Ministerul Educaţiei şi Ştiinţei Republica Moldova

Universitatea Tehnică a Moldovei

Catedra de Telecomunicaţii

TEZĂ ANUALĂ

TEMA Studierea tranzistorului bipolar КТ 385

A efectuat studenta gr. RTC-983 V.A.CUREVICI

A verificat conferenţiarul universitar al cat.TLC,d.ş.f-m.

N.P.BEJAN

CHIŞINĂU 1999

2

1. Tehnologia de fabricare a tranzistorului bipolar KT 385.

Realizarea tranzistorului necesită un proces tehnologic special, numit planar-epitaxial.În prezentul capitol se vor urmări numai aspectele calitative ale principalelor faze de fabricare a tranzistoarelor. Tehnologia planar-epitaxială utilizează plachete de siliciu de tip p de circa 0,2 mm grosime, tăiate dintr-un monocristal cilindric, cu axele de cristalizare într-o anumită poziţie, preferinţială, avănd diametrul între 60 şi 120 mm. După o şlefuire de tip "oglindă" placheta este gata de procesare. Insula izolată în care se realizează acest tranzistor (ca şi celelalte structuri de altfel) reprezintă o zonă de tip n, definită in masa plachetei de tip p. Izolarea faţă de insulele vecine este asigurată de joncţiunea polarizată invers, formată de pereţii insulei cu restul plachetei. În partea inferioară, insula este delimitată, de regulă, de un strat de tip n, puternic dopat, denumit strat îngropat.În interiorul insulei se difuzează zone de tip p şi n, care reprezintă baza şi emitorul tranzistorului, în timp ce colectorul este constituit de însăşi insula izolată. La suprafaţă se alocă arii speciale, numite ferestre (deoarece sunt zone în care oxidul izolator este îndepărtat), pentru tranzistorul în schema electrică. În tehnologia planară, structurile tranzistoarelor, ca şi ale celorlalte componente, se realizează succesiv, utilizîndu-se cinci tipuri de procese tehnologice - oxidarea, fotogravura, difuzia, creşterea epitaxială şi depunerile metalice.

Oxidarea reprezintă un proces în urma căruia la suprafaţa plachetei se formează bioxidul de siliciu, un bun izolator electric care aderă la suprafaţa cristalului de siliciu, calităţi folosite la realizarea tranzistoarelor din acest material.

Fotogravura este un proces de corodare selectivă, prin care, de pe anumite arii, determinate, se realizează o îndepărtare de material (de exemplu , bioxidul de siliciu sau aluminiul). În acest scop placheta se acoperă cu un strat subţire şi uniform de substanţă fotosensibilă, numită fotorezist, apoi se execută o operaţie de fotocopiere prin contact (Fig.1). Expunerea se face în funcţie de tipul de fotorezist utilizat, de regulă în spectrul ultraviolet, folosindu-se măşti speciale, care locali-zează ariile ce uremază a fi supuse fotogravării într-o anumită etapă a procesului tehnologic. În continuare imaginea este revelată, fotorezistul din zonele neexpuse fiind îndepărtat. În acest mod, stratul de bioxid de siliciu de pe aria selectată de mască este pus în contact cu mediul (Fig. 2). Deoarece acest mediu este coroziv, (de exemplu, un amestec de fluorură de amoniu - NH4Fl-şi acid fluorhidric-HFl), bioxidul de siliciu va fi îndepărtat de pe ariile respective.Depunerile de fotorezist se înlătură, placheta rămînînd acoperită peste tot cu un strat de bioxid de siliciu, cu excepţia ariilor selectate prin mască.

3

Fig.1. Operaţia de fotocopiere prin contact la tehnologia planar- epitaxială.

corodantfotorezistSiO2

placheta p

Fig.2. Contactarea bioxidului de siliciu cu mediul.

În cadrul difuziei se execută impurificarea controlată a unor zone ale plachetei. Prin introducerea plachetei într-un cuptor de difuzie, la o temperatură înaltă, atomii dopanţi existenţi în atmosfera cuptorului difuzează în masa de siliciu cu o viteză dependentă de natura dopantului şi de temperatura de difuzie.Difuzia în masa de siliciu are loc prin ferestrele deschise în bioxidul de siliciu în urma unui proces de fotogravură (Fig.3). Adîncimea zonei difuzate poate fi controlată relativ uşor prin timpul de difuzie, iar concentraţia dopantului din plachetă,prin concentraţia acestuia în mediul cuptorului de difuzie. Creşterea epitaxială este un proces de dezvoltare a reţelei cristaline a plachetei. În acest scop placheta se introduce într-un cuptor special în care se află un amestec de tetraclorură de siliciu (SiCl4) şi hidrogen la o temperatură de de 1100-1200°C. În acest mediu există în proporţii corespunzătoare şi halogenuri ale dopantului (PCl3,BBr3 etc.), care sunt reduse de către hidrogen dînd naştere acizilor corespunzători. Siliciul şi dopantul, în stare atomică, î- şi ocupă poziţiile în reţeaua cristalină a plachetei.

4

dopant n

n SiO2

p plachetă

Fig.3. Procesul difuziei bioxidului de siliciu prin fotogravură.

Ultimul tip al procesului tehnologic (metalizarea) îl constituie depunerile metalice (aluminiu, în acest caz), care au rolul de a forma contactele de conectare a elementelor de circuit.Depunerile metalice se execută după ce au fost deschise ferestre, care reprezintă punctele de conectare a conductorilor. Măştile,element important în realizarea tranzistorilor, se iniţiază de la ataşarea fiecărui element de circuit cu o arie anumită în care se va realiza iniţial insula izolată şi apoi structurile proprii. Pe măşti trebuie să se marcheze deci toate ariile care urmează să fie supuse la un moment dat unui proces de fotogravare. De exemplu, pentru a realiza emitorul, este necesară deschiderea ferestrelor în bioxidul de siliciu , prin care să se poată executa , în locul exact alocat, difuzia emitorilor n-p-n de pe întreaga plachetă. Masca respectivă va reprezenta deci harta acestor emitori. Dat fiind gradul de miniaturizare şi de precizie impus, în prima fază măştile se realizează la scară mare (500:1).Se realizează cu o mare stabilitate dimensională, rubilit, format dintr-o folie transparentă şi una roşie. Desenul este realizat prin tăierea şi îndepărtarea foliei roşii de pe zonele alese, cu ajutorul coordinatografului. Măştile de rubilit sunt micşorate fotografic, succesiv, pînă cînd ajung la dimensiunile reale ale tranzistorului.Pe o mască care se utilizează în procesul tehnologic (numită copie de lucru ) se găsesc, alăturate ,atîtea imagini identice, cîte tranzistoare vor fi realizate pe o plachetă . Pentru micşorarea fotografică şi multiplicare se utilizează un aparataj special, pretenţiile de identitate dimensională şi echidistanţă fiind corespunzătoare dimensiunilor componentelor ce se realizează, ceea ce practic înseamnă precizii de ordinul micronului. Realizarea tranzistoarelor în tehnologia planar-epitaxială presupune parcurgerea unor etape în care intervin unul sau mai multe din tipurile de procese tehnologice amintite. Aceste etape sunt: -realizarea difuziei de strat îngropat (masca 1 ); -creşterea epitaxială; -delimitarea insulelor prin difuzie de izolare ( masca 2 ); -difuzia bazelor ( masca 3 ); -difuzia emitoarelor ( masca 4 ); -realizarea reţelei de conectare (masca 5 ). Evoluţia structurii tranzistorului n-p-n al acestei tehnologii este prezentată în fig.4,a-f.

5

În prima etapă, pe suprafaţa plachetei, pe arii corespunzătoare, se implementează zone de tip n ( puternic dopate ), ce vor constitui stratul îngropat al acestora. După un proces de oxidare se execută o fotogravare cu masca 1. Prin ferestrele deschise astfel se difuzează impurităţi donoare. În cazul stratului îngropat se utilizează arseniul, care are un coeficient mic de difuzie în siliciul. În acest fel, profilul de impurităţi al stratului îngropat va fi relativ stabil la tratamentele termice ulterioare. Etapa se încheie cu îndepărtarea completă a bioxidului de siliciu de pe suprafaţa plachetei. În figura 4,a este prezentat în secţiune rezultatul difuziei de strat îngropat.

Fig.4,a. Difuzia stratului îngropat după înlăturarea stratului de bioxid de siliciu.

Etapa a doua presupune un singur proces, cel de creştere epitaxială. În urma acestei etape, o secţiune în plachetă, în zona unei insule izolate, va arăta ca în figura 4,b.

Fig.4,b. Creşterea stratului epitaxial.

În cadrul celei de a treia etape de delimitare laterală a insulelor se oxidează suprafaţa plachetei şi se deschid prin fotogravură ferestre pe conturul viitoarelor insule izolate utilizîndu-se o a doua mască. Printr-un proces de difuzie se vor forma zone de tip p în stratul epitaxial de tip n. Aceste zone pătrund pînă în substratul plachetei, delimitînd astfel insulele izolate în care vor fi realizate tranzistoarele. O secţiune într-o insulă astfel formată este reprezentată în figura 4,c.

6

Fig.4,c. Formarea prin difuzie a zonelor de tip p în stratul epitaxial.

Prin difuzia bazei, în centrul insulei se realizează o zonă de tip p, care va constitui baza tranzistorului n-p-n (Fig.4,d).

fig.4d

difuzie de baza

p

+nn pp

Si-p

Fig.4,d. Crearea bazei tranzistorului n-p-n.

Emitorul se formează în interiorul acestei zone în etapa următoare. În etapa difuziei de emitor se procedează şi la creşterea concentraţiei de impurităţi donoare în acele zone ale insulei în care se vor executa contactele de colector (Fig.4,e). Colectorul este reprezentat de întregul volum al insulei izolate (zona de tip n ), iar baza (zona de tip p) este întreruptă între colector şi emitor (zona de tip n).

7

Fig.4,e. Crearea emitorului tranzistorului n-p-n.

Pentru conectarea exterioară se realizează arii metalizate pe straturile necesare ( Fig.4,f ).

contactelormetalizarea

fig.4f

bc e cn p

+n

nn

n

Si-p

Fig.4,f. Realizarea contactelor metalizate pentru conectarea exterioară.

Ulterior fiecare tranzistor se supune testării,care se execută în mod automat, cu un dispozitiv direct la contactele metalice. Tranzistorul, ce nu corespunde parametrilor impuşi, se marchează cu o picătură de cerneală. Pe urmă placheta se taie cu un disc de diamant. Cu aceasta, tranzistorul este realizat şi urmează incapsularea lui.Corpul tranzistorului KT385 este turnat din masă plastică reactivă şi este arătat în fig.5.

8

1,1 1,9 0,67

Fig.5. Imaginea corpului plastic reactiv al tranzistorului KT385.

2. Procedee fizice în tranzistoarele bipolare.Diagramele energetice ale tranzistorului.

Iniţial, vom analiza cum funcţionează tranzistorul bipolar de tip n-p-n în regimul fără sarcină, cînd sunt conectate doar sursele tensiunilor de alimentare continuie E1 şi E2 ( Fig.6). C Ic

n Ic

+ B p E2 _ Ib

+ n E1 Ic

_ E Ib Ie

Fig.6. Mişcarea electronilor şi golurilor în tranzistorul de tip n-p-n.

9

1,9

16,5

Baza Colector Emitor

Polaritatea acestora este astfel, încît la joncţiunea emitorului tensiunea este

directă,iar la joncţiunea colectorială – inversă.Deacea rezistenţa joncţiunii emitorului este mică şi pentru obţinerea curentului normal în această joncţiune este suficientă tensiunea E1 de zecimi de volţi. Rezistenţa joncţiunii colectoriale este mare şi tensiunea E2 ,de regulă, constituie unităţi şi zeci de volţi. Din schema fig.6 este evident,că tensiunile între electrozii tranzistorului sunt legate printr-o dependenţă simplă

Uce = Ucb + Ube. (2.1)

La funcţionarea tranzistorului în regim activ,de regulă,totdeauna Ube<<Ucb şi, respectiv,Uce Ucb .

Caracteristica volt – amperică a joncţiunii emitorului reprezintă caracteristica diodei semiconductoare la curent direct,iar caracteristica volt-amperică a joncţiunii colectoriale este analogică caracteristicii diodei la curent indirect. Principiul funcţionării tranzistorului constă în faptul,că tensiunea directă a joncţiunii emitorului esenţial influienţează asupra curenţilor emitorului şi colectorului: cu cît este mai mare această tensiune,cu atît sunt mai mari şi curenţii emitorului şi colectorului.Schimbările curentului colectorial sunt puţin mai reduse comparativ cu schimbările curentului emitorial.Astfel,tensiunea de intrare dirijează cu curentul colectorial.Amplificarea oscilaţiilor electrice cu ajutorul tranzistorului este bazată în special pe acest fenomen.Procesele fizice în tranzistor au loc în modul următor.La majorarea tensiunii de intrare directe Ube se reduce bariera potenţială în joncţiunea emitorului şi respectiv se majorează curentul emitorului Ie.Electronii acestui curent se injectează din emitor în bază şi datorită difuziei pătrund prin bază în joncţiunea colectorială,majorînd curentul colectorului.Deoarece joncţiunea colectorială funcţionează la tensiune inversă,apoi în această joncţiune apar sarcini spaţiale indicate în fig.6 prin cerculeţe cu simbolurile “+” şi “-“.Între acestea apare un cîmp electric,care accelerează mişcarea (extragerea) electronilor prin joncţiunea colectorială,care apar aici din emitor,adică atrag electronii în domeniul joncţiunii colectoriale.

