Convertoare c.c. c.a. Invertoare.Convertizoarelec.a. c.c., cucircuit intermediar, fig. 3.1, transformenergiadeintrare, de tensiune, Ui i frecven fi constante, n mrimi de ieire Ue i fe, variabile. Fig. 3.1. Schem bloc.Ele sunt compuse din:1) redresor comandat sau necomandat;2) circuit intermediar de tensiune sau curent continuu;3) convertor c.c. c.a., numit i invertor.3.1. Modulaia n invertoare.Prinmodulaie senelegemodul de comand utilizat pentru invertor n vederea obinerii unor tensiuni i frecvene de ieire dorite. n prezent se folosesc mai multe tipuri de modulaii, n funcie de performanele de ieire dorite, puterea i semiconductoarele utilizate. 3.1.1. Modulaia n und dreptunghiular (rectangular).Principiul modulaiei rectangulare se va prezenta pentru un ondulor monofazat n punte cu circuit intermediar de tensiune, fig. 3.2. Circuitul intermediar de tensiune realizat prin capacitatea C, realizeaz alimentarea invertorului la tensiune continu, Vd constant. Fig. 3.2. Ondulor monofazat n punte.Sarcinainvertorului seconsider detipulR+L, clasicpentruc.a.Comandarectangular este prezentat n figura 3.3. Comanda este structurat pe o perioad Tc repetabil numit perioad de comutaie. Logica de comand a comutatoarelor statice:- prima jumtate de perioad: +1CSi 2CS- nchise; 1CSi +2CS- deschise;- a doua jumtate de perioad: +1CSi 2CS- deschise; 1CSi +2CS- nchise;n funcie de starea comutatoarelor statice, n figura 3.3, sunt prezentate tensiunileN1vi N2v, precum i tensiunea de ieire: ( )N N2 1 ov v t v (3.1)Rezultatul,( ) t vo, esteotensiunealternativdreptunghiular, cuvariaientre dV +i dV . Tensiunea ( ) t vo este nesinusoidal, dar fiind periodic se poate descompune n:

( ) ( ) + kk k ot k sin V t v (3.2)unde: ccf 2T2 (3.3)Fundamentala tensiunii ( ) t vo, de frecven: cf f (3.4)Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs este dat de: ( ) t sin V4t vd1o , (3.5)avnd valoarea efectiv: d1oV421V ;(3.6)Fig. 3.3. Modulaia n und dreptunghiular.Din (3.2) i (3.5) rezult:- frecvena fundamentalei poate fi modificat n limite largi prin modificarea frecvenei de comutaie fc;- valoarea efectiv V1este constant, neputndu-se regla;- dac se dorete modificarea lui V1 onduloare, trebuie alimentat de la un redresor comandat cu Vd variabil.Coninutul dearmonici estebogat, coninnd toate armonicile impare. Valoarea efectiv a armonicii de ordin k este: kVV10 k0 ;(3.7)rezultndspectrul dinfigura3.3- a. Seconstato atenuarerapidavalorii efectiveodatcucreterea rangului armonicii.Fig. 3.3 a. Spectrulde armoniciSpectrul de armonici al curentului( ) t io, (fig. 3.3), conine aceleai armonici, ns amplitudinea acestora este mult redus. Astfel, valoarea efectiv a armonicii de rang k a curentului este dat de relaia:

( )2 2kkL k RVI +; (3.8)fiind cu att mai mici cu ct rangul armonicii este mai mare. Aadar fundamentala curentului ( ) t i1omult mai important ca valoare, n raport cu coninutul de armonici superioare. De asemenea, n figura 3.3 este prezentat i variaia curentului absorbit de la sursadv, ( ) t id. n sfrit, o ultim problem este cea a nchiderii conduciei prin semiconductoarele invertorului. Pentru a se prezenta acest lucru n figura 3.3 este reprezentat fundamentala curentului ( ) t i1odefazatcu unghi nurmatensiunii ( ) t v1o. Se disting 4 intervale diferite din punctde vedere al conduciei:2Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Intervalul 1:- comandate +1CSi 2CS ;-( ) t io>0;- conduc comutatoarele statice comandate i circulaia de putere este de la surs spre sarcin.Intervalul 2:- comandate 1CSi +2CS ;-( ) t io>0;- conduc diodele 1Di +2D , circulaia de putere fiind de la sarcin spre surs.Intervalul 3:- comandate 1CSi +2CS ;-( ) t io>,(3.23)pe o perioad Tcamplitudinea tensiunii de comand ) t ( uc se modific nesemnificativ, iar pentru calculul fundamentalei( ) t v1o se poate folosi relaia de calcul de la convertoare bidirecionale c.c. c.a., sub forma:

t sin UVVVV) t ( u) t ( vcddc 1o , (3.24)Aadar, amplitudinea fundamentalei este: c dc 1oUK VVUV ; (3.25)i poate fi reglat n limite largi prin amplitudinea cU a tensiunii de comand. Valoarea efectiv a acesteia va fi: c1oUK21V ,(3.26)Frecvenatensiunii ( ) t v1oesteegalcuceaatensiunii de comandi poatefi reglatn limite largi. Mai mult, faza iniial a tensiunii( ) t v1o este de asemenea reglabil prin faza iniial a tensiunii ) t ( uc. Suplimentar, se remarc faptul c toate cele trei mrimi, amplitudine, frecven i faz iniial se pot modifica independent, ceea ce este un avantaj major al acestui tip de modulaie. Dependena dintre 1oV i cU, respectivAm, este liniar, fiind prezentat n figura 3.7.6Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.7. Modulaia n amplitudine Pentru cazul: 1 mA >, (3.27)nfunciedeamplitudinea tensiunii decomand) t ( uc, care ndeplinete condiia: >VUc, (3.28)aceasta nu mai intersecteaz, dect parial sau de loc, tensiunea triunghiular ( ) t v. Astfel de situaii, sunt prezentate, simplificat, n figura 3.8. Fig. 3.8. Modulaia n amplitudine neliniarPentrucazul unei tensiuni decomand de valoare ) t ( u1c , figura 3.8, a i se constat cpulsul triunghiular dinmijloc numai este intersectat, ceea ce conduce la un puls central al tensiunii) t ( vo, figura 3.8, b, mult mai lat, dect ncaznormal. Pentrutensiunea) t ( u2c , cndnusemai intersecteaznici otensiune triunghiular, forma tensiunii) t ( vo corespunde, figura 3.8, c, cu cea din cazul modulaiei rectangulare, figura 3.3. Variaia tensiunii ( ) t v1on funcie de modulaia n amplitudineAm, pentru cazul neliniar, este prezentat n figura 3.7. Ca urmare a dependenei neliniare i a efortului mare de comand pentru o cretere nesemnificativ a tensiunii de ieire, modulaia neliniar se utilizeaz relativ rar. Modulaia n frecvenModulaia n frecven se definete prin:

