1

2. TRANZISTOARE BIPOLARE

2.1. Generaliti

Tranzistorul bipolar sau tranzistorul bipolar cu jonciuni (acronimul TB sau TBJ) este unul dintre cele mai utilizate dispozitive semiconductoare n electronic. Numele de tranzistor pune n eviden funcia de amplificare a semnalelor, realizat de dispozitiv, echivalent cu un transfer de rezisten (transfer resistor). Denumirea bipolar provine din nsi funcionarea dispozitivului, bazat pe deplasarea simultan a dou tipuri de purttori mobili de sarcin: electroni i goluri. Tranzistorul bipolar poate juca rolul de surs comandat de curent sau de comutator.

Fig. 2.1.1. Structurile schematizate i simbolurile grafice pentru cele dou tipuri de TB:

a. TB de tip NPN; b. TB de tip PNP

Tranzistorul bipolar este constituit din trei straturi semiconductoare cu dopare alternant (NPN sau PNP), care determin dou jonciuni PN. Prin urmare, dou configuraii sunt posibile: tranzistoare bipolare NPN i tranzistoare bipolare PNP. Concentraia de impuriti difer n cele trei regiuni. Cele dou straturi extreme de acelai tip sunt emitorul (E) - puternic dopat - i colectorul (C) - cu o dopare mai slab cu impuriti, dar cu o lrgime mai mare. Stratul median, numit baz (B), este foarte ngust i mai puin dopat dect emitorul. Electrozii metalici externi (terminalele TB) poart numele regiunilor tranzistorului: emitor, baz i colector. Structurile schematizate i simbolurile grafice ale celor dou tipuri de tranzistoare bipolare sunt date n fig. 2.1.1. n simbolul grafic al tranzistorului bipolar, sgeata din emitor desemneaz jonciunea de comand a tranzistorului i este orientat n sensul curentului direct al acesteia. Structura tranzistorului bipolar conine jonciunea baz-emitor, notat BEj i

denumit jonciune de comand, i jonciunea baz-colector, notat BCj .

Fig. 2.1.2. Sensurile normale ale curenilor TB.

E N++ N+P+ C

B

a.

emitor baza colector

E P+ PN C

B

emitor baza colector

E C

B

E C

B b.

2

Tranzistorul bipolar poate fi privit ca un nod de circuit. Sensurile normale ale curenilor (fig. 2.1.2) corespund regimului activ normal de funcionare al TB i conduc la ecuaia

BCE iii += . (2.1.1)

De asemenea, considernd ochiul de circuit care conine electrozii tranzistorului, se obine 0uuu BCEBCE =++ . (2.1.2)

Ecuaiile (2.1.1) i (2.1.2) sunt valabile pentru ambele tipuri de tranzistoare bipolare.

a) Efectul de tranzistor Utilizarea tranzistoarelor bipolare n aplicaii de tipul amplificatoarelor de semnal se bazeaz pe

efectul de tranzistor. Pentru ca apariia acestui efect s fie posibil, structura tranzistorului bipolar trebuie s ndeplineasc urmtoarele dou condiii tehnologice: - grosimea constructiv a bazei s fie foarte mic ; - regiunea emitorului s fie mult mai dopat cu impuriti dect regiunea bazei.

Efectul de tranzistor apare ntr-un TB cu jonciunile polarizate n moduri diferite (una direct, iar cealalt invers) i const n comanda unui curent invers important prin jonciunea polarizat invers, prin intermediul curentului direct al celeilalte jonciuni.

Din cauza asimetriei tranzistorului n raport cu regiunea bazei, efectul de tranzistor este mult mai pronunat n regim activ normal (jBE polarizat direct, iar jBC polarizat invers). n aceste condiii, innd seama c UBC> 0CBI , dar ambii cureni pot fi neglijai.

b) Regimuri de funcionare. Modele de c.c. n funcie de modul de combinare al polarizrilor jonciunilor baz-emitor i baz-colector ale

unui tranzistor bipolar, pot fi stabilite patru regimuri de funcionare, dup cum urmeaz: - regimul activ normal (RAN), atunci cnd jBE este polarizat direct i jBC este polarizat invers; - regimul activ invers (RAI), atunci cnd jBE este polarizat invers i jBC este polarizat direct; - regimul de saturaie (RS), atunci cnd ambele jonciuni ale tranzistorului sunt polarizate direct; - regimul de blocare (RB), atunci cnd ambele jonciuni ale tranzistorului sunt polarizate invers. n tabelul 2.1.1, se prezint schematic aceste regimuri de funcionare, mpreun cu polaritile tensiunilor BEU i BCU , pentru ambele tipuri de tranzistoare bipolare: NPN i PNP.

Considernd regimul activ normal al unui TB de tip NPN, pentru TCB UU se obine ecuaia

(2.1.3), n care ICB0 este curentul rezidual de colector al TB cu emitorul n gol i poate fi neglijat n raport cu IC. Modelul (simplificat) de c.c. al TB funcionnd n RAN, este cel din fig. 2.1.3.a.

Dac se ine seama de valorile foarte mici ale curenilor reziduali, modelul simplificat al unui tranzistor bipolar blocat se rezum la un ntreruptor deschis, ca n fig. 2.1.3.b. Frontiera dintre regimurile activ normal i de blocare ale unui tranzistor bipolar este descris de ecuaia 0UBE = .

