1.3 TIRISTORUL.

Tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere cu o mare capacitate în curent şi tensiune şi posibilitatea de comandă a intrării în conducţie. Uneori acest tiristor este denumit SCR – redresor semiconductor cu control (semiconductor controlled rectifier).

1.3.1 STRUCTURĂ.

Tiristorul este construit într-o structură cu patru straturi şi trei electrozi (fig.1.22). Stratul

anodului este de tipul p+ cu o impurificare de 1019 /cm3. Stratul catodului este de tipul n+ cu o impurificare asemănătoare.Stratul porţii, p2, are o impurificare medie de 1017 /cm3. Al patrulea strat permanent este n- , cu o impurificare de 1013 … 1014/ cm3 , având acelaşi rol cu stratul similar de la diode. Suplimentar este prevăzut stratul p, care împreună cu p+ formează stratul anodului şi care conferă proprietăţile tiristorului.În ceea ce priveşte secţiunea transversală a unui tiristor, acesta este de obicei circulară, cu diametre până la 10 cm şi ridică probleme deosebite privimihai33nd realizarea ansamblului poartă-catod astfel încât amorsarea conducţiei să se facă simultan în toată secţiunea.

1.3.2. POLARIZARE.

Considerând poarta izolată, polarizarea tiristorului se poate face direct, + pe A şi − pe K, sau invers, polarităţile fiind evident inversate. În primul caz joncţiunea J2, de tip n-p, fig.1.22, este polarizată invers şi valoarea tensiunii posibil de aplicat depinde de grosimea stratului n-, la fel ca la diode.În cazul al doilea, jonctiunile J3 şi J1 sunt polarizate invers. Joncţiunea J3, de tip n+ p, va asigura o barieră redusă, în timp ce J1 , de tip n-p, va asigura o tensiune de aceeaşi mărime ca in cazul polarizării directe.Rezultă că tiristorul poate suporta tensiuni inverse şi directe de aceeaşi mărime, fiind realizate unităţi pentru tensiuni de ordinul miilor de volţi.

1.3.3. CARACTERISTICA STATICĂ.

Se consideră tiristorul alimentat de la sursa U şi având o rezistenţă de sarcină R (fig.1.24). Caracteristica statică, fig.1.25, este dependenţa dintre curentul prin tiristor, iT, şi tensiunea anod-catod, uT. Pentru polarizare directă şi în absenţa curentului de poartă, iG = 0, caracteristica statică este furnizată de curba 1. Se constată trei lucruri:

Fig.1.22 Structura unui tiristor.

Fig.1.23 Simbolul tiristoarelor

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 16

• o creştere a curentului direct, nesemnificativ ca valoare, odată cu creşterea tensiunii anod-catod;

• intrarea în conducţie fără comandă, iG=0, dacă tensiunea anod-catod depăşeşte valoarea tensiunii UBD, numită de prăbuşire în sens direct, ca fiind tensiunea maximă admisă de tiristor la polarizarea directă;

• cu cât tensiunea anod-catod este mai mică, curentul de poartă necesar pentru intrarea în conducţie este mai mare, iG3 > iG2 > iG1=0

Intrarea în conducţie controlată prin iG ≠ 0 se realizează printr-un proces de autoamorsare, punctul de funcţionare deplasându-se rapid de pe ramura 2 pe ramura 3, pentru funcţionare în conducţie, într-un punct stabil F. Pe această caracteristică sunt două valori de curent care prezintă interes: • IL , curent de amorsare, ca fiind valoarea de curent iT peste care are loc procesul de

autoamorsare; • IH , curent de menţinere, ca valoare minimă a curentului iT pentru care, tiristorul amorsat fiind,

rămâne în conducţie chiar în absenţa curentului de poartă. Caracteristica statică pentru polarizare inversă este situată în cadranul 4 fiind caracterizată prin două mărimi: • IRM – curentul invers de saturaţie, generat de purtătorii minoritari, cu aceeaşi semnificaţie şi

mărime ca la diode; • VBR, tensiunea de prăbuşire în sens invers, ca fiind valoarea de tensiune la care are loc

amorsarea unei conducţii de avarie în sens invers, fără limitarea curentului, semnificaţia fiind aceeaşi ca la diode.

