Download - Electronic A

Transcript

CONSTANTIN MIHOLCĂ

ELECTRONICĂ

PENTRU FACULTĂŢILE CU PROFIL NEELECTRIC

GALAŢI 2007

CUPRINS

Introducere ............................................................................................ 1 CAP. 1 DISPOZITIVE ELECTRONICE DE CIRCUIT 1.1 Noţiuni privind conducţia electrică în semiconductoare ................. 3 1.1.1 Semiconductoare de conductibilitate intrinsecă ......................... 3 1.1.2 Dispozitive electronice simple bazate pe semiconductoare intrinseci

............................................................................. 4 1.1.2 Semiconductoarele de conductibilitate extrinsecă ...................... 51.2 Joncţiunea p-n .................................................................................. 61.3 Dioda semiconductoare ................................................................... 8 1.3.1 Dioda în circuit, determinarea punctului static de funcţionare ... 9 1.3.2 Tipuri de diode semiconductoare ............................................... 101.4 Tranzistoare ..................................................................................... 12 1.4.1 Tranzistoare bipolare - structura fizică şi funcţionare ................ 12 1.4.2 Scheme de conexiuni şi caracteristici statice .............................. 14 1.4.3 Limitări în funcţionarea tranzistorului bipolar ........................... 16 1.4.4 Tranzistorul bipolar în circuit. Stabilirea PSF ............................ 16 1.4.5 Influenţa temperaturii asupra caracteristicilor externe. Stabilizarea punctului static de funcţionare ............................... 18 1.4.5.1 Scheme de stabilizare a punctului static de funcţionare utilizând

elemente neliniare de compensare ........................ 19 1.4.6 Regimul dinamic al tranzistorului bipolar (funcţionarea etajului de

amplificare în regim dinamic) ............................................ 19 1.4.7 Tranzistoare unipolare ................................................................ 21 1.4.7.1 TEC-J având canal de tip n. Structură fizică şi funcţionare.. 22 1.4.7.2 Construcţia etajului de amplificare cu TEC-J ....................... 24 1.4.7.3 Funcţionarea etajului de amplificare cu TEC-J în regim dinamic

............................................................................... 25 1.4.7.4 Tranzistorul TEC-MOS având canal permanent (de tip n) ... 26 1.4.7.5 Construcţia unui etaj de amplificare utilizând tranzistor TEC-MOS

având canal de tip n ......................................... 27

1.5 Dispozitive semiconductoare speciale ............................................. 28 1.5.1 Tiristorul .................................................................................... 28 1.5.2 Triacul ........................................................................................ 31 1.5.3 Tranzistorul unijoncţiune (TUJ) ................................................ 321.6. Întrebări şi problemă................................................ 34

Cuprins vi

CAP. 2 AMPLIFICATOARE ŞI OSCILATOARE 2.1 Proprietăţi generale şi caracteristici ale amplificatoarelor .............. 35 2.1.1 Parametrii principali ai amplificatoarelor ................................. 35 2.1.2 Caracteristici importante ale amplificatoarelor ......................... 37 2.1.3 Tipuri de amplificatoare ............................................................ 392.2 Amplificatoare de curent alternativ ................................................. 40 2.2.1 Amplificatoare de tensiune ........................................................ 40 2.2.2 Amplificatoare de putere (AP) .................................................. 43 2.2.2.1 Amplificatoare de putere în clasă A .................................... 44 2.2.2.2 Amplificatoare de putere în clasă B .................................... 45 2.2.2.3 Amplificatoare de curent (putere) în montaj Darlington ..... 462.3 Amplificatoare de curent continuu .................................................. 47 2.3.1 Amplificatoare de curent continuu în montaj diferenţial .......... 472.4 Reacţia negativă la amplificatoare şi consecinţele ei ...................... 492.5 Amplificatoare operaţionale ............................................................ 512.6 Oscilatoare ....................................................................................... 542.7. Întrebări ....................................................................................... 58 CAP. 3 REDRESOARE 3.1 Noţiuni generale .............................................................................. 593.2 Redresoare monofazate necomandate ............................................ 61 3.2.1 Schema bloc a unui redresor de mică putere ............................. 61 3.2.2 Redresoare monofazate monoalternanţă cu sarcină rezistivă .... 61 3.2.3 Redresoare monofazate dublă alternanţă cu sarcină rezistivă ... 64 3.2.4 Filtrarea tensiunii redresate ....................................................... 66 3.2.4.1 Funcţionarea redresorului cu filtru capacitiv ....................... 66 3.2.5 Parametrii redresoarelor de mică putere .................................... 683.3 Redresoare trifazate necomandate ................................................... 693.4. Întrebări............................................................................................ 72 CAP. 4 STABILIZATOARE ELECTRONICE 4.1 Noţiuni generale. Parametrii stabilizatoarelor ................................. 734.2 Stabilizatoare parametrice ............................................................... 73 4.2.1 Funcţionarea unui stabilizator parametric ................................. 744.2.2 Stabilizatoare cu reacţie având element de control serie şi amplificator deeroare ................................................................

4.2.3 Stabilizatoare integrate de tensiune ........................................... 78 CAP. 5 REDRESOARE COMANDATE DE MICĂ PUTERE 5.1 Principiul comenzilor pe verticală şi orizontală la redresoarele de mică

putere ..................................................................................... 825.2 Circuite specializate pentru comanda în fază a tiristoarelor ............ 865.3 Redresor monofazat semicomandat în punte ................................... 885.4. Întrebări şi problemă ..................................................................................... 90

Cuprins vii

CAP. 6 CIRCUITE LOGICE COMBINAŢIONALE ŞI SECVENŢIALE

6.1 Funcţii logice elementare ................................................................ 916.2 Relaţii fundamentale în algebra logicii .......................................... 946.3 Circuite logice. Realizarea funcţiilor logice elementare cu dispozitive

electronice ................................................................. 956.4 Circuite logice integrate (poarta logică NAND-TTL)............................ 97 6.4.1 Poarta logică integrată NOR (SAU-Nu).................................... 996.5 Circuite logice combinaţionale ........................................................ 100 6.5.1 Noţiuni generale ......................................................................... 100 6.5.2 Analiza circuitelor logice combinaţionale ................................. 1016.6 Circuite logice secvenţiale ............................................................... 103 6.6.1 Circuite secvenţiale elementare ................................................. 104 6.6.1 Circuitul secvenţial de tip Master - Slave .................................... 1076.7 Întrebări şi probleme............................................................... 109 CAP. 7 APLICAŢII ALE CIRCUITELOR LOGICE COMBINAŢIONALE ŞI SECVENŢIALE 7.1 Circuite LATCH .............................................................................. 110 7.1.1 Utilizarea triggerului SR ca circuit LATCH ............................. 1107.2 Codificatoare şi decodificatoare ...................................................... 1117.3 Circuite de multiplexare şi demultiplexare ...................................... 1137.4 Numărătoare electronice .................................................................. 1147.5 Convertoare ..................................................................................... 1157.6 Circuite de memorie ........................................................................ 1177.7 Microprocesorul (μP). Microcalculatorul (μC) ............................. 1227.8. Întrebări ............................................................................................ 123 Bibliografie ............................................................................................ 124

INTRODUCERE

Electronica a luat naştere ca o ramură a electrotehnicii, fiind denumită la

începuturile ei “electrotehnica curenţilor slabi” şi având ca aplicaţie principală domeniul telecomunicaţiilor cu şi fără fir. Posibilităţile remarcabile ale electronicii şi progresele ei deosebit de rapide (mai ales în privinţa realizării tehnologice a dispozitivelor semiconductoare şi circuitelor integrate) au făcut ca, în prezent, electronica să fie utilizată aproape în toate domeniile ştiinţei şi tehnicii.

Ţinând seama de aspectele esenţiale ale electronicii şi fără pretenţia de a formula o definiţie atotcuprinzătoare, se poate spune că electronica este ramura ştiinţei şi tehnicii care se ocupă cu studiul fenomenelor şi aplicaţiile acestora privind conducţia electrică în semiconductoare, gaze şi vid.

Ca domeniu independent, Electronica se constituie la începutul secolului XX. Primele cinci decenii au reprezentat ”epoca” tuburilor electronice, cu numeroase aplicaţii în telecomunicaţii şi industrie. Începând cu anii 1949-1952 s-au realizat primele tranzistoare, iar în 1952 s-a formulat ideea circuitului integrat, astfel că după şase ani (în 1958) s-a realizat primul circuit integrat. În 1960 se construiesc primele dispozitive semiconductoare ale electronicii de putere (tiristoare şi triacuri) care au condus la modernizarea şi creşterea performanţelor în sistemele de acţionări electrice reglabile. Începând cu anul 1962 s-a trecut la producţia industrială a circuitelor integrate, la început în tehnologie bipolară şi apoi în tehnologie MOS (după 1965). Perfecţionarea rapidă a tehnologiilor electronice a condus la apariţia familiilor de circuite integrate logice MOS, începând cu anul 1970, permiţând dezvoltarea tehnologiei circuitelor larg integrate (LSI –Large Scale Integration). Aceste circuite au condus la realizarea primului microprocesor, pe 8 biţi, în 1971. Microprocesorul a determinat o revoluţie tehnică denumită ”revoluţia microelectronicii”, care a antrenat toate domeniile tehnologiei, încât astăzi nu există domeniu de activitate umană în care microprocesorul să nu poată fi implicat.

După 1980 s-au dezvoltat structuri VLSI (Very Large Scale Integration), utilizate fiind atât tehnologia CMOS cât şi bipolară. Aceste tehnologii permit înglobarea unui număr foarte mare (între 50.000 şi 1.000.000) de tranzistoare într-o capsulă.

După anul 1990 s-au dezvoltat structuri ULSI (Ultra Large Scale Integration), care pot îngloba peste un milion de tranzistoare CMOS într-o capsulă. De exemplu, microprocesorul 486 conţine 1,2 milioane de tranzistoare, dimensiunea unui tranzistor fiind ≤ 1μm.

În prezent, circuitele integrate se realizează în tehnologie CMOS, dar s-a trecut la tehnologia BiCMOS care este o combinaţie între tehnologia bipolară şi tehnologia CMOS. Această tehnologie (BiCMOS) îmbină avantajele de viteză şi curent mare la ieşire ale tehnologiei bipolare, cu avantajele consumului redus şi densitate mare de integrare, oferite de tehnologia CMOS. În prezent numărul de tranzistoare înglobate într-o capsulă depăşeşte 5 milioane.

Introducere 2

Întrucât electronica are în domeniul său de preocupare atât dispozitivele electronice cât şi circuitele electronice se impune definirea celor două noţiuni.

Dispozitivul electronic este un ansamblu format din părţi componente, imobile una faţă de alta, între care se produce conducţia electrică prin vid, gaze sau semiconductoare. Părţile componente pot fi piese distincte (la tuburile electronice) sau regiuni cu proprietăţi diferite ale unui material neomogen (la dispozitivele semiconductoare). Prin extensie, se consideră dispozitive electronice şi acele dispozitive realizate dintr-un singur material omogen, care are una dintre proprietăţile fundamentale ale conducţiei prin vid, gaze sau semiconductoare. În aplicaţii, dispozitivul electronic reprezintă un element de circuit, numit şi element electronic de circuit, spre deosebire de elementele electrice de circuit obişnuite (rezistoare, bobine, transformatoare, condensatoare etc).

Circuitul electronic este un ansamblu electric în care se folosesc unul sau mai multe dispozitive electronice la care se leagă elemente electrice de circuit, alimentându-se de la surse de energie, în scopul realizării unei funcţiuni (redresare, amplificare, producerea oscilaţiilor, modulaţie, detecţie etc).

CAPITOLUL 1

DISPOZITIVE ELECTRONICE DE CIRCUIT 1.1 Noţiuni privind conducţia electrică în semiconductoare

Semiconductorul ocupă poziţia intermediară între materialele conductoare şi

materialele izolatoare. Conducţia electrică în medii semiconductoare se realizează prin două categorii ale purtătorilor de sarcină: electronii şi golurile. Aceşti purtători se generează simultan sub formă de perechi şi au o anumită mobilitate, adică sub influenţa unui câmp electric ei pot da naştere curentului electric de conducţie. După modul de generare a purtătorilor, semiconductoarele se pot clasifica astfel:

• semiconductor de conductibilitate intrinsecă; • semiconductor de conductibilitate extrinsecă.

1.1.1 Semiconductoare de conductibilitate intrinsecă

Acestea sunt materiale pure din punct de vedere chimic (ex. Siliciu, Germaniu). Generarea perechilor electron-gol se produce datorită aportului energetic extern, reprezentat prin lăţimea benzii interzise (∆w), figura 1.1.

Figura 1.1. Structura benzilor energetice pentru un semiconductor

Capitolul 1

La echilibru termic (când nu există aport energetic extern) concentraţia electronilor, notată cu ni , este egală cu concentraţia de goluri, notată cu pi , fiind exprimată prin relaţia:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ Δ−

==KT2

wexpATpn 2/3ii (1.1)

unde: A - constantă ce depinde de natura semiconductorului;

T - temperatura absolută ( grade Kelvin); Δw - aportul energetic extern (lăţimea benzii interzise);

K - constanta lui Boltzmann.

1.1.2. Dispozitive electronice simple bazate pe semiconductoare intrinseci (realizate cu materiale omogene)

1. Termistorul - este un dispozitiv semiconductor omogen a cărui rezistenţă

electrică variază cu temperatura. Conductibilitatea termistorului este direct proporţională cu numărul de purtători ni daţi de relaţia (1.1), ceea ce conduce la o descreştere exponenţială a rezistenţei electrice, ca în figura 1.2.

Parametrii de catalog: a) rezistenţa la temperatura de referinţă, RTo[Ω], unde T0=20 oC;

b) sensibilitatea →−= 100.dT

dR.

R1S T

To[%/oC] exprimă viteza de variaţie a

rezistenţei RT la o variaţie dată de un grad Celsius a temperaturii; c) constanta de timp, T1 [s], ce reprezintă inerţia termică a termistorului; d) domeniul de temperatură, ΔT∈[-200oC...+300oC], în care performanţele

termistorului sunt stabile.

Figura 1.2. Variaţia rezistenţei electrice a termistorului cu temperatura

Utilizări: - detector în traductoare de temperatură; - detector în construcţia sesizoarelor de incendiu; - în aparatura de măsură şi automatizare.

2. Fotorezistenţa este un rezistor a cărui rezistenţă electrică se modifică sub acţiunea unei radiaţii electromagnetice incidente din spectrul vizibil sau infraroşu. Variaţia rezistenţei electrice a fotorezistorului se datorează modificării concentraţiei

Dispozitive electronice de circuit

purtătorilor de sarcină (formarea perechilor electron-gol), ca urmare a aportului energetic al radiaţiei incidente.

Parametrii de catalog:

a) rezistenţa la întuneric, Ro[Ω];

b) sensibilitatea, →φ

−=φ 100.ddR.

R1So

[%/lm]; unde lm simbolizează

lumenul (unitatea de măsură pentru intensitatea luminoasă); c) caracteristica spectrală, Sφ=f(λ), exprimă dependenţa sensibilităţii faţă de

lungimea de undă, fiind ilustrată în figura 1.3. În funcţie de valoarea lui λo (la care sensibilitatea este maximă) fotorezistenţele se pot construi pentru spectrele vizibil sau infraroşu;

d) constanta de timp, T1[s], se defineşte asemănător constantei de timp a termistorului; T1 caracterizează viteza de variaţie a rezistenţei electrice la o variaţie bruscă a fluxului luminos.

Figura 1.3. Caracteristica spectrală a fotorezistenţei

Fotorezistenţele sunt utilizate în construcţia releelor fotoelectrice, a detectoarelor de incendiu etc.

3. Varistorul este un dispozitiv semiconductor omogen cu o caracteristică neliniară, a cărui conductanţă creşte odată cu creşterea tensiunii aplicate la borne.

Figura 1.4. Caracteristica curent-tensiune şi simbolizarea varistorului

Perechile electron-gol se realizează pe seama energiei câmpului electric în

care este plasat varistorul. Forma caracteristicii statice, ilustrată în figura 1.4, îl face utilizabil ca dispozitiv de protecţie împotriva supratensiunilor.

1.1.3. Semiconductoarele de conductibilitate extrinsecă

Semiconductoarele de conductibilitate extrinsecă sunt cele mai utilizate. Conductibilitatea extrinsecă se obţine prin impurificarea (doparea) cu mici adaosuri a unui semiconductor. Procesul prin care se introduc impurităţi riguros dozate în semiconductor se numeşte dopare. În funcţie de natura elementului de impuritate

Capitolul 1

există două modalităţi de dopare care generează corespunzător, două tipuri de semiconductoare extrinseci.

• Doparea cu impurităţi pentavalente (Stibiu, Arsen etc) are ca efect creşterea numărului de purtători negativi (electroni) deoarece atomii pentavalenţi de impuritate cedează uşor câte un electron, ce devine electron liber (purtător), iar semiconductorul obţinut este de tip n. Atomii acestor impurităţi se numesc donori. Electronii sunt purtători majoritari iar golurile reprezintă purtătorii minoritari.

• Doparea cu impurităţi trivalente (Indiu, Aluminiu etc) are ca efect creşterea numărului de goluri, care devin purtători majoritari, deoarece atomii trivalenţi captează uşor câte un electron de la un atom vecin. Aceşti atomi de impurităţi se numesc atomi acceptori şi se transformă în ioni imobilizaţi în reţeaua cristalină. Semiconductorul obţinut are purtătorii majoritari pozitivi (goluri) fiind de tip p.

Semiconductoarele de tip n şi p sunt corpuri neutre din punct de vedere electric, deoarece sarcina ionilor imobilizaţi în reţeaua cristalină compensează sarcina suplimentară a purtătorilor majoritari.

1.2 Joncţiunea p-n

Dacă într-un cristal semiconductor se realizează prin dopare (utilizând procedee speciale) o zonă p cu impurităţi acceptoare şi o zonă n cu impurităţi donoare, astfel încât distanţa dintre cele două zone să fie cel mult 10-5 mm, se realizează o joncţiune p-n care reprezintă structura de bază pentru majoritatea componentelor electronice.

Purtătorii majoritari, simbolizaţi prin M, care au suficientă energie, trec dintr-o zonă în alta şi dau naştere curentului de difuzie, numit şi curentul direct al joncţiunii:

id = inM + ipM - curent direct (1.2) Câmpul intern antrenează dintr-o zonă în alta purtătorii minoritari, simbolizaţi

prin m, formând curentul de conducţie, numit şi curent invers al joncţiunii: ic = inm + ipm - curent invers (1.3)

În figura 1.5 se explică funcţionarea joncţiunii. Se folosesc notaţiile: Nao- concentraţia iniţială de goluri; Ndo - concentraţia iniţială de electroni. De regulă concentraţiile impurităţilor din cele două zone nu sunt egale (Nao > Ndo).

Proprietăţile regiunii de trecere (pentru joncţiunea p-n): 1. Regiunea de trecere se extinde mai mult în zona n, care este mai slab dopată

cu impurităţi. 2. Regiunea de trecere este un mediu dielectric (concentraţia purtătorilor este

foarte mică). 3. Lăţimea totală a regiunii de trecere creşte odată cu tensiunea inversă aplicată

joncţiunii. Diferenţa de concentraţii dintre cele două zone determină difuzia purtătorilor

majoritari dintr-o zonă în alta. Din cauza difuziei şi a recombinării purtătorilor majoritari cu cei difuzaţi rezultă, în vecinătatea de separaţie a celor două zone p şi n, o variaţie a concentraţiei de goluri (cp) şi electroni (cn). Aceste concentraţii scad până la zero la nivelul joncţiunii. Se obţine o sarcină a ionilor imobili (fixaţi în reţea) pentru purtătorii din fiecare zonă, sarcină care nu mai este compensată de sarcina

Dispozitive electronice de circuit

purtătorilor majoritari din zona respectivă. Rezultă o distribuţie spaţială nesimetrică a sarcinii ρ. Această sarcină creează câmpul electric care se opune trecerii purtătorilor majoritari dintr-o zonă în alta. Regiunea în care apare câmpul electric Ei şi sarcina spaţială ρ se numeşte regiune de trecere, ilustrată prin zona haşurată. Prezenţa câmpului intern Ei determină apariţia unei bariere de potenţial notate cu U0 (figura 1.5-e).

Dacă joncţiunii p-n i se ataşează două contacte metalice, potenţialele de tip M-S (metal-semiconductor) anulează bariera de potenţial U0, astfel încât la bornele joncţiunii potenţialul rezultant este zero (figura 1.6).

Figura 1.5 Figura 1.6. Efectul potenţialelor de contact asupra barierei de potenţial

Polarizările directă şi inversă ale joncţiunii p-n

a) Polarizarea directă (figura 1.7), presupune aplicarea tensiunii de alimentare Ua, cu polaritatea (+) la zona p şi, respectiv polaritatea (−) la zona n. Ca urmare, în zona regiunii de trecere, potenţialul iniţial (U0) al barierei scade cu

Capitolul 1

valoarea tensiunii de alimentare Ua. Acest lucru permite trecerea putătorilor majoritari care formează curentul de difuzie (Id), numit curent direct al joncţiunii. Curentul de conducţie (ic), numit curent invers al joncţiunii, este neglijabil.

Figura 1.7. Polarizarea directă a joncţiunii p-n

b) Polarizarea inversă (figura 1.8), presupune aplicarea tensiunii de alimentare Ua, cu polaritatea (−) la zona p şi, respectiv polaritatea (+) la zona n.

Figura 1.8. Polarizarea inversă a joncţiunii p-n

În acest caz potenţialul iniţial al barierei creşte cu valoarea tensiunii de

alimentare, Ua. Curentul direct al joncţiunii este neglijabil, iar joncţiunea se consideră blocată. Valoarea curentului de conducţie este de ordinul microamperilor.

1.3 Dioda semiconductoare

Dioda reprezintă dispozitivul semiconductor format dintr-o joncţiune p-n care are ataşate două contacte M-S (metal-semiconductor).

Cei doi electrozi, lipiţi prin procedee speciale de contactele M-S, se numesc: A = Anod, cu polaritate pozitivă în timpul conducţiei; C = Catod, cu polaritate negativă în timpul conducţiei. Caracteristica statică a diodei este reprezentată în figura 1.9. În starea de conducţie tensiunea anodică directă este: Ua ≅ 0,7V pentru diodele cu Si şi Ua≅0,3V pentru diodele cu Ge. Tensiunea anodică inversă se notează cu (-Ua) sau (- iaU ).

Dispozitive electronice de circuit

Dacă această tensiune creşte peste limita admisă (parametru de catalog) şi atinge valoarea de străpungere a joncţiunii, aceasta se distruge prin efect termic datorită creşterii în avalanşă a curentului invers.

Figura 1.9. Caracteristica curent-tensiune a diodei

1.3.1 Dioda în circuit, determinarea punctului static de funcţionare

Se consideră dioda D polarizată direct prin sursa E şi o rezistenţă R de

limitare a curentului anodic (figura 1.10). De asemenea, se cunoaşte caracteristica anodică, figura 1.11, pentru ramura de polarizare directă (cadranul I).

Figura 1.10. Dioda în circuit Figura 1.11. Caracteristica externă a diodei

Pentru determinarea punctului static de funcţionare, PSF (M), se rezolvă

grafo-analitic sistemul format din ecuaţia dreptei statice de sarcină, rezultată din a II-a teoremă a lui Kirchhoff aplicată circuitului din figura 1.10 şi ecuaţia caracteristicii anodice (figura 1.11):

⎩⎨⎧

=+⋅=

)U(fiUiRE

aa (1.4)

Tăieturile dreptei de sarcină cu axele de coordonate vor fi: E/R → pentru Ua=0 şi E → pentru ia=0. Se observă că înclinaţia dreptei de sarcină este egală cu

Capitolul 1

valoarea rezistenţei de limitare R: tg(α) = R. Coordonatele PSF sunt iao şi Uao, obţinute din proiecţiile punctului M pe cele două axe.

1.3.2 Tipuri de diode semiconductoare

1) Diode redresoare (realizate cu siliciu) au următorii parametri de catalog: a) curentul mediu în sens direct: IF ≤ 600 A; b) tensiunea inversă: Uinv. max ≤ 1800 V; c) temperatura maximă admisă a joncţiunii: Tj max ≤ 140 oC; d) frecvenţa de lucru: fl ∈ [50 Hz ... 20 KHz].

2) Diode stabilizatoare (diode Zener). Sunt diode realizate cu siliciu la care se utilizează ramura caracteristicii corespunzătoare polarizării inverse. În figura 1.12-a este ilustrată polarizarea diodei Zener, iar în figura 1.12-b este reprezentată caracteristica statică inversată (în cadranul I).

Figura 1.12. Dioda Zener în circuit (a) şi caracteristica curent-tensiune (b)

Parametrii de catalog: a) tensiunea de stabilizare Zener: Uz ∈[2.5 V ... 180 V]; b) curentul Zener – curentul corespunzător tensiunii de stabilizare:

Iz∈[mA...A]; c) puterea disipată: Pd<10W. d) coeficientul de variaţie a tensiunii stabilizate cu temperatura:

100.TU

.U1

zz Δ

Δ=α [%/oC];

e) rezistenţa internă (dinamică), rz, în porţiunea de lucru a caracteristicii statice.

3) Diode de comutaţie. Sunt diode de mică putere şi au timpul de tranziţie – din

starea ”blocat” în starea de ”conducţie” - de ordinul nanosecundelor. De regulă sunt utilizate în tehnica de calcul.

4) Diode cu contact punctiform. Sunt diode de mică putere şi au suprafaţa

joncţiunii foarte mică. Sunt utilizate în circuite de detecţie şi comutaţie la frecvenţe de lucru până la 10 MHz.

5) Dioda varicap. Această diodă este echivalentă cu un condensator variabil. Pe

măsură ce aplicăm o tensiune mai mare la bornele diodei, aceasta echivalează cu depărtarea armăturilor ”condensatorului”, deci se comportă ca o capacitate comandată prin tensiune. Simbolizarea şi variaţia capacităţii echivalente ale diodei varicap sunt prezentate în figura 1.13.

Dispozitive electronice de circuit

Figura 1.13. Dioda varicap: simbolizare şi principiu de funcţionare

6) Fotodioda este utilizată cu polarizare inversă. Curentul de purtători majoritari se datorează fluxului luminos incident. Fotodioda este utilizată în construcţia detectoarelor opto-electronice ce lucrează în spectrele vizibil sau infraroşu. Polarizarea, caracteristicile anodice şi caracteristica spectrală sunt reprezentate în figura 1.14 (a,b,c).

Figura 1.14. Polarizarea fotodiodei (a), familia caracteristicilor curent-tensiune (b), caracteristica spectrală (c)

7) Dioda electroluminiscentă – LED (Light Emitting Diode) se utilizează cu

polarizare directă A-C, figura 1.15-a. Aceasta emite un flux de radiaţii luminoase pe seama energiei rezultate prin recombinarea purtătorilor de sarcină. Culoarea radiaţiei depinde de natura semiconductorului şi de impuritatea activatoare. Este utilizată în construcţia afişoarelor numerice, la reclame etc. Din combinarea unui LED cu o fotodiodă rezultă un optocuplor (cuplor optic), figurile 1.15-b şi 1.15-c. Optocuplorul este un dispozitiv electronic care permite transferul unei comenzi de tip intrare-ieşire, realizând şi o foarte bună separare galvanică.

Figura 1.15. LED în circuit (a), optocuplor realizat cu LED+fotodiodă (b), optocuplor realizat cu

LED+fototranzistor (c)

8) Dioda tunel – are joncţiunea p-n cu cele două zone foarte apropiate şi puternic dopate cu impurităţi, astfel încât regiunea de trecere este foarte îngustă, iar purtătorii majoritari traversează bariera de potenţial prin ”efectul tunel” (efect cuantic). Caracteristica curent-tensiune este neliniară şi prezintă în porţiunea MN rezistenţă internă negativă. Această proprietate permite utilizarea diodei tunel în construcţia oscilatoarelor (vezi § 2.6). Frecvenţa de lucru este cuprinsă între 0,5 şi 5 GHz, dioda Tunel fiind utilizată şi în circuite de comutaţie. Simbolizarea şi caracteristica anodică sunt ilustrate în figura 1.16.

Capitolul 1

Figura 1.16. Simbolizarea diodei tunel şi caracteristica curent-tensiune

1.4 Tranzistoare

Tranzistorul este principalul dispozitiv electronic care are proprietatea de a amplifica semnale electrice. Considerând un dispozitiv de amplificare (DA) comandat prin semnalul de intrare xi, o rezistenţă de limitare a curentului de sarcină (R) şi sursa de alimentare E, în figura 1.17 s-a reprezentat schema simplificată a unui amplificator. În această schemă tranzistorul reprezintă dispozitivul de amplificare.

Figura 1.17. Dispozitiv de amplificare cu tranzistor

După modul în care se realizează conducţia electrică a semnalului prin DA,

tranzistoarele sunt de două tipuri: 1. Tranzistoare bipolare, la care conducţia electrică este asigurată atât de

electroni cât şi de goluri. În acest caz semnalul de intrare (xi) este un curent. 2. Tranzistoare unipolare, la care conducţia electrică este asigurată de o

singură categorie de purtători: fie numai electroni, fie numai goluri. La aceste tranzistoare semnalul de intrare (xi) în DA este o tensiune.

1.4.1 Tranzistoare bipolare - structura fizică şi funcţionare

Acestea sunt dispozitive semiconductoare formate din trei zone şi două joncţiuni. Structura unui tranzistor bipolar poate fi de tip pnp sau npn. Simbolizarea acestora este dată în figura 1.18.

Cei trei electrozi se numesc: emitor, colector şi bază. Zona E este puternic dopată cu impurităţi, zona B este slab dopată cu impurităţi şi este foarte îngustă (de ordinul micronilor), iar zona C este mai puţin dopată decât zona E. La funcţionarea în regim de amplificare joncţiunea E-B este polarizată direct, iar joncţiunea B-C este polarizată invers.

Structura fizică a unui tranzistor bipolar de tip pnp este prezentată în figura 1.19.

Dispozitive electronice de circuit

Curentul de difuzie prin joncţiunea emitorului este format din purtătorii majoritari care sunt golurile. Întrucât lăţimea bazei este foarte mică iar regiunea de trecere a joncţiunii B-C se extinde mult în zona bazei (n), golurile din emitor difuzate în bază (B) sunt preluate şi transportate în colector de câmpul electric intern Ei al joncţiunii colectorului. Transferul aproape integral în colector a golurilor difuzate în bază poartă numele de efect de tranzistor.