3

Tabelul 2.1.1. Regimurile de funcionare ale unui TB

Polarizarea Regimul de

funcionare

Tipul TB

jonciunii baz-emitor jonciunii baz-colector

Direct Invers NPN 0UBE 0UBC

Regimul activ normal (RAN) PNP 0UEB 0UCB

Invers Direct NPN 0UBE 0UBC

Regimul activ invers (RAI)

PNP 0UEB 0UCB Direct Direct

NPN 0UBE 0UBC Regimul de saturaie

(RS)

PNP 0UEB 0UCB

Invers Invers NPN 0UBE 0UBC

Regimul de blocare (RB)

PNP 0UEB 0UCB a. b.

Fig. 2.1.3. Modelul simplificat de c.c. pentru un TB de tip NPN: a. n RAN ; b. n RB.

Fig. 2.1.4. Modele simplificate de c.c., cu circuit echivalent, pentru un TB tip NPN, n RS: a. modelul cu ntreruptor nchis; b. modelul cu surse de tensiune.

n regim de saturaie, TB are ambele jonciuni polarizate direct. Reprezentarea simplificat a

unui tranzistor bipolar saturat este aceea de ntreruptor nchis (fig. 2.1.4.a). Pentru tranzistoare de mic putere, valorile uzuale ale ( )satBEU sunt de V8,0V7,0 , n timp ce ( )satCEU are valori de

V3,0V05,0 . Un model frecvent utilizat pentru reprezentarea unui tranzistor bipolar saturat este acela

din fig. 2.1.4.b, n care sunt evideniate cele dou tensiuni: ( )satBEU i ( )satCEU .

Bb.

IE(sat) IC(sat)

IB(sat)

UBE(sat)

UCE(sat)E CE C

Ba.

IE(sat) IC(sat)

IB(sat)

4

2.2. Conexiuni. Caracteristici statice

a) Conexiunile tranzistorului bipolar Unui TB i se poate asocia un cuadripol, prin apartenena unui electrod att la circuitul de intrare, ct i la acela de ieire al cuadripolului. ntruct oricare dintre cei trei electrozi ai tranzistorului poate s fie borna comun a circuitelor de intrare i de ieire ale cuadripolului, rezult trei moduri de conectare ale dispozitivului, denumite conexiuni, i anume: conexiunea baz comun (BC) fig. 2.2.1.a, conexiunea emitor comun (EC) fig. 2.2.1.b i conexiunea colector comun (CC) fig. 2.2.1.c. Pentru fiecare conexiune, electrodul din circuitul de intrare (CI) al cuadripolului i electrodul din circuitul de ieire (CO) sunt cei precizai n fig. 2.2.1.

Fig. 2.2.1. Conexiunile TB: a. conexiunea baz comun (BC); b. conexiunea emitor comun (EC); c. conexiunea colector comun (CC)

b) Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar

Caracteristicile statice exprim grafic dependena dintre curenii unui TB i tensiunile aplicate la bornele acestuia, n regim static, la o temperatur precizat. Cuadripolul echivalent al tranzistorului bipolar n regim static permite definirea a trei familii de caracteristici statice: de intrare, de ieire i de transfer. Fiecare familie se reprezint n cadranul I i exprim grafic dependena dintre trei mrimi (cureni sau tensiuni): una reprezentat pe ordonat, o alta reprezentat pe abscis, iar a treia mrime este parametrul familiei. Frecvent, n foile de catalog, sunt date familiile de caracteristici statice ale tranzistorului bipolar, pentru conexiunea EC. Ca exemple, vor fi prezentate sumar cele trei familii de caracteristici statice ale unui TB de tip

NPN, de mic putere ( mW300Pmax = ), la temperatur constant ( C25To

a = ) i pentru conexiunea

EC. Mrimile de intrare ale tranzistorului bipolar n conexiunea EC sunt curentul de baz i tensiunea baz-emitor, iar cele de ieire sunt curentul de colector i tensiunea colector-emitor.

Familia caracteristicilor statice de intrare exprim grafic dependena dintre cele dou mrimi de intrare ale TB n conexiune EC ( BI i BEU ), avnd ca parametru o mrime de ieire ( CEU ):

( )ctT;ctUBEB aCE

UfI==

= . (2.2.1)

Caracteristicile statice de intrare (fig. 2.2.2.a) sunt foarte apropiate unele de altele, ceea ce arat o slab influen a tensiunii colector-emitor asupra curentului de baz.

Familia caracteristicilor statice de transfer exprim grafic dependena dintre curentul de ieire i tensiunea de intrare ale TB n conexiune EC, considernd ca parametru al familiei tensiunea CEU :

( )ctT;ctUBEC aCE

UfI==

= . (2.2.2)

Valorile mrimilor electrice din (2.2.2) corespund regimului activ normal al TB. Reprezentarea grafic a acestei familii de caracteristici este dat n fig. 2.2.2.b.

UCB

E C

B B

UEB

IE IC

CI CO

a.

IE

UBC

E

C C

B

CI CO

c.

IB

UECUCE

E E

C

B

UBE

IC

IB

CI CO

b.

5

Familia caracteristicilor statice de ieire exprim grafic dependena dintre mrimile de ieire ale TB n conexiune EC ( CI i CEU ), avnd ca parametru o mrime de intrare ( BI sau BEU ):

( )ctT;ctICEC aB

UfI==

= . (2.2.3)

n planul familiei caracteristicilor statice de ieire, avnd ca parametru curentul de baz (fig. 2.2.3), pot fi separate trei regiuni, care se numesc ca i regimurile de funcionare crora le corespund: regiunea activ normal (RAN), regiunea de saturaie (RS) i regiunea de blocare (RB).

n majoritatea aplicaiilor de amplificare a semnalelor, punctul de funcionare al tranzistorului bipolar nu prsete regiunea activ normal, situaie n care, puterea disipat pe cele dou jonciuni,

CECCBCBEED UIUIUIP += , (2.2.4)

poate atinge valori mari. a. b.