Dacă grosimea bazei este suficient de mică şi concentraţia golurilor în aceasta este redusă,apoi majoritatea electronilor,trecînd prin bază,nu dovedesc să se recombineze cu golurile bazei şi ating joncţiunea colectorială.Doar o parte din electroni recombinează în bază cu golurile.În rezultatul recombinării apare curentul bazei.În regimul fixat numărul golurilor în bază trebuie să fie constant.Ca rezultat al recombinării în fiecare secundă cîteva goluri dispar,dar tot atîtea apar pe baza faptului, că din bază se deplasează înspre polul pozitiv al sursei E1 un acelaşi număr de electroni.Astfel,în bază nu se pot acumula mulţi electroni.Dacă un careva număr al electronilor injectaţi în bază din emitor nu ajunge pînă la colector,ci rămîne în bază,recombinînd cu golurile,apoi un acelaşi număr de electroni trebuie să plece din bază în forma curentului Ib.Deoarece curentul

10

colectorului devine mai redus comparativ cu curentul emitorului,apoi în corespundere cu prima lege a lui Kirghoff totdeauna este prezentă următoarea relaţie între curenţi:

Ie = Ic + Ib. (2.2)

Curentul bazei este inutil şi chiar dăunător.Este solicitat,ca acesta să fie cît mai redus.De regulă, Ib constituie un procent redus al curentului emitorului, adică Ib << Ie ,respectiv, curentul colectorului este doar puţin mai redus decît curentul emitorului.Pentru ca curentul bazei să fie cît e posibil mai redus baza se realizează foarte subţire şi în aceasta concentraţia impurităţilor se reduce.Numărul redus al electronilor va recombina în bază cu golurile.

Dacă baza ar fi posedat o grosime mai esenţială şi concentraţia golurilor în aceasta ar fi fost sporită,apoi partea considerabilă a electronilor curentului emitorului,difuzînd prin bază,ar fi recombinat cu golurile şi n-ar fi atins joncţiunea colectorială.Curentulcolectorului practic nu s-ar fi majorat pe contul electronilor emitorului,dar s-ar fi observat doar majorarea curentului bazei.

Cînd către joncţiunea emitorială nu se aplică tensiune,apoi practic se poate considera că în această joncţiune curent nu există.În acest caz regiunea joncţiunii colectoriale posedă o rezistenţă sporită curentului continuu,deoarece purtătorii de sarcină de bază se îndepărtează de această joncţiune şi pe ambele părţi ale frontului se crează regiuni însărăcite de aceşti purtători.Prin joncţiunea colectorială se va scurge doar un mic curent indirect,cauzat de deplasarea reciproc orientată a purtătorilor de sarcină minoritari,adică electronilor din regiunea p şi golurilor din regiunea n.

Dar dacă sub acţiunea tensiunii de intrare apare un curent al emitorului considerabil,apoi în regiunea bazei din direcţia emitorului se vor injecta electronii,care pentru regiunea dată sunt purtători de sarcină minoritari.Nedovedind să recombineze cu golurile prin difuzia prin bază,aceştea ating joncţiunea colectorială.Cu cît este mai mare curentul emitorului,cu atît mai mulţi electroni ajung la joncţiunea colectorială şi cu atît mai redusă devine rezistenţa acesteia.Respectiv se va majora curentul colectorului.Deci cu majorarea curentului emitorului în bază va creşte concentraţia purtătorilor de sarcină minoritari,injectaţi din emitor,iar cu cît numărul acestor purtători este mai sporit,cu atît este mai mare curentul colectorului.

Conform terminologiei recomandate,emitor se va numi regiunea tranzistorului,destinată pentru injectarea purtătorilor de sarcină în bază,iar colector se va numi regiunea,destinată pentru extragerea purtătorilor de sarcină din bază.Bază va fi regiunea,în care,respectiv,se vor injecta de către emitor purtătorii de sarcină minoritari pentru această regiune.

Este cazul să menţionăm, că emitorul şi colectorul se pot schimba cu locul (regimul de inversare).Dar în tranzistoare, de regulă, joncţiunea colectorului se realizează de o suprafaţă mai mare comparativ cu cea emitorială, deoarece puterea disipată în joncţiunea colectorială este mai sporită decât cea disipată în joncţiunea emitorială. Deacea, dacă utilizăm emitorul în calitate de colector,apoi tranzistorul

11

va funcţiona doar la putere redusă,ce nu este solicitabil.Dacă ariile joncţiunilor sunt identice ( tranzistoare simetrice),apoi orice regiune laterală poate executa funcţia de emitor sau colector.

Deoarece în tranzistor curentul emitorului totdeauna este egal sumei curenţilor bazei şi colectorului,apoi devierea curentului emitorului deasemenea este egală sumei devierilor curenţilor bazei şi colectorului:

Ie = Ib + Ic. (2.3)

O proprietate importantă a tranzistorului constă în dependenţa aproximativ liniară între toţi curenţii.

Funcţionarea tranzistorului se poate prezenta suficient prin diagrama potenţială,readusă în fig.7 pentru tranzistorul de tip n-p-n.

-

x 0

n p n

+

Fig.7. Diagrama potenţială a tranzistorului de tip n-p-n.

Această diagramă e comod a o utiliza la modelarea mecanică a tranzistorului.Potenţialul emitorului este fixat ca zero.În joncţiunea emitorului este prezentă o barieră potenţială mică.Cu cît este mai mare tensiunea U be ,cu atît este mai redusă această barieră.Joncţiunea colectorului posedă o diferenţă esenţială a potenţialelor care accelerează electronii.În modelul mecanic bilele,analogic electronilor,pe contul vitezelor sale proprii se vor ridica pe bariera,analogică joncţiunii emitorului şi vor trece prin regiunea bazei,ulterior accelerat se vor rostogoli de pe vîrf,anlogic joncţiunii colectorului.

În afara procedeelor fizice deja analizate este necesar a lua în consideraţie încă o serie de fenomene.

Esenţial influienţează asupra lucrului tranzistorului rezistenţa bazei Rbo ,adică rezistenţa ,pe care baza o opune curentului bazei.(Zero-ul în indexare indică,că mărimea dată se referă la curentul continuu.)Acest curent se scurge în direcţia bazei perpendicular direcţiei emitor-colector.Deoarece baza este foarte subţire,apoi în direcţia de la emitor spre colector,rezistenţa acesteia este foarte

12

redusă şi nu se ia în consideraţie.Iar în direcţia spre contactul bazei rezistenţa transversală atinge sute de ,deoarece în această direcţie baza este analogică unui conductor foarte subţire.Tensiunea pe joncţiunea emitorului totdeauna este mai redusă decît tensiunea Ube între contactele bazei şi emitorului,deoarece o parte a tensiunii aplicate se pierde pe rezistenţa bazei.Luînd în consideraţie rezistenţa R bo

se poate prezenta schema echivalentă a tranzistorului pentru curentul continuu astfel,cum este redat în fig.8.Pe această schemă Reo – rezistenţa emitorului în care sunt incluse rezistenţa joncţiunii emitorului şi regiunii emitorului.

Reo Rco

Rbo E1 E2

+ - + -

Fig.8. Schema echivalentă a tranzistorului pentru curent continuu.

Valoarea Reo pentru tranzistoarele de putere redusă atinge zeci de .Aceasta reese din faptul,că tensiunea pe joncţiunea emitorului nu depăşeşte zecimi de volţi,iar curentul emitorului în asemenea tranzistoare constituie unităţi de mA.La tranzistoarele de putere mai sporită Ieo este mai mare şi Reo respectiv este mai redusă.Rezistenţa Reo se determină prin relaţia:

Reo 25 / Ie , (2.4)

unde curentul Ie se va exprima în miliamperi.Rezistenţa colectorului Rco practic reprezintă în sine rezistenţa joncţiunii

colectorului şi constituie unităţi şi zeci de k .În aceasta deasemenea intră rezistenţa regiunii colectorului,însă aceasta este relativ redusă şi cu ea se poate neglija.

Schema fig.8 este mult aproximată,deoarece în realitate emitorul,baza şi colectorul posedă între sine contacte în mai multe puncte pe întreaga arie a joncţiunilor.Totuşi această schemă se poate utiliza pentru analiza diverselor procese în tranzistor.

La majorarea tensiunii pe joncţiunea colectorială în aceasta are loc multiplicarea în avalanşă a purtătorilor de sarcină în baza ionizării după ciocnire.Acest fenomen şi efectul de tunel sunt în stare să provoace spargerea electrică,care la majorarea curentului poate trece în spargere termică a joncţiunii.În tranzistor,pentru un curent prea sporit al colectorului poate apărea spargere termică

13

şi fără o eventuală spargere electrică.Acest fenomen, legat de supraîncărcarea joncţiunii colectorului în careva sector al acesteia,a primit denumirea de spargere dublă.Schimbarea tensiunilor pe joncţiunile colectorului şi emitorului se însoţeşte de schimbarea grosimii acestor joncţiuni.În rezultat se schimbă grosimea bazei.Acest fenomen se numeşte modulare a grosimii bazei.Această grosime trebuie luată în consideraţie la majorarea tensiunii colector-bază,deoarece atunci grosimea joncţiunii colectorului va creşte,iar grosimea bazei se va reduce.Pentru o bază foarte subţire poate avea loc fenomenul de cuplare – cuplarea joncţiunilor colectorului şi emitorului.În acest caz regiunea bazei dispare şi tranzistorul nu va mai funcţiona normal.

La majorarea injectării purtătorilor din emitor în bază are loc acumularea purtătorilor de sarcină minoritari în bază,adică majorarea concentraţiei şi sarcinii sumare ale acestor purtători.Invers,la reducerea injecţiei are loc reducerea concentraţiei şi sarcinii sumare ale purtătorilor de sarcină minoritari.Acest proces se numeşte acceptare a purtătorilor de sarcină minoritari în bază.

În unele cazuri este necesar a lua în consideraţie scurgerea pe suprafaţa tranzistorului a curenţilor de scurgere,ce sunt însoţiţi de recombinarea purtătorilor în stratul superficial al regiunilor tranzistorului.

Fixăm raportul curenţilor în tranzistor.Curentul emitorului se dirijează prin tensiunea pe joncţiunea emitorului,dar pînă la colector ajunge doar un curent mai redus,care poate fi numit curent al colectorului dirijat Ic.dir. O parte a purtătorilor de sarcină injectaţi în bază vor recombina.Deacea

Ic.dir. = Ie, (2.5)

unde - coeficientul de transmitere a curentului emitorului,care este parametrul de bază al tranzistorului;la curenţi normali poate avea valoarea de la 0,950 pînă la 0,998.

Cu cît este mai redusă recombinarea purtătorilor de sarcină injectaţi în bază,cu atît este mai aproape de 1 coeficientul de transmitere a curentului emitorului.Prin joncţiunea colectorului totdeauna trece un curent redus (microamperi) – curent invers nedirijat Ico (fig.9),denumit şi curent iniţial al colectorului.Acesta este nedirijat din considerentele că nu trece prin joncţiunea emitorului.Astfel,curentul complet al colectorului:

Ic = Ie + Ico . (2.6)

În multe cazuri Ico << Ie şi se poate considera,că Ic Ie. Dacă trebuie de măsurat Ico, apoi aceasta se realizează prin întreruperea emitorului.Într-adevăr,din formula (2.6) urmează,că pentru Ie = 0 curentul Ic = Ico .Transformăm relaţia (2.6) astfel,pentru a exprima dependenţa curentului Ic de curentul bazei Ib .Înlocuim Ie

prin suma Ic + Ib :

Ic = (Ic + Ib ) + Ico .

14

Ic

n

Ico Ic.dir.

p

Ib.dir.

n

Ie

Fig.9. Curenţii în tranzistor.

Rezolvăm această egalitate faţă de ic .Atunci vom obţine

Ic = ( Ib / 1 - ) + Ico / (1 - ).Vom nota

/ (1 - ) = şi Ico / (1 - ) = Iceo şi vom scrie expresia finală

Ic = Ib + Iceo. (2.7)

Aici - coeficient de transmitere al curentului bazei şi constituie cîteva zeci.Astfel,schimbările neesenţiale ale duc spre schimbări esenţiale ale lui

.Dacă este cunoscut ,apoi se poate determina conform relaţiei

= / (1 + ). (2.8)

Coeficientul nu este strict constant,ci poate depinde de regimul de lucru al tranzistorului,în particular de curentul emitorului.Pentru curenţi mari şi mici se va reduce,iar pentru o valoare medie a curentului va atinge o limită de maximum.În limitele valorilor de lucru al curentului emitorului se schimbă relativ puţin.

15

Coeficientul se schimbă în dependenţă de regimul de lucru al tranzistorului.Pentru o valoare medie a curenturui emitorului coeficientul este maximal,iar la curenţi mari sau mici acesta se va reduce de cîteva ori.

Curentul Iceo este denumit curent iniţial de pătrundere,deoarece acesta pătrunde prin toate trei regiuni ale tranzistorului în cazul, cînd Ib = 0,adică este deconectată baza.Într-adevăr,din egalitatea (2.7) pentru Ib = 0 obţinem Ic = Iceo.

Curentul de pătrundere constituie zeci şi sute de microamperi şi esenţial depăşeşte curentul iniţial al colectorului.Curentul Iceo = Ico /(1 - ),şi cunoscînd,că /(1- ) = , nu este greu a determina Iceo = ( + 1) Ico. Deoarece >>1, apoi

Iceo Ico. (2.9)

Curentul comparativ mare Iceo se explică prin faptul,că o parte a tensiunii Uce

se aplică la joncţiunea emitorului în calitate de tensiune directă.Ca rezultat creşte curentul emitorului,iar acesta în cazul dat şi se consideră curent de pătrundere.

Pentru o majorare esenţială a tensiunii Uce curentul Iceo creşte brusc şi are loc spargerea electrică.Trebuie de menţionat,că dacă Uce nu este tare mică,apoi la ruperea circuitului bazei uneori în tranzistor se poate observa o majorare rapidă,în avalanşă a curentului,ce duce la supraîncărcarea şi uzarea ulterioară a tranzistorului (cu condiţia,că în circuitul colectorului nu este prezent rezistorul ce limitează majorarea curentului).În acest caz are loc următorul proces:o parte a tensiunii Uce

,ce acţionează asupra joncţiunii emitorului,majorează curentul Ie şi curentul egal cu acesta Ic, la joncţiunea colectorului apar mai mulţi purtători,rezistenţa acesteia şi tensiunea pe aceasta se vor reduce şi,respectiv,va creşte tensiunea pe joncţiunea emitorului,ce va majora şi mai mult curentul,etc.Pentru ca aceasta să nu se întîmple,e necesar,ca la exploatarea tranzistoarelor să nu se deconecteze circuitul bazei,dacă nu este deconectată alimentarea circuitului colectorului.Deasemenea este necesar iniţial a comuta alimentarea circuitului bazei,iar ulterior circuitele colectorului,ci nu invers.

Dacă este necesară măsurarea curentului Iceo ,apoi în circuitul colectorului numaidecît se include un rezistor de limitare şi se efectuează măsurarea pentru baza deconectată.

3.Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar.

16

3.1.Sistemele caracteristicilor statice.