Figura 1.18. Structura şi simbolizarea tranzistorului bipolar (pnp şi npn)

Figura 1.19. Structura fizică şi polarizarea tranzistorului pnp

995.0II

En ≅=α - factor static de amplificare în curent (1.5)

Un procent foarte mic de goluri se recombină cu electroni din bază formând atomi neutri. Din schema structurală rezultă ecuaţia curenţilor prin tranzistor:

CBoEnC III +α= (1.6) CBoEnB II)1(I −α−= (1.7)

BCE III += (1.8) unde: ICBo este curentul de purtători minoritari. Observaţie: Curentul de purtători minoritari ICBo este foarte mic, rezultând EC II ≈ . În modul, tensiunea între colector şi bază este mult mai mare decât tensiunea dintre emitor şi bază: CBU >> EBU . Puterea la ieşire, (Pe), este mai mare decât puterea de intrare (Pi):

Pe = IC . UCB > Pi = UEB . IB (1.9) Această inegalitate explică posibilitatea funcţionării tranzistorului în regim de

amplificare.

Capitolul 1

1.4.2 Scheme de conexiuni şi caracteristici statice

Întrucât în regim de amplificare tranzistorul este considerat un cuadripol (simbolizat în figura 1.20), având 4 borne, iar tranzistorul având numai 3 terminale (bază, colector, emitor), rezultă că un terminal al tranzistorului trebuie utilizat ca bornă comună pentru intrare şi ieşire. De aceea sunt posibile trei scheme fundamentale de conexiune ale tranzistorului în regim de amplificare. În oricare dintre cele 3 scheme se are în vedere că joncţiunea E-B este polarizată direct, iar joncţiunea C-B este polarizată invers.

Figura 1.20. Simbolizarea unui amplificator

a) Schema de conexiuni – bază comună (BC – figura 1.21).

Figura 1.21. Tranzistorul bipolar în conexiune bază comună

b) Schema de conexiuni – emitor comun (EC – figura 1.22) – este cea mai utilizată, iar în continuare vor fi prezentate caracteristicile de intrare şi de ieşire pentru această conexiune.

c) Schema de conexiuni – colector comun (CC – figura 1.23), se utilizează ca

amplificator de putere (etaj final).

Figura 1.22. Tranzistorul bipolar în Figura 1.23. Tranzistorul bipolar în conexiune emitor comun conexiune colector comun

Caracteristici statice de intrare pentru conexiunea EC: (figura 1.24)

ctU)U(fI

CEBEB =

= .

Dispozitive electronice de circuit

Figura 1.24. Caracteristici statice de intrare

Caracteristici statice de ieşire pentru conexiunea EC:

ctI)U(fI

BCEC =

= .

Familiile caracteristicilor de ieşire sunt date în figura 1.25, în care se disting principalele regiuni de lucru.

Regiunea 1 – zona de blocare (de tăiere) este caracterizată de polarizarea inversă a joncţiunii E-B sau de lipsa polarizării acestei joncţiuni.

Regiunea 2 – regiunea activă normală este caracterizată de polarizarea directă a joncţiunii E-B şi de polarizarea inversă a joncţiunii C-B.

ConBnC I)1(II β++β= (1.10)

unde: n

nn 1 α−

α=β se numeşte factor static de amplificare în curent pentru

conexiunea emitor comun.

Figura 1.25. Familiile caracteristicilor de ieşire

Relaţia între factorul de amplificare βn şi factorul static de amplificare în curent

αn – pentru conexiunea bază comună este:

nn 1 β+

β=α (1.11)

unde ]100030[n L=β .

Capitolul 1

În regiunea de tăiere curentul de bază fiind nul, din relaţia (1.10) rezultă: ConC I)1(I β+≅ (1.12)

unde ICo este curentul de purtători minoritari (curentul invers al joncţiunii BC).

Regiunea 3 – este numită şi zonă de saturaţie şi corespunde situaţiei când ambele joncţiuni sunt polarizate direct. Caracteristicile au o ramură comună sub formă de dreaptă cu înclinaţia de aproape 90o. Această dreaptă se numeşte ”dreaptă de saturaţie”.

1.4.3 Limitări în funcţionarea tranzistorului bipolar

Considerând familia caracteristicilor de ieşire pentru conexiunea emitor comun (EC), în figura 1.26 sunt ilustrate cele 3 limitări esenţiale în funcţionarea tranzistorului: limita curentului de colector (ICmax), limita tensiunii de colector (UCEmax) şi limita puterii disipate pe tranzistor (Pmax). Aceste trei valori reprezintă parametri de catalog, ce nu trebuie depăşiţi în timpul funcţionării tranzistorului.

Relaţiile care trebuie respectate între valorile de lucru şi valorile limită ale celor trei parametri sunt:

maxCC II ≤ maxCECE UU ≤ (1.13)

maxCEmaxCmaxd U.IPP =<

Figura 1.26. Limitări în funcţionarea tranzistorului bipolar

1.4.4 Tranzistorul bipolar în circuit. Stabilirea PSF

Se consideră cel mai simplu etaj de amplificare, figura 1.27, realizat cu un

tranzistor de tip npn. La proiectarea etajului de amplificare trebuie rezolvate două probleme:

- determinarea punctului static de funcţionare (PSF); - stabilizarea punctului static de funcţionare la variaţia temperaturii.

Dispozitive electronice de circuit

Figura 1.27. Etaj de amplificare cu tranzistor de tip npn

Se dau: EC, RB, RC şi familia caracteristicilor externe ale tranzistorului,

iC=f(UCE), prezentată în figura 1.28. Se cere: PSF → M(UCEo, iCo)

Figura 1.28. Familia caracteristicilor externe ale tranzistorului

Aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff pe circuitul de ieşire (figura 1.27) se

obţine: EC = RC ⋅ iC + UCE - ecuaţia dreptei de sarcină. (1.14)

Procedând similar pentru circuitul de intrare se obţine: EC = RB ⋅ iB + UBE (1.15)

Neglijând UBE în raport cu EC ( UBE ≅ 0), din relaţia (1.15) se obţine:

iBo ≅ B

CRE

(1.16)

Punctul static de funcţionare, M(UCEo; iCo), se obţine la intersecţia caracteristicii externe (aferentă curentului iBo) cu dreapta de sarcină, trasată prin tăieturile sale

CC R

EI = şi CCE EU = ). Panta (înclinarea) dreptei de sarcină se exprimă prin

tg(α)=RC.

Capitolul 1

1.4.5 Influenţa temperaturii asupra caracteristicilor externe. Stabilizarea punctului static de funcţionare

Dacă temperatura creşte iCo creşte, ceea ce conduce la creşterea factorului de

amplificare βn, rezultând o creştere a curentului de colector care deplasează punctul static de funcţionare M în M’ (figura 1.29). Un alt efect al creşterii temperaturii îl reprezintă micşorarea tensiunii E-B (pentru IE=ct. sau IB=ct.) şi ca urmare modificarea caracteristicilor de intrare, atât în conexiunea EC cât şi în conexiunea BC. De asemenea, cresc factorii statici de amplificare în curent βn şi αn.

Dacă deplasarea PSF este mare, atunci funcţionarea etajului de amplificare este defectuoasă. Pentru restabilirea funcţionării normale este necesară readucerea PSF (M’) în poziţia iniţială (M), realizând astfel stabilizarea PSF la variaţia temperaturii.

Figura 1.29. Modificarea PSF la variaţia temperaturii

Există mai multe metode de stabilizare, care utilizează diverse scheme, dar cea mai utilizată este schema din figura 1.30 în care, cu ajutorul rezistenţei de emitor (RE) se rezolvă problema stabilizării PSF.

Figura 1.30. Schemă utilizată pentru stabilizarea PSF-ului la variaţia temperaturii

Stabilizarea PSF se explică prin relaţiile: U = UBE + RE . iE ⇒ UBE = U - RE . iE (1.17)

Dacă T ↑ ⇒ iC ↑ (punctul M se deplasează în M’), ceea ce conduce la creşterea curentului de emitor (iE ≈ iC). Din (1.17) se observă că UBE scade ceea ce conduce la micşorarea curentului de colector. Deci se compensează creşterea iniţială a curentului iC iar punctul static de funcţionare este adus din poziţia M’ în poziţia iniţială M.

Dispozitive electronice de circuit

Observaţii: • Divizorul de tensiune format din rezistenţele RB1 şi RB2 permite impunerea

valorii curentului de bază în regim static (iBo). De regulă se adoptă curentul prin RD la valoarea: iD≅10⋅iBo.

• Condensatorul din emitor, CE, în paralel cu rezistenţa de emitor, are rolul de a scurtcircuita rezistenţa de emitor atunci când etajul funcţionează în curent alternativ. La funcţionarea etajului în curent alternativ condensatorul CE elimină reacţia negativă de tensiune dacă reactanţa condensatorului de emitor este de cel puţin 10 ori mai mică decât RE: XE≤0,1 ⋅ RE.

• În regim static de funcţionare căderea de tensiune pe rezistenţa din emitor se poate calcula cu relaţia: RE.iE ≅ 0,2⋅EC.

1.4.5.1 Scheme de stabilizare a punctului static de funcţionare utilizând elemente neliniare de compensare

Pentru stabilizarea punctului static de funcţionare se pot utiliza şi elemente de

compensare ce au caracteristici neliniare, cum sunt termistoarele şi diodele semiconductoare. În figura 1.31 este prezentată o schemă de stabilizare utilizând un termistor ca element de compensare. La creşterea temperaturii, rezistenţa termistorului scade, iar curentul prin termistor creşte, astfel încât curentul iB, rezultat din nodul A, scade corespunzător, acţionând în sensul compensării efectului de creştere a curentului de colector cu temperatura.

Figura 1.31. Schema de stabilizare a punctului Figura 1.32. Schemă cu diodă de static de funcţionare utilizând termistor compensare, pentru stabilizarea punctului static

de funcţionare

În figura 1.32 este dată o schemă de stabilizare termică utilizând o diodă ca element de compensare. Dioda D fiind polarizată în sens de blocare, la creşterea temperaturii va creşte curentul invers idi, având ca efect micşorarea curentului iB, deci are loc compensarea efectului de creştere a curentului iC cu temperatura. 1.4.6 Regimul dinamic al tranzistorului bipolar (funcţionarea etajului

de amplificare în regim dinamic)

Se consideră cel mai simplu etaj de amplificare utilizând un tranzistor bipolar npn în conexiune emitor-comun (figura 1.33-a), pentru care diagramele curenţilor şi tensiunilor, corespunzătoare punctului static de funcţionare M, sunt prezentate în figura 1.33-b.

Capitolul 1

Datorită semnalului alternativ de la intrare, peste componentele continue (iB0, iC0) ale curenţilor din tranzistor se suprapun componentele alternative.

Curenţii prin tranzistor vor fi: ~BBoB iii +=

~CCoC iii += (1.18) De asemenea, tensiunea colector-emitor are două componente:

~CECEoCE UUU += (1.19) Condensatorul de cuplaj CC permite trecerea componentei alternative şi

blochează componenta continuă (dacă există) a semnalului de intrare. În timpul funcţionării etajului de amplificare în curent alternativ, punctul static de funcţionare (M) se deplasează pe dreapta de sarcină, corespunzător valorilor maxime ale curentului iB~ .

În regim dinamic punctul static M se deplasează în ambele sensuri pe dreapta de sarcină şi descrie caracteristica dinamică, adică segmentul AB, marcat cu linie groasă. Deci caracteristica dinamică este locul geometric al punctelor statice de funcţionare când la intrarea etajului se aplică semnalul alternativ. Deplasarea alternativă a punctului static (M) pe dreapta statică de sarcină, între punctele A şi B se face cu frecvenţa semnalului de intrare (iB~) şi are ca efect apariţia componentelor alternative pentru curentul de colector (adică iC~) şi pentru tensiunea de la ieşire (UCE~).

Tensiunea de la ieşirea etajului (UCE~) este în antifază faţă de curentul de intrare alternativ (iB~). Curentul de la ieşire (iC~) este în fază cu cel de la intrare (iB~).

Dacă sarcina etajului nu este rezistivă, adică este inductivă sau capacitivă, panta caracteristicii dinamice (panta segmentului A’B’ - tg β) este diferită faţă de panta caracteristicii statice (tg α).

Construcţia grafică (reprezentată la scară) a caracteristicilor în regim dinamic permite calculul grafo-analitic al parametrilor etajului de amplificare.

Parametrii principali ai unui etaj de amplificare sunt:

Amplificarea în tensiune:BE

2U U

UUU

AA ≅== (val. efective) (1.20)

Amplificarea în curent: B

2I I

IIIA == (val. eficace). (1.21)

Amplificarea în putere: AP = Pe/Pi; unde Pe = UCE ⋅ IC, iar Pi = UBE ⋅ IB (1.22) Rezistenţele de intrare şi ieşire ale etajului de amplificare sunt:

1i I

UR = ; 2

2E I

UR = , unde: U1 = UBE, I1 = IB, U2 = UCE, I2 = IC (1.23)

Observaţie: Dacă tensiunea de intrare Ui este de înaltă frecvenţă sau dacă sarcina nu este rezistivă parametrii etajului sunt mărimi complexe: Zi, ZC, AU, AI.

Proprietăţi calitative ale etajelor de amplificare în raport cu schema de conexiune utilizată.

a) Conexiunea bază-comună (BC): Ri - rezistenţa la intrare (zeci de Ω); Re - rezistenţa la ieşire (sute de kΩ sau MΩ); Ai≤ 1; AU =zeci sau sute.

b) Conexiunea colector-comun (CC): Ri - rezistenţa la intrare (zeci sau sute de kΩ); Re - rezistenţa la ieşire (zeci sau sute de Ω);

Dispozitive electronice de circuit

Ai = zeci sau sute; AU ≤1. c) Conexiunea emitor-comun (EC):

Ri - rezistenţa la intrare (kΩ); Re - rezistenţa la ieşire (zeci kΩ); Ai = zeci sau sute; AU= zeci sau sute.

Concluzii: • Schema colector-comun este utilizată în circuitele de adaptare pentru că are

rezistenţa la ieşire mică sau, în construcţia amplificatoarelor de putere. • Schema bază-comună (BC) creează dificultăţi la cuplarea etajelor în cascadă

(serie) datorită diferenţelor foarte mari între impedanţa (sau rezistenţa) de intrare şi cea de ieşire.

• Pentru amplificatoarele de tensiune, schema cea mai utilizată este cea cu emitorul-comun.

Figura 1.33. Regimul dinamic al tranzistorului bipolar

1.4.7 Tranzistoare unipolare

În cazul tranzistoarelor unipolare, conducţia este asigurată de o singură categorie de purtători: fie electroni, fie goluri. Tranzistoarele unipolare se mai numesc Tranzistoare cu Efect de Câmp (TEC). Se mai utilizează abrevierea FET, care în limba engleză are aceeaşi semnificaţie: Field Effect Transistor.

Funcţionarea acestora se bazează pe modificarea conductanţei unei căi de trecere a purtătorilor care produc curentul electric prin dispozitiv. Calea de trecere se numeşte canal şi este situat între doi electrozi numiţi sursă (S) şi drenă (D). Canalul poate fi realizat din purtători de sarcină negativi (electroni), fiind canal de tip n, sau goluri (care au sarcină pozitivă), canalul fiind de tip p.

Capitolul 1

Figura 1.34. Simbolizarea tranzistoarelor unipolare

Conductanţa canalului se modifică sub influenţa câmpului electric produs de

tensiunea aplicată la al 3-lea electrod numit grilă (G) sau poartă (P). Din acest motiv tranzistoarele unipolare se numesc cu efect de câmp.

Deoarece conductanţa canalului depinde de potenţialul grilei, TEC sunt comandate în tensiune. Rezistenţa internă a acestor tranzistoare este foarte mare ( 108 ... 1012 Ω). După modul în care se realizează controlul (reglajul) conductanţei canalului există două categorii de tranzistoare unipolare:

1) TEC cu joncţiuni (TEC-J); 2) TEC cu grilă (poartă) izolată, având structură MOS (Metal Oxid

Semiconductor)- TEC-MOS.

1.4.7.1 TEC-J având canal de tip n. Structură fizică şi funcţionare

Tranzistoarele cu efect de câmp şi joncţiuni (TEC-J) pot avea canalul de tip n sau p. În cele ce urmează se prezintă structura fizică a unui tranzistor TEC-J având canal de tip n, figura 1.35-a.

Figura 1.35. TEC-J - structura fizică (a); distribuţia potenţialului (b)

Zonele haşurate reprezintă regiunile de trecere ale celor două joncţiuni. Zona

p a grilei formează cu zona n a canalului o joncţiune polarizată invers. Baza fiind legată la grila negativată de către tensiunea UG, rezultă altă joncţiune p-n polarizată invers. Deci canalul de tip n este situat între două joncţiuni polarizate invers.

Distribuţia spaţială a potenţialului la nivelul canalului este prezentată în figura 1.35-b. În funcţionarea tranzistorului TEC-J se disting următoarele situaţii:

a) Dacă grila nu este polarizată (UG =0), regiunile de trecere au lăţime neglijabilă (deci nu apar zonele haşurate) şi ca urmare secţiunea canalului este maximă, respectiv curentul de drenă este maxim (ID=IDmax).

b) Când grila este negativată (UG<0), regiunile de trecere (reprezentate prin zonele haşurate din figura 1.35-a) se extind în zona canalului micşorând

Dispozitive electronice de circuit

secţiunea acestuia, iar curentul de drenă care circulă între sursă (S) şi drenă (D) se micşorează.

c) Dacă grila este puternic negativată (UG<<0) regiunile de trecere se unesc anulând secţiunea canalului şi ca urmare se anulează curentul de drenă (ID≅0). Simbolizarea în circuite a tranzistoarelor TEC-J este prezentată în figura 1.36-

a şi b.

Figura 1.36. Simbolizarea tranzistorului TEC-J: a) canal n; b) canal p

Importanţă deosebită prezintă familia caracteristicilor de ieşire (figura 1.37) şi

de intrare (figura 1.38). Familia caracteristicilor de ieşire prezintă două zone: I- zona de amplificare; II

– zona de saturaţie. În zona de amplificare curentul de drenă este reglat prin modificarea tensiunii de grilă.

Figura 1.37. Familia caracteristicilor de ieşire

În familia caracteristicilor de intrare se observă că tensiunea de prag (Up) reprezintă valoarea tensiunii de grilă la care se anulează curentul de drenă (ID), indiferent de tensiunea aplicată pe drenă.

Figura 1.38. Familia caracteristicilor de intrare

Capitolul 1

1.4.7.2 Construcţia etajului de amplificare cu TEC-J

Funcţionarea unui etaj de amplificare, realizat cu tranzistori TEC-J (canal n), este posibilă dacă tranzistorul este polarizat corect, adică atunci când grila (G) este negativă în raport cu sursa (S), iar pe drenă (D) se aplică o tensiune pozitivă. Aceste condiţii impuse etajului de amplificare pot fi îndeplinite, dacă se utilizează una dintre schemele prezentate în figura 1.39-a şi b. În figura 1.39-a etajul de amplificare utilizează o sursă separată (Eg) pentru negativarea grilei. Rezistenţa Rg se adoptă de ordinul megohmilor (MΩ) şi are rolul de a transmite pe grilă potenţialul negativ al sursei (bateriei) Eg.

În acelaşi timp, valoarea mare a rezistenţei Rg asigură o rezistenţă (impedanţă) de intrare ridicată pentru etajul de amplificare.

Figura 1.39. Etaj de amplificare cu TEC-J:

a) cu sursă separată pentru negativarea grilei; b) cu negativare automată a grilei.

În schema din figura 1.39-a tensiunea de negativare a grilei este: UG0 = −Eg. Curentul de drenă (curentul de sarcină al etajului) este limitat prin rezistenţa de drenă (RD). Condensatoarele CC1 şi CC2 sunt condensatoare de cuplaj la intrare şi respectiv la ieşirea etajului, acestea având rolul de blocare a componentei continue din semnalul de intrare şi/sau ieşire. Schema din figura 1.39-b realizează negativarea automată a grilei în raport cu sursa, utilizând o singură sursă de alimentare (sursa de drenă ED). Căderea de tensiune pe rezistenţa sursei (RS), dată de componenta continuă a curentului de drenă ID0 = IS0, se aplică între sursă şi grilă (prin rezistenţa Rg), cu semnul plus (+) la sursă şi minus (−) la grilă. Rezultă tensiunea de negativare a grilei, dată de relaţia:

UG0 = − RS ⋅ ID0 (1.24)

Condensatorul CS decuplează (scurtcircuitează) rezistenţa RS la funcţionarea etajului în curent alternativ, întrucât reactanţa SCX a acestuia este neglijabilă la

frecvenţa de lucru a etajului. Observaţie: În proiectarea etajului de amplificare cu TEC-J trebuie îndeplinite

două condiţii esenţiale: • Căderea de tensiune pe condensatorul de cuplaj CC1 de la intrarea etajului să

nu fie mai mare de un procent (0.01) din valoarea nominală a semnalului de intrare. Rezultă că între rezistenţa Rg şi reactanţa 1CCX trebuie să existe

relaţia:

100R

X g1CC ≤ (1.25)

Dispozitive electronice de circuit

• Condensatorul CS conectat în paralel cu RS trebuie să şunteze rezistenţa RS la funcţionarea etajului în curent alternativ, astfel încât să se elimine reacţia negativă de tensiune. Această condiţie este îndeplinită dacă între rezistenţa sursei RS şi reactanţa SCX există relaţia:

10RX S

SC ≤ (1.26)

1.4.7.3 Funcţionarea etajului de amplificare cu TEC-J în regim dinamic

Considerând etajul de amplificare din figura 1.39-a şi aplicând teorema a II-a a

lui Kirchhoff pe circuitul de ieşire rezultă ecuaţia dreptei statice de sarcină: ED = RD ⋅ ID + UDS (1.27)

Presupunând dată familia caracteristicilor de ieşire .ctGUDSD )U(fI ==

pentru tranzistorul TEC-J utilizat în etajul de amplificare (figura 1.39-a), se trasează dreapta statică de sarcină în planul caracteristicilor de ieşire (figura 1.40), utilizând punctele de intersecţie ale dreptei de sarcină cu axele de coordonate:

DDSD

DD EU;

REI == (1.28)

Punctul static de funcţionare (M) se obţine la intersecţia caracteristicii de ieşire, pentru UG0= −Eg , cu dreapta statică de sarcină.

Proiecţiile duse din punctul static (M) pe axele ID şi UDS determină coordonatele ID0 şi UDS0 ale punctului M.

Panta dreptei statice de sarcină, exprimată prin tg(α), depinde numai de valoarea rezistenţei de drenă RD: tg(α)=RD.

Dacă la intrarea etajului se aplică un semnal alternativ (u~), atunci componenta alternativă a tensiunii de grilă (UG ~) determină deplasarea rectilinie alternativă, cu frecvenţa semnalului UG ~ , a punctului static M pe dreapta de sarcină între punctele A şi B. Astfel segmentul AB, figurat cu linie groasă, reprezintă caracteristica dinamică a tranzistorului TEC-J.

Panta caracteristicii dinamice (tg β) va fi diferită de panta dreptei statice (tg α) dacă la ieşirea etajului se conectează, prin CC2, o rezistenţă de sarcină RS (sau o impedanţă ZS). În acest caz panta caracteristicii dinamice va fi:

tg β = f (RD + RS) sau tg β = g (RD + ZS) (1.29) Din figura 1.40 se observă că la funcţionarea etajului în regim dinamic apar

componentele alternative ale curenţilor şi tensiunilor prin tranzistor care se suprapun peste componentele continue ale acestora. Astfel, expresiile curenţilor şi tensiunilor în regim dinamic sunt:

UG = UG0+ UG ~ UDS = UDS0+ UDS ~ (1.30)

ID = ID0+ ID ~

Capitolul 1

Observaţii: • Curentul de la ieşirea etajului (ID~) este în fază cu semnalul alternativ de la

intrare (UG ~). • Tensiunea de ieşire (UDS ~) este în antifază cu semnalul de intrare (UG~).

Figura 1.40. Diagramele tensiunilor şi curenţilor la funcţionarea etajului în regim dinamic

1.4.7.4 Tranzistorul TEC-MOS având canal permanent (de tip n)

Structura MOS este prezentată în figura 1.41. La suprafaţa semiconductorului de tip n se depune prin difuzie un strat de oxizi cu o grosime de (10-5 ...10-6) mm. Metalul depus pe oxid joacă rol de grilă, deoarece modifică prin potenţialul său proprietăţile semiconductorului la suprafaţa dinspre oxid, deci modifică conductivitatea canalului, ceea ce conduce la modificarea curentului de sarcină prin tranzistor.

Structura MOS poate avea două tipuri de canale: a) canal de tip n (electroni); b) canal de tip p (goluri).

În cazul tranzistoarelor TEC-MOS având canal permanent, la care grila este izolată de canal prin stratul de oxid, rezistenţa de intrare rezultă foarte mare: Ri≅1014

Ω. Structura fizică este prezentată în figura 1.42-a iar familia caracteristicilor statice de ieşire şi intrare este dată în figura 1.42-b.

Dacă grila este la potenţial pozitiv, atunci regimul de funcţionare este un regim de îmbogăţire (în purtători), iar curentul de drenă creşte. În figura 1.42-b sunt reprezentate caracteristicile de ieşire şi intrare:

ctGUDD )U(fi ==

ctDUGD )U(gi == (1.31) Valoarea tensiunii de grilă pentru care curentul de drenă se anulează (iD=0)

poartă numele de tensiune de prag (Up). În figura 1.42-b sunt marcate regiunile I şi II, reprezentând: I-regiunea de amplificare; II – regiunea de saturaţie.

Observaţii: Dacă se cere o rezistenţă de intrare (Ri) cât mai mare a etajului de amplificare, PSF se alege pe dreapta de sarcină în zona de îmbogăţire (grilă pozitivă). Pentru Ri mică, se alege PSF în regiunea de sărăcire (grilă negativă).

Dispozitive electronice de circuit

Figura 1.41. Structura tranzistorului MOS

Figura 1.42. Structura fizică (a); familia caracteristicilor statice de ieşire şi intrare (b) 1.4.7.5 Construcţia unui etaj de amplificare utilizând tranzistor TEC-

MOS având canal de tip n.

În figura 1.43 este prezentată schema unui etaj de amplificare la care tranzistorul de tip TEC-MOS (canal n), este alimentat de la o singură sursă (+ED), considerând că în PSF tensiunea de grilă este negativă (UGo<0). Grupul RS - CS asigură negativarea automată a grilei în raport cu sursa de alimentare, la fel ca în cazul TEC-J. Rezistenţa de grilă (RG) se adoptă suficient de mare (de ordinul MΩ) astfel încât să asigure o impedanţă mare la intrarea etajului de amplificare.

Dacă din schema etajului de amplificare (figura 1.43) se elimină elementele RS, CS şi RG, atunci se obţine un etaj de amplificare ce asigură o impedanţă de intrare (Zi) foarte mare (≈1012 Ω). Astfel de amplificatoare cu impedanţe de intrare foarte mari sunt necesare în construcţia adaptoarelor traductoarelor de pH, a

Capitolul 1

traductoarelor piezoelectrice etc. Regimul dinamic al tranzistorului TEC-MOS este asemănător celui prezentat la tranzistorul TEC-J (§ 1.4.7.3)

Figura 1.43. Etaj de amplificare cu TEC-MOS având canal n

1.5 Dispozitive semiconductoare speciale

În electronica aplicată se utilizează frecvent dispozitivele semiconductoare speciale. Structura fizică a acestor dispozitive conţine mai multe straturi în succesiune pnpn, deci mai multe joncţiuni. Din acest motiv aceste dispozitive semiconductoare se mai numesc şi multijoncţiune. Cele mai utilizate dispozitive multijoncţiune sunt: dioda pnpn (numită diodă Shockley sau dinistor), tiristorul, triacul, diacul.

Un dispozitiv semiconductor special care are o singură joncţiune şi trei electrozi (terminale) este Tranzistorul Uni-Joncţiune (TUJ). În cele ce urmează se va prezenta structura, caracteristicile şi funcţionarea următoarelor dispozitive semiconductoare:

1.5.1 Tiristorul

Tiristorul este principalul dispozitiv semiconductor utilizat în electronica de putere. El este format din 4 zone şi 3 joncţiuni, structura acestuia şi simbolizarea fiind prezentate în figura 1.47. Cei trei electrozi (terminale) se numesc: anod (A), catod (C) şi poartă sau grilă (P sau G).

Figura 1.47. Structura fizică şi simbolizarea tiristorului

Dispozitive electronice de circuit

Tiristorul este echivalent cu două tranzistoare bipolare complementare (pnp şi npn), conectate ca în figura 1.48.

Figura 1.48. Schema echivalentă a unui tiristor

Funcţionarea tiristorului cuprinde două etape: a) amorsarea (intrarea în conducţie sau aprinderea). Pentru amorsare se aplică

tensiune pozitivă la anod şi negativă la catod, după care este necesar un curent de grilă pozitiv care se aplică sub formă de impuls. Din figura 1.48 se observă că:

G1C2B iii += . La început ambele tranzistoare sunt blocate, iar 2Bi este dat

numai de curentul de grilă care trebuie să fie suficient de mare. În continuare se deschide puţin T2, ceea ce duce la creşterea lui 1B2C ii = , adică 1Bi creşte şi

deschide T1 rezultând creşterea curentului de colector al tranzistorului T1. Acest lucru conduce la creşterea lui 2Bi , fenomenul de conducţie (creştere a curenţilor

prin tranzistoare) accelerându-se până când ambele tranzistoare intră în saturaţie. Curentul prin tiristor (care circulă de la anod la catod) trebuie limitat printr-o rezistenţă de sarcină, astfel încât acesta să nu depăşească valoarea nominală (care este un parametru de catalog).

b) blocarea tiristorului are loc atunci când curentul prin tiristor se micşorează, adică ia scade sub valoarea curentului de menţinere iam (parametru de catalog), figura 1.49.

Pentru un tiristor prezintă importanţă caracteristica anodică, ia=f(Ua), ilustrată în figura 1.49.

Figura 1.49. Caracteristica anodică a tiristorului

Capitolul 1

În planul caracteristicilor anodice, figura 1.49, se disting 3 zone corespunzătoare regimurilor de funcţionare ale tiristorului:

• zona I – corespunzătoare regimului de blocare (curentul creşte foarte puţin, fiind neglijabil);

• zona II – corespunzătoare regimului de tranziţie din starea blocat în starea de conducţie (când tensiunea scade pronunţat, iar curentul anodic are o creştere mică). În regimul de tranziţie rezistenţa internă a tiristorului este negativă:

0iUR

aTi <

ΔΔ

−= ; (1.32)

• zona III – corespunde regimului de conducţie (curentul creşte brusc după o caracteristică aproape verticală, iar căderea de tensiune între anod şi catod rămâne aproximativ constantă). Caracteristica de comandă (caracteristica de grilă) reprezintă dependenţa

tensiunii de amorsare în raport cu valoarea curentului de grilă (figura 1.50). Această caracteristică separă zona de blocare faţă de zona de conducţie şi explică faptul că pentru tensiuni de amorsare mari, valorile curenţilor de grilă necesari amorsării sunt mai mici şi invers (fenomen ilustrat şi în figura 1.49).

