Proiectarea și realizarea unei surse de alimentare în comutație

Student: Vlad Mihai PLĂCINTĂ

2014

Cuprins

1. Introducere..............................................................................................................................................3

2. Proiectarea sursei....................................................................................................................................7

2.1 Alegerea topologiei............................................................................................................................7

2.2 Alegerea tranzistorului de putere.....................................................................................................9

2.3 Circuite de comandă........................................................................................................................12

2.4 Etajul driver....................................................................................................................................15

2.5 Realizarea inductorului, alegerea diodei de redresare și alegerea condensatoarelor de filtrare....16

3.7 Calcule.............................................................................................................................................17

3. Rezultate practice................................................................................................................................21

1. Introducere

Orice circuit electronic, pentru funcţionare, are nevoie de o sursă de alimentare. Pentru circuitele electronice sau echipamentele de mică putere este suficientă, de multe ori, o baterie.

Pentru circuitele electronice de putere mai mare, principala sursă de energie este reţeaua de curent alternativ de 50Hz, dar unele circuite nu acceptă direct curent alternativ, ci o tensiune continuă simetrică(amplificatoare audio) sau o tensiune de 3 ori mai mică decât cea de la reţea, pentru asta utilizăm o sursă în comutaţie(cele mai des folosite în ziua de astăzi) corect dimensionată pentru alimentarea acesteia.

În proiectarea unei surse de alimentare de calitate, fiabilă şi cu randament ridicat se iau în vedere următoarele cerinţe: cost de producţie mic, să utilizeze tehnologie modernă, dimensiuni şi greutăţi cât mai reduse şi stabilitate în timp.

“Principiul sursei în comutaţie a fost folosit de peste 100 ani. Sistemul de aprindere utilizat într-un motor pe benzina a fost cea mai veche versiune a sursei în comutaţie flyback. Următoarea generaţie de surse în comutaţie a fost folosirea lor în televizoare la tensiuni înalte.”[1.1]

O sursă liniară poate produce doar o tensiune mai mică ca tensiunea de intrare. Să luăm drept exemplu un dispozitiv care necesită o tensiune de 5V la un curent de circa 1A şi dispunem doar de o sursă de alimentare de 12V. Dacă folosim un circuit integrat dedicat, gen LM7805, acesta are nevoie de o tensiune de minim 7.5V la intrare pentru a asigura cei 5V şi 1A la ieşire. Diferenţa dintre tensiunea de intrare şi cea de ieşire se numeşte Voltage drop şi influenţează direct randamentul sursei, în cazul de faţă circuitul integrat va trebui să disipe 7W pentru a asigura cei 5W necesari dispozitivului ceea ce oferă o eficienţă de circa 41%. Dacă utilizăm o sursă în comutaţie randamentul ei depăseşte 80% deoarece pierderile sunt minime pe elementele de putere.

Sursele liniare necesită radiatoare foarte mari pentru disiparea puterii dar sunt şi foarte voluminoare şi grele. Transformatoarele din sursele liniare lucrează la o frecvenţă de 50Hz dar au un gabarit foarte mare, în schimb sursele în comutaţie necesită un radiator mult mai mic deoarece pierderile sunt mici, dar şi transformatoarele folosite în surse comutaţie sunt de dimensiuni mici, fiind fabricate dintr-un material special pentru frecvenţe de lucru mari, de ordinal zecilor de KHz, iar pentru filtrare se folosesc capacităţi foare mari la cele liniare şi capacităţi mici la cele în comutaţie. Deasemenea şi preţul surselor liniare este mai mare faţă de cel al surselor în comutaţie.

Sursele liniare au totuşi un avantaj faţă de cele în comutaţie, în sensul că sunt tăcute, datorită frecvenţei de operare. Sursele liniare se folosesc atunci când se necesită alimentarea unor circuite analogice sensibile la zgomot.

