul etajelor finale de RF lucrând în clasa AB, B sau C, o mare parte din durata
unui ciclu de RF curentul de colector (drenă sau placă) este zero. Din această cauză,
impedanŃa efectivă de sursă de RF este departe de a fi constantă, ea de fapt variind în funcŃie
de nivelul semnalului de comandă. Întrucât rezistenŃa (impedanŃa) de sarcină este constantă
(cum este cazul antenei de emisie), rezultă că adaptarea de impedanŃă nu se poate realiza pe
toată durata ciclului de RF.
Concluzie: randamentul etajelor de radiofrecvenŃă se modifică în funcŃie de nivelul
semnalului de comandă, deci de clasa în care funcŃionează acestea.
Aparent, apare o contradicŃie: în clasele de funcŃionare AB sau B se folosesc
dispozitive neliniare dar se realizează totuşi o operare liniară. ExplicaŃia este că curentul de vârf
al dispozitivului urmăreşte exact tensiunea de comandă, chiar dacă tensiunea de ieşire nu o
face. Circuitele oscilante acordate pe care etajele finale de RF le au ca sarcină înapoiază
energia necesară fiecărui ciclu de RF, astfel încât forma de undă este sinusoidală. În
amplificatoarele de bandă largă cu tranzistoare, în mod normal sunt folosite circuite în push-pull
urmate de filtre trece-jos pentru refacerea formei sinusoidale al semnalului de RF aplicat la
intrare. Rezultatul este acela că se obŃine o amplificare liniară a semnalului de intrare utilizând
dispozitive neliniare.
În practica proiectării circuitelor de RF este necesar să se aleagă o rezistenŃă de sarcină optimă
pentru a realiza o putere de ieşire maximă, cu o liniaritate corespunzătoare şi să nu se
depăşească puterea maximă pe dispozitivele folosite. RezistenŃa de sarcină optimă se
determină cu ajutorul caracteristicilor de transfer ale dispozitivului folosit cu o aproximaŃie destul
de bună.
110
Sarcina unui etaj final de RF este, în mod uzual, o linie de transmisie conectată la
antena de emisie sau la intrarea unui alt amplificator. De multe ori nu este posibil să se modifice
valoarea acestei impedanŃe pentru a obŃine transferul maxim de putere şi de aceea se foloseşte
un circuit de ieşire care să realizeze transformarea acestei impedanŃe pentru a realiza
adaptarea cu impedanŃa de ieşire a amplificatorului. Rolul acestor circuite de ieşire este:
- să adapteze impedanŃa antenei la impedanŃa etajului final de RF
- să filtreze componentele din afara benzii alocate pentru ca radiaŃiile parazite să nu
depăşească un nivel maxim admis.
Există două tipuri principale de reŃele de ieşire care se folosesc pentru adaptarea
etajelor finale de RFcu antena:
- circuite acordate (tank circuit)
- transformatoare
a) Circuite de acord (tank circuits)
În RF, prin această categorie de circuite se înŃeleg acele circuite LC acordate,
destinate cuplării etajului final al emiŃătoarelor cu antena de emisie. Ele au rolul:
- să realizeze adaptarea de impedanŃă pentru transferul maxim de putere
- să atenueze armonicile nedorite din semnalul furnizat de etajul final (să sigure
parazite minime).
De obicei, se realizează sub forma de circuite oscilante în T, în π, în πL, în Γ etc.
Fig. 6.25. Circuit tipic de acord în πL
Circuitul rezonant paralel (sau echivalent) are capacitatea de a acumula energie sub
formă de:
- energie a câmpului electric, acumulat între plăcile condensatorului;
- energie a câmpului magnetic, acumulat în bobină.
Această energie acumulată variază periodic în timpul unui ciclu (oscilaŃii) de RF.
Pentru a avea o măsură a capacităŃii unui circuit oscilant paralel de a acumula energie,
se defineşte factorul de calitate Q0 ca fiind raportul dintre energia acumulată şi energia pierdută:
D
a
W
WQ π20= (6.4)
Wa – energia acumulată de către circuitul oscilant paralel
111
WD – energia disipată prin încălzirea rezistenŃei de pierderi a circuitului
Prin înlocuirea expresiilor celor două forme de energie Wa şi WD şi prin integrare se
obŃine expresia:
pR
XQ =0
(6.5)
În care reactanŃa X poate avea forma XL = ωL sau C
X cω
1= , adică poate fi o reactanŃa
inductivă sau capacitivă, iar Rp este rezistenŃa de pierderi a circuitului.
În cazul în care circuitul oscilant nu este conectat la o sarcină, rezistenŃa de pierderi
este rezistenŃa serie a inductivităŃii, deci de fapt tot rezistenŃa de pierderi a circuitului.
Dacă în paralel cu circuitul acordat se cuplează o rezistenŃă de sarcină RL, aceasta va
mări pierderile din circuit, ca şi cum circuitul ar avea o rezistenŃă de pierderi mai mare. În acest
caz, factorul de calitate al circuitului devine:
pL
LRR
XQ
+= (6.6)
În care Rp este rezistenŃa de pierderi a circuitului iar RL este rezistenŃa de sarcină.
Energia disipată pe rezistenŃa de pierderi Rp a circuitului de acord (tank circuit) este
pierdută prin degajare de căldură. În mod ideal, energia de RF din circuitului de acord ar trebui
să fie livrată rezistenŃei de sarcină RL (antenei). Acest deziderat presupune o rezistenŃă de
pierderi Rp a circuitului oscilant cât mai mică, adică o valoare cât mai mare a factorului de
calitate Q0 a circuitului de acord (fără sarcină).
Randamentul η al unui circuit de acord (tank circuit) se defineşte ca fiind raportul dintre
puterea livrată sarcinii RL şi puterea totală disipată prin pierderi pe rezistenŃele Rp şi RL:
100[%]RR
Rη
pL
L
+= (6.7)
sau:
]100[%]QQ
[1η0
L−= (6.8)
Rezultă că, pentru mărirea randamentului (eficienŃei) unui circuit de acord, sunt
necesare două condiŃii esenŃiale:
- QL cât mai mic, deci un curent de circulaŃie cât mai mic şi pierderi I2R cât mai reduse;
- Q0 cât mai mare, deci pierderi cât mai mici în circuitul de acord (tank circuit).
Se ştie însă că selectivitatea circuitului de acord este cea care ajută la suprimarea
armonicilor curentului generat de amplificatorul de RF. Măsura în care sunt suprimate aceste
armonici depinde de încărcarea (atenuarea) circuitului de acord, deci dilema care apare este
următoarea:
- un factor de calitate QL cât mai mic este indicat pentru un randament cât mai bun, dar
în acest caz armonicile sunt suprimate într-o măsură mică;
112
- un QL cât mai mare este necesar pentru suprimarea armonicilor, dar în acest caz
randamentul circuitului este slab.
Circuitele de acord (tank circuit) nu au neapărat forma unui circuit acordat paralel. Un
număr de circuite echivalente pot fi folosite pentru adaptarea impedanŃei de ieşire a
amplificatorului final de RF cu impedanŃa de sarcină. Multe din aceste circuite sunt operaŃional
mai flexibile decât un circuit de acumulare de tip circuit acordat paralel. Fiecare din aceste
circuite au avantaje şi dezavantaje în funcŃie de aplicaŃie.
Un circuit de adaptare tip de tip “reŃea în π” este prezentat în fig. 6.26.
Fig.6.26. Circuit tipic de adaptare în π
Există un algoritm de calcul al elementelor reŃelei în π în funcŃie de rezistenŃa de
sarcină, de rezistenŃa de ieşire a amplificatorului etc.
Cbloc are rolul de a bloca componenta de c.c. care ar putea să apară pe elementele
circuitului de adaptare. El trebuie să reziste la tensiuni cu 20 – 25% mai mari decât tensiunea
anodică Ua şi trebuie să aibă o impedanŃă mică la toate frecvenŃele de lucru.
În general, acest tip de circuit de adaptare se utilizează pentru etaje finale cu FET şi cu
tuburi electronice, datorită impedanŃei de ieşire mari ale acestora.
Circuitele de ieşire cu tranzistoare bipolare, prin specificul rezistenŃei lor de ieşire mici,
utilizează, de obicei, alt tip de circuite de adaptare, cum ar fi transformatoarele de adaptare.
b) Transformatore de adaptare
Transformatoarele de bandă largă sunt frecvent utilizate ca circuite de adaptare în
etajele finale de RF cu tranzistoare. Ele sunt piese critice în construcŃia acestor etaje întrucât
ele pot afecta randamentul, amplificarea în bandă, liniaritatea etajului respectiv.
Sunt două tipuri de transformatoare de adaptare:
- transformatorul convenŃional;
- transformatorul de tip linie de transmisiune.
113
Transformatorul convenŃional utilizat ca transformator de adaptare este realizat prin
bobinarea primarului şi secundarului pe un miez de mare permeabilitate, de obicei din fontă sau
pulberi metalice.
Cuplajul între primar şi secundar trebuie realizat cât mai strâns posibil în scopul
micşorării la maximum a pierderilor prin inductanŃa de pierderi, care cresc odată cu frecvenŃa
datorată măririi inductanŃei de pierderi.
Fig. 6.27. Transformator de adaptare pentru cuplarea antenei
SecŃiunea miezului trebuie să fie judicios aleasă pentru a nu se satura miezul la nivele
mari de semnal. Saturarea miezului conduce la încălzirea sa şi la alterarea proprietăŃilor sale
magnetice.
Transformatorul cu linie de transmisiuni este similar cu cel convenŃional, cu deosebire
că poate fi folosit într-o bandă de frecvenŃă mai largă. De asemenea, bobinajul este astfel
realizat încât să se realizeze un cuplaj capacitiv cât mai strâns între primar şi secundar. În acest
fel se micşorează foarte mult pierderile care apar la înaltă frecvenŃă (HF) datorită micşorării
cuplajului între înfăşurările transformatorului.
Bobinajul transformatorului cu linie de transmisiuni se realizează cu cablu coaxial sau
cu un alt tip de linie de transmisie.
6.4.2. Regimul de funcŃionare al etajului final de RF
Studiul regimului dinamic al unui amplificator (etaj) final de RF pune în evidenŃă
existenŃa a 3 regimuri de funcŃionare distincte:
- regimul subexcitat, când se lucrează la curenŃi de grilă mici, practic neglijabili
- regimul supraexcitat, când se lucrează la curenŃi de grilă mari
- regimul critic în care se lucrează la limita dintre regimul subexcitat şi cel
supraexcitat, acesta fiind regimul cel mai favorabil pentru un etaj final de RF.
114
Aceste regimuri de funcŃionare se definesc în funcŃie de amplitudinea semnalului de
excitaŃie a etajului final şi deci de unghiul de conducŃie (de deschidere) al acestuia. Ele pot fi
caracterizate cu ajutorul unor parametri specifici, cum sunt:
- (semi)unghiul de deschidere al curentului de drenă (anodic)
- (semi)unghiul de deschidere al curentului de grilă
- coeficientul de utilizare a tensiunii de alimentare.
Calculele şi experimentările au arătat că, pentru funcŃionarea în regim critic este necesar
să se realizeze un compromis între randamentul etajului şi coeficientul de utilizare al tensiunii
de alimentare, lucru care este posibil pentru un unghi de deschidere (de conducŃie) cuprins în
intervalul φ = 70°÷ 90°.
6.5. Exemple de etaj final de RF
Un amplificator final de RF cu tranzistor bipolar, care funcŃionează în banda de
175MHz, este prezentat în fig. 6.28. Grupul R2C6 previne intrarea în oscilaŃie a etajului.
Fig.6.28. Etaj de putere de RF cu tranzistor bipolar
Amplificatoare de putere de RF cu MOSFET şi FET
În ultimii ani au fost realizate tranzistoare de putere de RF cu FET şi MOSFET care s-
au impus cu repeziciune în acest domeniu datorită calităŃilor lor.
Avantajele pe care le oferă folosirea FET şi MOSFET în etajele finale de RF:
- bandă largă de frecvenŃă (2 – 200 MHz);
- pot livra uşor puteri de ieşire peste 30W (100W)/buc.
- caracteristici de intermodulaŃie excelente;
115
- câştig de putere ridicat 15 – 18 dB;
- preŃ de cost acceptabil.
În comparaŃie cu tranzistoarele bipolare, FET au câteva calităŃi de necontestat:
- “imunitatea la distrugere” datorată neadaptării cu antena sau cu sarcina de ieşire. Nu
mai sunt necesare circuite de protecŃie la SWR (Standing Wave Ratio) mare;
- încălzirea, atât de supărătoare la tranzistoarele bipolare, este mult mai redusă la
FET-uri şi MOSFET-uri, rezistenŃa de disipaŃie a acestora fiind mult mai mică (0,25 - 1Ω);
- capacitatea de intrare CGS şi de ieşire CDS nu se modifică odată cu frecvenŃa de lucru
sau la variaŃia nivelului semnalului de atac. Din această cauză, proiectarea se simplifică mult şi
aceste etaje pot funcŃiona într-o bandă largă, la putere constantă;
- datorită impedanŃei mari de intrare, proiectarea circuitelor de intrare este simplificată
şi puterea de excitaŃie este mult redusă.
RezistenŃa în conducŃie RDS a FET şi MOSFET este mică (0,25 - 1Ω) şi ele pot opera la
curenŃi de drenă ID de ordinul amperilor.
Dezavantajele folosiri FET:
- datorită benzii foarte largi de lucru a tranzistoarelor cu efect de câmp, în domeniul
VHF pot apărea autooscilaŃii, iar câştigul scade. Măsurile de prevenire a autooscilaŃiilor în VHF
care se pot lua sunt:
- micşorarea impedanŃei de intrare (de-Q în limba engleză);
- montarea de rezistenŃe în serie cu poarta FET;
- montarea de tuburi de ferită în drenă.
- FET-ul poate fi distrus mai repede decât un tranzistor bipolar, fiind sensibil la tensiuni
mari de grilă şi drenă şi în special la supratensiunile care apar datorită autooscilaŃiilor. Pentru
protecŃie, în grilă se pot monta diode Zener, dar acestea măresc capacitatea de intrare a
montajului.
În fig. 6.29 este prezentat un etaj final de RF, având puterea de 40W şi funcŃionând în
banda de 88 - 108MHz
Rezistoarele R1, R2 stabilesc impedanŃa de intrare în etaj şi servesc ca divizor de
polarizare a porŃii FET.
Dioda Zener D2 are rolul de a preveni aplicarea unei tensiuni de polarizare prea mari
pe poarta FET, care ar duce la distrugerea acestuia.
Rezistorul R3 din poarta FET micşorează Q-ul reŃelei de intrare, împiedicând astfel
intrarea în oscilaŃie a etajului.
C9, C12 şi şocul L3 au rolul de decuplare a sursei de alimentare din drenă.
ReŃelele de adaptare cu 5 poli de la intrarea şi ieşirea etajului au rolul de adaptarea a
impedanŃelor şi asigură o funcŃionare stabilă la frecvenŃa de lucru.
116
Fig.6.29. Etaj de putere de RF cu FET
De obicei, etajele finale de RF se realizează cu 2 sau mai multe tranzistoare de putere
conectate într-un montaj push-pull (clasă B în contratimp). Cu aceste tipuri de amplificatoare se
pot obŃine uşor puteri de 200 - 300W. Etajul din fig. 6.30 funcŃionează pe frecvenŃa de 50MHz,
debitând o putere de 250W.
Fig. 6.30. Amplificator de RF de putere cu MOSFET
în contratimp (push-pull), pe frecvenŃa de 50MHz
Transformatorul de radiofrecvenŃă T1 (cu raportul de transformare de 1:4) serveşte la
adaptarea impedanŃei de intrare (50Ω) la grilele celor două MOSFET-uri.
117
R1, R2, R3 formează un divizor pentru polarizarea grilei tranzistoarelor.
T3 este un transformator de adaptare de tip balun, cu raportul de transformare 1:1,
realizat cu cablu coaxial de teflon.
Amplificatorul poate lucra şi în clasa C dacă se polarizează grilele la o tensiune de 0V,
dar în acest caz, puterea şi randamentul scad. Deci randamentul este mai bun atunci când
tranzistoarele lucrează în clasa B.
Un montaj asemănător este prezentat în fig.6.31. Este un etaj final de 1000W care
funcŃionează în clasă C, pe frecvenŃa de 27,12MHz.
Fig. 6.31. Amplificator de putere de RF cu MOSFET-uri
Montajul este atacat în fază pe grilele MOSFET-urilor cu un transformator convenŃional
T1 cu raportul de transformare 1:4, care are şi rolul adaptării de impedanŃă.
T2 este un transformator balun coaxial cu raportul 1:1, care, împreună cu circuitul de
adaptare în Γ, format din L4, C11, C12 realizează cuplajul etajului cu antena de emisie.
C1, C2 compensează reactanŃa inductivă a transformatorului T1.
R1, R2 realizează punerea la masă a porŃilor MOSFET, prevenind apariŃia unui potenŃial
flotant de c.c. datorită polarizării nesimetrice a acestora. RezistenŃele R3, R4, R5, R6, R7, R8, R9,
R10 în serie cu porŃile MOSFET micşorează factorul de calitate Q al circuitului de intrare şi au
rolul de a împiedica intrarea în autooscilaŃie a montajului
118
Capitolul 7
7. RADIORECEPTOARE
7.1. Structura şi rolul radioreceptorului
Radioreceptor (receiver – Rx) este denumirea generică dată receptorului de
radiocomunicaŃii pentru radiotelegrafie, radiotelefonie şi radiodifuziune sonoră, în gamele de
unde lungi (UL), unde medii (UM), unde scurte (US) şi unde ultrascurte (UUS).
Radioreceptorul de trafic este un receptor de construcŃie specială, utilizat pentru recepŃia
în unde medii MF şi scurte HF, de obicei la distanŃe mari, în condiŃii de recepŃie uneori foarte
proaste, a unor semnale cu caracter special: informaŃii meteo, date de navigaŃie, mesaje de
alarmă etc., aşa cum este şi cazul radiocomunicaŃiilor maritime utilizate în GMDSS.
FaŃă de receptorul de radiodifuziune sonoră obişnuit, receptorul de trafic are
performanŃe mult superioare, cum ar fi: sensibilitate şi selectivitate mai mare, stabilitate ridicată,
etalonare precisă în frecvenŃă şi o mulŃime de alte facilităŃi impuse de specificul tipului de
radiocomunicaŃii în care sunt folosite (maritime, aero, terestre, civile sau militare etc.). De obicei,
construcŃia lor este foarte robustă şi pot avea mai multe moduri de lucru: telegrafie modulată şi
nemodulată, telefonie, facsimil (fax), telex radio, telefonie SSB etc.
FuncŃiile de bază ale unui radioreceptor sunt:
a) selectivitatea – posibilitatea de a putea extrage, din multitudinea de semnale pe
care le recepŃionează antena, numai semnalul dorit;
b) amplificarea semnalelor de energie foarte mică la nivelul dorit în scopul unei recepŃii
de calitate sau măcar inteligibile;
c) demodularea, adică obŃinerea semnalului de frecvenŃă joasă care poartă informaŃia
(semnal audio, date etc.);
d) prelucrarea semnalului demodulat
Corespunzător acestor funcŃii, un radioreceptor va avea în componenŃa sa următoarele
blocuri funcŃionale:
- un amplificator de radiofrecvenŃă selectiv (cu acord variabil);
- un bloc de prelucrare a semnalului modulat recepŃionat;
- un demodulator;
- un bloc de prelucrare a semnalului demodulat.
119
Clasificarea radioreceptoarelor
Există mai multe criterii de clasificare a radioreceptoarelor, dintre care amintim:
a) după destinaŃie, radioreceptoarele pot fi:
- comerciale (radioreceptoare de larg consum)
- profesionale (de trafic)
- radiotelefoane
- pentru radiolocaŃie
- pentru telemetrie etc.
b) după semnalul modulat recepŃionat, există receptoare pentru:
- modulaŃie de amplitudine cu purtătoare (MA + P)
- modulaŃie de frecvenŃă (MF)
- modulaŃie de amplitudine cu bandă laterală unică (MA – BLU)
- modulaŃie de amplitudine şi frecvenŃă MA şi MF
- modulaŃie de amplitudine cu purtătoare suprimată (MA - PS) etc.
c) după structura amplificatorului selectiv şi a lanŃului de radiofrecvenŃă,
radioreceptoarele pot fi:
- cu simplă detecŃie
- cu amplificare directă
- cu reacŃie
- cu superreacŃie
- cu detecŃie sincronă directă (sincrodină)
- cu o schimbare de frecvenŃă (SF)
- cu două sau mai multe schimbări de frecvenŃă.
d) după gamele de frecvenŃă recepŃionate, receptoarele de radiodifuziune pot fi:
- pentru unde lungi UL
- pentru unde medii UM
- pentru unde scurte US
- pentru unde ultrascurte UUS
- pentru unde medii şi ultrascurte (UM+UUS)
- pentru unde lungi, medii şi ultrascurte (UL+UM+UUS) etc.
e) după modul de amplificare a semnalului demodulat:
- tuner (cu amplificator de putere exterior)
- cu amplificator de putere încorporat.
Dintre aceste tipuri de radioreceptoare, de departe cel mai utilizat datorită calităŃilor
sale, probate de-a lungul timpului, este radioreceptorul cu una sau mai multe schimbări de
frecvenŃă, numit şi receptor superheterodină. De aceea, în cele ce urmează, vor fi abordate
principalele aspecte privind acest tip de radioreceptor.
120
7.2. Receptorul superheterodină
Principalul parametru care defineşte o staŃie de emisie este frecvenŃa de emisie. În
prezent există un număr imens de staŃii de emisie, fiecare lucrând pe frecvenŃe diferite, în game
de frecvenŃă diferite. Se pune problema ca receptorul să aibă performanŃe asemănătoare,
oricare ar fi frecvenŃa care se doreşte a fi recepŃionată. Acest deziderat poate fi realizat folosind
metoda heterodinării, care constă în producerea aşa numitelor “bătăi” electrice prin amestecul a
2 semnale de amplitudini şi frecvenŃe diferite, într-un element cu caracteristică neliniară. Ca
rezultat se obŃine o frecvenŃă constantă numită frecvenŃă intermediară, aceeaşi în toată gama
de frecvenŃe recepŃionată. De fapt, prin heterodinare se produce o translatare a spectrului
semnalului recepŃionat la o valoare fixă a frecvenŃei. În acest mod se poate realiza, indiferent de
frecvenŃa purtătoarei, o amplificare controlată şi o caracteristică de selectivitate constantă,
pentru o plaje largă de frecvenŃe recepŃionate.
Fig. 7.1. Principiul heterodinării
În urma acestui proces de amestec (mixare), se poate demonstra matematic că se obŃin
combinaŃii liniare de forma: fOL; fRF; fOL ± fRF; 2fOL ± 2fRF;…nfOL ± mfRF, adică aşa numitele
produse de heterodinare. Dintre aceste combinaŃii, prin folosirea unui filtru trece-bandă (FTB) cu
o bandă de trecere corespunzătoare se reŃine, de obicei, numai combinaŃia:
fi = fOL – fRF sau fi = fRF – fOL (7.1)
numită frecvenŃă intermediară (fi).
După cum se remarcă din relaŃia (7.1), există trei situaŃii distincte:
- dacă fOL> fRF, atunci fi = f0L – fRF iar receptorul este de tip supradină sau
superheterodină;
- dacă fOL < fRF, atunci fi = fRF – fOL iar receptorul este de tip infradină sau
infraheterodină;
- dacă fOL = fRF, atunci fi =0, iar receptorul este de tip sincrodină.
ObservaŃii
1. Acest procedeu de schimbare a frecvenŃei presupune existenŃa obligatorie a unui etaj
oscilator separat (OL) care produce semnalul fOL. Dacă fOL > fRF – spectrul semnalului supus
CI FTB
OL
A
MfRF
fOL
fi = f
OL- f
RF
mfOL
nfRF
+-fRF
Acord
121
operaŃiei de schimbare a frecvenŃei se inversează, iar dacă fOL < fRF – spectrul nu se inversează.
Etajul de schimbare a frecvenŃei se mai numeşte şi mixer sau etaj de amestec.
2. Schimbarea de frecvenŃă poate fi aditivă sau multiplicativă. Schimbarea de frecvenŃă
prin heterodinare este un procedeu aditiv.
3. În receptoarele moderne, vechile oscilatoarele locale clasice sunt înlocuite cu circuite
care realizează sinteza de frecvenŃă (sintetizoare de frecvenŃă), folosind în acest scop ca
oscilator local un oscilator comandat în tensiune OCT (VCO) a cărei frecvenŃă este programată
în funcŃie de postul ce trebuie recepŃionat.
4. Prin heterodinare, tipul de modulaŃie se păstrează şi se modifică doar frecvenŃa
purtătoare. De fapt, acesta este rolul heterodinării: acela de a translata spectrul semnalului util
în jurul unei frecvenŃe fixe – frecvenŃa intermediară a radioreceptorului.
7.2.1. Descrierea blocurilor componente
În analiza care urmează se va avea la bază clasificarea radioreceptoarelor pe baza
structurii amplificatorului selectiv de radiofrecvenŃă. În consecinŃă vor fi analizate doar două
tipuri de radioreceptoare, folosite pe în prezent pe scară largă şi anume:
- radioreceptoarele cu o schimbare de frecvenŃă (superheterodină)
! - radioreceptoarele cu două sau mai multe schimbări de frecvenŃă.
Schema bloc a unui receptor superheterodină cu simplă schimbare de frecvenŃă, pentru
recepŃia emisiunilor cu modulaŃie de amplitudine AM, este prezentată în figura 7.2.
Fig. 7.2. Schema bloc a unui radioreceptor superheterodină
cu simplă schimbare de frecvenŃă
SemnificaŃia notaŃiilor folosite în figură este următoarea:
A – antenă de recepŃie
CI – circuit de intrare
ARF – amplificator de radiofrecvenŃă
SF – schimbător de frecvenŃă (mixer)
OL – oscilator local (oscilator cu frecvenŃă variabilă – VFO)
CI ARF AFI
OL
DEM AAF
MUTERAA
SF
FTJ DF
Circuit CAF
A
Acord
122
AFI – amplificator de frecvenŃă intermediară
DEM – demodulator
DF – discriminator de frecvenŃă
CAF – dispozitiv (circuit) pentru controlul automat al frecvenŃei
RAA – circuit pentru reglajul automat al amplificării (sensibilităŃii)
AAF – amplificator de audiofrecvenŃă
MUTE – circuit de muting (mute) – acord silenŃios
FuncŃionare:
Semnalul util captat de antenă este trecut printr-un circuit de intrare (CI) care
îndeplineşte următoarele funcŃii:
• asigură transferul maxim de putere de la antenă la intrarea receptorului şi realizează
adaptarea cu (pre)amplificatorul de radiofrecvenŃă ARF;
• atenuează puternic semnalele perturbatoare având frecvenŃa egală cu frecvenŃa
imagine şi cu frecvenŃa intermediară a receptorului:
fim = fRF + 2fi
fi = fRF – fOL
• îmbunătăŃeşte selectivitatea totală a aparatului.
Circuitele de intrare (CI) se împart în două categorii:
- circuite de intrare de bandă largă şi cu acord fix pe frecvenŃa medie a gamei de
frecvenŃă recepŃionată;
- circuite de intrare de bandă îngustă, cu acord variabil.
Semnalul recepŃionat suferă, de obicei, o atenuare în acest circuit de intrare. De aceea
el se amplifică cu ajutorul unui amplificator de radiofrecvenŃă (ARF). FuncŃiile ARF sunt:
• îmbunătăŃeşte atenuarea frecvenŃei imagine fim şi a frecvenŃei intermediare fI;
• măreşte sensibilitatea receptorului;
• îmbunătăŃeşte raportul semnal/zgomot S/N;
• măreşte eficacitatea sistemului de reglaj automat al amplificării (sensibilităŃii) - RAA;
• atenuează pătrunderea frecvenŃei oscilatorului local fOL în circuitul de antenă.
Semnalul de RF se aplică, împreună cu semnalul generat de oscilatorul local OL,
schimbătorului de frecvenŃă SF, în care are loc mixarea (amestecul) celor două frecvenŃe fRF şi
fOL.
Pentru ca frecvenŃa intermediară să fie constantă, este necesar ca frecvenŃa
oscilatorului local fOL să se schimbe odată cu schimbarea acordului circuitului de intrare CI, cu
care se selectează semnalul util.
În receptoarele moderne schimbarea de frecvenŃă se realizează, de obicei, prin
procedeul aditiv, dar există şi schimbătoare de frecvenŃă autooscilante sau cvasimultiplicative
(utilizate mai rar). De obicei, este îndeplinită condiŃia fOL > fRF (superheterodină).
123
CerinŃele pe care trebuie să le îndeplinească schimbătorul de frecvenŃă sunt:
• amplificare de conversie mare;
• zgomot propriu cât mai mic (acesta creşte cu frecvenŃa);
• radiaŃia spre antenă a semnalului generat de OL (fOL) să fie cât mai mică;
• stabilitate în funcŃionare;
• influenŃare minimă a oscilatorului local OL.
Deşi oscilatorul local OL nu face parte din lanŃul de transmisie a semnalului recepŃionat
fs, el are un rol hotărâtor în funcŃionarea receptorului superheterodină.
FrecvenŃa lui se poate regla în următoarele moduri:
- cu condensator variabil
- cu diode varicap
- prin sinteză a frecvenŃei, cu VCO
Indiferent de modul de modificare a frecvenŃei fOL, este necesar ca oscilatorul local OL
să îndeplinească următoarele cerinŃe:
- stabilitatea bună a frecvenŃei generate;
- oscilaŃie lipsită de armonici;
- stabilitatea amplitudinii oscilaŃiei.
Semnalul de frecvenŃă intermediară rezultat în urma schimbării de frecvenŃă este
amplificat de un amplificator de frecvenŃă intermediară (AFI) realizat cu unul sau mai multe etaje
de amplificare.
AFI sunt, de obicei, amplificatoare selective acordate pe frecvenŃa intermediară fi,.