Fig. 2.2.2. a. Familia caracteristicilor statice de intrare. b. Familia caracteristicilor statice de transfer.

Fig. 2.2.3. Familia caracteristicilor statice de ieire

I mC[ A]

UBE[V]

T =25 CaO

U =15 VCE

U =10 VCE

U =5 VCE

2

4

6

8

00,5 1

6

c) Influena temperaturii asupra caracteristicilor statice ale tranzistorului bipolar Efectul variaiei temperaturii asupra caracteristicilor statice se manifest prin creterea

curenilor dispozitivului, odat cu creterea temperaturii, ca n fig. 2.2.4, n care s-a presupus c parametrul familiei este meninut constant i se modific numai temperatura.

Fig. 2.2.4. TB n conexiunea EC, n RAN. Influena temperaturii asupra caracteristicilor statice:

a. de transfer; b. de ieire Toi parametrii statici ai unui TB sunt funcii de temperatur. Curenii reziduali ai tranzistorului

bipolar cresc odat cu creterea temperaturii, ca i la dioda redresoare. n cazul particular al funcionrii tranzistorului n regim activ normal, la un curent constant de colector ( CI ), tensiunea baz-emitor scade liniar la creterea temperaturii, dup relaia

( ) ( ) TbTUTUCI0BECIBE

+=

, (2.2.5)

n care C/mV2b . n cazul factorilor statici de amplificare n curent, N i N , se constat

creterea valorii parametrului, la creterea temperaturii. Modelele matematice ale TB n regim activ normal evideniaz dependena curentului de

colector de trei parametri statici, ( )NBE0CBC ,U,IfI = . (2.2.6)

Curentul de colector are un coeficient pozitiv de temperatur, iar variaia curentului de colector poate fi exprimat n funcie de variaiile parametrilor statici.

d) Solicitri maxime n curent i n tensiune Pentru evitarea deteriorrii tranzistorului bipolar prin nclzire excesiv i pentru asigurarea

unei funcionri a acestui dispozitiv la parametrii garantai de productor, se impune s nu se depeasc valorile limit absolut (VLA) precizate n catalog, oricare ar fi regimul de lucru al dispozitivului. Pentru tranzistoarele bipolare de uz general i de mic putere, productorul specific principalele valori limit absolut termice i electrice. Dintre valorile limit absolut de natur termic,

specificate la C25T oa = , cele mai importante sunt : puterea disipat maxim admisibil maxP (sau

totP ), temperatura maxim a jonciunilor ( maxjT ), valorile maxime ale rezistenelor termice jonciune-

mediu ambiant athjR i jonciune-capsul cthjR . Pentru starea de conducie a tranzistorului bipolar,

sunt stabilite valorile limit ale curenilor de colector ( maxCI ) i de baz ( maxBI ). Tensiunea la care

se produce creterea rapid a unui curent rezidual reprezint tensiunea de strpungere a jonciunii sau a structurii. Din aceast categorie de tensiuni, productorul specific 0EBU , 0CBU , 0CEU .

IC

IC

UBE

T > T0

UCE= ct

0

T0T

a.

IC

UCE

T > T0

0

T0T

T0

T

T0

TIB2

IB1

IB= 0

b.

7

Fig. 2.2.5. Aria de funcionare n siguran n c.c. Fig. 2.3.1. Circuit de polarizare cu rezisten n emitor

innd seama de toate limitrile care sunt impuse unui tranzistor bipolar n funcionare, n

planul caracteristicilor statice de ieire, se stabilete o zon de funcionare sigur a dispozitivului (fig. 2.2.5), numit arie de funcionare n siguran ; aceasta este delimitat de hiperbola de disipaie maxim ( maxP ), 0CEU i maxCI .

2.3. Circuite de polarizare

Circuitul de polarizare este un circuit electric de c.c., care permite fixarea punctului static de funcionare (p.s.f.) al tranzistorului bipolar n regiunea activ normal a caracteristicilor statice i care asigur meninerea poziiei (stabilizarea) punctului respectiv. Aceast problem este important n practic, deoarece caracteristicile statice, ca i parametrii statici ai tranzistorului, au o mare dispersie de fabricaie i, n plus, depind puternic de temperatur. Pentru toate circuitele cu tranzistoare bipolare, p.s.f. al dispozitivului trebuie s se gseasc n interiorul ariei de funcionare n siguran (AFS).

Stabilizarea p.s.f. n raport cu condiiile de funcionare este asigurat n: circuitele liniare de polarizare, prin utilizarea unei reacii negative n c.c., dup curentul de ieire

al tranzistorului sau dup tensiunea de ieire a acestuia; circuitele neliniare de polarizare, prin alimentarea tranzistorului la curent constant. n vederea comparrii diferitelor circuite de polarizare, din punctul de vedere al stabilizrii p.s.f., se studiaz sensibilitatea mrimilor electrice IC i UCE, care caracterizeaz p.s.f., la variaiile principalilor parametri statici ai TB i ale altor elemente de circuit (tensiuni continue de alimentare, rezistene). Un circuit liniar de polarizare, frecvent ntlnit n aplicaii, este circuitul de polarizare cu rezisten n emitor (fig. 2.3.1). O singur surs de tensiune continu stabilizat (+VCC) asigur polarizarea corect a ambelor jonciuni ale tranzistorului (tensiunile UBEQ > 0 i UCBQ > 0 i de valori impuse). Acest circuit permite meninerea p.s.f. ntr-o vecintate mic a poziiei iniiale. n circuitul de polarizare din fig. 2.3.1, constituit din rezistorii RB, RC, RE i sursa de tensiune continu VCC, mrimile electrice (IBQ, ICQ, IEQ, UBEQ, UCEQ, UCBQ) ce caracterizeaz p.s.f. Q al tranzistorului bipolar, fixat n regiunea activ normal a caracteristicilor statice de ieire, satisfac ecuaiile:

EEBEBBCC IRUIRV ++= , (2.3.1)

EECECCCC IRUIRV ++= , (2.3.2)

CBCCBB UIRIR += , (2.3.3)

IC max

IC

UCEUCE00

IB = ct

Ta= 25 Co

Aria

de functionare

in siguranta (AFS) Pmax

8

( ) 0CBNBNC I1II ++= . (2.3.4) Considernd N >> 1 i REN >>RB, se obine expresia simplificat a curentului de colector de forma

( )

E

0CBEBBECCC R

IRRUVI

++ . (2.3.5)

n aceste condiii, curentul de colector devine independent de parametrul static N. Rezistorul RE asigur o reacie negativ serie de curent, prin intermediul creia se stabilizeaz

p.s.f. al tranzistorului. Astfel, orice tendin de modificare a curentului de colector este imediat sesizat la intrarea circuitului i determin modificarea n sens opus a curentului de baz i a tensiunii baz-emitor; aceste dou mrimi comand revenirea curentului de colector la valoarea iniial.

2.4. Modele de semnal mic

n cele mai multe circuite de procesare a semnalelor analogice, tranzistoarele bipolare funcioneaz n regim de variaii mici, n jurul unui punct Q de repaus, din regiunea activ normal. Poate fi stabilit un model liniar al tranzistorului bipolar, valabil pentru variaii mici i lente ale diferitelor mrimi electrice, n jurul valorilor de regim static.

Regimul variabil de semnal mic este regimul variabil al tranzistorului bipolar, n care este ndeplinit condiia de semnal mic :

Tbe Uu i Tbc Uu . (2.4.1)

n inegalitile de mai sus, apar variaiile tensiunilor UBE i UBC ale tranzistorului. Condiia de semnal mic este aceeai indiferent de conexiunea dispozitivului.

a) Modelul cu parametri hibrizi Pentru descrierea comportrii tranzistorului bipolar la variaii mici, de frecvene joase, este

preferat modelul cu parametri hibrizi. La frecvene joase, toi parametrii hibrizi au valori independente de frecven. Modelul cu parametri hibrizi este reprezentat n fig. 2.4.1.b i corespunde reprezentrii dispozitivului ca un cuadripol (fig. 2.4.1.a).

a. b. Fig. 2.4.1. a. Cuadripolul asociat TB n regim variabil de semnal mic i frecvene joase.

b. Modelul general cu circuit echivalent, cu parametri hibrizi Relaiile care definesc acest model sunt urmtoarele :

2121111 uhihu += , (2.4.2)

2221212 uhihi += . (2.4.3) Curentul de intrare i tensiunea de ieire sunt variabilele independente, iar tensiunea de intrare i curentul de ieire sunt variabilele dependente.

Mrimile ijh cu 2,1j,i = reprezint parametrii dinamici de semnal mic ai tranzistorului bipolar,

numii parametri hibrizi, ntruct au semnificaii diferite (rezisten, conductan, adimensionali). Valorile parametrilor hibrizi sunt diferite de la o conexiune la alta a TB, pentru acelai p.s.f. i la aceeai temperatur. Pentru a distinge cele trei seturi de valori ale parametrilor hibrizi, ce

i2

u1 u2

2

2'

1

1'TB

i1

21

u1

i2i1

h21i1

h12u2

h11h22 u2

1 2

9

caracterizeaz acelai TB, n aceleai condiii de msurare, se ataeaz acestora un indice suplimentar:

ijeh pentru conexiunea EC, ijbh conexiunea BC, ijch pentru conexiunea CC. Parametrii hibrizi ai

tranzistorului bipolar, pentru o anumit conexiune, depind de datele tehnologice ale tranzistorului, de p.s.f. ales i de temperatur. De exemplu, pentru un tranzistor bipolar tip NPN, cu codul BC 171C, n

p.s.f. mA2ICQ = , V5UCEQ = i la C25To

a = , valorile parametrilor ijeh sunt urmtoarele:

= k7,8h e11 ; 4

e12 103h

= ; 675h e21 = ; 15

e22 106h

= .

Dac e12h i e22h au valori foarte mici i poate fi neglijat rezistena 1/h22e n raport cu

rezistena extern conectat ntre C i E, tranzistorul poate fi nlocuit cu modelul hibrid simplificat, obinut considernd 0h e12 = i 0h e22 = .

b) Modelul natural n Elaborarea modelului natural n , denumit i modelul Giacoletto, s-a bazat pe analiza proceselor fizice care se petrec ntr-un TB, n regim de variaii mici n jurul unui p.s.f. din regiunea activ normal a caracteristicilor statice de ieire. Acest model de semnal mic, este prezentat n fig. 2.4.2, pentru TB n conexiunea EC. Aceeai structur poate fi utilizat i pentru descrierea comportrii tranzistorului n conexiunile BC i CC, n orice domeniu de frecvene: joase, medii sau nalte.