Dacă notăm tensiunea şi curentul electrodului de intare al tranzistorului prin U1 şi I1 ,iar tensiunea şi curentul celui de ieşire – prin U2 şi I2 ,apoi dependenţa reciprocă între aceste patru mărimi se poate exprima prin 24 familii de caracteristici ce se referă la 6 configuraţii:

1) U1 = f1 (I1,I2) , 3) U1 = f1 (I1,U2), 5) I1 = f1 (I2,U2), U2 = f2 (I1,I2); I2 = f2 (I1,U2); U1 = f2 (I2,U2);2) I1 = f1 (U1,U2), 4) I1 = f1 (U1,I2), 6) I2 = f1 (U1,I1),

I2 = f2 (U1,U2); U2 = f2 (U1,I2); U2 = f2 (U1,I1).

Din toate cele patru familii de caracteristici statice a fiecărei configuraţii, care leagă reciproc patru mărimi I1,I2,U1 şi U2 ,două familii sunt de bază,iar celelalte sunt auxiliare.În calitate de bază e comod a selecta familiile de caracteristici,ce leagă tensiunea şi curentul la intrare – caracteristici de intrare – şi tensiunea şi curentul la ieşire - caracteristici de ieşire.Familiile de caracteristici ce leagă curenţii şi tensiunea la ieşire cu curenţii şi tensiunea la intrare se numesc caracteristici de transfer,iar familiile,care leagă curenţii şi tensiunea la intrare cu curenţii şi tensiunea la ieşire, - caracteristici ale reacţiei inverse.

Din cele 6 configuraţii ale caracteristilor statice mai comode sunt primele 3,dar mai utilă se consideră sistemul

U1,I2 = f (I1,U2). (3.1)

Un avantaj important al acestui sistem constă în faptul,că la cercetarea caracteristicilor statice în calitate de variabile independente se fixează curentul la intrare şi tensiunea la ieşirea tranzistorului.În schemele cu emitor comun (EC) şi bază comună (BC) curentul de intrare trece prin joncţiunea deschisă a emitorului,rezistenţa căreia este redusă,încît a menţine valoarea fixată a curentului la intare este comod prin cuplarea în serie a unei rezistenţe relativ superioare.Tensiunile necesare la ieşire se menţin constante,dacă circuitul de ieşire se alimentează de la sursa de tensiune.În realitate aceasta se va realiza uşor,deoarece circuitul de ieşire al tranzistorului posedă o rezistenţă înaltă.

Totodată,sistema de egalităţi (3.1) corespunde sistemului de parametri ale semnalelor reduse mai răspîndit ( parametrii – h),care ,la rîndul său,posedă o serie de avantaje faţă de alte sisteme ale parametrilor semnalelor reduse.

3.2. Caracteristici statice ale tranzistorului, cuplat după schema

17

cu bază comună (BC).

3.2.1. Caracteristici de intrare.

Familia caracteristicilor statice de intrare ale tranzistorului,cuplat după schema cu bază comună,este redată în fig.10,a.

Ueb pn Ueb = const pn Ie = const Regim de saturaţie Emitor Colec- Colec-

tor tor Ucb = 0 Ucb Emitor

Ucb

Ucb Ucb 0 U/cb U/

cb

Regim activ pno pno

0 0 0 Regim de Ie w x w x

tăiere

a) b) c)

Fig.10.Caracteristici statice de intrare ale tranzistorului,cuplat după schema cu bază comună (a);repartizarea concentraţiei golurilor în regiunea bazei pentru tensiunea continuă la joncţiunea emitorului (b) şi pentru curent continuu al emitorului (c).

Caracterul general al acestor dependenţe se va determina de joncţiunea p-n al emitorului,conectată în direct.Deacea vizual caracteristicile de intrare sunt asemenea ramurilor directe ale CVA ale diodei.

Deplasarea caracteristicilor statice de intrare în jos în sistemul de coordonate selectat la majorarea valorii absolute ale tensiunii pe colector se explică prin faptul,că tensiunea pe colector influienţează asupra concentraţiei purtătorilor de sarcină lîngă acesta ţi schimbă grosimea bazei din cauza schimbării grosimii joncţiunii colectorului.Aceste considerente duc spre majorarea gradientului concentraţiei golurilor în bază cu majorarea valorii absolute ale tensiunii pe colector la tensiunea continuă a emitorului (Fig.10,b).

Respectiv,cu majorarea valorii absolute a tensiunii pe colector şi pentru tensiune continuă pe emitor va spori curentul emitorului,adică caracteristicile se vor deplasa în jos.

Acelaşi rezultat se va obţine,dacă examinăm reducerea concentraţiei purtătorilor de sarcină în bază aproape de joncţiunea p-n a emitorului la majorarea valorii absolute a tensiunii pe colector şi pentru tensiune continuie la emitor (Fig.10,c).

18

Prin joncţiunea p-n se va scurge curentul şi pentru tensiunea pe emitor, egală cu zero.Pentru ca curentul emitorului să devină egal cu zero,pe emitor trebuie să se aplice tensiune inversă (funcţionarea în regim de tăiere).

3.2.2. Caracteristici de ieşire.

Familia caracteristicilor statice de ieşire ale tranzistorului,cuplat după schema cu bază comună (BC),este redată în fig.11.

Ic Regim activ Ie

Regim de saturaţie

Ie 0 Icbo Ie = 0

0 Ucb

Fig.11.Caracteristici statice de ieşire ale tranzistorului, cuplat după schema

cu bază comună (BC).

Caracterul general al acestor dependenţe este analogic ramurii inverse CVA

a diodei,deoarece joncţiunea colectorului este conectată în direcţie opusă.

Deplasarea caracteristicilor statice de ieşire în sus în sistemul de coordonate

selectat la majorarea curentului emitorului corespunde principiului de acţionare a

tranzistorului.

Prin joncţiunea colectorului trece curent şi pentru tensiunea pe colector,egală

cu zero,adică pentru scurtcircuitul colectorului cu baza.Aceasta este cauzat de

faptul,că este prezent gradientul concentraţiei purtătorilor de sarcină minoritari în

baza tranzistorului la injectarea purtătorilor din emitor,adică la prezenţa curentului

emitorului.Pentru ca curentul colectorului să devină egal cu zero,pe colector

trebuie să se aplice o tensiune directă (funcţionarea în regim de saturaţie).

19

3.2.3. Caracteristici de transmitere a curentului.

Familia caracteristicilor statice de transmitere a curentului

tranzistorului,cuplat după schemă BC,este redată în fig.12.

Caracterul general al acestor dependenţe indică la faptul, că în

tranzistor Ic = Icbo + h21b * Ie .Caracteristicile de transmitere în prima aproximare pot

fi considerate linii drepte.În realitate coeficientul de transmitere a curentului

emitorului depinde de curentul emitorului.

Deplasarea caracteristicilor statice de transmitere în sus în sistemul de

coordonate selectat la majorarea tensiunii pe colector este legată de reducerea

recombinării golurilor la trecerea acestora prin baza mai subţire (Fig.10,c).

Pentru tensiunea la colector,diferită de zero,caracteristicile de transmitere

iniţiază nu de la începutul coordonatelor,dar din punctele pe axa ordonatelor,care

corespund curentului invers al colectorului Icbo .Însă cu valoarea acestui curent se

poate neglija.

Ic Ucb Ucb 0

Ucb = 0

Icbo

0 Ie

Fig.12. Caracteristici statice de transmitere a curentului tranzistorului,

cuplat după schema BC.

3.2.4. Caracteristici ale reacţiei inverse.

20

Familia caracteristicilor statice a reacţiei inverse a tranzistorului,cuplat

după schemă BC,este redată în fig.13.

Caracterul general al acestor dependenţe se poate explica prin analiza

fig.10,c.Caracteristicile reacţiei inverse pot fi obţinute din familia caracteristicilor

statice de intrare pe calea reconstruirii grafice.

Deplasarea caracteristicilor statice a reacţiei inverse în sus la majorarea

curentului emitorului este evidentă şi nu necesită explicaţii speciale.

Ueb

Ie

0 Ucb

Fig.13. Caracteristici statice ale reacţiei inverse a tranzistorului, cuplat

după schemă BC.

3.3.Caracteristicile tranzistorului,cuplat după schema cu emitor

comun (EC).

3.3.1. Caracteristici de intrare.

Familia caracteristicilor statice de intrare a tranzistorului,cuplat după

schemă EC,este redată în fig.14.

Caracterul general al acestor dependenţe este analogic caracterului

caracteristicilor asemănătoare ale tranzistorului,conectat după schemă BC,deoarece

curentul bazei este suma curentului Icbo şi componentei de recombinare,care este

aproape proporţională curentului emitorului şi reprezintă o parte mică a curentului

emitorului.

21

Deplasarea caracteristicilor statice de intrare în sus în sistemul de coordonate

selectat la majorarea valorii absolute a tensiunii pe colector este legată de

reducerea numărului total al purtătorilor de sarcină minoritari în bază (regiunile

haşurate în fig.10,c) şi,respectiv,cu reducerea numărului purtătorilor de

recombinare.Deacea se va reduce componenta curentului bazei,cauzată de

recombinare,pentru o tensiune continuă între bază şi emitor.

Ube Uce

Uce 0

Uce = 0

0 Ib

Fig.14. Caracteristicile statice de intrare ale tranzistorului, cuplat după

schemă EC.

La prezenţa tensiunii pe colector şi curentului bazei, egal cu zero,la bază

este prezentă o tensiune,care se explică prin căderea tensiunii pe rezistenţa

joncţiunii p-n a emitorului.Deacea caracteristicile statice de intrare pentru schema

EC intră în al doilea cuadrant pentru Uce 0.

3.3.2.Caracteristici de ieşire.

22

Familia caracteristicilor statice de ieşire a tranzistorului,cuplat după schemă

EC,este redată în fig.15,a.

Ic Ib pn Ib = const

Emitor Colector

Uce

Ib = 0 U/ce

0 0 w

Iceo Uce x

a) b)

Fig.15. Caracteristici statice de ieşire a tranzistorului, cuplat după schema

EC (a), şi repartizarea concentraţiei golurilor în regiunea bazei la

curentul continuu al bazei (b).

Caracterul general al acestor dependenţe este analogic caracterului ramurii

inverse CVA a diodei,deoarece partea majoritară a tensiunii sursei de alimentare a

circuitului de ieşire cade pe joncţiunea p-n a colectorului,conectată invers.Dar spre

deosebire de caracteristicile de ieşire ale schemei cu BC caracteristicile de ieşire

ale schemei cu EC posedă o înclinare mai esenţială,adică se observă o dependenţă

mare a curentului colectorului de tensiunea pe colector.Cauzele acestui fenomen

sunt explicate de fig.15,b.,unde se observă, că cu majorarea tensiunii pe colector la

curent continuu al bazei creşte curentul emitorului şi respectiv creşte curentul

colectorului.Componenta de bază a curentului bazei aproximativ este proporţională

numărului total al golurilor în bază şi,respectiv,este proporţională suprafeţei sub

curbele repartizării concentraţiei golurilor în bază.Pentru curenţi mici ai bazei

curbele se situează des,pentru curenţi mari – rar,mai apoi iarăşi

des.Neuniformitatea situării caracteristicilor este legată de schimbarea

23

coeficientului de transmitere a curentului continuu al bazei h21e la schimbarea

curentului.

În tranzistorul conectat după schemă EC curentul Iceo depăşeşte curentul Icbo

pentru schema cu BC.Aceasta se explică prin faptul,că pentru curentul bazei,egal

cu zero,şi pentru aplicarea tensiunii la colector faţă de emitor (în schema cu EC)

joncţiunea p-n al emitorului se află sub o tensiune nu prea mare.Deacea curentul

invers al colectorului din cauza golurilor injectate din emitor în bază se va majora.

Pentru tensiunea pe colector,egală cu zero,adică pentru scurtcircuitarea

colectorului cu emitorul,şi la prezenţa curentului bazei joncţiunea p-n a

colectorului va fi conectată în direct,deoarece aceasta,în esenţă,este conectată

paralel joncţiunii p-n a emitorului.Pentru Ic = 0 şi Ib 0 din emitor are loc injectarea

golurilor ce asigură aproape de colector în bază o concentraţie a acestora,ce

depăşeşte valoarea de echilibru.Dacă concentraţia purtătorilor de sarcină minoritari

în bază aproape de joncţiunea p-n depăşeşte cea de echilibru,apoi aceasta

corespunde conectării directe a joncţiunii.Astfel, tranzistorul funcţionează în

regimul de saturaţie,pentru tensiunea pe colector egală cu zero.

Pe rezistenţa spaţială a colectorului la trecerea curentului se crează o cădere

de tensiune,orientată astfel,pentru a deschide joncţiunea colectorului.Deacea

tensiunea pe colector,ce corespunde ieşirii tranzistorului din regimul de

saturaţie,va creşte.

Curenţii în baza tranzistorului sunt orientaţi astfel,ca tensiunea creată de

aceştea să închidă părţile mai îndepărtate de bază ale joncţiunilor emitorului şi

colectorului.Chiar şi în cazul,cînd partea medie a joncţiunii colectorului deja se

închide,regiunile sale periferice încă vor rămîne deschise şi prin acestea va trece

curent spre bază.În rezultat curentul emitorului se scurtcircuitează nu prin ieşirea

colectorului,dar prin regiunea colectorului şi ieşirea bazei.Un asemenea fenomen

deasemenea orientează spre majorarea tensiunii,pentru care tranzistorul va ieşi din

regimul de saturaţie.Gama acestor valori ale tensiunii colectorului va fi cu atît mai

mare,cu cît este mai mare curentul bazei.Respectiv caracteristicile statice de ieşire

24

a tranzistorului în schema cu EC la tensiuni reduse pe colector şi pentru Ib 0 intră

în cuadrantul patru.

La schimbarea direcţiei curentului bazei,adică la schimbarea polarităţii

tensiunii continuie pe bază faţă de emitor,se va reduce valoarea curentului

emitorului,ce orientează spre reducerea coeficientului de transmitere a curentului

emitorului.Corespunzător,coeficientul de transmitere a curentului emitorului va

atinge unitatea pentru valori esenţiale a tensiunii pe colector,comparativ cu U ceo

str,ce corespunde Ib = 0.În aceste condiţii străpungerea tranzistorului are loc pentru

tensiuni mai mari decît Uceo str ,dar care nu depăşesc Ucbo str..