Figura 1.50. Caracteristica de comandă a tiristorului

Principalii parametri de catalog ai tiristorului sunt: • curentul nominal (curentul direct) al tiristorului IN≤1000A; • tensiunea inversă Uinv = sute (mii) volţi (tensiunea anodică inversă); • temperatura maximă a joncţiunii Tj max≤140 oC. Observaţii:

• Dacă între tensiunile de amorsare Uam1 şi Uam2 există inegalitatea (Uam1<Uam2), atunci între curenţii de grilă corespunzători există inegalitatea inversă:

2G1G ii > .

• Pentru protecţia tiristorului la curenţi de scurtcircuit se utilizează o siguranţă fuzibilă specială (ultrarapidă, e, figura 1.51), iar pentru protecţia acestuia împotriva gradienţilor de tensiune inversă se utilizează un circuit Rp-Cp serie conectat în paralel cu tiristorul (figura 1.51). Grupul Rp-Cp asigură atenuarea gradienţilor de tensiune inversă (periculoşi pentru joncţiunile tiristorului) ce apar în momentul blocării acestuia.

• Pentru limitarea vitezei de creştere a curentului la o valoare sub viteza critică (parametru de catalog), se înseriază cu tiristorul o bobină de inductivitate L (calculată ca şi grupul Rp-Cp după o metodologie utilizată de exemplu, în [1]).

Dispozitive electronice de circuit

• După intrarea în conducţie a tiristorului, curentul de sarcină (curentul anodic) este limitat numai de rezistenţa şi/sau inductivitatea de sarcină (RS, LS).

Figura 1.51. Tiristorul în circuit

• Amplitudinea impulsului de comandă pe grilă (iG) reprezintă un parametru de

catalog a cărui valoare nu trebuie depăşită. Pentru amorsarea tiristorului este necesar ca durata impulsului de comandă (iG) să fie suficient de mare, astfel încât curentul prin tiristor (ia – figura 1.49) să depăşească valoarea curentului de menţinere iam.

• Tiristorul reprezintă un întrerupător static în curent continuu şi este utilizat în construcţia variatoarelor de tensiune continuă monofazate sau polifazate. Acest domeniu de aplicaţie aparţine electronicii de putere, care este o ramură distinctă a electronicii industriale.

1.5.2 Triacul

Triacul este un dispozitiv semiconductor cu o structură complexă. Făcând abstracţie de structura fizică, se poate considera că triacul este echivalent cu două tiristoare în conexiune antiparalelă comandate printr-o grilă comună (figura 1.52-a). Conectarea triacului în circuit este prezentată în figura 1.52-b. Elementele de protecţie necesare triacului sunt aceleaşi ca în cazul tiristorului.

Întrucât triacul are conducţie bidirecţională, caracteristica anodică, ia=f(ua), este formată din două ramuri situate în cadranele I şi III (figura 1.53).

La funcţionarea triacului într-un circuit de sarcină se disting două situaţii: a) Dacă anodul A2 este pozitiv faţă de anodul A1, intrarea în conducţie se face

pentru curenţi de grilă pozitivi (iG>0), iar funcţionarea corespunde cadranului I. b) Dacă anodul A2 este negativ faţă de anodul A1, trecerea în starea de

conducţie are loc pentru curenţi de grilă negativi (iG<0), iar funcţionarea corespunde cadranului III. Triacul reprezintă un întrerupător static în curent alternativ şi este utilizat

pentru reglarea tensiunii alternative (în structura variatoarelor de tensiune alternativă) la bornele receptoarelor mono sau trifazate.

Principalii parametrii de catalog, ce trebuie luaţi în considerare la alegerea unui triac, sunt următorii:

• curentul nominal, IN≤ 75A; • tensiunea maximă inversă, Uinv-max≤ 1200V; • temperatura maximă a joncţiunii, Tj-max≤ 140 oC.

Observaţie: Valorile absolute ale curenţilor de grilă |iG1| şi |iG2| necesari amorsării triacului depind de valorile efective ale tensiunilor de amorsare ale triacului (Uam1 şi Uam2). Asemănător fenomenelor întâlnite la tiristor, dacă tensiunile de

Capitolul 1

amorsare aplicate triacului sunt mai mari, curenţii de grilă necesari intrării în conducţie vor fi mai mici şi invers.

(a) (b)

Figura 1.52. Simbolizarea triacului (a); triacul în circuit (b)

Figura 1.53. Caracteristicile anodice ale triacului

1.5.3 Tranzistorul unijoncţiune (TUJ)

Acest dispozitiv semiconductor se mai numeşte şi diodă cu două baze. Structura fizică şi simbolizarea sunt prezentate în figura 1.54.

Figura 1.54. Structura fizică şi simbolizarea tranzistorului unijoncţiune

La acest tranzistor zona n este slab dopată cu impurităţi, iar rezistenţa RBB între bazele B1 şi B2 este relativ mare (de ordinul kΩ). Joncţiunea p-n este realizată în zona mediană a blocului semiconductor de tip n. Zona p a emitorului este puternic

Dispozitive electronice de circuit

dopată cu impurităţi. La aplicarea unei tensiuni uBB>0 între cele două baze potenţialul punctului M situat pe joncţiune va fi egal cu η⋅uBB, unde η se numeşte raport intrinsec (coeficient subunitar) exprimat prin relaţia:

2B1B

1Brr

=η (1.33)

în care rB1 şi rB2 sunt rezistenţele barei de semiconductor, între punctul din dreptul joncţiunii emitorului şi cele două baze. De regulă η=0,5 ··· 0,8.

Intrarea în conducţie a tranzistorului unijoncţiune are loc dacă sunt îndeplinite condiţiile:

a) uBB > 0, (semnul plus la borna B2); b) uEB1 > η·uBB.

Când aceste condiţii sunt îndeplinite joncţiunea p-n este polarizată direct, curentul de emitor (iE) creşte lent pe durata regimului tranzitoriu, iar uEB1 scade până la valoarea de 0,8 ... 1 V (punctul A din figura 1.55). Pe durata regimului tranzitoriu (porţiunea OA din caracteristici) rezistenţa internă a TUJ este negativă. După terminarea regimului tranzitoriu curentul de emitor creşte brusc (pe ramura AB comună caracteristicilor), fiind limitat numai de valoarea rezistenţei de sarcină.

Figura 1.55. Familia caracteristicilor curent-tensiune

Datorită formei de variaţie a curentului de emitor (în regim de conducţie),

tranzistorul unijoncţiune este utilizat ca formator de impulsuri în circuitele de comandă ale tiristoarelor sau triacurilor.

1.6 Întrebări şi problemă

1. Care este legea de variaţie a purtătorilor de sarcină în cazul semiconductoarelor omogene? Precizaţi semnificaţia parametrilor din expresia analitică !

2. Care sunt proprietăţile regiunii de trecere a unei joncţiuni pn? 3. Care sunt parametrii de catalog şi semnificaţia acestora, în cazul Termistorului şi

Fotodiodei ?

Capitolul 1

4. Care sunt relaţiile analitice ce justifică proprietatea de amplificare a tranzistorului bipolar ?

5. Cum (în câte moduri) se poate măsura o tensiune alternativă cu parametrii: Uef =

80V; f = 20 KHz ? 6. Care este schema de conexiune a unui etaj de amplificare ce are parametrii: RI

=4 KΩ; Re = 40 KΩ ? 7. Ce reprezintă caracteristica dinamică în cazul tranzistorului bipolar şi de cine

depinde panta acesteia ? 8. Prin ce parametru (variabil) se poate modifica secţiunea canalului (de tip n) în

cazul TEC-J ? 9. Ce modalităţi (variante) există pentru negativarea grilei – în cazul TEC-J, canal de

tip “n” (permanent) ? 10. Care element (componentă) din schema etajului de amplificare – asigură

stabilizarea PSF la variaţia temperaturii mediului ?

Problemă Considerând schema unui etaj de amplificare, cu TEC-J (prezentată mai jos),

în care se cunoaşte: [ ] [ ] [ ] [ ]DS DS G min0 0 0U 10 V ; I 8m A ; U 5 V ; f 200 Hz ;= = = − =

Se cere să se calculeze valorile elementelor: S D 1 2 SR ; R ; C ; C C .=

CAPITOLUL 2

AMPLIFICATOARE ŞI OSCILATOARE

2.1 Proprietăţi generale şi caracteristici ale amplificatoarelor

Un amplificator este simbolizat, ca în figura 2.1, printr-un cuadripol activ care

are două perechi de borne. Sarcina sa poate fi rezistivă sau poate fi o impedanţă. Amplificarea semnalului de la intrare se face utilizând energie preluată de la sursa de alimentare (Uo), care de regulă nu se simbolizează în schemele bloc.

Figura 2.1. Schema de principiu a unui amplificator

Bornele de intrare (1 – 1’) reprezintă poarta de intrare, caracterizată de tensiunea şi curentul de intrare, U1, respectiv I1. Bornele de ieşire (2 – 2’) reprezintă poarta de ieşire, caracterizată de tensiunea U2 şi respectiv curentul I2.

Un amplificator are rolul de dezvolta în circuitul de ieşire o putere mai mare decât cea aplicată la intrare, în condiţia ca semnalul de la ieşire să păstreze forma semnalului aplicat la intrare.

2.1.1 Parametrii principali ai amplificatoarelor

Dacă notăm cu P1 puterea în circuitul de intrare şi cu P2 puterea obţinută la ieşire, se pot defini următorii parametri:

• Amplificarea de putere Ap: 1PPA

2p >= (2.1)

Capitolul 2

• Amplificarea în tensiune Au: 1

2u U

UAA =≡ (2.2)

Frecvent se utilizează unitatea logaritmică pentru amplificare, numită decibel [dB]. Amplificarea în decibeli se calculează utilizând relaţia:

2UUlog20Alog20]dB[A ⋅=⋅= [dB] (A > 0) (2.3)

Exemple: - dacă A = 1 → AdB = 0; - dacă A = 10n → AdB = 20⋅n.

• Puterea nominală este puterea maximă debitată în sarcină în condiţiile când factorul de distorsiuni, ce caracterizează deformarea unui semnal sinusoidal, nu depăşeşte o limită impusă (de exemplu 5%).

• Amplificarea în curent se defineşte prin relaţia: 1

2i I

IA = (2.4)

Considerând reprezentările în complex ale mărimilor intrare-ieşire, se pot defini amplificările în tensiune şi curent prin relaţiile:

2II

A;UU

A == (2.5)

• Impedanţa de intrare este impedanţa echivalentă la bornele de intrare atunci când la bornele de ieşire este conectată impedanţa de sarcină nominală (ZSN). Aceasta se defineşte prin relaţia:

1i I

UZ = (2.6)

Valoarea impedanţei de intrare trebuie să fie de ordinul meghomilor [MΩ], atunci când amplificatoarele se utilizează în aparatura de măsurare (voltmetre electronice, osciloscoape etc). Când amplificatoarele intră în componenţa traductoarelor piezoelectrice, piezorezistive sau de pH, impedanţa de intrare (Zi) trebuie să fie foarte mare: Zi∈[108...1012] Ω. În aceste cazuri primul etaj al amplificatorului se realizează cu tranzistoare MOS. • Impedanţa de ieşire, Ze, trebuie să fie mică (zeci de Ω) pentru ca la ieşire să se

poată debita un curent (o putere) cât mai mare în impedanţa de sarcină nominală (ZSN).

• Raportul semnal util/zgomot propriu este parametrul ce caracteri-zează efectul tensiunii fluctuante la ieşirea amplificatorului – care există şi atunci când nu se aplică semnal la intrare. Zgomotul propriu al amplificatorului se poate datora:

- agitaţiei termice a purtătorilor de sarcini elementare prin rezistoare şi tranzistoare;

- tensiunilor electromotoare parazite induse datorită câmpurilor electromagnetice din mediul înconjurător;

- componentei alternative din tensiunea de alimentare a amplificatorului (când filtrarea acestei tensiuni este necorespunzătoare).

Un amplificator performant trebuie să aibă raportul dintre semnalul util şi zgomot cât mai mare.

Amplificatoare şi oscilatoare

2.1.2 Caracteristici importante ale amplificatoarelor

Caracteristica externă reprezintă dependenţa tensiunii de ieşire în raport cu tensiunea de intrare, ( )U(fU 12 = ), fiind dată în figura 2.2.

Figura 2.2. Caracteristica externă a amplificatorului

În figură se disting două zone: zona OA (zona I) corespunzătoare regiunii liniare a caracteristicii, în care este valabilă relaţia A[dB]=20⋅logA şi zona AB (zona II) corespunzătoare regiunii neliniare de saturaţie. Dacă Ui>Uimax atunci semnalul de ieşire este distorsionat (deformat). Distorsiunile de acest tip se numesc distorsiuni de neliniaritate. Se defineşte factorul distorsiunilor de neliniaritate d[%] exprimat prin relaţia:

100A

...AAA[%]d

22 ⋅

+++= (2.7)

unde: A1 – este amplitudinea armonicii fundamentale a semnalului de ieşire u2(t) – distorsionat, când la intrare se aplică un semnal perfect sinusoidal; A2, A3, A4 ... - reprezintă amplitudinile armonicilor de ordin superior ale semnalului u2(t).

Pentru a explica apariţia distorsiunilor de neliniaritate şi efectul poziţiei punctului static de funcţionare (PSF) al tranzistorului asupra lărgimii zonei de liniaritate în caracteristica intrare-ieşire, se consideră un etaj de amplificare cu tranzistor bipolar la intrarea căruia se aplică un semnal sinusoidal. În figura 2.3 sunt prezentate caracteristicile de ieşire ale tranzistorului împreună cu dreapta de sarcină (AB), unde punctul A este situat în zona de saturaţie, iar punctul B – în zona de tăiere. Dacă PSF se alege în zona mediană a caracteristicii statice ( soluţia corectă – figura 2.3-a) semnalul de ieşire (ue2) va fi distorsionat atunci când amplitudinea semnalului de intrare (ui 2) depăşeşte valoarea maximă (ui max) delimitată de curbele c1 şi c2.

(a) (b)

Figura 2.3. a) Distorsiuni datorate de amplitudinii prea mari a semnalului de intrare; b) Distorsiuni datorate alegerii greşite a poziţiei PSF

Capitolul 2

Dacă PSF este greşit ales spre punctul A, figura 2.3-b, semnalul de ieşire (ue) va fi distorsionat numai pentru semialternanţa pozitivă deoarece numai prima semialternanţă din semnalul de intrare (ui) depăşeşte valoarea maximă, delimitată prin caracteristica c1. Caracteristica de frecvenţă este prezentată în figura 2.4 şi exprimă dependenţa modulului amplificării în raport cu frecvenţa (f):

A[dB] = g(f) (2.8)

Figura 2.4. Caracteristica de frecvenţă

În aplicaţiile practice interesează domeniul de frecvenţă în care amplificarea

este aproximativ constantă. Acest domeniu se numeşte banda de trecere a amplificatorului (Bt) şi reprezintă domeniul cuprins între frecvenţa joasă de tăiere (ftj) şi frecvenţa de tăiere înaltă (ftî) pentru care amplificarea A[dB] nu se micşorează cu mai mult de 3dB. Micşorarea cu 3dB a amplificării, la extremităţile benzii de trecere,

este echivalentă cu scăderea amplificării A la valoarea 00 A707.0A2

1⋅=⋅ ,

unde A0 este amplificarea medie în banda de trecere Bt. Semnalul de intrare în amplificator este rezultatul însumării unor armonici de

diferite amplitudini şi frecvenţe. Ansamblul acestor armonici formează spectrul semnalului de intrare. Pentru amplificarea fără distorsiuni a semnalului de intrare este necesar ca toate armonicele din spectrul acestuia să fie amplificate în aceeaşi măsură. Această condiţie este îndeplinită atunci când spectrul semnalului aplicat la intrare este cuprins în banda de trecere a amplificatorului.

Dacă spectrul semnalului de intrare nu este inclus în totalitate în banda de trecere a amplificatorului, vor rezulta distorsiuni de frecvenţă numite şi distorsiuni de liniaritate (când amplificatorul funcţionează în regiunea liniară a caracteristicii intrare-ieşire).

Observaţii: • La proiectarea amplificatorului banda de trecere a acestuia nu trebuie să fie

mai îngustă decât spectrul semnalului util (de intrare), pentru a nu avea distorsiuni de frecvenţă, dar nici mult mai largă decât acest spectru pentru a nu micşora raportul semnal util/zgomot.

• În afara caracteristicii de frecvenţă, un amplificator este caracterizat prin dependenţa defazajului ϕ, introdus de amplificator, în funcţie de frecvenţa f (datorită elementelor reactive din circuitul acestora). Această dependenţă se numeşte caracteristică de fază: ϕ = g’(f), unde ϕ este defazajul introdus de amplificator, iar f este frecvenţa semnalului de intrare. Caracteristica de fază este importantă la amplificatoarele utilizate în: osciloscoape, televiziune, transmisii de date etc. Detalii privind caracteristica de fază a amplificatoarelor sunt date în [3].

Amplificatoare şi oscilatoare

2.1.3 Tipuri de amplificatoare

Amplificatoarele sunt de mai multe tipuri şi se pot clasifica după următoarele criterii:

a) După tipul semnalului de amplificat: • amplificatoare de curent continuu – destinate amplificării semnalelor

lent variabile, ale căror spectre conţin şi componenta continuă (armonica de frecvenţă nulă). Caracteristică de frecvenţă a acestui tip de amplificator este prezentată în figura 2.5;

• amplificatoare de curent alternativ, care amplifică semnale fără componentă continuă şi au caracteristica de frecvenţă de tipul celei din figura 2.4.

Figura 2.5. Caracteristica de frecvenţă a unui amplificator

pentru semnale lent variabile

b) După nivelul semnalului amplificat: • amplificatoare de semnal mic, la care variaţiile de tensiune şi de

curent, corespunzătoare semnalului de intrare, sunt mici în comparaţie cu valorile tensiunilor şi curenţilor de la ieşire. Aceste amplificatoare se numesc de tensiune, deoarece se urmăreşte, în mod deosebit, obţinerea unei amplificări în tensiune.

• amplificatoare de semnal mare, unde variaţiile de curent şi tensiune, corespunzătoare semnalului de intrare, sunt relativ mari. La aceste amplificatoare se urmăreşte, în mod deosebit, obţinerea unei anumite puteri pe sarcină. Aceste amplificatoare se numesc amplificatoare de putere.

c) După valoarea frecvenţei medii din spectrul semnalului amplificat: • amplificatoare de joasă frecvenţă, când frecvenţa medie este mai

mică de 1MHz. În această categorie sunt incluse şi amplificatoarele de audiofrecvenţă.

• amplificatoare de înaltă frecvenţă, când frecvenţa medie este de ordinul MHz sau GHz.

d) După lărgimea benzii de trecere: • amplificatoare de bandă îngustă, numite şi selective, caracterizate

prin factorul de calitate Q, definit prin relaţia Q=f0/(ftî - ftj), unde f0 este frecvenţa centrală a benzii de trecere. Valoarea curentă a factorului de calitate este cuprinsă în domeniul [10... 60].

• amplificatoare de bandă largă, la care raportul dintre frecvenţa înaltă de tăiere şi frecvenţa joasă de tăiere (ftî/ftj), este de ordinul 105...106. În categoria acestor amplificatoare sunt incluse amplificatoarele de videofrecvenţă.

e) După poziţia punctului static de funcţionare (PSF), ilustrat în figura 2.6, amplificatoarele pot fi:

Capitolul 2

• amplificatoare în clasă A (PSF se află în regiunea mediană a dreptei de sarcină, punctul M);

• amplificatoare în clasă B (PSF se află în punctul de tăiere, punctul M1); • amplificatoare în clasă A-B (PSF se află aproape de punctul de tăiere,

punctul M2). Observaţie: Există şi amplificatoare în clasă C, la care PSF se alege în

profunzimea regiunii de blocare, aceste amplificatoare fiind utilizate în construcţia triploarelor de frecvenţă şi în tehnica semnalelor modulate în frecvenţă.

Figura 2.6. Poziţia PSF pentru diferite tipuri de amplificatoare

2.2 Amplificatoare de curent alternativ

Un exemplu tipic al acestor amplificatoare îl reprezintă amplificatorul de audiofrecvenţă. Banda de trecere (Bt) a acestor amplificatoare este cuprinsă în domeniul 20Hz...20 kHz. Amplificatoarele de curent alternativ, figura 2.7, au în componenţă două blocuri funcţionale (etaje): primul bloc (etaj) este un amplificator de tensiune (numit preamplificator, AT-PA), iar al doilea bloc este un amplificator de putere (etaj final, AP-EF).

Figura 2.7. Schema bloc a unui amplificator de curent alternativ

La proiectarea unui amplificator se dau: tensiunea la intrare (U1), impedanţa de sarcină (ZS) sau rezistenţa de sarcină şi puterea necesară la ieşire (P2). Se cere: proiectarea amplificatorului de tensiune şi a amplificatorului de putere astfel încât să se debiteze pe ZS puterea impusă la ieşire.

2.2.1 Amplificatoare de tensiune

Aceste amplificatoare trebuie să asigure la ieşire o tensiune U (suficient de mare) încât, aplicată la intrarea AP, acesta să poată furniza puterea P2 cerută la

Amplificatoare şi oscilatoare

ieşire. Din acest motiv, amplificatoarele de tensiune se realizează din mai multe etaje legate în serie (cascadă) ca în figura 2.8.

Figura 2.8. Structura generală a unui amplificator de tensiune

Cuplarea etajelor se poate realiza în două moduri: a) utilizând elemente de cuplaj - condensatoare sau transformatoare de cuplaj; b) cuplajul direct între etaje (ca în cazul circuitelor integrate).

Observaţie: Utilizarea transformatoarelor de cuplaj între etaje oferă avantajul unei adaptări facile între sarcină şi etaj, dar are şi dezavantaje: gabarit mare şi preţ de cost ridicat.

Exemple de amplificatoare de tensiune 1. Amplificatorul de tensiune cu două etaje utilizând tranzistoare bipolare

(figura 2.9).

Condensatoarele C1, C2 şi C3 se numesc condensatoare de cuplaj şi au următoarele roluri: C1 blochează componenta continuă a semnalului aplicat la intrarea primului etaj de amplificare; C2 are rolul de a bloca componenta continuă care s-ar transmite de la primul etaj la următorul; C3 blochează componenta continuă care s-ar putea transmite la ieşirea etajului al II-lea, către amplificatorul de putere.

Figura 2.9. Amplificator de tensiune alternativă realizat cu tranzistoare bipolare

Perechile de rezistoare RB1 − RB2 şi RB3 – RB4 reprezintă divizoare de tensiune prin care se stabilesc valorile curenţilor de bază. Rezistoarele RE1, RE2 au rolul de a stabiliza poziţia punctelor statice de funcţionare (PSF) în cele două etaje de amplificare. Rezistoarele RC1, RC2 au rolul de a limita curenţii de sarcină (curenţii de colector).

Condensatoarele CE1, CE2 sunt condensatoare de decuplare şi au rolul de a elimina reacţia negativă de tensiune la funcţionarea etajelor de amplificare în regim dinamic. Capacităţile condensatoarelor de cuplaj şi a condensatoarelor de decuplare (CE1, CE2) sunt astfel alese încât reactanţele acestora să fie neglijabile (să reprezinte scurtcircuite) la frecvenţele de lucru ale amplificatorului.

Capitolul 2

2. Amplificatorul de tensiune cu două etaje utilizând TEC-J (figura 2.10)

Figura 2.10. Amplificator de tensiune alternativă realizat cu TEC-J

Ca şi în schema din figura 2.9, condensatoarele C1, C2, C3 au acelaşi rol (de cuplaj), deci blochează componentele continue (la intrare prin C1, între etaje prin C2 şi la ieşire prin C3). Rezistenţele RG1, RG2 (cu valori de ordinul MΩ) au rolul de a realiza impedanţe mari la intrarea etajelor.

Rezistoarele RS1, RS2 au rolul de negativare automată a grilelor cât şi de a stabiliza poziţiile punctelor statice de funcţionare (PSF) la variaţia temperaturii ambiante. Condensatoarele CS1, CS2 sunt condensatoare de decuplare şi au rolul de a elimina reacţia negativă de tensiune în regim dinamic. Rezistenţele RD1, RD2 au rolul de a limita curenţii de sarcină (curenţii de drenă).

Observaţii: • Capacităţile condensatoarelor de cuplaj şi de decuplare (CS1, CS2) trebuie să

asigure reactanţe capacitive neglijabile la frecvenţele de lucru ale amplificatorului.

• Al doilea etaj de amplificare poate fi realizat utilizând tranzistoare bipolare în loc de tranzistoare TEC-J.

3. Amplificator de joasă frecvenţă realizat prin cuplare directă între etaje

În cazul cuplajului direct între etajele de amplificare se transmite, de la un etaj la altul, atât componenta alternativă cât şi componenta continuă ale semnalului. Din această cauză punctul static de funcţionare (PSF) al tranzistorului dintr-un etaj depinde de poziţia PSF a tranzistorului din etajul anterior. Acest fenomen complică – într-o anumită măsură – calculul regimului staţionar al amplificatorului (în faza de proiectare).

În figura 2.11 este prezentat un amplificator de audiofrecvenţă, realizat cu circuitul integrat TAA-263. Se observă că cele trei etaje de amplificare (din structura circuitului integrat) sunt cuplate direct. Funcţionarea corectă a circuitului presupune ca în circuitul bazei primului tranzistor (T1) să existe un curent de polarizare iBo care să determine funcţionarea tranzistorului în regiunea activă. Tensiunea din colectorul lui T1 (UCE1) asigură polarizarea corectă a bazei lui T2, iar tensiunea din colectorul lui T2 (UCE2) determină poziţia PSF pentru tranzistorul T3 care, la rândul său, polarizează baza tranzistorului T1 (prin intermediul elementelor rezistive P şi RB).

Circuitul integrat are 4 terminale (borne de acces): 1 – intrare; 2 – alimentare (+E); 3 – ieşire; 4 – bornă de masă (−E). Rezistenţa RB împreună cu potenţiometrul P realizează un divizor de tensiune utilizat pentru impunerea PSF al primului

Amplificatoare şi oscilatoare

tranzistor. Condensatorul Cd are rol de decuplare (elimină reacţia negativă de tensiune la frecvenţele de lucru ale amplificatorului).

Figura 2.11. Amplificator de audiofrecvenţă realizat cu CI de

tip TAA-263 Observaţie: Pentru limitarea componentei alternative a semnalului de intrare

(U1∼), se va înseria un rezistor R1 ( ≅ 1 kΩ) înaintea condensatorului C.

2.2.2 Amplificatoare de putere (AP)

Aşa cum s-a arătat anterior amplificatoarele de putere, numite şi etaje finale, au rolul de a debita pe un rezistor de sarcină dat, o valoare impusă a puterii P2 (la ieşire). Reprezentând amplificatorul de putere (AP) ca un generator echivalent cu rezistenţa internă Rg egală cu rezistenţa de ieşire a etajului (Re), schema echivalentă a amplificatorului (AP) este dată în figura 2.12.

În conformitate cu teorema transferului maxim de putere, la un generator dat se obţine puterea maximă pe sarcină atunci când rezistenţa internă a generatorului (Rg) este mai mică sau egală cu rezistenţa de sarcină (RS). Deci, ţinând seama de schema echivalentă (figura 2.12), puterea debitată pe RS va fi maximă dacă este îndeplinită condiţia:

Re (AP) ≤ RS (2.9)

Figura 2.12. Schema echivalentă a unui amplificator de putere

Există două metode pentru creşterea puterii debitate la ieşire: a) adaptarea sarcinii la etajul de ieşire prin intermediul transformatoarelor (de

adaptare); b) adaptarea etajului la sarcină utilizând pentru etajul final o schemă de

conexiune adecvată. Cu prima metodă se adaptează rezistenţa de sarcină la etaj. Acest lucru este

posibil prin alegerea unui raport de transformare adecvat pentru transformatorul de

Capitolul 2

cuplaj, figura 2.13. Rezistenţa generatorului (Rg) din schema echivalentă se adoptă egală cu rezistenţa de ieşire (Re) a etajului amplificator de putere (AP).

Figura 2.13. Sarcină cuplată la AP prin transformator

Transformatorul de cuplaj are factorul de transformare Kt ≅ N1/N2, unde N1 şi N2 reprezintă numărul de spire din primarul transformatorului, respectiv din secundarul acestuia. Rezistenţa de sarcină raportată la primarul transformatorului se poate calcula folosind relaţia:

1S21S N

N)rr(rR ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅++= (2.10)

Dacă se neglijează r1 şi r2, se obţine relaţia aproximativă de calcul pentru RS: 2tSS KrR ⋅≅ (2.11)

Adaptarea etajului la sarcină este posibilă dacă alegem o schemă de conexiuni adecvată transferului maxim de putere. Astfel, pentru o putere mare la ieşire, adică pentru un curent de ieşire (curent de colector) mare, se alege o schemă de conexiuni cu rezistenţă de ieşire mică (conexiune colector comun).

2.2.2.1 Amplificatoare de putere în clasă A

Se consideră etajul de amplificare din figura 2.14 care funcţionează în clasă A având sarcina cuplată prin transformator. O metodă de creştere a puterii debitate de AP constă în creşterea amplitudinii semnalului de la intrare. În acest caz trebuie urmărită condiţia ca punctul A’ să nu ajungă în zona de saturaţie şi punctul B’ să nu ajungă pe caracteristica iB=0 (zona de tăiere). Acest lucru este ilustrat în diagramele de semnale aferente funcţionării în regim dinamic al etajului, figura 2.15.

În cazul unei sarcini rezistive (rS) conectate la ieşirea amplificatorului prin transformator, puterea utilă (Pu) debitată pe rS reprezintă puterea dezvoltată în circuitul monofazat din secundarul transformatorului şi se calculează utilizând relaţia:

).MAC(aria2

ACCM2

IU2

U)cos(IUP maxCmaxCEmaxCmaxCEefefu

Δ=⋅

=⋅

=⋅=ϕ= (2.12)

Creşterea puterii debitate la ieşire datorată creşterii semnalului de intrare poate avea loc dacă punctul A’ nu intră în zona de saturaţie. Aria triunghiului poate fi mărită dacă PSF iniţial (M) se adoptă prin proiectare astfel încât dreapta de sarcină să fie tangentă în M la hiperbola de disipaţie a puterii tranzistorului (vezi figura 1.26).

Amplificatoare şi oscilatoare

Randamentul unui amplificator în clasă A nu depăşeşte 50% (η=Pu/Pc, unde Pc este puterea consumată de amplificator de la sursa auxiliară de alimentare).

Figura 2.14. Amplificator de putere în Figura 2.15. Diagrama de semnale clasă A pentru amplificatorul în clasă A

2.2.2.2 Amplificatoare de putere în clasă B

Considerând planul caracteristicilor de ieşire, în cazul acestor amplificatoare PSF se alege în zona de tăiere a dreptei de sarcină, figura 2.16.

Dacă amplificatorul este realizat cu un singur tranzistor, atunci PSF va descrie la ieşire un semnal redresat monoalternanţă (ca în figura 2.16).

Figura 2.16. Diagrama de semnale pentru amplificatorul în clasă B

Dacă semnalul de intrare iB~ creşte excesiv, PSF (punctul M) poate ajunge în poziţia A”, semnalul fiind distorsionat. Pentru ca semnalul de ieşire să fie tot

Capitolul 2

sinusoidal (ca cel de intrare), etajul de amplificare se realizează cu două tranzistoare complementare, figura 2.17: 1-npn şi 2-pnp.