Fig. 2.4.2. Modelul natural n al TB n conexiunea EC

La frecvene joase (domeniu n care poate fi neglijat efectul celor dou capaciti interne ebC ,

cbC ), modelul Giacoletto va conine numai elementele de natur rezistiv ( bbr , ebr , cbr , cer ) i este

echivalent cu modelul cu parametri hibrizi, al TB n conexiune EC. Pe baza acestei echivalene, se pot

determina, prin calcul, rezistenele modelului Giacoletto n funcie de parametrii ijeh cu 2,1j,i = .

Pentru valorile parametrilor hibrizi menionate mai sus, s-au obinut ebr = k65,8 , bbr = 50 ,

cbr = M833,28 , cer = k32,27 . n aceleai condiii, s-au obinut mg = V/mA78 , ebC = pF312 i

cbC = pF45,0 . De cele mai multe ori, efectele rezistenelor cbr i cer se neglijeaz.

2.5. Caracteristici generale ale amplificatoarelor de semnal mic

ntr-un amplificator de semnal mic, se presupune ndeplinit condiia de semnal mic pentru toate tranzistoarele. Performana funcional i rezistenele de intrare i de ieire reprezint caracteristicile eseniale ale amplificatoarelor de semnal mic. Din caracteristicile de frecven ale performanei funcionale, se extrag amplificarea n band i banda de trecere.

a) Caracteristici de regim armonic permanent Amplificatoarele de semnal mic sunt circuite electronice liniare care nu modific forma

semnalului amplificat. n domeniul frecven, pentru descrierea comportrii amplificatorului n regim

B

ube uce

E

ib

ube

rbb B C

E

rbe Cbe

Cbc

rbc

gmube rce

ic

10

armonic permanent, se folosete amplificarea complex ( A ), definit ca raportul amplitudinilor

complexe ale semnalelor de ieire i de intrare, sau funcia de transfer A(s) (cu s = j i =2f), definit ca raportul transformatelor Laplace ale semnalelor de ieire i de intrare (condiii iniiale nule):

i

o

X

XA = sau ( )

( )( )sXsX

sAi

o= . (2.5.1)

Funcia de transfer n frecven poate fi exprimat prin modulul A() i faza ():

( ) ( ) ( ) ( ) ( )=+== jeAjQPjAA . (2.5.2) Amplificatoarele de semnal mic reale au caracteristici de frecven care difer de acelea ale amplificatorului ideal: modulul amplificrii are o poriune de nivel maxim i aproape constant pe un domeniu limitat de frecvene (fig. 2.5.1), iar faza amplificrii este o funcie neliniar de frecven.

Fig. 2.5.1. Caracteristica modul-frecven a amplificatorului real de c.a.

Pe caracteristica modulului amplificrii (fig. 2.5.1), sunt evideniai doi parametri importani

pentru caracterizarea comportrii amplificatoarelor de semnal mic n regim armonic permanent i anume: amplificarea n band (A0), i banda de frecvene de trecere (B). Amplificarea n band reprezint valoarea maxim a modulului amplificrii n banda de frecvene

de trecere (notaia general, A0). Banda de frecvene de trecere, B, definit ca domeniul de frecvene cuprins ntre frecvena limit

inferioar (sau limit de jos) jf i frecvena limit superioar (sau limit de sus) sf . Cele dou

frecvene caracteristice sunt definite prin relaiile:

( )707,0

A

jA

0

j=

i

( )707,0

A

jA

0

s=

. (2.5.3)

Banda de frecvene de trecere a unui amplificator de c.c. este determinat de frecvena limit superioar ( sfB = ntruct 0f j = ), iar n cazul unui amplificator de c.a., js ffB = .

Produsul amplificare-band, P, este o caracteristic a amplificatorului, definit de produsul dintre amplificarea n band i banda de trecere:

( )js00 ffABAP == , pentru amplificatoarele de c.a.; (2.5.4)

s00 fABAP == , pentru amplificatoarele de c.c. (2.5.5)

Amplificatoarele pot fi de tip neinversor sau inversor, dup cum A0=A0 sau A0= A0. n banda de trecere, semnalul de ieire va fi n faz cu semnalul de intrare n cazul amplificatoarelor neinversoare, sau defazat cu 1800 n amplificatoarele inversoare.

11

b. Reprezentarea tip cuadripol a amplificatorului Un amplificator poate fi reprezentat ca un cuadripol, la intrarea cruia se aplic un generator de

curent sau de tensiune, cu impedana intern sZ , iar la ieire se conecteaz o impedan de sarcin

( LZ ), ca n fig. 2.5.2.a sau b. Amplificatorul se comport fa de sarcin ca o surs echivalent de

tensiune sau de curent (comandat de semnalul de intrare), cu impedana intern oZ . n banda de

frecvene de trecere a amplificatorului, impedanele devin rezistene, curenii i tensiunile se noteaz ca valori instantanee ( oiois i,i,u,u,u etc.) iar performana funcional a circuitului (amplificarea de

tensiune, amplificarea de curent, rezistena de transfer sau conductana de transfer) este un numr real.