După străpungere,curentul prin joncţiunea emitorului esenţial va creşte,ce

constituie cauza majorării coeficientului de transmitere a curentului

emitorului.Coeficientul de transmitere a curentului va fi egal cu aproximativ

1,deoarece creşte curentul emitorului.Astfel,pe caracteristicile statice apar sectoare

cu rezistenţă diferenţială negativă (Fig.16).

Ic Străpungere dublă

Ib < 0

Ib > 0 Ie = 0

Ib = 0

0 Uceo str Ucbo str Uce, Ucb

Fig.16. Caracteristici statice de ieşire ale tranzistorului, cuplat după

schema cu EC,pentru tensiuni sporite la colector.

3.3.3. Caracteristici de transmitere a curentului.

25

Familia caracteristicilor statice de transmitere a curentului tranzistorului cu

EC este redată în fig.17.

Ic

Uce

Iceo

0

Uce = 0 Ib

Fig.17.Caracteristici statice de transmitere a curentului tranzistorului, cuplat

după schema cu EC.

Caracterul general al acestor dependenţe indică la faptul,că în tranzistor Ic =

= Iceo + h21eIb.În legătură cu dependenţa mare a coeficientului de transmitere a

curentului bazei de regimul de funcţionare al tranzistorului comparativ cu

dependenţa analogică a coeficientului de transmitere a curentului continuu al

emitorului caracteristicile de transmitere a curentului în schema cu EC se

deosebesc prin mare neliniaritate.

Deplasarea caracteristicilor statice de transmitere a curentului în sus la

majorarea tensiunii pe colector deasemenea este mai esenţială comparativ cu

deplasarea caracteristicilor asemănătoare ale schei cu BC,deoarece în acest caz

deplasarea este legată nu cu reducerea recombinării golurilor la subţierea grosimii

bazei,ci cu majorarea curentului emitorului la curent continuu al bazei (vezi

fig.15,b).

26

Pentru Uce 0 caracteristicile de transmitere a curentului iniţiază nu din

începutul coordonatelor,dar din punctele axei de ordonate,ce corespund curenţilor

Iceo .

3.3.4. Caracteristici ale reacţiei inverse.

Familia caracteristicilor statice ale reacţiei inverse ale tranzistorului,conectat

după schema cu EC,este readusă în fig.18.

Caracterul general al acestor dependenţe se poate explica prin analiza

fig.15,b.Deplasarea caracteristicilor statice ale reacţiei inverse la majorarea

curentului bazei nu necesită explicaţii speciale.

Un mare interes prezintă caracteristicile statice ale schemei cu EC,deoarece

în acestea se indică valorile curenţilor bazei.Pentru schema cu BC curentul bazei

nu se măsoară,iar a-l determina prin curenţii emitorului şi colectorului cu precizie

suficientă este imposibil,deoarece curenţii emitorului şi colectorului se deosebesc

foarte puţin.

Ube Ib

0 Uce

Fig.18. Caracteristici statice ale reacţiei inverse a tranzistorului, cuplat

după schema cu EC.

27

3.4. Analiza schemei de conexiune colector comun (CC).

În această schemă (Fig.19) într-adevăr colectorul constituie punctul comun

al intrării şi ieşirii,deoarece sursele de alimentare E1 şi E2 totdeauna sunt şuntate

prin capacitate sporită şi pentru curentul alternativ se pot considera

scurtcircuitate.Specificul acestei scheme constă în faptul,că tensiunea de intrare

complet se transmite înnapoi la intrare,adică este mult evidentă reacţia inversă

negativă.Nu este greu a observa,că tensiunea de intrare este egală sumei tensiunii

alternative bază – emitor şi tensiunii de ieşire:

Uintr = Ube + Uieş.

(3.1)

Coeficientul de amplificare după curent a cascodei CC este practic acelaşi ca

şi în schema EC,adică egal cu cîteva zeci.

kI = Ime / Imb = (Imc + Imb) / Imb = Imc / Imb + 1, (3.2)

iar raportul Imc / Imb este coeficientul de amplificare după curent pentru schema EC.

Însă coeficientul de amplificare după tensiune este aproape de unitate,fiind

mai mic decît 1:

ku = Um ieş / Um intr = Um ieş / (Um b-e + Um ieş) < 1. (3.3)

Tensiunea Um b-e este doar de zecimi de volţi,iar Um ieş constituie unităţi de

volţi.Respectiv,ku 1.Trebuie de menţionat,că tensiunea alternativă,aplicată la

intrarea tranzistorului,se amplifică de zeci de ori la fel,ca şi în schema EC,dar

întreg cascoda nu prezintă amplificare.Coeficientul de amplificare după putere,este

evident,egal aproximativ cu kI ,adică cu cîteva zeci.

Analizînd polaritatea tensiunilor alternative în schemă,se poate fixa,că

defazaj între Uieş şi Uintr nu este.Fie,că în momentul dat se aplică semiunda pozitivă

Uintr cum este indicat în fig.19.Atunci se va majora tensiunea ube şi va creşte

28

curentul emitorului,care va majora tensiunea pe rezistenţa sarcinii.Respectiv,la

ieşire se va obţine semiperioada pozitivă a tensiunii.Astfel, tensiunea de ieşire va

coincide după fază cu cea de intrare.Cu alte cuvinte tensiunea de ieşire o va repeta

pe cea de intrare.Anume din aceste considerente cascoda dată de regulă este

denumită repetor de emitor.De emitor din cauza,că rezistorul sarcinii este cuplat în

lanţul emitorului şi tensiunea de ieşire se fixează de la emitor (faţă de carcasă).

Rezistenţa de intrare a cascodei după schema CC constituie zeci de k ,ce

este un avantaj al schemei date.

Rintr = Um intr / Im intr = (Um be + Um ieş )/Im b . (3.4)

Raportul Um be / Im b este rezistenţa de intrare a tranzistorului pentru schema

EC,care,este cunoscut,atinge unităţi de k .Deoarece Um ieş >> Um be, apoi şi Rintr de

zeci de ori depăşeşte rezistenţa de intrare a schemei EC.Rezistenţa de ieşire în

schema CC,invers,comparativ nu este mare,de regulă,unităţi de k sau sute de .

Pentru comoditatea comparării proprietăţile de bază ale tuturor trei scheme

de conexiune ale tranzistorului sunt indicate în tabelul 3.1.

Ic

Ib +

Ube -

+ + Rs

Uintr Ie Uieş

- - -

+ - - +

E1 E2

Fig.19. Cuplarea tranzistorului după schema cu CC.

29

Tabelul 3.1.

Parametrii principali ale schemelor de bază de conectare a tranzistorului

Parametrul Schema EC Schema BC Schema CC

ki 10- 100 1 10 - 100

ku 10 - 100 10 - 100 1

kp 100 - 10000 10 - 100 10 - 100

Rintr 100 - 1 k 1 - 10 10 k - 100 k

Rieş 1 k - 10 k 100 k - 1 M 100 - 1 k

Devierea de fază

între Uieş şi Uintr

180 0 0

4.Ridicarea parametrilor de bază ai tranzistoarelor bipolare.

Tranzistorul reprezintă un dispozitiv electronic cu două joncţiuni p-n ce

interacţionează şi cu trei sau mai multe borne de ieşire,proprietăţile de amplificare

ale cărora sunt condiţionate de fenomenele de injecţie şi extracţie ale purtătorilor

de sarcină.În fig.20 sunt prezentate ilustrarea schematică (a) şi grafică (b) a

tranzistorului de tip n-p-n,distribuirea concentraţiei purtătorilor de sarcină

majoritari de-a lungul structurii în stare de echilibru (c).

n p n n,p

E C

n

B

a) b) c) x

Fig.20. Prezentarea tranzistorului bipolar de structură n-p-n.

Tranzistorul are trei regiuni: emitor (E),bază (B) şi colector (C).Joncţiunea

ce se crează la frontiera E-B este numită joncţiunea emitorului, iar cea de la

30

frontiera C-B - joncţiunea colectorului.Electroconductibilitatea bazei poate fi de

tip- p sau de tip- n.Respectiv,sunt două tipuri de structură a tranzistorului bipolar:

n-p-n şi p-n-p.

Principiul de funcţionare al tranzistoarelor de tip p-n-p şi n-p-n este

acelaşi.Deosebirea constă numai în faptul,că în tranzistorul de tip p-n-p curentul ce

curge prin bază este creat de goluri,injectate din emitor,iar în tranzistorul de tip

n-p-n - de electroni.În regim normal de funcţionare joncţiunea emitorului este

polarizată direct,iar a colectorului - indirect.

Dacă joncţiunile colectorului şi emitorului se află la distanţă mai mare între

ele (adică,dacă grosimea bazei este mai mare ca lungimea de difuzie),atunci

purtătorii,injectaţi de emitor,nu vor agunge la colector,ci vor recombina în

regiunea bazei.

Un asemenea sistem din două joncţiuni p-n se comportă la fel,ca şi două

diode semiconductoare,cuplate în serie.CVA a joncţiunii emitorului prezintă

ramura directă a caracteristicii diodei,iar a joncţiunii colectorului – cea

inversă.Proprietatea unică a tranzistorului constă anume în interacţiunea acestor

două joncţiuni.

În fig.21 este reprezentată distribuirea curenţilor în structura tranzistorului

bipolar (a),repartizarea potenţialului de-a lungul tranzistorului (b) şi a purtătorilor

de sarcină neechilibraţi în bază (c) pentru diferite valori ale curentului emitorului.

La cuplarea tensiunii colectorului Uce are loc decalarea inversă a joncţiunii

colectorului şi în circuitul colectorului curge un curent cu valoare redusă.Acest

curent este numit curent de scurgere al joncţiunii colectorului şi se notează

Icbo.Curentul invers al colectorului Icbo (parametru mult important al tranzistorului)

prezintă în sine curentul la joncţiunea colectorului la tensiunea dată,cînd circuitul

este decuplat.

Cuplarea tensiunii la emitor Ube duce la decalarea directă a joncţiunii

emitorului şi apariţia curentului emitorului Ie ,care este determinat de curentul de

difuzie.

31

Curentul de difuzie al emitorului posedă două componente: curentul

electronilor şi golurilor:

Ie = Ien + Iep (4.1)

Iep E Ien B Icp C

Ie Ic

II

P p

+ - Ibp n Ico + -

Eeb Ecb

a)

x

b)

p

x

c)

Fig.21.Distribuirea curenţilor în structura tranzistorului bipolar.

Contînd,că la tranzistor baza este săracă în purtători de sarcină majoritari

(electroni),iar regiunea emitorului posedă o concentraţie înaltă a purtătorilor de

sarcină majoritari (goluri),componenta golurilor în curentul emitorului este de

multe ori mai mare decît componenta electronilor: Iep >> Ien.

32

Componenta electronilor se scurtcircuitează în circuitul bazei şi nu participă

la crearea curentului colectorului.Difuzia electronilor din bază în emitor se

compensează cu parvenirea unui flux de noi electroni în bază din circuitul

exterior.Acest lucru determină mărimea şi direcţia componentei electronilor al

curentului emitorului.

Pentru circuitul bazei Ien este componenta principală a curentului

bazei.Relaţia

Iep / Ie = Iep / (Iep + Ien) = = 0,98…0,99 (4.2)

este numit eficacitatea emitorului.

Componenta golurilor a curentului emitorului se determină prin trecerea

golurilor din emitor în bază.Golurile,injectate în bază,sub acţiunea difuziei ce tinde

să egaleze concentraţia pe întreg volumul bazei,se deplasează în direcţia

colectorului.Din cauza că cîmpul electric ăn bază este relativ mic,se poate

considera,că deplasarea golurilor din emitor în colector are loc exclusiv din contul

difuziei.La injectare necontenită (Ie = const) în bază se stabileşte o distribuţie

corespunzătoare concentraţiei golurilor,ceea ce determină trecerea lor prin

bază.Apropiindu-se de joncţiunea colectorului,polarizată indirect,golurile,fiind

purtători de sarcină minoritari,trec din bază în colector,mărind ca rezultat curentul

colectorului.Deoarece trecerea golurilor din bază în colector este fără

obstacole,concentraţia lor la frontiera BC este egală cu zero.

Dacă vom majora valoarea decalajului direct al joncţiunii emitorului,atunci

concentraţia golurilor la emitor va creşte,iar la colector va rămîne ca mai înainte

egală cu zero.

În rezultat creşte gradientul concentraţiei şi,ca urmare,creşte curentul de

difuzie al golurilor spre colector.O cantitate de goluri,traversînd

baza,recombinează cu electronii de conductibilitate,ce duce spre majorarea

numărului de electroni,parveniţi din bază din circuitul exterior.Aceasta

condiţionează împărţirea curentului golurilor în două componente:

33

Iep = Ie rec + Ic (4.3)

unde Ie rec – componenta de recombinare a curentului emitorului ce coiincide

după direcţie cu Ien;

Icp - componenta curentului emitorului,ce curge în circuitul colectorului.

La confecţionarea tranzistoarelor bipolare baza se face subţire şi săracă în

purtători de sarcină majoritari,iar suprafaţa joncţiunii colectorului – de vre-o cîteva

ori mai mare decît cea a emitorului.Din aceste considerente

Ie rec << Icp. (4.4)

Mărimea raportului

= Icp / Iep = Icp /( Icp + Ie rec) = 0,98…0,99 (4.5)

se numeşte coeficient de transfer.Din cele de mai sus urmează,că la tranzistor

mărimea ,la fel ca şi ,este aproximativ egală cu unitatea.Deacea mărimea :

= Icp / Ie = ( Icp / Iep) / (Iep * Ie) = = 0,95…0,99 (4.6)

se numeşte coeficient static integral de transfer al curentului emitorului

şi,deasemenea,este aproximativ egal cu unitatea.Acest coeficient indică a cîta parte

din curentul emitorului curge în circuitul colectorului.

Legea I a lui Kirghoff, aplicată la tranzistor, ne dă egalitatea (2.2)

unde Ie = Ien + Ie rec + Icp; Ib = Ien + Ie rec – Icbo; Ic = Icp + Icbo.

Utilizînd relaţia (2.2), obţinem:

Ic = Ie + Icbo. (4.7)

Destul de des este utilizat coeficientul static integral de transfer al curentului

bazei :

= Icp / (Ien + Ie rec) = (Ic – Icbo) / (Ib + Icbo). (4.8)

34

Să analizăm acum caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar cuplat cu

bază comună.În fig.22 este prezentată familia de caracteristici statice de intrare şi

de ieşire ale tranzistorului,cuplat cu BC.

