SISTEMELE DE COMUNICATII DIGITALE

1

CAPITOLUL I

GENERALITĂŢI PRIVIND SISTEMELE DE COMUNICATII DIGITALE

Într-un sistem de transmisii de date semnalele purtătoare de informaţie (datele), emise de un emiţător, ajung la receptor, propagându-se prin canalul de transmisie.

Pentru a se realiza o transmisie de date eficientă referitoare la lăţimea de bandă implicată, puterea emisă sau complexitatea implementării sistemului, este necesar ca semnalul de date să fie prelucrat anterior transmisiei prin canal. Altfel spus se doreşte o adaptare a semnalului la mediul de transmisie (canal), iar tehnica prin care se obţine această adaptare se numeşte modulaţie.

Pentru proiectarea unui sistem de comunicaţii cu transmisie pe fibră optică, cablu sau prin satelit, se dispune în prezent de o mare varietate de tehnici digitale de modulaţie (Tabel 1.1). Alegerea unei tehnici modem trebuie să asigure performanţe superioare şi cost minim de transmisie.

TABEL

1.1 Principalele tehnici de modulaţie clasice şi actuale

Nr.

crt. Abreviere Semnificaţie

1 ASK (DSB-SC-AM) Amplitude-Shift Keying

2 PSK (BPSK) Phase-Shift Keying; Binary PSK

3 DPSK (DBPSK) Differential PSK

2

Nr.

crt. Abreviere Semnificaţie

4 DEPSK (DEBPSK) Differentially Encoded PSK

5 QPSK (CQPSK) Quadrature PSK; Coherent QPSK

6 OQPSK (SQPSK) Offset (Staggered) QPSK

7 DQPSK Differential QPSK

8 DEQPSK Differentially Encoded QPSK

9 MSK (FFSK) Minimum-Shift Keying (Fast FSK)

10 DMSK Differential MSK

11 GMSK Generalized (Gaussian) MSK

12 SFSK Sinusoidal Frequency-Shift Keying

13 GSFSK Generalized SFSK

14 TFM Tamed Frequency Modulation

15 Multi-h FM (Correlative FM) Multiple-index FM

16 IJF-OQPSK Intersymbol-jitter-Free OQPSK

3

17 TSI-OQPSK Two-Simbol-Interval OQPSK

Nr.

crt. Abreviere

Semnificaţie

18 CPFSK Continuous-Phase FSK

19 QAM Quadrature Amplitude Modulation

20 SQAM Superposed QAM

21 APK Amplitude Phase Keying

22 QPRS Quadrature Partial Response Signal

23 Q²PSK Quadrature-Quadrature PSK

24 GQ²PSK Generalized Q²PSK

O altă clasificare a modulaţiilor digitale se poate face:

1. Pe criteriul mărimilor caracteristice purtătoarei care sunt afectate în procesul de modulaţie: a) Amplitudine: ASK, MSK etc.; b) Fază: PSK, DPSK, QPSK etc.; c) Frecvenţă: FSK etc.; d) Combinaţii ale acestora: APK, NF-MP-SK.

2. În funcţie de numărul de dimensiuni ale spaţiului de semnal în care se lucrează: a) Unidimensionale: ASK;

4

b)Bidimensionale: modulaţii pe purtătoare ortogonale QAM; c) Tridimensionale: modulaţii de amplitudine şi/sau de fază frecvenţe putătoare multiple.

3. Pe baza numărului stărilor semnalului modulat:a) Binare (s = 2 stări);b) Ternare (s = 3 stări): modulaţii ASK, FSK, PSK, cu precodare sau cu

răspuns parţial;c) Cuaternale: QPSK, MSK, SFSK;d) Multiple: modulaţii cu semnal modulator multinivel (8-ASK, 16-PSK, 3-

FSK, 64-QAM).