Fig. 2.5.2. Reprezentarea tip cuadripol a amplificatorului cu: a. surs de tensiune la intrare; b. surs de curent la intrare

n banda de trecere, principalele performane ale unui amplificator sunt urmtoarele: rezistena de intrare,

i

ii i

uR = ; (2.5.6)

rezistena de ieire,

0uo

oo

si

uR

=

= sau 0io

oo

si

uR

=

= ; (2.5.7)

amplificarea de tensiune,

i

o0U u

uA = ; (2.5.8)

amplificarea de curent,

i

o0I i

iA = . (2.5.9)

Pentru performanele funcionale AU i AI se mai definesc amplificarea de tensiune cu ieirea n gol,

=

LRi

o0u u

uA , (2.5.10)

amplificarea de curent cu ieirea n scurtcircuit,

12

0Ri

o0i

Li

iA

=

= . (2.5.11)

Ctigul unui amplificator este amplificarea exprimat n uniti logaritmice (decibeli). De exemplu, ctigul n tensiune, GU, exprim amplificarea de tensiune n uniti logaritmice, prin relaia

[ ] UU Alg20dBG = . (2.5.12) Dac pentru un amplificator se cunosc rezistena de intrare, rezistena de ieire i performana

funcional cu ieirea n gol sau n scurtcircuit, se poate deduce circuitul echivalent al amplificatorului. n cele ce urmeaz vor fi prezentate circuitele echivalente ale amplificatorului de tensiune i amplificatorului de curent. Circuitul echivalent al unui amplificator de tensiune

Mrimile reprezentative ale unui amplificator de tensiune sunt iu i ou , iar la intrarea circuitului

se conecteaz un generator de tensiune. Amplificatorul se comport fa de sarcin tot ca un generator de tensiune, cu tensiunea de ieire de mers n gol i0u uA i cu rezistena intern oR .

Circuitul echivalent al amplificatorului este dat n figura 2.5.3. Amplificarea global de tensiune a circuitului are expresia

si

i

oL

L0u

s

os0u RR

R

RR

RA

u

uA

+

+== . (2.5.14)

Pentru a avea un transfer optim (maxim) n tensiune de la generatorul de semnal la amplificator trebuie ca si RR >> . Pentru ca transferul n tensiune de la amplificator la rezistena de sarcin s

fie optim trebuie ca Lo RR

13

generator de curent, cu curentul de ieire de scurtcircuit i0i iA i cu rezistena intern oR .

Circuitul echivalent este dat n fig. 2.5.4. Amplificarea global de curent a circuitului are expresia

si

s

oL

o0i

s

os0i RR

R

RR

RA

i

iA

+

+== . (2.5.15)

Pentru a avea un transfer optim n curent de la generatorul de semnal la amplificator trebuie ca

si RR > . n concluzie, rezistenele de intrare i de ieire ale unui amplificator de

curent trebuie s satisfac ultimele dou inegaliti.

2.6. Circuite cu tranzistoare bipolare

2.6.1. Amplificatoare de semnal mic

Caracteristica general a tuturor amplificatoarelor de semnal mic este nivelul mic al semnalului de ieire (n comparaie cu valoarea absolut maxim pe care ar putea s-o ating) i ndeplinirea condiiei de semnal mic pentru toate dispozitivele active din structur. n circuitele echivalente ale acestor amplificatoare intervin dou categorii de capaciti: cele de cuplare i de decuplare (cu valori F100...F ), respectiv capacitile interne ale dispozitivelor active i capacitile parazite (cu valori pF100...pF ). Valorile mult diferite ale acestor dou catagorii de capaciti fac ca ele s nu influeneze simultan rspunsul n frecven al amplificatorului. Comportarea n frecven a circuitului este de tip filtru trece band. La frecvene joase, rspunsul amplificatorului este dictat de capacitile sale de cuplare sau de decuplare (cele interne sau parazite se comport ca nite ntreruperi de circuit), iar rspunsul la frecvene nalte este determinat de capacitile interne ale dispozitivelor active (capacitile de cuplare sau decuplare se comport ca nite scurtcircuite). Circuitul echivalent pentru domeniul frecvenelor medii nu conine capaciti (cele de cuplare sau decuplare sunt nlocuite cu scurtcircuite, iar cele interne - cu ntreruperi de circuit). Ca urmare, studiul comportrii n frecven se va realiza pe trei circuite echivalente diferite, pentru frecvene joase, medii, respectiv nalte.

Se va analiza comportarea la frecvene medii a unui amplificator de semnal mic, realizat cu un tranzistor bipolar n conexiune emitor comun (semnalul de intrare se aplic pe baz, iar cel de ieire se culege din colector). Schema de principiu a circuitului este dat n fig. 2.6.1. Tensiunea sinusoidal aplicat de la generator provoac variaii sinusoidale ale potenialului bazei i curentului de baz, n jurul nivelurilor de c.c. Datorit amplificrii n curent a TB, variaia curentului de baz are ca efect o variaie mai mare a curentului de colector, n acelai sens. Variaia curentului de colector provoac variaia n sens opus a tensiunii colector-emitor. TB este polarizat n regim activ normal, iar din circuitul echivalent n curent continuu se poate determina punctul static de funcionare. Rezistena din emitor asigur o reacie negativ n curent continuu, stabilizndu-se astfel p.s.f. al tranzistorului.

Prin capacitatea 1C se cupleaz generatorul de semnal la intrarea amplificatorului, iar prin

capacitatea 3C se cupleaz rezistena de sarcin 5R la ieirea circuitului. La frecvene medii i nalte,

capacitatea 2C decupleaz (scurtcircuiteaz) rezistena 4R , eliminnd efectul reaciei negative. n regim dinamic, punctul +VCC de potenial constant este conectat la masa montajului.