Figura 2.17. Amplificator de putere Figura 2.18. Curentul de sarcină pentru

amplificatorul în clasă B din figura 2.17

Dacă la intrare se aplică semialternanţa pozitivă, conduce T1 iar T2 este blocat şi, invers, pentru semialternanţa negativă. Cei doi curenţi de colector, iC1 şi iC2, formează prin însumare curentul alternativ de sarcină (iS) prin RS, figura 2.18.

2C1CS iii += (2.13) În schema prezentată este necesar ca tranzistoarele să aibă caracteristici

statice identice, pentru ca amplificarea celor două alternanţe să se facă în cantităţi egale (amplitudini egale). Randamentul acestui amplificator în clasă B este de circa (70÷75)%.

2.2.2.3 Amplificatoare de curent (putere) în montaj Darlington

Etajele finale ale amplificatoarelor de putere se pot realiza utilizând conexiunea Darlington, numită şi tranzistor compus. Această conexiune este formată din două tranzistoare (figura 2.19), dintre care primul este numit tranzistor de comandă (T2 - de putere mică sau medie), iar al doilea este un tranzistor de putere (T1).

În figura 2.19-a conexiunea Darlington este realizată cu două tranzistoare npn (fără inversare de polaritate), iar în figura 2.19-b, aceeaşi conexiune este realizată cu două tranzistoare complementare (T1 –npn, T2 –pnp). În acest ultim caz conexiunea Darlington se numeşte cu inversare de polaritate. Ansamblul tranzistoarelor într-o conexiune Darlington se numeşte dublet.

Curentul de colector al tranzistorului compus este:

BN2B1N2B2N1NB2N2B2C1N

B2N2EN2BN22BN21BN12C1CCiiii)ii(

iiiiiiiiβ=β+ββ+β=+β+

+β=β+β=β+β≅+= (2.14)

unde: N2N1N2N1N2N1N ββ≅ββ+β+β=β (2.15)

Din ultima relaţie se observă că tranzistorul compus realizează o amplificare în curent mare.

Amplificatoare şi oscilatoare

Figura 2.19. Conexiune Darlington: fără schimbare de polaritate

2.3 Amplificatoare de curent continuu

Acestea sunt destinate amplificării semnalelor lent variabile care au frecvenţa minimă din spectru egală cu zero. Ele sunt utilizate în construcţia aparatelor de măsură şi automatizare.

Amplificarea semnalelor continue presupune cuplarea directă între etajele de amplificare; ca urmare, rezultă în timpul funcţionării un fenomen numit ”deriva nulului” (sau derivă termică). Acest fenomen constă în modificarea în timp a tensiunilor la ieşirea amplificatorului atunci când la intrarea acestuia semnalul se menţine constant sau este nul. Pentru eliminarea acestui fenomen se utilizează două metode:

a) folosirea unui montaj diferenţial în schema de amplificare; b) utilizarea schemei de amplificare care se bazează pe principiul modulării-

demodulării.

2.3.1 Amplificatoare de curent continuu în montaj diferenţial

În figura 2.20 este prezentat etajul de amplificare în montaj diferenţial, unde se disting:

- două ieşiri nesimetrice (Ue1 şi Ue2); - o ieşire simetrică între bornele AB (Ue ≡UAB); - două intrări simetrice Ui1 şi Ui2 ; - două divizoare de tensiune la intrări, care asigură tensiunile U1 şi U2.

Figura 2.20. Etaj de amplificare diferenţial

Capitolul 2

Explicarea atenuării fenomenului de derivă: considerăm Ui1=Ui2=constant şi că temperatura T creşte. În acest caz rezultă: iC1 creşte şi iC2 creşte, ceea ce conduce la scăderi ale tensiunilor Ue1 şi Ue2 în cantităţi egale, rezultând o tensiune constantă la ieşirea simetrică (Ue =UAB=const).

Funcţionarea în regim de amplificator Pe parcursul explicaţiilor se utilizează notaţiile simbolice: ↑ ≡ creşte; ↓ ≡

scade. Cazul I: Ui1 ≠ 0 (Ui1 ↑)

Ui2 = 0 ⇒ U2 = const. Dacă Ui1 ↑ ⇒ iB1 ↑ ⇒ iC1 ↑ ≈ iE1 ↑ ⇒ Ue1 ↓ Aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff în circuitele de emitor rezultă ecuaţiile:

)ii(RUU 2E1EE11BE +−= (2.16) )ii(RUU 2E1EE22BE +−= (2.17)

Dacă iE1 ↑, din (2.17) ⇒ 2BEU ↓ ⇒ iB2 ↓ ⇒ iC2 ↓ ⇒ Ue2 ↑ Cazul II. Ui1= 0 ⇒ U1= const.

Ui2 ≠ 0 (Ui2 ↑) Dacă Ui2 ↑, ⇒ iB2 ↑ ⇒ iC2 ↑ ⇒ Ue2 ↓; dar iC2 ≈ iE2 ↑;

din (2.16), ⇒ 1BEU ↓, deci iB1 ↓ ⇒ iC1 ↓ (scade) ⇒ Ue1 ↑(creşte) (2.18)

Concluzie: Cele două tensiuni la ieşirile nesimetrice Ue1, Ue2 au variaţii opuse în raport cu creşterea semnalului la una dintre intrările amplificatorului. Aceste variaţii sunt ilustrate în planul caracteristicilor de transfer, figura 2.21.

Figura 2.21. Tensiunile de ieşire ale amplificatorului diferenţial

Observaţii: Panta caracteristicii Ue=f(Ui1) este dublă faţă de pantele caracteristicilor referitoare la ieşirile simetrice. Dacă se aplică simultan semnale la ambele intrări, considerând aceste semnale neegale (Ui1 ≠ Ui2), tensiunea la ieşire va fi dată de relaţia: Ue=K⋅(Ui1-Ui2), unde K este factorul de amplificare pentru montajul diferenţial.

În figura 2.22-a se dă schema unui etaj diferenţial, având ca elemente de echilibrare potenţiometrul P şi reostatul R.

Amplificatoare şi oscilatoare

S-a considerat iniţial că etajul nu este echilibrat, adică intersecţia caracteristicilor statice nu are loc în origine (figura 2.22-b). Prin ajustarea potenţiometrului P se deplasează caracteristicile pe orizontală, iar cu ajutorul reostatului R se deplasează caracteristicile pe verticală, până când se obţine echilibrarea amplificatorului (intersecţia caracteristicilor statice are loc în originea axelor de coordonate).

Figura 2.22. Echilibrarea etajului diferenţial: a)schema etajului cu elemente de echilibrare; b)

deplasarea caracteristicilor statice.

Exemplu: Prin creşterea rezistenţei R curentul iC ≅ iE1+iE2 se micşorează, iar tensiunea de ieşire comună creşte, determinând o deplasare în sus a caracteristicilor.

2.4 Reacţia negativă în amplificatoare şi consecinţele ei

Reacţia – în cazul amplificatoarelor – constă în aplicarea (introducerea) la

intrarea acestuia a unei părţi din energia mărimii de la ieşire, prin intermediul unei legături inverse (ieşire-intrare).

Când reacţia negativă este necesară în amplificatoare, acesta se realizează prin circuite specializate (dimensionate în faza de proiectare). Există însă şi situaţii în care reacţia negativă apare accidental, fiind determinată de cuplaje parazite.

Se consideră un amplificator cu reacţie negativă de tensiune, a cărui schemă bloc este prezentată în figura 2.23.

Figura 2.23. Schema bloc a amplificatorului cu reacţie negativă de tensiune

Capitolul 2

Semnificaţiile notaţiilor din figură sunt: - A este factorul de amplificare al amplificatorului fără reacţie, exprimat prin

relaţia:

A e= (2.19)

unde: Ue - este tensiunea la ieşirea amplificatorului; U - este tensiunea la intrarea amplificatorului fără reacţie. - Ar este factorul de amplificare al amplificatorului cu reacţie de tensiune.

Conform figurii 2.23 acest factor este exprimat prin relaţia:

er U

UA = (2.20)

unde: iU este tensiunea aplicată la intrare. Circuitul de reacţie este realizat, de obicei, printr-o reţea de elemente pasive şi

este caracterizat prin factorul de reacţie β:

rUU

=β (2.21)

unde: Ur este tensiunea de reacţie. Dacă circuitul de reacţie este format numai din rezistoare atunci β este un număr real.

Aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff în circuitul de intrare şi cel de reacţie (figura 2.23), se pot scrie următoarele ecuaţii:

0UUU ir =−+ (2.22)

er UU ⋅β= (2.23) Din relaţiile (2.19), (2.20) şi (2.21) se obţine:

iee UU

=⋅β+ (2.24)

Împărţind ultima relaţie la iU , se obţine:

1UU

UAU

e =β+⋅

(2.25)

Ţinând seama de expresia lui Ar (2.20), din relaţia precedentă se obţine:

1AAA

rr =⋅β+ (2.26)

Rezultă că, pentru cazul reacţiei negative de tensiune (figura 2.23), amplificarea este exprimată prin relaţia:

A1AAr ⋅β+

= (2.27)

În cazul reacţiei negative semnalul de la ieşire (Ue) este în antifază cu semnalul de la intrare (U).

Reacţia pozitivă se obţine când tensiunea Ue de la ieşire este în fază cu semnalul U. Amplificarea unui amplificator cu reacţie pozitivă de tensiune este dată prin relaţia:

AAr ⋅β−= (2.28)

Pornind de la relaţia (2.28) şi împărţind membrul drept prin A, rezultă:

Amplificatoare şi oscilatoare

β+

1Ar (2.29)

Pentru A→∞ , (foarte mare) rezultă: β

≅1Ar (2.30)

Consecinţele reacţiei negative în amplificatoare:

• Se micşorează amplificarea A, dar acest lucru nu reprezintă un inconvenient prea mare deoarece prin proiectare se poate adopta (impune) o amplificare A mai mare decât cea dorită, astfel încât amplificarea cu reacţie să rezulte la valoarea impusă.

• Creşte stabilitatea în timp a amplificării, proprietate foarte utilă în echipamentele de măsură şi de automatizare.

• Se micşorează distorsiunile de neliniaritate. • Creşte lăţimea benzii de trecere. • Se reduce zgomotul propriu al amplificatorului. • Se ameliorează (îmbunătăţesc) parametrii calitativi ai amplificării. • Se modifică favorabil impedanţele intrare-ieşire.

Observaţie: Datorită avantajelor oferite de reacţia negativă, majoritatea amplificatoarelor utilizează acest tip de reacţie.

2.5 Amplificatoare operaţionale

Un amplificator operaţional (AO) este un amplificator la care cuplarea între etaje se face direct. AO este caracterizat de o amplificare foarte mare, fiind conceput să funcţioneze într-o gamă largă de frecvenţe.

Un AO foloseşte reţele de reacţie a căror structură (rezistenţe şi capacităţi) permite realizarea unor operaţii matematice (adunare, scădere, integrare, diferenţiere etc).

Parametrii ideali ai AO permit proiectarea cu relaţii de calcul simple, iar erorile introduse sunt în limitele admise. Principalii parametri idealizaţi sunt:

1) amplificarea în buclă deschisă A0 → ∞; 2) decalajul de tensiune (deriva nulului este neglijabilă, Uieşire=0 în orice moment

în care la intrare nu se aplică semnal); 3) curentul de polarizare pe cele două intrări neglijabil; 4) impedanţa de intrare Zi → ∞; 5) impedanţa de ieşire Ze → 0; 6) 1ăţimea benzii de trecere B → ∞; 7) variaţia defazajului Δϕ ≅ 0.

Amplificatoarele operaţionale se clasifică după natura relaţiei intrare-ieşire. Relaţia (dependenţa) intrare-ieşire poate fi liniară sau neliniară, în funcţie de structura circuitului de reacţie aferent amplificatorului. Amplificatorul inclus în structura oricărui AO este un amplificator de curent continuu (amplificator diferenţial integrat). Cele mai utilizate scheme cu AO sunt:

Capitolul 2

1) Amplificator operaţional în montaj inversor - realizează înmulţirea cu o constantă şi inversarea semnului tensiunii de intrare. Schema de principiu este prezentată în figura 2.24, iar schema simbolică este dată în figura 2.25.

Figura 2.24. Schema de principiu a unui Figura 2.25. Simbolizarea unui AO

AO în montaj inversor inversor

Întrucât amplificatorul de curent continuu are impedanţa de intrare şi amplificarea în circuit deschis foarte mari, pentru determinarea caracteristicii Ue=f(Ui) se consideră ipotezele:

Zi → ∞ ; i ≅ 0 şi U≅0 (2.31) Aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff în circuitul de intrare, rezultă:

Ui=Roio+U (2.32)

Ţinând seama de (2.31) se obţine: o

io R

Ui ≅ (2.33)

Din teorema I-a a lui Kirchhoff aplicată în nodul de curenţi M rezultă: i = io + i1 ; ⇒ io ≅ − i1 (2.34)

Din teorema a II-a a lui Kirchhoff aplicată în circuitul de ieşire rezultă: Ue=R1i1+U (2.35)

Ţinând cont de (2.31) se obţine: 1

e1 R

Ui ≅ (2.36)

Din (2.33), (2.34) şi (2.35) se obţine: o

eRU

−= sau

io1e UR

RU ⋅−= .

Rezultă: Ue= - K Ui , unde K = R1/Ro (2.37) 2) Amplificator operaţional în montaj neinversor – realizează înmulţirea tensiunii de intrare cu o constantă pozitivă supraunitară. Schema electrică a acestui amplificator este dată în figura 2.26, iar simbolizarea este prezentată în figura 2.27.

Figura 2.26. Schema de principiu a unui Figura 2.27. Simbolizarea unui AO

AO în montaj neinversor neinversor

Amplificatoare şi oscilatoare

Utilizând aceleaşi ipoteze din (2.31) şi aplicând aceeaşi procedură se obţin:

⎪⎩

⎪⎨

⎧

+==−+

=++

1100e

i00

iii0iRiRU

0UUiR (2.38)

Neglijând mărimile U şi i, conform relaţiei (2.31), din (2.38) rezultă expresia caracteristicii externe:

Ue = K⋅Ui (2.39)

unde: o

1RR1K += (2.40)

Observaţie: Pentru R0 → ∞ şi R1 = 0 se obţine circuitul repetor, utilizat frecvent ca element de adaptare, întrucât asigură rezistenţa de intrare foarte mare şi rezistenţa de ieşire mică. 3) Amplificatorul sumator-inversor realizează suma ponderată, cu semn schimbat, a tensiunilor de intrare. Schema electrică a acestui amplificator este prezentată în figura 2.28, iar simbolizarea este dată în figura 2.29.

Figura 2.28. Schema de principiu a unui AO Figura 2.29. Simbolizarea unui în montaj sumator-inversor AO sumator-inversor Considerând aceleaşi ipoteze din (2.31), adică Zi → ∞ ; i ≅ 0; U≅0, se

determină (utilizând legea lui Ohm) curenţii prin rezistoarele conectate la intrările amplificatorului:

1i1o R

Ui = ; 02

2i2o R

Ui = .... n0

inon R

Ui = (2.41)

Teorema I-a a lui Kirchhoff, aplicată în cele două noduri de curenţi, conduce la relaţiile:

i0=i01 + i02+ .... + i0n (2.42) i0= - i1 (2.43)

Din teorema a II-a a lui Kirchhoff aplicată pe circuitul de ieşire se obţine: i1=Ue/R1 (2.44)

sau 01

e iRU

−= (2.45)

Înlocuind în (2.45) componentele curentului i0 din relaţia (2.41), se obţine: Ue= -(K1Ui1+K2Ui2+ ... +KnUin) (2.46)

Capitolul 2

unde 01

11 R

RK = ; 02

22 R

RK = ; .... n0

nn R

RK =

În general, caracteristica de transfer se poate exprima prin relaţia (2.47):

∑=

−=n

1jijje UKU (2.47)

4) Amplificatorul integrator-inversor furnizează la ieşire un semnal proporţional cu integrala tensiunii aplicate la intrare. Schema electrică a acestui amplificator este prezentată în figura 2.30, iar simbolizarea este dată în figura 2.31.

Figura 2.30. Schema de principiu a unui AO Figura 2.31. Simbolizarea unui AO în montaj integrator-inversor integrator-inversor

Utilizând aceleaşi ipoteze (Zi → ∞ ; i ≅ 0; U≅0) şi procedând similar, se obţin

relaţiile: Ui = R⋅i0 şi i0 = -i1 (2.48)

Din teorema a II-a a lui Kirchhoff aplicată pe circuitul de ieşire rezultă:

UdtiC1U 1e ∫ += (2.49)

Ţinând seama de ipotezele (2.31) şi relaţiile (2.48), din (2.49) rezultă:

∫−= dtUCR1U ie sau )0(Ud)(U

T1U e

ie +ττ−= ∫ (2.50)

Cu Ue(0)=Ue0 s-a notat valoarea tensiunii la bornele condensatorului (din circuitul de reacţie) în momentul aplicării semnalului de intrare (t=0). Tensiunea Ue(0) se figurează la borna de ”condiţie iniţială” (figura 2.31). Ue(0)=0 dacă condensatorul este descărcat la momentul aplicării semnalului de intrare şi Ue(0)≠0 dacă condensatorul este încărcat la momentul aplicării semnalului de intrare. Ti=RC este timpul de integrare, exprimat în secunde, dacă valoarea rezistenţei R este exprimată în ohmi, iar capacitatea C se exprimă în farazi. Dacă timpul de integrare nu este limitat, tensiunea de ieşire se poate exprima prin relaţia:

)0(UdtUKU eie +−= ∫ ; unde RC1

T1Ki== (2.51)

2.6 Oscilatoare

Acestea sunt circuit care, utilizând dispozitive electronice active, generează semnale periodice de forma: U(t)=U⋅sin(ωt) sau de orice altă formă. Atunci când

Amplificatoare şi oscilatoare

semnalul produs de oscilator este sinusoidal oscilatorul se numeşte armonic. Schema de principiu este prezentată în figura 2.32.

Figura 2.32. Schema de principiu a unui oscilator

Principiul de întreţinere a oscilaţiilor Se consideră circuitul oscilant realizat dintr-o capacitate C în paralel cu o

inductivitate L, figura 2.33-a. Sub acţiunea unei tensiuni oarecare (exterioare) iau naştere oscilaţii armonice având frecvenţa de oscilaţie la rezonanţă dată de relaţia:

LC21f0 π

= (2.52)

Semnalul U(t), semnalul util produs de oscilator, figura 2.33-b, se va amortiza în timp (îşi micşorează amplitudinea) datorită pierderilor de energie prin rezistenţa electrică echivalentă a circuitului capacitiv-inductiv (L-C).

Figura 2.33-a. Circuit oscilant LC Figura 2.33-b. Semnalul produs de circuitul LC

Un circuit oscilant ideal nu poate fi realizat din cauza pierderilor de energie care determină stingerea, adică amortizarea oscilaţiilor. Schema echivalentă a circuitului oscilant anterior este ilustrată în figura 2.34.

Pierderile de energie care duc la micşorarea amplitudinii se datorează lui r şi R, unde: r este rezistenţa electrică a bobinei care are inductanţa L, iar R este conductanţa de pierderi a condensatorului.

Figura 2.34. Schema echivalentă a circuitului oscilant LC din figura 2.33-a

Pentru a realiza oscilaţii întreţinute (cu amplitudine constantă), în circuitul oscilant real este necesar să se recupereze (compenseze) energia pierdută, cu energie adusă din exterior prin intermediul unor rezistenţe negative, controlate prin curenţi sau prin tensiune. În acest sens se pot utiliza dispozitive semiconductoare care să funcţioneze în regiunea de rezistenţă negativă (dioda tunel, tiristorul etc).

Capitolul 2

Caracteristica statică a diodei tunel şi respectiv a tiristorului sunt date în figura 2.35-a şi 2.35-b.

Figura 2.35: a) Caracteristica curent-tensiune a diodei tunel; b) Caracteristica curent-tensiune a tiristorului; c)Schema bloc a unui oscilator cu reacţie

Aceste dispozitive semiconductoare introduc rezistenţe negative, care

însumate cu rezistenţele r şi R (figura 2.34), dau o rezistenţă echivalentă egală cu zero.

Producerea oscilaţiilor întreţinute prin anularea rezistenţei din circuit cu ajutorul unor rezistenţe dinamice negative, este un fapt real şi o metodă utilizată în proiectarea oscilatoarelor. Condiţia întreţinerii oscilaţiilor implică respectarea a două principii:

a) respectarea relaţiei lui Barkhausen (de autooscilaţie), care arată că produsul în modul al amplitudinilor trebuie să fie egal cu unitatea, 1A =⋅β ;

unde: )jexp(AA Aϕ⋅⋅= şi )jexp( βϕ⋅⋅β=β (2.53)

Prin ϕA s-a notat defazajul dintre semnalul de ieşire ( Ue - figura 2.35-c) şi semnalul de intrare ( U i ). ϕβ este defazajul dintre semnalul de reacţie ( U r ) şi semnalul de ieşire ( Ue ).

b) respectarea condiţiei de fază: π=ϕ+ϕ β k2A , k=0, 1, 2, ..., n (argumentul lui

Acomplex + argumentul lui βcomplex = 2kπ) adică: π=β+ k2argAarg (2.54)

Relaţia (2.53) arată că defazajul total introdus de amplificator şi circuitul de reacţie trebuie să fie un multiplu întreg de 2π, deci semnalul de reacţie trebuie să fie în fază cu semnalul de intrare. Rezultă că reţeaua de reacţie trebuie să introducă un defazaj nul, dacă defazajul amplificatorului este 2kπ (cu un număr par de etaje), sau un defazaj de 1800, dacă defazajul amplificatorului (cu număr impar de etaje) este (2k+1)π. Oscilatoarele pot fi realizate şi cu amplificatoare ce au reacţie pozitivă, la care

amplificarea complexă este: A1

AAr β−= .

În acest caz, dacă produsul Aβ tinde la valoarea 1, atunci ∞→rA . După modul de realizare, oscilatoarele pot fi:

1) oscilatoare de tip amplificator cu reacţie pozitivă; 2) oscilatoare cu dispozitive care au rezistenţe negative (oscilatoare de

relaxare). Oscilatoarele cu reacţie pot fi de tip LC sau RC. Cele mai utilizate

oscilatoare cu reacţie de tip LC sunt oscilatoarele în trei puncte. Acestea au calea

Amplificatoare şi oscilatoare

de reacţie formată dintr-un circuit LC selectiv (care reprezintă un filtru cu trei borne de acces).

Exemple de oscilatoare în trei puncte Oscilatorul Hartley (realizat cu reţea de defazare trece sus), are schema de

principiu prezentată în figura 2.36.

Figura 2.36. Schema de principiu a oscilatorului Hartley

La acest oscilator emitorul este legat la masă, alimentarea este serie iar sarcina este cuplată inductiv. În timpul funcţionării singurul condensator care nu este scurtcircuitat este condensatorul variabil C.

Oscilator având reţea RC (reţea de defazare trece-jos)

Aceste oscilatoare au o largă utilizare în diferite domenii ale electronicii industriale (telecomunicaţii, automatizări, aparatură electromedicală etc) fiind specifice benzilor de joasă frecvenţă. În figura 2.37 este prezentată schema electrică a unui oscilator având reţea de defazare ”trece jos”, formată din trei celule RC.

Defazajul fiecărei celule este de 60o.

arctgRC π==ϕΔ (2.55)

Se obţine un defazaj total al semnalului de reacţie, egal cu π (180o):

π=ϕΔ⋅=ϕ 3t (2.56)

Frecvenţa de oscilaţie la rezonanţă se poate calcula folosind relaţia:

C0 R/R46RC21f +π

= (2.57)

Figura 2.37. Schema de principiu a oscilatorului cu reţea RC

Capitolul 2

2.7 Întrebări

1. Ce este reacţia negativă în cazul unui amplificator de tensiune? Cum se obţine practic reacţia negativă?

2. Ce se înţelege prin zgomot la amplificatoare? Ce se înţelege prin tensiune de

zgomot (Uz) în cazul redresoarelor cu filtre ? 3. Când apar distorsiunile de frecvenţă la amplificatoare şi cum se elimină acestea? 4. Ce diferenţă există între caracteristicile A[dB] = g(f) în cazurile:

a) amplificatoare de radiofrecvenţă ? b) amplificatoare de audiofrecvenţă ?

5. Ce formă de variaţie are tensiunea UCE la ieşirea unui etaj de amplificare în clasă B, realizat cu un singur tranzistor?

6. Ce semnifică borna de condiţie iniţială în cazul A.O. integrator şi ce se poate

măsura la această bornă ? 7. Care este raportul de transformare (K) al unui transformator de cuplaj pentru o

sarcină rezistivă (rs = 4 Ω), ştiind că amplificatorul în clasă A are rezistenţa de ieşire, Re = 80 KΩ ?

8. Care este deosebirea între un AO inversor şi un AO integrator – inversor?

(Utilizaţi schemele electrice !) 9. Care este schema de conexiune a unui etaj de amplificare ce are parametrii: RI

=4 KΩ; Re = 40 KΩ ? 10. Ce este deriva termică (deriva nulului) în cazul amplificatoarelor de curent

continuu şi cum se atenuează aceasta ? 11. Ce sunt distorsiunile de neliniaritate în cazul amplificatorului de joasă frecvenţă şi

cum se elimină acestea ? 12. Când un tiristor funcţionează ca şi o diodă ? Care este schema şi denumirea

celui mai simplu amplificator de putere ?

CAPITOLUL 3

REDRESOARE

3.1 Noţiuni generale

Redresoarele sunt circuite electronice care fac parte dintr-o clasă mai largă de

echipamente electrice, numite mutatoare. Mutatoarele transformă, prin elemente neliniare unidirecţionale (diode, tiristoare etc), energia electromagnetică primită la intrare, cu anumiţi parametri, în energie electromagnetică debitată la ieşire, cu alţi parametri.

Principalul criteriu de clasificare a mutatoarelor îl reprezintă funcţiile realizate de acestea, după cum urmează. Redresorul este un circuit electronic care transformă curentul alternativ (c.a.), de frecvenţă f1, în curent continuu (c.c.), figura 3.1-a.

Invertorul transformă curentul continuu în curent alternativ (figura 3.1-b). Frecvenţa f2 a curentului alternativ poate fi variabilă (în cazul invertoarelor autonome) sau fixată la o anumită valoare, de regulă 50 Hz (când se numesc invertoare de reţea sau neautonome).

În schemele din figura 3.1-a şi b, transferul energetic se face într-un singur sens. Este însă posibil ca aceeaşi schemă de mutator să funcţioneze – în funcţie de condiţiile de lucru (comanda primită, polaritatea tensiunii continue etc.) – fie în regim de redresor, fie în regim de invertor (neautonom). Transferul energetic se poate face, în acest caz, în ambele sensuri. Mutatoarele din această categorie stau la baza sistemelor de acţionări recuperative cu maşini de c.c. Dacă mutatorul funcţionează în regim de redresor, maşina electrică funcţionează ca motor şi transferul energetic se face de la reţeaua de c.a. la reţeaua de c.c. În regim de frânare, când maşina electrică lucrează ca generator de c.c., comanda mutatorului poate asigura funcţionarea acestuia în regim de invertor (neautonom), obţinându-se transferul energetic (recuperarea) de la reţeaua de c.c. (figura 3.1-c).

Convertorul de c.a. converteşte frecvenţa sau amplitudinea curentului alternativ. În primul caz, mutatorul se mai numeşte convertor static de frecvenţă şi poate fi realizat în două variante: cu circuit intermediar de c.c. (figura 3.2-a) şi sub formă de convertor direct sau cicloconvertor (figura 3.2-b). Convertorul care modifică amplitudinea tensiunii de c.a. (figura 3.2-c) se mai numeşte variator de c.a.

Convertorul de c.c. furnizează la ieşire o tensiune continuă diferită de cea de la intrare. El poate fi: cu circuit intermediar de c.a. (figura 3.3-a) sau direct, numit şi variator de c.c. (figura 3.3-b). Pentru convertorul cu circuit intermediar, tensiunea

Capitolul 3

de ieşire (U2) poate fi mai mică sau mai mare decât tensiunea de intrare (U1), după cum transformatorul este coborâtor, respectiv ridicător de tensiune.

Figura 3.1. Mutatoare Figura 3.2. Convertoare statice de c.a.

Figura 3.3. Convertor de c.c.

Mutatoarele care funcţionează cu intrarea şi/sau ieşirea în c.a. utilizează, pe fiecare fază a reţelei de c.a., elemente de conducţie unidirecţională numite şi “ventile” semiconductoare (diode şi/sau tiristoare). În majoritatea mutatoarelor, funcţionarea acestor elemente este ciclică. Trecerea conducţiei de la un ventil la altul se numeşte comutaţie. După modul de realizare a comutaţiei, mutatoarele se împart în următoarele categorii:

• Mutatoare având comutaţie naturală, când valoarea instantanee a tensiunii pe latura ventilului care preia conducţia este întotdeauna mai mare decât valoarea instantanee a tensiunii pe latura ventilului care cedează conducţia.

• Mutatoare având comutaţie forţată, când condiţia de comutaţie naturală nu este respectată. Prelungirea conducţiei unui ventil, dincolo de momentul comutaţiei naturale, presupune – de regulă – un consum de energie reactivă din exterior. După provenienţa acestei energii, mutatoarele care au comutaţie forţată pot fi:

Mutatoare având comutaţie externă, când energia reactivă este preluată din exterior. Dacă această energie provine de la reţea, mutatorul va avea comutaţie (forţată) de la reţea. Dacă energia este dată de circuitul sarcinii (de la ieşire), mutatorul are comutaţie (forţată) de la sarcină.

Mutatoare având comutaţie proprie, când energia reactivă necesară este furnizată de însuşi mutatorul respectiv.

Mutatoarele care au comutaţie naturală sunt redresoare cu diode. Comutaţia forţată externă se întâlneşte în redresoarele comandate, invertoare neautonome şi

Redresoare

convertoare directe de frecvenţă. Comutaţia proprie este specifică unei categorii de mutatoare, în care ventilele (tiristoarele) au dispozitive de “blocare” forţată: invertoare autonome, variatoare de c.c. etc.

Sub aspectul funcţiei realizate, toate redresoarele se încadrează în categoria mutatoarelor. În acelaşi timp, mutatoarele reprezintă circuite electronice de putere, definind un domeniu cunoscut sub numele ”electronică de putere”. Aceste circumstanţe au determinat includerea în capitolul de mutatoare a redresoarelor de mică putere realizate sub forma redresoarelor monofazate, precum şi tratarea lor specifică, într-un paragraf distinct.

3.2 Redresoare monofazate necomandate

3.2.1 Schema bloc a unui redresor de mică putere

Redresoarele monofazate se utilizează, de regulă, la puteri mici. Scopul urmărit este de a obţine o tensiune continuă, U0, de valoare impusă, la bornele sarcinii Rs, cu valoare de asemenea impusă, în condiţiile cunoaşterii tensiunii de alimentare U1.