Există un caz particular de surse liniare numite Low-drop-out linear regulators ce acceptă o diferenţă de tensiune de circa 0.3-0.5V pentru a funcţiona corect. Datorită acestui parametru acest tip de surse poate fi folosit în aplicaţii de putere mică.

Sursele în comutație pot fi controlate atât cu ajutorul PWM(modularea impulsurilor în lațime) cât și PFM (modularea impulsurilor în frecvență).

Modularea impulsurilor în durată este cea mai comună și utilizată în sursele în comutație. Semnalele PWM transmit imformația prin lățimea impulsului obținut. Obținea unui semnal PWM se realizează cu ajutorului unui generator dinte de fierăstrău(oscilator), amplificator de eroare și comparator.

Fig.1.1 Semnal dinte de fierăstrău(sus) și semnal PWM(jos)

Principalul parametru al semnalul PWM este factorul de umplere(duty cycle). Acesta transmite informația lățimii pulsului.

D= T on

Ton+T off

D-factorul de umplere;

T on- timpul de conducție;

T off- timpul de blocare;

T on+T off -perioada semnalului, T.

Factorul de umplere este o mărime adimensională și exprimarea sa se face în procente(%).

Fig1.2 Semnal PWM cu 25% factor de umplere

Fig.1.3 Semnal PWM cu 50% factor de umplere

Fig.1.4 Semnal PWM cu 75% factor de umplere

Modularea impulsurilor în frecvență este o tehnică mai eficientă de comandă utilizată în sursele în comutație. Funcționare pe baza acestei modulații se bazeză pe tehnici de salvare a energiei. O sursă în comutație comandată cu PFM comandă tranzistorul de putere doar atunci când tensiune de ieșire scade sub un anumit prag(tensiunea de ieșire nominală), astfel că atunci

când se petrece acest lucru tranzistorul de putere este comandat până când este atins pragul stabilit și 0.8% peste această limită de prag. Pe timpul când tranzistorul nu este comandat, toate circuitele interne sunt oprite astfel economise energie, care astfel mărește eficiența. Modulația impulsurilor în frecvență se folosește de regulă la curenți mici de ieșire de până la 1000mA.

Fig.1.5 Semnal PFM[1.2]

Sursele liniare prezintă avantajul simplității dar prezintă dezavantaje ca eficiență scăzută, iar tensiunea și curentul de ieșire nu pot fi mai mari decât tensiunea și curentul de la intrare.

Sursele în comutație sunt complexe, au eficiență mare, iar tensiunea și curentul de ieșire pot fi mai mari sau mai mici ca tensiunea și curentul de intrare.

2. Proiectarea sursei

2.1 Alegerea topologiei

Pentru proiectarea schemei sursei este necesară alegerea unei topologii care să satisfacă următorii parametri:

Tensiunea de intrare 10V-25V Tensiunea de ieșire maximă 25V Tensiunea de ieșire minimă 5V Curent de ieșire maxim 2A Eficiența conversiei la circa 50% încărcare de minim 80%

Pe baza acestor am ales topologia SEPIC(Single-ended primary-inductor converter), deoarece permite ca tensiunea de ieșire sa fie mai mare sau mai mică decât tensiunea de intrare.

Fig.2.1 Schema de bază a configurației SEPIC

Tensiunea de ieșire este controlată de către factorul de umplere al semnalului cu care este comandat tranzistorul de putere, astfel la un factor de umplere mic tensiunea va fi minimă, iar la un factor de umplere mare tensiunea va fi maximă. Principiul de funcționare este asemănător ca cel al unui convertor buck-boost doar ca are avantajul ca nu inversează polaritatea tensiunii față de tensiunea de intrare. Configurația folosește un condensator care cuplează tensiunea de intrare cu cea de ieșire, dar care asigură și un răspuns foarte bun la scurt-circuit.