Ie Ic

Ucb1 Ien

.

.

Ucb = 0 .

Ie1

0 Ie = 0

Ueb Ucb

a) b)

Fig.22.Caracteristici statice de intrare (a) şi de ieşire (b) al tranzistorului,

cuplat cu BC.

Caracteristica statică de intrare,cînd Ucb = 0 (caracteristica nulă) este

asemănătoare cu caracteristica unei diode obişnuite,cuplate la polarizare directă.La

alimentarea joncţiunii colectorului cu tensiune negativă caracteristica de intrare

decalează la stînga.Legătura apare din cauza rezistenţei bazei.

În schema BC rezistenţa bazei este comună pentru circuitele de intrare şi

ieşire.Fie, că Ueb = const.Atunci tensiunea pe emitorul tranzistorul ideal care

dirijează curentul joncţiunii emitorului.

U1eb = Ueb – rbIb = Ucb – rb (Ien + Ie rec – Icbo). (4.9)

La majorarea tensiunii pe colectorul tranzistorului se măreşte şi Icbo.În afară

de aceasta se reduce Ie rec,fiindcă la majorarea tensiunii colectorului se micşorează

lăţimea bazei tranzistorului.Din aceste considerente tensiunea Ueb,aplicată la

emitor,la mărirea Ucb la fel se măreşte.Acest fapt explică creşterea curentului

35

emitorului şi decalajul în stînga al caracteristicii de intrare a tranzistorului cuplat

cu BC.

Caracteristicile de ieşire prezintă dependenţele Ic = f(Ucb) cînd Ie=const. Deşi

tensiunea pe colector este negativă,caracteristicile sunt trasate,de regulă,în

coordonate pozitive.Caracteristica nulă prezintă o caracteristică simplă a diodei

semiconductoare polarizate indirect.La mărirea curentului emitorului caracteristica

se schimbă.

E cunoscut,că la apariţia curentului emitorului curentul colectorului se

măreşte cu valoarea Icp = Ie – Ie. Curentul Icp poate fi modelat ca un curent

suplimentar al joncţiunii colectorului.Din aceste considerente pe baza (4.10),unde

I0 = Icp,putem afirma,că orişice caracteristică de ieşire a tranzistorului cuplat cu BC

prezintă caracteristica diodei semiconductoare cu un decalaj Icp,adică

Ip-n = I0 (exp(eU / kT) – 1). (4.10)

Analizăm acum caracteristicile statice pentru cuplarea tranzistorului bipolar

în schema emitor comun.În fig.23 sunt prezentate CVA statice de intrare şi ieşire

pentru tranzistorul cuplat cu EC.Calitativ ele sunt similare cu cele pentru BC.

Ib Ic Ibn

.

.

Uce = 0 .

Ib1

Uce1 Ib = 0

0 0

Ube Uce

a) b)

Fig.23.Caracteristici statice de intrare (a) şi de ieşire (b) a tranzistorului,

cuplat cu EC.

36

Caracteristica de intrare la tensiunea colectorului,egală cu zero,trece prin

punctul x = 0 şi y = 0 şi diferă de caracteristica diodei semiconductoare doar prin

mărimea curentului,deoarece curentul bazei este mai mic decît curentul prin

joncţiune (Ie).La tensiuni negative Uce caracteristicile au un decalaj la dreapta şi în

jos.Acest decalaj poate fi exprimat în felul următor.Fie,că tensiunea pe joncţiunea

emitorului este constantă.Atunci la fel constantă va fi şi concentraţia golurilor în

apropierea emitorului.Majorarea Uce provoacă reducerea lăţimii bazei,adică

micşorarea numărului de goluri ce se găsesc în baza tranzistorului.Din această

cauză procesul de recombinare a purtătorilor de sarcină în bază este redus.Fiindcă

electronii care iau parte la procesul de recombinare trec prin borna bazei,curentul

bazei se reduce.Ca rezultat caracteristicile au un decalaj în dreapta.

Să explicăm acum decalajul caracteristicilor în jos.La Ueb = 0 şi tensiune

negativă pe joncţiunea colectorului concentraţia golurilor în bază este mai

joasă,fiindcă la frontiera cu joncţiunea colectorului ea este nulă,iar la frontiera cu

joncţiunea emitorului este egală cu concentraţia de echilibru.Din aceste

considerente în regiunea bazei procesul generării termice este mai rapid decît

procesul de recombinare.Electronii generaţi în bază pleacă din ea din borna

bazei,iar aceasta înseamnă,că apare curentul îndreptat spre baza tranzistorului.

Creşterea curentului colectorului cu mărirea valorii Uce este dirijată de

micşorarea lăţimii bazei.Coeficientul de tranziţie,adică şi coeficientul de transfer,al

curentului emitorului creşte.Coeficientul de transfer pentru curentul bazei în

schema cu emitor comun = / (1 - ).

37

5.Analiza schemelor echivalente ale tranzistoarelor bipolare

şi determinarea parametrilor acestora la semnal de nivel

jos.

La orice cuplare a tranzistorului bipolar el poate fi modelat ca un cuadripol

activ (Fig.24),la intrarea căruia este aplicată tensiunea U1 (respectiv I1),iar la ieşire

– U2 (I2).

Pentru analiza parametrilor tranzistoarelor bipolare mai des sunt utilizaţi

parametrii h ( parametrii hibrizi) care pot fi ridicaţi fără dificultăţi.Sistemul de

ecuaţii pentru parametrii h este următorul:

U1 = h11 I1 + h12 U2;

I2 = h21 I1 + h22 U2. (5.1)

Acestui sistem de ecuaţii îi corespunde schema echivalentă,readusă în fig.25.

Coeficienţii în sistemul de ecuaţii (5.1) sunt determinaţi prin utilizarea regimului

de scurtcircuit şi mers în gol la intrarea şi ieşirea tranzistorului bipolar (aici şi mai

departe sub noţiunea scurtcircuit şi mers în gol se are în vedere acest regim pentru

curent alternativ):

h11 = U1 / I1 (pentru U2 = 0) – rezistenţa de intrare a tranzistorului la scurtcir –

cuit pentru ieşire;

h12 = U1 / U2 (pentru I1 = 0) – coeficientul de transfer al tensiunii la regim mers

în gol pentru circuitul de intrare al tranzistorului;

h21 = I2 / I1 (pentru U2 = 0) – coeficientul de transfer al curentului la scurtcir –

cuit la ieşirea tranzistorului;

h22 = I2 / U2 (pentru I1 = 0) – conductibilitatea de transfer,cînd intrarea tranzis –

torului este scurtcircuitată.

38

Cuadripol activ (tranzistorul VT)

U1,I1 U2,I2

Fig.24. Modelarea tranzistorului bipolar în cuadripol activ.

h11 I2

I1

U1 1/h22 U2

h12U2 h21I1

Fig.25.Schema echivalentă a tranzistorului cu parametri - h.

Valorile parametrilor schemei echivalente depind de schema cuplării

tranzistorului bipolar.La elaborarea schemei echivalente s-a stabilit,că frecvenţa

semnalului este joasă şi nu influienţează asupra parametrilor tranzistorului.În caz

general parametrii tranzistorului depind de frecvenţă,iar curenţii şi tensiunile

trebuie să fie prezentate ca valori complexe.

Schema prezentată în fig.25 nu poate developa specificul proprietăţilor

tranzistorului.Din aceste considerente mai des este utilizată schema echivalentă tip

T care pe deplin reprezintă proprietăţile tranzistorului real la frecvenţă joasă.La

utilizarea ei trebuie efectuate schimbări anumite pentru a trece de la o cuplare a

tranzistorului la alta.

39

În fig.26 este prezentată schema echivalentă a tranzistorului care corespunde

cuplării în circuit cu BC.Aici re şi rc sunt rezistenţele diferenţiale ale joncţiunii

emitorului şi colectorului.Rezistenţa bazei rb este comună pentru circuitul de

intrare şi ieşire.Proprietăţile de amplificare ale tranzistorului sunt prezentate în

schemă cu ajutorul generatorului de curent Ie,unde = Ic / Ie prezintă coeficientul

de transfer al tranzistorului după curent.Valorile parametrilor schemei echivalente

de tip T depind de alegerea punctului de funcţionare după curent continuu (Ic,Uce)

pe caracteristicile de ieşire ale tranzistorului.Schema echivalentă î-şi menţine

forma pentru orice metodă de cuplare – EC,BC,CC.La cuplarea cu EC semnalul de

intrare este aplicat la baza tranzistorului,iar emitorul este conectat la punctul

comun al schemei (Fig.27).

Subliniem,că atare schemă nu este suficientă,deoarece curentul de dirijare

este Ib.Generatorul de curent în circuitul colectorului Ie reflectă regimul

circuitului emitorului.Pentru cuplarea cu EC este mai eficient de a folosi un

generator de curent care depinde de curentul bazei:

Ie = (Ic / Ie) Ie = Ic = ( Ic / Ib) Ib = Ib (5.2)

Schema echivalentă a tranzistorului bipolar cu sursa de curent Ib este

prezentată în fig.28.

Ie Ie

E C

re rc Ic

Ueb Ib rb

Ucb

B

Fig.26.Schema echivalentă a tranzistorului bipolar,cuplat cu BC.

40

Ib Ie = Ib

B C

rb rc

Ube re Ie Ic Uce

E

Fig.27.Schema echivalentă a tranzistorului bipolar,cuplat cu EC.

Ib Ib

B C

Ic

rb r*c

Ube Ie re Uce

E

Fig.28. Schema echivalentă a tranzistorului bipolar cu sursa de curent Ib.

Dacă înlocuim sursa Ie cu sursa Ib rezistenţa de intrare a tranzistorului

pentru schema redată în fig.27 nu trebuie să se schimbe.Pentru circuit mers în gol

la intrare (Ib = 0) curentul colectorului

Ic = Uc / (rc + re) + Ie. (5.3)

La circuitul deschis al bazei curentul emitorului şi colectorului sunt egali

(Ie=Ic).Atunci,luînd în considerare că re << rc din (5.3),obţinem:

41

rieş = Uc / Ic = rc (1 - ). (5.4)

Pentru schema prezentată în fig.27 rezistenţa de ieşire r ieş = r*c .Luînd în

considerare,că rezistenţa de ieşire trebuie să fie egale pentru ambele

circuite,obţinem, că mărimea

r*c = rc (1 - ). (5.5)

Să determinăm acum legătura dintre parametrii h şi valorile elementelor

schemei echivalente a tranzistorului tip T pentru cuplarea cu BC.

Conform definiţiei h11 prezintă rezistenţa de intrare a tranzistorului bipolar

pentru regim de scurtcircuit la ieşire.Notînd în schema echivalentă (Fig.25)

tensiunea de ieşire Uc = 0 şi considerînd că cunoaştem valoarea curentului de

intrare Ie,apreciem tensiunea la intrare:

Ue = Ie (re + rb – rcrb / (rc + rb)). (5.6)

Luăm în considerare faptul,că rb << rc şi atunci putem nota:

hbc11 = Ue / Ie =re + rb(1 - ) (5.7)

Coeficientul de reacţie conform tensiunii pentru regim mers în gol la intrarea

tranzistorului

h12 = U1 / U2 = Ue / Uc. (5.8)

În schema echivalentă tip T această valoare este dirijată de divizorul de

tensiune ce este format de rezistoarele rc şi rb:

42

hbc12 = Ue / Uc = rb / (rb + rc) = rb / rc. (5.9)

Coeficientul de transfer al curentului h21= Ic / Ie.Utilizînd legea a doua a lui

Kirghoff şi considerînd că este cunoscut curentul Ie, putem nota:

Ic (rc + rb) = Ierc + Uc. (5.10)

În acest caz

hbc21 = - Ic / Ie (pentru Ie = 0) = - rc / (rc + rb) = - (5.11)

Conform definiţiei h22 = I2 / U2 prezintă conductibilitatea de ieşire la regim

mers în gol pentru circuitul de intrare al tranzistorului. Considerînd în (5.10) Ie=0,

obţinem:

hbc22 = - Ic / Uc (pentru Ie = 0 ) = - 1 / (rc + rb) = 1 / rc. (5.12)

Analogic putem determina legătura dintre parametrii h şi elementele

schemei echivalente tip T la cuplarea tranzistorului bipolar în schema EC.Ştiind

că r*c >> re,obţinem:

hec11 = rb + (1 + )re; (5.13)

hec21 = ; (5.14)

hec12 = rb / r*

c; (5.15)

hec22 = 1 / r*

c. (5.16)

În fig.29 este redată schema tranzistorului,cuplat cu CC.Aceasta se numeşte

deasemenea şi repetor de emitor ,deoarece tensiunea pe emitor după polaritate

coincide cu tensiunea la intrare şi este apropiată după valoare.

43

R1

Rg C

Ib VT + Ual

-

Eg Intrare R2

Re Ieşire

Fig.29.Schema tranzistorului bipolar,cuplat cu CC.

Utilizăm această schemă a tranzistorului bipolar,cuplat cu CC pentru analiza

repetorului de emitor.Schema echivalentă cu utilizarea schemei echivalente

simplificate a tranzistorului (Fig.30) este redată în fig.31.

B Ib h11e h21eIb Ic C

E

Fig.30. Schema echivalentă simplificată a tranzistorului,cuplat cu CC.

44

Iintr h11e Ie

B E

Rg Is

h21eIb Zs

Uintr Uechiv.

Eg

C C

Fig.31. Schema echivalentă simplificată a repetorului de emitor.

În corespundere cu schema echivalentă coeficientul de transmitere a

curentului

kI = - Ie / Ib = (Ib + h21eIb) / Ib = h21e + 1. (5.17)

Rezistenţa de intrare este egală raportului tensiunii de intrare către curentul

bazei:

Zintr = Uintr / Ib =[h11eIb + (h21e + 1) Ib Zs] / Ib = h11e + (h21e + 1) Zs. (5.18)

Coeficientul de transmitere a tensiunii

ku = kI Zs / Zintr = (h21e + 1) Re / (h11e + (h21e + 1) Re) (5.19)

45

Curentul emitorului

Ie = - (Ib + h21eIb) = - (1 – h21e) Ib

În corespundere cu schema, readusă în fig.31,pentru Eg = 0 curentul bazei Ib

= - Uec / (Rg + h11e).Respectiv,

Ie = Uec (h21e + 1) / (Rg + h11e).