În figura 3.4 este dată schema-bloc a unui redresor monofazat de mică putere. Transformatorul Tr reduce tensiunea alternativă din înfăşurarea primară la valoarea U2 (în secundar), necesară obţinerii tensiunii continue U0. Redresorul R este elementul esenţial al schemei. La ieşirea lui se obţine tensiunea redresată ur, care are o componentă continuă (utilă) şi o componentă alternativă. Filtrul F are rolul de a diminua componenta alternativă din tensiunea redresată. Tensiunea continuă, U0, de la ieşirea filtrului se poate modifica, fie din cauza variaţiei tensiunii de alimentare U1, fie din cauza modificării rezistenţei de sarcină Rs. Stabilizatorul de tensiune continuă, STC, conectat între filtru şi sarcină, are rolul de a menţine constantă tensiunea U0 (stabilizatoarele vor fi prezentate în capitolul 4).

Figura 3.4. Schema bloc a unui redresor monofazat de mică putere

3.2.2 Redresoare monofazate monoalternanţă cu sarcină rezistivă

Schema redresorului monofazat monoalternanţă este dată în figura 3.5-a. În timpul semialternanţei pozitive a tensiunii tsinU2u 22 ω= , dioda D (care reprezintă redresorul) este polarizată în sens direct şi conduce, deci ur = u2. În timpul semialternanţei negative, datorită polarizării inverse, dioda este blocată şi ur = 0. Diagramele tensiunilor u2, ur şi a curentului prin sarcină sunt date în figura 3.5-b.

Capitolul 3

Se observă că tensiunea redresată ur este o tensiune periodică pulsatorie având perioada T = 2π. Tensiunea redresată conţine o componentă continuă (U0) şi o componentă alternativă (u~):

ur = U0+ u~ (3.1)

Figura 3.5. Redresor monofazat monoalternanţă

Componenta continuă U0 este egală cu valoarea medie a tensiunii redresate şi

se calculează cu relaţia:

∫ ω⋅ω⋅=T

0r0 )t(d)t(u

T1U (3.2)

Înlocuind valoarea perioadei (T = 2π), integrala din (3.2) se poate exprima printr-o sumă de două integrale, astfel:

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡ω⋅ω+ω⋅ω

π=ω⋅ω⋅= ∫ ∫∫

π π

0r0 )t(d)t(u)t(d)t(u

21)t(d)t(u

T1U (3.3)

Din diagramele tensiunilor (figura 3.5-b) se observă că în intervalul [0, π], ur= u2, iar în intervalul [π, 2π], ur= 0.

Din relaţia (3.3) se obţine:

[ ] 220

0r0

U45,0U2)tcos(U2

)t(d)tsin(U221)t(d)t(u

21U

⋅≅⋅π

=ω−⋅π

=ω⋅ω⋅π

ππ

∫∫ (3.4)

Curentul redresat prin rezistenţa de sarcină este proporţional cu tensiunea ur , deci este periodic şi pulsatoriu, exprimat prin relaţia:

rr R

ui = (3.5)

Dacă se doreşte exprimarea detaliată a componentei alternative (u~), atunci tensiunea redresată se poate exprima prin relaţia:

)tnsin(U2U)t(u nn1n

0r ϕ+ω+=ω ∑∞

= (3.6)

Redresoare

unde Un este valoarea eficace a armonicii de ordinul n, iar ϕn – faza iniţială a armonicii de ordinul n. Relaţia (3.6) se poate scrie sub forma trigonometrică a unei serii Fourier şi devine:

)tncos(b)tnsin(ab)t(u n1n

n1n

0r ω⋅+ω⋅+=ω ∑∑∞

∞

= (3.7)

Coeficienţii seriei Fourier se definesc prin:

=⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡ωω+ωω

π=ωω== ∫∫∫

π 2

000 )t(d)t(u)t(d)t(u

21)t(d)t(u

T1Ub

2220

U45,0U2)t(d)tsin(U221

≅π

=ωωπ

= ∫π

(3.8)

Se observă că valoarea componentei continue (U0) este exprimată de coeficientul b0 al seriei Fourier, iar coeficienţii an şi bn se pot calcula utilizând relaţiile (3.9) şi (3.10).

)t(d)tnsin()tsin(U2

)t(d)tnsin()t(u1a

ωω⋅ωπ

=ωω⋅ωπ

∫

∫π

(3.9)

=ωω⋅ωπ

= ∫∫ππ

)t(d)tncos()tsin(U2)t(d)tncos()t(u1b0

2U22

−

−⋅

π= . (3.10)

Înlocuind în relaţia (3.7) coeficienţii b0, an şi bn din relaţiile (3.8), (3.9) şi (3.10) se obţine:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −ω

⋅−ω

π+

π=ω ...)t4cos(

532)t2cos(

312)tsin(

21U2)t(u 2

r ; (3.11)

Raportul dintre tensiunea continuă pe sarcină şi valoarea eficace a tensiunii

din secundar se numeşte coeficient de redresare. În cazul analizat coeficientul de redresare Kr este:

45,0UU

0r == (3.12)

Ponderea componentei alternative în tensiunea redresată se poate evalua prin factorul de formă, F, şi factorul de ondulaţie, γ. Factorul de formă este raportul dintre valoarea eficace a tensiunii redresate, ur, şi componenta continuă U0 :

Capitolul 3

rUu

F = (3.13)

Cu cât F este mai apropiat de unitate, cu atât ponderea componentei alternative în tensiunea redresată este mai mică. La redresorul monoalternanţă avem:

222

0r U

22)t(d)t(sinU2

21)t(d)t(u

T1U =ωω

π=ωω= ∫∫

π (3.14)

57,12U2

U22F

22 =

π=

π= (3.15)

Factorul de ondulaţie se defineşte ca raportul dintre valoarea eficace a componentei alternative, U∼ , şi componenta continuă. Cunoscând valorile eficace Un ale armonicilor de ordin n = 1, 2, … , valoarea eficace U∼ este:

U∼ ...UU 22

21 ++= (3.16)

U∼ = 20

2r UU − (3.17)

şi rezultă

1F1UU

UUU

U...UU

UU 2

0~ −=−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=

−=

++==γ (3.18)

În cazul redresorului monoalternanţă se obţine γ = 1,211. Puterea în curent continuu este:

000 RUIUP == (3.19)

Aceasta determină o anumită putere aparentă, necesară transformatorului. 3.2.3 Redresoare monofazate dublă alternanţă cu sarcină rezistivă

Redresoarele dublă alternanţă se realizează după două scheme: cu

transformator având priză mediană în secundar, sau utilizând schema de redresare în punte.

Schema redresorului având transformator cu priză mediană este dată în figura 3.6-a. Cele două secţiuni ale înfăşurării secundarului transformatorului sunt identice

şi deci "2

'2 uu −= . Diodele D1 şi D2 conduc alternativ, astfel încât tensiunea

redresată şi curentul prin sarcină au forma din figura 3.6-c. Redresorul în punte are schema din figura 3.7. În timpul semialternanţei

pozitive a tensiunii u2 conduc diodele D1 şi D3 , D2 şi D4 fiind blocate. În semialternanţa negativă conduc diodele D2 şi D4 , iar diodele D1 şi D3 sunt blocate.

Redresoare

Figura 3.6. Redresor dublă alternanţă folosind transformator cu priză mediană: a) schema; b) diagrama tensiunilor din secundar; c) diagrama tensiunii şi a curentului redresat

Figura 3.7. Redresor dublă alternanţă în punte

Ca şi în cazul redresorului monoalternanţă, tensiunea şi curentul prin sarcină au două componente: o componentă continuă (U0 , respectiv I0) şi o componentă alternativă. Expresia analitică a tensiunii redresate, pe o perioadă a tensiunii u2 este:

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡∈ω−

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡∈ω

=T,

2Ttpentru)tsin(U2

2T,0tpentru)tsin(U2

r (3.20)

Componenta continuă a tensiunii redresate (U0) se calculează cu aceeaşi relaţie (3.3) ca şi în cazul redresorului monoalternanţă, cu deosebirea că în acest caz perioada este egală cu durata unei semialternanţe (T = π), iar componenta continuă este:

220 U9,0U22U ⋅≅⋅π

= (3.21)

Coeficientul de redresare este dublu faţă de schema monoalternanţă (Kr = 0,9), iar factorul de formă şi coeficientul de ondulaţie se ameliorează: F = 1,11; γ = 0,482. De asemenea, pentru o putere P0 dată, puterile aparente în înfăşurarea secundară şi înfăşurarea primară ale transformatorului se micşorează. Astfel, pentru schema cu priză mediană, puterea de calcul a transformatorului este ST = 1,48 P0, iar la schema în punte, ST = 1,23 P0.

Comparând cele două scheme de redresare dublă alternanţă se pot reţine următoarele:

• pentru aceeaşi putere P0 în sarcină, puterea aparentă necesară a transformatorului este mai mare la schema cu punct median;

Capitolul 3

• la schema în punte, datorită conducţiei în permanenţă a două diode, rezultă o cădere de tensiune pe diode dublă faţă de schema cu punct median;

• tensiunea inversă maximă pe diode, pentru aceeaşi tensiune redresată este de două ori mai mare la schema cu punct median faţă schema de redresare în punte (deoarece tensiunea inversă ce apare în momentul blocării diodelor se distribuie pe două diode).

3.2.4 Filtrarea tensiunii redresate

Pentru obţinerea unei tensiuni cu factor de ondulaţie mic la bornele rezistenţei de sarcină, este necesară diminuarea componentei alternative din tensiunea redresată, cu ajutorul filtrelor. Funcţionarea filtrelor se bazează pe proprietatea bobinelor de a avea o rezistenţă neglijabilă pentru componenta continuă a curentului şi o reactanţă mare pentru componenta alternativă din curentul redresat, cât şi pe proprietatea capacităţilor mari (conectate în paralel cu sarcina), de a şunta armonicele de ordin superior.

Filtrele utilizate frecvent la redresoarele de mică putere au schemele din figura 3.8. Parametrul principal care le caracterizează este factorul de ondulaţie al tensiunii de la ieşire.

Figura 3.8. Tipuri de filtre: a) capacitiv; b) inductiv-capacitiv; c) tip π - CLC sau CRC

3.2.4.1 Funcţionarea redresorului cu filtru capacitiv Schema unui redresor monofazat monoalternanţă cu filtru capacitiv este dată în figura 3.9-a. Funcţionarea ei se poate urmări în diagrama din figura 3.9-b. Aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff pe circuitul din secundarul transformatorului, rezultă:

ca2 uuu += (3.22) Tensiunea la bornele condensatorului (uc) este în acelaşi timp, tensiunea la

bornele rezistenţei de sarcină (us) cât şi tensiunea după elementul redresor, ur. Din relaţia anterioară rezultă căderea de tensiune (ua) pe dioda în conducţie:

ua = u2 – uc. Presupunem că în momentul aplicării tensiunii de alimentare, condensatorul C

este descărcat. Se observă că în intervalul (0 … ωt1) tensiunea din secundarul transformatorului (u2) este mai mare decât tensiunea la bornele condensatorului (uc), (u2 > uc) şi deci ua > 0. Dioda conduce şi condensatorul se încarcă prin

Redresoare

secundarul transformatorului şi diodă. Rezistenţa de încărcare, Ri, este foarte mică, aceasta incluzând rezistenţa echivalentă serie în secundarul transformatorului, RS(Tr) şi rezistenţa diodei în conducţie, RDc, care este neglijabilă. Deci Ri = RS(Tr) + RDc sau Ri ≅ RS(Tr). Constanta de timp la încărcarea condensatorului, Ti = Ri C, rezultă foarte mică, deci condensatorul se încarcă rapid. În momentul ωt1 se obţine egalitatea uc = u2, deci ua = 0, iar dioda se blochează. În intervalul (ωt1...ωt2) u2 < uc, iar ua < 0. Dioda rămâne blocată şi condensatorul se descarcă prin rezistenţa de sarcină Rs. Constanta de timp de descărcare a condensatorului este Td = RsC şi este relativ mare (pentru că Rs este mai mare decât Ri), tensiunea uc scade lent, până în momentul ωt2. În continuare dioda conduce în intervalul (ωt2

...ωt3). Tensiunea la bornele condensatorului are mici oscilaţii (având forma dinţilor

de ferăstrău) în jurul valorii U0, care reprezintă componenta continuă a tensiunii la bornele sarcinii. Valoarea tensiunii continue U0, precum şi amplitudinea componentei alternative, depind mult de valoarea rezistenţei de sarcină. Micşorarea rezistenţei de sarcină (Rs) are ca efect creşterea curentului de sarcină (Is) şi ca urmare tensiunea U0 scade, iar componenta alternativă (u~) a tensiunii redresate creşte.

În figura 3.9-b s-a notat cu α unghiul de la care începe încărcarea condensatorului (considerând ca moment de referinţă, trecerea prin zero spre valori pozitive a tensiunii u2). Cu β s-a notat unghiul de conducţie, adică intervalul de timp în care se încarcă condensatorul. Unghiul la care încetează încărcarea condensatorului s-a notat cu ψ = α + β şi se numeşte unghi de blocare. La funcţionarea fără filtru capacitiv, dioda conduce pe întreaga semiperioadă a tensiunii u2 din secundarul transformatorului, adică β = π. Filtrul capacitiv micşorează durata de conducţie a diodei în intervalul 0 < β < π.

Parametrii redresorului depind de unghiurile de conducţie şi de blocare, care – la rândul lor – sunt determinate de mărimile C şi Rs. În intervalul de conducţie β = ωt3 ... ωt2, curentul prin diodă este:

ia = ic + is (3.23) unde:

[ ] )tcos(U2C)tsin(U2dtdC

dtduCi 22

cc ωω=ω== (3.24)

)tsin(R

U2is

2s ω= (3.25)

Capitolul 3

Figura 3.9. Redresor monoalternanţă cu filtru capacitiv: a) schema; b) diagrama tensiunilor şi curenţilor

3.2.5 Parametrii redresoarelor de mică putere

În cazul redresoarelor de mică putere parametrii şi caracteristicile importante sunt:

• puterea nominală a redresorului, PN , reprezintă puterea pe care o poate debita redresorul în sarcină, în regim nominal de funcţionare;

• tensiunea nominală, U0N , egală cu tensiunea continuă la bornele de ieşire, atunci când redresorul funcţionează la putere nominală;

• curentul nominal, I0N , exprimat prin raportul: I0N = PN / U0N ; • factorul de ondulaţie, γ , definit prin relaţia (3.18) când redresorul

funcţionează la putere nominală; • caracteristica externă, reprezintă dependenţa US = f(IS), ilustrată în figura

3.10, în condiţia 0 ≤ IS ≤ I0N . Ideal, aceste caracteristici ar trebui să fie orizontale (liniile punctate din figura

3.10), dar aşa cum s-a precizat anterior, influenţa rezistenţei de sarcină RS asupra tensiunii US este importantă, mai ales, în cazul redresoarelor cu filtru capacitiv. Cele trei caracteristici reprezintă:

• Curba 1 este caracteristica externă în cazul redresorului fără filtru. Se observă o cădere de tensiune (la curent nominal) mică (ΔU01).

Redresoare

• Curba 2 reprezintă caracteristica externă în cazul redresorului cu filtru capacitiv. Se remarcă o cădere mult mai mare de tensiune (ΔU02) corespunzătoare curentului nominal.

• Curba 3 reprezintă caracteristica externă în cazul redresorului cu filtru π (CLC). În această situaţie se observă o cădere de tensiune (ΔU03) mai mică decât în cazul redresorului cu filtru capacitiv. Un parametru care determină panta caracteristicii externe este rezistenţa

internă a redresorului, dată de relaţia următoare:

Si I

URΔΔ

−= (3.26)

Această rezistenţă este de dorit să rezulte cât mai mică, astfel încât caracteristica externă reală să fie cât mai apropiată de caracteristica ideală.

Deoarece majoritatea consumatorilor industriali, ce funcţionează în curent continuu, necesită o tensiune redresată cu un factor de ondulaţie cât mai mic, este evidentă necesitatea utilizării filtrelor. Dezavantajul pe care îl introduc filtrele – exprimat prin căderile de tensiune (ΔU02 , ΔU03) – poate fi compensat prin utilizarea stabilizatoarelor de tensiune continuă (STC) conectate între filtre şi consumatori (sarcini). În capitolul 4 se vor trata principiile de funcţionare şi schemele principalelor tipuri de stabilizatoare de tensiune continuă.

Figura 3.10. Caracteristicile externe ale redresorului

3.3 Redresoare trifazate necomandate

Redresoarele trifazate (în general, polifazate) se construiesc pentru puteri nominale mari. Cea mai simplă schemă de redresor trifazat utilizează un transformator trifazat având secundarul conectat în stea (figura 3.11.)

Funcţionarea schemei se poate urmări în diagrama din figura 3.12. La un moment oarecare conduce dioda care are anodul la potenţialul cel mai ridicat. Curentul prin sarcină este:

321s iiii ++= (3.27)

Capitolul 3

şi are, în cazul sarcinii rezistive, o formă pulsatorie. Tensiunea ur de la bornele rezistenţei RS este egală cu tensiunea pe faza în care dioda conduce şi are forma curbei cu linie întărită din figura 3.12.

În momentele ωt1 , ωt2 , ωt3 … se produce comutarea conducţiei de pe o fază pe alta. Tensiunea continuă U0 de la bornele rezistenţei de sarcină este, prin definiţie, integrala pe o perioadă a tensiunii ur, împărţită la perioadă (T). Perioada tensiunii ur fiind 2π/3, rezultă valoarea tensiunii U0:

223

rT0

0r0

U17,1U2

63)t(d)tsin(U223

)t(d)t(u

321)t(d)t(u

T1U

≅π

=ωωπ

=ωω=

∫

∫∫π

+π

π+

+α

(3.28)

Descrierea funcţionării redresorului trifazat s-a făcut în ipoteza că transformatorul este ideal (are inductanţele de scăpări neglijabile), iar sarcina redresorului este rezistivă. În cazul când se admite că transformatorul nu este ideal, deci intervin inductanţele de scăpări ale acestuia, sau când sarcina are caracter inductiv, apar efecte care complică funcţionarea redresorului, în special la producerea comutaţiei de pe o fază pe alta. Descrierea proceselor dintr-un redresor real cu sarcină inductivă se poate urmări în lucrarea [2].

În schema redresor O schemă foarte des utilizată în practică, datorită performan-ţelor superioare pe care le prezintă, este schema de redresare trifazată în punte (figura 3.13).

Funcţionarea acestui redresor se explică utilizând diagramele curenţilor prin faze, a curentului i0 (curentul prin sarcină) şi a tensiunii redresate, prezentate în figura 3.14. În schema redresorului se observă că la un moment oarecare conduc două diode: dioda cu potenţialul anodului cel mai ridicat şi dioda cu potenţialul catodului cel mai scăzut. Astfel, în intervalul (t1, t2) conduc diodele D1 şi D5 ; în intervalul (t2, t3) conduc diodele D1 şi D6 etc. Se remarcă faptul că frecvenţa comutărilor este de două ori mai mare decât în cazul redresorului trifazat în stea, deci perioada pulsaţiilor tensiunii redresate este de două ori mai mică.

Tensiunea ur de la bornele rezistenţei de sarcină este egală cu diferenţa potenţialelor între acele borne ale înfăşurării secundare, la care sunt legate diode în conducţie. Deci, tensiunea ur corespunde segmentelor verticale dintre curbele trasate cu linie întărită şi axa timpului, situaţie ilustrată în figura 3.14.

Valoarea tensiunii continue, calculată în relaţia (3.29), este de două ori mai mare decât în cazul redresorului trifazat simplu (conectat în stea):

220 U 34,2U63U ≅π

= (3.29)

Redresoare

Figura 3.11. Redresor trifazat în stea Figura 3.12. Diagramele tensiunilor şi curenţilor

pentru redresorul trifazat în stea

Figura 3.13. Redresor trifazat în punte Figura 3.14. Diagramele tensiunilor şi curenţilor

pentru redresorul în punte

Capitolul 3

3.4 Întrebări 1. Ce este deosebirea dintre un invertor (I) şi un convertor – static de frecvenţă? 2. Ce condiţie trebuie să îndeplinească cele două diode ale unui redresor

bialternanţă, conectate la un transformator cu două secundare şi punct median? 3. Cum se explică (justifică) relaţia id ττ >> în cazul redresorului cu filtru capacitiv ? 4. Care sunt semnificaţiile şi expresiile analitice ale parametrilor redresorului de

mică putere Kr ; F; γ ?

CAPITOLUL 4

STABILIZATOARE ELECTRONICE

4.1 Noţiuni generale. Parametrii stabilizatoarelor

Stabilizatorul electronic este un circuit care are rolul de a menţine, în limite strânse, valorile tensiunii sau curentului de alimentare, ale unei instalaţii industriale sau de laborator. În lipsa stabilizatorului, pot fi depăşite limitele admise şi pot să apară dereglări în funcţionarea instalaţiilor sau/şi erori de măsurare nepermise.

În prezent există un număr relativ mare de categorii şi tipuri de stabilizatoare electronice. În funcţie de mărimea electrică de stabilizat există stabilizatoare de tensiune şi de curent, iar în funcţie de metoda de stabilizare există stabilizatoare electromecanice (pentru tensiuni alternative şi continue la consumatori de mare putere), electromagnetice (cu miezuri magnetice saturate), parametrice (cu elemente neliniare, montate în serie, sau în paralel cu sarcina) şi cu reacţie (care funcţionează pe principiul sistemelor de reglare automată cu reacţie negativă).

În acest capitol vor fi prezentate stabilizatoarele parametrice şi cu reacţie. Ele se pot conecta ca în figura 4.1, dacă tensiunea stabilizată este continuă. În principiu tensiunea continuă poate fi stabilizată şi înainte de redresor, menţinând constantă tensiunea alternativă cu stabilizatoare corespunzătoare. Varianta din figura 4.1 are avantajul că menţine constantă tensiunea pe sarcină indiferent de cauzele care tind să o modifice, motiv pentru care această variantă este cel mai des utilizată în practică.

Figura 4.1. Schema bloc de conectare a unui stabilizator electronic

4.2 Stabilizatoare parametrice

Cele mai răspândite stabilizatoare parametrice sunt cele de tensiune

continuă, care fac parte componentă din alimentatoarele celor mai diverse circuite

Capitolul 4

electronice. Aceste stabilizatoare folosesc elemente neliniare (electrice, electronice, electromagnetice), a căror caracteristică tensiune-curent asigură stabilizarea tensiunii.

Majoritatea stabilizatoarelor parametrice folosesc ca element stabilizator dioda Zener (figura 4.2-a) a cărei proprietate principală este de a prelua variaţii importante ale curentului ( zIΔ ), cu variaţii reduse ale tensiunii ( zUΔ ) la bornele ei (figura 4.2-b):

minzmaxzz III −=Δ (4.1)

minzmaxzz UUU −=Δ (4.2) Pentru RS = ∞, punctul de funcţionare al diodei se găseşte în A. Pe măsură

ce RS scade, creşte curentul i2 din RS, iar punctul de funcţionare se deplasează spre B şi în continuare spre 0. Practic, pentru a nu se ajunge în zona neliniară a caracteristicii, rezistenţa de sarcină se limitează astfel încât punctul de funcţionare M să se situeze la mijlocul segmentului AB (liniar) al caracteristicii. În cazul funcţionării în gol (RS = ∞) se alege o valoare pentru rezistenţa R (de “balast”), care să asigure valoare maximă admisă a curentului maxzI prin dioda Zener. În mod similar funcţionează stabilizatorul şi în cazul variaţiei tensiunii de reţea: dacă tensiunea reţelei creşte, cresc atât 2i (într-o mică măsură), cât şi zi (într-o măsură mult mai mare), iar punctul M de funcţionare se deplasează spre A. Invers, dacă tensiunea reţelei scade, punctul de funcţionare se deplasează spre B.

Figura 4.2. Principiul stabilizatorului parametric cu diodă Zener:

a) schema; b) caracteristica tensiune-curent a diodei Zener

Pentru o funcţionare normală a stabilizatorului este necesar ca rezistenţa de balast R să îndeplinească următoarea condiţie:

maxmin RRR << (4.3)

4.2.1 Funcţionarea unui stabilizator parametric

Stabilizatoarele parametrice au ca elemente esenţiale diode Zener, tuburi cu gaz de tip stabilovolt sau stabilitron. Schema unui stabilizator de tensiune cu diodă Zener este dată în figura 4.3.

Stabilizatoare electronice

Figura 4.3. Stabilizator parametric cu diodă Zener

În această schemă sensurile adoptate pentru ia şi ua sunt inversate faţă de schema din figura 4.2-b, astfel încât zona de stabilizare parametrică din caracteristica statică a diodei se va desena în cadranul 1 (figura 4.4). Tensiunea aplicată la intrarea în stabilizator este tensiunea de ieşire din filtrul redresorului şi s-a notat cu E în schema din figura 4.3. Tensiunea de ieşire de pe rezistenţa de sarcină Rs este identică cu tensiunea anodică ua a diodei Zenner (DZ). Pentru deducerea punctului static de funcţionare (PSF) al diodei se utilizează relaţiile:

aUIRE +⋅= (4.4) sa III += (4.5)

s RUI = (4.6)

precum şi dependenţa ia = f(ua), dată grafic sub forma caracteristicii statice a diodei Zener.

Figura 4.4. Modificarea PSF al diodei Zener la variaţia tensiunii de intrare (a) şi la variaţia rezistenţei de sarcină (b)

Din relaţiile (4.4) … (4.6) rezultă ecuaţia dreptei statice de sarcină:

a U1RRIRE ⋅⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++⋅= (4.7)

Punctele de intersecţie ale dreptei de sarcină (tăieturile) cu axele de coordonate sunt:

Capitolul 4

REU;

REI

saa +

⋅== (4.8)

În figura 4.4-a dreapta statică de sarcină este reprezentată printr-o linie continuă. La intersecţia dintre caracteristica statică a diodei Zener şi dreapta de sarcină se obţine PSF notat cu M. Proiecţiile duse din M pe axele de coordonate determină coordonatele PSF. Aceste coordonate sunt: Ia 0 şi Ua 0 ≡ Uz. Panta dreptei statice de sarcină se exprimă prin relaţia:

sRR

RRtg+

=α (4.9)

Rezultă că înclinaţia (panta) dreptei statice de sarcină nu depinde de valoarea tensiunii E de la intrarea stabilizatorului. În funcţionarea stabilizatorului parametric pot exista două regimuri distincte de lucru:

a) Dacă tensiunea de intrare E se modifică (creşte la valoarea E’, sau scade la valoarea E”), iar Rs = ct., atunci tăieturile dreptei statice de sarcină cu axele de coordonate vor fi (figura 4.4-a):

RRR

"E"U,R"E"I;

RRR

'E'U,R

'E'Is

==+

== (4.10)

Se observă că E’ > E şi E” < E, respectiv U’ > U şi U” < U. Înclinarea dreptei va fi aceeaşi (vezi figura 4.4-a). Punctul static de funcţionare al diodei Zener se păstrează pe porţiunea în care tensiunea Ua este practic constantă. Deci, modificarea tensiunii de intrare duce la modificarea curentului Ia , însă tensiunea la bornele diodei, deci tensiunea pe sarcină este practic constantă dacă PSF (M) nu intră în raza de curbură a caracteristicii statice.

b) Presupunând că rezistenţa de sarcină Rs variază între valorile 's

"s RşiR ,

iar tensiunea de la intrare rămâne constantă (E = ct.), tăieturile dreptei de sarcină cu axele de coordonate vor fi (figura 4.4-b):

RE"U;RR

RE'U,RE"I'II "

+==== (4.11)

Observaţie. S-a considerat: s"ss

's RRşiRR <> .

Şi în acest caz modificarea poziţiei punctului static de funcţionare afectează curentul prin diodă, tensiunea Ua rămânând practic constantă (vezi figura 4.4-b), dacă PSF nu intră în zona de curbură a caracteristicii statice.

Concluzie: Proprietatea de stabilizare se păstrează în orice regim de lucru,

dacă punctul de funcţionare M nu intră în raza de curbură a caracteristicii statice a diodei Zener (DZ).

Stabilizatoare electronice

4.2.2 Stabilizatoare cu reacţie având elemente de control serie şi amplificator de eroare

Stabilizatorul cu elemente de control serie (ECS) şi amplificator de eroare este

cel mai răspândit. Acesta se construieşte după schema din figura 4.5.

Figura 4.5. Schema bloc a stabilizatorului cu element de control serie şi amplificator de eroare

Elementul de comparaţie 5 compară două tensiuni: E0 şi Ur. Tensiunea de referinţă E0, dată de un stabilizator parametric (diodă Zener), este constantă şi proporţională cu valoarea prescrisă a tensiunii U0 (tensiunea de ieşire pe Rs). Tensiunea Ur este proporţională cu valoarea reală a tensiunii U0:

021

10r Uk

RRRUU ⋅=+

= (4.12)

Diferenţa dintre aceste două tensiuni, obţinută la ieşirea elementului de comparaţie 5, reprezintă eroarea sau abaterea tensiunii U0 de la valoarea prescrisă. Amplificatorul 2 amplifică semnalul de eroare şi acţionează asupra elementului de control 1 (ECS) în aşa fel, încât să se compenseze variaţiile tensiunii de ieşire (±ΔU0) faţă de valoarea prescrisă. Elementul de execuţie 1 se comportă ca o rezistenţă în serie, a cărei valoare este comandată de semnalul de ieşire al amplificatorului 2. Dacă, de exemplu, tensiunea U0 tinde să scadă faţă de valoarea nominală, elementul de comparaţie 5 sesizează abaterea, amplificatorul 2 amplifică semnalul de eroare şi comandă, prin ieşirea sa, elementul de execuţie 1, în sensul scăderii rezistenţei acestuia. Micşorarea rezistenţei elementului 1 duce la micşorarea căderii de tensiune U’ pe acest element, deci la creşterea tensiunii U0, ceea ce reprezintă compensarea efectului iniţial de scădere a tensiunii U0, întrucât egalitatea:

0U'UE += (4.13)

dată de teorema a II-a a lui Kirchhoff se conservă în orice condiţie. În figura 4.6 este dată schema detaliată a stabilizatorului cu ECS, prezentată

în figura 4.5.

Capitolul 4

Figura 4.6 Schema detaliată a stabilizatorului prezentat în figura 4.5

Tensiunea de referinţă E0 este dată de un stabilizator parametric format din

dioda Zener (Dz) şi rezistenţa R3. Semnalul de eroare este:

0rbe EUU −= (4.14)

şi reprezintă mărimea de intrare în amplificatorul de eroare format din tranzistorul T1 şi rezistenţa R4. Elementul de control serie este tranzistorul T2, a cărui rezistenţă este comandată de tensiunea de ieşire a amplificatorului de eroare.