ffmcF ; (3.29)Modulaia n frecven prezint importan din mai multe puncte de vedere. n primul rnd mFdeterminspectrul defrecveneal tensiunii) t ( vo. Pentrucazul modulaiei namplitudine liniare, se poate arta c rangul armonicilor coninute de ) t ( vo este de forma:

j m i hft ; (3.30)unde i i j sunt numere ntregi, trebuie s ndeplineasc condiiile:- i par, j impar;- i impar, j par.Spectrul de armonici este prezentat n figura 3.9. Valorile maxime ale principalelor armonici sunt prezentate n tabelul 3.1, unde este scris valoarea de vrf relativ a armonicii: dhoVV;(3.31)fundamentala, la:h =1,(3.32)avnd valoare maxim:d A1oV m V ; (3.33)7Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.9. Spectrul de armonici.Tabelul 3.1. Amh 0,2 0,4 0,6 0,8 1Fm1,24241,151,0060,818 0,6012 mF t0,016 0,0610,1310,220 0,3184 mF t 0,0181 m 2F t0,19 0,3260,3700,314 0,1813 m 2F t 0,0240,0710,139 0,212Fm 30,335 0,1230.0830,171 0,1132 m 3F t0,044 0,1390,2030,176 0,062Principalele observaii care rezult din figura 3.9 i tabelul 3.1 sunt:- spectrul de armonici este bogat;- amplitudineaarmonicilor estevariabilcumodulaianamplitudineAm, neexistndo regul de dependen fa de aceasta; - armonicile sunt relativ mai mici n benzile laterale ale Fm i ;- prima armonic Fm h , este cea mai important, fiind comparabil cu fundamentala. Singurul lucru controlabil este rangul armonicii, n sensul c prin alegerea unui Fm ct mai mare se mpinge ntreg spectrul spre frecvene mult mai mari dect fundamentala, ceea ce poate fi favorabil pentru sarcinile obinuite de tip R+L. n cazul modulaiei n amplitudine neliniare, n plus, fa de spectrul din figura 3.9, apar i armonicile impare,caracteristice modulaiei quasirectangulare, deteriornd i mai mult coninutul de armonici. Acesta este nc un motiv pentru care modulaia neliniar este puin utilizat. Alegerea modulaiei n frecvenLa alegerea modulaiei n frecven se au n vedere dou lucruri: - plasarea armonicilor ct mai departe de fundamental; - evitareaapariieiprincipalelorarmonicin spectrul audio, 6 20 KHz, n scopul evitrii polurii sonore. Semai arenvedereifaptul c, nprincipal, invertoarelesunt utilizatepentrualimentarea mainilor dec.a. cureglarealavaloareconstantaraportului tensiune/ frecven, culimitarea superioarafrecvenei la100Hz. nacestecondiii, seutilizeazdoutipuri demodulaien frecven:1. Modulaia n frecven sincron avnd: 21 mF (3.34)cu: Fm constant (3.35)la o valoare ntreag. Astfel frecvena cf a tensiunii ) t ( v este variabil dup:

f m fF c (3.36)Suplimentar, cele dou tensiuni ) t ( v i ) t ( ucse pot sincroniza, fiind n antifaz, ca n figura 3.8. Pe de alt parte, sincronizarea celor dou tensiuni evit apariia unor subarmonici ale fundamentalei suplimentare, fadespectrul dinfigura3.9, carenusunt dedorit nmajoritateaaplicaiilor. Opoziia de faz are acelai rol, cu precdere la valori mici ale lui Fm.2. Modulaia n frecven asincron pentru:8Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs 21 mF >> (3.37)Dac se adopt o modulaie n frecven dup relaia (3.36), subarmonicile menionate mai sus devin nesemnificative, spectrul fiind de forma celui din figura 3.9. Frecvena cfa tensiunii ) t ( v se pstreazconstant, astfel c: ffmcf (3.38)este variabil, avnd o valoare fracionar, ca urmare cele dou tensiuni ) t ( v i ) t ( ucnu se mai pot sincroniza. La frecvene mici, apropiate de zero, subarmonicile devin importante i pot conduce la armonici de valoare nsemnat a curentului de sarcin. Modulaia asincron este preferat i ca urmare a faptului c armonicile suplimentare se pot filtra uor. Curentul prin sarcin i conduciaDac este de tip rezistiv, forma curentului( ) t io este aceeai cu a tensiunii ( ) t vo, fig. 3.6, spectrul dearmonici fiindidentic. ncelemai multesituaii, sarcinaestedetip L R + , forma curentul fiindmult diferitfadeceaatensiunii i defazatnurmcuunghi , fig. 3.6. Pulsurile pozitive sau negativealetensiunii( ) t voprovoac creteri sau descreteri exponeniale ale curentului ( ) t io, n jurul fundamentalei( ) t i1o evident coninutul de armonici ale curentul ( ) t io avnd ondulaii n jurul fundamentalei( ) t i1o. Aceste ondulaii depind evident de constanta de timp a sarcinii: RL ; (3.39)i de spectrul de armonici al tensiunii ) t ( vo. Din figura 3.6 se poate constata cu uurin c dac cf este mare, ceea ce nseamn un numr mare de pulsuri ale tensiunii ) t ( vo precum i o lime redus a acestora, ondulaii curentului se reduc considerabil,) t ( iofiind foarte aproape de fundamental( ) t i1o. Conducia decurge asemntor cu cea de la modulaia n und rectangular, depinznd de comutatoarelestaticecomandatepeintervalele) t ( io. Caexempluseanalizeazconduciape intervalele 1, 2, 3 i 4 din fig. 3.6. -pe intervalul 1 sunt comandate +1CSi 2CS , dar ) t ( io fiind negativ, conducia are loc prin diodele +1Di 2D ;-pe intervalul 2 sunt comandate aceleai comutatoare statice din cazul anterior care preia i conducia deoarece 0 ) t ( io>;- peintervalul 3suntcomandate1CS i+2CS ,iar0 ) t ( io>,ceeaceimplicpreluarea conduciei de diodele 1Di +2D ;-pe intervalul 4 conducia este identic cu cea din intervalul 2;n acelai mod se poate analiza conducia pentru orice interval, aceasta modificndu-se fie la schimbarea polaritii curentului ) t ( io, fie a comutatoarelor statice comandate. Evident comutatoarele statice CS sunt mult mai solicitate, ca urmare a comutrii lor la o frecven de comutaie egal cu cea a tensiunii modulatoare. Avnd n vedere creterea pierderilor de putere n semiconductoare cu frecvena de comutaie, frecvena tensiunii modulatoare, respectiv modulaia n frecven, trebuie strns corelat cu capacitatea semiconductorului de putere utilizat i frecvena lui maxim de lucru. 3.1.4.PWM sinusoidal unipolarAceast variant de comand este prezentat pentru invertoarele monofazate de tensiune n punte, figura 3.10.9Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.10. PWM sinusoidal unipolarSingura diferen fa de modulaia bipolar const n existena a dou tensiuni de comand ( ) t uc+ i ( ) t uc. Cele dou tensiuni de comand genereaz independent comanda comutatoarelor statice de pe cele dou brae, 1 i 2, dup cum urmeaz:1) Braul 1:o( ) ( ) t v t uc + , +1CS- nchis i 1CS- deschis;o( ) ( ) t v t uc < + , +1CS- deschis i 1CS- nchis;2) Braul 2:o( ) ( ) t v t uc , +2CS- nchis i 2CS- deschis;o( ) ( ) t v t uc < , +2CS- deschis i 2CS- nchis;Corespunztoare acestei logici de comand, n fig. 3.10 sunt prezentate tensiunile ( ) t vN1i ( ) t vN2 , precum i tensiunea de ieire: ( ) ( ) ( ) t v t v t vN N2 1 o ; (3.40)Din analiza formelor de und obinute rezult urmtoarele:- ) t ( voare o variaie unipolar pe semiperioad;- frecvena pulsurilor tensiunii ) t ( vo este dubl nraport cu modulaia unipolar, dei frecvena de comutaie nu se schimb. Fundamentala( ) t v1o se calculeaz n acelai mod ca la bipolar, adic dup relaiile (3.24) i (3.26).nprivinaconinutuluidearmonici al tensiunii de ieire) t ( vo, lucrurile stau diferitde cazul anterior. Tensiunile ( ) t vN1 i( ) t vN2 , fiind identice cu cele de la PWM bipolar, conin un spectru de armonici de forma celui din figura 3.9 i tabelul 3.1. Ca urmare a modului de calcul al tensiunii ) t ( vo, relaia (3.40), coninutul de armonici a lui ) t ( vo este diferit. Cele dou brae ale ondulorului fiind comandate cu dou tensiuni( ) t uc+ i ( ) t uc, n antifaz, armonicile,de acelai 10Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs tip, ale tensiunilor( ) t vN1 i( ) t vN2 pot fi n faz sau n antifaz, n funcie de rangul armonicii. Calculul lui ) t ( vo prin relaia (3.40) permite o curare apreciabil a spectrului de armonici, dac se alege adecvat modulaia n frecven Fm. Astfel dac: k 2 mF ; (3.41)adicnumr ntregi par, armonicilepareconinutede( ) t vN1 i( ) t vN2 sunt nfazi prin diferena dat de relaia (3.40) anuleaz.Spectrul de armonici,foarte favorabil, este prezentat n figura 3.11. Fig. 3.11. Spectrul de armonici pentru MLI unipolareSpectrul este cu att mai favorabil cu ct dispar toate armonicile de rangFm i , care au valorile cele mai importante.Frecvena dubl a pulsurilor tensiunii) t ( voeste de asemenea favorabil pentru ondulaiile curentului) t ( io. Acesta se determin n acelai mod ca la PWM bipolar. Ca urmare a limii mai mici a pulsurilor tensiunii) t ( vo, creterile i descreterile lui) t ( io sunt de durat i amplitudine mai reduse, ceea ce implic i a reducere apreciabil a ondulaiei. Toate celelalte concluzii de la MLI bipolar rmn valabile.3.1.5. Modulaia pentru invertoarele n semipunte (cu un singur bra)Un invertor monofazat de tensiune n semipunte este prezentat n figura 3.12. Condensatoarele +Ci C , identice i de capacitate mare, alctuiesc un divizor de tensiune, care permite realizarea unui punct de nulartificial 0, fa de care se conecteaz sarcina R+L. Fig. 3.12. Ondulor monofazat n semipunte.Comandacaresepoaterealizaestedetipul nundrectangularsauPWMsinusoidal bipolar, cele dou comutatoare statice fiind comandate n antifaz. Tensiunea ) t ( vo are, dup caz, forma din figura 3.3 sau 3.6, cu diferena c variaia, de tip bipolar, este ntre 2 Vd+ i 2 Vd. Acest lucru conduceila modificarea relaiilor de calcul (3.6), respectiv (3.24), modificare care const n nlocuirea tensiunii de alimentaredV cu 2 Vd .Coninutul de armonici este cel caracteristic tipului de modulaie, figura 3.4, respectiv 3.9. Singura problem este cea determinat de pstrarea tensiunilor 2 Vdpe cele dou condensatoare 11Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs +Ci C , adic neflotarea punctului de nul 0. acest lucru este asigurat n permanen, indiferent de comutatoarele statice sau diode n conducie, ca urmare a faptului c ) t ( iose mparte n punctul 0 n doi cureni prin cele dou condensatoare. ntr-adevr, cele dou condensatoare sunt relativ mult solicitate, ceea ce conduce uneori la realizarea acestui tip de ondulor cu alimentare de la dou surse 2 Vd nseriate. 3.2. Modulaia n invertoarele trifazate.3.2.1. Modulaia n und rectangularUn invertor trifazat de tensiune se realizeaz dup schema din figura 3.13.Fig. 3.13. Invertor de tensiune trifazat.Invertorul trifazat esteformat dintreibrae identice de invertor monofazat n semipunte. Sarcina, de tipul R+L, este trifazat, simetric i conectat n stea, putnd fi o main trifazat de c.a. Este notat prin 0 nodul sarcinii, iar prin 0 punctul median al sursei de alimentare dV, punct de calcul. Modulaia n und rectangular presupune, figura 3.14:- comanda comutatoarelor statice de pe un bra, n antifaz, pe un interval 2 T, unde T este perioada de comand;- comanda pe cele trei brae este decalat cu 3 T.12Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.14. Modulaia n und dreptunghiular pentru invertoare trifazate13Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Numerotarea comutatoarelor statice, figura 3.14, se face n ordinea intrrii n conducie. n funcie de stareacomutatoarelor statice, n figura 3.14 sunt calculate i reprezentate tensiunile '10v, '20v i '20v realizate de cele trei brae. Tensiunile de linie sunt calculate cu relaii de forma: ' '' '' '10 303130 202320 1012v v vv v vv v v (3.42)care sunt de asemenea reprezentate n figura 3.14. Acestea sunt de forma tensiunii de ieire a unui invertor n punte monofazat comandat n und quasirectangular la:

3 ; (3.43)Aceasta nseamn c valoarea de vrfa tensiunii de linie este: d d1V3 26cos V4V(3.44)iar valoarea efectiv:

d d1V 78 , 0 V62VV (3.45)Seremarcdeasemenea faptul ctensiunilor delinieli sepoatereglafrecvenaprin intermediul perioadei de comand T, dar au valoarea efectiv constant. Aceasta se poate modifica numai prin alimentare cu o tensiune dV reglabil, deci de la un redresor comandat. Pentru calculul tensiunilor de faz, tensiunile 10v, 20v i 30v, se aplic teorema a doua a lui Kirchhoff pentru fiecare bra dup: ' '' '' '003030002020001010v v vv v vv v v+ + + (3.46)Se adun relaiile (3.46) de unde rezult: 3v v vv' ' ''30 20 1000+ +(3.47)ntruct:0 v v v30 20 10 + + (3.48)ca urmare a faptului c receptorul trifazat este simetric. Din (3.46) i (3.47) se determin cele trei tensiuni de faz dup:14Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs

3v v vv v3v v vv v3v v vv v' ' ''' ' ''' ' ''30 20 10303030 20 10202030 20 101010+ + + + + + (3.49)n figura 3.14 este reprezentat o singur tensiune de faz,) t ( v10 , ea avnd o variaie n dou trepte, 3Vdti 3V2dt. Att tensiuniledeliniect i celedefazauarmonicafundamentaldeperioadT. Se constatcfundamentalacelor trei tensiunii delinie,'12v,'23vi'31v, alctuiescunsistem trifazat de simetric de succesiune direct, valorile de vrf efective fiind date de relaiile (3.44) i respectiv (3.45). Fundamentala tensiunilor de faz, '10v, '20vi '30valctuiesc de asemenea un sistem trifazat simetric de succesiune direct, defazat n urma celui de linie cu 6 . n concluzie, ieirea, lanivelul fundamentalelor, reprezint un sistem trifazat n accepiunea obinuit. Coninutul de armonici. La prima vedere, forma tensiunilor de linie fiind aceeai ca la modulaia n und quasirectangular, coninutul de armonici este cel caracteristic acestui tip de modulaie, adic ntreg spectru de armonici impare: 1 k 2 h + , (3.50)unde k este un numr ntreg. nrealitate, caurmareacomenzii decalatepeceletrei braecu3 T, adiccu120 , armonicile multiplu de trei ale tensiunilor '10v,'20v i'30v, sunt n faz. Ca urmare a relaiilor de calcul (3.42), aceste armonici se anuleaz, spectrul fiind de forma: 1 k 6 h + (3.51)adic armonicile 5, 7, 11, 13, . a. m. d. Aadar spectrul de armonici al tensiunilor de linie este multmai favorabil dect la ondulorul monofazat cu comand similar. n ceea ce privete tensiunile de faz10v, 20vi 30v, coninutul dearmonici estecel identiccucel al tensiunilor delinie, amplitudinea acestora fiind mai redus ca urmare a variaiei n treptele 3Vdti 3V2dt .Curenii defaz1i,2ii3isepot determinanacelai modcalacazul monofazat. Coninutul lor de armonici va fi considerabil diminuat ca urmare a sarcinii de tip R+L.n figura 3.14 sunt reprezentate numai fundamentalele '1i, '2i i '3i ale curenilor de faz, decalai cu n urma tensiunilor de faz corespunztoare. Conducia n invertor. n invertoarele trifazate, conduciaeste multmaicomplicat dect la cele monofazateca urmareacirculaiei trifazateacurentului. Pentruaanalizamodul denchidereacurenilor se consider intervalele de la 1 la 4 din figura 3.14. Delimitarea intervalelor de mai sus se face fie de la schimbarea semnului unui curent, fie de la modificarea comenzii. Conducia decurge dup:15Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs a) Intervalul 1 , fig. 3.15:- sunt comandate +1T , 2Ti +3T ;- curenii au sensurile: 0 i'1;- conduc comutatoarele statice: 2T , +3Ti dioda +1D ;b) Intervalul 2 , fig. 3.16:- sunt comandate +1T , 2Ti 3T ;- curenii au sensurile: 0 i'1>, 0 i'1< i 0 i'3>; - conduc comutatoarele statice: +1T , 2Ti dioda 3D ;c) Intervalul 3 , fig. 3.17:- sunt comandate +1T , +2Ti 3T ;- curenii au sensurile: 0 i'1>, 0 i'1< i 0 i'3 i 0 i'3, se analizeaz la fel ca la ondulorul monofazat avnd aceleaiparticulariti.Valoarea maxim a tensiunii de linie este cea caracteristic modulaiein und rectangular, ecuaia (3.45).Valoarea efectiv a tensiunilor de faz pe sarcina conectat n stea se obine din (3.59) prin relaia de legtur:

d A1210V m 353 , 03VV (3.60) Coninutul de armoniciTensiunile'10v,'20vi' 30vconinspectrul dearmonici caracteristic PWMbipolar. Datoritcomenzii decalatecu32 peceletrei brae, lafel calaPWMunipolar, armonicile multiplu de trei se anuleaz din tensiunile de linie, ca urmare a faptului c defazajul dintre ele este: 2 h32h 3h (3.61)Ca urmare, prin alegerea unei modulaii n frecven: p 3 mF , (3.62)spectrul de armonici se poate diminua considerabil. Astfel, n tabelul 3.2 sunt prezentate, pentru un astfel de caz, valorile efective ale fundamentalei i principalelor armonici raportate la tensiunea de alimentaredV.Se constato diminuare a coninutului de armonici fa de cazul monofazat.n cazul modulaiei neliniare apar toate armonicile impare, mai puin cele multiplu de trei. Tabelul 3.2Amh0,2 0,4 0,6 0,8 110,1220,2450,3670,490 0,6122 mF t4 mF t0,0100,037 0,08 0,1350,0050,1950,0111 m 2F t 5 m 2F t 0,1160,200 0,2070,1920,0080,1110,0202 m 3F t 4 m 3F t 0,0270,0850,0070,1240,0290,1080,0640,0380,09618Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs 3.2.3. Modulaia fazorialUn sistem trifazat simetric de tensiuni se poate scrie sub forma: ( )( )( ) ,`

.|

,`

.| 34cos V t v32cos V t vcos V t v321(3.65)fiind n fapt definit prin dou mrimi; valoarea maximV i faza iniial . Se ataeaz sistemului trifazat un numr complex, numit fazor spaial, ( ) ( ) ( ) ( ) [ ] t v a t v a t v32t v322 1 + + , (3.66)unde:32je a (3.67)Dezvoltnd (3.66) rezult:( )

,`

.| ,`

.|

,`

.| ,`

.| ]]]]]]