Indiferent de clasa sau de tipul receptorului, AFI trebuie să îndeplinească următoarele funcŃii:
• să asigure amplificarea semnalului de la ieşirea SF până la un nivel care să permită
demodularea. De fapt, amplificatorului de frecvenŃă intermediară AFI i se impune amplificarea
cea mai mare din receptor, el determinând practic sensibilitatea receptorului.
• să asigure selectivitatea faŃă de canalele adiacente;
• să asigure banda de trecere corespunzătoare tipului de recepŃie selectat (AM, FM,
telegrafie, telefonie, telefonie SSB etc.);
• să permită reglajul amplificării etajelor de frecvenŃă intermediară AFI de către circuitul
de RAA;
• să aibă o caracteristică amplitudine–frecvenŃă constantă (stabilă) în timp şi cu o
anumită alură.
AFI se poate realiza sub mai multe forme, cele mai folosite fiind:
- AFI de bandă îngustă, realizate cu circuite derivaŃie sau cu circuite cuplate;
- AFI de bandă largă, urmate sau precedate de filtre cu selectivitate concentrată.
FrecvenŃa intermediară fi este, în general, standardizată dar ea poate fi aleasă şi de
constructor. În receptoarele de trafic (profesionale) utilizate în radiocomunicaŃiile, ea este aleasă
124
de constructor în funcŃie de performanŃele pe care urmăreşte să le realizeze cu receptorul
respectiv.
Semnalul amplificat de AFI se aplică etajului demodulator (detector) D, care are rolul de
a extrage informaŃia utilă din semnalul de frecvenŃă intermediară.
În funcŃie de tipul de modulaŃie al semnalului de frecvenŃă intermediară se deosebesc:
- demodulatoare (detectoare) pentru semnale AM
- demodulatoare (detectoare) pentru semnale FM
Indiferent de tipul de detecŃie, demodulatorul trebuie să realizeze următoarele funcŃii:
• extrage informaŃia utilă din semnalul de frecvenŃă intermediară;
• contribuie la stabilirea sensibilităŃii globale a receptorului;
• participă la realizarea RAA (în cazul receptoarelor AM) sau CAF (în cazul
receptoarelor FM) şi a reglajului de muting.
7.2.2. Circuite de reglare automată
În afara căii directe a semnalului recepŃionat, în schema bloc de principiu a
radioreceptorului se remarcă existenŃa unei căi inverse, prin intermediul căreia se aplică
semnalul de RAA. Acesta se extrage din etajul detector DEM şi apoi, prelucrat, filtrat, amplificat,
comandă etajele AFI şi ale ARF, astfel încât atât posturile slabe cât şi cele puternice să fie
recepŃionate la aproximativ acelaşi nivel. Acesta este circuitul de reglaj automat al amplificării
RAA (sau de reglaj automat al sensibilităŃii - RAS).
De asemenea, se remarcă o a doua buclă de reglaj automat – CAF – care reprezintă.
circuitul de reglaj automat al frecvenŃei. Semnalul de la ieşirea AFI acŃionează prin intermediul
unui discriminator de frecvenŃă (fază) asupra unui circuit de reglaj a frecvenŃei oscilatorului local
OL, compensând astfel “fuga” în timp a frecvenŃei acestuia.
Principiul de funcŃionare al circuitelor pentru controlul automat al frecvenŃei (CAF) se
bazează pe introducerea în circuitul oscilant al oscilatorului local OL a unui element de reglaj
capabil să schimbe frecvenŃa acestuia fOL. Acest dispozitiv este comandat de diferenŃa:
∆f = fin – fir (care este, de fapt, eroarea de frecvenŃă)
în care fin este frecvenŃa intermediară nominală, iar fir frecvenŃa intermediară reală a semnalului.
De obicei, această diferenŃă se transformă într-o tensiune continuă de reglaj UCAF care
este funcŃie de mărimea şi semnul alunecării frecvenŃei intermediare reale faŃă de cea nominală.
Tensiunea de reglaj se aplică dispozitivului de reglaj şi comandă prin intermediul acestuia
modificarea convenabilă a frecvenŃei oscilatorului local fOL, astfel încât frecvenŃa intermediară
reală să se apropie cât mai mult de cea nominală.
Rezultă că un sistem CAF se compune din următoarele părŃi:
- detectorul de eroare (comparatorul de frecvenŃă)
- dispozitivul de reglaj a frecvenŃei oscilatorului local OL
125
ObservaŃie
De obicei, receptoarele AM nu sunt prevăzute cu un circuit discriminator (comparator) de
frecvenŃă şi de aceea, pentru a realiza controlul automat al frecvenŃei este necesar ca aceste
receptoare să fie prevăzute cu un astfel de circuit. În receptoarele FM, ca detector de eroare se
foloseşte chiar demodulatorul FM (discriminator), care furnizează atât tensiunea de eroare cât şi
pe cea de reglaj UCAF.
Fig. 7.3. Principiul CAF într-un receptor AM: DR – dispozitiv de reglaj;
FCAF – filtru CAF, DP - discriminator de fază
Reglajul selectivităŃii
Se foloseşte în receptoarele de performanŃă şi constă în reglajul automat sau manual al
lărgimii benzii de trecere (RAB) a amplificatorului de frecvenŃă intermediară AFI. Aceasta se
lărgeşte în cazul posturilor puternice şi se îngustează în cazul semnalelor slabe, însoŃite de
paraziŃi. Acest reglaj se foloseşte numai în cazul recepŃiei AM, deoarece în cazul recepŃiei FM
cresc distorsiunile de neliniaritate.
Sistemul RAB acŃionează, de obicei, numai asupra benzii de trecere a amplificatorului de
frecvenŃă intermediară AFI.
În figura 7.4 este prezentat schematic principiul de funcŃionare a unui circuit RAB cu
acŃionare “înapoi”, în care semnalul este preluat de la ieşirea AFI, este prelucrat şi apoi
acŃionează asupra filtrului trece-bandă FTB din AFI.
Fig. 7.4. Sistem de RAB cu acŃionare “înapoi”: DET RAB – detector de RAB;
FTB – filtru-trece-bandă; DR – dispozitiv de reglaj
ARF AAFDETAFISF
OL
DPDR FCAF
CIRCUIT CAF
CAF ON/OFF
+/-UCAF
A FTB DET
DRDETRAB
SF
URAB
fs
AFI
126
MUTING (acord “silenŃios”, mute)
Receptoarele cu sensibilitate mare prezintă inconvenientul că, atunci când se face
acordul de la un post la altul, în intervalul dintre posturi, datorită sistemului de RAA, creşte
foarte mult zgomotul în difuzor. În vederea acordului silenŃios pe postul dorit s-au realizat
circuite de reglaj automat care suprimă sau reduc audiŃia atunci când nivelul semnalului util la
intrarea receptorului scade sub un anumit nivel.
În funcŃie de modul de analiză a nivelelor de semnal şi zgomot, există două feluri de
circuite MUTING:
a) circuite MUTING care acŃionează după nivelul semnalului util cu zgomot (S + N) (S –
signal; N – noise);
b) circuite MUTING care acŃionează după raportul dintre nivelul semnalului util şi al
zgomotului (S+N) şi nivelul zgomotului: (S+N/N). Acest tip de circuite este utilizat în special în
aparatura profesională şi are un cost mai ridicat, dar şi performanŃe pe măsură.
În fig. 7.5 este prezentat un circuit de muting în care semialternanŃele negative ale
semnalului cules de la ieşirea detectorului MA este filtrat cu grupul R1, R2, C1 şi se aplică pe
poarta unui FET (care este în mod normal saturat), astfel încât, atunci depăşeşte un anumit
nivel, FET-ul se blochează şi nu mai scurtcircuitează calea semnalului de AF. Pragul de
basculare se stabileşte cu semireglabilul R4.
Fig. 7.5. Circuit muting de tip “basculă cu prag”
Un alt circuit de muting, prezentat în fig. 7.6 foloseşte tensiunea de RAA pentru blocarea
amplificatorului de audiofrecvenŃă, amplificată în prealabil de un amplificator de c.c.
Fig. 7.6. Circuit de muting cu amplificator de c.c. şi blocarea căii de AF
DET MAFILTRU
AFAAF
Dif
R5
+Ec
onoff
KC2
R1
R2
C1
R3
R4
fi
t0
Uo
AFI DEM AAF
DET
RAAAcc
URAA
fi
URAA
Ucc bloc
DifAF
127
Acordul automat
Toate radioreceptoarele moderne au posibilitatea să caute şi să memoreze frecvenŃele
anumitor posturi presetate de către operator, sau, cum poate fi cazul receptoarelor utilizate în
sistemul DSC, de către fabricant. Această operaŃie se numeşte acord (căutare, scanare)
automat(ă), iar principiul ei este ilustrat în figura 7.7.
Oscilatorul local folosit este un oscilator comandat în tensiune VCO (Voltage Controlled
Oscilator) de către un convertor numeric/ analog N/A prin intermediul unui filtru trece-jos FTJ.
Acesta este comandat de un numărător reversibil NR, al cărui conŃinut este incrementat sau
decrementat de către un microprocesor µP.
µP comunică cu o memorie RAM în care sunt memorate frecvenŃele de acord pe
posturile preselectate şi cu o memorie ROM care conŃine sistemul de operare al
radioreceptorului.
Fig. 7.7. Principiul de funcŃionare a unui radioreceptor
cu scanare (căutare) automată
Prin intermediul unor porturi de intrare/ieşire I/O se comandă afişajul numeric al
frecvenŃei de acord şi se dau comenzi receptorului.
La apăsarea tastei de căutare (SEARCH sau SCAN), microprocesorul µP începe să
incrementeze conŃinutul numărătorului reversibil cu câte o unitate. Tensiunea de la ieşirea
convertorului numeric/analog N/A creşte în trepte, este filtrată şi se aplică VCO, care îşi
modifică frecvenŃa de acord în funcŃie de valoarea acesteia.
SF AFI DEM AAF
MUTE
CAF
VCO
FTJ N/A NR
RAM
uP
TAST
ROM
fs fi
f0
IDENT STOP
fi
128
În momentul în care radioreceptorul captează un post oarecare, din lanŃul de frecvenŃă
intermediară FI se primeşte un semnal de identificare IDENT, care indică acordul pe post şi
care determină scăderea vitezei de incrementare a conŃinutului numărătorului NR. Pentru
acordul corect pe post, microprocesorul µP are nevoie de un semnal de comandă care este
furnizat de circuitul de control automat al frecvenŃei CAF. În momentul în care este realizat
acordul exact, circuitul de control automat al frecvenŃei CAF furnizează un semnal STOP, sub
forma unui salt de tensiune care determină oprirea căutării. Radioreceptorul rămâne pe acest
post până la o nouă comandă SEARCH. Postul respectiv se poate memora prin comanda de
transfer a conŃinutului registrelor numărătorului reversibil NR în memoria RAM. În situaŃia în
care se doreşte recepŃionarea acestui post, radioreceptorul fiind acordat pe altă frecvenŃă, prin
apăsarea unei tastei, conŃinutul registrului corespunzător acestei taste este transferat
numărătorului reversibil NR, iar convertorul N/A furnizează la ieşire tensiunea necesară
acordului pe acest post.
Dacă în timpul incrementării conŃinutului registrelor numărătorului reversibil NR nu se
recepŃionează nici un post, după parcurgerea tuturor treptelor (în număr de 256 în cazul unui
convertor digital/analog de 8 biŃi, de exemplu), tensiunea crescătoare în trepte de la ieşirea
convertorului scade automat la valoarea minimă şi se reia căutarea. Deci căutarea posturilor în
acest mod de lucru se face de la frecvenŃe joase la frecvenŃe înalte, iar revenirea rapidă pe
frecvenŃe joase face posibilă reluarea operaŃiei.
Radioreceptorul este prevăzut, de obicei, cu două taste pentru căutarea manuală: una
spre capătul inferior al benzii (DOWN) şi cealaltă spre capătul superior al benzii (UP). Apăsarea
oricăreia dintre aceste două taste iniŃiază căutarea (scanarea) în jos, respectiv căutarea în sus.
Trecerea pe modul de căutare (scanare) automată se face prin apăsarea tastei SEARCH
(căutare).
7.2.3. Parametrii caracteristici ai radioreceptorului
Pentru a putea face o comparaŃie între diferite tipuri de radioreceptoare au fost definiŃi
anumiŃi parametri funcŃionali, care, măsuraŃi în anumite condiŃii standard permit o apreciere a
calitativă a performanŃelor acestora:
- temperatură, umiditate şi presiune standard
- gradul demodulaŃie a semnalului de RF de intrare de 30%
- tensiuni de alimentare în limite permise
- reglajele radioreceptorului la maximum etc.
Sensibilitatea este capacitatea radioreceptoarelor de a recepŃiona, în condiŃii normale,
semnale radio de intensitate mică. Ea nu poate fi mărită prea mult, datorită pericolului intrării în
129
oscilaŃie a ARF. Sensibilitatea poate fi exprimată în funcŃie de puterea de ieşire sau de raportul
semnal/zgomot S/N, astfel încât se pot defini:
a) Sensibilitatea limitată de amplificare Sa, care reprezintă nivelul minim al semnalului de
intrare, care, în condiŃiile în care radioreceptorul este acordat pe frecvenŃa de măsură, cu
reglajul de ton în poziŃie normală şi cu volumul la maximum, permite obŃinerea la ieşire a puterii
standard. Ea caracterizează câştigul global al radioreceptorului, fără o legătură cu calitatea.
b) Sensibilitatea limitată de zgomot Szg, care reprezintă nivelul minim al semnalului de
intrare, modulat normal, care, în condiŃiile în care RR este acordat pe frecvenŃa de măsură, cu
reglajul de ton în poziŃie normală şi cu volumul la maximum, permite obŃinerea la ieşire a unui
semnal caracterizat printr-un raport semnal-zgomot S/N standard.
Plecând de la aceste două exprimări ale sensibilităŃii, se alege aceea care defineşte cea
care spune cel mai mult despre radioreceptor. Aceasta se numeşte sensibilitatea utilizabilă Su şi
are expresia:
Su = max Sa, Szg.
Selectivitatea - reprezintă capacitatea radioreceptoarelor de a separa postul recepŃionat
de un post învecinat aflat la o distanŃă fixă, adică de a atenua într-o măsură mai mare sau mai
mică semnalul provenit de la postul alăturat.
Se definesc două tipuri de selectivitate:
a) Selectivitatea faŃă de canalul adiacent Sad, care este proprietatea radioreceptorului
de a atenua semnalele din canalele adiacente. Ea se exprimă prin mărimea atenuării la un ecart
de frecvenŃă anumit, în dB (de exemplu, la ±9KHz în MA, la ±150KHz în MF, la ±3KHz în MA-
SSB etc.).
b) Selectivitatea faŃă de frecvenŃa imagine Simag, care este definită ca fiind proprietatea
RR de a atenua semnalul de frecvenŃă imagine. Această proprietate este determinată de
selectivitatea circuitelor de intrare şi a amplificatoarelor de RF din structura radioreceptorului.
Selectivitatea faŃă de frecvenŃa imagine Simag trebuie analizat[ă la capătul superior al benzii de
frecvenŃă în care se face măsurătoarea, deoarece acolo selectivitatea circuitelor de RF este mai
mică.
Un dezavantaj major al receptoarelor superheterodină este problema frecvenŃei imagine.
Aceasta este, de fapt, un semnal de intrare de RF nedorit, având frecvenŃa:
fimag = fRF + 2fi, dacă fOL > fRF în cazul radioreceptoarelor superheterodină;
fimag = fRF - 2fi, dacă fOL < fRF în cazul radioreceptoarelor infradină
în care fOL este frecvenŃa oscilatorului local, fRF este frecvenŃa semnalului de RF recepŃionat, iar
fi este frecvenŃa intermediară a radioreceptorului. Când la intrarea radioreceptorului, pe lângă
semnalul util de RF apare şi un semnal de RF având frecvenŃa imagine, la ieşirea SF apare un
al doilea semnal având frecvenŃa apropiată de frecvenŃa intermediară, ceea ce produce
130
interferenŃe. Un alt efect supărător datorat frecvenŃei imagine, este recepŃia aceluiaşi post de
radio în două locuri pe scala radioreceptorului.
Cantitativ, Simag se exprimă prin relaŃia:
[dB]UU
20logSimag
simag = (7.3)
în care:
- Us este amplitudinea semnalului util care produce la ieşirea RR o putere de 50mW
- Uimag este amplitudinea semnalului de frecvenŃă imagine care, aplicat la intrare,
produce la ieşirea RR aceeaşi putere.
c) Selectivitatea faŃă de frecvenŃa intermediară Sint, care este definită ca fiind
proprietatea RR de a atenua semnalele având frecvenŃa apropiată de frecvenŃa intermediară fi
şi a căror prezenŃă ar duce la apariŃia perturbaŃiilor de interferenŃă (fluierături şi distorsiuni).
Practic, ea se realizează prin introducerea la intrarea RR a unor circuite de rejecŃie acordate pe
frecvenŃa intermediară fi, prin ecranarea corespunzătoare a AFI şi, nu în cele din urmă, prin
alegerea judicioasă a valorii fi.
Fidelitatea caracterizează capacitatea radioreceptoarelor de a reproduce fără distorsiuni
semnalul (mesajul) util. Se apreciază cu ajutorul caracteristicii de transfer amplitudine-frecvenŃă.
Fidelitatea depinde de banda de trecere globală B3dB a radioreceptorului şi, în principal, de
caracteristica de frecvenŃă a amplificatoarelor de joasă frecvenŃă AAF şi de frecvenŃă
intermediară AFI.
Distorsiunile de neliniaritate se apreciază, de obicei, prin numărul (conŃinutul) de
armonici din semnalul util cules la ieşirea amplificatorului de joasă frecvenŃă (audiofrecvenŃă)
AAF al radioreceptorului. Distorsiunile apar atunci când se produce o modificare a spectrului
semnalului de joasă frecvenŃă recepŃionat, provocată de existenŃa elementelor neliniare din
calea de semnal a radioreceptorului sau din alte cauze.
Gradul de distorsiune armonică se exprimă prin formula:
%100A....AAA
A....AA
2
n
2
3
2
2
2
1
2
n
2
3
2
2
++++
+++=δ
în care A1 reprezintă amplitudinea fundamentalei, iar A2, A3….An – amplitudinile armonicilor.
Stabilitatea frecvenŃei oscilatorului local OL (VFO, BFO) - se exprimă în unităŃi de
frecvenŃă şi este de 2 feluri:
- pe termen scurt (≈ 10min…30min)
- pe termen lung (6 luni, 1 an etc.)
Alte criterii de performanŃă:
- Eficacitatea RAA care reprezintă raportul dintre semnalul maxim şi semnalul minim
aplicat la intrarea radioreceptorului, pentru care se obŃine o variaŃie a nivelului semnalului de la
ieşirea acestuia de 10dB.
- Eroarea de acord - se exprimă în Hz.
131
7.2.4. Tipuri de radioreceptoare
Radioreceptorul de tip superheterodină are la bază un principiu vechi care, practic, se
identifică cu ideea de radioreceptor şi a rămas o soluŃie de bază. Blocurile principale –
schimbătorul de frecvenŃă SF (MIX), oscilatorul local OL, amplificatorul de RF (ARF),
amplificatorul de frecvenŃă intermediară (AFI), demodulatorul (DEM) etc. au rămas prezente în
schema bloc a radioreceptoarelor moderne. Realizările actuale conŃin, în esenŃă, aceleaşi etaje,
doar că ele au fost „garnisite”, cu diverse bucle de reglaj automat şi multe alte facilităŃi, devenite
posibile datorită în cea mai mare măsură progreselor tehnologice realizate în construcŃia
dispozitivelor electronice semiconductoare, a filtrelor ceramice şi cu cuarŃ şi a CI specializate.
FaŃă de emisiunile clasice cu MA, recepŃia emisiunilor SSB presupune cerinŃe puŃin mai
complicate, datorită absenŃei purtătoarei de RF în semnalul recepŃionat. De fapt, condiŃia
principală este ca receptorul să conŃină un circuit de demodulare adecvat, care să permită
refacerea purtătoarei, deoarece numai aşa este posibilă extragerea semnalului modulator.
Acest lucru se poate realiza prin mai multe metode, care vor fi expuse în cele ce urmează.
În figura 7.8 este prezentată schema bloc a unui receptor superheterodină cu dublă
schimbare de frecvenŃă, în care primul oscilator local OL1 funcŃionează pe frecvenŃe fixe,
stabilizate cu cristale de cuarŃ, iar al 2 - lea oscilator local OL2 este cu frecvenŃă variabilă.
Receptorul poate recepŃiona şi emisiuni MA-BLU (AM - SSB), fiind prevăzut cu un
oscilator de bătăi BFO, care serveşte la refacerea purtătoarei.
Reglajul automat al sensibilităŃii se realizează cu ajutorul circuitului RAS, care primeşte
semnalul de la ieşirea demodulatorului şi modifică în funcŃie de acesta amplificarea etajului de
radiofrecvenŃă ARF de la intrare şi a primului amplificator de frecvenŃă intermediară AFI1.
Acelaşi semnal de la ieşirea demodulatorului este folosit pentru comanda circuitului de
acord silenŃios MUTE.
Reglajul selectivităŃii (benzii de trecere) a radioreceptorului se face modificând banda de
trecere a circuitelor celui de-al 2-lea amplificator de frecvenŃă intermediară AFI2.
Fig. 7.8. Receptor SSB de trafic, cu dublă schimbare de frecvenŃă
CP ARF SF1 AFI1 SF2 AFI2 DEM
BFO
AAF
OL1
OL2
2 - 30 MHz
fi2fi1
fh1fh2 fo
MUTE
Selectivitatevariabilã
A
Comutaresubgame
RAS
132
ObservaŃii
1. Receptoarele de trafic folosesc două sau 3 schimbări de frecvenŃă, scopul fiind:
- reducerea perturbaŃiilor de interferenŃă date de frecvenŃa imagine fim;
- îmbunătăŃirea performanŃelor de bază ale receptorului: sensibilitatea, selectivitatea şi
fidelitatea.
2. Acest tip de radioreceptor (prezentat în figura 7.8) nu este economic din cauza
numărului mare de cristale de cuarŃ utilizate. În receptoarele moderne, în locul oscilatoarelor
locale fixe (cu cuarŃ) sau variabile, se utilizează sintetizoare de frecvenŃă cu circuite PLL sau de
alt tip, care sunt mai economice din acest punct de vedere şi au performanŃe ridicate.
În figura 7.9 este prezentat un receptor de trafic construit pe acest principiu.
Selectarea postului dorit se face cu ajutorul tastaturii (TAST), iar frecvenŃa postului este
afişată numeric pe display-ul ANF. Prin intermediul blocului de control BC, frecvenŃa selectată
este transformată în comenzi numerice care se aplică divizoarelor programabile N1 şi N2 ale
celor două sintetizoare de frecvenŃă cu circuite PLL, pentru a genera frecvenŃele necesare
oscilatoarelor VCO1 şi VCO2. Ecartul de frecvenŃă este de 1KHz, ceea ce permite practic
selectarea oricărui post din banda de frecvenŃe recepŃionate.
Fig. 7.9. Receptor modern, cu dublă schimbare de frecvenŃă
şi sintetizor cu circuite PLL
M – mixer; OR1, OR2 – oscilatoare de referinŃă; NR1, NR2 – divizoare fixe
Divizorul fix cu 20 - NF(÷20) - a fost introdus pentru a micşora frecvenŃa de lucru a
divizorului programabil N1 (<10MHz). FrecvenŃa etalon pentru ambele sintetizoare a fost
obŃinută de la un singur oscilator cu cuarŃ (OR1) pe 5,76MHz, pentru obŃinerea frecvenŃei de
TAST BC
ANF
CNA
N1: 653 - 973
NF
:20
FTJ1
VCO1
CP1NR1
: 1152
N2: 300 - 309
FTJ2
CP2
VCO2MOR2
CI ARF M1 AFI1 M2 AFI2 DEM
NR2
: 5
AAF
OR1
5,76MHz
5KHz
1KHz
fs fs fs fi1 fi1 fi2 fi2
f01
f02
55,301MHz
ecart 1KHz
ecart 100KHz
133
referinŃă de 5KHz (pentru ecartul de 100KHz) şi apoi, prin divizare cu 5, pentru obŃinerea
ecartului de 1KHz.
ObŃinerea celei de a doua frecvenŃe intermediare s-a realizat cu ajutorul unui oscilator
suplimentar cu cuarŃ OR2.
Concluzii
1. Radioreceptorul superheterodină, datorită folosirii schimbării de frecvenŃă, are câteva
avantaje esenŃiale:
a) Sensibilitate este foarte bună, deoarece pe lanŃul de RF şi pe lanŃul de frecvenŃă
intermediară se pot realiza amplificări mari, la frecvenŃe diferite, ceea ce micşorează pericolul
apariŃiei oscilaŃiilor. În plus, câştigul AFI poate fi realizat la nivele foarte mari, deoarece
frecvenŃa intermediară este fixă şi are o valoare relativ scăzută.
b) Datorită valorii relativ mici a frecvenŃei intermediare, caracteristica amplitudine-
frecvenŃă a AFI poate fi realizată apropiată de cea ideală, ceea ce permite obŃinerea unei bune
selectivităŃi a radioreceptorului superheterodină faŃă de canalele adiacente.
c) Tot datorită caracteristicii foarte uniforme a AFI şi a faptului că demodularea (detecŃia)
se face la nivel mare de semnal, receptorul superheterodină are o bună fidelitate.
2. Dezavantajele radioreceptorului superheterodină sunt:
a) schemă complexă;
b) posibilitatea apariŃiei intermodulaŃiei şi a unor perturbaŃii de interferenŃă datorită
neliniarităŃii elementului folosit în schimbătorul de frecvenŃă;
c) factor de zgomot ridicat datorită prezenŃei la intrarea radioreceptorului a unui etaj
zgomotos, care este schimbătorul de frecvenŃă (mixerul).
134
Capitolul 8
8. ETAJELE DE RADIOFRECVENłĂ ALE
RADIORECEPTOARELOR
GeneralităŃi
Prin etaje de radiofrecvenŃă ale radioreceptorului se înŃeleg acele etaje din schema bloc
cuprinse între antena (A) şi amplificatorul de frecvenŃă intermediară (AFI).
Aceste etaje cuprind:
- circuitele de intrare (CI);
- amplificatorul de radiofrecvenŃă (ARF);
- etajul schimbător de frecvenŃă (SF) sau mixerul (M);
- oscilatorul local (OL).
FuncŃiile principale ale acestor etaje sunt:
- selectarea postului care se doreşte a fi recepŃionat;
- realizarea transferului informaŃiei utile de pe frecvenŃa purtătoare selectată fs pe o
frecvenŃă fixă (frecvenŃa intermediară fi).
Fig. 8.1. Etajele de RF ale unui radioreceptor
Semnalele captate de antena radioreceptorului ajung în circuitului de intrare (CI).
Acesta poate fi format dintr-un circuit selectiv de bandă îngustă, cu acord variabil, sau dintr-un
circuit de bandă largă, care acoperă tot domeniul de frecvenŃă ce se doreşte a fi recepŃionat.
În cazul în care circuitul de intrare este un circuit selectiv de bandă îngustă, frecvenŃa lui
de acord trebuie să fie variabilă, pentru a se putea alege postul dorit. În această situaŃie, la
intrarea ARF ajung numai semnalele din banda de frecvenŃă alocată postului recepŃionat.
În cazul în care CI este de bandă largă, la intrarea ARF ajung toate semnalele din banda
de recepŃionat. Selectarea postului dorit este realizată cu ajutorul unui circuit selectiv cu acord
variabil, care reprezintă sarcina etajului ARF.
CI ARF SF
OL
RAAA
Acord
AFI
fs
f0
fi
135
Modul în care se produce selectarea unui post (staŃie) de radio cu ajutorul unui receptor
având un circuit de intrare de bandă îngustă, este prezentat în fig. 8.2. Dacă semnalele emise
de staŃii diferite au spectrele repartizate ca în fig. 8.2 a, în urma operaŃiei de heterodinare,
spectrele lor sunt translatate, f0 fiind frecvenŃa reglată a oscilatorului local OL din receptor.
Dintre aceste spectre translatate, amplificatorul de frecvenŃă intermediară AFI va selecta numai
spectrul axat pe frecvenŃa intermediară fi, în cazul de faŃă spectrul semnalului E’2 (fig. 8.2 b).
Celelalte spectre de frecvenŃă vor fi eliminate (rejectate, atenuate) datorită caracteristicii
amplitudine-frecvenŃă a AFI. Dacă se doreşte selectarea unui alt post (staŃie), se variază
frecvenŃa fO a oscilatorului local, până când diferenŃa f0 - fsi devine egală cu fi.
Fig. 8.2. Selectarea semnalului util
Etajul amplificator de radiofrecvenŃă (ARF) are rolul de a mări nivelul semnalului util
pentru a-l aplica etajului schimbător de frecvenŃă SF. Această amplificare în RF nu este impusă
numai de necesitatea unui câştig global mare, deci de mărirea sensibilităŃii receptorului, ci şi de
îmbunătăŃirea raportului semnal/zgomot S/N.
Schimbătorul de frecvenŃă SF, prin modul lui de funcŃionare, introduce un zgomot foarte
puternic, suprapunându-l peste semnalul util. Acest zgomot propriu al etajului creşte cu
creşterea frecvenŃei. În acest sens trebuie spus că în gama UL şi UM, zgomotul este mult mai
redus decât în gama US, UUS sau UHF, unde devine semnificativ. De asemenea, în aceste
game, utilizarea etajelor ARF este obligatorie.