Fig.2.2 Schema de bază mai detaliată a configurației SEPIC

2.2 Alegerea tranzistorului de putere

Alegerea tipului de tehnologie pentru utilizarea pe post de comutator de putere este infuențată de mai mulți factori, cum ar fi costul, vârfurile de tensiune și curent, frecvența de lucru și bineînțeles puterea disipată. Sunt trei tipuri mari de comutatoare de putere:

1. Tranzistorul bipolar2. Tranzistorul MOSFET3. Tranzistorul bipolar cu grilă izolată(IGBT)

Fig.2.3 Tipuri de tranzistori de putere și caracteristicile lor[3.1]

Tranzistorul bipolar este un dispozitiv comandat în curent, iar curentul din bază este o proporție din curentul de colector.

I B≅I C

hfe

La tranzistoarele de putere bipolare media factorului h fe este între 5 și 20. Acesta poate creea piederi impresionante dacă nu este asigurată o comandă corectă în bază. Frecvența maximă de operare a unui tranzistor bipolar este cuprinsă între 80KHz și 100KHz.

Tranzistorul bipolar de putere prezintă avantajul unei saturații profunde, de unde reies pierderile mici în conducție, dar are dezavantajul unei dinamici mai lente care determină pierderi mari în comutație.

Fig.2.4 Simbolul unui tranzistor bipolar de tip npn

Tipul dispozitivului Pierderi în conducție

Pierderi în comutație

Putere de comandă

Tranzistor bipolar MICI MARI MARITranzistor MOSFET

MARI MICI MICĂ

IGBT MEDII MEDII MICĂ

Tranzistorul MOSFET este cea mai populară alegere pentru comutatoarele de putere în sursele în comutație cât și în redresarea sincronă. Este un dispozitiv comandat în tensiune capabil să țină zeci de amperi cu un curent foarte mic aplicat în poartă. Acesta prezintă 2 capacități față de terminalul poartă, capacitatea de intrare în poartă(C iss) și capacitatea inversă

drenă-poartă(C rss). Capacitatea de intrare(C iss) este o valoarea fixă determinată de capacitatea formată între subtrat și oxidul metalic din poartă, valoarea ei este cuprinsă între 800pF și 3200pF. Pentru comanda tranzistorilor MOSFET este nevoie de un driver de curent capabil să încarce și să descarce capacitatea de intrare cu vârfuri de curenți mari pentru scurte perioade de timp. Comanda tranzistorului MOSFET înfluențează eficiența sursei în comutație. Pentru a

reduce cât mai mult a pierderile pe tranzistor este recomandat alegerea unuia cu Rds (on)

(rezistența drenă sursă în conducție ) cât mai mică și capacitatea de intrare să fie de valori minime.

Fig.2.5 Simbolul unui tranzistor MOSFET cu canal n

Tranzistorul bipolar cu grilă izolată(IGBT) este un dispozitiv hibrid lansat pe piața semiconductoarelor în anul 1982. Acesta conține pe partea de intrare un tranzistor MOSFET(poartă) iar pe partea de putere un tranzistor bipolar. Ideea creării acestui tip de tranzistor a fost de a îmbina avantajele celor două tipuri de tranzistori de putere(bipolar și MOSFET) într-o singură pastilă de siliciu, evident acesta nu a putut egala 100% proprietățile de saturație profundă și viteza de comutație. Încă de la apariția lor și până în prezent sunt cele mai folosite în electronica de putere( în special aparate de sudură).

Fig.2.6 Simbolul unui IGBT cu canal n

Pentru proiectul prezentat am ales un tranzistor MOSFET cu canal n, e cel mai acesibil tranzistor de putere la un raport preț și calitate. Tranzistorul ales trebuie să aibă V DSS de cel puțin

2 ori mai mare decât V out, iar curentulI D să fie cât mai mare pentru a asigura un regim termic cât mai bun. Conform cataloagelor am ales IRF3205 care ne asigură de următorii parametri:

1. V DSS=55V

2. Rds (on)=8.0mΩ

3. I D=110A (T c=25 °C)

4. I D=80A (T c=100 °C)

5. C iss=3247pF6. Capsul ă¿−220

2.3 Circuite de comandă

Există două tipuri de comandă pwm în sursele în comutație:

1. Comandă în tensiune2. Comandă în curent

Comanda în tensiune este realizată cu ajutorul unui divizor rezistiv de pe tensiunea de ieșire, iar tensiunea rezultată este comparată de un amplificator de eroare având pe cealaltă intrare o tensiune de referință. Limitarea de curent se face separat.