+ ++ ++j34j34j34j 32j32j32jj je V2e ee2e ee2e eV32t v (3.68)Pedealtparteunondulor trifazat cumodulaienunddreptunghiularrealizeazun sistemdetensiuni, caresemodific lafiecare interval3 , caurmare amodificrii strii comutatoarelorstatice. n tabelul 3.3sunt calculate tensiunile rezultante i fazorul spaial pentru cele 6 secvene diferite pe o perioad. Calculele sunt efectuate pentru tensiunile oferite de braele ondulorului din fig. 3.13 i formele '10v, '20v i '30v din fig. 3.14. Tabelul 3.3Secvena CS comandateTensiuniFazor spaial V110v120v130v1 T1T6T22Vd2Vd2Vdd 1V32V 2 T1T3T22Vd2Vd2Vd ( )3V3 j 1 Vd2 + 3 T4T3T22Vd2Vd2Vd ( )3V3 j 1 Vd2 + 4 T4T3T52Vd2Vd2Vd3V2 Vd4 5 T4T6T52Vd2Vd2Vd( )3V3 j 1 Vd5 6 T1T6T52Vd2Vd2Vd( )3V3 j 1 Vd6 + Dac se reprezint n planul complex cei 6 fazori spaiali obinui rezult desenul din fig. 3.20, n paranteze fiind notate comutatoarele statice comandate. Se mai poate obine i al aptelea fazor spaial: 0 V0 (3.69)19Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs pentrucazul ncaresunt comandatesimultan fie CS1, CS3 i CS5, fie CS2, CS4 i CS6. Cu alte cuvinte, utiliznd toate combinaiile posibile ale strilor celor 6 comutatoarestatice, nusepot obinedect 7 fazori spaiali precis determinai. Pentru aplicaiile din domeniul acionrilor electrice este necesar un sistemtrifazat de tensiuni continuereglabilenfrecveniamplitudine, adic mrimilei Vvariabile. Teoretic este posibil acest lucru prin combinarea, n fiecare din cele 6 cadrane din fig. 3.30, a fazorilor adiaceni, plus fazorul 0V. Fig. 3.20. Fazorii spaialin acest sens, n fig. 3.21 este prezentat posibilitatea de realizare a fazorului:

* j * *e V V (3.70)aflat n cadranul I. Pedealtpartenusepoaterealizaodeplasarecontinua fazorului*V ncadranul I, ci direct, peintervaledetimp, numite perioade de eantionare,eT, a crei mrime trebuie strnscorelatcufrecvenadecomutaieaondulorului. De obicei se adopt:

2TTce , (3.71)unde:ccf1T (3.72)fc fiind frecvena de comutaie.Fig. 3.21. Realizarea fazorului *VAproximarea fazorului*V se realizeaz prin durate de realizare diferite ale fazorilor 1V , 2Vi 0V, astfel nct s se obin fazorul impus. n aceste condiii se poate scrie:e*0 0 2 2 1 1T V t V t V t V + + (3.73)respectiv:e 0 2 1T t t t + + (3.74)unde t1, t2 i t0 sunt duratele de realizare a fazorilor 1V , 2Vi 0V pe o perioad de eantionare eT. Calculul duratelor de mai sus se face din triunghiul ABC dup:32sinABsinBC3sinAC**

,`

.| (3.75)Dar:*V3232sinAB (3.76)Pe de alt parte:d 2 1V32V V (3.77)iar:20Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs de11e1V32TtVTtAC (3.78)i: de22e2V32TtVTtBC (3.79)Din (3.75), (3.76), (3.78), i (3.79) se obine:

,`

.| *ed*13sin TVV 3t (3.80)*ed*2sin TVV 3t (3.81)2 1 e 0t t T t (3.82)Considerndu-se o comand simetric a comutatoarelor statice rezult diagrama de comand din fig. 3.22, unde1, timpul de comand al comutatorului static T1are valoarea:2 1 e 0 2 1 1t t T t 2 t 2 t 2 + + + + (3.83)pentru T3:2 1 e 0 2 2t t T t 2 t 2 + + (3.84)i pentru T5:2 1 e 0t t T (3.85) Comutatoarele statice 2T, 4T i 6T se comand n antifaz cu 1T, 3T i 5T, deci nu este necesar calcularea altor timpi. Dup aceeai metodologie se poate face calculul pentru fiecare poziie a fazorului *Vi cadran, relaiiledecalcul fiindasemntoare. Evident, modulaia nu se poate face dect numeric necesitnd un microprocesor specializat.Fig. 3.22. Calculul timpilor de comand3.6. Timpul mort n invertoareTimpul mort ntrecomandacomutatoarelor staticedetip+CS iCS , fig. 3.2, este necesar dinaceleai motive ca la convertoarele c.c.-c.c. de4cadrane. Efectele acestuia sunt identice, adicseproduceocreteresauodescretereatensiunii deieirenfunciedesensul curentului. Tensiunea i curentul fiind alternative i defazate, variaia de tensiune are semne diferite n cadrane diferite n cadrul unei perioade. Astfel, pentru cazul invertorului monofazat n fig. 3.36 este prezentat forma tensiunii pentru un defazaj al curentului. n plus fa de modificarea pe perioadaamplitudinii tensiunii deieiremai apareodeformaresuplimentaraacesteia, care conduce la nrutirea coninutului de armonici. Compensarea efectului timpului mort este mult mai dificil de realizat la invertoare ca urmare a formei devariaierealacurentuluide ieire,) t ( i0, care ridic dificulti mari de sesizare a trecerii prinzerosprevalori pozitivei negative. Dinacest motiv, naplicaiilepracticenuse compenseaz acest efect. Dac semiconductoarele de putere au timpi ONt i OFFt mici (MOSFET, IGBT), variaia de tensiune, la fel ca la convertoarele c.c.-c.c. este neglijabil. 21Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.36. Efectul timpului mort3.7. Regimul de redresor al invertoarelorSe consider braul de invertor din fig. 3.37, unde se presupune c schema conine i o t.e.m. sinusoidal e(t), (cazul unei maini de c.a.).Seconsidermrimilei(t) i v(t) sunt sinusoidale. Dac se aplic reprezentarea complex se scrie ecuaia:I L j E V + (3.111)Corespunztor acestei ecuaii i unui defazaj2< al curentului n urma tensiunii rezult diagrama fazorial din fig. 3.38. Pe de alt parte, curentulIse poate compune dup: Q WI I I + (3.112)Fig. 3.37. Bra de invertorPuterea activ pe sarcin este:WI E P (3.113)fiind pozitiv, ceea ce indic un transfer de putere de la invertor la sarcin. Fig.3.38. Diagrama fazorial pentru regim de invertor Fig. 3.39. Diagrama fazorial cu regim de redresorSe poate imagina i situaia din fig. 3.39, cnd defazajul 2> . n acest caz, puterea activ, dat tot de relaia (3.113) este negativ,ceea ce nseamn c are loc o circulaie de putere de la sarcin spre sursa de alimentaredVprin intermediul convertorului. Evident, curentul i(t) inverseaz de semn, el trecnd prin diodele antiparalel cu comutatoarele statice, ajungnd la sursa 22Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs de c.c.,dV. Rezult aadar un regimn care curentul alternativ produs de sursa e(t) este transformat de convertor n c.c., deci funcioneaz n regim de redresor. Evident,trecerea din regim de invertor n regim de redresor se realizeaz prin impunerea tensiunii de ieire a convertorului v(t):- prinfazainiial , deexemplu1, pentruregimdeinvertor,1pentruregimde redresor, fig. 3.38 i 3.39;- prin mrirea tensiunii v(t) prin care se poate regla i curentul de funcionare dup:L jE VI (3.114)Reglareaindependentafazei, mrimii i frecvenei, estecel mai uor derealizat prin comand PWM, trecerea funcionrii dintr-un cadran n altul, fig. 3.40, realizndu-se continuu i fr comutri externe. Se impune unele precizri suplimentare privind utilizarea regimului de redresor. n general, regimul de redresor este o funcionare auxiliar, utilizat n special pentru realizarea regimurilor de frnare ale mainilor de c.a.nacest caz apare problema recuperrii energiei de frnare. Se ntlnesc dou situaii: la puteri mici i mijlocii, sursa de alimentare a invertorului este un redresor cu diode care nu permite circulaia puterii spre reeaua de alimentare. Toat energia de frnare se va stoca n condensatorul de filtrare C, fig. 3.37, producnd creterea tensiunii n circuitul intermediar. Pentruaputeaevitasupratensiunilecepotapare, se prevede n circuitul intermediar, fig. 3.37, un chopper de frnare de un cadran realizat Fig. 3.40. Funcionarea n patru cadranedin comutatorul static CSFirezistenade frnare RF. Comanda acestuia se realizeaz printr-un regulator detensiunecare, laatingereaunei tensiunid dV V +,dV fiindales convenabil, genereaz intrarea n conducie a CSF i disiparea energiei pe RF. Trecerea n stare blocat a CSF se realizeaz la atingerea tensiuniid dV V . O schem similar se utilizeaz la convertoarele c.c.-c.c. de patru cadrane i tot pentru regimurile de frnare. La puteri mari, energia de frnare se recupereaz n reea, alimentarea invertorului fcndu-sedelaunredresor comandat c.a.-c.c., depatrucadrane. nacest cazparteadecomandeste deosebit de complicat, ntruct presupune att conducerea invertorului ct i a redresorului comandat, celedouconvertoarefuncionnddependent. Caurmareadezvoltrii tehnicilor de comand PWM, n ultima perioad se realizeaz aa-numitele redresoare PWM, care sunt de fapt scheme de invertoare, la care ns regimul principal de funcionare este cel de redresor comandat. Dei comandaestemai elaboratdect launredresor comandat dereea, sepreferutilizarea redresoarelor PWM ca urmare a reducerii considerabile a filtrului pe partea de c.c.3.8. Tipuri de invertoare3.8.1. Invertoare de curent i tensiuneAceste dou tipuri de invertoare difer ca schem i alimentare n funcie de parametru de ieire dorit: tensiune sau curent. Dac pentru invertoarele de tensiune alimentarea este de la o surs detensiune, cufiltruC, fig. 3.2, 3.12, 3.13,pentruinvertoareledecurenteste de laosursde curent, fig. 3.41, unde bobina LF are o asemenea mrime nct asigur practic curentul absorbit de invertor, const Id . 23Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Adouadiferenesteconstructivi constn dispariia diodelor antiparalel, care nu mai sunt necesare ntruct comutatoarele statice CS comut direct curentul de sarcin. Astfel, n fig. 3.42 este prezentat funcionarea invertorului din fig. 3.41 pentru cazul modulaiei n und dreptunghiular de perioad T. comanda comutatoarelor statice este identic cu cea de la invertoarele de tensiune. Forma curentului de sarcin, ( ) t i0, este de tipdreptunghiular bipolar, cuvariaie ntredI +idI . Evident, acesta va conine o fundamental) t ( i01i un spectru de armonici cu rang identic ca la invertorul de tensiune. Fig. 3.41. Invertor de curent monofazat n punteTensiunea de ieire ( ) t v0 rezult din:) t ( i ) t ( z ) t ( v0 0 (3.115)unde ) t ( zeste impedana sarcinii. Tensiunea va fi evident defazat cu unghiul n fa, ca urmare a caracterului inductiv al sarcinii. n fig. 3.42 este prezentat acest lucru pentru fundamentala ) t ( v01 . Oaltdiferenestedatdetimpul mort. Realizarea unei pauze ntre comanda ON a +CSiCS ar conduce la ntreruperea cii de nchidere a curentului( ) t i0i la apariia