Dacă se face un bilanŃ al zgomotului într-un radioreceptor, se ajunge la concluzia că
factorul de zgomot global al unui radioreceptor este determinat în cea mai mare parte de
factorul de zgomot al primului etaj amplificator, care trebuie să prezinte o amplificare în putere
mare. Etajele următoare, chiar dacă au factor de zgomot mare, au o contribuŃie nesemnificativă
la zgomotul global al radioreceptorului.
fs1 fs2fs3f0
fi
E1 E2E3
f0
ff0- fs3 f0- fs2= fi f0- fs1
E'3E'2 E'1
0
AFI(fixã)
E'1 E'2
f0+ fs1 f0+ fs2
a)
b)
136
Schimbătorul de frecvenŃă (SF) sau mixerul (M) realizează transferarea spectrului
semnalului util de pe frecvenŃa purtătoarei fRF, indiferent de valoarea acesteia, pe o frecvenŃă
fixă – frecvenŃa intermediară fi. Acest lucru se realizează cu ajutorul unei oscilaŃii care trebuie să
difere de frecvenŃa purtătoarei semnalului util cu o valoare egală cu valoarea frecvenŃei
intermediare fi. Această frecvenŃă este generată de oscilatorul local OL. DiferenŃa între fOL şi fRF
trebuie menŃinută constantă în toată banda de frecvenŃă ce se doreşte a se recepŃiona:
fi = fOL – fRF
În aceste condiŃii, frecvenŃa oscilatorului local fOL se modifică simultan cu modificarea
acordului circuitului de intrare CI şi al ARF. La ieşirea blocului de RF, adică la ieşirea mixerului,
se obŃine semnalul de frecvenŃă intermediară fi, modulat cu semnalul util.
Constructiv, etajele de RF sunt realizate, de regulă, sub forma unui bloc funcŃional
independent, care, uneori, poate să nu conŃină oscilatorul local OL.
8.1. Circuite de intrare (CI)
Rolul circuitului de intrare al unui radioreceptor este de a face o primă selecŃie a
semnalului util din multitudinea semnalelor captate de antena radioreceptorului şi de a-i
amplifica nivelul. El este cuplat, pe de o parte cu antena (A), care captează semnalul de RF şi
pe de altă parte cu primul etaj de amplificarede radiofrecvenŃă.
CondiŃiile pe care trebuie să le îndeplinească circuitul de intrare CI sunt următoarele:
- să realizeze acoperirea gamei de frecvenŃă;
- să aibă o bună selectivitate, în sensul de a atenua semnalele ce pot perturba
funcŃionarea corectă a radioreceptorului, în special frecvenŃa imagine;
- să realizeze transferul maxim al tensiunii, la rezonanŃă, de la antenă la intrarea ARF;
- factorul de transfer al tensiunii să fie cât mai constant în interiorul benzii de frecvenŃă
recepŃionate;
- să realizeze adaptarea cu ARF pentru transferul maxim de putere;
- să aibă o bandă de trecere suficient de largă (mai mare decât spectrul semnalului util)
pentru a putea permite trecerea neatenuată a întregului spectru de frecvenŃe al postului
recepŃionat;
- să aibă o bună stabilitate a frecvenŃei de acord
Dintre semnalele perturbatoare amintim semnalele din domeniul frecvenŃei imagine fimag
şi din domeniul frecvenŃei intermediare fi. FrecvenŃa imagine (frecvenŃa oglindă) este semnalul
având frecvenŃa:
iRFimag 2fff ±=
137
În urma heterodinării acestui semnal cu frecvenŃa oscilatorului local (fOL) rezultă un
semnal având frecvenŃa egală cu frecvenŃa intermediară fi a radioreceptorului, care pătrunde în
ARF producând intermodulaŃii nedorite cu semnalul util recepŃionat.
8.1.1. Clasificarea circuitelor de intrare
Există mai multe criterii de clasificare a circuitelor de intrare:
a) După structura circuitelor oscilante acordate folosite, există:
- CI cu 1 circuit acordat (simplu acordate sau de bandă îngustă)
- CI cu 2 circuite acordate (filtre de bandă)
- CI cu mai multe circuite acordate
b) După modul de cuplare al CI cu sarcina, se deosebesc:
- CI cuplate prin transformator
- CI cuplate prin autotransformator
- CI cuplate cu priză prin priză pe condensator
c) După modul de cuplare a CI cu antena, există:
- CI cuplate prin capacitate serie
- CI cuplate prin capacitate derivaŃie
- CI cuplate prin transformator
- CI cuplate prin autotransformator
- CI cu cuplaj mixt
d) După tipul antenei folosite şi al gamei de frecvenŃă recepŃionate, se deosebesc:
- CI pentru antenă filară (cazul gamelor de UL, UM şi US)
- CI pentru antenă de ferită (cazul gamelor de UL, UM şi US)
- CI pentru antenă telescopică (cazul gamelor de US şi UUS)
- CI pentru antenă exterioară sau interioară pentru gama UUS etc.
8.1.2. Circuite de intrare de bandă îngustă
Aceste CI sunt utilizate, de obicei, în gamele de unde lungi, medii şi scurte (UL, UM,
US). Ele sunt circuite selective cu acord variabil.
Cuplajul CI cu antena de recepŃie exterioară se poate realiza în mai multe moduri:
a) cuplaj direct
b) cuplaj prin capacitate serie
c) cuplaj prin capacitate serie şi capacitate derivaŃie
d) cuplaj prin capacitate serie şi priză pe bobină
e) cuplaj prin inductanŃă mutuală
f) cuplaj prin inductanŃă mutuală şi capacitate derivaŃie
138
g) cuplaj prin inductanŃă mutuală şi capacitate serie
h) cuplaj mixt: inductanŃă mutuală – capacitate serie – capacitate derivaŃie.
A
L C
a)
CL
Cs
A
b)
Cs
Cc
A
CL
c)
LC
ACs
d)
A
L CLA
A
L CLA
C1
A
LLA C
Cc
L
Cc
C
A
LA
CA
e) f) g) h)
Fig.8.2. Circuite de intrare de bandă îngustă utilizate în radioreceptoare [7]
Circuitul de intrare cu cuplaj prin capacitate serie prezintă un factor de transfer variabil în
banda de frecvenŃă recepŃionată, fiind crescător cu frecvenŃa (fig. 8.3, curba b). Din acest motiv
acest CI este utilizat, de obicei, numai în domeniul US cu extensie de bandă sau în domeniul
subgamelor cu extensie.
Cuplajul cu sarcina
Cuplajul prin capacitate serie şi capacitate derivaŃie este utilizat, de regulă, în gama UL
şi prezintă un factor de transfer aproximativ constant în gama de frecvenŃă.
Fig. 8.3. Caracteristicile de transfer ale celor mai utilizate CI [7]
Cuplajul prin inductanŃă mutuală este larg utilizată în gama UM. InductanŃa LA formează
împreună cu antena exterioară un circuit rezonant serie. Din alegerea corespunzătoare a
inductanŃei LA, frecvenŃa de rezonanŃă poate fi folosită sub fmin a gamei de frecvenŃă
recepŃionată (curba e).
g, h
be, f
0
A
frez fmaxfmin f
139
Cuplajul mixt, cu inductanŃă mutuală şi Cd (f) este varianta pentru UL a cuplajului cu
inductanŃă mutuală utilizat în UM. Condensatorul Cd este introdus în paralel cu circuitul primar,
formând împreună cu LA şi antena exterioară un circuit acordat. FrecvenŃa de rezonanŃă este
plasată sub frecvenŃa minimă fmin a gamei de frecvenŃă ce se doreşte a fi recepŃionată. Factorul
de transfer are alura din fig. 8.3 e.
Cuplajul mixt prin inductanŃa mutuală şi Cs (curba g) prezintă un factor de transfer
aproximativ constant, curba g fiind combinaŃia curbelor b şi e.
Cuplajul CI cu ARF trebuie să realizeze transferul maxim de putere de la circuit la
tranzistorul amplificator.
În fig. 8.4. sunt prezentate 3 variante de (cuplaj) adaptare a CI cu impedanŃa de intrare a
tranzistorului amplificator de RF. În fig. a) cuplajul se face prin inductanŃă mutuală, în b) prin
priză la bobina CI iar în e) prin divizor capacitiv.
Aceste variante de cuplaj sunt impuse de impedanŃa mică de intrare a tranzistoarelor
bipolare utilizate. În cazul utilizării unui FET, care are impedanŃă de intrare mare, cuplajul se
poate realiza ca în fig. 8.5.
C L Lc C LL1
L2
L
C1
C
A A A
Fig.8.4. Circuite de adaptare a impedanŃei de intrare a
primului tranzistor amplificator de RF la CI acordat [7]
ACG
-ED
Rd
Rs
CLA
L
Rg
Fig. 8.5. Cuplarea amplificatorului de RF cu FET la un CI acordat
În cazul receptoarelor cu antenă telescopică, acestea se comportă ca o capacitate de
valoare mică (5 – 10pF) şi rezistenŃă proprie neglijabilă. Cuplajul CI cu antena telescopică se
poate realiza oricât de strâns. Practic, antena telescopică este cuplată direct la circuitul acordat
(fig. 8.6).
140
C L Lc C LL1
L2L
C
AT AT AT
Fig. 8.6. Variante de cuplaj antenă telescopică – CI – ARF
8.1.3. Circuite de intrare de bandă largă
În gamele UUS, circuitele de intrare se realizează de cele mai multe ori cu acord fix, ele
fiind circuite cu bandă de trecere largă (10 - 20MHz). CondiŃia de selectivitate, în acest caz,
este realizată de ARF, funcŃia CI fiind aceea de a realiza transferul maxim de putere, de la
antenă la ARF. Antena exterioară este cuplată foarte strâns cu circuitele de intrare.
Cuplajul între CI şi etajul ARF se realizează aproape exclusiv prin divizor capacitiv,
tranzistorul fiind, de obicei, în conexiunea BC. Această conexiune este folosită mult în
radiofrecvenŃă întrucât asigură o frecvenŃă de tăiere fT mult mai mare decât conexiunea EC.
Fig. 8.7. CI de bandă largă folosite în UUS [7]
8.2. Amplificatoare de RF pentru radioreceptoare
8.2.1. GeneralităŃi
Amplificatoarele de radiofrecvenŃă (ARF) sunt acele etaje ale radioreceptorului introduse
după circuitele de intrare (CI), care realizează amplificarea semnalului util de înaltă frecvenŃă
(RF) captat de antenă şi selectat de CI. Sunt posibile două variante de realizare a ARF:
a) ARF realizat sub forma unui amplificator selectiv, având ca sarcină un circuit acordat.
În acest caz, acordul lui este variabil şi trebuie să fie simultan şi sincron cu acordul CI.
b) ARF realizat sub forma unui amplificator aperiodic de bandă largă, cu sarcină
rezistivă, caz în care selectivitatea în RF este realizată numai de circuitul de intrare CI.
SoluŃia constructivă de realizare a ARF este următoarea:
- CI selectiv şi ARF aperiodic (de bandă largă) pentru gamele de UL, UI şi US;
C1
C2
L300Ω75Ω
141
- CI de bandă largă şi ARF selectiv (de bandă îngustă) pentru gama UUS;
- circuit de intrare selectiv şi ARF selectiv, pentru gama UUS în cazul în care se
foloseşte acordul cu diode varicap.
FuncŃia principală a ARF este aceea de a amplifica semnalul recepŃionat, care este
atenuat în CI. În acest mod se măreşte sensibilitatea radioreceptorului.
8.2.2. FuncŃiile de bază ale ARF
Pentru o bună funcŃionare, ARF trebuie să îndeplinească următoarele condiŃii:
- să aibă o amplificare de putere mare, pentru a asigura un raport semnal/zgomot S/N
bun (esenŃial în special în modulaŃia de frecvenŃă MF);
- să fie selectiv, pentru realizarea rejecŃiei canalelor alăturate;
- să nu producă distorsiuni de frecvenŃă; pentru aceasta, banda de trecere a ARF
trebuie să fie mai largă decât spectrul de frecvenŃă al semnalului util recepŃionat;
- să fie stabil în funcŃionare; ARF nu trebuie să intre în oscilaŃie nici una din
frecvenŃele de acord din gama de recepŃie;
- să nu producă intermodulaŃii şi modulaŃii încrucişate;
- să atenueze pătrunderea semnalului fo generat de OL în circuitele de antenă;
- să atenueze frecvenŃa imagine fimag şi frecvenŃa intermediară fi;
- să mărească eficacitatea (eficienŃa) şi dinamica circuitelor de RAA.
ARF se realizează cu tranzistoare bipolare sau unipolare (FET) de construcŃie specială.,
Aceste tranzistoare au frecvenŃe de tăiere ridicate şi capacităŃi de reacŃie (parazite) mici. De
obicei, aceste tranzistoare sunt astfel realizate încât să permită RAA prin modificarea polarizării
bazei. Astfel, modificarea curentului de bază, deci şi a curentului de colector conduce la
modificarea amplificării etajului realizat cu acel tranzistor.
În multe cazuri, tranzistoarele utilizate în ARF, în special la frecvenŃă înaltă, sunt
realizate în capsule speciale care permit lipirea terminalelor tranzistorului doar pe trasee de
cablaj imprimat (capsule tip JO – 50). Pentru UIF sau SIF, tehnologia de lucru folosită în
construcŃia ARF este aproape în exclusivitate tehnologia SMD (Surface mounted device).
Conexiunile cele mai utilizate în realizarea ARF sunt conexiunile:
- pentru ARF realizate cu tranzistoare bipolare:
- conexiunea bază comună
- conexiunea emitor comun
- conexiunea cascod
- pentru ARF realizate cu JFET sau MOSFET:
- conexiunea sursă comună
- conexiunea grilă comună
- conexiunea cascod
142
8.2.3. Neutrodinarea
Tranzistoarele bipolare, prin capacitatea joncŃiunii CB, prezintă o cale de reacŃie de la
ieşire spre intrare. RezistenŃa de reacŃie are valori foarte mari şi de aceea este neglijabilă. Prin
capacitate CCB, semnalul de la ieşire este adus la intrare şi la anumite frecvenŃe, etajul devine
instabil, putând intra în oscilaŃie. De asemenea, această reacŃie internă face ca acordul
circuitului de ieşire din colector să fie influenŃat de acordul circuitului din baza tranzistorului şi
invers.
Reducerea acestei reacŃii parazite ieşire-intrare se poate realiza pe două căi principale:
- alegerea potrivită a conductanŃelor totale la intrarea şi ieşirea tranzistorului;
- reducerea reacŃiei interne pe calea neutrodinării.
Evident, este posibilă utilizarea ambelor procedee pe acelaşi etaj, dacă acest lucru
conduce la mărirea stabilităŃii.
Neutrodinarea este procedeul prin care se îmbunătăŃesc performanŃele în frecvenŃă ale
unui etaj de amplificare de RF, reducându-se total sau parŃial reacŃia internă a tranzistorului
datorită capacităŃii Cµ cu ajutorul unui circuit exterior.
Prin neutrodinare se urmăreşte creşterea amplificării, a benzii de frecvenŃe şi asigurarea
stabilităŃii la frecvenŃe înalte. În acest mod, reacŃia internă nedorită este anulată şi ansamblul
tranzistor - circuit de neutrodinare lucrează ca un tranzistor fără reacŃie internă, iar circuitele
acordate din colector, respectiv din bază sunt perfect separate.
Nu întotdeauna este posibilă o neutrodinare perfectă, deoarece reŃeaua de reacŃie
externă îşi modifică parametrii în funcŃie de frecvenŃă şi atunci se spune că apare o eroare de
neutrodinare. De asemenea, datorită dispersiei tehnologice a parametrilor tranzistoarelor,
pentru o neutrodinare perfectă este necesar să se facă un reglaj pentru fiecare tranzistor.
Eroarea de neutrodinare apare datorită:
- toleranŃelor elementelor de neutrodinare;
- dispersiei parametrilor tranzistoarelor (y12);
- influenŃei temperaturii asupra elementelor ce compun reŃeaua de neutrodinare şi
asupra elementelor active;
- variaŃiei tensiunilor de alimentare şi a curenŃilor de lucru;
- modificării valorilor elementelor de circuit prin îmbătrânire.
Toate aceste cauze conduc la dispersia „restului de reacŃie internă” în etajul ARF şi prin
urmare la variaŃia factorului de stabilitate S.
Circuitele de neutrodinare por avea configuraŃii diverse: capacităŃi de neutrodinare; punŃi
de capacităŃi; circuite de neutrodinare cu inductanŃe acordate; circuite acordate.
Evident, nici un circuit de neutrodinare nu poate realiza neutrodinarea în toată gama
frecvenŃelor de lucru, ele fiind eficiente numai într-o bandă relativ redusă de frecvenŃe.
143
Fig. 8.8. Neutrodinarea într-o bandă îngustă de frecvenŃe
a unui etaj de RF cu TEC-MOS
8.2.4. ARF realizate cu tranzistoare bipolare
Etajele ARF se pot realiza cu tranzistoare bipolare în conexiunea EC sau BC. Circuitul
de intrare este cuplat cu antena exterioară, prin una din metodele prezentate în subcapitolele
anterioare, iar circuitul de ieşire furnizează semnalul de excitaŃie pentru mixer.
În fig. 8.9 este prezentat un amplificator de RF de bandă largă, realizat cu un tranzistor
bipolar în conexiunea EC, care poate fi folosit în benzile de unde scurte US (3 - 30MHz).
Fig. 8.9. Etaj ARF cu tranzistor bipolar în conexiunea EC [3]
Circuitul are câteva particularităŃi:
- ReacŃia degenerativă din emitor, care asigură distorsiuni mai reduse, stabilitate mai
bună la variaŃiile de temperatură şi o stabilitate mai mare la intrarea în oscilaŃie. Se observă că
144
în c.c. reacŃia negativă este asigurată de rezistoarele R5 şi R6, iar în c.a. doar de rezistorul R5,
rezistorul R6 fiind decuplat de către capacitatea C5.
- ReacŃia negativă colector-bază este realizată prin două mecanisme: prin grupul R1, R3,
C2 şi prin transformatorul de RF de bandă largă T1, care are un raport de transformare 1:1.
ObservaŃie
Pe măsura creşterii frecvenŃei de lucru, la UIF sau SIF, capacităŃile de acord devin
comparabile cu capacităŃile parazite ale tranzistoarelor şi ale montajului. Lungimea de undă
devine comparabilă cu dimensiunile elementelor de circuit, energia din circuitele oscilante
începe să fie radiată în mediul înconjurător, ceea ce echivalează cu o creştere a pierderilor în
circuit. Factorul de calitate a circuitelor selective scade foarte mult. De asemenea, cresc
pierderile datorită efectului pelicular. Curentul nu se mai distribuie uniform în toată secŃiunea
conductorului, ci numai pe suprafaŃa exterioară. De aceea, suprafaŃa conductoarelor din care se
realizează bobinele de RF se argintează. La frecvenŃe înalte circuitele oscilante se realizează
cu linii cu constante distribuite, iar condensatoarele folosite pentru decuplare sunt, de regulă, de
tip disc, neizolate, fără terminale etc.
8.2.5. ARF realizat cu TEC-J şi TEC-MOS
Tranzistoarele cu efect de câmp (TEC) au căpătat o largă răspândire în circuitele de RF.
Ele pot fi folosite până la frecvenŃe de peste 1GHz, datorită unor proprietăŃi care le conferă o
serie de avantaje asupra tranzistoarelor bipolare. Astfel, TEC au :
- impedanŃe de intrare şi ieşire foarte mari (nu amortizează circuitele oscilante);
- capacităŃi parazite (Cgd) mici (reacŃie internă neglijabilă) şi capacitate de intrare mică;
- factor de zgomot redus la frecvenŃă înaltă;
- amplificare în putere şi stabilitate ridicată;
- caracteristici de intermodulaŃie îmbunătăŃite faŃă de tranzistorul bipolar, datorită
caracteristicii de transfer (ID-UGS) pătratice pe care o au;
- în ceea ce priveşte posibilităŃile de realizare a RAA, TEC se pretează mult mai bine,
mai ales că se pot realiza şi cu grilă dublă (tetrodă).
Distorsiunile de intermodulaŃie se datoresc unor caracteristici de transfer cu
neliniarităŃi de ordinul III sau mai mare, impare, şi se manifestă prin modularea semnalului
purtător dorit de către un semnal intens, nedorit care apare la intrarea amplificatorului. Ori,
caracteristica de transfer a unui TEC în jurul PSF este dată de relaŃia:
2)
P
GSDGSD U
U(1II −=
Aceasta este o caracteristică pătratică, care, dezvoltată în serie pune în evidenŃă faptul că
coeficienŃii termenilor de ordinul III şi mai mare sunt neglijabili.
145
În practică, se realizează 4 tipuri de circuite de RF cu TEC: conexiunile SC, GC, DC şi
cascodă, fiecare prezentând avantaje specifice în diverse aplicaŃii. Astfel:
- conexiunea SC se foloseşte când se cere Zin mare, Z0 medie, A mare;
- conexiunea DC se foloseşte când se cere Zin mare, Z0 mică, Au subunitară
- conexiunea GC se foloseşte când se cere Zin mică, Z0 ridicată, Au subunitară,
distorsiuni de intermodulaŃie foarte mici, stabilitate foarte mare.
Fig. 8.10. ARF cu MOS - FET în montaj SC (100 MHz), neutrodinat
L1, C1 – circuit acordat de intrare cuplat capacitiv prin C0 cu grila TEC care are o
impedanŃă de intrare Zin ridicată. Pentru realizarea condiŃiei de adaptare cu o sursă de semnal
de impedanŃă coborâtă, intrarea se face pe o priză a bobinei L1.
Polarizarea grilei se face prin divizorul R1, R2 şi cu rezistenŃa R3 din sursă, decuplată cu
condensatorul C3. Ieşirea este posibilă în 2 moduri: prin condensatorul C6 şi prin transformatorul
de RF-Tr, care are primarul acordat.
Circuitul de neutrodinare este constituit din C4, C2 prin intermediul cărora se culege o
tensiune de la ieşirea tranzistorului şi se aplică cu o fază convenabilă la intrare.
În fig. 8.11 este prezentat un ARF neutrodinat de 200 MHz, acordat la intrare şi ieşire.
Substratul TEC se utilizează pentru RAA, fără să se influenŃeze semnificativ acordul.
L1 împreună cu capacitatea de intrare a TEC formează un circuit rezonant paralel.
Priza bobinei L1 este necesară pentru a asigura adaptarea de la impedanŃa de 50Ω a
generatorului de semnal cu impedanŃa de intrare a TEC, astfel încât să se obŃină transferul
maxim de putere şi performanŃe de zgomot bune.
L2 formează cu capacitatea de ieşire a TEC un circuit rezonant derivaŃie, ieşirea
făcându-se pe o priză a bobinei L2, pentru o amortizare redusă a acestuia.
PSF al TEC este determinat de grupul RsCs. Neutrodinarea se realizează cu circuitul
rezonant serie L3, C3.
Q1
C1
C5Co
1n
C2 C3
C6
R1
R3L1
1
2
L2
1
2
1
21
2
R2
C4
C7
Out
Tr
In
Ual
Out
146
Fig. 8.11. ARF neutrodinat pentru frecvenŃa de 200 MHz, cu RAA
Un etaj preamplificator de RF tipic cu JFET în conexiunea SC, destinat lucrului în benzile
AM, HF şi VHF este prezentat în fig. 8.12. Polarizarea automată a porŃii se realizează cu
rezistoarele R1, R2 iar a drenei cu rezistorul R3 şi cu şocul de radiofrecvenŃă RFC1, care
constituie sarcina etajului în regim dinamic.
Fig. 8.12. Etaj preamplificator de RF cu JFET, utilizat în
benzile AM, HF şi VHF [3]
Transformatorul de RF cu secundarul acordat din poarta tranzistorului reprezintă circuitul
de intrare, trimmerul de 365pF fiind folosit pentru banda de AM. Rezistorul R1 serveşte şi la
amortizarea circuitului acordat, în scopul lărgirii benzii de trecere, metodă folosită deseori în
circuitele cu FET, care au impedanŃă de intrare foarte mare şi cunoscută sub denumirea de-Q.
Pentru a preveni intrarea în oscilaŃie a etajului, circuitul de intrare este acordat, în timp
ce circuitul de ieşire nu este.
C1
Cg
C3
Cs
C11
C2
C13
Rs
RdRg2
Rg
L5
1
2
L31 2
L7
1
2
+Udd
50 ohm
In
Out
Ugs2
URAA (< 0)
Q
147
Etajul amplificator de RF cu JFET în conexiunea GC din fig. 8.13 foloseşte atât la intrare
cât şi la ieşire circuite acordate. Semnalul de intrare este aplicat în sursă iar cel de ieşire este
cules din drenă. Pentru a se realiza adaptarea ciruitului acordat de intrare L2C1A cu impedanŃa
de intrare a etajului cu JFET, se foloseşte rezistorul R1 de valoare redusă. Circuitul acordat de
la ieşire este constituit din grupul L3C1B. Acordul celor două circuite acordate, de intrare şi de
ieşire se realizează simultan, prin modificarea celor două condensatoare de acord C1A şi C1B.
Fig. 8.13. ARF cu TECJ în conexiune GC [3]
ApariŃia tranzistoarelor MOSFET cu poartă dublă a permis realizarea unor ARF cu
performanŃe superioare, deoarece o poartă este folosită pentru amplificarea semnalului de RF,
iar cealată pentru controlul amplificării (RAA), pe ea aplicându-se tensiunea de control de c.c.
Circuitul din fig. 8.14 reprezintă un amplificator de RF realizat pe acest principiu.
Fig. 8.14. Etaj ARF realizat cu un tranzistor MOSFET cu poartă dublă [3]
148
Polarizarea tranzistorului este realizată într-un mod similar cu a tranzistorului JFET din
fig. 8.12, cu excepŃia divizorului rezistiv R3, R4 folosit pentru polarizarea grilei a 2-a.
Etajul este prevăzut cu 3 circuite oscilante, cu acord simultan, pentru a putea realiza o
selectivitate ridicată şi o rejecŃie eficientă a frecvenŃei imagine. Astfel semnalul de intrare este
aplicat printr-un transformator de RF pe miez toroidal, cu secundarul acordat (L2, C2, C1A), după
care urmează un al 2-lea circuit acordat (L3, C3, C1B), cuplat capacitiv cu primul, prin capacitorul
C5. Cele două circuite acordate de la intrarea etajului formează practic un filtru de bandă, cu
acord continuu. La ieşire se foloseşte tot un circuit acordat (singular), de asemenea cu acord
continuu, constituit din grupul L4, C4, C1C.
În fig. 8.15 este prezentat un ARF care poate fi folosit în banda undelor medii (540 -
1.700KHz). Amplificatorul este puŃin diferit de cel precedent din fig. 8.16, în sensul că toate cele
3 circuite acordat folosite sunt plasate la intrarea etajului. Acest lucru micşorează posibilitatea
de apariŃie a oscilaŃiilor.
Fig. 8.15. ARF cu MOSFET cu poartă dublă, cu acord electronic
O altă particularitate a acestui amplificator este faptul că acordul simultan al celor 3
circuite oscilante se realizează electronic şi nu mecanic, cum este cazul amplificatorului din fig.
8.14. Astfel, pentru acord se folosesc 3 diode varicap (D1, D2, D3), a căror capacitate de barieră
se modifică în funcŃie de tensiunea de polarizare inversă U1, aplicată simultan pe catozii
diodelor. Capacitatea diodelor variază între 15pF şi 440pF, pentru o tensiune de acord cuprinsă
între 0 şi +18V.
149
Sarcina etajului este constituită de către şocul de radiofrecvenŃă RFC1 din drena
tranzistorului.
ObservaŃie
Pentru cele două ARF prezentate în fig. 8.14 şi 8.15, tensiunea fixă de polarizare a porŃii
G2 a tranzistorului MOSFET poate fi înlocuită cu o tensiune variabilă folosită pentru controlul
amplificării tranzistorului în RF, adică pentru reglajul automat al amplificării (RAA - AGC).
8.2.6. Amplificatoare de RF de tip cascodă
Montajul cascodă este larg utilizat în RF (fiind specific acestui domeniu de frecvenŃă). El
poate fi realizat atât cu tranzistoare biplolare cât şi cu TEC-J sau TEC-MOS. CalităŃile care îl fac
să fie apreciat în RF sunt următoarele:
- factor de zgomot mic;
- stabilitate ridicată;
- amplificare de putere mare;
- performanŃe de intermodulaŃie îmbunătăŃite;
- în multe aplicaŃii nu necesită circuite de neutrodinare.
Montajul cascodă se obŃine prin conectarea în serie a două etaje: unul în sursă (emitor)
comună, celălalt în grilă (bază) comună. Acest montaj combină avantajele conferite de fiecare
din cele două conexiuni:
- răspuns bun în frecvenŃă (datorită tranzistorului conectat în BC) (GC).
- efect Miller redus datorită tranzistorului în conexiune EC (SC)
- capacitate Cds redusă la tranzistorul GC etc.
Tranzistorul T2, în conexiune BC (GC), deci cu un răspuns bun în frecvenŃă, constituie
sarcina (activă) pentru tranzistorul T1 care, deşi este în conexiune EC (SC), are de asemenea
un răspuns bun în frecvenŃă, deoarece are o sarcină redusă în colector.
Fig. 8.16. Etaj cascodă realizat a) cu tranzistoare bipolare; b) cu FET-J
150
Etajul cascodă se comportă bine la tensiuni mari, deoarece tranzistorul T2 este în
conexiune BC şi tensiunea lui maximă de lucru este determinată de tensiunea de avalanşă a
joncŃiunii C-B. De asemenea, tranzistorul T2 poate prelua fără probleme tensiuni alternative
foarte mici, de regulă, sub 20mV, deci pentru T1 se poate alege un punct static de funcŃionare
(PSF) la limita intrării în saturaŃie a acestuia.
Fig. 8.17. ARF în montaj cascodă
Circuitul din fig. 8.18 este un preamplificator de RF cascodă destinat lucrului în banda de
VHF. Tranzistorul de intrare Q1 lucrează în conexiunea SC şi este cuplat direct cu tranzistorul
de ieşire Q2, care lucrează în conexiunea GC. În scopul prevenirii intării în oscilaŃie a circuitului,
acesta este neutrodinat cu ajutorul capacitorului semireglabil C3. Acordul circuitului de intrare
L2C1 şi a celui de işire L3C2 se face simultan, de regulă pe un singul canal din banda VHF.
Fig. 8.18. Preamplificator de RF în conexiunea cascodă [3]
PerformanŃele foarte bune de intermodulaŃie obŃinute cu montajul cascodă au condus la
realizarea unor configuraŃii de amplificatoare integrate care permit realizarea acestei
151
configuraŃii. Astfel, circuitul integrat CA 3028, destinat de regulă folosirii ca ARF sau AFI până la
frecvenŃa de 100MHz, datorită flexibilităŃii sale, poate fi utilizat ca ARF în conexiune cascodă, cu
posibilitatea realizării reglajului de control automat al amplificării RAA (fig. 8.19).