Caracteristica statică pentru starea de conducţie, curba 3, este liniară, din aceleaşi considerente ca la diode, cu diferenţa că tensiunea anod-catod VON este mai mare ca la diode putând lua valori între 1,1 . . . 2,1 V.

1.3.4. AMORSAREA CONDUCŢIEI.

Tristorul poate fi echivalat prin două tranzistoare T1 şi T2 conectate ca în fig.1.26. T1, tranzistor pnp, este format din straturile p+ n- p, iar T2 , npn, de straturile n- p n+. Se consideră circuitul anod-catod alimentat de la sursa EA , iar cel de poartă de la sursa EG cu polarităţile din fig.3.7. Circuitul bază-emitor al lui T2 este polarizat direct,

GB ii =2

(1.21)

Fig.1.24 Schema de alimentare. Fig.1.25 Caracteristica statică.

ELECTRONICA DE PUTERE 17 Tranzistorul T2 este polarizat pentru conducţie şi electronii din emitorul său se vor regăsi în colector sub forma curentului de colector

2Ci , susţinut de sursa EA. Dar

21 CB ii = (1.22)

şi deci şi tranzistorul T1 este polarizat pentru intrarea în conducţie, apărând curentul de colector

1Ci , pe seama golurilor injectate din emitor în colectorul acestuia. Consecinţa este creşterea curentului de bază al tranzistorului T2 la valoarea

12

'CGB iii += , (1.23)

care produce o nouă creştere a lui 2Ci , respectiv

1Bi şi 2Bi . Astfel

apare, ca urmare a reacţiei pozitive declanşate, o creştere rapidă a curentului prin dispozitiv, procesul numindu-se amorsare a conducţiei, punctul de funcţionare trecând pe caracteristica 3, fig.1.25, într-un timp de ordinul microsecundelor. Tranzistoarele T1 şi T2 fiind în zona activă se pot scrie relaţiile:

,

22

1

22

111

COEC

COEC

Iii

Iii

+−=

+−=

α

α (1.24)

unde ICO1 şi ICO2 sunt curenţii de colector ai celor două tranzistoare, pentru baze nepolarizate şi având valori nesemnificative, iar α1 , α2 de forma

β

βα+

=1

, (1.25)

unde β este factorul de amplificare în curent al tranzistorului,

B

C

ii

=β (1.26)

Din fig.1.25 se poate scrie că

1ET ii = (1.27)

şi

GTEK iiii +== 2 . (1.28)

Prelucrând relaţiile anterioare rezultă

( )21

212

1 ααα

+−++

= COCOGT

IIii (1.29)

Relaţia (1.28) indică modul de realizare al structurii tiristorului astfel încât să se realizeze amorsarea conducţiei. Astfel în stare blocată, trebuie ca

121 <<+αα (1.30)

astfel că iT să aibă valori reduse. Condiţia (1.29) se poate realiza cu uşurinţă pe tranzistoarele T1 şi T2 , acestea fiind în stare blocată.Pentru starea de conducţie trebuie ca

Fig.1.26 Schema echivalentă a tiristorului.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 18 121 →+αα , (1.31)

astfel încât iT să crească foarte mult, atingând valoarea de regim staţionar.Creşterea coeficientului α1 este generată de transformarea stratului de sărăcire n- într-un strat de tip n pe măsură ce tensiunea anod-catod creşte. Acest lucru determină ca grosimea bazei tranzistorului T1, formată din stratul n- transformat în n, să se reducă substanţial, producând creşterea lui α1. Pe de altă parte, tot ca urmare a creşterii tensiunii anod-catod, are loc o extensie a stratului n- în stratul porţii p, reducând de asemenea grosimea acestuia, adică a bazei tranzistorului T2, deci o creştere a lui α2. Conectarea celor două tranzistoare astfel încât să aibă loc reacţia pozitivă descrisă mai sus, face ca între anod şi catod să se închidă un curent suficient de mare care să menţină cele două tranzistoare în saturaţie, chiar după anularea curentului de poartă. Desfăurarea procesului de amorsare conduce la concluziile:amorsarea conducţiei necesită injectarea unui curent IG>0 în joncţiunea poartă-catod; după amorsarea conducţiei, curentul de poartă se poate anula, permiţând o comandă de tip impuls; întreruperea conducţiei prin tiristor se poate realiza numai prin micşorarea curentului IT sub valoarea curentului de menţinere IH.