O altă clasificare a modulaţiilor digitale se face în funcţie de condiţiile de transmisie şi de valorile coeficienţilor de eficienţă spectrală, respectiv de putere:

a) modemuri cu eficienţă de putere (minimum 90%);b) modemuri cu eficienţă spectrală (minimum 6 b/s/Hz).

I.1. Modulaţia digitală de amplitudine ASK

Semnalele ASK sunt folosite în telegrafia multiplată de audiofrecvenţă cu modulaţie de amplitudine TA-MA. În acest caz purtătoarea este o undă sinusoidală cu o anumita frecvenţa (frecvenţă purtătoare), iar semnalul modulator corespunde unei succesiuni de impulsuri, astfel că semnalul purtător este transmis pe perioada cât aceste impulsuri sunt pozitive (DATE = 1) şi întrerupt în intervalul când sunt negative sau zero (DATE = 0). (Vezi fig. 1.1)

Există două tipuri de semnale ASK: ● ASK simplu curent (unipolar); ● ASK dublu curent (polar).

5

Semnalul ASK unipolar poate fi demodulat folosind un detector de anvelopă, însă semnalul ASK polar nu va putea fi modulat decât prin detecţie sincronă.

Semnalul ASK simplu curent este de tipul MA-BLD (modulaţie de amplitudine cu bandă laterală dublă) şi are în spectrul drept o componentă discretă pe frecvenţa purtătoarei (datorată existenţei componentei de curent continuu în semnalul modulator unipolar). În acest caz sincronizarea de purtătoare la recepţie se face cu un filtru bandă (FTB) care va extrage purtătoarea din spectrul recepţionat. Semnalul ASK dublu curent polar este de tipul MA-BLD-PS (modulaţie de amplitudine cu bandă laterală dublă cu purtătoare suprimată). În spectrul semnalului ASK nu apare o componentă discretă pe frecvenţa purtătoare. Se folosesc metode neliniare pentru crearea purtătoarei în receptor.

6

I.2. Modulaţia digitală de fază PSK

Semnalul PSK binar BPSK (Binary PSK) prezintă analogii pronunţate cu semnalul MA. Şi în acest caz purtătoarea este o undă sinusoidală iar semnalul modulator corespunde unei succesiuni de impulsuri tip dublu curent. (Vezi fig. I.1.2)

Semnalul PSK cu fază de referinţă este obţinut în felul următor:

● pe durata bitului 1 se transmite purtătoarea cu faza 0° (faza de referinţă);● pe durata bitului 0 se transmite putătoarea cu faza 180° (inversare de fază faţă de referinţă).

Fig. I.2.2

7

Operaţiile sunt echivalente cu o multiplicare a semnalului purtător Asint cu (+1) pentru obţinerea semnalului de referinţă sau cu (-1) pentru inversarea fazei.(fig. I.2.2.). Modulatorul PSK este un multiplicator atacat de o succesiune de impulsuri rectangulare de tip dublu-curent. Spectrul semnalului PSK se poate obţine din cel al semnalului ASK împărţind la 2 amplitudinile tuturor componentelor laterale şi eliminând frecvenţa purtătoare .(Vezi fig. I.2.3).

Figura I.2.3.

I.3. Modulaţia digitală de frecvenţă FSK

Semnalul FSK este un semnal cu modulaţie de frecvenţă având purtătoarea sinusoidală, iar semnalul modulator de forma unei succesiuni de impulsuri rectangulare simplu sau dublu curent. (Vezi fig. I.1.3.1)

8

Figura I.1.3.1.

Observăm în figura I.1.3.1. două tipuri de semnale FSK, astfel :● semnalul FSK cu continuitate de fază (fig. I.1.3.1.b);● semnalul FSK cu discontinuitate de fază (fig. I.1.3.1.c).