Fig. 8.19. ARF integrat în montaj cascodă cu RAA, realizat cu
circuitul integrat CA 3028 A(B)
152
CAPITOLUL 9
9. MIXERE
GeneralităŃi
Mixerul (schimbătorul de frecvenŃă) reprezintă un etaj care realizează translatarea
(conversia) spectrului de frecvenŃă al unui semnal, dintr-un domeniu de frecvenŃă în alt
domeniu, păstrând nealterată informaŃia transmisă. Ca rezultat al mixării, în radioreceptoare se
obŃine o frecvenŃă constantă, numită frecvenŃă intermediară, aceeaşi în toată gama de
frecvenŃe recepŃionate. În acest mod se poate realiza, indiferent de frecvenŃa purtătoarei, o
amplificare controlată şi o caracteristică de frecvenŃă constantă a radioreceptorului.
Fig. 9.1. Mixerul de recepŃie văzut ca un circuit cu 3 porŃi:
fRF – semnalul util (purtătoarea de RF); fOL – semnalul provenit de la oscilatorul local;
fi – semnalul de frecvenŃă intermediară
În radioreceptoare, translatarea spectrului de frecvenŃă se face, de regulă, din domeniul
radiofrecvenŃei în domeniul frecvenŃelor intermediare.
Mixerul este veriga cea mai slabă din lanŃul de radiofrecvenŃă al receptorului, el
înrăutăŃind performanŃele radioreceptorului în ceea ce priveşte distorsiunile de intermodulaŃie,
zgomotul propriu, capacitatea de supraîncărcare etc.
Mixerele trebuie privite, în general, ca fiind circuite cu două porturi de intrare şi un port
de ieşire. Pe una din intrări (porturi) se aplică semnalul util de RF (fRF), care este semnalul
recepŃionat la intrarea radioreceptorului şi care poartă informaŃia utilă, iar pe cealaltă, semnalul
care provine de la oscilatorul local (fOL). La ieşirea mixerului de recepŃie se selectează, de
obicei, semnalul având ca frecvenŃă diferenŃa dintre frecvenŃele semnalelor aplicate la cele
două intrări, numită frecvenŃă intermediară (fi). În acest mod semnalele utile sunt convertite
(translatate) într-un domeniu de frecvenŃe mai joase pentru a fi mai uşor prelucrate.
153
Cele 3 porturi ale mixerului au fost denumite portul de radiofrecvenŃă, portul oscilatorului
local şi portul frecvenŃei intermediare. Semnalul aplicat pe portul oscilatorului local este un
semnal sinusoidal sau rectangular.
9.1. Parametrii principali ai mixerelor
a) Distorsiunile de intermodulaŃie
Se măsoară în dB şi exprimă nivelul de atenuare la ieşirea mixerului a produselor false
(parazite) de intermodulaŃie (spurious products) apărute în procesul de mixare, raportat la
nivelul a două semnale de test aplicate la intrarea mixerului, pe două frecvenŃe diferite. Cele
mai frecvente distorsiuni de intermodulaŃie sunt cele de ordinul 3 (IMD 3), cauzate de
interacŃiunea dintre un semnal de test şi armonica a 2-a a celuilalt semnal. De asemenea, sunt
frecvente şi distorsiunile de intermodulaŃie de ordinul II (IMD 2), cauzate de mixarea parazită a
două semnale.
Pentru a caracteriza un mixer din punct de vedere al distorsiunilor, s-a introdus noŃiunea
de punct de intercepŃie de ordinul 3 – IP3 (Input Interception Point 3), care reprezintă puterea
semnalului de RF de intrare pentru care nivelul produselor de intermodulaŃie este egal cu nivelul
semnalului de frecvenŃă intermediară. În acest mod, se poate realiza o comparaŃie între diverse
echipamente sau componente. Valoarea practică a punctului de intercepŃie pentru mixere este
IP3 ≅ 5dB pentru mixere modeste şi IP3 ≅ 40dB – pentru mixere profesionale.
Fig. 9.2. Punctul de intercepŃie şi produsele de mixare parazite
b) Nivelul de desensibilizare reprezintă nivelul pentru / la care, un semnal, decalat cu
20KHz faŃă de semnalul de test, produce la ieşire o scădere cu 1dB al semnalului util. Normal,
au valori cuprinse între 15dB şi 30dB.
154
c) Pierderile de conversie (amplificarea sau câştigul de conversie) reprezintă
raportul între nivelul semnalului fRF de la intrare şi cel de la ieşire fi. Amplificarea de conversie
depinde mult de tipul mixerului, ea fiind mult mai mare la mixerele active decât la cele pasive;
de asemenea, depinde de nivelul semnalului dat de OL şi de impedanŃa portului de intrare de
RF al mixerului. Valorile uzuale sunt între –8dB - +10dB.
d) Factorul de zgomot (Noise Figure) reprezintă o măsură a zgomotului propriu
introdus de mixer în lanŃul de amplificare de RF al radioreceptorului şi convertit de acesta în
zgomot de frecvenŃă intermediară.
Într-un mixer pasiv nivelul zgomotului este egal cu nivelul pierderilor de conversie, cu o
foarte mică contribuŃie la zgomot datorită diodelor sau tranzistoarelor din circuit. Un mixer activ
are, de regulă, un câştig dar şi un zgomot mai mare. Valori uzuale: 5 dB – 12dB.
e) Nivelul semnalului din oscilatorul local reprezintă nivelul necesar pentru semnalul
oscilatorului pentru care sunt asigurate performanŃele optime în procesul de mixare. Valori
uzuale: 100mV – 10V.
f) Dinamica este un parametru important care însă se măsoară cu metode diferite.
Practic, reprezintă gama de valori a amplitudinii semnalului ce poate fi aplicat la intrarea
mixerului, de la pragul de zgomot la valoarea de semnal care produce intermodulaŃii decelabile,
peste pragul de zgomot, sau, în altă accepŃie – până la 1dB sub nivelul de compresie.
g) Izolarea interport reprezintă nivelul de atenuare al unui semnal aplicat la unul din
porturile de intrare ale mixerului, comparativ cu portul de ieşire sau cu celălalt port de intrare.
Valori uzuale: 20 – 60dB.
9.2. Clasificarea mixerelor
1. Un criteriu de clasificare a mixerelor, des folosit, este după principiul care stă la baza
funcŃionării lor. Conform acestui criteriu, mixerele (schimbătoarele de frecvenŃă), se pot clasifica
în două mari categorii:
a) Mixere aditive, care se bazează pe folosirea unui element cu caracteristică neliniară.
Mixarea (schimbarea de frecvenŃă) se realizează în acest caz prin aşa numitul proces de
heterodinare despre care s-a mai vorbit şi în Capitolul 5.
b) Mixere (cvasi)multiplicative, a căror funcŃionare se bazează pe principiul multiplicării
analogice.
c) În receptoarele de radiodifuziune de performanŃă modestă se utilizează şi un alt tip de
mixer aditiv, numit mixer autooscilant (convertor autooscilant) la care, din motive de economie,
oscilatorul local îndeplineşte şi funcŃia de mixer.
155
Indiferent de modul în care se realizează mixarea aditivă, principiul care stă la baza
schimbării de frecvenŃă prin această metodă este utilizarea unui element cu caracteristică de
transfer neliniară, de tip exponenŃial sau pătratic. Aceasta poate fi o diodă, un tranzistor bipolar,
un tranzistor cu efect de câmp sau o combinaŃie de diode sau de tranzistoare.
Fig. 9.3. Tipuri de schimbare de frecvenŃă: a) schimbare aditivă;
b) schimbare multiplicativă
2. Un alt criteriu de clasificare a mixerelor este după caracterului elementelor folosite în
construcŃia lor. Astfel, există:
a) Mixere pasive, care folosesc diode semiconductoare cu joncŃiune pn
b) Mixere active, care folosesc dispozitive amplificatoare, cum sunt tranzistoarele
bipolare sau cele cu efect de câmp.
3. În funcŃie de numărul de dispozitive (diode sau tranzistoare) folosite pentru realizarea
mixării, se deosebesc:
a) Mixere cu un singur dispozitiv (Single Device Mixer sau Single–ended active mixer),
realizate cu o diodă sau un tranzistor bipolar sau FET. Acest tip de mixere sunt mixere aditive şi
necesită întotdeauna folosirea unui filtru de bandă la ieşirea lor, pentru selectarea frecvenŃei
intermediare şi suprimarea produselor de mixare parazite.
b) Mixere cu mai multe dispozitive active, care pot fi:
- Mixere simplu echilibrate (Single Balanced Mixer), numite pur şi simplu mixere
echilibrate, care folosesc două diode sau două tranzistoare;
- Mixere dublu echilibrate (Double Balanced Mixer), în categoria cărora intră mixerele cu
diode în inel şi mixerele cu 4 tranzistoare bipolare cu efect de câmp, în aceeaşi configuraŃie.
Acest tip de mixere au avantajul esenŃial că suprimă din semnalul de ieşire atât semnalul de RF
cât şi semnalul provenit de la oscilatorul local (OL).
4. În fine, trebuie spus că orice tip de mixer poate fi supracomandat prin mărirea
nivelului semnalului dat de oscilatorul local şi în acest fel devine un mixer în comutaŃie. La acest
tip de mixere, dispozitivele care îl compun, diode sau tranzistoare, sunt comutate de către
semnalul dat de oscilatorul local. Ele pot fi în configuraŃie pasivă, în care tranzistoarele care-l
compun nu sunt polarizate, sau în configuraŃie activă, când aceste sunt polarizate.
MIXER
VOL
VRF fi MIXERVRF fi
VOL
a) b)
156
ObservaŃii
1. Trebuie spus că, în urma mixării (amestecului) de tip aditiv a celor două semnale fRF şi
fOL, se obŃine nu numai combinaŃia fRF – fOL, dar şi o mulŃime de alte combinaŃii liniare (produse
de mixare) reprezentând suma şi diferenŃa semnalelor fRF şi fOL, precum şi sumele şi diferenŃele
armonicilor acestora:
fOL + fRF ; fOL ± 2fRF ; 2fOL ± fRF ….mfOL ± nfRF.
Toate sumele sau diferenŃele acestor armonici apar din procesul de mixare şi ele nu sunt
conŃinute de semnalul captat de antenă. Din aceste combinaŃii se extrage cu ajutorul unui filtru
având o bandă de trecere adecvată numai combinaŃia diferenŃă a semnalelor de intrare, numită
frecvenŃă intermediară (fi):
fi = fOL – fRF
În acest mod, spectrul semnalului util fRF a fost translatat în jurul frecvenŃei fi.
2. Translatarea spectrului semnalului util fRF într-un mixer (schimbător de frecvenŃă) se
poate face în 3 moduri:
a) Dacă fOL:> fRF atunci benzile laterale ale semnalului recepŃionat se transferă
inversate: banda laterală superioară, notată cu “s” se translatează în domeniul frecvenŃelor
intermediare ca bandă laterală inferioară, iar banda laterală inferioară a semnalului, notată cu „i”
devine bandă laterală superioară (fig. 9.4). RelaŃia matematică ce caracterizează această
schimbare de frecvenŃă este:
fi = fOL – fRF
În această situaŃie, frecvenŃa fi rezultată se mai numeşte supradină.
b) Dacă, fOL:< fRF atunci spectrul de frecvenŃă (benzile laterale) al semnalului util
transferat este neinversat, iar relaŃia care caracterizează această schimbare de frecvenŃă este:
fi = fRF - fOL.
Acest semnal se mai numeşte infradină.
c) Dacă fOL:= fRF atunci fi = 0 iar schimbarea de frecvenŃă se numeşte sincrodină,
Receptoarele care funcŃionează pe acest principiu se numesc receptoare cu conversie directă
iar în acest tip de radioreceptor lipseşte AFI şi aparent şi demodulatorul. La ieşirea mixerului
(schimbătorului de frecvenŃă) se obŃine, practic, direct semnalul de joasă (audio) frecvenŃă.
Acest receptor are la bază principiul demodulării de produs.
Fig. 9.4. Translatarea spectrului semnalului util fRF într-un mixer:
a) schimbare de frecvenŃă de tip supradină;
b) schimbare de frecvenŃă de tip infradină
157
3. De regulă, în urma mixării (schimbării de frecvenŃă), în radioreceptoare se utilizează
(se extrage) combinaŃia fi = f0 – fRF, de unde şi denumirea de superheterodină (supradină),
deoarece frecvenŃa oscilatorului local este mai mare decât oricare din frecvenŃele din spectrul
semnalului recepŃionat (f0L > fRF). Reamintim că, prin translatarea spectrului de frecvenŃă a
semnalului util în acest mod, se produce inversarea celor două benzi laterale.
4. Prin mixare, caracteristicile de modulaŃie nu se schimbă.
9.3. Scheme practice de mixere
9.3.1. Mixere cu diode
Fac parte din categoria mixerelor pasive şi sunt cele mai simple mixere. Ele folosesc
neliniaritatea caracteristicii joncŃiunii pn pentru a realiza mixarea. Au performanŃe relativ
modeste, dar au fost foarte utilizate datorită faptului că au câteva avantaje notabile: simplitate în
construcŃie, preŃ de cost mic, zgomot redus, distorsiuni de intermodulaŃie acceptabile,
posibilitatea lucrului în mai multe benzi de frecvenŃă (5 octave).
Dezavantajele acestui tip de mixere:
- pierderi de conversie ridicate;
- necesită un nivel mare al semnalului dat de oscilatorul local;
- semnalul de frecvenŃă intermediară de la ieşire conŃine în proporŃii semnificative atât
semnalul de RF cât şi cel provenit de la oscilatorul local (OL);
- necesită o bună filtrare a semnalului de ieşire pentru suprimarea semnalelor parazite.
Cea mai simplă schemă de mixer pasiv cu diodă este cel prezentat în fig. 9.5.
Transformatorul de intrare T1 este un transformator de RF de bandă largă prin care se aplică
semnalul de RF, iar sarcina diodei este un circuit acordat pe frecvenŃa intermediară (L3, C2).
Semnalul de ieşire de FI este cules prin cuplaj inductiv cu ajutorul inductanŃei L4. Semnalul dat
de oscilatorul local (OL) trebuie să aibă o amplitudine mare (de cca. 7,5dBm).
Fig. 9.5. Mixer pasiv cu diodă
158
Dintre mixerele cu diode, cel mai cunoscut este mixerul dublu echilibrat. Acesta este un
mixer în comutaŃie, în care diodele lucrează choppere, fiind comandate de semnalul
rectangular, furnizat de oscilatorul local.
Fig. 9.6. Mixer dublu echilibrat cu diode în inel
Atunci când variază între valoarea pozitivă şi ce negativă, semnalul rectangular provenit
de la oscilatorul local OL, comută în conducŃie câte două diode, celelalte două fiind blocate. În
acest fel, în secundarul transformatorului de FI apare alternativ semnalul de RF, în fază şi în
antifază cu cel de intrare, frecvenŃa de alternare fiind frecvenŃa OL. Deoarece acest semnal se
repartizează pe cele două diode aflate în conducŃie, pierderile de inserŃie ale acestui mixer sunt
mari. Mixerul are o foarte bună liniaritate, dar transformatoarele necesare sunt relativ
voluminoase, iar nivelul semnalului dat de OL trebuie să aibă amplitudine mare. La frecvenŃe
înalte, transformatoarele de tip balun sunt realizate pe toruri de ferită
Datorită simetriei acestui tip de mixer, produsele parazite de mixare de ordin par vor fi
rejectate. La ieşirea acestui tip de mixer ar trebui să apară numai suma şi diferenŃa semnalelor
de intrare (fOL ± fRF) aşa cum se poate vedea în fig. 9.7. În practică apar însă şi componentele
având frecvenŃa fRF şi fOL, este drept, cu o amplitudine mult redusă. De aceea este necesar ca el
să fie urmat de un filtru de bandă pentru rejectarea acestora.
Fig. 9.7. Formele de undă pentru mixerul din fig. 9.6
159
9.3.2. Mixere cu tranzistoare bipolare
Mixerele cu tranzistoare bipolare folosesc fie caracteristica neliniară a joncŃiunii bază-
emiter (mixere aditive), fie utilizează tranzistoarele în regim de comutaŃie (mixere multiplicative).
Pentru realizarea mixării aditive este necesar să se utilizeze porŃiunea neliniară (de tip
exponenŃial sau pătratic) a caracteristicii statice a unui element semiconductor folosit pentru
schimbarea frecvenŃei. Dacă, de exemplu, se utilizează ca element neliniar un tranzistor bipolar,
pentru schimbarea de frecvenŃă se va folosi joncŃiunea BE, care, în porŃiunea de început a
caracteristicii UBE/IB este profund neliniară (exponenŃială). Polarizând în mod adecvat baza
tranzistorului, se foloseşte un regim de polarizare care permite lucrul în această porŃiune a
caracteristicii statice (fig. 9.8). Cele două semnale care se mixează sunt semnalul de RF
modulat fRF, recepŃionat în antenă şi semnalul f0L provenit de la oscilatorul local OL.
Dacă se ia în considerare caracteristica statică IB = f(UBE) a unui tranzistor bipolar, se
constată că porŃiunea cu neliniaritatea cea mai pronunŃată este MN. Deci PSF se va alege
astfel încât să rezulte o funcŃionare în clasa AB (punctul A). Semnalul provenit de la OL (fOL)
aplicat pe baza tranzistorului produce o excursie (variaŃie) a curentului de bază în porŃiunea MN
a caracteristicii. În porŃiunea ON, tranzistorul este însă blocat, deci se va produce un proces de
detecŃie a semnalului de radiofrecvenŃă fRF.
Fig. 9.8. Folosirea caracteristicii de intrare a unui tranzistor bipolar pentru realizarea
heterodinării; fi – frecvenŃa intermediară; fOL – frecvenŃa oscilatorului local;
fRF – frecvenŃa semnalului recepŃionat
Întrucât în acelaşi timp cu fOL, pe baza tranzistorului se aplică şi semnalul de
radiofrecvenŃă fRF , pe durata alternanŃei pozitive a lui fOL, curentul de colector IC va creşte, iar
160
pe durata alternanŃei negative IC va scădea (fig. 9.9). În acest mod se obŃine compunerea celor
2 semnale, iar la ieşirea mixerului se obŃine un semnal cu frecvenŃa oscilatorului local, modulat
în amplitudine cu semnalul de frecvenŃă intermediară. La rândul său, semnalul de frecvenŃă
intermediară este modulat în amplitudine de către semnalul util, care este semnalul de
audiofrecvenŃă.
Fig. 9.9. Mixer activ cu tranzistor bipolar în conexiune EC
Semnalele de intrare de RF şi cel provenit de la OL sunt aplicate direct pe baza
tranzistorului, prin două condensatoare. Circuitul oscilant din colector format din primarul
transformatorului T1 şi capacitatea C2 este acordat pe frecvenŃa intermediară şi asigură filtrarea
produselor de mixaj nedorite. Ieşirea se face prin cuplaj inductiv, secundarul transformatorului
T1 fiind acordat de asemenea pe frecvenŃa intermediară.
În multe cazuri, schemele de mixer cu tranzistor bipolar utilizează conexiunea BC pentru
că utilizarea conexiunii EC, deşi permite obŃinerea unei amplificări de conversie mai mare,
măreşte riscul apariŃiei autooscilaŃiei şi a instabilităŃii montajului.
9.3.3. Mixere cu FET şi MOSFET
Tranzistoarele unipolare (cu efect de câmp) permit realizarea unor mixere cu
performanŃe superioare celor cu diode sau cu tranzistoare bipolare, datorită zgomotului redus şi
caracteristicii de transfer pătratice a acestor tranzistoare. Caracteristicile FET fac astfel posibilă
reducerea distorsiunilor de intermodulaŃie şi obŃinerea unui factor de zgomot redus.
În scopul obŃinerii unor distorsiuni de intermodulaŃie cât mai reduse se utilizează scheme
în care tranzistoarele sunt conectate cu poarta la masă. În acest fel se renunŃă la avantajul
impedanŃei de intrare mari în favoarea performanŃelor maxime în ceea ce priveşte zgomotul şi
distorsiunile de intermodulaŃie.
O schemă clasică de mixer activ cu FET în conexiune SC este prezentată în fig. 9.10.
Semnalul de RF este aplicat pe poarta FET printr-un cuplaj inductiv, circuitul oscilant L1C1, fiind
161
acordat pe frecvenŃa centrală a benzii recepŃionate, în timp ce semnalul provenit de la OL se
aplică direct, prin capacitatea de 10nF. Sarcina etajului este primarul unui transformator de RF,
acordat pe frecvenŃa intermediară, secundarul transformatorului fiind acordat pe aceeaşi
frecvenŃă.
Fig. 9.10. Mixer activ cu FET (procedeu aditiv de amestec) [3]
Un mixer activ single-ended cu tranzistor MOSFET cu poartă dublă este prezentat în fig.
9.11. Semnalul de RF este aplicat pe poarta 2 a tranzistorului prin cuplaj inductiv, în timp ce pe
poarta a 2-a, polarizată prin divizorul rezistiv R3, R4, se aplică semnalul de la OL. Sarcina
mixerului este constituită din primarul transformatorului de RF, acordat pe FI.
Fig. 9.12. Mixer cu MOSFET cu poartă dublă [3]
162
Cele mai utilizate mixere cu FET-uri sunt: mixerele simplu echilibrate; mixerele dublu
echilibrate şi mixerele cu celulă Gilbert (de transconductanŃă).
În fig. 9.13 este prezentat un mixer în comutaŃie cu tranzistoare FET. PorŃile acestora pot
fi polarizate la o tensiune UGS cuprinsă între 0V şi tensiunea de tăiere. Semnalul provenit de la
OL se aplică diferenŃial (în antifază) pe porŃile celor două FET-uri, comutându-le pe aceste când
în blocare, când în conducŃie. Semnalul de RF se aplică pe drene printr-un transformator de RF
de tip balun şi găseşte unul din FET-uri blocat, iar celălalt în conducŃie.
Mixerul are o bună liniaritate chiar la nivele mici ale semnalului dat de OL, dacă cele
două FET sunt polarizate la –(0,5 – 2,5V), iar rezistenŃele Rg din surse au o valoare de 200 -
300ohmi. Transformatoarele balun se realizează pe toruri de ferită.
O altă categorie de mixere cu FET-uri (sau MOSFET-uri) o constituie mixerele în push-
pull. Acestea sunt mai puŃin performante decât mixerele echilibrate, dar sunt mai simple şi mai
puŃin sensibile la sarcini reactive. De obicei, acest tip de mixere se foloseşte în aparatura
nepretenŃioasă, de clasă mijlocie.
Fig. 9.13. Mixer în comutaŃie, simplu echilibrat, cu FET-uri
PerformanŃe superioare se obŃin cu un mixer pasiv dublu echilibrat care foloseşte 4 FET-
uri, conectate într-o punte alimentată pe o diagonală prin transformatorul de RF de tip balun cu
semnalul de RF, pe cealaltă diagonală culegându-se semnalul de ieşire de FI(fig. 9.14).
Fig. 9.14. Mixer dublu echilibrat cu FET-uri nepolarizate
163
FET-urile nu sunt polarizate, ele fiind comandate pe porŃi cu un semnal rectangular
provenit de la oscilatorul local OL, aplicat printr-un transformator, deci acest tip de mixer
funcŃionează în comutaŃie.
Mixerele cu FET-uri nepolarizate (mixere pasive în comutaŃie) au o bună liniaritate, dar
reclamă un nivel mare al semnalului dat de oscilatorul local OL şi au pierderi de conversie mari.
FuncŃionarea lor este similară cu a mixerelor convenŃionale dublu echilibrate cu diode în inel. Pe
durata semialternanŃei pozitive a semnalului rectangular provenit de la oscilatorul local OL,
două dintre FET-uri conduc (Q1 şi Q3), celelalte două fiind blocate (funcŃionare în antifază). În
acest fel, în mod alternativ, prin rezistenŃele sursă-drenă rds ale tranzistoarelor care conduc, în
înfăşurarea secundară a transformatorului de FI apare fie semnalul de RF, fie semnalul de RF
defazat cu 180°. Aceasta înseamnă că la portul de ieşire FI se obŃine semnalul de RF
multiplicat cu semnalul rectangular dat de OL, deci funcŃionarea mixerului este echivalentă, din
punct de vedere matematic, cu multiplicarea celor două semnale: cel de RF şi cel provenit de la
OL, rezultatul fiind obŃinerea la portul de ieşire FI a unui semnal complex care conŃine două
semnale diferite:
- semnalul diferenŃă fOL – fRF
- semnalul sumă fOL + fRF
FrecvenŃa de comutare a FET-urilor este frecvenŃa semnalului provenit de la OL.
PerformanŃele privind liniaritatea ale acestui tip de mixer depind mult de variaŃiile
impedanŃei de sarcină de la portul de ieşire FI, fiind preferată din acest punct de vedere
funcŃionarea pe o sarcină rezistivă pură sau, cel puŃin, pe impedanŃa unui filtru trece-bandă
care, în banda de trecere, se comportă rezistiv.
Cele 4 tranzistoare MOSFET sunt realizate sub formă de circuit integrat pentru a se
asigura componente cu parametri identici.
Fig. 9.15. Circuitul integrat SD 8901 care conŃine
4 tranzistoare MOSFET în inel
164
În fig. 9.16 este prezentat un mixer echilibrat realizat cu circuitul integrat SD 8901
Semnalul dat de oscilatorul local are frecvenŃa dublă şi este divizat cu 2 de către un circuit
basculant bistabil de mare viteză, astfel încât tranzistoarele MOSFET care alcătuiesc
configuraŃia în inel sunt comandate pe poartă (două câte două) cu un semnal rectangular cu
factorul de umplere riguros egal cu ½ şi cu fronturi foarte bune.
Fig. 9.15. Mixer echilibrat realizat cu circuitul integrat SD 8901
Mixere de transconductanŃă
Mixerele de transconductanŃă sunt o categorie de mixere active de tip multiplicativ, care
se bazează pe folosirea etajelor diferenŃiale, realizate cu tranzistoare bipolare sau cu FET-uri.
Denumirea de mixere active provine de la faptul că, spre deosebire de mixerele dublu
echilibrate prezentate anterior, tranzistoarele folosite în aceste mixere sunt polarizate într-un
anume punct static de funcŃionare. Punctul static de funcŃionare ales pentru tranzistoare
determină în mare măsură performanŃele privind liniaritatea, zgomotul propriu, pierderile de
inserŃie (câştigul) etc. ale mixerului.
Mixerele de transconductanŃă pot fi realizate în 3 variante:
- mixere cu comutare de curent;
- mixere simplu-echilibrate, care folosesc o singură pereche diferenŃială;
- mixere dublu echilibrate, care folosesc două perechi diferenŃiale (celule Gilbert).
Toate variantele pot fi realizate cu tranzistoare bipolare npn sau pnp sau cu FET-uri.
Mixerul de transconductanŃă din fig. 9.16 utilizează un etaj diferenŃial pentru portul de
intrare al OL iar generatorul de curent din emitoare este comandat de semnalul RF. Această
sursă de curent modifică cei doi curenŃi de colector ai tranzistoarelor etajului diferenŃial, deci
implicit transconductanŃa gm a acestora. Acest mixer se mai numeşte din această cauză şi mixer
de transconductanŃă cu comutare de curent. Semnalul dat de OL trebuie să fie este suficient de
mare pentru a comuta complet curgerea curentului de RF sau prin cele două tranzistoare. De
165
aceea, de regulă, forma semnalului aplicat la portul OL este rectangulară. La portul de ieşire FI
se obŃine un semnal care conŃine atât suma şi diferenŃa frecvenŃelor fOL şi fRF, dar şi frecvenŃele
fOL şi fRF., deci componentele de radiofrecvenŃă.
Curentul de colector al generatorului de curent este comutat cu frecvenŃa semnalului OL
sau la ieşirea FI sau la sursa de alimentare. Atunci când semnalul dat de OL este pozitiv,
circuitul devine o cascodă a cărei curent se termină în sursa de alimentare. Când semnalul OL
este negativ, schema este tot o cascodă ce comandă ieşirea FI a mixerului.
Fig. 9.16. Mixer cu comutare de curent
Mixerul simplu-echilibrat din fig. 9.17 utilizează tot un etaj diferenŃial pentru portul de
intrare al OL, iar generatorul de curent din emitoare este comandat, de asemenea, de semnalul
de RF. Semnalul de ieşire se culege între cele două colectoare ale tranzistoarelor Q1 şi Q2 şi,
spre deosebire de mixerul precedent, el nu mai conŃine componenta de RF. Din această cauză
acest mixer se numeşte mixer echilibrat, pentru că blochează apariŃia componentei de RF la
portul de ieşire FI. Semnalul cu frecvenŃa OL se regăseşte însă în semnalul de ieşire şi de
aceea, pentru rejectarea lui este necesar un filtru-trece bandă cu o caracteristică adecvată.
PrezenŃa etajului diferenŃial dublează amplificarea de conversie a acestui tip de mixer.
Fig. 9.17. Mixer de transconductanŃă cu tranzistoare bipolare
166
În fig. 9.18 este prezentată o schemă tipică de mixer activ simplu-echilibrat, realizat cu
tranzistoare unipolare (JFET).
Fig. 9.18. Mixer simplu-echilibrate cu FET [3]
Circuitele de intrare şi de ieşire ale schemei din fig. 9.18 sunt constituite de înfăşurările a
două transformatoare trifilare de RF de bandă largă, bobinate pe miezuri toroidale. PorŃile celor
două FET-uri sunt comandate în antifază de către semnalul de intrare de RF şi de cel provenit
de la OL. Se remarcă faptul că amplitudinea semnalului dat de OL, mult mai mare decât a
semnalului de RF, comută în conducŃie sau în blocare când unul, când celălalt tranzistor. Astfel,
semnalul de RF ajunge prin tranzistorul aflat în conducŃie în înfăşurările transformatorului T2 de
ieşire conectate între drenele tranzistoarelor.