Fig.2.7 Comanda în tensiune a unei surse în comutație

Comanda în curent folosește tot o buclă de reacție în tensiune care este comparată cu o tensiune de referință dar ieșirea amplificatorului de eroare este comparată cu o cădere de tensiune de pe un șunt înseriat cu tranzistorul de putere. Astfel la un anumit prag(cădere de tensiune pe șunt) circuitul integrat limitează factorul de umplere.

Fig.2.8 Comanda în curent a unei surse în comutație

Pentru acest proiect am ales comanda în curent realizată cu circuitul integrat UC3843. Acesta este un integrat foarte popular prin sursele de alimentare de putere mică(în special) prezentând următoarele caracteristici:

Poate atinge frecvențe de 500KHz Are nevoie de un curent de start de 1mA Poate funcționa cu factor de umplere maxim Conține ULVO (Under Voltage Lock-Out ) cu histerezis Ieșirea este de tip totem-pole cu un current de +- 1A

Fig.2.9 Diagrama internă UC3843

2.4 Etajul driver

Deoarece pentru a comanda corect un tranzistor mosfet e nevoie de putere de comandă mare am introdus un driver dedicate de curent de la Maxim integrated. Driverul ales este MAX627 și are următoarele caracteristici:

Funcționează în gama de tensiune 4.5V-18V Impedanță mare de intrare Intrările sunt de tip TTL Conține două drivere de tip low side driver pentru mosfet cu canal n Fiecare driver este capabil de +-2A pe ieșire

2.5 Realizarea inductorului, alegerea diodei de redresare i alegerea școndensatoarelor de filtrare

Inductorul este alături de tranzistorul de putere principalul responsabil de a transfera energia spre consumator la o eficiența cât mai mare. În cazul topologiei studiate inductorul a fost realizat pe un miez PC47EER40-Z din ferită la care s-a adăugat un mic întrefier. Întrefierul se folosește cel mai des în sursele de tip flyback(cu transfer indirect) el are rolul de a crește curentul de saturație a miezului, dar totodată scade și inductanța miezului, în cazul nostru atunci când sursa trece în configurație de ridicătoare de tensiune, se va aplica inductorului o component continuă ce tinde să satureze miezul.

Bobinarea inductorului s-a făcut cu un conductor de tip litz-wire(conductor lițat) pentru a diminua efectul pelicular. Efectul pelicular constă într-o repartiție neuniformă a densității de curent pe secțiunea unui conductor străbătut de curent alternativ. Efectul pelicular este mai pronunțat cu cât rezistivitatea conductorului și frecvența semnalului sunt mai mari.

Dioda de redresare trebuie să fie o diodă redresoare tip Schottky, deoarece pe ea cad peste 60% din totalitatea pierderilor dintr-o sursă în comutație cu redresare nesincronă. Principalii parametric după care se alege o diodă de redresare în surse în comutație sunt:

1. Forward voltage drop(V f ), reprezintă căderea de tensiune atunci când prin diodă trece un anumit curent.

2. Reverse recovery time (t rr), reprezintă timpul necesar diodei să evacueze sarcina din joncțiune și să se blocheze atunci când o tensiune inversă este aplicată.

3. Forward recovery time(t frr), reprezintă timpul necesar diode să înceapă să conducă atunci când este polarizată direct.