1.3.5. CARACTERISTICI DINAMICE.

Caracteristicile dinamice se referă la procesele de intrare şi ieşire din conducţie având ca obiect: timpii de comutare, supratensiuni sau supracurenţi şi pierderile de putere. Se consideră tiristorul înglobat în schema din fig.1.27, unde u(t) este o tensiune sinusoidală, iar sarcina R+L

este caracterizată printr-o bobină de valoare foarte mare încât practic se constituie într-un generator de curent constant I0. Variaţia principalilor parametri din circuit este prezentată în fig.1.28, considerând că aplicarea curentului de poartă IG la t = 0, coincide cu valoarea maximă a tensiunii u(t). În primul interval de timp, td – timp de întârziere, tiristorul rămâne în stare blocată ca urmare a faptului că injecţia de purtători de sarcină în exces datorată lui IG, rămâne la nivelul stratului p2, în vecinătatea metalizării porţii, şi începe să crească suma α1+α2. Când α1+α2 → 1 începe injecţia de electroni din n+ în p2 şi de goluri din p+ în n-, în zona centrală a tiristorului apărând un exces de purtători care va permite amorsarea curentului iT. Curentul iT creşte, cu un gradient determinat de sarcina din anodul tiristorului, în timpul tri. In acelaşi timp, ca urmare a densităţii mari de purtători de sarcină din zona centrală conductivitatea acestei zone creşte mult şi tensiunea anod-catod scade repede.La sfârşitul intervalului tri, purtătorii de sarcină din zona centrală continuă să se răspândească spre zonele laterale ale secţiunii tiristorului, tensiunea anod-catod descrescând pe intervalul tfv mult mai lent, la sfârşitul căruia densitatea de purtători de

Fig.1.27 Cicuit pentru analiza regimului dinamic.

Fig.1.28 Procesul de intrare în conducţie.

ELECTRONICA DE PUTERE 19sarcină se uniformizează în întreaga secţiune, tensiunea anod-catod atingând valoarea de regim staţionar VON. Timpul de intrare în conducţie este dat de

fvridON tttt ++= (1.32)

şi are valori de până la 10 μsec pentru tiristoarele lente, de reţea, şi de 1-2 μsec pentru tiristoarele rapide. Pierderile de putere la intrarea în conducţie sunt relativ mari pe intervalul tri + tfv , când atât curentul cât şi tensiunea au valori relativ mari. Dacă frecvenţa de comutaţie este redusă, cazul tiristoarelor lente, energia dezvoltată în tiristor este nesemnificativă în raport cu cea din stare de conducţie şi se neglijează în calculul termic.Pentru tiristoarele rapide, energia cumulată nu mai poate fi neglijată şi se ia în consideraţie în acelaşi mod ca la diode.

Procesul de ieşire din conducţie decurge în mod asemănător ca la diode, fiind provocat de inversarea polarităţii tensiunii de alimentare. Un proces standard de ieşire din conducţie este prezentat în fig.1.29. Intervalele t, ts şi tf au aceeaşi semnificaţie de la diode. Apare suplimentar intervalul de timp tq necesar tiristorului pentru a căpăta capacitatea de blocare la aplicarea unor tensiuni anod-catod pozitive.

Dacă înaintea epuizării intervalului tq se aplică o tensiune pozitivă cu un gradient relativ mare tiristorul reintră în conducţie în sens direct, fără a fi comandat pe poartă. Pentru tiristoarele lente, tq = 300 μsec,în timp ce pentru cele rapide are valori mult mai mici, în jur de 10μsec. Timpul de blocare al conducţiei dat de

OFF s f qt t t t t= + + + (1.33)

este practic determinat de tq, limitând frecvenţa de lucru a dispozitivului. Se mai remarcă de asemenea supratensiunea inversă de comutaţie VRM , având acelaşi mecanism de generare ca la diode, dar şi gradientul de aplicare al acesteia la începutul intervalului tf. Pierderile de putere din tiristor în procesul de blocare sunt determinate de intervalul tf , când atât tensiunea cât şi curentul invers sunt relativ însemnate ca valoare. Pentru tiristoarele utilizate la frecvenţe joase aceste pierderi sunt nesemnificative în bilanţul total. Luarea lor în considerare se face în aceleaşi situaţii ca la diode.