Pentru o funcŃionare corectă este necesar ca cele două tranzistoare FET să fie bine
împerecheate şi montate pe acelaşi radiator, sau să se folosească un circuit integrat care
conŃine o pereche de tranzistoare identice.
Mixerul din fig. 9.19 este tot un mixer activ simplu-echilibrat, realizat cu tranzistoare
bipolare, într-o configuraŃie diferenŃială comandată în emitor de un generator de curent.
Mixerul foloseşte o pereche diferenŃială constituită cu tranzistoarele Q1 şi Q2, al căror
curent de colector este comandat de semnalul dat de OL, prin intermediul generatorul de curent
Q3. Semnalul de RF se aplică prin transformatorul de RF de bandă largă în bazele celor două
tranzistoare. Semnalul de ieşire este cules printr-un transformator a cărui înfăşurare primară
este conectată între colectoarele tranzistoarelor.
Circuitul de polarizare CP serveşte la fixare punctelor statice de funcŃionare ale
tranzistoarelor ce alcătuiesc perechea diferenŃială.
Toate mixerele simplu echilibrate prezentate până acum au un mare dezavantaj şi
anume prezenŃa în semnalul de ieşire, este drept că într-o măsură mică, atât a semnalului de
RF de intrare cât şi a semnalului provenit de la oscilatorul local. Mixerele de transconductanŃă
dublu echilibrate (cu celule Gilbert) elimină aceste inconveniente, prin folosirea a două etaje
167
diferenŃiale: unul pentru portul de intrare al oscilatorului local OL şi unul pentru portul de intrare
al semnalului de RF (fig. 9.18).
Fig. 9.19. Mixer simplu-echilibrate cu tranzistoare bipolare [3]
În esenŃă, acest tip de mixer este un multiplicator analogic, care generează la ieşire un
semnal proporŃional cu produsul celor două semnale de intrare, deci un semnal care conŃine
(teoretic) numai suma şi diferenŃa semnalelor de intrare (fig. 9.20).
Fig. 9.20. Mixer cu celulă Gilbert
Văzut ca două celule Gilbert conectate în paralel, acest mixer este mult mai liniar decât
varianta anterioară. Ca si în cazul anterior, etajul de RF este un etaj de transconductanŃă. Etajul
poate fi liniarizat prin degenerare cu rezistenŃe sau inductanŃe în emitor (în sursă, dacă se
folosesc tranzistoare cu efect de câmp).
168
Deoarece curentul de polarizare prin rezistenŃele de ieşire RL este constant şi egal cu1/2
din curentul de colector al generatorului de curent din emitoare, indiferent de polaritatea
tensiunii date de OL, semnalul oscilatorului local OL este rejectat din semnalul de ieşire.
Aceasta se datorează şi unei bune împerecheri a tranzistoarelor care alcătuiesc perechile
diferenŃiale.
Liniaritatea mixerului dublu echilibrat cu celulă Gilbert este determinată în cea mai mare
măsură de amplificatorul de transconductanŃă plasat la portul de intrare al semnalului de RF.
Fiind alcătuit din mai multe tranzistoare, zgomotul acestui mixer este mai mare pentru că
zgomotul fiecărui tranzistor este independent, iar aceste zgomote se adună în zgomotul de
ieşire al etajului. Amplificarea de conversie a acestui mixer este superioară celorlalte tipuri.
De asemenea, izolarea celor două porturi, de intrare a semnalului de RF şi al
oscilatorului local OL, faŃă de portul de ieşire de FI este superioară celorlalte tipuri de mixere cu
3 porturi.
Mixerul dublu echilibrat cu celulă Gilbert cu tranzistoare bipolare, datorită performanŃelor
foarte bune, este foarte folosit, fiind realizat şi sub formă integrată, fie exclusiv ca celulă Gilbert
(MC 1496, LM 1496, SL 6440), fie intră în componenŃa unor circuite integrate mai complexe.
În fig. 9.21 este prezentată schema mixerului integrat MC 1496, proiectat pentru lucrul
cu semnale de intrare având frecvenŃa până la 200MHz. Circuitul conŃine două celule Gilbert
comandate de generatoare de curent.
Fig. 9.21. Schema circuitului integrat MC 1496, care poate fi folosit ca
mixer dublu echilibrat
PerformanŃele mixerului realizat cu acest circuit, prezentat în fig. 9.22, în cazul fOL=
39MHz şi fRF =30MHz, sunt remarcabile: câştigul de conversie 13dB, sensibilitatea 7,5µV pentru
un raport semnal/zgomot de 10dB, atenuarea semnalului de ieşire cu frecvenŃa de 78MHz de
30dB etc.
Circuitul de ieşire este acordat pe frecvenŃa de 9MHz, având banda de trecere la 3dB de
450KHz.
169
Fig. 9.22. Schemă de mixer dublu echilibrat realizat cu
circuitul integrat MC 1496,
9.4. Necesitatea dublei schimbări de frecvenŃă
Principiul de funcŃionare al receptorului superheterodină (supradină) conduce la
concluzia că piesa cheie a acestuia este schimbătorul de frecvenŃă (mixerul). La ieşirea
acestuia se obŃine semnalul de frecvenŃă intermediară, care este o frecvenŃă fixă, indiferent de
valoarea frecvenŃei fRF a semnalului recepŃionat:
fi = fOL – fRF
La recepŃia unui semnal util provenind dintr-o bandă de frecvenŃe selectată de
radioreceptor poate interveni însă următoarea situaŃie: simultan cu semnalul util incident, situat
evident la distanŃa fi de f0L, la intrarea radioreceptorului apare un semnal având o frecvenŃă
purtătoare cu 2fi mai mare decât fRF şi anume f’RF:
f’RF = fRF + 2fi
În urma procesului de schimbare a frecvenŃei (mixare), la ieşirea mixerului se va obŃine
atât combinaŃia f0 – fRF cât şi combinaŃia fRF’ – fOL, din ambele rezultând aceeaşi frecvenŃă
intermediară fi (fig. 9.20).
Rezultă că la intrarea AFI apar două semnale diferite având însă aceeaşi frecvenŃă fi.
Această situaŃie este, evident, de nedorit şi de aceea una din funcŃiile pe care trebuie să le
îndeplinească circuitul de intrare şi amplificatorul de radiofrecvenŃă dintr-un receptor
superheterodină este aceea de a rejecta frecvenŃa imagine, acesta având, în cazul
receptoarelor superheterodină, valoarea:
fimag = fRF + 2fi
170
Fig. 9.20. FrecvenŃa imagine în cazul receptorului
superheterodină (fi = fOL – fRF)
ObservaŃie
În cazul în care frecvenŃa oscilatorului local f0L este mai mică decât frecvenŃa semnalului
recepŃionat f0L < fRF (receptorul infradină), frecvenŃa imagine are valoarea:
fimag = fRF – 2fi
Această situaŃie supărătoare, când la intrarea radioreceptorului apare, pe lângă semnalul
util şi un semnal având frecvenŃa purtătoare egală cu fimag, este destul de probabilă atunci când
frecvenŃa intermediară este de valoare mică (100 – 500KHz – 1MHz). La o valoare mică a
frecvenŃei intermediare se pot realiza uşor filtre foarte selective pentru AFI, care să rejecteze
frecvenŃa imagine. În această ipoteză apare însă un inconvenient foarte important: lărgimea de
bandă a AFI poate fi necorespunzătoare, în sensul că este prea mică, rezultatul fiind
distorsionarea puternică a semnalului recepŃionat.
De aceea, soluŃia cea mai la îndemână pentru constructorul de radioreceptoare ar fi
alegerea unei frecvenŃe intermediare fi suficient de ridicate pentru a se evita perturbaŃiile
produse de frecvenŃa imagine fimag.
Dacă se calculează lărgimile de bandă pentru AFI care se pot obŃine cu un circuit
rezonant (oscilant) cu un factor de calitate uzual (Q = 50) pentru diverse frecvenŃe intermediare,
se obŃin următoarele valori orientative:
fi1 = 500KHz; fi2 = 5MHz; fi3 = 10MHz
Lărgimile de bandă ale circuitului rezonant având Q=50, corespunzătoare acestor
frecvenŃe intermediare vor fi:
B1 = 500KHz/50 =10KHz
B2 = 5.000KHz/50 = 100KHz
B3 = 10.000KHz/50 = 200KHz
Ori, în gama undelor scurte, de exemplu, lărgimea de bandă necesară pentru recepŃia
normală a unei transmisii SSB este de cca. 3KHz şi de 0,4KHz pentru o transmisie în telegrafie,
deci mult mai mici decât valorile de mai sus. Aceasta ar însemna o recepŃie perturbată puternic
de semnale parazite, datorită benzii de trecere prea mari a lanŃului de FI al receptorului
f0
A
fRF fOL f'RF= fRF+ 2fi
fi fi
171
Din acest calcul simplu se vede clar că alegerea unei frecvenŃe intermediare de valoare
ridicată, în scopul evitării perturbaŃiilor produse de fimag, conduce la o bandă de trecere
inadmisibil de mare care ar rezulta pentru caracteristica de selectivitate a AFI.
SoluŃia este receptorul cu dublă sau triplă schimbare de frecvenŃă. Acesta îmbină
avantajele pe care le prezintă atât alegerea unei frecvenŃe intermediare joase cât şi a unei
frecvenŃe intermediare înalte.
Concluzii
1. Pentru eliminarea frecvenŃei imagine fimag, este necesar ca prima frecvenŃa
intermediară să aibă o valoare ridicată (5 – 50MHz şi chiar până la 70MHz).
2. Pentru obŃinerea unei selectivităŃi ridicate, este necesar ca a 2-a frecvenŃă
intermediară să aibă o valoare joasă (de ordinul 400 – 500KHz până la cel mult 1MHz).
Dat fiind că aceste două deziderate sunt contradictorii, se poate pune întrebarea legitimă
de ce nu se utilizează circuite de intrare foarte selective care să împiedice intrarea fimag în
radioreceptor? Acest lucru este într-adevăr posibil, dar ar însemna să se prevadă mai multe
circuite acordate, ceea ce ridică problema acordului simultan a acestor circuite şi alinierea lor
cât mai precisă, deci o manipulare dificilă a radioreceptorului.
172
Capitolul 10
10. AMPLIFICATOARE DE FRECVENłĂ INTERMEDIARĂ
GeneralităŃi
Amplificatorul de frecvenŃă intermediară (AFI) este unul din etajele cele mai importante
ale unui receptor superheterodină. După circuitele de RF (circuitele de intrare şi amplificatoarele
de RF) şi schimbătorul de frecvenŃă SF, semnalul util recepŃionat, indiferent de frecvenŃa lui
purtătoare, este “translatat” pe aşa-numita „frecvenŃa intermediară”. Această fiind fixă, semnalul
de frecvenŃă intermediară poate fi amplificat şi prelucrat mult mai uşor.
Nivelul semnalului de frecvenŃă intermediară, care atacă demodulatorul (detectorul), este
menŃinut constant, indiferent de nivelul de RF al semnalului recepŃionat, astfel încât semnalul
util obŃinut să poată fi folosit pentru comanda etajelor de audiofrecvenŃă pentru redare sonoră,
înregistrare etc.
Elementele esenŃiale ale unui AFI sunt elementul activ utilizat şi circuitul selectiv (filtrul)..
Ca elemente active în prezent se utilizează tranzistoare bipolare, tranzistoare cu efect de câmp,
circuite integrate. Circuitele selective (filtrele) cele mai utilizate sunt:
- circuite LC derivaŃie şi cuplate;
- filtre LC cu selectivitate concentrată;
- filtre ceramice;
- filtru cu cuarŃ;
- filtre acustice cu undă de suprafaŃă etc.
10.1. Clasificarea AFI
Clasificarea AFI se poate face după mai multe criterii, însă nu toate au importanŃă
practică. De aceea, în această lucrare, la clasificarea AFI s-a avut în vedere structura schemei.
Astfel, AFI se vor clasifica după:
a) tipul de modulaŃie a semnalelor pe care trebuie să le amplifice:
- AFI pentru semnale MA
- AFI pentru semnale MF
b) tipul filtrelor de FI utilizate (banda de trecere a AFI):
173
- AFI de bandă îngustă cu circuite acordate derivaŃie sau cu circuite cuplate
- AFI de bandă largă cu selectivitate concentrată, care pot fi:
- filtre LC de tip Cebâşev sau Butterworth
- filtre ceramice, cu undă acustică de suprafaŃă, cu cuarŃ etc.
c) tipul elementelor active folosite:
- AFI cu tranzistoare
- AFI cu circuite integrate.
În ceea ce priveşte utilizarea circuitelor integrate folosite pentru realizarea AFI, trebuie
prezentate avantajele pe care le oferă acestea:
- posibilitatea realizării practice a unor AFI de gabarit mult mai mic şi cu mai puŃine
piese şi reglaje
- proiectare mult mai uşoară a AFI
- cumularea unor funcŃii suplimentare, cum ar fi circuitele de RAA pentru AFI şi ARF
- realizarea demodulării MA prin utilizarea detecŃiei sincrone, superioară calitativ
detecŃiei de anvelopă;
- posibilitatea includerii şi a unui circuit de CAF pentru asigurarea stabilităŃii acordului
receptorului.
O problemă deosebită în ceea ce priveşte realizarea AFI o constituie alegerea valorii
frecvenŃei intermediare pe care va fi acordat acesta. Aici apar două situaŃii distincte:
a) În cazul unei frecvenŃe intermediare coborâte (100 – 500KHz) selectivitatea AFI va fi
mare, deoarece banda de trecere a AFI fiind determinată de selectivitatea circuitelor selective
utilizate, la frecvenŃe intermediare relativ coborâte se pot realiza cu uşurinŃă benzi de trecere de
ordinul 102Hz – 1KHz, dat fiind factorul de calitate bun al acestor circuite selective. În schimb,
selectivitatea faŃă de frecvenŃa imagine va fi scăzută.
b) În cazul unei frecvenŃe intermediare ridicate (1MHz – 10MHz) selectivitatea AFI faŃă
de canalele adiacente va fi mai slabă, în schimb, se obŃine o bună selectivitate faŃă de frecvenŃa
imagine. De aceea, pentru valoarea frecvenŃei intermediare fi se alege de multe ori o soluŃie de
compromis, pornind de la criteriul evitării perturbaŃiilor de interferenŃă, adică evitarea
recepŃionării unor frecvenŃe perturbatoare în canalul util.
În radioreceptoarele moderne folosesc următoarele frecvenŃe intermediare:
• receptoare FM: 262KHz, 455KHz, 1,6MHz, 5,5MHz, 10,7MHz, 10,8MHz, 11,2MHz,
11,7MHz, 11,8MHz, 21,4MHz, 75MHz şi 98MHz. În receptoarele FM cu dublă schimbare de
frecvenŃă, frecvenŃa intermediară de 10,7MHz este folosită adesea împreună cu o a 2-a
frecvenŃă intermediară având valoarea de 470KHz.
• receptoare AM: 450KHz, 455kHz, 460KHz, 465KHz, 470KHz, 475KHz, 480KHz.
Dintre acestea, cele mai folosite sunt frecvenŃa de 455KHz pentru recepŃia MA şi
frecvenŃa de 10,7MHz pentru recepŃia MF.
174
10.2. FuncŃiile şi parametrii AFI
Indiferent de clasa radioreceptoarelor, în AFI se realizează cea mai mare parte a
amplificării de înaltă frecvenŃă a radioreceptorului. De aceea, principalele funcŃiuni pe care
trebuie să le realizeze AFI, dat fiind că el contribuie în mod esenŃial la obŃinerea sensibilităŃii
globale a receptorului, sunt următoarele:
- să asigure amplificarea în tensiune şi putere a semnalului ce se obŃine la ieşirea
mixerului, până la un nivel care să permită demodularea (detecŃia) semnalului;
- amplificarea etajelor de AFI să poată fi comandată de circuitele de RAA pentru
obŃinerea unui semnal de frecvenŃă intermediară de nivel cât mai constant;
- să asigure selectivitatea faŃă de canalele adiacente, deci să realizeze caracteristica de
frecvenŃă impusă de tipul radioreceptorului.
Se observă deci că funcŃia esenŃială a AFI este aceea de a asigura o anumită
amplificare de tensiune sau de putere într-o anumită bandă de frecvenŃe.
Prin funcŃiile sale, AFI contribuie hotărâtor asupra următoarelor performanŃe ale
radioreceptoarelor:
a) Sensibilitatea maximă; dat fiind că în AFI se realizează cea mai mare parte a
amplificării de înaltă frecvenŃă din radioreceptoare, sensibilitatea radioreceptoare este
determinată de numărul etajelor de AFI.
b) Selectivitatea faŃă de canalele (posturile) alăturate;
c) Fidelitatea reproducerii semnalului util recepŃionat;
d) Eficacitatea sistemului de RAA, dat fiind faptul că acesta acŃionează în principal
asupra etajelor de FI, dar şi asupra ARF.
Prin urmare, pornind de la aceste considerente, principalii parametrii calitativi ai unui AFI
sunt următorii:
- amplificarea de tensiune (de putere);
- selectivitatea faŃă de canalul adiacent;
- banda de trecere la 3 dB, care este funcŃie de tipul modulaŃiei semnalului:
- 9KHz pentru transmisii radiodifuzate cu MA
- 150 – 300KHz pentru transmisii radiodifuzate cu MF
- 3KHz pentru transmisii radio SSB
- 0,4KHz pentru transmisii radiotelegrafice
- simetria caracteristicii amplitudine–frecvenŃă (a curbei de selectivitate), efectul
disimetriei caracteristicii de amplitudine fiind apariŃia distorsiunilor;
- stabilitatea amplificării şi a curbei de selectivitate în funcŃie de variaŃiile de tensiune de
alimentare sau de temperatură. Dat fiind numărul mare de etaje de FI precum şi amplificarea
mare pe care trebuie să o realizeze (∼100dB sau chiar mai mult) există permanent pericolul
intrării în oscilaŃie a AFI.
175
10.3. Scheme practice de AFI
După cum s-a amintit în introducerea la acest capitol, în funcŃie de tipul circuitelor
selective utilizate, AFI se pot realiza sub două forme:
a) AFI selective (de bandă îngustă), cu circuite acordate derivaŃie sau cu circuite
cuplate. De obicei, acestea se realizează cu unul sau mai multe etaje cu tranzistoare bipolare
sau cu efect de câmp şi au o schemă bloc asemănătoare celei din fig. 10.1.
Fig. 10.1. AFI cu filtre distribuite
În fig. 10.2 este prezentat un etaj tipic de AFI, realizat cu un tranzistor bipolar în
conexiune EC. Semnalul provenit de la mixer este aplicat pe baza tranzistorului prin intermediul
unui transformator de RF cu primarul şi secundarul acordate pe frecvenŃa intermediară (T1).
Pentru adaptarea de impedanŃă, cuplarea bazei se face printr-o priză mediană. Din aceleaşi
motive, colectorul este cuplat la circuitul acordat format de primarul transformatorului T2 tot
printr-o priză intermediară. Polarizarea bazei se face cu divizorul rezistiv R1, R2.
Fig. 10.2. Etaj tipic de AFI cu tranzistor bipolar
Numărul etajelor de amplificare depinde de amplificarea, banda şi selectivitatea globală
pe care trebuie să o realizeze AFI. De obicei, pentru tranzistoarele bipolare folosite, se alege
conexiunea EC, care oferă următoarele avantaje: amplificare mare în tensiune; rezistenŃe de
intrare şi ieşire convenabile pentru cuplarea cu circuitele selective; stabilitate relativ bună a
PSF.
În fig. 10.3 este prezentat un AFI cu 3 etaje, realizate cu tranzistoare bipolare în
conexiune EC.
U1 U2
A1 A2 A3FI 1 FI 2 FI 3
176
Fig. 10.3. Schema de principiu a unui AFI - MA cu două filtre
de bandă şi un circuit singular acordat
Acest tip de AFI, realizat exclusiv cu componente discrete, asigură performanŃe foarte
bune, dar are dezavantajul unei construcŃii complicate, a unor reglaje de acordare dificile,
necesită componente multe şi de bună calitate.
În cazul folosirii TEC, acestea oferă nişte avantaje suplimentare care au fost amintite
într-un capitol anterior. În fig. 10.4 este prezentat un AFI realizat cu un tranzistor MOSFET cu
poartă dublă, care permite realizarea reglajului automat al amplificării (RAA).
Fig. 10.4. Etaj de AFI cu tranzistor MOSFET cu poartă dublă
Etajul este destinat lucrului la frecvenŃe intermediare ridicate (până la 50MHz), folosind
un filtru ceramic sau piezoelectric. Grila 2 a tranzistorului, polarizată cu divizorul rezistiv R2, R3,
este folosită pentru realizarea reglajului automat al amplificării (RAA).
b) O a 2-a cale de realizare a AFI constă în obŃinerea selectivităŃii şi a benzii necesare
cu ajutorul unor filtre de bandă cu selectivitate concentrată (de obicei cu 3 poli), cum este cel
din fig. 10.5, sau cu ajutorul unor filtre piezoceramice. Amplificarea în tensiune se obŃine cu
ajutorul unui amplificator aperiodic de bandă largă (cu cuplaj RC). În această variantă,
elementul activ care se foloseşte în construcŃia AFI este, de regulă, un circuit integrat
specializat.
T1T2 T3
FB 1 FB 2FI 1
URAA
-EC
-EC
-ECURAA
177
Fig. 10.5. AFI realizat cu filtru Cebâşev şi cu un circuit singular acordat
ObservaŃie
Filtrele de bandă largă cu selectivitate concentrată folosite în amplificatoarele de
frecvenŃă intermediară pot fi filtre de tip Cebâşev sau filtre de tip Butterworth.
În fig. 10.6 este prezentat un AFI cu două etaje, realizat cu tranzistoare bipolare, cuplate
printr-un filtru ceramic care asigură selectivitatea dorită. Atenuarea de inserŃie a filtrului trebuie
compensată prin mărirea corespunzătoare a amplificării globale.
Fig. 10.6. AFI cu două etaje cuplate printr-un filtru ceramic
În cazul folosirii unor AFI integrate, asigurarea selectivităŃii se face folosind filtre
ceramice, atât la intrarea amplificatorului, cât şi la ieşirea acestuia (fig. 10.7).
Fig. 10.7. AFI cu circuite integrate, echipate cu filtre (piezo)ceramice
FC FI
178
TendinŃa actuală, firească dacă se ia în consideraŃie progresul tehnologic în realizarea
componentelor active şi pasive care intră în componenŃa AFI, este folosirea de amplificatoare
integrate care includ, pe lângă amplificatorul de FI propriu-zis cu 1-3 etaje, o serie de blocuri
funcŃionale specifice receptoarelor, cum ar fi detectorul, circuite de RAA, circuite de CAF,
muting etc.
O astfel de schemă integrată de AFI-MF este circuitul CA 3089, a cărui schemă bloc
este prezentată în fig. 10.8.
Fig. 10. 8. Circuitul integrat CA 3089, destinat aplicaŃiilor FI-MF
Circuitul este destinat realizării lanŃului AFI din receptoarele MF, folosind filtre ceramice
şi circuite acordate LC. O aplicaŃie tipică a acestui circuit integrat este prezentată în fig. 10.89
Fig. 10.9. AplicaŃie tipică de AFI-MF cu circuitul integrat CA 3089
179
Din cele două figuri de mai sus se poate remarca faptul că filtrul ceramic care asigură
caracteristica de selectivitate a AFI realizat cu 3 etaje de amplificare este plasat la ieşirea
mixerului şi la intrarea AFI. Circuitul conŃine un demodulator în cuadratură, circuitul de muting şi
furnizează semnalul pentru CAF şi RAA, destinate oscilatorului local, respectiv ARF.
În fig. 10.10 este prezentat un AFI “universal” realizat cu două circuite integrate
specializate MC 1350P, conectate în cascadă. La intrarea AFI este folosit un filtru de bandă
realizat cu două circuite acordate cuplate capacitiv, realizate cu înfăşurarea secundară,
respectiv primarul transformatorului T1, respectiv T2. Sarcina celor două etaje este constituită
de circuite acordate realizate cu înfăşurările primare ale celor două transformatoare de RF T3 şi
T4, acordate tot pe frecvenŃa intermediară. Amplificatorul este prevăzut cu posibilitatea realizării
RAA, prin aplicarea unei tensiuni de reglaj pe pinii 5 ai schemelor integrate..
Fig. 10.10. AFI “universal” realizat cu circuite integrate şi filtre LC [3]
180
Capitolul 11
11. FILTRE UTILIZATE ÎN AMPLIFICATOARELE DE
FRECVENłĂ INTERMEDIARĂ
Filtrul este un circuit electric care lasă să treacă semnalele având anumite frecvenŃe şi
rejectează (atenuează puternic) semnalele având alte frecvenŃe.
Amplificatoarele de frecvenŃă intermediară din radioreceptoare au în componenŃa lor cel
puŃin unul sau mai multe filtre de tip trece-bandă, necesare pentru a realiza caracteristica
amplitudine-frecvenŃă impusă de tipul de modulaŃie al semnalelor pe care le recepŃionează. De
multe ori, chiar primul etaj al AFI poate fi un filtru trece-bandă (FTB), necesar pentru a selecta
frecvenŃa intermediară dintre produsele de mixare de la ieşirea mixerului.
O structură generică de AFI pune în evidenŃă prezenŃa filtrelor de tip trece-bandă la
intrarea amplificatorului propriu-zis sau la ieşirea acestuia, fie atât la intrare cât şi la ieşire (fig.
11.1). Rolul fundamental al acestor filtre din componenŃa AFI este acela de a asigura
caracteristica de selectivitate impusă a radioreceptorului.
Fig. 11.1. Structură generică de AFI
Filtrele trece-bandă din componenŃa AFI au o caracteristică amplitudine-frecvenŃă cu o
alură specifică, care diferă nesemnificativ în funcŃie de tipul filtrului (fig. 11.2).
Fig. 11.2. Caracteristica amplitudine-frecvenŃă a unui filtru trece-bandă
de tip Butterworth (a) sau Cebâşev (b)
Filtrutrece-bandă
Filtrutrece-bandăAFI
de laMixer
laDetectorfi fi
fi
181
Se observă că filtrul de tip Cebâşev are neuniformităŃi în banda de trecere iar panta
caracteristicii este mai abruptă decât în cazul filtrului de tip Butterworth.
Caracteristică amplitudine-frecvenŃă a unui filtru trece-bandă permite definirea unor
parametri caracteristici ai acestuia şi anume:
- Atenuarea (câştigul) filtrului [dB]
- FrecvenŃa centrală a filtrului f0 [Hz]
- FrecvenŃele de tăiere inferioară fL şi superioară fH [Hz]
- Banda de trecere a filtrului (banda la 3dB), care reprezintă intervalul de frecvenŃă în
care atenuarea filtrului nu diferă cu mai mult de 3dB faŃă de atenuarea în banda de frecvenŃă
centrală a filtrului:
B3dB = fH - fL [Hz]
Dacă se cunosc banda de trecere la 3 dB şi frecvenŃa centrală a filtrului, se poate defini
factorul de calitate Q al filtrului, o mărime adimensională care caracterizează selectivitatea
acestuia. RelaŃia care leagă aceşti parametri este:
Q
fB 0
3dB = [Hz]
11.1. Filtre LC
Cele mai comune filtre utilizate în aparatura de radiocomunicaŃii sunt filtrele LC. Din
punct de vedere istoric, acestea au fost primele filtre utilizate, ele fiind încă folosite în multe
aplicaŃii de radiofrecvenŃă, domeniul lor de funcŃionare limitându-se la cca. 1GHz. La frecvenŃe
foarte înalte, capacităŃile parazite ale inductanŃelor şi inductanŃele parazite ale capacităŃilor
filtrelor LC le fac de nefolosit, datorită faptului că ele îşi modifică semnificativ parametrii în
funcŃie de caracteristicile fizice constructive.
Din punct de vedere matematic, un filtru LC este un circuit (dispozitiv) liniar, pasiv, cu
elemente concentrate, care permite trecerea semnalului în ambele direcŃii.
Caracterul liniar al filtrului LC în această accepŃiune înseamnă că răspunsul filtrului LC
este acelaşi pentru un semnal de intrare de 1V sau de 10V. De asemenea, înseamnă că filtrul
LC poate accepta simultan la intrare mai multe semnale sinusoidale, fără a produce
intermodulaŃia (mixarea) acestora.
Filtrele LC pot fi considerate circuite cu elemente concentrate, deoarece inductanŃele şi
capacităŃile din componenŃa lor au dimensiuni fizice mult mai mici decât lungimile de undă la
care lucrează filtrele.
Caracterul pasiv al filtrelor LC rezidă în faptul că ele nu au şi nici nu necesită în structura
lor surse de alimentare pentru a realiza funcŃia de transfer pentru care au fost proiectate.
182
În ceea ce priveşte răspunsul în frecvenŃă al unui filtru LC, trebuie spus că acesta nu
distorsionează o formă de undă sinusoidală; el îi poate modifica doar amplitudinea sau faza.
Cele mai utilizate circuite selective cu elemente LC sunt:
- circuite acordate derivaŃie (circuite singulare)
- circuite cuplate (filtre de bandă), constituite din mai multe circuite acordate singulare.
În fig. 11.3. sunt prezentate câteva filtre de bandă LC tipice utilizate în AFI.
a) b)
Cf
k
k
C2
L2L1
C1
L1
Lc
C2
C3
C1
L1L2L1 L2
C2
c) d)
k
C2
L2L1
Lc
e)
Cf
Lc1
Lc2
f)
Fig. 11.3. Circuite selective LC tipice utilizate în etajele AFI
Caracterizarea circuitelor selective din fig. 11.3 este următoarea:
a) Circuit acordat derivaŃie, cu intrare pe priză pe bobină şi ieşire prin cuplaj inductiv (cu
transformator) cu ajutorul inductanŃei de cuplaj LC;
b) Filtru de bandă cu două circuite acordate, cu cuplaj prin inductanŃă mutuală (factorul
de cuplaj K ≠ 0). Se foloseşte cuplajul critic sau uşor peste critic. Adaptarea de impedanŃă se
face cu ajutorul prizelor pe bobine;
c) Filtru de bandă cu două circuite acordate, cuplate capacitiv prin capacitatea Cf, cele
două circuite acordate fiind ecranate între ele (factorul de cuplaj K = 0);
d) Filtru de bandă cu două circuite acordate cuplate inductiv, la care adaptarea cu
etajul următor se face prin divizor capacitiv;
e) Filtru de bandă cu două circuite acordate cuplate inductiv, la care adaptarea cu
etajul următor se face prin cuplaj inductiv (cu transformator), cu ajutorul inductanŃei de cuplaj LC.