4. Forward curent (I f ), curentul maxim ce poate trece prin diodă fără a se distruge.

5. Peak repetitive reverse voltage(V RRM), tensiunea maxima inversă admisă de joncțiune.

Conform parametrilor de mai sus am ales MBR20200 ca fiind dioda cea mai potrivită pentru această sursa. Acesta este o diodă dublă în capsulă D-PAK având următorii parametri:

1. V f = 0,9V pentru I f =10A

2. I f =10A (pentru o singură diodă)

3. V RRM= 200V

Condesatorii de intrare au rolul de a fi un rezervor de energie dar și de filtrare în cazul în care se folosește în locul acumulatorului o sursă de tensiune. Condensatorii de pe ieșire și de pe

intrare trebuie să fie de tip LOW-ESR, rezistența lor serie echivalentă trebuie să fie foarte mică, se recomandă utilizarea a mai multor condensatori în paralel pentru a diminua și mai mult rezistența acestora.

Condensatorul care cuplează tensiunea de ieșire și cea de intrare trebuie să fie capabil de curenți mari, de o capacitate mare și să fie LOW-ESR.

2.6 Calcule

În acest subcapitol voi calcula parametrii de care depind alegerea componentelor pentru o sursă în comutație de tip SEPIC la care vor fi luate în calcul valorile limită are sursei.

Pentru a fi mai ușor voi reaminti parametrii:

Tensiunea de intrare 10V-25V Tensiunea de ieșire maximă 25V Tensiunea de ieșire minimă 5V Curent de ieșire maxim 2A Eficiența conversiei la circa 50% încărcare de minim 80%

1. Calculul curentului maxim prin tranzistorul de putere

Primul pas pentru a calcula curentul maxim de comutație este determinarea factorului de umplere D, pentru valoarea tensiunii de intrare minime. Tensiunea de intrare minimă determină curentul maxim de comutație.

D= V out +¿V FWD+¿

V ¿+¿V FWD+¿Vout

¿ ¿¿¿

Dacă tensiunea de ieșire este 25V (Vout), tensiunea de intrare este 12V (Vin), iar tensiunea ce pică pe diodă în conducție directă este circa 0.5V (conform graficului) atunci vom aveam un factor de umplere de circa 68%. Acesta în realitate poate să varieze în funcție de component și de randamentul sursei.

Următorul pas este să decidem cât va fi riplul de curent din inductor pe care l-am putea accepta ca o valoarea admisibilă. O regulă simplă este că acesta este circa 30% din curentul ce

va fi consumat la parametrii maximi. Un calcul simplu de oferă un curent consumat de sursă la circa 50W pe ieșire si o tensiune de 12V la intrare de circa 5A la care am luat în calcul un randament de circa 80%.

Astfel avem:

ΔiL=5*0,3=1,5A

Tranzistorul de putere trebuie sa fie capabil să suporte suma curentilor de intrare, de ieșire și riplul de curent prin bobină, astfel el trebuie sa fie capabil să conducă minim 8.5A fără ca capsula sa să se încălzească excesiv.

2. Calculul bobinelor

L1=L2=12∗

V ¿∗¿ Dmax

ΔiL∗f s

¿

L1 – inductanța bobinei primare(care este antranată de drena tranzistorului);

L2 – inductanța bobinei secundare;

f s - frecvența de comutație;

ΔiL– riplul de curent din inductor;

V ¿ – tensiunea de intrare nominală.

L1=L2=12∗12∗0,68

1,5∗90000=0,000313H=0,313mH=31,3uH

Valoarea inductanței calculate reprezintă o valoare minimă admisibilă, pentru siguranță valoare reală a bobinelor vor fi de 60uH (sau undeva pe aproape), astfel se va asigura și un riplu de curent prin bobină mai mic. Valoarea nu este critică.

3. Alegerea diodei redresare

Dioda de redresare va fi o diodă tip Schottky. Mai sus am prezentat parametrii unei astfel de diode și am motivat alegerea ei. Cu ajutorul următoarei formule voi calcula puterea disipată pe diodă atunci când pe ieșire este livrat un curent maxim.