1.3.6 CIRCUITE DE COMANDĂ PE POARTĂ.

Circuitele de comandă pe poartă trebuie să asigure următoarele condiţii, fig.1.30: • un curent de poartă IG > 0, având o valoare suficient de mare pentru a asigura intrarea fermă în

conducţie a tiristorului, indiferent de temperatura acestuia; • valoarea curentului de poartă să nu conducă la încălziri excesive ale joncţiunii G-K; • să fixeze precis momentul intrării în conducţie, în special pentru tiristoarele conectate în serie

sau paralel; • să asigure separarea galvanică între circuitul de generare a comenzii şi circuitul de tensiune

mare A-K;

Fig.1.29 Procesul de ieşire din conducţie.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 20

• suplimentar, pentru convertoarele de reţea, sincronizarea comenzii cu tensiunea anod-catod (semialternanţa pozitivă).

Joncţiunea poartă-catod este un semiconductor p-n. Caracteristica de comndă, VG = f(IG), va fi asemănătoare cu caracteristica tensiune-curent a unei diode de semnal, prezentată în fig.1.31. Datorită dispersiei de fabricaţie, pentru aceiaşi serie de tiristoare, se garantează poziţionarea caracteristicii VG = f(IG) între două limite 1 şi 2. Pentru calcule se ia de obicei în consideraţie caracteristica medie 3. Există două categorii de limitări. Limitarea inferioară se referă la amorsarea certă, fiind determinată de temperatura la care se află dispozitivul în momentul generării comenzii. Astfel, la stânga regimurilor determinate de limitările a, b şi c, amorsarea este incertă. Cele trei caracteristici a, b, c, sunt determinate de temperatura dispozitivului, de exemplu în ordine, 125°C, 25°C şi -40°C. Limitările superioare au în vedere nedepăşirea regimului termic admisibil al joncţiunii, în sensul că în stânga caracteristicii A comanda se poate face în c.c., iar în dreapta în regim de impuls cu durate determinate, de exemplu : A – 10msec, B – 1msec, C - 100μsec, D - 10μsec, ş.a.m.d. Punctul de funcţionare, F, se stabileşte în funcţie de condiţiile de mai sus la intersecţia dintre caracteristica medie 3 şi dreapta de sarcină, DS, care se trasează prin cele două puncte cunoscute: IG = 0 şi VG = EG; IGK = EG/RG şi VG = 0. În funcţie de tipul de aplicaţie se utilizează frecvent trei tipuri de comenzi : impuls tare, impuls moale şi tren de impulsuri (fig.1.32).Impulsul tare, fig.1.32a, este utilizat în special pentru cazul tiristoarelor conectate în serie sau paralel având ca scop creşterea preciziei de intrare în conducţie.

Impulsul de tip moale, fig.1.32b, este utilizat în cazurile obişnuite, adică tiristoare independente şi solicitări dinamice reduse. Al treilea tip de comandă, tren de impulsuri, fig.1.32c, se utilizează în special în convertoarele c.c. – c.a. unde conducţia efectivă poate să nu coincidă cu durata de comandă . Pentru convertoarele de reţea circuitul de comandă pe poartă trebuie să asigure generarea impulsului într-o anumită concordanţă cu faza tensiunii anod-catod, semialternanţa pozitivă, când tiristorul poate efectiv intra în conducţie. O schemă tipică pentru o astfel de utilizare este prezentată in fig.1.33, utilizând circuitul integrat specializat βAA145. La intrarea I1 se aplică o tensiune sinusoidală Usin, numită de sincronizare, separată galvanic şi de valoare

Fig.1.32 Tipuri de impulsuri.

Fig.1.30 Comanda pe poartă. Fig.1.31 Caracteristica de poartă.