De aici rezistenţa de ieşire

Zieş = Uec / Ie = (Rg + h11e) / (h21e + 1) (5.20)

Din această expresie rezultă,că rezistenţa de ieşire a repetorului de emitor

depinde de rezistenţa generatorului şi este mică, cînd rezistenţa generatorului este

mică comparativ cu h11e.

Rezistenţa de ieşire redusă a repetorului de emitor constituie proprietatea de

bază a acestuia.datorită rezistenţei de ieşire reduse repetorul de emitor este

echivalent generatorului de tensiune,care se schimbă puţin la schimbarea

rezistenţei sarcinii (desigur,atît timp,cît rezistenţa sarcinii este mult mai mare decît

rezistenţa de ieşire a generatorului).

46

6.Funcţionarea tranzistorului bipolar la frecvenţă înaltă .

Comportarea la frecvenţe înalte a tranzistorului bipolar s-ar putea studia folosind parametrii y, dar aceasta prezintă dezavantajul că este o descriere pur matematică ce leagă curenţii de tensiunile de la borne. Deacea, este util de a dispune de un circuit echivalent care să pună în evidenţă fenomenele fizice din tranzistor, atît pentru frecvenţe joase, cît mai cu seamă pentu frecvenţe înalte. Desigur că din punct de vedere al calculului numeric este indiferent cu care circuit se lucrează totuşi, circuitul echivalent fizic dă în plus posibilitatea unor întrepretări şi aprecieri calitative. Aceasta este raţiunea pentru care în continuare se va descrie circuitul echivalent Giacoletto al tranzistorului.

6.1. Circuitul echivalent Giacoletto.

În fig. 32 este prezentată schema circuitului echivalent Giacoletto, pentru un tranzistor montat în conexiunea BC. După cum se vede , se pot distinge trei regiuni regiunea 1 corespunde joncţiunii emitor-bază, care fiind direct polarizată poate fi echivalentă cu o rezistenţă rb

1e , de cîteva sute de Ω în paralel cu o capacitate Cb

1e , de ordinul a sute

de pF (capacitatea de difuzie). Regiunea 2 modelează fenomenul de transport al purtătorilor prin bază, cu ajutorul generatorului de curent gm Ueb , şi a rezistenţei rce (de ordinul a zeci de kΩ), ce corespunde difuziei purtătorilor de la emitor spre colector. Totodată, rezistenţa rbb, este rezistenţa extrinsecă a bazei (baza inactivă) şi este în jur de 100 Ω. Regiunea 3 reprezintă joncţiunea colector-bază (invers polarizată), care se înlocuieşte cu o rezistenţă rb

1c, de valoare mare (de ordinul 1MΩ) şi cu capacitatea

Cb1c de ordinul a cîţiva pF (capacitatea de barieră).

Punctul B1 corespunde regiunii active a bazei şi este logic ca generatorul de curent să depindă doar de căderea de tensiune dintre emitor şi baza activă (Ueb

1). Coeficientul de proporţionalitate gm se numeşte panta tranzistorului şi se defineşte ca raportul dintre creşterea infinitezimală a curentului de colector şi creşterea infinitezimală a tensiunii bază-emitor care o generează, celelalte mărimi fiind constante.

Aşadar: gm = Ic / Ube = Ice / kT (6.1)şi se poate demonstra că

47

gmrb1

e = h21e (6.2)

Cec

E Crb

1e rce

Ueb

1 Cb1

e Cb1

c rb1

c

gm Ueb1 B1 Ucb

1

rbb1

Cec Cbc B

1 2 3

Fig.32. Circuitul echivalent Giacoletto (conexiune BC).

În fine, pentru ca circuitul să fie complet s-au mai figurat şi capacităţile parazitare dintre terminale (care sunt exterioare capsulei), anume Cec ,Cbc şi Ceb . Acestea sunt de ordinul a 1-4 pF, deci intervin în calcul doar la frecvenţe foarte înalte şi din acest motiv din cele mai multe ori se pot neglija. Trebuie de menţionat că exceptînd rb

1e şi rce care au o variaţie mai mică, ceilalţi parametri ai circutului

Giacoletto propriu-zis depind puternic de punctul static de funcţionare (de exemplu rb

1e scade cu IC , iar Cb

1e creşte cu IC ).

Se poate desena şi circuitul echivalent Giacoletto al tranzistorului montat în conexiune EC, prin răsucirea circuitului astfel, încît baza să ia locul emitorului . În această figură nu s-au mai adăugat capacităţile parazitare dintre terminale cu toate acestea circuitul este destul de complicat pentu a fi utilizat comod la calcule. Din acest motiv în continuare vom descrie în ce condiţii se pot face unele neglijări.

48

49

Fig. 33. Circuitele Giacoletto simplificate.

a-pentru frecvenţă joasă b,c,d-pentru frecvenţe medii e-pentru frecvenţă înaltă.

7.Analiza modelului matematic al tranzistorului bipolar.

Schema generală echivalentă a tranzistorului folosită la modelul matematic este prezentată în fig.34. Fiecare joncţiune p-n e prezentată în formă de diodă, iar interacţiunele sunt reflectate de generatoarele de curent. Dacă joncţiunea p-n emitoare e deschisă, atunci în circuitul colectorului va trece un curent puţin mai mic ca a emitorului (din cauza procesului de recombinare în bază). El se asigură de generatorul de curent NI2(N 1). Indicele N prezintă conectarea normală. În caz general e posibilă conectarea inversă a tranzistorului, la care joncţiunea colectoare e deschisă, iar emitoare e conectată în direcţie inversă şi curentului direct a colectorului I2 îi corespunde curentul emitorului 1I2, în schema echivalentă e introdus al doilea generator de curent 1I2, unde 1- coeficientul de transfer a curentului colectorului. În aşa fel curentul emitorului şi colectorului în caz general conţine 2 componente injectată (I1sau I2) şi colectată (1I1sau 1I1)

IEI11I2 , ICNI1I2 (7.1)

Joncţiunele p-n emitoare şi colectore a tranzistorului sunt analogice joncţiunii p-n a diodei. La conectarea separată a tensiunii la orice joncţiune CVA se determină la fel ca în cazul diodei. Dacă la una din joncţiunele p-n se aplică o tensiune, iar terminalele altei joncţiuni p-n se scurtcircuitează atunci curentul , ce va trece prin joncţiunea p-n la care îi conectată tensiunea, se va mări din cauza schimbului repartiţiei purtătorilor de sarcină minoritari în bază

I1I1et(eUebt I2I1

ct(eUcb/t, (7.2)

50

unde I1et – curentul emitor-temperatură a joncţiunii p-n măsurată la scurtcircuitarea

terminalelor emitorului şi colectorului. Legătura dintre curentul de temperatură a joncţiunii p-n Ict şi Iet conectate aparte şi curenţii de temperatură I1

ct şi I1et primim din (7.1) şi (7.2). Fie Ie,

atunci I1I2 la Ucb t , I2 I1ct , înlocuind expresiile în (7.1), pentru

curentul colectorului avem I1ctct N1).

Curenţii colectorului şi emitorului cu (7.2) vor fi Ie1

eteUeb /t 1I1ct eUcb /t

Ic1etNeUeb/t I1

ct(eUeb/t (7.3)

Pe baza legii Kirghoff curentul bazei e IbecN I1

eteUeb/t+(111cteUcb/t (7.4)

La folosirea (7.1) - (7.4) trebuie de avut în vedere , că în tranzistorul semiconductor , în cel mai general caz avem egalitatea : Net1ct (7.5)

Rezolvînd egalitatea (7.2) relativ de Ict , avem

IcNecteUcb/t (7.6)

Această egalitate descrie caracteristica de ieşire a tranzistorului. Egalitatea (7.3) rezolvată relativ, prezintă expresia ce caracterizează caracteristicile de ieşire a tranzistorului idealizat

Uebt ln Ie/I1eteUeb/t (7.7)

În tranzistorul real în afară de curenţii de temperatură prin joncţiuni trec curenţii de generare-recombinare şi curenţii de scurgere, deacea Ict , Iet ,I1

et ,I1ct de

obicei sunt necunoscuţi. În condiţiile tehnice de obicei se atrag atenţia curenţilor joncţiunilor p-n Icb0 , Ieb0 determinate ca curenţii joncţiunii corespunzătoare la terminalele neconectate a altei joncţiuni. Dacă joncţiunea p-n e conectată indirect , atunci putem scrie

Ieteb0 .

Pentru tranzistorul din Ge înlocuim t cu m t , unde m – acţiunea joncţiunii reale (m=24). Din aceste considerente egalităţile (7.3) şi (7.5) des se scriu în altă formă,ce este mai comod la calculul circuitului cu tranzistoare reale

51

IcNIeb0eUeb/mtcb0eUeb/mt (7.8)

Ieeb0(eUeb/mt1cb0eUcb/mt (7.9) NIeb01Icb0 , (7.10)

unde AN1.

Cec

E rce C

rb1e Cb

1e Cb

1c rb

1c

gm Ueb1

B1

Ceb rbb1

Cbc

B

1 2 3

Fig.34. Schema generală echivalentă a tranzistorului bipolar folosită la

modelarea matematică a acestuia.

8. Utilizarea practică a tranzistorului bipolar KT 385 înschemele electrice principiale.

Tranzistorul KT 385 este un tranzistor realizat pe siliciu (K – кремниевый),bipolar (T),de mică putere (Pmax ) < 0,3 W,cu frecvenţa de limită flim > 30 MHz –

52

-(3),realizat după structură n-p-n, planar – epitaxială.Este utilizat în calitate de comutator în sistemele de memorare ale calculatoarelor (memoria permanentă).

Reeşind din condiţiile fixate către executarea tezei anuale,vom menţiona un tranzistor de aceiaşi marcare KT 3… .

+ 12 V

R1 R2 Impulsuri sincron de strobare 100 k 1 k

Impulsuri de strobare de C1direcţie inversă VT1

12 KT 315 Г

Fig.35.Secvenţă a plasării tranzistorului bipolar KT 315 Г în schemă electrică de principiu.

9. Compartiment practic (probleme).Problema 1.

Este cunoscut: etajul de amplificare se montează pe baza tranzistorului KT 385,unde Ec = 80 V; Rs = 1,8 k; Ib= = 150 A; Ibm = 150 A (conform variantei 8 din anexa A.2 a îndrumarului ).

Caracteristicile statice ale tranzistorului sunt prezentate în fig.36.Dreapta de sarcină corespunde ecuaţiei Ic = (Ec – Uce) / Rs (9.1)

Pe familia caracteristicilor de ieşire ordonata acestei curbe la valori Uce = 0 corespunde punctului Ic = Ec / Rs.Abscisa la Ic = 0 corespunde punctului Uce=Ec.Dacă vom uni aceste două puncte,vom obţine dreapta de sarcină căutată. Deci, dacă Uce = 0, apoi Ic = Ec / Rs = 80 / 1,8 * 103 = 44 (mA). Pentru Ic = 0Uce = Ec = 80 (V).Am determinat astfel ordonata şi abscisa dreptei de sarcină.

Intersecţia dreptei de sarcină cu curbele ce corespund diferitelor valori ale curenţilor bazei Ib= determină punctul de funcţionare al etajului de amplificare care are ca sarcină rezistorul Rs.Coordonatele punctului de funcţionare determină regimul de lucru al circuitului de ieşire Uce= şi Ic= ,iar coordonatele Ib= şi Ube= pe caracteristica de intrare – regimul de lucru al circuitului de intrare pentru tranzistorul dat.

53

Construind apoi variaţia sinusoidală a curentului bazei (conform variantei 8) cu amplitudinea Ibm determinăm diagramele variaţiei curenţilor şi tensiunilor pe bornele tranzistorului.După trasarea diagramelor respective în timp este necesar de a determina posibilitatea apariţiei distorsiunilor neliniare ale semnalului amplificat.Distorsiunile neliniare pot apărea şi în regim activ de funcţionare a tranzistorului,deoarece semnalul posedă amplitudine mare (Ibm = 150 A).

Conform caracteristicilor statice trasate determinăm amplitudinile curenţilor şi tensiunilor:

Ubem = (Ubemax – Ubemin) / 2 = (0,625 – 0,5) / 2 = 63 (mV); (9.2)

Ucem = (Ucemax – Ucemin) / 2 = (76 – 16) / 2 = 30 (V); (9.3)

Icm = (Icmax – Icmin) / 2 = (34 – 4 ) / 2 = 15 (mA). (9.4)

Diagramele sunt construite luînd în consideraţie faptul,că tensiunile aplicate la bază şi colector se află în contrafază.Acum determinăm valorile necesare:

Rintr = Ubem / Ibm = (63 * 10-3) /(150 * 10-6) = 0,42 (k); (9.5)

Ku = Ucem / Ubem = 30 / (63 * 10-3) = 476,19; (9.6)

KI = Icm / Ibm = (15*10-3) / (150 * 10-6) = 100; (9.7)

Kp = KI Ku= 476,19 * 100 = 47619; (9.8)

Pr = (Icm2 Rs) / 2 = [(15 * 10-3)2 * 1,8 * 103] / 2 = 202,5 (mW); (9.9)

Pc = Ic=Uce= = 30 * 10-3 * 30 = 900 (mW). (9.10)

Ib,mA Ib,mA 1,6

0,4 Uce = 30 V 1,2 Uce = 0 V 2Ibm

0,3 0,8 t 0,2 O

54

0,4 0,1

0 0

0,2 0,3 0,4 0,5 Ube,V 0,5 0,6 Ube,V

2Ubem t

a) b)

Ic,mA 50 Ibm Ib = 375 A

2Icm 40 O/

Ib = 300 A 30 Ib = 225 A

t O Ib = 150 A 20

Ib = 75 A 10 Ib = 0 A 0

Urest 20 40 60 80 100 Uce,V

t 2Ucem

c)

Fig.36. Caracteristica statică de intrare Ib = f(Ube) pentru Uce = 0 V (a); caracteristica statică de intrare Ib = f(Ube) pentru Uce = 30 V (b);

caracteristica statică de ieşire Ic = f(Uce) pentru Ib = const (c).

Problema 2.