Dacă tensiunea U0 tinde să scadă, va scădea şi tensiunea Ur (conform relaţiei 4.12) deci scade şi tensiunea Ube, dată de relaţia 4.14. Curentul de bază al tranzistorului T1 se micşorează ducând la reducerea curentului de colector, deci la creşterea tensiunii de colector Uc1. Deoarece colectorul tranzistorului T1 este legat direct la baza tranzistorului T2, creşterea potenţialului în colectorul tranzistorului T1 are ca efect o pozitivare accentuată a bazei tranzistorului T2. Acesta, fiind un tranzistor npn, se va deschide mai mult (curentul de colector ic2 creşte), tensiunea colector – emitor U’ scade, ducând la creşterea tensiunii U0 conform relaţiei (4.13). Astfel, are loc compensarea efectului iniţial de scădere a tensiunii U0.

4.2.3 Stabilizatoare integrate de tensiune

Aceste stabilizatoare au performanţe superioare faţă de circuitele de stabilizare având componente discrete şi pot fi realizate atât pentru tensiuni mari (figura 4.7-a) cât şi pentru tensiuni mici (figura 4.7-b). Elementele de control serie (ECS) sunt componente integrate, iar amplificatoarele de eroare sunt amplificatoare operaţionale (AO). În figura 4.7-a amplificatorul de eroare lucrează în regim de amplificator neinversor, iar în figura 4.7-b amplificatorul de eroare lucrează în regim de repetor.

Stabilizatoare electronice

(a)- pentru tensiuni mari (b)- pentru tensiuni mici

Figura 4.7. Stabilizatoare de tensiune integrate

Tensiunea de ieşire U2 în funcţie de tensiunea de referinţă Ur are valorile: a) pentru stabilizarea tensiunilor mari (U2 > Ur), figura 4.7-a:

212 U

RRRU ⋅

+= (4.15)

b) pentru stabilizarea tensiunilor mici (U2 < Ur), figura 4.7-b:

r21

12 U

RRRU ⋅+

= (4.16)

Pentru a îmbunătăţi fiabilitatea stabilizatoarelor integrate şi pentru a elimina căderile de tensiune pe conductoarele externe (ce pot modifica tensiunea de ieşire), în prezent se realizează circuite stabilizatoare de tensiune fixă şi curenţi de sarcină relativ mari.

Stabilizatoarele integrate pentru tensiuni fixe necesită un număr redus de componente discrete externe (pasive şi active), fiind prevăzute cu trei terminale: intrare, ieşire şi bornă de masă.

În figura 4.8 se prezintă schema clasică a unui stabilizator de tensiune integrat cu trei pini. Acest montaj se caracterizează printr-o simplitate deosebită, deoarece în afara circuitului integrat sunt necesare numai două condensatoare iar prezenţa diodei de protecţie este facultativă.

Condensatorul C1 este indispensabil în montaj, în special atunci când STC se află la o distanţă oarecare faţă de circuitul de filtrare care îl precede (la ieşirea redresorului).

Condensatorul C2 de la ieşire are tot rol de filtrare, reducând suplimentar tensiunea de zgomot propriu al stabilizatorului. Dioda D protejează circuitul integrat, prin limitarea tensiunii inverse care poate să apară între intrare şi ieşire, în montajele la care tensiunea de ieşire se menţine şi după anularea tensiunii de intrare (cazul montajelor cu sarcini capacitive importante).

Exemplificând, schema generală din figura 4.8 se constituie într-un stabilizator de tensiune fixă (5V) dacă STC este un circuit integrat tip LM7805 (figura 4.9). Tensiunea de ieşire stabilizată în acest caz este: U0 = Unom ± 5% unde Unom = 5V.

Stabilizatoarele din seria 78XX pot funcţiona corect numai dacă tensiunea de intrare este cu cel puţin 2,5V superioară tensiunii de ieşire U0, adică:

Uin > U0nom + 2,5V (4.17)

Capitolul 4

Stabilizatoarele integrate pot îndeplini şi funcţia de regulatoare de tensiune, dacă schemei din figura 4.9 i se ataşează un divizor rezistiv la care unul dintre rezistoare este reglabil. Astfel, în figura 4.10, este prezentat un variator de tensiune (în limite mici) utilizând circuitul specializat 7805.

Figura 4.8. Schema de principiu pentru un Figura 4.9. Stabilizator integrat

stabilizator integrat – tensiune fixă de tensiune fixă (5V)

Figura 4.10. Stabilizator integrat de tensiune variabilă

Tensiunea obţinută la ieşire are expresia: U0 = U0nom(1 + R2/R1 + Ir R2) (4.18)

Curentul Ir (obţinut la pinul 3) are valori cuprinse în domeniul 4...8 mA. Şi în acest caz protecţia împotriva suprasarcinilor rămâne activă în condiţia că tensiunea de intrare nu depăşeşte valoarea maximă admisă (de firmă) care este de regulă de 35 V. Variaţiile curentului rezidual Ir în funcţie de curentul de ieşire ar putea afecta gradul de stabilizare al tensiunii de ieşire. Pentru a minimiza acest efect se alege rezistorul R1, astfel încât prin el să treacă un curent de cel puţin cinci ori mai mare decât curentul rezidual (IR1 ≥ 5 Ir). Întrucât valoarea cea mai mare a curentului Ir este de 8 mA, se alege R1 = 120 Ω pentru stabilizatorul LM7805 utilizat în acest caz. Pentru un stabilizator de 15V, realizat cu circuitul LM7815, se adoptă R1 = 390 Ω. Din motive de stabilitate, nu este indicat să se depăşească plaja de variaţie a tensiunii de ieşire, cu mai mult de 50%, faţă de tensiunea nominală. Din acest motiv se alege R2 ≅ R1/2. În acest caz termenul IrR2 din expresia tensiunii de ieşire (4.18) reprezintă circa 0,5V în cazul stabilizatorului de 5V. Variaţiile curentului rezidual Ir (în funcţie de curentul de ieşire) vor avea o anumită influenţă asupra tensiunii de ieşire când se reglează valoarea lui R2 către maxim.

În figura 4.11 este prezentată schema unui stabilizator de tensiune variabilă utilizând circuitul integrat LM317 pentru tensiuni pozitive (sau LM337 pentru tensiuni negative). Tensiunea de ieşire a stabilizatorului LM317 poate fi reglată între 1,2V şi 37V, la un curent maxim de 1,5A. Tensiunea de ieşire se poate determina folosind relaţia:

Uout = 1,25⋅(1 + R2/R1) (4.19)

Stabilizatoare electronice

Figura 4.11. Stabilizator integrat de tensiune variabilă

Condensatorul C3 are rolul de a ameliora, suplimentar, factorul de rejecţie

global. Diodele D1 şi D2 au rolul de proteja circuitul integrat în cazul apariţiei unor descărcări inverse ale condensatoarelor.

Observaţii: Deşi schema utilizată în cazul stabilizatoarelor ajustabile de tensiune este identică cu cea din cazul stabilizatoarelor fixe, totuşi, baza de calcul suferă o modificare generată de faptul că stabilizatoarele variabile dezvoltă o tensiune de referinţă egală cu 1,25V, între pinul ADJ şi pinul VOUT (de ieşire).

CAPITOLUL 5

REDRESOARE COMANDATE DE MICĂ PUTERE

5.1 Principiul comenzilor pe verticală şi orizontală la

redresoarele de mică putere

Pentru ilustrarea unor noţiuni fundamentale privind utilizarea tiristoarelor în mutatoare se consideră cel mai simplu redresor comandat, în schema monofazată, monoalternanţă, cu sarcină rezistivă (figura 5.1). El conţine un dispozitiv de comandă pe grilă, DCG, la intrarea căruia se aplică semnalul de comandă, uc. Scopul urmărit este ajustarea tensiunii continue, la bornele sarcinii, prin intermediul tensiunii de comandă uc.

Figura 5.1. Redresor comandat monoalternanţă Figura 5.2. Circuit de defazare

După modul cum DCG realizează amorsarea tiristorului (intrarea în conducţie), există două metode de comandă pe grilă: comanda pe orizontală şi comanda pe verticală.

Dispozitivul de comandă pe grilă transmite impulsurile iG pe grila tiristorului, la fiecare semialternanţă pozitivă a tensiunii u2 (figura 5.3-b). Aceste impulsuri produc amorsarea tiristorului. Până la aplicarea impulsului iG curentul ia prin tiristor este nul. După deschiderea tiristorului curentul variază proporţional cu tensiunea aplicată u2. Intervalul ωt cuprins între începutul semialternanţei pozitive şi apariţia impulsului iG care produce amorsarea tiristorului, se numeşte unghi de amorsare şi s-a notat cu αa.

Din figura 5.3 se observă că modificarea unghiului de amorsare se realizează prin modificarea fazei impulsurilor iG. Astfel, impulsurile iG(1) realizează unghiul de amorsare αa1 şi curentul mediu prin tiristor este proporţional cu suprafaţa dintre curba

Redresoare comandate de mică putere

ia şi abscisă. Tensiunea continuă de pe rezistenţa de sarcină, proporţională cu valoarea curentului mediu, rezultă mai mică decât în cazul când unghiul de amorsare este zero, adică la redresorul necomandat. Dacă unghiul de amorsare creşte la valoarea αa2, corespunzătoare impulsurilor iG

(2), curentul continuu scade la o valoare proporţională cu suprafaţa dublu haşurată.

Figura 5.3. Formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor

în cazul comenzii pe orizontală Deci, prin ajustarea fazei impulsurilor de comandă, se poate modifica

unghiul de amorsare de la 0° la 180° şi tensiunea continuă variază de la 100% la zero. Acest principiu este valabil în ambele metode de comandă pe grilă (comanda pe orizontală şi comanda pe verticală).

La comanda pe orizontală, modificarea fazei impulsurilor iG se face prin deplasarea pe orizontală a unei tensiuni alternative de comandă. În figura 5.3-c este prezentată această tensiune, u~ , cu defazaj reglabil. DCG este astfel construit, încât se generează impulsurile iG în momentul trecerii tensiunii u~ prin zero, de la valori negative spre valori pozitive. Ajustarea fazei semnalului u~ se poate face cu ajutorul unor circuite de defazare aşa cum este cel din figura 5.2.

În acest caz comanda defazajului, deci şi a tensiunii redresate, se face printr-o acţiune de reglare manuală asupra reostatului R. Dacă se impune ca tensiunea continuă să fie ajustată printr-un semnal de comandă uc, DCG trebuie să conţină un oscilator electronic care generează o tensiune periodică, liniar variabilă în timp, uLV, precum şi un circuit ce formează un impuls de comandă, iG, atunci când se produce intersectarea tensiunilor uLV şi uc pe panta

Capitolul 5 84

descendentă a tensiunii uLV (figura 5.3-d). Modificarea tensiunii de comandă conduce la modificarea corespunzătoare a fazei impulsurilor iG.

Comanda pe verticală a redresoarelor monofazate cu tiristoare este ilustrată în figura 5.4. Dispozitivul de comandă pe grilă (DCG) generează iniţial o tensiune alternativă U~, defazată cu 900 în urma tensiunii U2.

Impulsul de comandă pe grilă )a(Gi se formează iniţial la intersecţia cu

abscisa (pe porţiunea ascendentă a tensiunii U~). Ca urmare, unghiul de amorsare a tiristorului are valoarea iniţială αa = 900. Principiul comenzii pe verticală constă în variaţia unghiului de amorsare a tiristorului prin deplasarea pe verticală a tensiunii U~, deplasare ce are ca efect micşorarea sau creşterea unghiului de amorsare faţă de unghiul iniţial αa.

Pentru a realiza deplasarea pe verticală a tensiunii U~, la nivelul DCG se însumează o tensiune continuă de comandă (Uc – pozitivă sau negativă) cu tensiunea U~.

Figura 5.4. Formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor

în cazul comenzii pe verticală

Redresoare comandate de mică putere

Ajustarea tensiunii de comandă Uc determină reglarea unghiului de amorsare astfel:

a. Creşterea tensiunii Uc în valori pozitive (Uc > 0) are ca efect reglarea unghiului de amorsare (α1) în intervalul [00 ... 900], iar valoarea medie a tensiunii redresate creşte (proporţional cu valoarea unghiului de conducţie α1) în cadrul unei semialternanţe pozitive;

b. Creşterea tensiunii Uc în valori negative (Uc < 0) are ca efect reglarea unghiului de amorsare (α2) în intervalul [900 ... 1800], iar valoarea medie a tensiunii redresate scade proporţional cu creşterea unghiului α2, între [900 ... 1800]. Deci unghiul de amorsare a tiristorului se poate regla continuu, în domeniul

[00...1800], iar tensiunea medie redresată poate fi ajustată continuu, în domeniul [0% ... 100%] din Ur.

La evaluarea comparativă a performanţelor redresoarelor având comandă pe orizontală faţă de cele ce au comanda pe verticală, un criteriu important este forma dependenţei tensiunii continue U0 în raport cu semnalul de comandă uc.

Expresia tensiunii continue U0 la un redresor monofazat comandat cu sarcină rezistivă este:

)cos1(2

)t(d)tsin(U22

1)t(du2

0r0

α+π⋅⋅

=ω⋅ω⋅π⋅

=ωπ⋅

= ∫∫π

(5.1)

La comanda pe orizontală, figura 5.3.d, unghiul de amorsare αa se exprimă în funcţie de tensiunea de comandă uc prin relaţia:

u1(maxc

ca −⋅π=α (5.2)

Înlocuind aα în relaţia (5.1) rezultă:

ucos1(2

U2Umaxc

c20

π−

π⋅⋅

= (5.3)

deci dependenţa U0 = f(uc) este neliniară. La comanda pe verticală, considerând că tensiunea de comandă maximă,

ucmax, este egală cu amplitudinea tensiunii u~ , relaţia dintre unghiul de amorsare (αa) şi tensiunea uc este:

uarccos(maxc

ca =α (5.4)

Înlocuind relaţia 5.4 în ultima formă a relaţiei 5.1 se obţine:

Capitolul 5 86

u1(2

U2Umaxc

c20 +

π⋅⋅

= (5.5)

deci, dependenţa U0 = f(uc) este liniară. Această proprietate reprezintă un avantaj important al comenzii pe verticală faţă de comanda pe orizontală, întrucât redresorul comandat poate fi utilizat ca element de execuţie într-un sistem liniar de reglare automată (de exemplu reglarea turaţiei motorului de curent continuu).

5.2 Circuite specializate pentru comanda în fază a tiristoarelor

Pentru reglarea unghiului de conducţie a tiristoarelor şi/sau triacurilor se pot

utiliza dispozitive electronice specializate, care pot fi realizate cu ajutorul componentelor electronice discrete sau cu ajutorul circuitelor integrate. Unul dintre cele mai utilizate circuite integrate, destinat comenzii în fază a elementelor de redresare, este circuitul integrat ßAA-145. Schema electronică test pentru o aplicaţie tipică (cu posibilităţi de comandă a două tiristoare) realizată cu circuitul integrat ßAA-145 este prezentată în figura 5.5. Făcând abstracţie de schema electronică detaliată prezentată în [9], semnificaţia terminalelor (pinilor) este următoarea:

1- Alimentare (+V) 9- Intrare de sincronizare 2- Ieşire monostabil 10- Ieşire ( 1E ) 3- Masă 11- Comandă durată (tp)

13- Alimentare ( −I ) 14- Ieşire (E2) 6- Blocare impuls 15- Referinţa de tensiune (-V) 7- Rampă de tensiune 16- Sincronizare paralel 8- Comandă fază ( 8V )

Figura 5.5. Dispozitiv de comandă pe grilă realizat cu ßAA-145

Redresoare comandate de mică putere

Observaţie: Este recomandat să se utilizeze un transformator coborâtor de tensiune, pentru separare galvanică (220V~/24V~), asociat cu divizorul rezistiv pentru alimentarea pinului de sincronizare (9). În acest caz valorile rezistenţelor divizorului se adoptă astfel încât curentul de sincronizare (consumat la pinul 9) să aibă valoarea de 10 mA, această valoare fiind un parametru de catalog.

Acest circuit permite reglarea unghiului de conducţie (φ) în domeniul 0-180 grade, atunci când tensiunea de comandă aplicată la pinul 8 variază în domeniul 0...8V. Variaţia unghiului de conducţie în raport cu tensiunea de comandă (V8) este prezentată în figura 5.6.

Figura 5.6. Variaţia unghiului de conducţie

Figura 5.7. Diagrama impulsurilor de comandă

Impulsurile de comandă, ce urmează a fi aplicate pe porţile tiristoarelor sau

triacurilor, se obţin la pinii 10 şi 14. Durata impulsurilor (tp) se poate ajusta cu ajutorul unui potenţiometru semireglabil (Rt) de 250 KΩ conectat la pinul 11.

Capitolul 5 88

Cele două impulsuri de comandă (V10 şi V14) sunt decalate permanent cu un unghi constant de 180 grade, figura 5.7, dar unghiul de conducţie ϕ se poate regla în intervalul 0...180 grade datorită translaţiei pe orizontală a celor două impulsuri.

Blocarea impulsurilor de comandă (inhibarea circuitului ßAA-145) se poate face conectând pinul 6 la masă.

Întrucât impulsurile de comandă (V10 şi V14) sunt de mică putere, acestea trebuie amplificate cu ajutorul unor amplificatoare de tip Darlington.

Impulsurile astfel amplificate sunt aplicate pe porţile tiristoarelor/triacurilor prin intermediul unor transformatoare de impulsuri, realizate cu miezuri de ferită şi dimensionate corespunzător. Aceste transformatoare realizează separare galvanică Între circuitul de forţă (tiristor sau triac) şi circuitul de comandă unde se află circuitul integrat βAA – 145.

5.3 Redresor monofazat semicomandat în punte

În cazul redresorului semicomandat, tensiunea de ieşire Ud este reglabilă în limitele [0...100%]. Reglajul tensiunii se face prin comanda corespunzătoare a tiristoarelor din circuit. Schema electrică a redresorului monofazat în punte semicomandată (cu sarcină inductiv-rezistivă) este prezentată în figura 5.8, iar formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor prin circuitul redresor-sarcină sunt date în figura 5.9.

Figura 5.8. Schema electrică a redresorului monofazat în punte semicomandată

Tiristoarele trebuie comandate pe intervalul în care tensiunea lor în sensul

anod – catod este pozitivă. Momentul în care tensiunea pe tiristor este nulă şi urmează să devină pozitivă în sensul anod - catod, se alege ca moment de referinţă pentru comanda pe grilă. În raport cu referinţa, impulsul de amorsare (aprindere) a fiecărui tiristor poate fi aplicat la un interval de timp variabil. Exprimat în radiani, acest interval defineşte unghiul de comandă (α) pentru tiristoare. Momentul de referinţă pentru unghiul de comandă este momentul trecerii prin zero a tensiunii reţelei, în cazul redresorului monofazat. Unghiul de comandă (α) exprimă intervalul de timp cuprins între momentul începutului blocării tiristorului T1 şi momentul în care începe conducţia tiristorului T2.

În punctul A al diagramelor, începe ieşirea din conducţie a tiristorului T2 şi intrarea în conducţie a diodei D1.

Redresoare comandate de mică putere

Intervalele de comutaţie 1γ şi 2γ definesc timpii necesari blocării tiristoarelor şi intrării în conducţie a diodelor. După intervalul de conducţie 2γ , curentul de

sarcină trece în întregime prin T1 şi D1. Tensiunea redresată Ud pe sarcină (LS, RS) se obţine în intervalele de timp în care are loc conducţia simultană pe T1, D1 şi respectiv T2, D2 . Tiristorul T1 se stinge natural în punctele (momentele) B şi D, iar tiristorul T2 se blochează natural în momentele A, C şi E.

Tensiunea medie redresată (Ud) este dată de relaţia:

)1(cosU2U Sd +απ

= ; (5.6)

unde: US – este valoarea eficace a tensiunii din secundar ( 2212 UU = ); α – este unghiul de conducţie al tiristoarelor.

Figura 5.9. Formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor

Capitolul 5 90

Observaţii: a) Pe durata conducţiei tiristoarelor, diodele de acelaşi indice (nume) joacă rolul

de redresor, iar în intervalul unghiului de comandă cele două diode D1 şi D2 joacă rolul de protecţie (descărcare) împotriva tensiunilor de autoinducţie ce apar în momentul blocării tiristoarelor, asigurând curentul neîntrerupt prin sarcina RS, LS.

b) Durata de conducţie a diodelor este mult mai mare decât durata de conducţie a tiristoarelor.

c) Tensiunea redresată (Ud) creşte dacă unghiul de comandă α scade. Valoarea minimă a unghiului de comandă (α) se adoptă în intervalul 5÷8 grade electrice, interval de timp necesar preluării conducţiei de la tiristoare de către diode.

5.4 Întrebări şi problemă

1. Ce avantaj oferă comanda pe verticală, faţă de metoda comenzii pe orizontală (în cazul redresoarelor comandate) ?

2. Care este rolul şi seminificaţia terminalelor (pinilor) de la circuitul integrat βAA-

145, specializat pentru comanda în fază a tiristoarelor şi triacurilor?

Problemă Se dă circuitul de redresareşi stabilizare din figură pentru care se cunoaşte:

( ) ( ) [ ]( )[ ] [ ][ ] [ ]

1 TR

S Z

u t 240 sin t V ; K 8;

90 unghiul de comutatie al tiristorului

R 200 ; r 8 ;

R 50 ; U 9,1 V .

= ⋅ ω =

α =

= Ω = Ω

= Ω =

Se cere:

a) Tensiunea medie redresată 0U ; b) Tensiunea între punctele M şi N ( )MNU ; c) Unghuiul de conducţie θ al diodei Zenner; d) Valoarea curentului de sarcină ( )SI

CAPITOLUL 6

CIRCUITE LOGICE COMBINAŢIONALE ŞI SECVENŢIALE

6.1 Funcţii logice elementare

Algebra logicii, numită şi algebră booleană (după numele matematicianului irlandez G. Boole, 1815-1864), operează cu propoziţii, la care interesează veridicitatea acestora. În algebra booleană se utilizează logica bivalentă, conform căreia o propoziţie poate fi adevărată sau falsă. Fiecărei propoziţii i se poate asocia o variabilă, numită variabilă logică sau binară, care are valoarea 1, când propoziţia este adevărată şi valoarea 0 când propoziţia este falsă. Fie de exemplu, propoziţia: “butonul X este acţionat” (figura 6.1-a). Acestei propoziţii i se poate asocia variabila binară x, care are valoarea 1 dacă propoziţia este adevărată (butonul fiind acţionat, contactul electric este închis) şi valoarea 0 dacă propoziţia este falsă (contactul electric deschis). În mod similar, propoziţiei “releul Y este acţionat” (figura 6.1-b) i se poate asocia variabila binară y, având o semnificaţie asemănătoare.

Figura 6.1. Definirea funcţiilor Figura 6.2. Realizarea identităţii logice. logice elementare.

Veridicitatea unei propoziţii poate să depindă de veridicitatea altor propoziţii. Ilustrând această idee prin exemple simple, luate din domeniul schemelor de comandă cu relee şi contacte, se vor introduce – în cele ce urmează – funcţiile logice elementare. 1 Identitatea logică. Referindu-ne la cele două propoziţii menţionate anterior constatăm că în schema din figura 6.2, propoziţia a doua este adevărată când prima propoziţie este adevărată şi invers. Deci se obţine identitatea logică:

y ≡ x (6.1) Identităţii logice îi corespunde tabelul de adevăr 6.1-a.

2 Negaţia logică. În cadrul schemei din figura 6.3, contactul butonului X este normal închis. Când butonul este acţionat, acesta îşi deschide contactul, circuitul se

Capitolul 6

întrerupe, iar releul Y nu va fi acţionat. Se realizează deci negaţia logică, notată simbolic:

y = x (6.2)

Figura 6.3. Realizarea negaţiei logice Figura 6.4. Realizarea funcţiei logice SAU

Tabelul 6.1 Tabelul 6.2

a) x 0 1 x1 0 1 0 1 y≡x 0 1 x2 0 0 1 1 y=x1+x2 0 1 1 1

b) x 0 1 y= x 1 0

În cazul negaţiei logice, corespondenţa dintre variabila dependentă (y) şi cea

independentă (x) este dată de tabelul de adevăr 6.1-b. Disjuncţia logică a două variabile binare x1 şi x2 se notează prin x1+x2 şi are valoarea 1 dacă una dintre variabile are valoarea 1, sau ambele variabile au valoarea 1. Tabelul de adevăr 6.2 al disjuncţiei logice arată că aceasta are valoarea 1 dacă x1 sau x2 au valoarea ”1” logic sau x1 şi x2 au valoarea logică 1. Ca urmare, disjuncţia logică se mai numeşte funcţie logică “SAU”. Interpretarea fizică a acesteia este ilustrată prin schema dată în figura 6.4, din care rezultă:

y = x1 + x2 (6.3) Generalizând, disjuncţia logică poate conţine n variabile binare, situaţie în

care funcţia ”SAU” este: y = x1 + x2 + x3 + ... + xn (6.4)

4 Conjuncţia logică a două variabile binare x1 şi x2 se notează prin 21 xx ⋅ şi are valoarea 1 dacă ambele variabile au valoarea 1. Din tabelul de adevăr 6.3 se constată că numai atunci când x1 şi x2 au valoarea logică 1, conjuncţia logică are valoarea 1.

Din acest motiv, conjuncţia logică se mai numeşte funcţie logică “ŞI”. Realizarea fizică a funcţiei “ŞI” cu două variabile este dată în schema din figura 6.5, de unde rezultă:

1 2y x x= ⋅ (6.5) În cazul general, conjuncţia logică se realizează cu n variabile binare, situaţie

în care funcţia ”ŞI” este: y = x1 ⋅ x2 ⋅ x3 ⋅ ... ⋅ xn (6.6)

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

Tabelul 6.3

Figura 6.5.

Uneori, simbolizarea disjuncţiei logice şi respectiv a conjuncţiei logice realizate

cu două variabile (ca în exemplul de faţă) se poate face astfel: y =x1 ∪ x2 ; y = x1 ∩ x2 (6.7)

Funcţiile logice NU, SAU, ŞI reprezintă funcţii elementare în algebra propoziţiilor. În afara acestora, se mai utilizează şi alte funcţii logice (derivate), cum sunt: NICI, NUMAI, SAU EXCLUSIV etc.

Funcţia logică NICI a două variabile binare x1 şi x2 se notează prin x1↓ x2 şi este definită prin intermediul tabelului de adevăr 6.4. Se remarcă faptul că funcţia are valoarea 1, atunci când nici x1, nici x2 nu sunt egale cu 1. Comparând tabelele de adevăr 6.2 şi 6.4, se constată că funcţia NICI reprezintă, de fapt, funcţia SAU negată:

1 2 1 2x x x x↓ = + (6.8) Din acest motiv, funcţia NICI se mai numeşte funcţie SAU-NU, iar în

terminologia engleză este NOR (Not-OR). Funcţia logică NUMAI a două variabile binare x1 şi x2 se notează prin x1↓ x2 şi

este definită prin intermediul tabelului de adevăr 6.5.

Tabelul 6.4. x1 0 1 0 1 x2 0 0 1 1

y= 21 xx + 1 0 0 0

Tabelul 6.5 Tabelul 6.6

x1 0 1 0 1 x1 0 1 0 1 x2 0 0 1 1 x2 0 0 1 1

y= 21 xx ⋅ 1 1 1 0 x1⊕x2 0 1 1 0

Din compararea tabelelor de adevăr 6.3. şi 6.5 rezultă că funcţia NUMAI se

obţine prin negarea funcţiei ŞI, adică se mai numeşte funcţia ŞI-NU, iar în terminologia engleză NAND (Not –AND):

1 2 1 2x x x x↑ = ⋅ (6.9) Observaţie: Şi în cazul funcţiilor NOR şi NAND, acestea se pot realiza cu n

variabile binare. Funcţia logică SAU-EXCLUSIV a două variabile binare x1 şi x2 se notează prin

x1⊕x2 şi este definită prin intermediul tabelului de adevăr 6.6. Semnificaţia şi denumirea funcţiei este legată de interpretarea propoziţiilor de forma: “Maşina electrică funcţionează în regim de motor sau în regim de generator”, fapt ce exclude posibilitatea de a fi adevărate simultan cele două alternative implicate în propoziţie. În conformitate cu tabelul de adevăr 6.6, funcţia SAU-EXCLUSIV este disjuncţia

termenilor 21 xx ⋅ şi 21 xx ⋅ , adică:

(6.10)

Capitolul 6

6.2 Relaţii fundamentale în algebra logicii

Pentru transformarea unor expresii logice în altele, echivalente celor iniţiale, însă cu o structură mai simplă, se folosesc o serie de relaţii (proprietăţi) fundamentale, date în tabelul 6.7. Verificarea acestor proprietăţi se poate face cu uşurinţă utilizând tabelele de adevăr ale funcţiilor logice elementare. Relaţiile date în tabelul 6.7 permit exprimarea funcţiilor NICI, NUMAI şi SAU–EXCLUSIV prin intermediul funcţiilor elementare NU, ŞI, SAU.

Tabelul 6.7

Nr. crt.

Denumirea relaţiei logice

Proprietăţile constantelor logice 0 şi 1 x + 0 = x x ⋅0 = 0 x + 1 = 1 x ⋅1 = x

Proprietatea de idempotenţă

x + x = x x ⋅ x = x

Proprietatea de asociativitate

(x1⋅x2)⋅x3 = x1⋅(x2⋅x3) (x1+x2)+x3 = x1+(x2+x3)

Proprietatea de comutativitate

x1⋅x2 = x2⋅x1 x1+x2 = x2+x1

Proprietatea de distributivitate

x1⋅(x2+x3) = (x1⋅x2)+(x1⋅x3) x1+(x2⋅x3) = (x1+x2)⋅(x1+x3)

Proprietatea de absorbţie

x1+x1⋅x2 = x1 x1⋅(x1+x2) = x1

Teoremele lui De Morgan

2121 xxxx +=⋅ 2121 xxxx ⋅=+

Principiul contradicţiei

x ⋅ x = 0

9 Principiul terţului exclus

x + x = 1

10 Principiul dublei negaţii

x = x

Astfel, utilizând relaţiile de definiţie (6.8) şi (6.9) precum şi teoremele lui De Morgan rezultă:

212121 xxxxxx ⋅=+=↓ (6.11)

212121 xxxxxx +=⋅=↑ (6.12) Transformările inverse, de la funcţiile NICI şi NUMAI, la funcţiile NU, ŞI, SAU,

se realizează astfel:

xxxxx ↓=+= (6.13)

212121 xxxxxx ↓=+=+ (6.14)

21212121 xxxxxxxx ↓=+=⋅=⋅ (6.15)

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

xxxxx ↑=⋅= (6.16)

21212121 xxxxxxxx ↑=⋅=+=+ (6.17)

212121 xxxxxx ↑=⋅=⋅ (6.18) Relaţiile de transformare (6.13) … (6.18) sunt sintetizate în tabelele

recapitulative 6.8 şi 6.9.