183
f) Filtru de bandă cu circuite acordate cuplate capacitiv (prin Cf), adaptarea la etajul
următor făcându-se prin cuplaj inductiv (prin transformator), cu ajutorul inductanŃei de cuplaj LC.
Comparativ cu circuitul acordat derivaŃie singular, filtrul de bandă format din 2 circuite
acordate cuplate prezintă în banda de trecere un palier aproape constant, iar flancurile în afara
benzii de trecere sunt mai abrupte, asigurând o selectivitate superioară.
0
A(f)
A0
0,707A0
f0
B3dB
fa)
0
A(f)
A0
0,707A0
f0
B3dB
f
b)
Fig. 11.4. Caracteristica de selectivitate a circuitului acordat derivaŃie (a)
şi a filtrului de bandă cu 2 circuite derivaŃie cuplate (b)
În fig. 11.5 este prezentat un filtru de bandă Cebâşev cu 3 circuite acordate, cuplate
capacitiv, adaptarea la etajele anterior şi următor făcându-se prin priză mediană, respectiv prin
cuplaj inductiv (prin transformator).
Cf Cf
Fig. 11.5. Filtru de bandă Cebâşev cu 3 circuite acordate
Calculul benzii de trecere Bn
• Banda de trecere globală a unui AFI cu n circuite acordate singulare (fig. 11.6) se
calculează cu formula:
n1,2
bBn =
În care b este banda de trecere a unui circuit acordat singular, iar n – numărul de circuite
acordate singulare.
184
n1
n2 n3
k=1C1
T1
T2
Fig. 11.6. Schema simplificată a AFI cu 1 circuit acordat
• Banda de trecere globală a unui AFI cu n filtre de bandă dublu acordate (fig. 11.7) se
calculează cu formula:
4
fn
n1,1
bB ≅
în care simbolurile au următoarea semnificaŃie:
bf – banda de trecere a unui filtru de bandă
n – număr de circuite acordate (filtre)
Bn – banda de trecere globală.
k=1
L1
T1
T2
L2
Fig. 11.7. Schema simplificată a unui AFI cu filtru
de bandă dublu acordat
11.2. Filtre piezoceramice
În ultimii ani, în receptoarele moderne se utilizează tot mai mult filtrele (piezo)ceramice
(FC), în locul filtrelor clasice realizate cu circuite LC. Filtrele ceramice au fost dezvoltate folosind
tehnologii similare celor folosite la construcŃia cristalelor de cuarŃ şi a filtrelor electromecanice.
Ele prezintă câteva avantaje care le fac să fie preferate în multe situaŃii: gabarit redus, lipsa
reglajelor etc. Caracteristica lor de selectivitate este foarte stabilă în funcŃie de temperatură şi
se aseamănă cu cea a unui filtru clasic realizat cu componente LC, având însă pante mult mai
abrupte.
Filtrele (piezo)ceramice sunt alcătuite din structuri piezoceramice, cu două sau mai multe
rezonatoare serie sau paralel, cuplate între ele (fig. 11.8), realizate iniŃial din cristale de cuarŃ
sau sare Rochelle, iar în prezent, de regulă din titanat de bariu sau titanat-zirconat de plumb
(PZT în literatura de specialitate de limbă engleză).
185
Fig. 11.8. Filtru ceramic: construcŃia fizică
şi circuitul electric echivalent
Un astfel de filtru funcŃionează pe baza efectului piezoelectric direct şi invers: oscilaŃiile
electrice se transformă în oscilaŃii mecanice şi din nou în oscilaŃii electrice.
Fig. 11.9. Filtru piezoceramic monolitic: simbol, circuitul electric
echivalent şi structură fizică
Comparativ cu filtrele clasice, filtrele ceramice oferă o serie de avantaje notabile:
- asigură o selectivitate foarte mare, datorită factorului de calitate Q ridicat (≈ 1000);
- au dimensiuni foarte mici şi nu necesită reglaje;
- prezintă o siguranŃă în funcŃionare superioară celor clasice cu elemente LC
- filtrele ceramice, montate în schemele de AFI cu tranzistoare sau cu circuite
integrate simplifică schema, întrucât nu permit trecerea componentei continue de la un etaj la
altul, deci nu mai sunt necesare condensatoare de cuplaj.
Dezavantajele filtrelor ceramice sunt următoarele:
1. De multe ori, un singur filtru ceramic nu satisface cerinŃele impuse privind calităŃile
AFI, datorită neuniformităŃii în banda de trecere şi neliniarităŃii pronunŃate ale caracteristicii de
fază. De aceea, de multe ori, producătorii oferă capsule în care sunt conectate în serie două
filtre ceramice cu frecvenŃele centrale uşor decalate. Prin împerecherea celor două module se
obŃin caracteristici globale de amplitudine şi de fază convenabile.
186
2. Atenuarea (de inserŃie) în banda de trecere a filtrului este relativ mare, afectând
sensibilitatea lanŃului de amplificare. Compensarea acestor pierderi se realizează printr-o
amplificare corespunzătoare mai mare impusă elementelor active din lanŃ.
3. Un filtru (piezo)ceramic trebuie privit ca un cuadripol a cărui impedanŃă de intrare este
de ordinul 102Ω - 1KΩ iar cea de ieşire tipic de 390Ω. Pentru a funcŃiona corect trebuie neapărat
realizată adaptarea pentru transferul maxim de putere atât la intrare cât şi la ieşire.
În fig. 11.10 este prezentat modul de conectare a unui FC la un amplificator integrat.
Acest mod de conectare este tipic şi poate fi întâlnit în foarte multe AFI, frecvenŃa de rezonanŃă
a filtrelor fiind, de exemplu 455KHz, 6,5MHz, 10,7MHz etc.
Zi=390 ohm
A
FCFC
a) b)
390
22nF
Fig. 11.10. Folosirea filtrelor ceramice în scheme de AFI
a) cu circuite integrate; b) cu tranzistoare
Pentru compensarea atenuării de inserŃie introdusă de un filtru ceramic este necesar să
se mărească amplificarea întregului lanŃ de FI, prin introducerea unui etaj de amplificare
suplimentar, aşa cum se poate observa din fig. 11.11.
A
FC
+Ec
390
22nF
Fig. 11.11. Compensarea atenuării de inserŃie a filtrului ceramic
11.3. Filtre de bandă cu selectivitate concentrată
În etajele de recepŃie (dar şi de emisie) ale echipamentelor de radiocomunicaŃii cu BLU,,
selecŃia benzii laterale dorite, obŃinută la ieşirea din mixer (schimbător de frecvenŃă), se face cu
ajutorul unor filtre de bandă. Acestea trebuie să asigure o atenuare cât mai mare a benzii
laterale nedorite (min. 60 dB) precum şi a frecvenŃei purtătoare. Ele determină în mare măsură
selectivitatea receptorului.
187
Parametrii fundamentali ai unui filtru de bandă:
a) Banda de trecere (B3dB)
b) Neuniformitatea atenuării în banda de trecere ∆b0 = (1 – 3)dB;
c) Atenuarea în banda de trecere b0 (de inserŃie);
d) Panta filtrului S [dB/Hz]: 13
f1f3
ff
AAS
−
−=
e) FrecvenŃa centrală (de referinŃă);
f) Simetria filtrului;
g) Coeficientul de rectangularitate;
h) Timpul de propagare de grup.
3dB
b0
60dB
A [dB]
B60dB
B3dB
f1 f2f3 f4 f0
∆∆∆∆bo
Zona de trecere
f0
Pantafiltrului S
Fig. 11.12. Caracteristica atenuare-frecvenŃă a unui filtru de bandă
În prezent, în aparatura de radiocomunicaŃii pentru transmisii BLU se folosesc mai multe
tipuri de filtre de bandă: filtre tip LC, filtre cu cuarŃ, filtre piezoceramice, filtre electromecanice.
a) Filtre de bandă LC
Au la bază circuite acordate (celule) formate din inductanŃe şi capacităŃi. De obicei se
folosesc inductanŃe cu Q > (100 – 300). O atenŃie deosebită trebuie acordată stabilităŃii termice
a filtrului. De aceea se folosesc condensatoare şi miezuri de ferită de bună calitate.
Filtrele cu celule LC se pot realiza după mai multe scheme: filtre de tip K; filtre de tip m;
filtre combinate, în trepte (iterative) etc.
U1 U2
C1 C1 C1C1 C1
C2 C2C2/2C22
2L L L 2L
Fig. 11.13. Filtru de bandă LC cu selectivitate concentrată
188
Elementele filtrului se calculează cu formulele de mai jos, în care f1 şi f2 reprezintă
frecvenŃele de tăiere inferioară, respectiv superioară, iar R este rezistenŃa de sarcină a filtrului:
Rff
ffC
21
1214π
+=
Rfff
fC
)( 122
12
−=π
21
12
4
)(
ff
RffL
π
−=
201
Bff −=
202
Bff +=
U1 U2
Fig. 11.14. Filtru LC folosit pentru selecŃia unei benzi laterale
Dezavantajele filtrelor LC sunt evidente: gabarit mare, scheme complexe, reglaje dificile,
măsuri speciale de compensare la variaŃiile de temperatură.
b) Filtre cu cristale piezoelectrice
Un filtru trece-bandă pentru frecvenŃe intermediare având o foarte bună selectivitate
poate fi realizat cu ajutorul unor rezonatori piezoelectrici (de ex. cristale de cuarŃ). Materiale
cele mai folosite sunt: cuarŃul, dar şi sarea Seignette, turmalina, titanatul de bariu şi altele.
Avantaje tipice pe care le prezintă sunt un astfel de filtru de bandă sunt:
- gabarit mic;
- pantă abruptă a caracteristicii de frecvenŃă (S = 0,6dB/Hz);
- Q foarte ridicat (de ordinul 103 - 104);
- stabilitate extrem de ridicată în timp;
- impedanŃe de intrare şi ieşire ridicate.
Deoarece banda de trecere a unui singur cristal este foarte îngustă, de obicei se
folosesc scheme cu mai multe cristale piezoelectrice, precum şi scheme în care sunt conectate
inductanŃe şi capacităŃi de lărgire a benzii.
Cristalele folosite în practică sunt lame cu tăietura X – 18,5O şi oscilaŃii longitudinale,
care asigură un coeficient de temperatură în jur de –20x10-6/oC.
În fig. 11.15 este prezentat un astfel de filtru de bandă pentru amplificatoare de frecvenŃă
intermediară.
Fig. 11.15. Structură tipică de filtru de bandă cu cristale piezoelectrice
189
Caracteristica unui astfel de filtru se apropie de caracteristica ideală a unui FTB.
Dezavantajele filtrelor cu cristale piezoelectrice sunt următoarele:
- parametrii filtrului se modifică în urma procesului de îmbătrânire
- sunt sensibile la şocuri şi vibraŃii
- uneori necesită incinte termostatate.
În fig. 11.16 sunt prezentate câteva filtre de bandă cu cristale piezoelectrice, folosite în
amplificatoarele de FI din radioreceptoare.
Fig. 11.16. Filtru de bandă pentru AFI, realizat cu cristale piezoelectrice:
schema electrică şi caracteristica de atenuare
c) Filtre electromecanice (Electro Mechanical Filters)
Aceste filtre se bazează pe proprietăŃile rezonatoare ale volumelor mecanice, prevăzute
la capete cu traductoare electromecanice magnetostrictive destinate conversiei oscilaŃiilor
electrice în oscilaŃii mecanice şi invers.
Filtrele electromecanice de bandă sunt realizate în prezent pentru frecvenŃe relativ joase,
de regulă cuprinse între 30KHz – 500KHz.
Aceste filtre sunt inferioare ca performanŃe celor piezoceramice pentru că:
- au panta mai puŃin abruptă (cca. 0,3dB/Hz);
- selectivitatea este de cca. 60dB;
190
- atenuarea în banda de trecere este de cca. 2dB;
- neuniformităŃi în bandă de cca. 3dB.
ConstrucŃia filtrului electromecanic (FEM) constă din (fig. 11.17):
- un lanŃ de rezonatoare mecanice legate între ele prin cuplaje mecanice
corespunzătoare de cca. 1mm lungime;
- la capete sunt prevăzute cu traductoare magnetostrictive formate din miezuri
asemănătoare rezonatoarelor şi având bobinate inductanŃe de introducere şi respectiv
extragere a semnalului.
Un astfel de sistem poate conŃine până la 10 – 12 rezonatori care pot fi de diferite forme:
lamelari; discuri φ 8,5 mm/1,86 mm; bare etc. În funcŃie de numărul de rezonatori se poate
obŃine o bandă mai largă sau mai îngustă.
Fig. 11.17. Filtru electromecanic (FEM)
FuncŃionare
Când din exterior se introduce o frecvenŃă ce corespunde ca valoare cu frecvenŃa de
rezonanŃă proprie a lamelelor sau barelor, sistemul intră în oscilaŃie mecanică, caracterizată
prin modificarea periodică a dimensiunilor structurii. Indiferent de tipul rezonatoarelor folosite,
toate FEM funcŃionează la fel: energia electrică de HF indusă în elementul traductor de la
intrare este transformată de acesta în energie mecanică care trece prin rezonatorii filtrului iar de
aici, traductorul de ieşire converteşte oscilaŃia mecanică în semnal electric.
Selectivitatea filtrului depinde de rezonatorii folosiŃi, factorul de calitate ai acestora având
valori cuprinse între 8.000 şi 20.000. Rezonatorii pot fi comparaŃi cu nişte circuite oscilante
serie, iar legăturile dintre ei – cu condensatori (vezi schema electrică echivalentă a unui FEM).
Rezonatoarele sunt distanŃate la cca. 1mm şi sunt cuplate cu 3 conductoare de 0,25mm.
MagneŃii permanenŃi de la capetele FEM au rolul de a mări randamentul filtrului.
La capetele construcŃiei mecanice se conectează nişte condensatoarele derivaŃie care
au rolul de a înlătura rezonanŃele parazite care ar putea apărea în sistem.
Fig. 11.18. Schema echivalentă a unui FEM
191
Avantajele FEM:
- coeficient de temperatură destul de bun;
- dimensiuni de gabarit incomparabil mai mici decât filtrul de bandă cu elemente LC;
- caracteristică de trecere foarte bună (pante abrupte).
Dezavantajele FEM:
- proces de fabricaŃie pretenŃios (dimensiunile sunt de ordinul µm);
- necesitatea unei ecranări bune împotriva câmpurilor electromagnetice;
- protecŃie redusă la şocuri şi vibraŃii;
- necesitatea folosirii de materiale influenŃate puŃin de temperatură (de ex. invarul)
În ultimele decenii s-au realizat filtre micro-electromecanice (MEM Filters), cu
performanŃe superioare atât în ceea ce priveşte frecvenŃele de lucru (care ajung la ordinul
zecilor de megaherzi), cât şi caracteristica amplitudine-frecvenŃă.
d) Filtre cu undă de suprafaŃă (FUS – SAW)
Cercetările din domeniul componentelor active au impus eforturi sporite pentru realizarea
unor circuite de selectivitate cât mai performante. Astfel, din anii 1963 – 1965 se fabrică filtre
ceramice FI -MA pe frecvenŃe în jurul valorii de 450 - 500KHz, având o bandă de trecere de 3 –
6KHz şi o selectivitate 12 – 15dB la ± 9KHz.
Din anii ’70 se fabrică filtre ceramice pentru FI - MF (pe frecvenŃa de 10,7MHz) şi pentru
calea de sunet din receptoarele TV (pe frecvenŃele de 4 – 4,5 – 5,5 – 6 – 6,5 MHz). Banda de
trecere este de 200 – 300KHz/3dB iar selectivitatea este de 20 – 30dB/±300KHz, fiind din acest
punct de vedere mult superioare filtrelor LC cu două circuite acordate.
În anul 1977 a fost realizat un filtru de selectivitate concentrată bazat pe efectul undelor
mecanice de suprafaŃă care se propagă la suprafaŃa unei plăcuŃe (substrat) din material cristalin
piezoelectric cum este cuarŃul sau din oxizi de metale rare: Li, Nb, Ta, cum este, de exemplu,
niobatul de litiu (LiNbO3), tantalat de litiu (LiTaO3) etc. Aceste materiale au proprietatea de a
transmite cu pierderi reduse undele mecanice de suprafaŃă (acustice). De aceea, filtrele de
acest tip se numesc filtre cu undă (acustică) de suprafaŃă (FUS) sau, în limba engleză, Surface
Acoustic Wave - SAW.
ConstrucŃie şi funcŃionare
La capetele unui cristal din materialele mai sus amintite se realizează prin fotocoroziune
două traductoare numite traductoare interdigitale. Acestea se obŃin prin fotocoroziunea unui
strat de Al depus în vid şi au forma a 2 piepteni care se întrepătrund (fig. 11.19).
La aplicarea unui semnal electric pe traductorul de intrare (traductor electro-mecanic)
prin efectul piezoelectric, suprafaŃa substratului de sub traductor intră în mişcare ondulatorie.
Undele generate sunt unde acustice de suprafaŃă care se propagă pe suprafaŃa cristalului şi
192
ajung la traductorul de ieşire (traductor mecano-electric) care sesizează aceste unde şi le
transformă prin efect piezoelectric în semnale electrice.
Fig. 11.19. Structura unui FUS cu traductoare interdigitale
Prin dimensionarea celor două traductoare (de intrare şi de ieşire) şi prin poziŃionarea lor
reciprocă (distanŃa D), semnalele de anumite frecvenŃe vor avea un regim preferenŃial de
transfer faŃă de altele, în acest fel obŃinându-se caracteristica de selectivitate dorită în gama de
frecvenŃe pentru care a fost proiectat filtrul SAW. De asemenea, parametrii fizici ai substratului
piezoelectric care determină viteza de propagare a undelor pe suprafaŃa sa, contribuie la
caracteristica de selectivitate a filtrului.
Cristalul este încapsulat într-o capsulă metalică sau din material plastic cu 5 terminale
(pini): 2 terminale pentru intrare; 2 terminale pentru ieşire; 1 terminal pentru masă (fig. 11.20).
Fig. 11.20. Tipuri constructive de filtre SAW
Avantajele FUS faŃă de filtrele clasice sunt:
- reproductibilitate foarte bună a caracteristicii de selectivitate
- caracteristică de selectivitate cu pante abrupte
- tehnologii de reglare mult simplificate
- dimensiuni de gabarit reduse
Dezavantajele filtrelor SAW:
- atenuare de inserŃie mare (10 –12dB), ceea ce impune folosirea unui etaj
amplificator suplimentar pentru a compensa această atenuare;
- introduc zgomot suplimentar care înrăutăŃeşte factorul de zgomot al receptorului;
193
- nu sunt încă standardizate constructiv şi ca parametri şi din această cauză, de
regulă, nu sunt interschimbabile.
Modul tipic de înserare a unui filtru SAW într-un circuit de RF, de videofrecvenŃă sau de
frecvenŃă intermediară este prezentat în fig. 11.21.
SAW
- Ec
1
2 3
5
4
A
Fig. 11. 21. Conectarea unui filtru SAW în circuit
Caracteristica tipică atenuare-frecvenŃă a unui filtru SAW (trece-bandă) este prezentată
în fig. 11.22. În figură sunt puse în evidenŃă caracteristicile principale ale filtrului: frecvenŃa
centrală f0, banda de trecere la 3dB, banda de trecere la XdB, nivelul pierderilor de inserŃie,
atenuarea în banda de tăiere (stop-band) etc.
Fig. 11.22. Caracteristica atenuare-frecvenŃă a unui filtru SAW
193
Capitolul 12
12. CIRCUITE DE DEMODULARE (DETECłIE)
GeneralităŃi
Demodularea (detecŃia) reprezintă procesul invers modulaŃiei, adică procesul prin care,
din semnalul de radiofrecvenŃă purtător de informaŃie se extrage semnalul modulator, adică
informaŃia propriu-zisă. Reamintim pe scurt cum funcŃionează un lanŃ de radiocomunicaŃii: la
emisie, informaŃia conŃinută în semnalul de joasă frecvenŃă (AF) este transpusă prin modulaŃie
în domeniul frecvenŃelor radio pentru a putea fi radiat în eter. La recepŃie, din acest semnal de
radiofrecvenŃă trebuie extras semnalul care conŃine informaŃia, adică semnalul modulator.
Această funcŃie este îndeplinită de etajul demodulator (detector).
În funcŃie de tipul de modulaŃie folosit la emisie, la recepŃie se folosesc diverse tipuri de
demodulatoare (detectoare): demodulatoare MA, demodulatoare MF etc.
După cum s-a arătat în Capitolul 1, în prezent în radiocomunicaŃiile comerciale se
utilizează două clase de modulaŃie a semnalelor:
a) ModulaŃia liniară, în categoria căreia intră următoarele tipuri de modulaŃie:
- modulaŃia de amplitudine MA, care poate fi:
- MA – BLD + P
- MA – BLD - PS
- MA – BLU
- MA – RBL (25%)
b) ModulaŃia neliniară, în categoria cărora intră următoarele tipuri de modulaŃie:
- modulaŃia de frecvenŃă MF
- modulaŃia de fază MP
Indiferent de tipul sau de structura demodulatorului folosit, acesta trebuie să satisfacă o
serie de cerinŃe obligatorii:
- Randament de detecŃie cât mai mare;
- Distorsiuni introduse cât mai mici;
- Nu trebuie să perturbe funcŃionarea etajelor între care este conectat. În general, etajul
demodulator se introduce după ultimul etaj FI, deci aceasta presupune ca rezistenŃa de
amortizare pe care o introduce să fie cât mai mare;
- Tensiunea reziduală de frecvenŃă intermediară şi armonicile ei de la ieşirea
demodulatorului trebuie să fie cât mai mici posibile.
194
În general, etajele demodulatoare nu contribuie la mărirea sau micşorarea selectivităŃii
receptorului. În schimb, etajul demodulator contribuie într-o măsură semnificativă la:
- sensibilitatea globală a receptorului
- realizarea RAA (în mod direct)
- realizarea sistemului MUTING
O clasificare generală a demodulatoarelor ar fi:
- demodulatoare (detectoare) de amplitudine
- demodulatoare de frecvenŃă
- demodulatoare de fază.
12.1. Demodularea (detecŃia) semnalelor MA
Există două metode generale de demodulare a semnalelor MA:
a) DetecŃia necoerentă – aplicabilă numai semnalelor MA cu BLD cu purtător, adică
acelor semnale modulate a căror înfăşurătoare (anvelopă) reprezintă semnalul modulator.
b) DetecŃia coerentă (sincronă), care poate fi folosită pentru demodularea oricărui tip de
semnale MA. Acest tip de detecŃie prezintă avantaje în ceea ce priveşte protecŃia la perturbaŃii
şi se aplică în special în cazul transmisiunilor MA – BLD - PS, MA – BLU şi MA – RBL. Acest
procedeu implică formarea la receptor a unui semnal sinusoidal local cu frecvenŃă egală cu a
purtătoarei şi în fază cu acesta, deziderat destul de greu de obŃinut.
Tipurile de detectoare MA folosite în prezent pe scară largă sunt:
- detectorul de anvelopă (necoerent) folosit pentru detecŃia semnalelor MA – DBL şi
MA - RBL
- detectorul sincron (coerent) - care poate fi folosit pentru detecŃia oricărui tip de
semnal cu modulaŃie de amplitudine.
Principiul general care stă la baza procesului de detecŃie (demodulare) necoerentă (de
anvelopă) este următorul:
Semnalul purtător de informaŃie (modulat în amplitudine) se aplică la intrarea unui
element cu caracteristică neliniară, de regulă o diodă cu joncŃiune p-n. Semnalul aplicat va
conŃine frecvenŃe purtătoare ωp şi una sau ambele benzi laterale, deci va conŃine spectrul
semnalului modulator ωm, adică cel puŃin combinaŃiile ωp ± ωm (fig. 12.1).
Din circuitul neliniar, prin fenomenul de intermodulaŃie, apar componente spectrale cu
frecvenŃe egale cu combinaŃiile liniare ale frecvenŃelor de intrare, adică componente spectrale
de forma (kωp ± jωm). Printre acestea se regăsesc şi frecvenŃele joase:
ωm; 2ωm…..(în general ωm << ωp)
195
Un FTJ plasat imediat după circuitul neliniar şi având o caracteristică de frecvenŃă
adecvată, va trebui să selecteze numai componenta ωm, care reprezintă semnalul modulator.
Acesta este rezultatul final al detecŃiei.
Fig. 12.1. Demodularea unui semnal MA
Pentru realizarea funcŃiei de detecŃie este esenŃială curbura caracteristicii elementului
neliniar utilizat. De obicei, această caracteristică este exponenŃială sau pătratică şi prezintă în
anumite cazuri (de exemplu pentru un grad de modulaŃie m = 1) dezavantaje care nu pot fi
neglijate şi care uneori fac filtrarea imposibilă.
Tensiunea (semnalul) MA supus detecŃiei are, de regulă, o expresie de forma:
ttmUU pmpp ωω cos)cos1(max +=
Upmax – valoarea maximă a semnalului purtător de pulsaŃie ωp
m – coeficientul de modulaŃie
ωm, ωp – frecvenŃa unghiulară (pulsaŃia) a semnalului modulator, respectiv purtător.
În cazul ideal, în urma detecŃiei trebuie să se obŃină la ieşirea detectorului un semnal
teoretic identic cu semnalul modulator, adică un semnal de forma:
Udet = Um max cosωmt
Um max – valoarea maximă a tensiunii modulatoare de la ieşirea detectorului.
Fig. 12.2. Demodularea (detecŃia) de amplitudine: semnalul modulat
şi spectrele celor două semnale - modulat şi modulator
Circuitneliniar
Combinatiiliniare
de frecvenŃăFTJ
ωωωωm
ωωωωp
ωωωωp + ωωωωm
ωωωωp - ωωωωm
196
Parametrii principali ai detectorului
1. Coeficientul de transfer în tensiune – raportul dintre amplitudinea tensiunii utile de la
ieşirea detectorului şi amplitudinea înfăşurătoarei semnalului la intrare.
2. Coeficientul de distorsiuni neliniare – raportul dintre valoarea armonicilor superioare
ale tensiunii de la ieşire şi cea a tensiunii cu frecvenŃa de modulaŃie.
3. Distorsiunile de fază şi frecvenŃă datorate caracterului complex de intrare al Z
demodulatorului şi al sarcinii acestuia.
4. ImpedanŃa de intrare pentru semnale nemodulate, dată de raportul dintre amplitudinea
tensiunii de la intrarea demodulatorului şi amplitudinea primei armonici a curentului de HF de la
intrarea detectorului. Această impedanŃă are un caracter complex – capacitiv-rezistiv.
5. ImpedanŃa de intrare pentru semnale MA, dată de raportul dintre variaŃia amplitudinii
∆Um a anvelopei tensiunii cu pulsaŃia ωp şi variaŃia curentului ∆Im cu pulsaŃia ωp:
m
m
inI
UZ
∆
∆=
Acest parametru arată calitatea reproducerii semnalului modulator pentru sarcinile cu
caracter complex.
6. Coeficientul de filtrare a tensiunii de înaltă frecvenŃă HF, determinat de raportul dintre
tensiunea de HF de la ieşire şi tensiunea de HF de la intrare.
Filtrarea tensiunii de HF după detectare este necesară pentru a nu permite penetrarea
acestei tensiuni în etajele de amplificare care urmează după detector. În caz contrar pot apărea,
de regulă prin sursa comună de alimentare cu energie electrică, fenomene de autooscilaŃie
datorită cuplajelor parazite dintre aceste etaje amplificatoare şi etajele de HF.
12.1.1. Detectorul MA cu diodă
Este unul din cele mai simple şi mai folosite detectoare MA, deoarece lucrează bine la
semnale mici şi nu introduce distorsiuni mari de neliniaritate. FuncŃionarea sa se bazează pe
folosirea caracteristicii statice curent - tensiune a unei diode semiconductoare cu joncŃiune p-n.
Aceasta, în conducŃie directă, prezintă o neliniaritate pronunŃată în zona de început a
caracteristicii pentru că, după cum se ştie, caracteristica statică în conducŃie directă a diodei
semiconductoare este exponenŃială.
În radioreceptoarele superheterodină se foloseşte un detector de anvelopă de bandă
îngustă, cu diodă, care poate fi de două tipuri (fig. 12.3):
a) detector serie
b) detector derivaŃie
În ambele cazuri, semnalul de HF este semnalul de FI modulat cu semnalul de joasă
frecvenŃă şi se aplică prin circuitul acordat derivaŃie
197
Fig. 12.3. Detectoare cu diodă
FuncŃionare
În cazul aplicării unui semnal MA – DBL, condensatorul Cd se va încărca în timpul
semialternanŃei pozitive (+) cu o tensiune care este proporŃională cu amplitudinea instantanee.
Pe durata semialternanŃei negative (-) se produce descărcarea condensatorului Cd pe rezistorul
Rd. Dacă constanta de timp CdRd este aleasă judicios, la ieşirea filtrului trece-jos se obŃine
semnalul modulator (anvelopa de modulaŃie), peste care se suprapune o componentă având
frecvenŃa semnalului purtător (frecvenŃa intermediară).
Fig. 12.4. Diagrama de semnal a procesului de demodulare MA - DBL
În cazul detecŃiei cu diode semiconductoare, impedanŃa de intrare a detectorului MA
depinde de:
- impedanŃa de sarcină a detectorului
- rezistenŃa în conducŃie inversă a diodei detectoare
Din acest punct de vedere, detectorul de tip paralel prezintă o rezistenŃă de intrare mai
mică, lucru care îl face mai puŃin utilizat.
Distorsiuni
În cazul detectoarelor cu diode, apar 3 tipuri de distorsiuni:
a) Distorsiuni datorită neliniarităŃii caracteristicii (iD, uD) a diodei semiconductoare.