supratensiuni nsemnate:dt) t ( i dL ) t ( u0F LF (3.116)pentru un interval redus nu conduce practic la scurtcircuitarea sursei dV.Fig. 3.42. Invertor de curent cu modulaie n und dreptunghiularAvnd n vedere aceste motive, la invertoarele de curent nu se practic timpul mort. Invertoarele de curent se realizeaz i n variant trifazat, dup modelul din fig. 3.13, mai puin diodele antiparalel. De asemenea se utilizeaz toate variantele de comand PWM. Ca arie de rspndire, convertoarele decurent sunt minoritare, avndngeneral destinaii speciale, strict solicitate de sarcin.3.8.2. Invertoare de tensiune i curent realizate cu comutatoare staticeSunt n prezent cele mai rspndite invertoare. Pn la puteri de ordinul sutelor de KW se utilizeaz IGBT-uri, BJT-uri i MOSFET-uri, acompaniate, dup caz, de diode antiparalel rapide. Pentru puteri mai mari se utilizeaz tiristoare GTO. Schemele de convertoare frecvent utilizate sunt:- invertoare monofazate n semipunte, fig. 3.12;- invertoare monofazate n punte, fig. 3.3 i 3.41- invertoare trifazate, fig. 3.13.Schemele sunt completate cu circuite de protecie adecvate la supratensiuni i supracureni, precum i cu circuite de comand, individualizate pentru fiecare tip de comutator static utilizat. 3.8.3. Invertoare cu tiristoare obinuiteAcesteinvertoareaufost dezvoltateiniial, cndcomutatoarelestaticeeraudisponibile pentru puteri mici. n prezent mai sunt utilizate doar la puteri mari. 24Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Principala problem a acestor tipuri de invertoare const n realizarea ntreruperii conduciei tiristoarelor printr-o cale exterioar i anume circuite L, C cu acumulare de energie. 3.8.2.1. Invertoare monofazate de tensiuneO prim variant de stingere este cunoscut sub numele de invertor Bedford McMurray, fig. 3.43, fiind un invertor cu stingere autonom. Circuitele de stingere sunt realizate din semibobinele cuplate magnetic2 Li capacitile4 1C ... , C, identice ca valoare. Se consider, fig. 3.44, c invertorul este comandat cu und dreptunghiular. Sarcina Z este de tip R+L, ceea ce face ca variaia curentului de sarcin ) t ( i0s fie de forma din fig.3.44. Pe intervalul [0, t2] sunt comandate tiristoarele T1 i T4. Peprimul interval [0, t1],0 ) t ( i0, relaia (3.117) rmnnd valabil.Pe ntreg intervalul [0, t2], condensatoarele C1 i C4, avnd practic tensiune nul la borne, sunt descrcate. n acelai timp, condensatoarele C3 i C4 sunt ncrcate, cu polaritatea din desen, la valorile:d C CV u u3 2 (3.118) nmomentul t2, cndprimesccomandade intrarea n conducie T2i T3, condensatoarele C3i C4 se descarc rapid prin tiristoare i semibobinele 2 L.Ca urmarea cuplajului magnetic dintre semibobine, n anozii tiristoarelor T1i T4se aplic tensiunile de inducie mutual negative din semibobinele2 L, fornd ieirea din conducie a acestora(!?). n continuare, conducia i blocarea se produce asemntor, inversndu-se rolul condensatoarelor i tiristoarelor. Invertorul poate fi folosit i cu regimurile de comand PWM, cu precauiade frecven de comutare, care s permit regimurile tranzitorii de ncrcare i descrcare a capacitilor. O a doua variant de stingere, fig. 3.45,este cunoscut sub numele de invertor McMurray, fiind un invertor cu stingere independent.Fig.3.44 Formele de und pentru invertorul Bedford McMurray25Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig.3.45. Invertorul McMurray.n fig. 3.45 se recunoate imediat invertorul monofazat n punte format din tiristoarele T1,, T4, diodele D1, , D4. Circuitele acumulatoare de energie L-C sunt conectate pentru stingerea prin tiristoare auxiliare 4 1i iT ,..., T, de putere mult mai mic dect cele ale invertorului. Diagrama de forme de und pentru comand i ieire sunt prezentate n fig. 3.46.n fig. 3.46, a i b sunt prezentate intervalele de comand pentru perechile de tiristoare T1, T4, respectiv T2, T3. n fig. 3.46, c i d sunt redate comenzile pentru tiristoarele auxiliare. Se constat c la 0 t sunt comandate simultan perechile de tiristoare 1i 1T Ti4i 4T T . PrinT1i T4senchide curentul de sarcin) t ( i0, respectiv se furnizeaz tensiunea ) t ( v0 pe aceasta, fig. 3.46 e, sarcina fiind de tipul R+L.n acelai timp prin perechile1T,1iT, respectiv,4T,4iT ncepe ncrcarea condensatoarelor1Ci2C, tensiuneape1C,) t ( u1C fiindprezentat n fig. 3.46 f. Circuitul LC fiind oscilant, tiristoarele2iT,3iT(!?) se autoblocheaz n momentul n care circuitul de ncrcare se anuleaz, moment cnd: d C CV u u2 1 , (3.119) Urmtoarea etap are loc la:t2Tt1 (3.120) Fig. 3.46. Diagrama de semnale pentru invertorulMcMurray.Comandatiristoarelor principaleestentreruptnaintede2Tdinmotivecunoscute, al evitrii scurtcircuitrii sursei, numit i conducie n cros (n cruce). Simultan sunt comandate n impuls tiristoarele auxiliare 1iT i 4iT. Condensatoarele C1 i C2 se descarc prin 1D i 1iT, respectiv, D4i 4iT, furniznd aa-numitul curent de comutaie Ci. Curentul printr-o diod va fi:0 C Di i i (3.121)n acelai timp tiristoarele principale 1T i 4Tse blocheaz datorit cderii de tensiune de labornelediodelor antiparalel cuacestea. nacelai timpcondensatoareleC1i C2ncepsse descarce. Latrecereaprinzeroatensiunii pe condensatoare,curentul de comutaie,ca urmarea caracterului oscilant al circuitului LC, este nenul pstrnd n conducie tiristoarele auxiliare 1iT i 4iT. Tensiunea pe condensatoarele C1i C2schimb de sens, acestea rencrcndu-se la dVcu 26Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs polaritateaschimbatfadeceadinfig. 3.45. Lasfritul intervalului t , practicT1iT4se blocheaz i intr n conducie, primind comand,2Ti3T. Curentul de rencrcare a condensatoarelor C1 i C2 comut pe 2T i 3T, nchizndu-sede la dV prin 1iT, 4iT. n felul acesta, condensatoarele sunt pregtite pentru blocarea conduciei tiristoarelor 2T i3T la sfritul perioadei T. Cel de al doilea impuls de comand furnizat de perechile 1iT,4iT, respectiv,2iT, 3iT, are rol la amorsarea conduciei prin invertor, avnd ca rol asigurarea ncrcrii condensatoarelor la nceperea funcionrii invertorului. Schemaestemai avantajoas dect cea a invertorului Bedford McMurray ca urmare a faptului c prin tiristoarele principale circul numai curentul de sarcin, curentul de comutaie nu depindedesarcin, iar randamentul conversiei superior caurmareacircuitului denchiderea curenilor de comutaie. Schema poate s funcioneze i la frecvene mari, pn la 5 KHz, precauiile fiind aceleai ca mai sus. 3.8.3.2. Invertoare trifazate de tensiune.Pentruinvertoareletrifazatedetensiuneseutilizeazvariantelemonofazatecustingere autonim sau independent, cu adaptrile necesare funcionrii trifazate. Pentru invertoarele cu stingere independent exist mai multe variante: Cu circuit de blocare separat pe fiecare faz i condensator unic.Aceast schem provine de la invertorul monofazat McMurray, fig. 3.45, prin adugarea celui de al treilea bra, identic cu primele dou, pentru asigurarea funcionrii trifazate. n principiu, funcionarea invertorului i proprietile sunt cele ale invertorului McMurray.Cucircuit de blocare separat i condensator divizat, fig. 3.47. n figur este prezentat numai un bra, corespunztor fazei A de ieire. Celelalte brae, pentru fazele B i C sunt identice. Funcionarea invertorului este asemntoare cu cea a invertorului McMurray, diagrama de comand fiind