ELECTRONICA DE PUTERE 21redusă (fig.1.34).Pe baza acestei tensiuni se generează o tensiune în dinte de fierăstrău vΔ(t). Această tensiune este comparată cu tensiunea de comandă UC, continuă şi variabilă în limitele

Δ≤≤ vUC ˆ0 (1.34)

La egalitatea celor două tensiuni,

)(tvUC Δ= , (1.35)

se generează, la cele două ieşiri E1 şi E2, două impulsuri pozitive cu durata reglabilă şi poziţionate la π. Prin varierea tensiunii Uc în limitele menţionate mai sus, faza de apariţie α a impulsului E1 se deplasează în domeniul [0,π], adică in intervalul în care tiristorul, având tensiunea A-K pozitivă, poate intra în conducţie. Impulsurile sunt amplificate prin montajul Darlington format din tranzistoarele T1 şi T2 fiind aplicat primarului transformatorului de impuls m. Acest transformator are un dublu rol: separare galvanică şi adaptarea curentului la cerinţele circuitului G-K. În circuit mai sunt prevăzute o serie de elemente cu funcţiunile: • poarta „sau“, formată din diodele n1 şi n2, care permite amplificarea şi trimiterea pe poartă a

unui al doilea impus generat cu o altă fază;

• rezistenţa de sarcină Rs folosită atât pentru realizarea circuitului de descărcare a energiei transformatorului, împreună cu n4 şi n5, precum şi pentru adaptarea curentului de poartă pentru cazul când acelaşi transformator de impuls este utilizat pentru mai multe tipodimensiuni de tiristoare;

• dioda n6 pentru selectarea impulsului pozitiv generat de transformator;

• rezistenţa R, de ordinul ohmilor, cu scop de a evita efectele nedorite ale întreruperii circuitului de poartă asupra transformatorului de impuls;

• capacitate C cu efect de filtrare a perturbaţilor exterioare culese de conexiunile între transformatorul de impuls şi circuitul G-K.

Un alt mod de a realiza separarea galvanică este prezentat în fig.1.35 prin utilizarea optocuploarelor, formatorul de impulsuri FI putând fi de tipul prezentat mai sus sau de altă construcţie. Prin intermediul optocuplorului T1 semnalul este transmis tranzistorului T2, care împreună cu fototranzistorul din T1 formează un montaj Darlington.Schema are avantajul utilizării unui număr redus de componente, însă necesită

Fig.1.33 Schema de comandă pe poartă pentru convertoare de reţea.

Fig.1.34 Diagrama de semnale.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 22 două surse separate, una pentru formatorul de impulsuri FI şi a doua, +Ec , pentru circuitul de

amplificare, în contact galvanic cu circuitul G-K.

1.3.7. ALEGEREA TIRISTOARELOR.

Alegerea tiristoarelor utilizate într-un convertor urmează aceeaşi metodologie de la diode. La alegerea în curent se procedează identic, în timp ce la alegerea în tensiune, ca urmare a sensibilităţii deosebite a tiristorului la supratensiuni

VRRM = (2 . . . 2,5)VRW . (1.36)

De asemenea trebuiesc avute în vedere gradientele de curent şi tensiune maxim admise, pentru ca în cazul neîncadrării în limitele admisibile să se prevadă circuite de protecţie adecvate. Verificarea corectei alegeri se face prin calculul regimului termic al joncţiunii după metodologia de la diode, fiind valabile toate consideraţiile prezentate. Singura diferenţă constă în introducerea în puterea totală disipată a puterii disipate în circuitul de comandă, calculabilă cu relaţia

TtIUP i

GGG = , (1.37)

unde tî este durata impulsului, iar T perioada de generare a acestuia.

1.3.8 PARAMETRI DE CATALOG AI TIRISTOARELOR.

Parametrii de catalog ai diodelor se regăsesc aproape în totalitate la tiristoare cu o diferenţa de notaţie constând în înlocuirea literei F cu T, adică, de exemplu , curentul mediu prin tiristor, se notează cu ITAV. Apar în plus o serie de parametri specifici, prezentaţi mai sus, cum ar fi: • pentru circuitul de poartă VG, IG ; • tensiunea de prăbuşire în sens direct VBD; • curenţii de amorsare şi de menţinere, IL şi IH;

• gradienţii de curent şi tensiune admisibili t

vt

i VT

dd

,d

d ;

• sarcina stocată QS . Se fabrică în mod curent tiristoare pentru tensiuni şi curenţi de ordinul miilor de volţi şi amperi.

Fig.1.35 Separare galvanică prin optocuplor.