Acestea se manifestă în cazul semnalelor mai mici de (0,2 – 03)V şi se numesc distorsiuni de
neliniaritate.
b) Distorsiuni datorită constantei de timp neadecvate a elementelor FTJ care este folosit
pentru separarea componentelor de JF. Acest tip de distorsiuni se numesc distorsiuni de
LiCi
D
Cd Rd UdetUi
id
fi
Li
Cd
Ui
iR
fi
FI FI
D
Ci Udet
198
neurmărire şi se datoresc constantei de timp neadecvate a elementelor FTJ. Astfel, atunci când
descărcarea condensatorului se face mai lent decât scăderea anvelopei, tensiunea Udet(t) de la
ieşirea detectorului nu mai urmăreşte anvelopa (fig. 12.5 c). Invers, în cazul unei constante de
timp prea mici, filtrarea este insuficientă, pulsaŃiile tensiunii FI fiind prea mari.
Intuitiv, pentru o constantă de timp RdCd dată, distorsiunile apar dacă:
- ωm este mare, adică semnalul modulator variază rapid în amplitudine;
- gradul de modulaŃie m al purtătoarei este mare (apropiat de 1).
CondiŃia matematică pentru evitarea distorsiunilor de neurmărire este:
112−≤
mCR ddmMaxω (12.1)
mMaxω - pulsaŃia (frecvenŃa) maximă din spectrul semnalului modulator;
m – gradul de modulaŃie;
RdCd – elementele filtrului FTJ de la ieşirea detectorului.
Fig. 12.5. Distorsiuni de neurmărire care apar la demodulatorul cu diodă
ObservaŃii
1. În cazul m = 1 este inevitabilă apariŃia distorsiunilor de neurmărire.
2. Cu cât ωm este mai mare, cu atât limita superioară a constantei RC este mai mică.
c) Distorsiuni datorate sarcinii pe care lucrează detectorul. Această sarcină:
- poate fi impedanŃa de intrare a etajului de amplificare următor, care este de regulă
cuplat printr-un condensator (acesta blochează componenta continuă);
- poate fi impedanŃa unui FTJ folosit la intrarea unui circuit de RAA (care păstrează
componenta continuă, proporŃională cu amplitudinea purtătoarei la recepŃie).
În ambele cazuri, funcŃionarea detectorului este influenŃată de sarcină.
199
Fig. 12.7. Sarcina pe care lucrează detectorul:
a) amplificator de AF); b) FTJ pentru RAA
12.1.2. DetecŃia coerentă (sincronă) a semnalelor MA
Demodularea semnalelor MA cu purtătoarea suprimată
DetecŃia semnalelor MA-PS şi MA-BLU nu este posibilă cu detectoarele de anvelopă cu
diodă prezentate până acum. După detecŃie semnalul ar apărea puternic distorsionat,
neinteligibil pentru că în acest tip de modulaŃie, purtătoarea este suprimată şi se emite numai o
singură bandă laterală. Distorsiunile care ar apărea în cazul unui detector obişnuit nu se
datorează lipsei uneia din benzile laterale ci lipsei purtătoarei. De aceea, este necesară
refacerea purtătoarei în receptor. De fapt, se reface un semnal asemănător celui modulat în
amplitudine cu două benzi laterale.
În principiu, la recepŃie, purtătoarea poate fi generată cu ajutorul unui oscilator
suplimentar numit oscilator de bătăi (Beat Frequency Oscillator - BFO) şi apoi este adiŃionată la
semnalul modulat recepŃionat. FrecvenŃa BFO trebuie sincronizată foarte bine cu purtătoarea
redusă, care serveşte ca referinŃă. Reglajul frecvenŃei şi mai ales al amplitudinii semnalului
generat de BFO sunt critice. Această metodă este dificil de implementat şi de regulă se
utilizează un alt procedeu de refacere a purtătoarei, descris în cele ce urmează.
Principiul detecŃiei sincrone (coerente) este următorul:
- semnalul modulat în amplitudine vi(t) se multiplică cu purtătoarea, adică cu un semnal
nemodulat v0(t) având aceeaşi frecvenŃă şi fază. Această operaŃie se realizează într-un etaj
special de amestec (mixare) numit multiplicator analogic (MA);
- din spectrul semnalului rezultat în urma multiplicării analogice, care conŃine combinaŃii
ale frecvenŃelor semnalului purtător şi modulator, cu ajutorul unui filtru trece-jos (FTJ), se
extrage spectrul de frecvenŃe al semnalului modulator, care este semnalul util (fig. 12.8).
Fig. 12.8. Principiul detecŃiei sincrone (coerente)
D
CdUifi
RiAAFUdetRd
Cc D
CdUifi
RiRAAUdetRd
C1
C2
R1
MA FTJvm(t)
v0(t)
vi(t) vD(t)
200
Dacă semnalul de frecvenŃă intermediară modulat în amplitudine are forma:
ttmfVt ii 0cos)](1[)( ων += (12.1.)
unde notaŃiile au următoarea semnificaŃie:
vi – amplitudinea instantanee a semnalului de frecvenŃă intermediară;
m – gradul de modulaŃie;
f(t) – semnalul modulator;
ω0 – pulsaŃia componentei de FI;
atunci semnalul aplicat la cealaltă intrare a multiplicatorului analogic MA este )(0 tν , adică
purtătoarea refăcută:
tVt 000 cos)( ων = (12.2.)
Semnalul vD de la ieşirea multiplicatorului analogic, după dezvoltare în serie Fourier este:
]2ωωaucare[termenimf(t)][1Vπ
K(t)(t).νν(t)ν 0i
M
0iD ≥++== (12.3.)
unde KM este câştigul multiplicatorului analogic.
Folosind un filtru trece-jos (FTJ) adecvat, termenii având pulsaŃia ω ≥ 2ω0 vor fi eliminaŃi
datorită alurii căzătoare a caracteristicii de frecvenŃă a FTJ. Rezultă că la ieşirea
demodulatorului sincron se obŃine numai partea care interesează din semnalul modulat în
amplitudine, adică semnalul modulator vm(t):
)](1[)( tmfVK
t iM
m +=π
ν (12.4.)
Practic, înseamnă că o schemă de detector sincron va conŃine:
- un multiplicator analogic MA care realizează mixarea semnalelor;
- un circuit pentru refacerea purtătoarei CRP (de obicei un amplificator limitator acordat
pe frecvenŃa purtătoarei ω0);
- un filtru-trece-jos FTJ pentru extragerea semnalului modulator.
Fig. 12.9. Schema bloc a unui detector sincron:
AFI – amplificator de frecvenŃă intermediară; MA – multiplicator analogic;
CRP – circuit pentru refacerea purtătoarei; FTJ – filtru trece-jos
Principiu detecŃiei sincrone (coerente) poate fi implementat folosind un multiplicator
echilibrat cu transconductanŃă variabilă realizat cu celule Gilbert (fig. 12.10): pe o intrare se
AFI MA FTJ
CRP
f0
f0
f0m vD(t) vm(t)
201
aplică semnalul de frecvenŃă intermediară modulat vi(t), iar pe cealaltă putătoarea refăcută vo(t).
La ieşirea multiplicatorului se obŃine un semnal vD(t) care va conŃine anvelopa semnalului
modulat. Aceasta poate fi extrasă folosind un FTJ cu o caracteristică adecvată.
Fig. 12.10. Schema de principiu a unui multiplicator
analogic dublu echilibrat (celulă Gilbert)
Detectorul sincron prezentat în fig. 12.10 poate fi folosit pentru demodularea oricărui tip
de semnal modulat în amplitudine, la nivele de semnal mult mai mici decât cele posibile cu un
detector convenŃional cu diodă.
Avantajele detecŃiei sincrone:
- liniaritate foarte bună şi deci intermodulaŃie redusă;
- distorsiuni reduse chiar la semnale de nivel redus;
- nivele reduse la ieşire ale purtătoarei şi armonicelor ei.
Refacerea purtătoarei
Există câteva metode de refacere a purtătoarei în cazul semnalelor MA-PS pentru
realizarea detecŃiei coerente. Două metode des folosite sunt descrise mai jos:
a) Semnalul recepŃionat care conŃine banda de frecvenŃă (ωp ± ωm) este aplicat unui
dispozitiv cu caracteristică de transfer pătratică, la ieşirea căruia se obŃine un semnal care
conŃine şi frecvenŃa 2ωp. Acest semnal este filtrat, se extrage frecvenŃa 2ωp, se divizează cu 2
(folosind tehnici numerice) şi în final se obŃine semnalul de frecvenŃă (pulsaŃie) ωp – adică
purtătoarea (fig. 12.11).
b) În cazul unui semnal MA - BLU se poate recurge la soluŃia emiterii unui semnal pilot
suplimentar de frecvenŃă ωp şi putere relativ redusă. Acest semnal va fi extras la recepŃie cu un
filtru de bandă foarte îngustă (realizat, de pildă, cu cristal de cuarŃ).
202
Toate aceste scheme sunt foarte performante, dar complicat de realizat şi presupun în
plus şi o atenŃie deosebită la corecŃia fazei.
Fig. 12.11. Schema bloc de refacere a purtătoarei semnalului MA-DBL-PS
12.1.3. Detectorul de produs
Este destinat demodulării semnalelor MA-BLU (SSB). Banda laterală transmisă conŃine
toate datele necesare refacerii semnalului modulator iniŃial, adică frecvenŃa şi amplitudinea.
Detectorul de produs este, de fapt, echivalentul modulatorului echilibrat de la emisia MA-
BLU care realizează suprimarea purtătoarei. Rolul detectorului de produs este de a reface
semnalul modulator.
Cel mai simplu detector de produs este detectorul de produs cu diode în inel (fig. 12.12).
Fig. 12.12. Detector de produs cu diode în inel
FuncŃionare
Semnalul BLU (SSB) obŃinut din ultimul transformator de frecvenŃă intermediară (T1) se
mixează cu semnalul produs de un oscilator local (numit şi BFO) folosit pentru refacerea
purtătoarei. Aceste două semnale se introduc într-un demodulator echilibrat cu diode în inel prin
două transformatoare de RF simetrice cu priză mediană (T1 şi T2).
Circuitul funcŃionează astfel: semnalul puternic dat de oscilatorul pentru refacerea
purtătoarei comută alternativă în conducŃie şi blocare câte două diode din cele 4. Astfel, când
diodele D1 şi D4 conduc, diodele D2 şi D3 sunt blocate şi invers. Semnalului BLU din
secundarul transformatorului T1 poate circula pe traseul transformatorul de ieşire T2 –priza
madiană-masă numai atunci când diodele conduc. Dacă nu există semnal BLU, atunci la ieşire
apare numai semnalul dat de oscilator. În acest mod, în fapt, semnalul BLU se mixează cu
semnalul dat de oscilatorul pentru refacerea purtătoarei. În urma mixării, la ieşire se obŃine un
semnal complex care conŃine, pe lângă purtătoarea refăcută şi spectrul semnalului modulator.
Cu ajutorul unui FTJ cu caracteristică adecvată se extrage semnalul modulator.
u1=ku2 FTB2ωωωωp
LIM 2FTBωωωωp
u1 u2u0(t)
ωωωωp
u(t)
ωωωωp
203
Detectoarele de produs realizate cu tranzistoare au performanŃe superioare.
În fig. 12.13 este prezentat un detector de produs realizat cu o pereche diferenŃială de
tranzistoare JFET. Semnalul SSB este aplicat pe poarta tranzistorului Q1, iar semnalul (mult
mai puternic) dat de oscilatorul pentru refacerea purtătoarei comută în conducŃie şi blocare
tranzistorul Q2. Astfel, când Q2 este adus în saturaŃie, semnalul BLU care apare în drena lui Q1
este şuntat, iar când Q2 este blocat, acest semnal apare în drena lui Q1. Filtrul trece-jos din
drenă este folosit pentru extragerea semnalului modulator.
Fig. 12.13. Detector de produs echilibrat cu JFET
În fig. 12.14 este prezentat un detector de produs realizat cu un tranzistor MOSFET cu
poartă dublă. Pe poarta G1 a MOSFET se aplică semnalul BLU de la amplificatorul de frecvenŃă
intermediară. Tranzistorul MOSFET este comutat în blocare sau conducŃie de semnalul produs
de oscilatorul pentru refacerea purtătoarei, care este aplict pe poarta G2. La ieşire, în drena
tranzistorului, este plast un filtru trece-jos pentru extragerea semnalului modulator din semnalul
complex rezultat prin mixarea semnalului BLU cu cel dat de oscilatorul pentru refacerea
purtătoarei.
Fig. 12.14. Detector de produs realizat cu MOSFET cu poartă dublă
204
12.2. Demodularea semnalelor MF
Dacă modulaŃia de amplitudine MA se caracterizează prin gradul de modulaŃie m care
reprezintă, în procente, variaŃia în amplitudine a semnalului de radiofrecvenŃă, modulaŃia
frecvenŃă MF se caracterizează prin deviaŃia de frecvenŃă ∆f care indică cu câŃi KHz se schimbă
frecvenŃa semnalului modulat în momentul de modulaŃie maxime.
ModulaŃia de frecvenŃă MF (ca şi modulaŃia de fază MP) are un mare avantaj faŃă de
modulaŃia de amplitudine MA şi anume acela că semnalul MF este mult mai puŃin afectat de
semnalele perturbătoare (parazite) care influenŃează, de obicei, amplitudinea şi nu frecvenŃa
sau faza semnalului recepŃionat.
Deoarece în procesul modulaŃiei de frecvenŃă nu este afectată amplitudinea semnalelor
modulate, în receptoarele MF se poate face o limitare substanŃială în amplitudine a semnalelor
recepŃionate, înainte ca acestea să fie aplicate demodulatorului. În acest mod creşte
sensibilitatea receptorului şi se îmbunătăŃeşte raportul semnal/zgomot S/Z.
Parametrii demodulatorului MF
1. Sensibilitatea demodulatorului - este raportul dintre amplitudinea tensiunii demodulate
Vm şi deviaŃia de frecvenŃă ∆f a semnalului modulat:
]/[ HzVf
US m
∆=
Sensibilitatea este dependentă de frecvenŃă: la creşterea frecvenŃei sensibilitatea scade
deci apar distorsiuni liniare.
2. ImpedanŃa de intrare a demodulatorului, care, de obicei, este asimilată unei rezistenŃe
conectată în paralel cu un condensator. Aceasta exercită un efect de şuntare a sarcinii etajului
ce atacă demodulatorul. În acest mod, demodulatorul influenŃează amplificarea etajului
precedent şi deci sensibilitatea receptorului.
3. Stabilitatea parametrilor este dependentă de schema aleasă şi de calitatea
componentelor.
4. Dificultatea de reglare
5. Distorsiunile
Uzual, în receptoarele moderne, din demodulatoarele MF se extrage şi o informaŃie
referitoare la modul în care a fost făcut acordul pe post, informaŃie cu ajutorul căreia se poate
realiza bucla de CAF.
Principalele tipuri de demodulatoare MF sunt:
- demodulatoare cu circuite acordate, din categoria cărora fac parte:
- detectorul cu circuit oscilant dezacordat (slope detector)
- discriminatorul de frecvenŃă cu două circuite acordate cuplate
- detectorul de raport
205
- discriminatorul Foster-Seeley (detectorul sensibil la fază)
- detectorul în cuadratură (cu coincidenŃă)
- detectorul cu circuit PLL.
Dintre acestea, detectoarele cu circuite acordate au fost folosite mult timp în
receptoarele comerciale, datorită simplităŃii lor. Cele mai performante detectoare de frecvenŃă
sunt însă ultimele două tipuri, care se realizează, de regulă, sub formă integrată.
12.2.1. Detectorul de raport
A avut mult timp cea mai largă utilizare în practică deoarece nu este sensibil la variaŃiile
de amplitudine ale semnalului detectat. În fig. 12.13 este prezentată schema unui detector de
raport simetric.
FuncŃionare
InductanŃele L1, L2 care formează cu condensatoarele C1, C2 două circuite derivaŃie
acordate pe frecvenŃa intermediară fi (frecvenŃa semnalului de frecvenŃă intermediară modulat).
sunt cuplate mutual, fiind realizate pe carcase aşezate la o anumită distanŃă una de alta.
Tensiunile U1 şi U2 care apar la bornele lor sunt în fază.
Fig. 12.13. Detector de raport
InductanŃa L3 este strâns cuplată cu L1 fiind bobinată pe aceeaşi carcasă. Tensiunea U3
de la bornele ei va fi defazată cu 90o faŃă de tensiunea U1.
În schemă sunt distincte două circuite simetrice:
- circuitul D1 – L3, 1/2L2, D1, C3:R3, masă C5, L3
- circuitul D2 - L3, 1/2L2, D2, C4:R4, masă, C5, L3.
Tensiunile aplicate pe fiecare dintre aceste două circuite sunt formate din tensiunile U3 şi
½ din tensiunea care apare pe inductanŃa L2 (½ U2).
206
În funcŃionarea detectorului de raport se disting 3 situaŃii (fig. 12.14):
a) Dacă fs = fi, atunci tensiunile U2 şi U3 sunt defazate cu 90o. În cele două circuite se
aplică tensiuni egale cu tensiunile UD1, UD2 care dau naştere curenŃilor ID1, ID2. Aceşti curenŃi
străbat condensatorul C5 în contrasens, astfel că tensiunea la bornele lui este nulă.
Fig. 12.14. Diagramele vectoriale ale tensiunilor detectorului de raport
a) fs = fi ;b) fs < fi ; c) fs > fi
b) Dacă fs < fi, între tensiunile U3 şi U2 există un defazaj diferit de zero, proporŃional cu
deviaŃia de frecvenŃă instantanee. Tensiunile UD1 şi UD2 nu vor mai fi egale şi va rezulta un
curent ID2 > ID1. Condensatorul C5 se va încărca cu o tensiune pozitivă faŃă de masă, datorită
diferenŃei celor 2 curenŃi.
c) Dacă fs > fi, va rezulta că UD1 > UD2 şi ID1 > ID2, deci condensatorul C5 se va încărca cu
tensiune negativă faŃă de masă.
Concluzii
1. În pauza de emisie fs = fi , iar tensiunea la bornele condensatorului C5 este nulă. În
funcŃie de valoarea instantanee a frecvenŃei semnalului de frecvenŃă intermediară modulat (fi ±
∆f), tensiunea pe condensatorul C5 urmăreşte deviaŃia de frecvenŃă ∆f, fiind proporŃională cu ea,
deci la bornele condensatorului C5 se obŃine semnalul modulator de JF. Grupul R5 C6 formează
un FTJ de dezaccentuare cu constanta de timp τ = 50µs.
2. Tensiunea sumă (UC3 + UC4) de la bornele condensatoarelor C3, C4 rămâne constantă,
schimbându-se numai raportul în care este divizată tensiunea pe cele două capacitoare. De
aceea acest demodulator a primit denumirea de detector de raport.
3. Tensiunea UCE care apare pe condensatorul CE poate fi folosită pentru circuitul de
RAA. Ea rămâne aproximativ constantă, modificându-se numai raportul UAM/UMB, în funcŃie de
deviaŃia de frecvenŃă ∆f.
Avantajele detectorului de raport sunt:
- este relativ simplu;
- nu mai necesită un etaj anterior de limitare a semnalului pentru a elimina modulaŃia
de amplitudine parazită, rolul acestui etaj fiind preluat de condensatorul CE;
- performanŃele obŃinute sunt medii.
UD1
UD2
U3
1/2U2
1/2U2
1/2U2
1/2U2
U3
UD2
UD1 1/2U2
1/2U2
U3UD2
UD1
207
12.2.2. Discriminatorul de fază
După cum arată şi numele, discriminatorul de fază este un circuit care furnizează la
ieşire o tensiune proporŃională cu diferenŃa de fază dintre cele două oscilaŃii aplicate la intrarea
sa. El conŃine, de fapt, două detectoare de anvelopă de tip serie alăturate, care au ca sarcină
grupuri identice RC (Rd1Cd1, Rd2, Cd2).
Tranzistorul amplificator T are ca sarcină două circuite oscilante cuplate - L1C1 şi L2C2 –
care sunt acordate pe frecvenŃa purtătoarei (frecvenŃa intermediară) fi.
Circuitele acordate cuplate permit, în esenŃă, transformarea oscilaŃiei MF într-o oscilaŃie
MA care este apoi demodulată de grupurile D1, Cd1, Rd1 şi D2, Cd2, Rd2.
Bobina L este conectată prin condensatoarele C, Cd2 şi prin sursa de alimentare Ec în
paralel pe circuitul acordat L1C1, deci la bornele ei vom regăsi tensiunea U1.
Fig. 12.15. Discriminatorul de fază
Tensiunile fazoriale UI şi UII care apar pe diodele D1 şi D2 sunt date de relaŃiile:
UI = U1 + U2;
UII = U1 + U3 (12.2)
La rezonanŃă, deci când fs = fi, amplitudinile tensiunilor pe diode sunt egale:
|UI| = |UII|
şi astfel tensiunea de ieşire este nulă: Uout = 0
Dacă fs ≠ fi, atunci |UI| ≠ |UII| şi tensiunea de ieşire Uout este proporŃională cu abaterea
frecvenŃei faŃă de cea de acord.
Dezavantajele schemei sunt:
- este sensibilă la eventualele modulaŃii parazite de amplitudine
- este necesară introducerea unui etaj suplimentar de amplificare în scopul limitării
amplitudinii semnalului modulat în frecvenŃă, pentru a se elimina modulaŃia de amplitudine
parazită.
208
ObservaŃii
1. Tensiunile U2 respectiv U3 se aplică în antifază pe cele două diode detectoare D1 şi D2
iar tensiunea U1 (de pe inductanŃa L) se aplică în fază pe diode. Rezultă că tensiunea sumă
aplicată pe cele două diode va fi funcŃie de defazajul dintre componentele U2 şi U3.
2. Detectorul sensibil la fază poate fi monoalternanŃă sau dublă alternanŃă. Detectorul
sensibil la fază dublă alternanŃă are nu numai o sensibilitate dublă faŃă de cel monoalternanŃă
dar şi alte avantaje.
3. În funcŃionarea acestui tip de detector sensibil la fază se remarcă o dependenŃă
puternică a semnalului de ieşire de tensiunea de alimentare şi de aceea ce impune o decuplare
(filtrare) cât mai bună a acesteia.
12.2.3. Demodulatorul cu coincidenŃă (în cuadratură)
Este o schemă modernă de detecŃie realizată, de obicei, cu circuite integrate, dar care
poate fi realizată şi cu componente discrete.
Principiul de funcŃionare al demodulatorului se bazează pe folosirea unui multiplicator
analogic (cu celule Gilbert) la intrările căruia se aplică:
- semnalul MF amplificat şi limitat
- semnalul MF trecut printr-un circuit de defazare care introduce un defazaj monoton
dependent de frecvenŃa instantanee a semnalului MF.
În acest fel, la intrarea demodulatorului se aplică practic două semnale MF identice, care
au aceeaşi frecvenŃă (pulsaŃie) ω instantanee, dar sunt defazate în funcŃie de deviaŃia de
frecvenŃă ∆f.
FuncŃionare
Demodulatorul cuprinde 3 etaje diferenŃiale care, împreună cu o reŃea de defazare,,
realizează un multiplicator analogic cu rol de detector sensibil la fază.
ReŃeaua de defazare L1, R1, C2, C1 este acordată pe frecvenŃa intermediară fi. Când fs =
fi, tensiunea U2 este defazată cu 90o faŃă de tensiunea U1. Acest defazaj diferă în funcŃie de
diferenŃa dintre cele două frecvenŃe – frecvenŃa instantanee a semnalului fs şi frecvenŃa
intermediară fi. De regulă, circuitrul se proiectează astfel încât defazajul dintre aceste două
tensiuni U1 şi U2 să aibă valoarea aproximativ egală cu deviaŃia de frecvenŃă maximă (ϕ ∼
∆fmax).
Tranzistorul T1 conduce când U1> 0 iar T2 conduce când U1< 0. Corespunzător, grupurile
T3, T4 şi T5, T6 vor conduce când tranzistoarele T1, respectiv T2 conduc.
Extragerea semnalului de AF se face prin două grupuri de integrare (filtrare) R4C3 şi
R5C4, cu ajutorul cărora tensiunea în impuls din colectoarele tranzistoarelor T3 şi T6 este filtrată
209
şi transformată în tensiune de joasă frecvenŃă. RezistenŃa R1 asigură un factor de calitate Q
corespunzător al circuitului acordat L1C2, necesar pentru deviaŃia maximă de frecvenŃă ∆fmax.
Fig. 12.16. Demodulatorul în cuadratură
ObservaŃii
1. Tensiunile U1 şi U2 de la intrarea pentru semnalul MF sunt sinusoidale datorită
circuitului de defazare, iar curenŃii de colector au forma de impuls dreptunghiular cu
amplitudinea I0, dată de generatorul de curent constant I0 din emitoarele tranzistoarelor T1, T2.
2. Grupurile R4C3 şi R3C4 realizează în acelaşi timp şi dezaccentuarea.
3. Avantajele acestui tip de detector sunt preŃul de cost redus şi o manoperă de reglaj
mult simplificată.
4. Deoarece caracteristica de fază a circuitului defazor L1C2 este neliniară, se preferă
explorarea acestei caracteristici numai în intervalul π/4 - 3π/4, care este zona de liniaritate
maximă. În acest mod se micşorează distorsiunile de neliniaritate ale detectorului.
Fig. 12.17. Circuitul de defazare:
a) schema electrică; b) caracteristica de amplitudine şi de fază
U2R1L1
C1
C2
Rs
U1
3dB
0 ffi
∆∆∆∆fmax
U2/U1[dB]ϕϕϕϕ
1800
450
900
1350
210
12.2.4. Dezaccentuare. Preaccentuare
La emisia semnalelor MF sau MP, în scopul obŃinerii unei fidelităŃi cât mai bune şi a unui
raport semnal/zgomot cât mai mic, se foloseşte un procedeu special numit preaccentuare-
dezaccentuare.
Prin preaccentuare se realizează o amplificare neuniformă a spectrului semnalului audio,
acordându-se preferinŃă componentelor spectrale de frecvenŃă ridicată (acestea se amplifică
mai mult decât frecvenŃaele joase şi medii din spectrul semnalului modulator).
La recepŃie, prin dezaccentuare se realizează operaŃiunea inversă, de atenuare a
componentelor spectrale de frecvenŃă ridicată, astfel că, pe ansamblu, transmiterea semnalului
de la emiŃător la receptor să se facă cu distorsiuni de amplitudine cât mai mici
De obicei, preaccentuarea se aplică componentelor din partea superioară a spectrului
semnalului modulator (semnalul de audiofrecvenŃă), înainte de modulaŃie, în vederea
îmbunătăŃirii raportului semnal/zgomot (S/N) la recepŃie.
Fig. 12.18. Ilustrarea operaŃiilor de preaccentuare şi dezaccentuare
211
Capitolul 13
13. RADIOCOMUNICAłII CU BLU
13.1. GeneralităŃi. Principii de bază
Emisiunile radiotelefonice (telegrafice) cu undă purtătoare au constituit primul mod de
transmitere la distanŃă cu ajutorul undelor electromagnetice, a informaŃiilor. Şi azi, acest mod
continuă să fie utilizat pe scară largă în radiodifuziune, televiziunea radiodifuzată,
radiocomunicaŃii.
Este binecunoscut faptul că MA este un procedeu foarte uzitat şi azi în transmisiile
radio. Să presupunem că modulăm în amplitudine o oscilaŃie purtătoare sinusoidală, cu un
semnal de modulaŃie sinusoidal. Presupunând că se realizează o modulaŃie de 100%, se
observă că pe durata semiperioadelor pozitive, tensiunea purtătoarei se dublează ca
amplitudine şi scade la zero pe durata semialternanŃelor negative. Înseamnă că pe durata
semialternanŃelor pozitive, puterea la vârf de modulaŃie pe care ar trebui să o debiteze etajul
final al emiŃătorului ar trebui să fie de 4 ori mai mare decât în lipsa modulaŃiei. Deci emiŃătorul
va trebui să livreze vârfuri de putere de 400% faŃă de purtătoarea propriu-zisă.
Este evident că acest procentaj va fi mai scăzut dacă amplitudinea de modulaŃie este
mai mică. Dacă se realizează însă o supramodulaŃie, pe durata semialternanŃei pozitive
amplificatorul final se va satura, tăind vârfurile pozitive, iar pe durata semialternanŃei negative
purtătoarea va fi tăiată. Rezultatul va fi apariŃia unor distorsiuni puternice şi aşa numitul
„spletter”, adică semnalul va ocupa o bandă mult mai largă de frecvenŃă, perturbând serios
celelalte emisiuni. De aici condiŃia absolut necesară este ca gradul de modulaŃie în amplitudine
m să nu depăşească 100%.
Fig. 13.1. Semnal cu modulaŃie de amplitudine (MA)
212
Se ştie că în cazul MA, spectrul semnalului modulat cuprinde:
- purtătoarea
- două benzi laterale, una inferioară şi una superioară
Cele două benzi laterale sunt absolut identice, ele având doar spectrul inversat. În
plus, se remarcă faptul că din punct de vedere energetic, purtătoarea are cea mai mare
pondere. Dacă, de exemplu considerăm că avem un grad de modulaŃie de 100% (m = 1),
amplitudinea celor două componente laterale în cazul unui semnal sinusoidal este de 2
cmE.
Înseamnă deci că, presupunând că avem un emiŃător de 100W, la o modulaŃia de amplitudine
normală, vom obŃine în acest caz la ieşire o putere de 150W din care 100W pentru purtătoare şi
câte 25W pentru fiecare componentă laterală.
Fig. 13.2. Spectrul semnalului cu modulaŃie de amplitudine
MA - DBL+P
În concluzie, putem spune că:
1. Cea mai mare parte din puterea emisă în cazul semnalului MA-DBL+P nu este utilă,
întrucât purtătoarea nu conŃine nici un fel de informaŃie; ea se transmite chiar şi în absenŃa
semnalului modulator, de unde rezultă randamentul scăzut al acestui tip de transmisiune.