prezentat nfig. 3.48. Diferena constn faptul cexistcteuncondensator separat pentru blocarea conduciei fiecrui tiristor principal, C2, pentru T1, C1 pentru T2. Cu circuit de blocare i condensator unic, fig. 3.49. CondensatoareleC0aurolul dea creapunctul median0al surseidV. Este deci necesar ca:C C0 >> (3.121)Tiristoareleauxiliare6 1i iT ,..., Tau rolul de a conecta sursa de blocare pe tiristoarele principale6 1T ,..., T, dup o diagram asemntoare cu cea din fig.3.48, extins pentru trifazat. Fig. 3.47. Invertor cu circuit de blocare separat icondensator divizat.Fig. 3.48. Diagrama de comand pentru invertorul din fig. 3.4727Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.49. Invertor de tensiune cu circuit de blocare i condensator unic.Tiristoarele ' Ti " T au rolul de a permite suprancrcarea condensatoarelor C cu o polaritatesaualta. Blocareaconduciei unui tiristor serealizeazndoi timpi, calatiristorul McMurray. nprimul timpsedescarccondensatorul Cpeansamblul tiristor diodaflat n conducie, iar n timpul al doilea se rencarc C cu polaritatea inversat, pregtitor pentru blocarea urmtorului tiristor succesivelectric. Inductivitatea" Larerolul deaevitavariaiabrusc, gradientul mare al curentului de comutaie la trecerea acestuia de pe circuitul de blocare, tiristorul principal, perioada de recuperare(!?). Varianta pstreaz toate proprietile invertorului McMurray. Se realizeaz i o variant la care condensator ul C este divizat n dou condensatoare egale ca n schema 3.47, n acest caz nemaifiind necesare cele dou condensatoare C0. Stingerea autonom se realizeaz de asemenea n mai multe variante:Schemacucondensatordeblocarepefiecarefazderivdinceaainvertorului Bedford McMurray, n sensul c se completeaz schema invertorului monofazat din fig. 3.43 cu un al treilea bra identic pentru generarea fazei C. Funcionarea este asemntoare, cu diferena generrii unei comenzi trifazate, de tip und dreptunghiular sau PWM. Schema cu condensator de blocare ntre faze este prezentat n fig. 3.50.28Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Fig. 3.50. Invertor cu condensator de blocare ntre faze.Condensatoarele de blocare sunt 62 12C ,..., C, conectate ntre fazele invertorului. Bobinele Lsunt identicei cuplate magnetic. Sepresupuneccondensatorul13Cncrcat ntr-ofaz anterioar cu polaritatea din desen. Blocarea lui 1T se produce la intrarea n conducie a tiristorului 3T, succesiv electric lui 1T. Condensatorul 13C se descarc prin circuitul 1T i 3T. Curentul de descrcare are sens contrar celui de sarcin prin 1T i ca urmare va produce blocarea conduciei acestuia. Rencrcarea condensatorului13Ccuaceeai polaritate serealizeaz ncontinuarea descrcrii prin circuitul borna +,3T,13C, '1D , 1L, 4L, 1D, pe seama energiei acumulate n circuitul oscilant1L,2L, 13C. Diodeledetip ' D aurol dublu. Pedeoparte, laanularea curentului dencrcare, cnddatoritcaracterului oscilant al circuitului1L,4L, 13C(!?) , tensiuneapecondensator estemaxim, blocheazcurentul dencrcarepstrndcondensatorul ncrcat la tensiunea maxim. Pe de alt parte se evit descrcarea acestora pe impedana sarcinii. Dezavantajul principal al schemei constnfaptul cinductivitilecircuitelor dencrcareale condensatoarelor,6 1L ,..., L, sunt parcursedecurentul desarcin, decivoraveaodimensiune important, iar ncrcarea condensatoarelor va fi influenat de curentul de sarcin. Asemntor se realizeaz i invertoare de curent cu stingere autonom. 3.8.5. Alte tipuri de invertoare.3.8.5.1. Invertorul paralel. Pentru puteri mici i sarcini care suport armonici se realizeaz schemesimpledeinvertoare. nfig. 3.58esteprezentat invertorul parale cu tiristoare care este un invertor de tensiune monofazat. Invertorulestealimentatde lasursa dVconstant.SarcinaR este conectat la invertor prin transformatorul m cu punctul median n primar. Comandaestedetipul unddreptunghiular, iar stingerea tiristoarelor se realizeaz prin energia acumulat n condensatorul C. Primajumtatedeperioad, fig. 3.59estecomandat tiristorul 1T. Conducia se nchide de la borna + , 0, A, 1T, inductivitatea L i borna-. Impulsul detensiunefurnizat desemisecundarul 0Ase regsete pe rezistena de sarcin sub forma tensiunii) t ( v0, consideratpozitiv. Evident:d A 0V V (3.159)Fig. 3.58. Invertor paralel.n acelai timp, n secundarul 0B se induce o tensiune egal cu cea a lui 0A, adic:d B 0V V (3.160) Tensiunea la bornele secundarului va fi:d B AV 2 V (3.161)La bornele AB ale secundarului este conectat condensatorulC carese vancrca, dup forma din fig. 3.59 la valoarea maxim:d CV 2 U (3.162)i cu polaritatea din desen. Cnd tiristorul2Tprimete comanda la nceputul celei de a doua semiperioad se creeaz un circuit de descrcare a condensatorului C prin curentul) t ( iC, careestecurentul decomutaieal invertorului.Fig. 3.59. Forme de und pentru invertorulparalel.29Convertoare c.c. c.a. Invertoare curs Acestcurent, avndn vedere sensul de circulaie,conduce la micorarea curentului prin 1T pn la blocare i creterea curentului prin 2T pn ce acesta preia integral curentul de sarcin ) t ( is. Dup preluarea conduciei, circulaia curentului ) t ( is are loc de la borna +, 0, B, 2T, L i borna-, adicvacirculansensinvers prin semisecundarul0Baltransformatorului.Caurmare tensiunea de ieire ) t ( v0 va schimba de semn, iar condensatorul C se va rencrca la valoarea:d CV 2 U (3.163)Reglareatensiunii deieirenuesteposibil, nschimbfrecvenasepoatemodificaprin mrimea perioadei T n limite care s permit ncrcarea condensatorului C. Inductivitatea LFare rolul deatransformainvertorul nunuldecurent, nsensul meninerii aproximativconstantea amplitudinii curentului de sarcin. Dac sarcina este de tipul R+L, funcionarea este asemntoare ns formele de und din fig. 3.59 sunt oarecum diferite ca urmare modificrii formei de cretere i descretere a curentului de sarcin. Pe de alt parte, energia acumulat n inductivitatea sarcinii nu se poate descrca integral n circuitul de ieire, acesta transformndu-se prin intermediul transformatorului pe capacitatea C, a crui tensiune la borne tinde s creasc nelimitat. n realitate, ca urmare a pierderilor din circuit, tensiunea maxim de ncrcare poate crete pn la (1020)dV, periclitnd integritatea tiristoarelor. Evitarea acestui lucru se face cu schema cu diode de regim liber, fig. 3.60. Diodele de regimliber sunt D1i D2, fiind conectate la semisecundare, simetric, la prizele ' A , ' B , segmentele' AAi' BBreprezentnd % 20 ... 10 din spirele unui semisecundar.Diodele 1sDi2sDmpiedic descrcarea nedorit a condensatorului C n cazul unei sarcini avnd t.e.m.(vezi principiul stingerii autonome). Inductana FL nu mai joac rolul de filtrare, invertorul fiind de tensiune, ci, mpreun cu Cformeaz un circuit oscilant, caremeninevaloareatensiunii dencrcarenjurul valorii dedV 2. Intrarea n conducie a tiristorului 1T are loc n acelai mod ca la invertorul paralel din fig. 3.58. Diferena constn circuitul de ncrcare al condensatorului care va fi: borna +, A, 1sD,1T,FL,2D, ' B ,2sD. Adic se aplic acestuiao tensiune mai mic, corespunztoare prizei semisecundarului B ' B , tocmai pentru a evita supratensiuni de ncrcare. Descrcarea i ntreruperea conduciei printr-un tiristor se produce similar ca invertorul obinuit.Fig. 3.60.Invertor paralel cu diode de regim liber. 30