PD=V f∗I f

Fig.2.10 Graficul dintre V f și I f preluat din catalog al diodei MBR20200

Se obervă că pentru 2 A necesari pe ieșire vom avea o tensiune de cădere pe diodă de circa 0,7 V, dar diod0 MBR20200 este o diodă dublă și dacă folosim ambele diode vom împărți curentul de ieșire și astfel dacă ne uităm peste grafic vom avea o cădere de circa 0,5 V pe fiecare diodă.

PD=2∗V f∗I f

PD=2∗V f∗I f =2 * 0,5 * 1= 1W

Ultimul rezultat ne arată faptul că dioda la un curent maxim pe ieșire, indiferent de tensiunea de la ieșire va disipa circa 1W.

4. Calcul condensatorului de ieșire

Condensatorii de pe ieșire trebuie să fie atent aleși deoarece orice alegere incorentă influențează direct rețeaua de compensare a circuitului de comandă, practic influențează direct stabilitatea sursei.

C cout (min)=D∗I out ( max )

f s∗V riplu

( 3.10)

D-factorul de umplere al semanlului de comandă;

V riplu - tensiunea de riplu pe care îl dorim la ieșire;

f s – frecvența de comutație;

C cout (min)=¿ D∗I out (max )

f s∗V riplu

= 0.7∗2

90000∗0.02 = 0.00077 F = 0.77 mF= 770 µF

De aici rezultă că pentru un riplu de 20mV la un curent de 5 A pe ieșire este nevoie de o capacitate de 770 µF. Am ales astfel trei condensatori de 470 µF la o tensiune nominal de 50V pentru a suplimenta această capacitate necesară. La un curent mai mic cu aceeași capacitate de filtrare se va obține un riplu mult mai mic.

3. Rezultate practice

Pentru început am implementat schema sursei în comutație pe baza celor prezentate în capitolul 2, astfel am ajuns la următoarea schemă electrică:

Fig.3.1 Schema electrică a sursei în comutație

Având schema electrică am trecut la proiectarea cablajului. Am urmărit folosirea unor trase cât mai scurte și folosirea a cât puține treceri(ștrapuri). Condensatoarele de pe ieșire au fost situate la o distanța sigură de radiatorul sursei pentru a nu fi stresați de un posibil regim termic. Circuitul de comandă a fost proiectat pe trasee foarte scrute și înguste pentru a păstra forma de undă ce comandă tranzistorul cât mai corectă și cu fronturile cât mai abrupte.

Fig.3.2 Cablajul sursei în comutație

După realizarea fizică a tuturor montajelor am trecut la realizarea testelor. Cu ajutorul unui osciloscop digital am preluat diferite forme de undă din sursa în comutație ce vor fi prezentate în rândurile ce urmează.

Fig.3.3 Semnalul tip rampă din oscilatorul circuitului integrat

Fig.3.4 Semnalul de ieșire din circuitul integrat UC3843

Fig.3.5 Semnalul din poarta tranzistorului de putere

Fig.3.6 Semnalul din drena tranzistorului de putere

Fig.3.7 Curentul prin șunt

Bibliografie

[1] Raymond A.Mack, Jr. , Demystifying Switching Power Supplies.

[2] Texas Instruments, Performing Accurate PFM Mode Efficeincy Measurements, http://www.ti.com/lit/an/slva236/slva236.pdf

[3] On Semiconductor, Switchmode Power Supply, Reference Manual, SCILLC 2007

[4] http://danyk.cz/impulz3.html

[5] M. Bildgen, Application note Resonant converter topologies, SGSThomsonMicroelectronics

http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/SGSThomsonMicroelectronics/mXyzxvt.pdf

[6] Robert Mammano, Switching power supply topology voltage mode vs. current mode, Unitrode design note, https://ps-ssl.de/regiamea.de/ablage/dn-62.pdf

[7] http://www.ti.com/lit/an/slyt309/slyt309.pdf

[8] http://www.ti.com/lit/ds/symlink/uc1845.pdf

[9] http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX626-TSC428.pdf

[10] http://www.ti.com/lit/an/slyt411/slyt411.pdf