2. Pentru a realiza transmiterea informaŃiei este suficient să transmitem o singură
bandă laterală, ceea ce înseamnă că numai 25% din puterea emiŃătorului ar fi suficientă.
Într-adevăr, dacă se modifică emiŃătorul, astfel încât purtătoarea să fie redusă, se
constată că fiecare din benzile laterale au acum câte o putere de 50W, deşi puterea emiŃătorului
a rămas aceeaşi. Acest semnal este cunoscut sub numele de MA-DBL-PS (modulaŃie de
amplitudine cu purtătoarea suprimată) sau A3A. Deoarece puterea s-a dublat, înseamnă că
avem un câştig de 3dB faŃă de MA obişnuită.
Mergând mai departe cu modificarea emiŃătorului, se renunŃă la una din benzile
laterale deoarece ele sunt identice şi se constată că puterea efectivă radiată pentru această
singură bandă rămasă devine 100W, deci se dublează din nou, în total 6dB. Se obŃine astfel o
emisie cu bandă laterală unică BLU (SSB), care este simbolizată A3J.
213
Fig. 13.3. Semnal cu modulaŃie de amplitudine cu bandă laterală unică
(MA - BLU)
Acest sistem de emisie, folosit de cca. 80 ani, este o perfecŃionare, ca randament, a
sistemului MA-DBL+P. Deşi mai complicat constructiv, sistemul BLU (Single Side Band -
SSB) oferă nişte avantaje de necontestat, mai ales în condiŃii de propagare slabă.
Operativ, sistemul de transmisie cu BLU este net mai economic, întrucât sursa de
alimentare este solicitată numai în perioade foarte scurte, în ritmul şi la nivelul modulaŃiei.
O transmisie cu BLU presupune următoarele condiŃii de bază:
a) EmiŃătorul să fie prevăzut cu mijloace de suprimare a purtătoarei şi apoi, a uneia
din benzile laterale create (de obicei LSB).
b) Amplificarea întregului lanŃ trebuie să fie liniară, sistemul netolerând distorsiunile.
c) Receptorul pentru transmisii BLU presupune cerinŃe puŃin mai complicate. De fapt,
principala condiŃie este existenŃa unui circuit de demodulare adecvat care să permită refacerea
purtătoarei, întrucât numai aşa este posibilă extragerea semnalului modulator. Acest lucru se
realizează prin procedee diverse şi este perfect pus la punct în momentul de faŃă. În
receptoarele de trafic, capabile să recepŃioneze toate clasele de emisiuni, pentru refacerea
purtătoarei se utilizează un oscilator local (de bătăi) BFO care simulează purtătoarea şi care
permite şi recepŃia semnalelor radiotelegrafice nemodulate (CW). De obicei, detecŃia se
realizează cu un detector de produs.
ObservaŃii
1. Trebuie menŃionat că în cazul transmisiilor cu BLU, raportul semnal/zgomot S/Z se
îmbunătăŃeşte considerabil întrucât micşorarea lărgimii de bandă atrage după sine o creştere
corespunzătoare a acestuia.
2. S-a remarcat că în cazul fading-ului, semnalul BLU rămâne inteligibil până la
extincŃie (dispariŃie), în timp ce semnalul MA-DBL+P suferă distorsiuni din ce în ce mai
pronunŃate.
214
3. Rezumând, emisia BLU (SSB) presupune două condiŃii esenŃiale: suprimarea
purtătoarei şi suprimarea unei benzi laterale (inferioară sau superioară). De regulă, se preferă
suprimarea benzii laterale inferioare, cea superioară având spectrul neinversat.
13.2. Suprimarea purtătoarei
Prima caracteristică importantă a emiŃătoarelor BLU este absenŃa purtătoarei. De fapt
ea există, însă nivelul ei este extrem de redus.
Prin suprimarea purtătoarei care nu conŃine nici o informaŃie şi produce un consum de
putere inutil, se economiseşte cam 2/3 din putere.
În radiodifuziunea comercială nu se suprimă complet purtătoarea, ci se păstrează doar
un rest, care la recepŃie se filtrează şi se amplifică separat (refacerea purtătoarei).
Metodele de suprimare a purtătoarei se bazează pe folosirea:
a) modulatorului echilibrat
b) unui filtru cu o caracteristică extrem de abruptă.
a) Modulatoarele echilibrate sunt scheme de mixaj realizate cu diode semiconductoare
sau cu tranzistoare bipolare sau FET sau cu CI, în punte echilibrată. Într-una din diagonalele
punŃii se aplică semnalul de RF (purtătoare) iar în cealaltă diagonală semnalul modulat. La
ieşire se obŃine semnal care să conŃină numai suma şi diferenŃa acestor frecvenŃă, respectiv
cele două benzi laterale. În absenŃa semnalului modulator, la ieşire nu se obŃine nici un semnal.
Fig. 13.4. Suprimarea purtătoarei folosind un modulator
echilibrat cu diode în inel
215
b) Utilizarea metodei filtrării pentru suprimarea purtătoarei presupune utilizarea unor
filtre cu o caracteristică extrem de ascuŃită şi cu o bandă foarte îngustă.
Fig. 13.5. Spectrul semnalului cu modulaŃie de amplitudine
cu purtătoarea suprimată(MA - PS)
13.3. Suprimarea benzii laterale
Există 3 metode de suprimare a unei benzi laterale pentru a obŃine semnalul cu BLU:
1. metoda filtrării
2. metoda defazării
3. metoda Weaver (o combinaŃie a celor două metode)
a) Metoda filtrării este metoda clasică de a produce un semnal BLU şi este aplicată
pe scară largă în echipamentele de radiocomunicaŃii cât şi în telecomunicaŃii (telefonie cu
curenŃi purtători). Ea se bazează pe utilizarea unui filtru FTB cu caracteristică abruptă pentru a
separa una din cele două benzi laterale rezultate la ieşirea modulatorului echilibrat (superioară
sau inferioară). Întrucât în practică este destul de greu să se realizeze un astfel de filtru la
frecvenŃă înaltă (RF), se procedează astfel: semnalul BLD se obŃine la frecvenŃă joasă (10 –
30KHz) sau 440 – 490KHz (frecvenŃa intermediară), se filtrează una din cele 2 benzi şi apoi
semnalul BLU rezultat se deplasează la frecvenŃa dorită o dată sau de mai multe ori,
efectuându-se una sau două schimbări de frecvenŃă, ca la receptorul superheterodină.
Filtrele folosite pentru obŃinerea BLU pot fi:
- filtre cu inductanŃe (pentru domeniul 10 – 30KHz)
- filtre active (10 – 30KHz) (CW)
- filtre ceramice sau electromecanice (pentru domeniul 400 – 500KHz)
- filtre cu cuarŃ sau SAW ( pentru domeniul 5 – 10MHz)
- filtre cu undă acustică de suprafaŃă SAW (pentru domeniul 20 – 1000MHz)
216
- filtre cu rezonator elicoidal (în benzile de 50, 144 şi 222MHz)
Standardul profesional pentru valoarea atenuării unui filtru BLU este de 80dB la 1KHz.
Fig. 13.6. Schemă bloc de emiŃător MA -BLU care ilustrează
obŃinerea semnalului BLU prin metoda filtrării
b) Metoda defazării
Purtătoarea obŃinută de la un oscilator de referinŃă este aplicată unor circuite la ieşirea
cărora se obŃin două semnale egale ca amplitudine şi frecvenŃă dar defazate cu 90o între ele.
Purtătoarea de informaŃie – semnalul modulat de AF - este de asemenea aplicat unei
reŃele care realizează 2 componente egale ca amplitudine dar defazate şi ele cu 90o între ele.
Câte o componentă de AF şi de RF este aplicată unui modulator echilibrat care va genera un
semnal MA-DBL-PS.
Ambele benzi ale semnalului MA-DBL-PS sunt aplicate unui circuit amplificator acordat
(reŃea de combinare). Fazele relative ale benzilor laterale rezultate sunt de aşa natură încât
unul din semnale este întărit, celălalt este anulat. Rezultatul este un semnal BLU.
Avantajele metodei:
- eliminarea uneia din benzile laterale poate să se facă chiar la frecvenŃa de lucru,
nemaifiind necesară heterodinarea;
- alegerea benzii dorite se face prin inversarea fazei semnalului audio aplicat
modulatoarelor echilibrate;
- metoda este aplicabilă la orice frecvenŃă.
Dezavantaje: necesitatea unei precizii absolute a sistemului atât în ceea ce priveşte
defazajul cât şi amplitudinea celor 2 componente. De exemplu, la o eroare de fază de 0,125o –
atenuarea benzii laterale este de 59dB, la 1o – 41dB iar la 5o de 20dB.
În general, este necesară o precizie minimă de ±1° la realizarea defazajului.
FTB FTB
fLSB USB USBLSB0
AAF
O
MODECH
FTBS
FTBI
SF FTB ARF
VFOGenerator
de BLUGenerator depurtatoare RF
EF
f
A
0
M
217
Fig. 13.7. Schema bloc a circuitului pentru obŃinerea
semnalului BLU prin metoda defazării
Două reŃele de defazare pentru semnale de RF şi AF sunt prezentate în fig. 13.8
Fig. 13.8. Circuite RC de defazare cu 90°:
pentru RF (stânga) şi AF (dreapta)
Un circuit de defazare pentru semnalele de RF realizat cu bistabili de tip D este
prezentat în fig. 13.9:
CK
D
Q
Q
CK
D
Q
Q
4f0
f0
f0
900
la modulatorul echilibrat 2
la modulatorul echilibrat 1
Fig. 13.9. Schemă de realizare a unui defazaj de 90o cu bistabili de tip D
R
C
C
R
la modulatorulechilibrat 1
la modulatorulechilibrat 2
AF
la modulatorul echilibrat 1
la modulatorul echilibrat 2
R1 R2
R3
R4
C1 C2
C3C4
RF
218
ReŃelele de defazaj realizate cu componente pasive trebuie realizate cu multă grijă,
folosind materiale de cea mai bună calitate. Defazajul realizat cu CI logice este, evident,
infailibil. Folosind circuite integrate ECL se poate lucra în tot spectrul undelor scurte (US).
c) Metoda mixtă de obŃinere a semnalului SSB este o combinaŃie a primelor două
metode, dar prezintă câteva avantaje:
- nu necesită filtre foarte selective
- nu necesită reŃele de defazaj de bandă largă
- nu necesită piese de precizie
- în cazul unor dereglări, produsele parazitare nu apar în exteriorul benzii transmise, ci
în interiorul acesteia
- reglajul sistemului este simplu.
Fig. 13.10. Schema bloc a unui circuit pentru obŃinerea BLU
prin metoda mixtă
Se utilizează două canale separate de modulaŃie. Semnalul de AF este aplicat în
paralel modulatoarelor echilibrate a căror frecvenŃă de comutare este de 1650Hz, centrată în
banda de 300 – 3000Hz.
După modulaŃie, cele 2 semnale MA-PS sunt identice dar defazate cu 90o. Filtrul FTJ
are frecvenŃa de tăiere mai mare de 1350Hz.
La ieşirea modulatoarelor echilibrate Mod ech 2 se obŃine un semnal cu banda dorită
de 449,7KHz.
În final, semnalul din Canalul A (banda dorită) este în fază cu banda dorită din Canalul
B iar benzile nedorite sunt în antifază. La ieşire se obŃine un semnal BLU pe 450KHz.
Suprimarea purtătoarei se face la audiofrecvenŃă, în primele modulatoare echilibrate.
AAF O 11650Hz
Modech. 1
Modech. 1
FTJ
FTJ
Modech.2
Modech. 2
A lin450KHz
0o
90o90o
0o
BLU
Canalul A
Canalul B
MO 2
448,35KHz
219
13.4. RecepŃia semnalelor BLU
RecepŃia semnalelor BLU-PS nu este posibilă cu un receptor obişnuit datorită faptului
că receptoarele obişnuite pentru emisiuni MA utilizează un tip de detecŃie (de anvelopă) care
este neadecvat pentru semnale BLU-PS, întrucât în acest caz lipseşte unda purtătoare. După
detecŃie, semnalele BLU apare puternic distorsionate, neinteligibile. Este deci necesară
refacerea purtătoarei în receptor.
13.4.1. Refacerea purtătoarei
Deşi frecvenŃa purtătoare nu poartă informaŃie şi produce un consum inutil de putere în
emiŃător, fără ea este imposibil să se realizeze detecŃia semnalelor BLU. Refacerea purtătoarei
la recepŃie este posibilă prin 2 metode:
a) Prima metodă constă în injectarea la intrarea receptorului a unui semnal de RF
produs de un generator foarte stabil, reglat în aşa fel încât să simuleze purtătoarea care
lipseşte din semnalul BLU. În acest mod, etajul detector al receptorului MA lucrează normal,
extrăgând semnalul modulator din diferenŃa dintre purtătoare şi semnalul BLU.
Semnalul injectat la intrarea receptorului trebuie dozat cu grijă pentru a nu satura
etajele de RF. Această metodă nu se utilizează în echipamentele moderne.
b) A 2-a metodă, utilizată la începuturile transmisiilor SSB aproape în exclusivitate în
radiotelegrafie, constă în refacerea purtătoarei chiar la etajul detector, cu ajutorul unui oscilator
local, numit oscilator de bătăi (BFO – Beat Frequency Oscillator), deoarece este folosit la
recepŃia semnalelor telegrafice A1 (CW – Continous Wave). FrecvenŃa acestui BFO este, de
obicei, cu cca. 1KHz mai mare decât ultima frecvenŃa intermediară fi rezultată la intrarea
detectorului. Ea se amestecă în demodulator cu frecvenŃa semnalului recepŃionat (semnal
telegrafic) şi la ieşirea acestuia apar suma şi diferenŃa acestor două frecvenŃe. Un filtru acordat
pe 1KHz va separa numai diferenŃa dintre aceste două semnale şi rezultatul va fi un sunet cu
frecvenŃa de 1KHz întrerupt în ritmul codului Morse.
De obicei, frecvenŃa BFO este reglabilă în limita ±5KHz faŃă de ultima frecvenŃă
intermediară (care ajunge la detector).
Pentru o bună detecŃie este necesar ca:
- nivelul semnalului furnizat de BFO să fie de 10 – 30 ori mai mare decât semnalul de
frecvenŃă intermediară care vine în detector;
- frecvenŃa generată de BFO trebuie să fie absolut egală cu frecvenŃa semnalului
purtător care ar fi trebuit să însoŃească semnalul BLU ajuns la detector;
- frecvenŃa BFO să fie foarte stabilă.
220
De regulă, BFO este cuplat la demodulatorul MA printr-un condensator de valoare
mică. Receptorul se pune pe modul de recepŃie “CW” şi apoi se modifică frecvenŃa BFO până
când audiŃia devine inteligibilă.
Evident, acest mod de lucru este rudimentar şi de aceea, în prezent se foloseşte o
metodă de refacere a purtătoarei cu care se obŃin rezultate mult mai bune. Acest lucru se
realizează cu ajutorul detectorului de produs.
Detectorul de produs
DetecŃia emisiunilor BLU folosind metoda clasică de detecŃie de anvelopă cu diodă
este nesatisfăcătoare în privinŃa distorsiunilor. De aceea se foloseşte detectorul de produs care
este destinat demodulării semnalelor BLU.
Principiul de funcŃionare a acestui circuit este următorul: semnalul BLU se mixează în
detector cu un semnal de frecvenŃă egală cu frecvenŃa purtătoarei. La ieşirea detectorului, cu
ajutorul unui filtru de bandă adecvat, se selectează numai diferenŃa acestor semnale, adică
semnalul modulator.
Un astfel de detector de produs este modulatorul echilibrat descris atunci când s-a
vorbit despre suprimarea purtătoarei. Într-o diagonală a punŃii de diode este introdus semnalul
BLU iar în cealaltă diagonală semnalul generat de un oscilator local OL. Cele 2 semnale se
aplică prin câte un transformator simetric. Pe prizele mediane ale celor două transformatoare se
obŃine semnalul de audiofrecvenŃă, care este semnalul modulator (semnalul util).
Fig. 13.11. Demodularea semnalelor BLU:
a) schema bloc a detectorului de produs; b) detector de produs
cu diode semiconductoare
221
13.5. Concepte de bază în construcŃia emiŃătoarelor
şi receptoarelor cu BLU
13.5.1. Heterodinarea
Este, de departe, cea mai utilizată metodă în construcŃia receptoarelor de trafic.
Schema simplificată a unui receptor BLU cu heterodinare este prezentată în fig. 13.12.
Fig. 13.12. Receptor BLU cu heterodinare
ObservaŃii
În schema bloc a receptorului BLU se remarcă existenŃa a cel puŃin 3 filtre:
- Filtrul de RF pe intrare – este un filtru de bandă centrat pe frecvenŃa semnalului de
RF recepŃionat. El rejectează toate frecvenŃele din afara benzii, evitând astfel supraîncărcarea
primului schimbător de frecvenŃă SF1. De obicei este un filtru LC.
- Filtrul de frecvenŃă intermediară (FI) este plasat între primul şi al 2-lea schimbător de
frecvenŃă. Este un filtru-trece-bandă (FTB) care lasă să treacă semnalul BLU dorit şi rejectează
celelalte semnale. Lărgimea de bandă a filtrului, indiferent de frecvenŃa intermediară fi, este de
3KHz, pentru a putea rejecta semnalele recepŃionate de la emiŃătoare BLU cu frecvenŃe
purtătoare apropiate. Filtrele de frecvenŃă intermediară pot fi:
- cu circuite LC, pentru gama 50 – 500KHz;
- electromecanice, pentru gama 400 – 500KHz;
- piezoceramice, pentru gama 400 – 500KHz;
- cu cuarŃ sau filtre SAW, pentru gama 3 – 10MHz.
- Filtrul de audiofrecvenŃă (AF), având banda de trecere 300Hz – 3000Hz, plasat între
detectorul de produs şi amplificatorul de audiofrecvenŃă rejectează produsele nedorite de
detecŃie, brumul de reŃea, zgomotul. De obicei, acest filtru este realizat cu elemente active
(tranzistoare bipolare, cu efect de câmp, amplificatoare operaŃionale).
Schema bloc a unui emiŃător SSB este prezentată în fig. 13.13.
ObservaŃii
Se remarcă existenŃa aceloraşi filtre în lanŃul microfon-antenă:
CI ARF SF 1Filtru
FI
VFO
Detprodus
Filtru
AF
BFO
AAF
FTB
222
- filtrul audio AF cu banda de trecere 300Hz – 3KHz care rejectează brumul de reŃea şi
semnalele audio din afara benzii transmise
- filtrul de frecvenŃă intermediară FI care lasă să treacă doar banda laterală inferioară
sau banda laterală superioară.
- filtrul de RF plasat între ultimul mixer şi antenă, care rejectează produsele nedorite de
modulaŃie.
Fig. 13.13. Schema bloc a unui emiŃător BLU (SSB)
13.5.2. Conversia directă
În ultima vreme au apărut receptoare radio bazate pe principiul conversiei directe.
Acest concept este cunoscut de mult, laboratoarele Bell aplicând acest principiu în transmisiile
experimentele SSB încă din anul 1915.
Receptoarele cu conversie directă sunt destinate, aproape exclusiv, recepŃiei
semnalelor telegrafice (CW) şi a emisiunilor BLU.
Principiul metodei
Semnalul de RF este convertit în semnal audio printr-o singură schimbare de
frecvenŃă, într-un demodulator de produs obişnuit, frecvenŃa necesară obŃinându-se cu ajutorul
unui filtru de bandă adecvat sau printr-o altă metodă. Semnalul audio obŃinut este apoi
amplificat până la nivelul necesar.
Avantajele metodei:
- nu este necesară refacerea purtătoarei, iar mixerul utilizat este un mixer pasiv cu
câştig redus;
- oscilatorul este separat şi foarte stabil;
- filtrarea benzii dorite se face în domeniul frecvenŃelor audio;
- receptorul cu conversie directă are o dinamică mult mai bună.
În plus, amplificarea de RF, filtrarea în bandă şi RAA pot fi plasate foarte uşor înainte
de mixer, cu rezultate foarte bune.
Dezavantajul metodei: semnalul şi zgomotul (al receptorului şi al antenei) din ambele
benzi apar în mod egal în semnalul de AF. Zgomotul “imagine” apare în exces şi degradează
FA AAFModech
Filtru
FI
OLBLU
AFI SF
OP
Filtru AFRF
223
raportul S/Z al întregului lanŃ. De aceea, problema reducerii zgomotului şi a frecvenŃei imagine
este o problemă majoră în receptoarele cu conversie directă.
Fig. 13.14. Schema bloc a unui receptor BLU cu conversie directă
MIX – detector de produs; FBI – filtru de bandă de intrare
Această problemă a rejecŃiei semnalului şi zgomotului imagine în receptoarele cu
conversie directă, cu ajutorul unui singur oscilator local OL este, de fapt, complicaŃia majoră
care apare în receptoarele cu conversie directă. Există însă o metodă care rezolvă această
problemă, prezentată în figura 13.15.
Fig. 13.15. Metoda de rejectare a semnalului imagine şi a zgomotului
În practică, se preferă să se utilizeze două defazoare cu ± 45o pentru semnalul
oscilatorului local, în loc de un defazor cu 90o. Schema bloc este prezentată în fig. 13.16.
Fig. 13.16. Schema bloc a unui receptor SSB cu conversie directă, utilizând
metoda de suprimare a imaginii
ARF MIX
FiltruSSB
FiltruCW
AAF
OL
FTB
MIX
MIX
FTJAF
FTJAF
DEF
DEF
- 45o+45o
AAF
AAF
OL
FiltruSSB
FiltruCW
AAFSemnal
RF
MIX
MIX FTJ
90o
90o OLRF
Semnal
224
Receptorul cu conversie directă, deşi simplu şi eficient, are câteva dezavantaje:
- semnalul audio furnizat la ieşirea detectorului de produs este foarte slab şi de aceea
este necesară o amplificare foarte mare. Aceasta face să apară foarte uşor o reacŃie (intrarea în
oscilaŃie) şi de aceea este necesară o proiectare şi o construcŃie foarte riguroasă;
- deoarece oscilatorul local OL lucrează pe o frecvenŃă foarte apropiată de cea a
semnalului recepŃionat, este foarte posibil ca el să radieze în antenă;
- oscilatorul local OL poate da o reacŃie prin sursă, rezultând un brum în etajele de AF
şi de aceea este necesar un filtraj foarte bun al sursei de alimentare.
13.6. Receptoare de trafic
Receptorul cu dublă schimbare de frecvenŃă
Un receptor de trafic, pe lângă alte cerinŃe, trebuie să îndeplinească două cerinŃe
principale:
- eliminarea frecvenŃei imagine (f0 ± 2fi)
- asigurarea unei selectivităŃi cât mai bune.
Aceste două deziderate impun două condiŃii contradictorii:
- pentru eliminarea frecvenŃei imagine, frecvenŃa intermediară trebuie să fie cât mai
înaltă;
- pentru asigurarea unei bune selectivităŃi, frecvenŃa intermediară trebuie să fie joasă.
Problema a fost rezolvată folosindu-se dubla schimbare de frecvenŃă. Acest principiu,
de bază în realizarea receptoarelor de trafic de performanŃă a evoluat în timp. Astfel, la început,
prima frecvenŃă intermediară era în jur de 4MHz iar cea de a 2-a, în jur de 450KHz.
Ulterior, au apărut receptoare de trafic la care, atât primul oscilator (VFO), cât şi cel de
al 2-lea, erau stabilizate cu cristale de cuarŃ. La aceste radioreceptoare, primul etaj de FI avea o
bandă de trecere de cca. 500KHz în jurul unei frecvenŃe intermediare fi ≅ 8MHz. A doua
frecvenŃă intermediară era în jur de 3MHz, iar selectivitatea era asigurată de un filtru cu cuarŃ.
A 3-a generaŃie de radioreceptoare cu dublă schimbare de frecvenŃă a încercat să
rezolve problema frecvenŃei imagine prin alegerea unei frecvenŃe intermediare fi foarte înalte, în
jur de 50MHz sau chiar 70MHz. A doua frecvenŃă intermediară în aceste radioreceptoare este
mult mai jos, în general în jur de 200KHz.
ApariŃia sintetizoarelor de frecvenŃă cu circuite PLL a creat posibilitatea ca
radioreceptoarele de trafic să poată să lucreze, de exemplu, într-o bandă de frecvenŃe de
1MHz, acordându-se în paşi (trepte) de numai 10Hz (!).
225
În fig. 13.18 este prezentată schema bloc a unui receptor SSB superheterodină cu
dublă schimbare de frecvenŃă, proiectat să poată recepŃiona semnale cu modulaŃie de
amplitudine cu dublă bandă laterală (AM-DBL +P), semnale cu bandă laterală unică (SSB),
precum şi semnale telegrafice (CW).
Fig. 13.18. Schema bloc a unui receptor SSB superheterodină cu
dublă schimbare de frecvenŃă
ObservaŃii
1. BFO este un oscilator suplimentar destinat refacerii purtătoarei la recepŃie, pentru
demodularea semnalelor SSB.
2. Să calculăm lăŃimile de bandă ce se pot obŃine cu un circuit oscilant având un factor
de calitate Q ≅ 50, pe frecvenŃa intermediară de 455KHz; 5500KHz şi 10,7MHz.
9,1KHz50455
B1 ==
110KHz50
5500B2 ==
214KHz50
10700B3 ==
3. LăŃimile de bandă pe care trebuie să le realizeze un radioreceptor de trafic sunt:
200 Hz – pentru A1A (telegrafie Morse - CW)
2KHz – A2A, B, C, D – BLD-PS
6KHz – A3C, E, F – BLD
1KHz – F1 A,B – telegrafie în unde medii (MF – Medium Frequency)
6KHz – F3 C, E, F – telefonie în unde medii (MF)
3KHz – A3J (J3E) - telefonie BLU (SSB) în unde medii (MF)
13.7. RAA în radioreceptoarele BLU
În cazul aparaturii de recepŃie cu BLU, după cum se ştie, suprimarea purtătoarei face ca,
la recepŃie, să nu se dispună decât de una din benzile laterale. În această situaŃie, singurul
CI ARF SF 1Filtru
FI 1
VFO1
Detprodus
Filtru
AF
BFO
AAF
FTB
SF 2
VFO2
SSB
CW
AM
226
element care indică variaŃiile de semnal de la intrare este această bandă laterală care, de
regulă, nu este constantă ca amplitudine: în procesul de modulaŃie, în momentele de pauză
semnalul scade până la zero, iar în timpul vorbirii are denivelări legate de natura textului
transmis, de intonaŃiile celui care vorbeşte etc. Cum semnalul de comandă pentru RAA se
obŃine din detecŃia benzii laterale, pentru ca RAA să fie eficace este necesar ca acesta să intre
rapid în funcŃie, fără să deformeze silabele, iar apoi să aibă o constantă de timp mare: 10 –
20ms pentru intrarea în funcŃie şi 5 – 20s pentru durata de acŃiune, astfel încât sistemul RAA să
fie insensibil la denivelările rapide şi mari ale semnalului apărute în procesul vorbirii.
Realizări practice de RAA
a) Metoda I – redresarea semnalului de AF obŃinut de la detector, amplificarea în c.c. şi
apoi dirijarea lui către etajele ARF şi AFI.
b) Metoda II – se foloseşte semnalul de FI, amplificat, detectat şi introdus într-un grup
RC unde sunt asigurate constantele de timp necesare.
Semnalul de FI poate fi preluat după primul etaj de AFI sau de altundeva din lanŃul AFI.
După prelucrare el este reintrodus în lanŃul etajelor de AFI şi uneori în etajele ARF.
BIBLIOGRAFIE
1. Băjeu, G., Stancu, Gh., Generatoare de semnale sinusoidale. Editura Tehnică, Bucureşti,
1979
2. BoghiŃoiu, I., Nanu, R., RadiocomunicaŃii cu bandă laterală unică, Editura Militară, Bucureşti,
1972
3. Carr, J., The Technician's Radio Receiver Handbook: Wireless and Telecommunication
Technology. Butterworth – Heinemann, Woburn, MA 01801-20041, USA, 2000
4. Cătuneanu,V., Strugaru, R. ConstrucŃia si tehnologia echipamentelor radioelectronice,
Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1979
5. Cipere, L., ş.a., Lucrări practice de depanare a radioreceptoarelor, Editura Didactică şi
Pedagogică, Bucureşti, 1985
6. Găzdaru, C., Constantinescu, C., Îndrumar pentru electronişti. Radio şi televiziune. Vol. 1.
Editura Tehnică, Bucureşti, 1986
7. Găzdaru, C., Constantinescu, C., Paul, C., Îndrumar pentru electronişti. Radio şi
televiziune. Vol. 2. Editura Tehnică, Bucureşti, 1987
8. Găzdaru, C., Constantinescu, C., Îndrumar pentru electronişti. Radio şi televiziune. Vol. 3.
Editura Tehnică, Bucureşti, 1987
9. Mateescu, A., Dumitru, N., Semnale si circuite de telecomunicaŃii, Editura Didacticã şi
Pedagogicã, Bucuresti, 1980
10. Mihalcea, A., Şerbănescu, A, Tabarcea, P., Sisteme moderne de comunicaŃii, Editura
Militară, Bucureşti, 1992
11. Nicolau, E., ş.a., Manualul inginerului electronist vol. III. Radiotehnică, Editura Tehnică,
Bucureşti, 1989
12. Poole, Ian, Newnes Guide to Radio and Communications Technology. Linacre House,
Jordan Hill, Oxford OX2, Burlington, MA 01803, 2003
13. Rhode, U., Whitaker, J., Communication Receivers. DSP, Software Radios and Design
Third edition. Mc Graw Hill Companies, 2004
14. Săndulescu, G. Antene pentru traficul de radioamatori, Editura Sport - Turism, Bucureşti,
1979
15. Spindel, E. Antene, Editura Tehnică, Bucureşti, 1983
16. Tabarcea, P., Ghiur, G. Tehnologii noi de telecomunicaŃii, Editura Militară, Bucureşti, 1989
17. *** The ARRL Handbook for radio amateurs, ARL, Newington, 1994, USA
18. *** The ARRL Handbook for radio amateurs, ARL, Newington, CT 06111, 2006, USA
Top Related