Tabelul 6.8 Tabelul 6.9

2121 xxxx +=↓ 2121 xxxx ⋅=↓ 2121 xxxx +=↑

2121 xxxx ⋅=↑

2121 xxxx ↓=+ 2121 xxxx ↓=⋅ 2121 xxxx ↑=+

2121 xxxx ↑=⋅

În algebra propoziţiilor, funcţiile logice elementare NU, ŞI, SAU formează un sistem complet de funcţii, întrucât prin intermediul lor se poate exprima orice altă funcţie logică. Relaţiile (6.13)…(6.18) arată că atât funcţia NICI, cât şi funcţia NUMAI pot juca rolul unui sistem complet de funcţii elementare, ceea ce le oferă o importanţă deosebită în circuitele logice de comandă.

6.3 Circuite logice. Realizarea funcţiilor logice elementare

cu dispozitive electronice

În § 6.1 s-a arătat modul de realizare a funcţiilor logice elementare prin intermediul contactelor. Funcţiile logice se pot realiza şi cu ajutorul unor circuite electronice, numite circuite logice, în componenţa cărora intră diode şi tranzistoare, care lucrează în regim de comutaţie. Diodele semiconductoare se consideră ideale (cu rezistenţă internă nulă). Dacă dioda este polarizată în sens direct, ea va fi asimilată cu un element conductor ideal (contact închis), iar dacă este polarizată invers, se consideră ca un izolator ideal (contact deschis). Tranzistoarele utilizate în circuitele logice funcţionează în regim de comutaţie. Punctul static de funcţionare (M) al unui tranzistor bipolar este plasat pe dreapta de sarcină în M” (regim de saturaţie) – corespunzător unei tensiuni neglijabile în colector, ceea ce echivalează cu semnalul “0” logic. De asemenea, punctul static poate fi în poziţia M’ (regim de blocare), când tensiunea în colectorul tranzistorului este aproximativ egală cu tensiunea de alimentare, ceea ce echivalează cu semnalul “1” logic. În mod similar se consideră şi tranzistoarele unipolare, cu deosebirea că în starea “0” logic (tranzistor saturat), căderea de tensiune pe tranzistor este mai mare decât la tranzistorul bipolar.

Valorilor logice ”0” şi ”1” li se asociază două niveluri de tensiuni electrice: nivel coborât (L -Low) şi nivel ridicat (H - High). Regula de asociere:

H)E,...,E(logic"1"LV),...,0(logic"0"

1→ε−+→

→ε+→

(6.19)

Capitolul 6

în care ε1 şi ε2 sunt toleranţe admise, corespunde logicii pozitive şi se aplică, de exemplu, la utilizarea tranzistoarelor bipolare de tip npn. În alte situaţii, ca de exemplu la utilizarea tranzistoarelor de tip pnp, se adoptă logica negativă, căreia îi corespunde regula de asociere:

H)E,...,E(logic"l"LV),...,0(logic"0"

1→−ε+−→

→ε−→

(6.20) Sub aspect tehnologic, circuitele logice se pot realiza utilizând componente

discrete sau sub formă de circuite integrate. În primele variante constructive, circuitele logice conţineau componente

discrete. În figura 6.6 este dată schema unui circuit logic NU (logică pozitivă). Dacă x = 0, tensiunea de intrare ux este egală cu 0 V, baza este negativată (prin sursa –Eb), tranzistorul este blocat, deci la ieşire se obţine uy. E, adică y = 1. Dacă x = 1, tensiunea de intrare este ux. E şi tranzistorul lucrează în saturaţie; la ieşire se obţine o tensiune uy = 0 V, deci y = 0. În figura 6.7 este dată schema unui circuit SAU cu diode, lucrând în logica pozitivă. Funcţionarea acestui circuit este următoarea: dacă x1 = 0, x2 = 0, adică tensiunile de intrare sunt egale cu 0 V, toate punctele circuitului se vor afla la potenţial nul, deci y = 0; dacă x1 = 1, x2 = 0, dioda D1 conduce, D2 este blocată şi tensiunea de ieşire este egală cu cea de la prima intrare, deci y = 1; atunci când x1 = 0, x2 = 1 sau x1 = 1 şi x2 = 1, funcţionarea este similară, conducând D2, respectiv D1 şi D2, astfel încât y = 1.

Schema unui circuit ŞI cu două intrări, realizat cu diode, în logică pozitivă este dată în figura 6.8. Dacă x1 = 0 şi x2 = 0, intrările sunt conectate la potenţialul bornei comune şi diodele D1, respectiv D2 conduc. Tensiunea de ieşire este egală cu valoarea căderii de tensiune pe diodele care conduc, deci rezultă y ≅ 0. Dacă x1 = 1 şi x2 = 0, conduce dioda D2, iar D1 este blocată.

Tensiunea de ieşire este egală cu valoarea căderii de tensiune pe dioda D2, adică ≅ 0V, deci y = 0. În mod similar rezultă y = 0 când x1 = 0, x2 = 1. Atunci când x1 = 1 şi x2 = 1, bornele de intrare având potenţialul +E ( E ≥ E1 ), ambele diode sunt blocate (având semnal pozitiv la catozi), iar la ieşire rezultă semnal logic y = 1.

Figura 6.6. Circuit logic NU Figura 6.7. Circuit SAU Figura 6.8. Circuit ŞI

Circuitele SAU-NU (NOR), respectiv circuitul ŞI-NU (NAND) realizate cu ajutorul componentelor discrete (diode, rezistoare şi tranzistoare) se obţin prin conectarea în serie a circuitului SAU, respectiv ŞI, cu circuitul NU. Schemele acestor circuite, precum şi simbolizarea lor, sunt date în figurile 6.9, respectiv 6.10.

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

Figura 6.9. Circuit SAU-NU (NOR) gura 6.10. Circuit ŞI-NU (NAND)

6.4 Circuite logice integrate (poarta logică NAND - TTL)

În prezent circuitele logice se realizează aproape în exclusivitate sub formă de

circuite integrate. După tehnologia utilizată, circuitele logice integrate (CLI) se clasifică în: CLI bipolare, în care se utilizează tranzistoare bipolare, şi CLI-MOS, realizate cu tranzistoare unipolare TEC-MOS. La realizarea CLI bipolare s-au adoptat mai multe tipuri de structuri de bază, dintre care menţionăm, în ordinea în care s-au succedat, tipurile: RTL, DTL, TTL, HLL şi I2L.

Circuitele RTL (Resistor-Transistor-Logic) au intrările prin rezistenţe, conectate la bazele tranzistoarelor bipolare.

Circuitele DTL (Diode-Transistor-Logic) au structura similară circuitelor cu componente discrete.

Circuitele RTL şi DTL având performanţe reduse, în prezent nu mai sunt utilizate.

Circuitele TTL (Transistor- Transistor-Logic) sunt în prezent cele mai utilizate CLI. Modulul logic reprezentativ al familiei de circuite TTL este circuitul ŞI-NU, a cărui schemă este dată în figura 6.11.

Tranzistorul de intrare, T1, este de tip multiemitor, adică are o joncţiune bază-colector şi mai multe joncţiuni bază-emitor. Dacă la una dintre intrări se aplică tensiunea 0V, adică intrarea respectivă se leagă la masă, joncţiunea bază-emitor respectivă conduce, potenţialul bazei este practic egal cu 0V iar joncţiunea bază-colector nu conduce. Astfel curentul i în colectorul lui T1 este neglijabil.

Capitolul 6

Figura 6.11. Circuit ŞI-NU (NAND) TTL

Tranzistorul T2 este blocat şi întrucât iE2 = 0, potenţialul bazei tranzistorului T4 este practic egal cu 0V, deci şi acest tranzistor este blocat. Ca urmare, potenţialul colectorului acestui tranzistor (T4), adică potenţialul bornei de ieşire este practic egal cu +E, întrucât T3 este în conducţie (saturat). Deci, în această situaţie, cât şi în situaţiile când mai multe intrări au tensiunea de 0V, tensiunea de ieşire este practic +E, iar curentul prin sarcina conectată la ieşire este asigurat de tranzistorul T3 care este în saturaţie. Dacă la toate intrările se aplică tensiunea +E, joncţiunile bază-emitor ale tranzistorului T1 nu conduc, însă va conduce joncţiunea bază-colector, stabilindu-se un curent i suficient de mare pentru aducerea în saturaţie a tranzistorului T2. Curentul iE2 fiind mare, se asigură o cădere de tensiune pe rezistenţa RE, care determină saturarea tranzistorului T4. În acelaşi timp tranzistorul T3 este blocat, deoarece tensiunea bază-emitor aplicată acestuia este neglijabilă. Întrucât T3 se comportă ca un contact deschis, iar T4 ca un contact închis, tensiunea de ieşire este 0V, deci y = 0.

Observaţii: 1 Când ieşirea este ”1” logic (y = 1), tranzistorul T3 se comportă ca un repetor

pe emitor, generând curentul de sarcină. 2 Dioda D este conectată între tranzistorele T3 şi T4 din motive tehnologice.

Caracteristica de transfer a tensiunii pentru poarta TTL (NAND) este

prezentată în figura 6.12. Practic, valorile tensiunilor pentru ”0” logic şi ”1” sunt:

VH � 0,4 V pentru y=”0” logic VH � 3,5 V pentru y=”1” logic

Valorile standardizate pentru circuitele TTL sunt 0V şi 5V.

Figura 6.12.

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

Observaţie: În timpul funcţionării (la trecerea din starea ”0” logic în starea ”1” logic) apare un impuls de curent tranzitoriu (curent suplimentar) datorită conducţiei simultane a tranzistoarelor T3 şi T4, într-un interval de timp foarte scurt (de ordinul microsecundelor). Cauza conducţiei simultane este aceea că T3 comută mai rapid în conducţie decât comută T4 în starea de blocare. Astfel T3 îl ”surprinde” pe T4 în conducţie, când acesta ar trebui să fie deja blocat. Expresia curentului maxim de impuls în colector (ICC-max) la ieşirea porţii TTL este:

D.)sat4T(CE.)sat3T(CECCmaxCC R

VVVVI

−−−=

−−−

(6.21) unde:

VD – este căderea de tensiune pe dioda D; .)sat3T(CEV − - tensiunea colector-emitor când T3 este saturat; .)sat4T(CEV − - tensiunea colector-emitor când T4 este saturat.

În starea ”1” logic tensiunea VH la ieşirea porţii TTL este: D.)sat3T(CECCH VVVV −−= − (6.22)

6.4.1. Poarta logică integrată NOR (SAU-NU) În cele ce urmează se prezintă poarta integrată NOR (SAU-NU) realizată cu

numai 2 (două) intrări, ce are schema electrică prezentată în figura 6.13. Perechile de tranzistoare T1, T2 şi T’1, T’2 formează două etaje de intrare conectate în paralel pe rezistoarele R2 şi R3. Funcţionarea este următoarea:

a) Dacă T2 sau T’2 este saturat, atunci tranzistorul T3 va fi saturat, iar T4 este blocat. Deci la ieşirea F se obţine V0=”0” logic. Observaţie: T2 sau T’2 sunt saturate dacă T1 sau T’1 sunt blocate, adică VIA sau VIB au valoarea „1” logic (+E volţi).

b) Dacă T2 şi T’2 sunt blocate, atunci când T1 şi T’1 sunt saturate, la ieşire se obţine V0=”1” logic (+E volţi), deoarece T3 este blocat iar T4 este saturat.

Figura 6.13. Poarta TTL (NOR)

Concluzie: Circuitul NOR (SAU-NU) realizează funcţia logică

=== 0V"1"F BABA ⋅=+ ,

Capitolul 6

100

când ambele intrări sunt legate la masă. La ieşirea F se obţine ”0” logic dacă una dintre intrări (sau ambele) au nivel de

tensiune ”1” logic.

6.5 Circuite logice combinaţionale

6.5.1 Noţiuni generale

Fie un circuit de comandă (figura 6.14-a), caracterizat prin următoarele elemente:

- elemente de intrare: U1, U2, …, Um, reprezentând contacte de butoane şi de limitatoare de cursă, contacte ale unor relee din alte scheme de comandă etc;

- elemente de ieşire: Y1, Y2, …, Yr, reprezentând înfăşurări de relee şi/sau contactoare, înfăşurări ale robinetelor electromagnetice, lămpi de semnalizare etc;

- ansamblul elementelor de comandă (contacte sau circuite logice), ale căror structuri sunt cunoscute.

Figura 6.14. a) Circuit combinaţional; b) Simbolizarea circuitului combinaţional

Asociind elementelor de intrare-ieşire variabile binare, notate cu litere mici, schema de comandă se poate reprezenta ca în figura 6.14-b, în care u1, u2, …, um se numesc mărimi de intrare, iar y1, y2, ... yr – mărimi de ieşire. Mărimile de intrare sunt variabile binare independente, iar mărimile de ieşire sunt variabile binare dependente.

Circuitele logice combinaţionale sunt acele circuite de comandă la care setul mărimilor de ieşire, în orice moment, este determinat în mod univoc de o combinaţie dată a mărimilor de intrare, în momentul considerat. Cu alte cuvinte, unei situaţii date a elementelor de intrare (acţionate sau neacţionate), îi corespunde în mod univoc o anumită situaţie a elementelor de ieşire. Circuitele logice combinaţionale sunt descrise prin ecuaţii ieşire-intrare de forma:

)u...,,u,u(fy

)u...,,u,u(fy)u...,,u,u(fy

m21rr

m2122

m2111

MM (6.23)

în care f1(.), f2(.), …, fr(.) sunt funcţii booleene, adică funcţii în care variabilele logice sunt legate prin operaţiile din algebra logicii.

În privinţa circuitelor logice combinaţionale se pot formula două categorii de probleme:

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

101

- analiza circuitelor logice combinaţionale; - sinteza (proiectarea) circuitelor logice combinaţionale.

6.5.2 Analiza circuitelor logice combinaţionale Într-o problemă de analiză se dă structura circuitului combinaţional, starea

elementelor de intrare (dacă sunt acţionate sau nu) şi se cere starea elementelor de ieşire. O problemă de analiză, de tipul celei formulate, se rezolvă în trei etape:

• pornind de la schema circuitului combinaţional, se asociază variabile binare elementelor fizice de intrare-ieşire şi se scrie funcţia logică corespunzătoare schemei date;

• se înlocuiesc variabilele binare independente cu 1 sau 0, după starea elementelor de intrare respective;

• se evaluează expresia logică, deteminând variabila dependentă (mărimea de ieşire): dacă aceasta este 1, elementul de ieşire este acţionat, iar dacă expresia logică are valoarea 0, elementul de ieşire este neacţionat.

Figura 6.15. Schema de comandă cu Figura 6.16. Schema de comandă

releu şi contacte echivalentă schemei din figura 6.22

Vom ilustra procedura descrisă prin intermediul schemei de comandă cu relee şi contacte dată în figura 6.15. Aici, U1, U2 şi U3 sunt contacte normal deschise şi normal închise ale unor elemente de comandă, limitatoare de cursă etc. Aşa cum s-a arătat în § 6.1, contactelor normal deschise li se asociază variabile binare, notate cu litere mici fără bară de negare, iar contactelor normal închise li se asociază variabile binare negate (cu bară de negare). Acţionarea unui contact normal închis reprezintă deschiderea sa. Asociind o variabilă binară, y, elementului de ieşire, Y, schema de comandă poate fi reprezentată ca în figura 6.16.

Cunoscând realizarea funcţiilor logice elementare utilizând contacte, variabila de ieşire y (figura 6.16) se poate exprima cu uşurinţă prin intermediul variabilelor de intrare u1, u2 şi u3:

321211321321 u)uuuu(u)uuuuuu(y +++= (6.24)

Presupunem că, în cadrul problemei de analiză, se cere starea elementului de ieşire atunci când U1 şi U2 sunt acţionate iar U3 este neacţionat. Punând în expresia (6.24) u1 = u2 = 1 şi u3 = 0, se obţine: 10)1111(1)011011(y =⋅⋅+⋅+⋅⋅⋅+⋅⋅= deci elementul de ieşire este acţionat.

Formularea problemelor de analiză a schemelor combinaţionale poate fi completată în sensul determinării unei scheme de comandă mai simplă, însă echivalentă cu cea iniţială, sau al stabilirii unei scheme de comandă cu aceleaşi funcţiuni, însă realizată prin alte dispozitive (de exemplu, circuite logice). Rezolvările

Capitolul 6

102

acestor completări din formularea problemelor de analiză constituie, în acelaşi timp, soluţii ale unor etape din procedura de sinteză (proiectare) a schemelor combinaţionale.

Fie schema de comandă din figura 6.15. Se cere o schemă echivalentă cu aceasta, însă mai simplă, adică realizată cu un număr mai mic de elemente. Pentru simplificarea schemei de comandă se procedează la minimizarea funcţiei booleene (6.24), adică la aducerea acesteia la o formă cât mai simplă. Utilizând relaţiile fundamentale din algebra booleană, se obţine:

(6.25) Ţinând seama de proprietăţile de idempotenţă, terţ exclus şi contradicţie, din

ultima expresie se obţine:

321321321 uuuuuuuuuy ++= (6.26) Mărimea de ieşire (y) s-a exprimat printr-o disjuncţie a unor conjuncţii logice. Funcţia booleană corespunzătoare se exprimă în forma canonică disjunctivă. Constituenţii disjuncţiei se numesc mintermeni. Pentru obţinerea formei canonice disjunctive minimale se pot utiliza mai multe metode:

a) metoda alipirilor (metoda grupărilor); b) metoda diagramelor Karnaugh; c) algoritmul Quine-McCluskey.

Dacă numărul variabilelor logice este mai mare de 3, se recomandă metodele b sau c. Pentru exemplul anterior, având în vedere numărul redus de mintermeni, vom utiliza metoda grupărilor. Termenii vor fi grupaţi câte doi, astfel încât fiecare pereche să aibă numai un singur termen diferit în conjuncţiile respective. Astfel, primii doi mintermeni se pot grupa având 32 uu ca parte comună în conjuncţii. La fel,

primul şi al treilea, se pot grupa având 31 uu ca parte comună. Pentru a nu rămâne un mintermen necuplat, în expresia (6.25) se adaugă în disjuncţie mintermenul existent 321 uuu (care se poate cupla cu ceilalţi doi):

321321321321 uuuuuuuuuuuuy +++= (6.27) Această expresie este identică cu cea precedentă, deoarece

=+ 321321 uuuuuu 321 uuu , ca urmare a proprietăţii de idempotenţă. Grupând primii doi mintermeni, precum şi următorii doi, din relaţia 6.27, prin utilizarea proprietăţii de distributivitate se obţine: )uu(uuuu)uu(y 22313211 +++= (6.28) şi, deoarece 1uu 11 =+ şi 1uu 22 =+ , în conformitate cu principiul terţului exclus rezultă forma minimală a funcţiei logice:

3132 uuuuy += (6.29) Se constată cu uşurinţă că funcţia booleană în forma canonică minimal-

disjunctivă nu se poate simplifica mai mult. Forma minimală a funcţiei booleene se prezintă ca o disjuncţie a unor termeni numiţi implicanţi primi ai funcţiei. Deci, în esenţă, determinarea formei canonice disjunctive minimale a funcţiei logice iniţiale se reduce la deducerea implicanţilor primi ai acesteia.

Corespunzător ecuaţiei (6.29) se poate desena schema de comandă minimală din figura 6.17, echivalentă cu schema iniţială din figura 6.15.

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

103

Realizarea cu circuite logice NU, ŞI, SAU a circuitului de comandă corespunzător funcţiei logice (6.29), se face prin schema dată în figura 6.18. Dacă se pune problema deducerii unei scheme de comandă realizată cu elemente NAND, se transformă funcţia (6.29) după cum urmează:

)uu()uu()uu()uu(uuuuy 313231323132 ↑↑↑=↑=+= (6.30) Utilizând module NAND cu două intrări, rezultă schema circuitului de comandă

din figura 6.19.

Figura 6.17. Schema de comandă minimală echivalentă

schemei din figura 6.15

Figura 6.18. Schema echivalentă a Figura 6.19. Schema echivalentă a funcţiei logice (6.28)

realizată funcţiei logice (6.28) cu module NAND

6.6 Circuite logice secvenţiale

Aşa cum s-a arătat în § 6.5.1 mărimile de ieşire ale unui circuit combinaţional sunt determinate univoc, în orice moment, de mărimile de intrare din momentul respectiv. În cazul circuitelor logice secvenţiale, mărimile de ieşire la momentul k,

notate prin kr

k1 y,...,y,y , sunt determinate nu numai de mărimile de intrare

k1 u,...,u,u , ci şi de starea internă a circuitului din momentul anterior,

caracterizată prin mărimile de stare 1kn

1k2

1k1 x,...,x,x −−− (figura 6.20).

Variabilele de stare descriu evoluţia (istoria) circuitului, în sensul că la momentul k ele depind atât de valorile anterioare, din momentul k–1, cât şi de mărimile de intrare ale circuitului. Din cele menţionate rezultă că un circuit logic secvenţial este caracterizat de două seturi de ecuaţii: ecuaţiile de stare şi ecuaţiile de ieşire.

Ecuaţiile de stare leagă mărimile de stare din momentul k, de mărimile de stare din momentul anterior, k–1, şi de mărimile de intrare. Ele pot avea două forme:

Capitolul 6

104

Figura 6.20. Circuit logic secvenţial; variabilele din circuit

)u,...,u,x,...,x,x(fx km

1kn

1k2

1k1i

−−−= (6.31) sau

)u,...,u,x,...,x,x(fx 1km

1k1

1kn

1k2

1k1i

−−−−−= (6.32) unde i =1, 2, ..., n. după cum mărimile de intrare se consideră în momentul k, respectiv în momentul k –1.

Ecuaţiile de ieşire exprimă legătura dintre mărimile de ieşire ale circuitului secvenţial, mărimile de stare şi mărimile de intrare ale acestuia. În cazul general, ecuaţiile de ieşire ale unui circuit secvenţial sunt de forma:

)u,...,u,u,x,...,x,x(gy km

k1j

kj = (6.33)

unde g(·) sunt funcţii logice cunoscute, iar j = 1, 2, ..., r. Variabilele de stare sunt, la fel ca şi cele de intrare-ieşire, variabile binare.

Deci, circuitul secvenţial se poate afla în 2n stări (n este numărul variabilelor de intrare). Ecuaţiile (6.31) şi (6.32) descriu trecerea circuitului dintr-o stare în alta, sub acţiunea mărimilor de intrare. Din acest motiv ele se mai numesc ecuaţii de tranziţie a stărilor.

Circuitele logice secvenţiale se încadrează în categoria generală de sisteme dinamice, având particularitatea că au un număr finit de stări. Din acest motiv, ele se mai numesc automate finite.

Ecuaţia de stare se poate asocia unei diagrame de tranziţie a stărilor, care ilustrează grafic modul cum se realizează trecerea dintr-o stare în alta, sub acţiunea semnalelor de intrare.

6.6.1 Circuite secvenţiale elementare

În cele ce urmează se vor considera câteva circuite secvenţiale cu numai două stări, notate convenţional prin 0 şi 1. Este evident că cele două stări pot fi codificate printr-o singură variabilă de stare binară, x. Tranziţia stărilor se face sub acţiunea unor semnale de intrare, obţinându-se – în esenţă – clasa circuitelor basculante (triggere), realizate într-o formă specifică.

Fie un circuit elementar cu două intrări u1, u2 şi o ieşire y = x, având diagrama de tranziţie a stărilor din figura 6.21, la care corespunde tabelul 6.10 de tranziţie a stărilor. Se constată că s-a eliminat combinaţia (1,1) a variabilelor de intrare.

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

105

Tabelul 6.10

Figura 6.21. Diagrama de tranziţie a

unui circuit secvenţial elementar

Ecuaţia de stare a circuitului este:

)xuu()xuu()xuu(x 1kk2

1kk2

k −−− ⋅⋅+⋅⋅+⋅⋅= (6.34) Se minimizează funcţia logică utilizând metoda grupărilor (1-3) şi (2-3):

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ ⋅+⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛ ⋅=⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛ +⋅⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛ ⋅+⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛ +⋅⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛ ⋅= −−−− kkkkkkkkkkkkk uuxuxxuuuuxux 12

111211

( )112

−+= kkkk xuxx ; (6.35) Ultima relaţie (6.35) reprezintă funcţia logică minimizată. Dacă se impune realizarea circuitului de comandă cu elemente (module)

NAND funcţia logică minimizată (6.35) se transformă într-o expresie de forma nmxk ⋅= . Pentru aceasta se aplică proprietatea dublei negaţii şi una din teoremele

lui De Morgan, funcţiei din paranteză, şi se obţine:

⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛⋅⋅=⎟

⎠

⎞⎜⎝

⎛+⋅= −− 1

121

12kkkkkkk xuuxuux (6.36)

Notând (convenţional) kun 2= şi ⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛⋅= −1

1kk xum se observă că pentru a

obţine expresia unei funcţii de forma nmxk ⋅= este necesară operaţia de negare peste întreaga funcţie (6.36), dar pentru a nu schimba valoarea funcţiei kx , este necesar să se aplice operaţia de dublă negaţie peste funcţia (6.36) şi rezultă:

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ ⋅⋅= −1

12kkkk xuux ; (6.37)

Această realaţie satisface expresia unei funcţii logice NAND (SI - NU) deoarece, pe baza notaţiilor anterioare s-a obţinut expresia nmxk ⋅= care arată că funcţia dorită nmxk ⋅= , va mai suporta o operaţie suplimentară de negare, cerută de proprietatea dublei negaţii.

Schema circuitului ce corespunde ecuaţiei (6.37) este dată în figura 6.22-a. Prin redesenarea ei, considerând variabila u1

k borna S (set = inscriere), iar variabila u2

k borna R (reset = ştergere) se obţine bistabilul S–R cu elemente NAND reprezent ca în figura 6.22-b.

Capitolul 6

106

(a) (b) (c)

Figura 6.22. Bistabil SR cu elemente ŞI–NU: a şi b – structura; c – simbolizarea.

Dacă se elimină circuitele NU de la intrările S şi R ale elementelor NAND din

figura 6.22, b, se obţine bistabilul din figura 6.23, la care diagrama de stare este dată în figura 6.24. Cu alte cuvinte, bascularea dintr-o stare în alta se face prin aplicarea semnalului logic 0 la una din intrări, circuitul rămânând în starea în care se afla, atunci când combinaţia de intrare este (1,1) (combinaţia (0,0) este interzisă). Circuitul secvenţial prezentat are o funcţionare asincronă.

Figura 6.23. Bistabil SR comandat prin Figura 6.24. Diagrama de tranziţie a bistabilului semnal logic zero din figura 6.23

Un exemplu de circuit secvenţial asincron cu două intrări, a cărui funcţionare corespunde tabelului de tranziţie 6.10 şi respectiv diagramei de tranziţie a stărilor din figura 6.21, îl reprezintă schema electrică de comandă (pornire-oprire) a unui motor asincron trifazat, ilustrată în figura 6.25-a. Diagrama de funcţionare a acestei scheme de comandă, prezentată în figura 6.25-b, este echivalentă tabelului de tranziţie a stărilor 6.10, dacă implicit se consideră echivalente notaţiile:

xk-1 ≡ yk-1 şi xk ≡ yk Schema electrică simplificată pentru comanda pornirii şi opririi unui motor

asincron trifazat, funcţionează conform diagramei de lucru din figura 6.25-b. Se observă că motorul este alimentat de la reţeaua trifazată numai dacă contactorul Y este anclanşat, adică numai atunci când contactele sale normal-deschise (y) se vor închide. În acest caz starea curentă (yk) are valoarea ”1” logic. Starea curentă a

motorului (pornit sau oprit) depinde nu numai de comenzile ( k1u şi k

2u ) date prin butoanele de pornire şi oprire, ci şi de starea anterioară (pornit-oprit) a motorului notată prin yk-1. Cele trei situaţii în care motorul este pornit, deci când yk = 1 (prezentate în tabelul de trantziţie 6.25-b) sunt identice cu stările xk = 1, din tabelul de tranziţie anterior 6.10.

Observaţii: a) Comanda (1,1) este eliminată, întrucât acţionarea simultană a butoanelor BP

şi BO este fără sens (motorul nu ar porni). b) Schema de comandă din figura 6.25-a reprezintă o celulă de memorie,

întrucât prin butonul BP se înscrie comanda de pornire, iar motorul rămâne

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

107

pornit (comanda este memorată) până când se acţionează butonul BO (pentru ştergerea memoriei).

Figura 6.25

Pentru transformarea bistabilului SR (asincron) într-un automat sincron se

utilizează schema din figura 6.26,a, unde T este intrarea de tact. Circuitul încadrat este un bistabil de tipul celui din figura 6.23, a cărui basculare este comandată prin semnal “0” logic. Când nu se aplică semnalul de tact, adică T = 0, rezultă V1 = 1 şi V2 = 1, bistabilul rămâne în starea în care se afla, de exemplu starea 0. Aplicarea semnalelor S = 1, R = 0 nu influenţează starea bistabilului decât atunci când se aplică semnalul de tact. În acest caz (T= 1, S = 1, R = 0) rezultă V1 = 0 şi V2 = 1, astfel încât se produce bascularea (trecerea din starea 0 logic în starea 1 logic). În mod similar, pentru S = 0 şi R = 1, revenirea în starea 0 se produce numai la aplicarea impulsului de tact (T= 1). Circuitul secvenţial din figura 6.26 se numeşte bistabil S–T–R.

Figura 6.26. Schema bistabilului S-T-R: Figura 6.27. Diagramă de tranziţie a stărilor a - structura; b- simbolizarea

În circuitele elementare prezentate se interzice aplicarea combinaţiei (1,1) la intrare (combinaţia (0,0) – la schema din figura 6.23).

6.6.2. Circuitul secvenţial de tip Master-Slave O categorie importantă de bistabile o formează cele cu structură stăpân-sclav

(master–slave). Ele sunt formate din două circuite basculante conectate în cascadă: primul are funcţia de comandă (master - stăpân), în sensul că îl subordonează pe al doilea (slave - sclav). În figura 6.28 se prezintă schema unui circuit bistabil Master-Slave (M-S) de tip SRT. Bistabilul M (master) este un trigger SR asincron realizat cu module NAND, prezentat în figura 6.23. Semnalele de comandă se aplică prin bornele S (set) şi R

Capitolul 6

108

(reset) unor porţi logice de intrare P1 şi P2, de tip NAND. La ieşirile porţilor P1 şi P2 se obţin semnalele logice (potenţialele) V1 şi V2 care reprezintă informaţia aplicată la intrarea bistabilului M. Bistabilul S (slave) este tot un trigger SR asincron realizat cu module NAND. Între bistabilul M şi bistabilul S se află porţile de transfer P3 şi P4 de tip NAND. Porţile de intrare (P1 şi P2) sunt comandate (activate), prin semnalul de tact T, în antifază faţă de porţile de transfer (P3 şi P4) datorită circuitului inversor (CI) care este un circuit de tip NU. Semnalele logice V3 şi V4 de la ieşirea porţilor de transfer reprezintă informaţia de intrare în bistabilul S. Intrarea de tact s-a notat cu T (sau CK ) sugerând că informaţia apare la ieşirea bistabilului, pe frontul posterior al impulsului de tact. Funcţionarea bistabilului Master-Slave pe o perioadă a impulsului de tact real (trapezoidal) se explică utilizând diagramele de semnale din figura 6.29.