Parametrii – h se determină pentru o creştere sub limita 20 % de la valorile obţinute în punctul de funcţionare ales.Pentru Ib= = 150 ( A) şi Uce= = 30 (V) (punctul O în fig.37),avem:

Ib = 0,2 * Ib= = 30 ( A); (9.11)Uce = 0,2 * Uce= = 6,0 (V). (9.12)

55

Ib, A Ic,mA 0,4 Uce= = 30 (V) 50

O1 Ib = 375 A 0,3 2Ib 40 Ib = 300 A

O Ib = 225 A 0,2 Ib 30 O 0,15 23 Ib = 150 A 0,1 20

Ube 17 Ib = 75 A 0 10 0,5 0,6 0,7 Ube,V Ic Ib = 0 A 0,562 0,590 0

20 40 60 80 100 Uce,V Uce

a) b)

Fig.37.Determinarea parametrilor h conform caracteristicilor statice ale tranzistorului bipolar.

Luînd în consideraţie faptul,că înclinarea curbelor în punctul de funcţionare este foarte mică este necesar de a mări valoarea Uce.În atare caz vom determina mai precis valoarea Ic.

Din aceste considerente alegem Uce = 60 (V).Triunghiurile respective care corespund datelor obţinute iniţial sunt

prezentate în fig.37 haşurat.Acum putem nota:

h11e = Ube / Ib (Uce=const) = (590-562)*10-3 / 30*10-6 (Uce=30 V) = 0,93 (k);

(9.13)

h21e = Ic / Ib (Uce = const) = (23-17)*10-3 / 30*10-6 (Uce = 30 V) = 200; (9.14)

h22e = Ic / Uce (Ib =const) = (22-17)*10-3/ 78-18 (Ib = 150 A) = 0,066 (mS). (9.15)

Schema echivalentă a tranzistorului bipolar la frecvenţe joase este prezentată în fig.38.

56

Schema echivalentă prezentată în fig.38 poate fi descrisă cu ajutorul

următoarelor ecuaţii:

Ube = h11e Ib; (9.16)

Ic = h21eIb + h22eUce. (9.17)

În legătură cu valoarea redusă a reacţiei tranzistorului la frecvenţă joasă putem presupune h21e = 0.

Dacă tranzistorul funcţionează la frecvenţă înaltă,atunci toţi parametrii h devin numere complexe,adică pot fi reprezentaţi prin intermediul elementelor cu caracter activ şi reactiv.

În afară de aceasta valorile respective ale componentelor cu caracter activ şi reactiv variază odată cu frecvenţa.Din aceste considerente a fost modernizată şi schema echivalentă a tranzistorului la frecvenţă înaltă.În fig.39 este redată schema ecivalentă la frecvenţă înaltă pentru tranzistorul bipolar (schema Giacoletto).

Trantistorul KT 385 posedă următorii parametri la frecvenţă înaltă: = 3; Ic

*=6 (mA); c = 600 (pS); Ce = 75 (pF); f = 20 (MHz); // =2; Cc = 15 (pF)(conform variantei 8 din îndrumar).

Cc2

B C rb B1 Cc1

Cb1

e

Ube Ube rb1e rce Uce

SjUb

1e

E E

57

Ube Uceh11e 1/h22e

h21eIb

E E

Ib IcB C

Fig.38.Schema echivalentă a tranzistorului bipolar pentru frecvenţe joase.

Fig.39.Schema echivalentă a tranzistorului bipolar la frecvenţă înaltă

(cuplarea tranzistorului cu emitor comun).

Elementele rb,Cc1,Cc2 modelează regiunea bazei tranzistorului şi capacitatea joncţiunii colectorului.Elementele rb

1e şi Cb

1e modelează circuitul de intrare pentru

tranzistorul ideal (fără reacţie).Elementele rce şi SjUb1e modelează circuitul de

intrare al tranzistorului la cuplarea lui în schema cu emitor comun.Menţionăm,că generatorul echivalent de curent în circuitul de ieşire depinde de tensiunea Ube.Acest lucru ne permite să considerăm,că panta Sj nu depinde de frecvenţă.

Cu ajutorul schemei fizice echivalente putem determina orice parametru al tranzistorului la valoarea cunoscută a frecvenţei.De exemplu,h11e poate fi determinat dacă la ieşirea schemei avem scurtcircuit (Fig.40).

B rb

Cc1

h11e Cc2 rb1e Cb

1e

E

Fig.40.Schema echivalentă a tranzistorului bipolar utilizată la calcularea

valorii rezistenţei de intrare la frecvenţă înaltă.

Valorile parametrilor schemei echivalente sunt determinate conform relaţiilor următoare:

rb = c / Cc, (9.18)

unde rb – rezistenţa bazei tranzistorului bipolar; c = rbCc1 – constanta de timp pentru circuitul de reacţie al tranzistorului,

ridicată la curentul cunoscut Ic*;

Cc- capacitatea totală a joncţiunii colectorului.

Conform (9.18),avem:

58

rb = 3*600*10-12 / 15*10-12 = 120 ().

Ceilalţi parametri pentru regimul dat sunt determinaţi în modul următor

Cc1 = Cc / =15*10-12 / 3 = 5 (pF); (9.19)

Cc2 = Cc – Cc1 = 15*10-12 – 5*10-12 = 10 (pF); (9.20)

rb(Ic=) = rb Ic* / Ic = 120 (6*10-3 / 30*10-3) = 53,66 (); (9.21)

Sj(Ic=) =20*Ic = 20*30*10-3 = 600 (mSm); (9.22)

rb1e = h11e – rb(Ic=) = 0,93*103 – 53,66 =876,34 (); (9.23)

rce =1 / h22e = 1 / (0,066*10-3) = 15,15 (k); (9.24)

Cb1e =Ce + (Sj(Ic=) / lim) = 75*10-12 + (600*10-3 / (2*3,14*40*106)) = 75,23 (pF),

(9.25)

unde Ic* - valoarea curentului colectorului în punctul de funcţionare;

Sj(Ic=) – panta tranzistorului după joncţiunea emitorului;Ce – capacitatea de barieră pentru emitorul tranzistorului;lim = 2flim – frecvenţa de limită a tranzistorului;flim = f //;// - modulul coeficientului de transmitere a curentului tranzistorului

bipolar, cuplat după schema cu EC.

Putem calcula conductibilitatea de intrare a tranzistorului analizat (Rintr) şi capacitatea de intrare (Cintr).Pentru aceasta utilizăm formulele următoare:

Rintr = (rb1

e + rb)(1 + (f/fs)2)/(1 + (f/fs)2)((rb1e + rb)/rb); (9.26)

Cintr = Cc2 + (Cb1e + Cc1)rb

1e / (rb

1e + rb)(1 + (f/fs)2); (9.27)

unde fs = 1 / (2((rb1

e *rb)/(rb1

e + rb))(Cb1e = Cc1)). (9.28)

Ultima relaţie (9.28) nu trebuie calculată [6].Sunt efectuate calculele pentru Rintr şi Cintr ca funcţie de relaţia f /fs pentru zece valori de la 0,1 pînă la 1,0.

Pe baza (9.26) şi (9.27) determinăm:

59

- pentru f / fs = 0,1 - pentru f /fs = 0,6

Rintr = 507,73 (); Cintr = 84,85 (pF); Rintr = 174,70 (); Cintr = 65,59 (pF);

- pentru f / fs = 0,2 - pentru f / fs = 0,7

Rintr = 508,52 (); Cintr = 82,69 (pF); Rintr = 146,02 (); Cintr = 60,74 (pF);

- pentru f / fs = 0,3 - pentru f / fs = 0,8

Rintr = 395,97 (); Cintr = 79,36 (pF); Rintr = 126,15 (); Cintr = 56,10 (pF);

- pentru f / fs = 0,4 - pentru f / fs = 0,9

Rintr = 286,15 (); Cintr = 75,17 (pF); Rintr = 112,00 (); Cintr = 51,77 (pF);

- pentru f /fs = 0,5 - pentru f / fs = 1,0

Rintr = 218,10 (); Cintr = 70,30 (pF); Rintr = 101,47 (); Cintr = 47,80 (pF).

Problema 3.

Determinăm proprietăţile tranzistorului ca cheie electronică conform caracteristicilor statice de ieşire din fig.36.

În acest caz punctul de funcţionare al tranzistorului se va plasa sau în regim de blocare (tranzistorul este blocat),sau în regim de saturaţie (tranzistorul este cuplat).Tensiunea de rest Urest este determinată conform caracteristicilor de ieşire.Mai precis tensiunea de rest poate fi determinată conform formulei analitice:

Urest = 25 mV {ln[1 = (100 / KI ) + (100 / Ksat)] – ln[1 – (1 / Ksat)]} (9.29)

60

În scopul obţinerii unei valori reduse pentru timpul de cuplare al tranzistorului se recomandă de a aplica curent de intrare mai mare de cîteva ori decît cel ce asigură regimul de saturaţie,adică:

Ib cupl = Ksat Ic cupl / KI = Ksat Ec / Rs KI, (9.30)

unde Ksat este coeficientul de saturaţie.De regulă,acest coeficient are valori în limitele 3…5.

Puterea Pintr ce este asimilată de circuitul de intrare pentru cheia electronică ce se află în regim “ cuplată”:

Pintr = Ib cupl Ube cupl, (9.31)

unde valoarea Ube cupl se determină conform caracteristicii de intrare a tranzistorului pentru Uce = 0 (regim de saturaţie).Puterea disipată pe colectorul tranzistorului în regim “cuplat”:

Pc cupl = Ic cuplUrest (9.32)

Rezistenţa tranzistorului în regim “cuplat”:

Rcupl = Urest / Icupl (9.33)

Pe baza celor menţionate mai sus,determinăm:

Punctul O1 (Fig.36,c) corespunde regimului tranzistorului deschis.Respectiv,tensiunea de rest Urest = 11 (V).Pentru cazul analizat

Rcupl = 11 / (38 * 10-3) = 289,47 ().

Valoarea curentului bazei,necesară pentru cuplarea tranzistorului,este mai mare decît 375 A,iar la valori Ksat = 4

Ib cupl = 4 * 80 / 1,8 *103 *100 = 1,78 (mA).

Tranzistorul cuplat se află în regim de saturaţie,adică putem afirma că Uce == Urest = 0.Tensiunea de intrare ce corespunde curentului de cuplare Ib cupl se determină conform caracteristicii de intrare pentru valori Uce = 0 (Fig.36,a).În exemplul dat tensiunea Ube cupl = 0,45 (V).Respectiv,

Pintr = 1,78 * 10-3 * 0,45 = 0,801 (mW)

61

Pc cupl = 38 * 10-3 * 11 = 418 (mW).

Problema 4.

Trasarea caracteristicilor statice ale tranzistorului o vom ilustra pentru tranzistorul KП 313A (canal tip-n) (Fig.41).

Drenă

Grilă

Sursă

Fig.41.Tranzistorul cu efect de cîmp KП313A cu joncţiune p-n (canal tip-n).

Conform [6] tranzistorul posedă următorii parametri de bază: Ubloc = -2 (V);UGS = 1,15 (V) (la valori –ID = 5 mA);-ID max = 10 (mA);UDS max = 15 (V).

Conform datelor expuse mai sus putem determina valoarea tensiunii UGS max

ce corespunde ID max după formula:

UGS max = Ubloc + (UGS – Ubloc) / (ID / ID max)0,5 (9.34)sau

UGS max = -2 + (1,15 –(-2) / 0,5 = 2,45 (V).Ecuaţia caracteristicii căutate are forma:

-ID = ID max ((UGS – Ubloc) / (UGS max – Ubloc))2, (9.35)

unde ID max,UGS max,Ubloc prezintă punctele de bază ale caracteristicii statice prezentate schematic în fig.42.Reeşind din (9.35),vom obţine următoarele valori pentru –ID (mA) şi UGS (V),care ulterior vor fi incluse în tabelul 9.1

-ID (UGS = Ubloc) = 10*10-3((-2-(-2)) / (2,45 –(-2)))2 = 0 (mA);

-ID (UGS = -1) = 10*10-3((-1-(-2)) / (2,45 –(-2)))2 = 0,50 (mA);

-ID (UGS = 0) = 10*10-3((0-(-2)) / (2,45-(-2)))2 = 2,00 (mA);

-ID (UGS = 1) = 10*10-3((1-(-2)) / (2,45-(-2)))2 = 4,54 (mA);

-ID (UGS = 2) = 10*10-3((2-(-2)) / (2,45-(-2)))2 = 8,00 (mA);

62

-ID (UGS = UGS max) = 10*10-3((2,45-(-2)) / (2,45-(-2)))2 = 10,00 (mA);

Introducem datele obţinute în tabelul 9.1. Tabelul 9.1

Dependenţa ID = f (UGS)-ID, mA 0 0,50 2,00 4,54 8,00 10,00 UGS, V -2 -1 0 1 2 2,45

Tabelului 9.1 î-i corespund dependenţele trasate în fig.42.Deşi conform datelor teoretice curentul electronilor are reacţie negativă toate

caracteristicile sunt desenate în partea de sus a axelor de coordonate,adică curentul drenei este plasat pe coordonata + Y.

Între valorile de limită –ID max = 10 (mA) şi UDS max = 15(V) trasăm familia caracteristicilor de ieşire ale dispozitivului.

În regim activ de funcţionare a tranzistorului curentul drenei practic nu depinde de tensiunea aplicată la drenă.Aceasta ne permite să trasăm caracteristicile paralel cu axa tensiunii.Regimului activ de funcţionare a tranzistorului cu efect de cîmp î-i corespunde UDS = UGS – Ubloc.Marcînd aceste puncte UD,ce corespund diferitelor valori ale UGS,obţinem pe desen punctele 1,2,3,4,5.Ca rezultat vom obţine caracteristica statică a tranzistorului.Conform punctului de funcţionare (IDo,UDso) şi valorii rezistenţei sarcinii putem trasa dreapta de sarcină.Procedura este analogică rezolvării problemei 1 cu excepţia că este necesar să se determine valoarea IDo:

IDo = ( /ED/ - /UDso/ ) / Rs (9.36)

Deci IDo = ( /-15/ - /-3,0/ ) / 3 * 103 = 18 / 3 * 103 = 6 (mA).

Coordonatele punctului de funcţionare O sunt fixate în [6] (varianta 8),adică IDo = 4,0 (mA),iar UDSo = 5 (V).Unind punctul IDo = 6 (mA) cu punctul de funcţionare O şi continuînd dreapta obţinută pînă la intersecţia cu axa UDS,obţinem dreapta de sarcină a tranzistorului cu efect de cîmp KП 313А.