Circuitul echivalent la frecvene medii (fig. 2.6.2) se obine nlocuind capacitile de cuplare (C1, C3) i de decuplare (C2) cu scurtcircuite i tranzistorul cu modelul su (simplificat) pentru frecvene medii. S-a folosit notaia RB = R1//R2. Pe baza acestui circuit se calculeaz urmtoarele performane ale amplificatorului:

14

( )ebbb12b

be

i

ii rr//RI

U

I

UR +=== , (2.6.1)

ce30Uc

oo r//RI

UR

s

==

=

, (2.6.2)

( )

is

i0U

s

i

ebbb

eb53cem

s

i

i

o

s

o0US RR

RA

U

U

rr

rR//R//rg

U

U

U

U

U

UA

+=

+

===

, (2.6.3)

( ) ( )( )53m

ebbb

53ce0

ebbb

eb53cem0U R//Rgrr

R//R//r

rr

rR//R//rgA

+

=

+

=

. (2.6.4)

Fig. 2.6.1. Schema de principiu a unui amplificator de semnal mic cu TB n conexiunea EC

Fig. 2.6.2. Circuitul echivalent simplificat al amplificatorului pentru frecvene medii

Discuie Pentru aceeai valoare a rezistenei de sarcin i considernd generatorul de semnal de la intrare

ideal, performanele amplificatoarelor realizate cu acelai tranzistor bipolar n conexiune EC, BC sau CC sunt diferite. Dintre concluziile unei analize comparative, pot fi menionate urmtoarele: rezistena Ri are valoarea cea mai mic (zeci de ohmi) pentru conexiunea BC, valoarea cea mai

mare (sute de k) pentru conexiunea CC i o valoare moderat (k) pentru conexiunea EC. rezistena Ro are cea mai mic valoare (ohmi) pentru conexiunea CC, o valoare foarte mare (sute de

k) pentru conexiunea EC i cea mai mare valoarea (M) pentru conexiunea BC. amplificatoarele cu TB n conexiune BC i CC sunt neinversoare, iar cel cu TB n conexiune EC

este inversor. etajele cu tranzistoare n conexiunile EC i CC realizeaz amplificri de curent (n modul), de

valori mari (150200). La conexiunea BC, 0IA este subunitar i apropiat de 1.

15

amplificri de tensiune (n modul) de valori mari (150200) pot fi obinute n etajele realizate cu tranzistoare n conexiunile EC i BC. La conexiunea CC, 0UA este subunitar i apropiat de 1,

motiv pentru care etajul de amplificare se numete repetor pe emitor.

2.6.2. Amplificatoare de putere

n principiu, structura intern a unui amplificator integrat conine etajul de intrare, etaje intermediare i etajul de ieire (final). Etajul de intrare asigur o bun adaptare n impedan la intrarea amplificatorului i are adesea dou borne calde de intrare i o singur born cald de ieire. Etajele intermediare au ca funcie principal amplificarea. Etajul de ieire (amplificator de semnal mare sau de putere) trebuie s asigure puterea util n sarcin, n condiiile unui nivel acceptabil de distorsionare a semnalului de ieire, dar trebuie s asigure i o adaptare optim n impedan la ieirea amplificatorului (ceea ce presupune o impedan de intrare foarte mare i o impedan de ieire foarte mic, dac este un amplificator de tensiune). Alte cerine impuse etajului de ieire al unui amplificator sunt band de frecvene ct mai mare i consum redus de putere n absena semnalului de intrare.

Etajele de ieire sunt amplificatoare de semnal mare, motiv pentru care analiza i proiectarea se realizeaz pe baza modelelor obinute prin liniarizarea pe poriuni a caracteristicilor statice ale dispozitivelor active. Structura i performanele unui etaj de ieire sunt determinate de clasa de funcionare a dispozitivelor active care asigur nivelul dorit al curentului prin sarcin. Dac se consider un semnal de intrare sinusoidal, se pot defini mai multe clase de funcionare pentru amplificatoarele de semnal mare (A, AB, B, C), n funcie de zona caracteristicilor statice n care se plaseaz p.s.f. ale dispozitivelor active, pe durata T a unei perioade a semnalului de intrare. La un amplificator de putere clas A, prin dispozitivul activ circul un curent diferit de zero pe

durata T; aceste circuite sunt caracterizate prin distorsiuni neliniare foarte mici i un randament redus (15 20%), fiind recomandate pentru asigurarea unor puteri utile reduse.

Clasele AB i B de funcionare presupun utilizarea unor dispozitive active pereche, comandate n contratimp. Amplificatoarele n aceste clase au un randament ridicat (60 75%) i distorsioneaz puin semnalul, fiind utilizate n amplificatoare de putere medie i mare.

Clasa C de funcionare se folosete n amplificatoarele de radiofrecven, iar clasa D (cu randament peste 95%) presupune funcionarea dispozitivelor active n regim de comutaie.

Amplificatorul de putere n clas B conine dou repetoare pe emitor, realizate cu dou tranzistoare complementare, care funcioneaz n contratimp; aceasta determin o putere mic disipat pe dispozitive n regim de repaus. Schema de principiu a circuitului este dat n fig. 2.6.3.a. Etajul are alimentare simetric, asigurat de dou surse de tensiune continu: CCV+ i CCV . Tranzistoare sunt

n conexiune CC i sunt cuplate cu bazele mpreun i cu emitorii mpreun. Cele dou dispozitive active conduc alternativ, aproape cte o jumtate de perioad fiecare, iar n absena semnalului de intrare iu sunt blocate. Tensiunea aplicat la intrare se distribuie pe BEj a fiecrui tranzistor i pe

rezistena de sarcin LR . Considernd tranzistoarele mperecheate, tensiunile de deschidere ale BEj

au aceeai valoare ( V6.0...55,0UUU BEonon,2EBon,1BE === ) i tensiunile de saturaie de asemenea

( V2,0UUU CEsatsat,2ECsat,1CE == ). Cnd BEoni Uu , ambele tranzistoare sunt blocate, ceea ce

determin o zon de insensibilitate (situat n jurul originii) pe caracteristica static de transfer a circuitului (fig. 2.6.3.b). Tranzistoarele T1 i T2 funcioneaz n contratimp, astfel: n alternana pozitiv a tensiunii iu , T1 conduce pn la saturaie, n timp ce T2 este blocat;

n alternana negativ a tensiunii iu , T2 conduce pn la saturaie, n timp ce T1 este blocat.