Figura 6.28

Figura 6.29

Funcţionare:

1. Pe porţiunea 1-2, porţile P1, P2 sunt încă închise, iar porţile de transfer P3, P4 se blochează. Deci bistabilul M (Master) este izolat faţă de intrare, iar bistabilul S (Slave) este izolat faţă de Master.

2. Pe porţiunea 2-3, porţile P1, P2 sunt deschise permiţând transferul informaţiei în M, iar porţile P3, P4 sunt închise, izolând M faţă de S.

3. Pe porţiunea 3-4, porţile P1, P2 se închid, iar P3, P4 nu s-au deschis încă, deci M este izolat faţă de intrare, iar S este izolat faţă de M.

Circuite logice combinaţionale şi secvenţiale

109

4. Pe porţiunea 4-5, porţile P1, P2 sunt închise şi nu permit intrarea informaţiei în M, iar porţile P3, P4 sunt deschise, deci informaţia trece din M în S şi apare la ieşirea Q. Observaţii:

CBB – Master-Slave elimină posibilitatea tranziţiilor asincrone (necontrolate) la ieşire, deoarece în acest circuit s-a eliminat transparenţa intrărilor de date.

Pentru ca informaţia să se înscrie fără erori, este necesar ca aceasta să nu-şi modifice valoarea în intervalele de tranziţie (1-2) şi (3-4) ale impulsului de tact.

6.7. Întrebări şi probleme

1. Cum se realizează practic condiţia de semnal logic “0” (zero) în cazul circuitului “SI” ?

2. Care este expresia (şi cauza apariţiei) curentului de impuls (IC MAX) în cazul porţii

logice NAND (TTL) ? 3. Care este regimul de lucru al tranzistoarelor bipolare în cazurile:

a) circuite logice ? b) circuite de amplificare ?

4. Care este diferenţa (funcţională) între un C.L.C. şi un circuit C.L.S. – (circuit logic secvenţial) ?

Probleme:

1. Se dau funcţiile logice:

Să se arate că: y1 = y2.

2. Schema de comandă pentru acţionarea unui utliaj are trei elemente de comandă U1, U2, U3 şi un element de execuţie Y. Se cere schema logică de comandă, realizată cu circuite NAND (ŞI - NU), care să acţioneze elementul de execuţie Y numai în următoarele situaţii:

1) B acţionat ; A, C – neacţionate; 2) B, C acţionate; A – neacţionat; 3) A, B – acţionate; C – neacţionat.

3. Comanda unui utilaj impune utilizarea a 3 elemente de comandă (de intrare) U1, U2, U3 şi a unui element de execuţie, Y, care trebuie să fie acţionat numai in următoarele situaţii:

sunt acţionate nu sunt acţionate Ul , U2 U3

- U1 , U2 , U3 Ul , U3 U2

Ul U2 , U3 U1 , U2 , U3 -

Să se deducă schema de comandă în următoarele variante constructive: - cu contacte; - cu circuite (module) SI, SAU, NU; - cu module SI - NU , NU; - cu module SAU - NU , NU

CAPITOLUL 7

APLICAŢII ALE CIRCUITELOR LOGICE COMBINAŢIONALE ŞI SECVENŢIALE

7.1 Circuite LATCH

7.1.1 Utilizarea triggerului SR ca circuit LATCH

Conectând două porţi logice NAND conform schemei din figura 7.1 se obţine un circuit bistabil care memorează evenimentul marcat prin tranziţia temporară a unei intrări în ”0” logic. Acest circuit se mai numeşte latch (în limba engleză având semnificaţia de zăvor, încuietoare).

(a) (b)

Figura 7.1. Schema logică a circuitului latch

Cele două scheme din figura 7.1 sunt identice, dar în practică se foloseşte

reprezentarea din figura 7.1-b. Schema din figura 7.1-a evidenţiază faptul că circuitul latch are o singură reacţie. Circuitul latch memorează tranziţia lui S în ”0” logic prin poziţionarea ieşirilor QQ în 10. În mod asemănător, tranziţia lui R în ”0” logic

determină poziţionarea ieşirilor Q Q în 01. Deci ieşirile Q şi Q sunt complementare,

activarea lui S prin ”0” logic produce setarea circuitului (poziţionarea ieşirii Q în ”1” logic), iar activarea lui R prin ”0” logic produce resetarea circuitului (poziţionarea ieşirii Q în ”0” logic. Una dintre aplicaţiile circuitului latch serveşte la eliminarea oscilaţiilor de tensiune ce apar la închiderea contactelor electrice acţionate manual prin butoane. În figura 7.2-a se observă că la închiderea contactului K tensiunea pe rezistenţa de sarcină (URs ) se stabilizează la valoarea E după un regim tranzitoriu oscilant, ilustrat în figura 7.2-b. Dacă se utilizează un circuit latch, ca în figura 7.3-a,

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

111

atunci tensiunea la ieşirea Q a circuitului latch va fi de forma prezentată în figura 7.3-b.

Figura 7.2

Figura 7.3

Astfel, semnalul de comandă la ieşirea Q va avea o valoare constantă şi fără

oscilaţii care ar putea deranja funcţionarea altor circuite ce utilizează acest semnal (numărătoare, circuite te tip Master-Slave etc).

7.2 Codificatoare şi decodificatoare

Se numeşte COD o regulă ce descrie o aplicaţie ”C” a unei mulţimi de semne în altă mulţime de semne.

Codificarea este transformarea unui mesaj cu ajutorul unui cod. Dacă aplicaţia ”C” este injectivă, se poate realiza decodificarea, adică reconstituirea mesajului iniţial.

• Codificatoarele sunt C.L.C. la care activarea unei intrări determină apariţia unui cuvânt de cod pe ieşire. Principiul de lucru al codificatorului cu 4 (patru) ieşiri este ilustrat în figura 7.4:

Figura 7.4. Codificator cu patru ieşiri

Capitolul 7

112

În funcţionarea codificatorului menţionat se disting două situaţii: a) Dacă se activează intrarea IK (la nivel logic ”H”), atunci pe ieşirile paralele

apare cuvântul de cod: 1101; b) Dacă se activează intrarea IJ (cu nivelul ”H”) pe ieşirile paralele se obţine

cuvântul de cod: 1110. • Decodificatoare sunt C.L.C. care activează una sau mai multe ieşiri în funcţie de

cuvântul de cod aplicat la intrare. Decodificarea este necesară în următoarele operaţii: − adresarea memoriilor − afişarea numerică − multiplexarea datelor etc.

Exemplu: Se consideră decodificatorul cu două intrări (n = 2) şi 2n ieşiri (4

ieşiri) distincte, prezentat în figura 7.5-a, al cărui tabel de funcţionare (figura 7.5-b) serveşte scrierii funcţiilor logice corespunzătoare.

Figura 7.5. Decodificator cu două intrări: a)schema bloc;

b) tabelul de adevăr.

⎪⎪⎪

⎭

⎪⎪⎪

⎬

⎫

⋅=

103

102

101

100

AAYAAY

AAY

(7.1)

Pe baza relaţiilor (7.1) se elaborează schema logică a decodificatorului de adresă cu 4 ieşiri (figura 7.6).

Figura 7.6. Decodificator de adresă cu patru ieşiri

În cazul general, decodificatorul de adrese este un CLC cu n intrări şi 2n ieşiri distincte.

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

113

7.3 Circuite de multiplexare (MUX) şi demultiplexare (DEMUX)

Circuitele de multiplexare sunt circuite logice combinaţionale (CLC) care

permit trecerea datelor de la una dintre intrări spre o ieşire unică. Selecţia intrării se face printr-un cod binar (adresă) aplicat pe intrările de selecţie A0 şi A1. Schema bloc a unui multiplexor cu patru intrări şi o ieşire este prezentată în figura 7.7-a. Multiplexorul prezentat în figura 7.7-a funcţionează conform tabelului logic 7.8, schema logică fiind prezentată în figura 7.7-b. Pentru adresarea celor patru intrări sunt necesari 2 biţi.

Figura 7.7. Multiplexor cu patru intrări şi o ieşire: a) schema bloc; b) schema logică.

Observaţie: Porţile de intrare sunt prevăzute cu o intrare suplimentară comună

( E ) = Enable care autorizează, sau nu, funcţionarea multiplexorului.

E A1 A0 I0 I1 I2 I3 Y Stare circuit H X X X X X X L → circuit blocat L L L H X X X H → I0 selectat L L L L X X X L L L H X H X X H → I1 selectat L L H X L X X L L H L X X H X H → I2 selectat L H L X X L X L L H H X X X H H → I3 selectat L H H X X X L L

Figura 7.8. Tabelul logic al multiplexorului din figura 7.7-a.

X = valoare logică oarecare

Circuitele de demultiplexare (DEMUX) sunt CLC care permit transmiterea datelor de pe o intrare de date comună pe una din ieşirile selectate. Selectarea ieşirii se face printr-un cuvânt de cod – numit adresă.

Capitolul 7

114

Demultiplexorul cu două ieşiri, figura 7.9-a, permite comutarea fluxului de date de pe intrarea comună (I), fie pe ieşirea Y0 (dacă A = 0) fie pe ieşirea Y1 (dacă A = 1), conform tabelului de funcţionare 7.9-b. Schema logică a demultiplexorului cu două ieşiri (realizată conform tabelului 7.9-b) este dată în figura 7.9-c.

Figura 7.9. Demultiplexor cu două ieşiri: a) schema bloc; b) tabelul de adevăr; c) schema a unui demultiplexor cu patru ieşiri.

7.4 Numărătoare electronice

Schema unui numărător binar cu 4 biţi este dată în figura 7.10-a, iar funcţionarea acestuia, la aplicarea unei succesiuni de impulsuri care trebuie numărate, este ilustrată în diagrama din figura 7.10-b.

Figura 7.10. Numărător binar cu patru biţi: a) schema de principiu;

b) diagrama impulsurilor.

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

115

Nr. impuls 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 ...

Q1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 ...Q2 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 ...Q3 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 0 ...Q4 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 ...

Figura 7.10 – c. Tabel lohgic al numărotzorului binar (drirect) cu 4 biţi

Se constată că după aplicarea a N impulsuri, stările triggerelor indică valoarea

numerică a lui N, în baza 2 (tabelul din figura 7.10 - c). Dacă se utilizează ieşirile Q pentru legarea triggerelor în cascadă (figura

7.11-a), frontul de basculare 1 → 0 al ieşirii Q produce tranziţia stării triggerului următor şi se obţine diagrama de semnal din figura 7.11-b. Spre deosebire de schema anterioară, când s-a obţinut numărarea directă în binar, în acest caz rezultă numărarea inversă a impulsurilor, adică la fiecare impuls aplicat la intrare, numărul înregistrat cu ajutorul triggerelor scade cu o unitate (conform diagramei din figura 7.11- b).

Figura 7.11. Numărător binar invers cu patru biţi: a) schema de principiu;

b) diagrama impulsurilor.

7.5 Convertoare

Convertoarele sunt circuite electronice complexe care reprezintă elementele de bază ale interfeţelor de proces în sistemele numerice de reglare.

Pentru conversia semnalelor analogice (achiziţionate dintr-un proces tehnologic) în semnale numerice, la intrările calculatorului de proces se utilizează convertoare de tip A-N (analog-numerice), care se găsesc în interfaţa de intrare.

Capitolul 7

116

Semnalele numerice elaborate la ieşirea calculatorului de proces pe baza unui algoritm de reglare şi/sau conducere, sunt convertite în semnale analogice (necesare elementelor de execuţie), prin intermediul convertoarelor de tip N-A (numeric-analogice). Aceste convertoare se găsesc în interfaţa de ieşire situată între calculatorul de proces şi elementele de execuţie care sunt implementate în instalaţia tehnologică.

Mărimea analogică este o mărime fizică a cărei variaţie în timp este dată de o funcţie continuă şi ale cărei valori sunt cuprinse în intervalul:I = [xmin ÷ xmax] cu x∈R.

Mărimea numerică (digitală) este o mărime fizică ale cărei valori aparţin mulţimii Sn = {0, 1, 2, ..., n}, unde fiecare element din Sn se poate reprezenta sub formă de impulsuri codificate.

În figura 7.12 este dată schema de principiu a unui CAN - analogic cu rampă de tensiune.

Figura 7.12. Schema de principiu a unui CAN analogic cu rampă de tensiune.

Acest convertor face modulaţia în durată a impulsurilor, întrucât în procesul conversiei tensiunea de intrare Ux este transformată într-un impuls, a cărui lăţime este direct proporţională cu amplitudinea tensiunii Ux. Generatorul de rampă conţine un condensator care se încarcă la curent constant. Când rampa începe să fie generată, impulsurile de tact sunt numărate de N2, până când amplitudinea rampei este egală cu amplitudinea tensiunii Ux (de intrare). În acest moment numărătorul N2 este oprit de către comparator, care basculează şi închide poarta ŞI. Conţinutul informaţiei din N2 reprezintă valoarea binară a tensiunii de intrare (Ux).

Deci: UC = C

'TI Δ⋅ = UX (7.2)

unde: ΔT’ este timpul de conversie egal cu NT, T fiind perioada impulsurilor; I este curentul de încărcare al condensatorului care generează rampa; C - capacitatea condensatorului; UC - tensiunea pe condensator.

Dacă numărătorul N2 a înregistrat (numărat) N impulsuri, din (7.2) se obţine: Ux = I / C ⋅NT (7.3)

în care: 0 ≤ N < 2n Observaţii:

• Acest convertor se numeşte convertor tensiune-timp, fiind convertor indirect.

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

117

• Numărul N are valoarea 2n-1 şi reprezintă numărul de impulsuri corespunzătoare valorii Uxmax.

Deci: ΔT’ = (2n −1)T (7.4) Rezultă că acest sistem de conversie este de tip serie, fiind, în consecinţă,

lent. Realizarea convertoarelor A-N rapide presupune utilizarea reacţiei cu funcţionare prin SOFTWARE şi a circuitelor integrate specializate în operaţii de conversie A-N. Un exemplu de circuit integrat specializat în conversia numeric-analogică este circuitul β DAC-08, care lucrează pe 8 biţi.

7.6 Circuite de memorie

Funcţia de memorare poate fi definită ca posibilitatea de regăsire a unor informaţii reprezentate sub formă binară, care au fost anterior stocate într-un circuit de memorare.

Circuitul de memorare este un circuit electronic integrat care implementează funcţia de memorare. În funcţie de suportul fizic folosit pentru stocarea datelor, memoriile pot fi: magnetice, optice sau semiconductoare. În cele ce urmează se au în vedere circuitele de memorie realizate cu dispozitive semiconductoare.

Memoriile sunt realizate cu circuite integrate de tip LSI şi VLSI realizate în diverse tehnologii, dintre care, tehnologia MOS este cel mai des folosită.

În funcţie de modul în care se utilizează memoriile într-un sistem de calcul funcţiile de memorare pot fi: • Memorare cu citire şi scriere de date. În această categorie intră memoriile cu

acces aleator - Random Acces Memory (RAM). Acest tip de memorie este similară, ca structură, cu memoria operativă din calculatoarele clasice, fiind realizată însă cu matrice de bistabile SR, integrate în aceeaşi capsulă cu sistemele de înscriere şi citire a informaţiei. Memoriile RAM sunt volatile, adică îşi pierd conţinutul la întreruperea tensiunii de alimentare. Acestea sunt folosite pentru înmagazinarea datelor şi a programelor de tip utilizator. Timpul de acces în cazul memoriilor RAM poate fi de 10 ns în cazul tehnologiei bipolare sau, sute de nanosecunde, în cazul tehnologiei MOS.

• Memorare numai pentru citirea datelor. În această categorie intră memoriile următoare: - Memoria ROM (Read Only Memory) este un circuit combinaţional care

stochează permanent date binare, care pot fi doar citite. Această structură este de obicei definită ca un convertor de cod compus dintr-un decodificator şi un codificator. Vectorul de intrare în decodificator este interpretat ca o adresă, iar datele obţinute la ieşirea codificatorului reprezintă informaţia memorată la adresa respectivă. Există mai multe tipuri constructive de memorii ROM. Memoriile ROM programabile prin mască, sau mask ROM, sunt circuite la care harta memoriei de introduce în procesul de fabricaţie al circuitului integrat.

- Memoriile PROM (Programmable Read Only Memory) se fabrică cu toţi biţii poziţionaţi pe un anumit nivel logic. Există însă posibilitatea ca utilizatorul să-şi înscrie singur, acolo unde doreşte, valorile logice complementare. Acest lucru se face prin arderea unui fuzibil (o peliculă subţire de CrNi), care se vaporizează la trecerea unui curent suficient de mare prin el. Programarea memoriei constă în selecţia adresei şi a liniei de date şi aplicarea unui impuls

Capitolul 7

118

de tensiune (10-30V) pe un pin special de programare. Evident că programarea nu se poate face decât o singură dată.

- Memoriile EPROM (Eraseable Programmable Read Only Memory) sunt programabile ca şi memoriile PROM, dar de mai multe ori, pentru că ele pot fi “şterse” prin expunere la radiaţii ultraviolete cu o lungime de undă specifică. Matricea de memorie conţine tranzistoare FAMOS (Floating Avalanche Injection MOS), adică tranzistoare care conţin o poartă metalică flotantă, izolată de substrat prin 710− m de 2SiO .

- Memoriile EEPROM (Electricaly Eraseable Programmable Read Only Memory) sunt similare memoriilor EPROM, numai că ştergerea se poate face pe cale electrică. Izolaţia porţii este mult mai subţire decât la EPROM, şi sarcina electrică negativă poate fi eliminată prin aplicarea unei tensiuni de polaritate inversă pe poarta tranzistorului care nu este flotantă. Memoriile mask ROM şi PROM se realizează atât în tehnologie bipolară cât şi

în tehnologie MOS, în timp ce memoriile EPROM şi EEPROM nu se pot realiza decât în tehnologie MOS. Progresele tehnologice au determinat modificări importante în performanţele memoriilor ROM. Dacă memoriile EPROM în tehnologie NMOS au timpi de acces de aproape 500ns, cele realizate în tehnologie CMOS au timpi de acces mai mici de 100ns. O memorie EPROM poate fi ştearsă şi reprogramată de circa 100 ori, iar timpul de stocare a informaţiei poate depăşi 10 ani. O memorie EEPROM poate fi ştearsă şi reprogramată de circa 10000 ori, iar timpul de stocare a informaţiei poate fi de 100 ani. În sfârşit, o memorie FLASH (un EEPROM de capacitate mare) poate avea un timp de acces de 50ns, 100000 cicluri garantate de programare/ştergere şi timp de stocare a datelor de peste 20 ani. Notaţia E2PROM este uneori folosită pentru memoriile EEPROM.

Cuvintele (numerele) binare reprezintă date pentru un circuit de memorie şi se consideră: a. semnale de intrare (când datele se înscriu în memorie); b. semnale de ieşire (când datele se citesc din memorie).

Accesul la memorie se face la un moment de timp bine determinat, moment ce trebuie comunicat printr-un semnal circuitului de memorie. Schema bloc (conexiunile informaţionale) pentru un circuit de memorie este prezentată în figura 7.13:

Figura 7.13 Schema bloc a unui circuit de memorie

Observaţie: Transferul de date este bidirecţional (datele intră şi ies din circuit) în cazul memoriilor: RAM şi E2PROM, dar este unidirecţional în cazul memoriilor: ROM, PROM, EPROM. Principalele caracteristici ale unei memorii sunt:

1. Geometria memoriei (modul de organizare) reprezintă lungimea unui cuvânt de memorie şi numărul de cuvinte memorate.

2. Capacitatea memoriei exprimă numărul total de biţi ce pot fi memoraţi (capacitatea se exprimă în multipli de 1k = 1024 biţi).

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

119

3. Timpul de acces la memorie reprezintă durata necesară citirii sau scrierii informaţiei în memorie şi se exprimă în [ms] sau [ns].

4. Puterea consumată reprezintă raportul între puterea totală consumată de circuit şi capacitatea acestuia. Puterea consumată se exprimă în [μW/bit].

5. Volatilitatea - o memorie este volatilă dacă informaţia înscrisă se pierde în timp. Volatilitatea se datorează modului de stocare a informaţiei sau dispariţiei tensiunii de alimentare a circuitului de memorie (cazul memoriilor dinamice). La memoriile dinamice, memorarea informaţiei se bazează pe modificarea capacităţii joncţiunii semiconductoare, ceea ce necesită reîmprospătarea conţinutului la intervale constante de timp.

Structura celulei de memorie RAM

Celula de memorie este circuitul elementar care realizează memorarea unui bit. Un circuit de memorare poate fi realizat cu tranzistoare bipolare sau tranzistoare MOS. În cazul utilizării tranzistoarelor bipolare circuitul elementar de memorie îl constituie circuitul basculant bistabil (CBB) care foloseşte două tranzistoare multiemitor, figura 7.14.

Figura 7.14. Celulă de memorie RAM cu tranzistor bipolar

Liniile de conexiune în afara celulei sunt:

• 2 (două) linii de bit (notate DL şi DL ) care servesc la scrierea şi citirea informaţiei în celulă. Aceste linii sunt comune tuturor celulelor de aceeaşi coloană într-o matrice de memorie.

• 1 (una) linie de selecţie cuvânt (WL), care reprezintă selecţia pe linii în matricea de memorie. Acţionarea liniei de selecţie-cuvânt face posibilă citirea sau scrierea informaţiei în oricare dintre celulele de memorie situate pe aceeaşi linie în matrice.

• 1 (una) linie de alimentare (sursa VCC) comună tuturor celulelor din matricea de memorie.

În cele ce urmează se prezintă succint funcţionarea celulei de memorie din figura 7.14. În stare neselectată, conexiunea selecţie-cuvânt (WL) este menţinută la un potenţial coborât (+0,3 V). Liniile de bit (DL şi DL ) sunt conectate la capătul coloanei - la o tensiune de +0,5 V, prin intermediul unei rezistenţe senzor (r) care

Capitolul 7

120

sesizează apariţia închiderii unui curent. Cele două operaţii (citirea şi înscrierea informaţiilor) se desfăşoară astfel:

• Pentru citirea informaţiei, linia selecţie-cuvânt (WL) este pusă la un potenţial ridicat (+3 V) apropiat de VCC (+3,5 V). În acest mod, emitoarele conectate la liniile de bit sunt polarizate la o tensiune mai mică (+0,5 V), deci conducţia este asigurată de acestea (legate în A şi B). Curentul de emitor se va închide prin rezistenţele senzor conectate la liniile de bit. În funcţie de semnul tensiunii obţinute la bornele celor două linii de bit, se poate "spune" care este starea bistabilelor.

Exemplu: Dacă T1 conduce şi T2 este blocat, atunci selectând linia WL (selecţie-cuvânt) pentru citire, se va obţine la ieşire o tensiune diferenţială cu semnul (+) pe DL şi semnul (-) pe DL , figura 7.15. În cazul T1 blocat şi T2 în conducţie, tensiunea diferenţială are sens invers: semnul (+) la DL şi semnul (-) la DL.

Figura 7.15. Explicativă pentru celula de memorie RAM

• Pentru înscrierea informaţiei în celulă, se ridică potenţialul pe linia WL (la +3V) şi, simultan, se forţează pe liniile de bit (DL şi DL ) o diferenţă de potenţial corespunzătoare stării în care dorim să se găsească bistabilul.

Exemplu: Pentru a se obţine T1 în conducţie şi T2 în starea blocat, se forţează linia de bit stânga (DL) la zero, iar linia de bit dreapta ( DL ) la o tensiune de aproximativ +0,5 V (în timp ce linia selecţie-cuvânt WL este selectată).

Observaţii: - Consumul de putere al acestui circuit este de circa 800µW, în stare

neselectată, iar viteza de comutaţie este de 20ns.

- Celula de memorie RAM se poate realiza cu două tranzistoare bipolare obişnuite (npn) la care se ataşează câte o diodă Shottky.

Structura unui circuit de memorie. Matricea de memorie

Circuitul de memorare propriu-zis este aranjat sub forma unei matrice de memorare în ale cărei noduri se găsesc celule de memorie. În figura 7.16 se prezintă structura unei matrice de memorie de dimensiune m×n, adică m linii şi n coloane. Pentru accesul la celula de memorie (i×j) se face selecţia liniei, acţionând WLi , şi selecţia coloanei prin perechea ( jj DL,DL ).

Capacitatea memoriei este dată de produsul (m × n), unde: - m este numărul de linii, selecţie-cuvânt (WL);

- n este numărul de perechi (DL şi DL ), adică numărul de coloane. Linia (conexiunea) de alimentare este comună tuturor celulelor de memorie pe

care le conţine matricea de memorare. Procesorul reprezintă un automat aritmetic, acţionat printr-o succesiune de

comenzi aplicate din exterior, prin care se transformă un şir de date de intrare într-un alt şir de date la ieşire.

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

121

Figura 7.16. Structura unui circuit de memorie

Procesorul, denumit şi RALU (Registers and Aritmetic Logic Unit), conţine o unitate aritmetică logică şi registre, având schema bloc prezentată figura 7.17:

Figura 7.17. Automat aritmetic

Semnificaţiile mărimilor din figura 7.18 sunt: Di, D0 sunt terminalele pentru datele de intrare şi respectiv de ieşire; FL - flag-uri (indicatori); C - comenzi; F - comandă pentru funcţiile aritmetice (+ , - , : , *) şi logice; A - adrese pentru selectarea operanzilor interni şi a destinaţiei rezultatelor; CK - semnal de tact (clock). RALU poate servi ca element structural pentru sisteme digitale complexe.

Prelucrările se efectuează asupra unor cuvinte binare cu n biţi. O operaţie elementară implică unul sau doi operanzi (interni sau externi faţă de RALU). Rezultatul operaţiei se poate memora intern (în registre) sau se poate genera spre exterior pe liniile de ieşire D0 (Data output). RALU generează spre exterior şi un cuvânt FL ce conţine k indicatori (flag-uri) prin care se caracterizează rezultatul unei operaţii. Succesiunea de comenzi pentru RALU trebuie generată din exterior de către

Capitolul 7

122

alt automat denumit unitate de comandă (UC). Deci procesorul este un sistem digital format din RALU şi UC. Schema bloc a unui procesor este dată în figura 7.18:

Figura 7.18. Schema bloc a unui procesor

Semnificaţiile mărimilor din figura 7.18 sunt: C este fluxul comenzilor către RALU; FL - caracteristicile rezultatelor; D0, Di - fluxul datelor de la ieşire şi de la intrare; I - instrucţiunea curentă; SI, SO - sincronizarea comenzilor pentru intrare şi ieşire.

7.7 Microprocesorul (μP). Microcalculatorul (μC)

Microprocesorul este o unitate centrală de prelucrare realizată într-un singur

circuit integrat (μP). Sistemul digital de prelucrare realizat cu ajutorul unui μP se numeşte microcalculator (μC).

Elementele componente ale microcalculatoarelor sunt: a) Unitatea centrală de prelucrare (μP). b) Memoria (MEM) compusă din:

MP - memoria de program (memorie ROM); MD - memoria de date (memorie RAM).

Observaţie: Denumirea corectă a memoriei MD este RWM Read/Write Memory, şi este volatilă.

c) Porturile de intrare/ieşire (PI, PE), realizate cu circuite specializate sau circuite standard, pentru interconectarea cu dispozitivele periferice sau cu sistemul comandat (cazul reglării sau conducerii numerice a unui proces).

Configuraţia de bază a unui microcalculator (μC) este dată în figura 7.19: Dispozitivele periferice sunt: 1. informatice: console, terminale video, imprimante, cititoare şi perforatoare

de bandă de hârtie, discuri magnetice flexibile sau rigide, benzi magnetice etc.

2. interfeţe cu sistemul comandat, ce conţin convertoare de tip N/A şi A/N cât şi magistralele - Buses (BA, BD, BC). Magistralele sunt fascicule de linii fizice pentru date (BD), pentru adresare

(BA) şi pentru comenzi (BC). Magistralele menţionate conţin: d linii pentru date, a linii de adresare şi c linii pentru comenzi. Cititorul interesat de aplicaţiile circuitelor logice combinaţionale (CLC) şi/sau aplicaţiile circuitelor logice secenţiale (CLS) poate găsi suficiente exemple în [1], cap. 7.

Aplicaţii ale circuitelor logice combinaţionale şi secvenţiale

123

Figura 7.19. Configuraţia de bază a unui microcalculator

7.8 Întrebări 1. Care este deosebirea între o mărime analogică şi o mărime numerică (digitală) ? 2. Când se utilizează circuitul LATCH ? 3. Ce este un convertor de cod ? Ce este un decodificator ? 4. Ce rol au circuitele: MUX şi DEMUX ? 5. Care este schema bloc a decodificatorului de adresă cu n = 2 (intrări) şi 4 ieşiri ? 6. Care sunt tipurile de memorii si cand se utilizează acestea ? 7. Care sunt componentele din structura unui microcalculator ? 8. Cum se poate activa (accesa) o celulă de memorie de ordinul (i x j) dintr-o matrice

de memorare ?

B I B L I O G R A F I E

1. Miholcă, C., Mărăşescu, N. Electronică pentru profiluri neelectrice, Editura MATRIX-ROM, Bucureşti, 2003.

2. Bîrcă – Gălăţeanu, S., Stoichescu, D.A., Constantin, P. Electronică de putere – Aplicaţii, Editura Militară, Bucureşti, 1991.

3. Bulucea, C. ş.a. Circuite integrate liniare. Editura Tehnică, Bucureşti, 1976.

4. Ceangă, E., Şaimac, A., Banu, E. Electronică industrială, Editura didactică şi pedagogică, Bucureşti, 1981.

5. Ceangă, E., Tusac, I., Miholcă, C., Electronică industrială şi automatizări, Universitatea din Galaţi, 1979.

6. ∗ ∗ ∗ Catalog de circuite integrate digitale, SANYO Electric Co., Ltd. Semiconductor Company – TOKYO, http://www.sanyo.co.jp, JAPAN, 2001.

7. ∗ ∗ ∗ Catalog de componente electronice “FULL LINE PRODUCT CATALOG”, VISHAY INTERTECHNOLOGY, INC. 63 Lincoln Highway, Malvern, PA – 19355, http://www.vishay.com, United States, 2002.

8. ∗ ∗ ∗ Circuite integrate analogice, Catalog IPRS – Băneasa, Bucureşti, 1983

9. ∗ ∗ ∗ Circuite integrate liniare, Catalog IPRS – Băneasa, Bucureşti, 1981.

10. Constantin, P., Bîrcă – Gălăţeanu, S. ş.a., Electronică industrială (pentru subingineri), Editura didactică şi pedagogică, Bucureşti, 1976.

11. Constantin, P., Creangă, E., Buzuloiu, V., Rădoi, C., Neagoe, V., Electronică industrială, Editura didactică şi pedagogică, Bucureşti, 1980.

12. Lupu, C., Ţepelea, V., Purice, E., Microprocesoare – Aplicaţii, Editura Militară, Bucureşti, 1982.

Top Related