Determinăm acum coordonatele punctelor ce corespund regimului de blocare a tranzistorului:

- punctul 1 are coordonata UDS(1) = UGS max – Ubloc = 2,45 –(-2) = 4,45 (V);- punctul 2 are coordonata UDS(2) = UGS(2 V)-Ubloc = 2-(-2) = 4 (V);- punctul 3 are coordonata UDS(3) = UGS(1 V)-Ubloc = 1-(-2) = 3 (V);- punctul 4 are coordonata UDS(4) = UGS(0 V)-Ubloc = 0 –(-2) = 2 (V);- punctul 5 are coordonata UDS(5) = UGS(-1 V)-Ubloc = -1 –(-2) = 1 (V).

Pe familia caracteristicilor de ieşire şi transfer notăm punctul de funcţionare O al tranzistorului.Regiunea valorilor admisibile ale tensiunilor şi curenţilor este

63

mărginită din stînga prin punctele 1,2,3,4,5,iar din dreapta – cu valorile puterii admisibile ce poate fi disipată pe drena tranzistorului.Caracteristica puterii disipate prezintă o hiperbolă care este descrisă cu ajutorul ecuaţiei următoare:

PD disip= IDUDS (9.37)

Dacă comparăm acum rezultatele obţinute cu familiile de caracteristici reale prezentate în anexă observăm,că ele corespund satisfăcător în prima aproximaţie.Din anexa 5[6],avem UGSm = 0,4 (V),iar din fig.43 punctul de funcţionare O corespunde UGSo = 0,8 (V) /aproximativ/.

Deci pe caracteristica de transfer (Fig.42) punctul de funcţionare O se va afla pe diagramă,corespunzător UGS = 0,8 (V),adică ID = 4 (mA).Distorsiunile nu sunt prezente.Dispozitivul electronic va funcţiona în regim normal.

Pentru a determina coeficientul de amplificare este necesar de a utiliza valoarea medie a curentului drenei:

IDm = (IDm+ + IDm

-) / 2, (9.38)

unde IDm+ - este amplitudinea semiperioadei pozitive a semnalului;

IDm- - amplitudinea semnalului pentru semiperioada negativă.

IDm = (5,2 + 3,0) / 2 = 4,1 (mA)

Panta medie a dispozitivului

Smed = IDm / UGSm = 4,1*10-3 / 0,4 = 10,25 (mSm) (9.39)

Coeficientul de amplificare după tensiune pentru etajul de amplificare

KU = Smed Rs (9.40)

KU = 10,25*10-3*3*103 = 30,75;

Valoarea curentului de intrare este determinată de rezistorul din circuitul grilei RG,prin care se aplică tensiune constantă la grilă UGso.De regulă,RG = 106().La aşa condiţie coeficientul de amplificare după curent al dispozitivului:

KI = IDm / IGm = (IDmRG) / UGSm = SmedRG (9.41)

KI = 10,25*10-3*106 = 10250;

Rezistenţa de intrare Rintr = RG = 1 (M);Amplificarea etajului după putere

64

KP = KIKU = 10250 * 30,75 = 315187,5.

IDm,mA 12 10 UDS = 8 (V)

8 IDm

+

6 4,8 t

4 O 3,2 2 0,8 IDm

-

-3 -2 -1 0 0,4 1 1,2 2 3 4 UGS,V

UGS

UGSm = 0,4 (V)

t

Fig.42.Caracteristica de transfer ID=f(UGS) /UDS = 8(V)/ pentru tranzistorul

cu efect de cîmp tip KП 313А,obţinută prin metoda grafico-analitică.

ID,mA

12 Pdis

1 UGS = 2,5 (V) UD max 10

2 UGS = 2,0 (V) 8 2UGSm ID

IDo 6 3 O UGS = 1,2 (V) 4,54 UGS = 1,0 (V)

4 UGS = 0,8 (V) 4 UGS = 0,4 (V)2 5 UGS = 0,0 (V)

0,5 UGS =-1,0 (V)

65

0 1 4,45 5 15

2 4 6 8 10 12 14 16 UDS,V UGS max - Ubloc

UDS UDS max

UDS

2UDSm

t

Fig.43. Familia caracteristicilor de ieşire pentru tranzistorul cu efect de cîmp

KП 313A,obţinută prin metoda grafico-analitică.

KП 313A D UDS

UGSm = 0,4 (V) G 2k + 14 (V)

S

RG 1 (M)

EGSo = 0,8(V)

Fig.44.Schema cuplării tranzistorului cu efect de cîmp KП 313A.

Problema 5.

Pentru tranzistoarele cu efect de cîmp la frecvenţe reduse se determină numai doi parametri de bază: panta caracteristicii de transfer SD = (ID / UGS ) (pentru UGS = const) şi rezistenţa de ieşire Rieş = (UDS / ID) (pentru UGS = const).

Pentru asemenea analiză rezistenţa de intrare Rintr se consideră egală cu RG şi egală cu 1 (M).

Parametrii SD şi Rieş sunt determinaţi de unghiul de înclinare al caracteristicilor de transfer şi de ieşire pentru punctul dat de funcţionare.Ca şi în cazul tranzistoarelor bipolare valorile ID şi UGS sunt luate 20% de la nominala în punctul de funcţionare.Luînd în consideraţie că caracteristicile de ieşire au o înclinare foarte redusă o să majorăm considerabil valoarea UDS.

Conform caracteristicii de transfer (Fig.42)a problemei 4,avem IDo = 4 (mA);iar după caracteristica de ieşire (Fig.43) ale aceleiaşi probleme UDSo = 5 (V).

66

Presupunînd

IDo = 0,2*4*10-3 = 0,8 (mA);

UDSo= 0,2*5 = 1 (V),

determinăm cu ajutorul caracteristicii de transfer

SD = ID / UGS = 0,8*10-3 / 0,3 = 2,66 (mSm); (9.42)

Majorăm UDS. Conform caracteristicii de ieşire determinăm acum valoarea

Rieş = UDS / ID = 6 / 0,3*10-3 = 20 (k). (9.43)

Schema echivalentă a tranzistorului va avea forma prezentată în fig.45.Deseori neglijăm cu valoarea rezistenţei de intrare şi atunci tranzistorul cu efect de cîmp poate fi modelat doar prin intermediul circuitului de ieşire.

Calculele respective ale parametrilor tranzistorului cu efect de cîmp la frecvenţe înalte sunt efectuate cu ajutorul schemei echivalente prezentate în fig.46.Toate elementele acestei scheme nu depind de frecvenţă.Circuitul grilei este modelat prin capacitatea CGS şi rezistenţa canalului rc.Circuitul de ieşire se modelează prin rezistenţa canalului curentului alternativ R ieş,capacitatea drenă-sursă CDS,genaratorul echivalent de curent SDUGS.Reacţia între intrarea şi ieşirea tranzistorului se determină de capacitatea CGD.Nominalele acestor capacităţi sunt indicate în îndrumare,iar Rieş poate fi acceptat egal cu 105 ().Valorile rc sunt indicate în anexa 5[6].

IG ID

G D2,66*UGS

UGS=0,3(V) 1 (M) RG Rieş 20 (k) UDS = 6(V)SD UGS

S S

Fig.45.Schema echivalentă a tranzistorului cu efect de cîmp la frecvenţă

joasă.

1 (pF)

67

G 7 (pF) CGD D

UG1

S CGS Rieş SD UGS

UGS= 0,3 CDS UDS =6 (V)

50 () rc 20(k) 2,66[mSm]*0,3

S S

Fig.46.Schema echivalentă fizică pentru tranzistorul KП 313A.

O particularitate importantă a schemei prezentate (Fig.46) este faptul,că generatorul echivalent depinde de tensiunea aplicată direct pe grilă UG

1S şi nu

depinde de tensiunea de intrare UGS.Anume această particularitate şi reflectă dependenţele reale de frecvenţă a parametrilor dispozitivului (SD şi Rintr).

Utilizînd schema echivalentă,putem efectua unele calcule importante.Pentru frecvenţa 100 (MHz) valoarea

k = rcCGS = 2*108*50*7*10-12 = 0,22. (9.44)

Acum putem determina componenta activă pentru conductibilitatea de intrare:

Rintr (fr. în.) = 1 / gintr = rc (1 + k2) / k2 = 50*(1 + 0,222) / 0,222 = 1,08 (k) (9.45)

Cunoscînd datele respective,determinăm şi valoarea pantei pentru tranzistorul analizat: /S/ = SD / 1 + k2, (9.46)unde SD – valoarea pantei la frecvenţă joasă.

/S/ = 2,66*10-3 / 1 + 0,222 = 2,72 (mSm).

Rezultă că odată cu creşterea frecvenţei panta variază foarte slab,iar rezistenţa de intrare a tranzistorului se reduce (cade valoarea coeficientului de amplificare al etajului).

În cazul analizat

KU (100 MNz) = /S/ * Rs = 3*103 * 2,72*10-3 = 8,16; (9.47)

KI (100 MHz) = Rintr * /S/ = 1,08 * 103*2,72*10-3 = 2,94, (9.48)

adică KI (100 MHz) se reduce de 348,64 ori faţă de parametrul său la frecvenţă joasă şi

KP (100 MHz) = KU(100 MHz) * KI(100 MHz) = 8,16 *2,94 = 23,99.

68

Problema 6.

La valori reduse ale tensiunii drenei tranzistorul cu efect de cîmp prezintă un rezistor liniar,nominala căruia depinde de potenţialul aplicat la grilă.Pe caracteristicile de ieşire această regiune este numită ohmică sau tip triodă.

Schema unui atenuator al semnalului alternativ,care utilizează regimul indicat al tranzistorului cu efect de cîmp, este prezentată în fig.47.

R CD CD

D VT Uieş

Uintr R

G S RG UGS

Fig.47.Schema unui atenuator de semnal în baza tranzistorului cu efect de

cîmp.

Proprietăţile de regulator sunt descrise de ecuaţia R = f(UGS),unde R prezintă rezistenţa tranzistorului curentului alternativ în regimul de funcţionare ales.Caracteristica este trasată prin calcularea înclinării porţiunii iniţiale a caracteristicilor de ieşire pentru diferite valori ale UGS.Puterea semnalului la ieşirea atenuatorului Pieş = Uieş

2 / 2 R.Puterea de dirijare la intrarea regulatorului se determină ca Pdir = UGS

2 / RG.Tensiunea continuă UGS şi valoarea amplitudinii semnalului Uieş practic sunt identice (de ordin Uo).Rezultă că coeficientul de amplificare după putere (maxim) al regulatorului KP max = RG / 2 Rmin.

Conform caracteristicilor statice ale dispozitivului (Fig.43,coordonatele punctelor 1…5) determinăm cinci valori ale rezistenţei tranzistorului în regim ohmic

R(1) = UDS(1)/ ID(1) = 4,45 /(10,00*10-3) = 0,44 (k) (UGS = 2,45 (V));

R(2) = UDS(2) / ID(2) = 4 / (8,00*10-3) = 0,50 (k) (UGS = 2,00 (V));

R(3) = UDS(3) / ID(3) = 3 / (4,54*10-3) = 0,66 (k) (UGS = 1,00 (V));

69

R(4) = UDS(4) / ID(4) = 2 / (2,00*10-3) = 1,00 (k) (UGS = 0 (V));

R(5) = UDS(5) / ID(5) = 1 / (0,50*10-3) = 2,00 (k) (UGS = -1,00 (V)).

Ca rezultat obţinem dependenţa trasată în fig.48.Amplificarea maximă a regulatorului

KP max = 106 / 2 * 440 = 1136,36.

R,k 5 4

3 2

5

4 1 3 2 1

-2 -1 0 1 2 2,45 UGS,V

Fig.48.Caracteristica regulatorului conform datelor prezentate în problema 6.

CUPRINS

1. Tehnologia de fabricare a tranzistorului bipolar KT385. 32. Procedee fizice în tranzistoarele bipolare. Diagramele energetice ale tranzistoarelor. 93. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar. 17 3.1. Sistemele caracteristicilor statice. 17 3.2. Caracteristici statice ale tranzistorului,cuplat după schema cu bază comună (BC). 18 3.2.1. Caracteristici de intrare. 18 3.2.2. Caracteristici de ieşire. 19 3.2.3. Caracteristici de transmitere a curentului. 20 3.2.4. Caracteristici ale reacţiei inverse. 21 3.3. Caracteristici statice ale tranzistorului,cuplat după schema cu emitor comun (EC). 21 3.3.1. Caracteristici de intrare. 21 3.3.2. Caracteristici de ieşire. 23

70

3.3.3. Caracteristici de transmitere a curentului. 26 3.3.4. Caracteristici ale reacţiei inverse. 27 3.4. Analiza schemei de conexiune colector comun (CC). 284. Ridicarea parametrilor de bază ai tranzistoarelor bipolare. 305. Analiza schemelor echivalente ale tranzistoarelor bipolare şi determinarea parametrilor acestora la semnal de nivel jos. 386. Funcţionarea tranzistoarelor bipolare la frecvenţă înaltă. 47 6.1. Circuitul echivalent Giacoletto. 477. Analiza modelului matematic al tranzistorului bipolar. 508. Utilizarea practică a tranzistorului bipolar KT385 în sche – mele electrice principiale. 539. Compartiment practic (probleme). 53

Problema 1. 53 Problema 2. 56Problema 3. 61Problema 4. 62Problema 5. 67Problema 6. 69

Bibliografie. 71

Bibliografie

1. Пасынков В.В.Полупроводниковые приборы.-М.: Высшая школа,1981.- 432 c.2. Батушев Б.А. Электронные приборы.-M.: Высшая школа,1980.- 383 c.3. Манаев Е.И. Основы радиоэлектроники.-М.: Радио и связь,1990.-512 c.4. Полупроводниковые приборы: транзисторы.Справочник./ Под ред. Н.Н.Горюнова.-М.: Энергоатомиздат,1985.-864 c.5. Vasilescu,Lungu.Dispozitive electronice.Manual pentru ingineri inferiori.Cahul.: 1989.- 456 p.6. Îndrumări metodice privind îndeplinirea tezei de an.Dispozitive electronice.Catedra Telecomunicaţii. Universitatea Tehnică a Moldovei.Nd/o 557.Alcătuitori - Nicolae Bejan,Pavel Nistiriuc,Valeriu Dorogan.1996.-52 p.

71