16

a. b.

Fig. 2.6.3. Amplificator de putere n clas B:

a. Schema de principiu; b. Caracteristica static de transfer

Dup intrarea n saturaie a oricruia dintre tranzistoare, tensiunea de ieire se limiteaz la o

valoare al crei modul este

CCCEsatCCmaxO VUVU = (2.6.5)

i este mai mic dect tensiunea de intrare corespunztoare. Pe caracteristica static de transfer (fig. 2.6.3.b), maxOO UU = ct timp T1 este saturat, respectiv maxOO UU = cnd T2 este saturat. Dac

amplitudinea tensiunii sinusoidale de intrare nu depete nivelul ( maxOU +UBE,on), curentul prin

rezistena de sarcin este tot sinusoidal, cu excepia zonei de trecere prin zero, n care apar distorsiunile de trecere (determinate de zona de insensibilitate de pe caracteristica static de transfer). Eliminarea distorsiunilor de trecere se asigur prin folosirea clasei AB de funcionare. Randamentul maxim al amplificatorului se definete cu relaia

[ ]abs

maxumax P

P100% = , (2.6.6)

n care maxuP este puterea util maxim, iar absP este puterea absorbit de cele dou tranzistoare de la

sursele de alimentare. La amplificatorul n clas B, valoarea maxim a puterii utile n sarcin este

2

IV

2

IUP maxOCCmaxOmaxOmaxu = . (2.6.7)

n timpul unei perioade a semnalului de intrare, fiecare tranzistor absoarbe putere de la una din surse, curentul mediu prin dispozitiv fiind /I maxO . Ca urmare,

maxOCCabs IV2

P

= . (2.6.8)

Valoarea maxim teoretic, rezultat pentru randament, este %5,784/100max == .

2.6.3. Surse de curent

Circuitul echivalent al unei surse de curent constant este acelai cu al generatorului de curent din fig. 2.5.4, mrimile caracteristice fiind curentul de ieire de scurtcircuit ( SI ) i rezistena intern sau

de ieire a sursei ( oR ); sunt de dorit valori ct mai mari ale acestei rezistene. Sursele de curent

constant (realizate cu tranzistoare bipolare sau unipolare) au o mare diversitate de configuraii i sunt

uo

oo

o

o

o

oo

RLui

+VCC

T1

T2

-VCC

io

UBEon

-UBEonUI

UO

UOmax

-UOmax

0

17

frecvent ntlnite n circuitele integrate analogice. Utilizarea surselor de curent pentru polarizarea tranzistoarelor asigur stabilizarea p.s.f., prin reducerea sensibilitii curentului prin tranzistor la variaiile tensiunilor surselor de alimentare i temperaturii. n regim dinamic, circuitul echivalent al sursei de curent constant se reduce la rezistena de ieire, motiv pentru care aceste circuite se folosesc ca sarcini active pentru etajele de amplificare de c.a., n care substituie rezistene convenionale de valori ridicate. Procedndu-se astfel, se obin valori mari ale modulului amplificrii de tensiune, pentru valori rezonabil de mici ale tensiunilor de alimentare.

Pentru aprecierea performanei unei surse de curent constant, ca subcircuit al unei structuri analogice integrate, se folosesc trei parametri de performan, care permit evaluarea influenei variaiilor sarcinii sursei, temperaturii i tensiunii de alimentare asupra curentului de ieire IO.

Fig. 2.6.4. Sursa standard de curent

De exemplu, configuraia sursei standard de cureni mari (ordinul mA, n circuitele integrate

analogice) este cea din fig. 2.6.4. P.s.f. al tranzistorului amplificator T2, n conexiune EC, plasat n regiunea activ normal a caracteristicilor statice de ieire, este fixat de curentul IREF, care circul prin ramura ce conine T1, conectat ca diod (jonciunea baz-colector scurtcircuitat):

21

CC

21

1BECCREF RR

V

RR

UVI

+

+

= . (2.6.9)

Expresia aproximativ se bazeaz pe satisfacerea condiiei VCC >> UBE1. n ipoteza diferenelor mici dintre tensiunile baz-emitor ale celor dou TB, se poate scrie egalitatea 3C2REF RIRI = . (2.6.10)

Factorul de transfer n curent al sursei este

3

2

REF

C

REF

OI R

R

I

I

I

IK === . (2.6.11)

Prin urmare, valoarea factorului KI este stabilit de raportul rezistenelor din emitorii tranzistoarelor T1 i T2. Pe baza relaiilor anterioare, se obine expresia curentului de ieire al sursei (curentul de colector al tranzistorului T2):

21

1BECC

3

2REF

3

2C RR

UV

R

RI

R

RI

+

== . (2.6.12)

18

Acest curent fiind independent de rezistena de sarcin a sursei (RC) i de parametrii i caracteristicile tranzistoarelor, nu i schimb valoarea la nlocuirea dispozitivelor semiconductoare cu altele de acelai tip sau la schimbarea rezistenei de sarcin.

Rezistena de ieire a sursei de curent este definit de relaia

ctT,ctVC

CCo

CCI

VR

==

= , (2.6.13)

se determin dintr-un circuit echivalent n regim de variaii mici, iar valorile obinuite sunt de ordinul sutelor de k.

- - - - - * - - - - -