Practic, semnalul FSK cu discontinuitate de fază, se obţine plecând de la două oscilatoare separate pe frecvenţele şi modulatorul FSK reducându-se la un comutator analogic, care selectează una din cele două frecvenţe, în concordanţă cu valoarea binară asociată semnalului modulator (fig. I.1.3.2.a), iar cel cu continuitate de fază, plecând de la un oscilator, căruia i se variază frecvenţa de la la şi invers, aşa cum arată în figura I.1.3.2.b.

9

În cazul semnalului FSK binar (semnalul modulator este un semnal digital cu două nivele), se asociază: o frecvenţă bitului 1 ; o frecvenţă bitului 0.

Se definesc, în aceste condiţii: frecvenţa purtătoare sau frecvenţa medie :

deviaţia de frecvenţă Δf:

ca fiind valoarea cu care trebuie sa varieze pentru a fi egală cu sau ; indicele de modulaţie m:

10

unde = 1/T – viteza de transmisie a datelor binare.

Având în vedere că frecvenţa purtătoare este variată cu pentru a se obţine frecvenţele şi :

este convenabil să exprimăm datele în codarea dublu curent.

I.4. Modulaţia digitală QAM

Structura semnalului QAM se bazează pe existenţa a două semnale MA cu bandă laterală dublă şi purtătoare suprimată, purtătoarele fiind defazate în cuadratură. Semnalul QAM poate fi obţinut cu schema de principiu din figura I.4.1.

Figura I.4.1.

11

Tehnica de transmisie a semnalelor modulate pe purtătoare în cuadratură permit folosirea mai eficientă a benzii canalului realizându-se dublarea vitezei de transmisie. Cele două semnale purtătoare modulează liniar anvelopa unei unde de tip sinus şi cosinus.

Notând cele două semnale de bază cu X(t) şi Y(t) semnalul modulat QAM se poate scrie sub forma:

unde:

- este frecvenţa purtătoare a semnalului.

I.5. Modulaţia digitală APK

Creşterea debitului de informaţie în transmisiile de date, atât pe canal telefonic cât şi prin sisteme de radiocomunicaţii terestre sau spaţiale, impune folosirea unor tehnici de modulaţie mai eficiente, care să asigure transmisia datelor utilizând o bandă cât mai îngustă.

Faţă de metodele clasice (ASK, FSK, PSK şi QAM), metodele de modulaţie combinate asigură creşterea debitului de informaţie transmis, realizând la aceeaşi rată a erorilor o economie de putere în comparaţie cu sistemul PSK echivalent. Aceste metode sunt cunoscute sub denumirea de APK (Amplitude Phase Keyed) şi permit îmbunătăţirea performanţelor transmisiei prin complicarea echipamentului sau simplificarea acestuia în detrimentul performanţelor.

Semnalele APK cu M nivele de amplitudine şi fază pot fi reprezentate sub forma unui set de M vectori bidimensionali de forma:

unde T este durata unui simbol.

12

Valoarea medie a raportului semnal/zgomot, pentru acest set de semnale este dat de:

iar valoarea sa maximă este de :

unde este variaţia zgomotului (puterea sa medie).În figura I.5.1.(a,b,c), sunt prezentate câteva semnale cu 4 şi 8 nivele de

fază şi amplitudine.

13

În principiu se pot distinge mai multe categorii de constelaţii de semnal după cum urmează:1. Fazorii distribuiţi pe cercuri concentrice;2. Fazorii aranjaţi într-o reţea de triunghiuri echilaterale;3. Fazorii aşezaţi pe o reţea de patrate;4. Fazorii aranjaţi pe o structură de tip fagure (hexagonală).

Câteva constelaţii de semnal pentru semnale APK cu 16 nivele sunt prezentate în figura I.5.2.

14

Datorită naturii bidimensionale a semnalelor APK, implementarea modem-urilor APK este diferită total de cea a modem-urilor PSK sau QAM.

Modulaţia APK octovalentă se foloseşte la viteza de 4800bps, permiţând chiar funcţionarea modem-urilor pe reţea comutată. Totuşi metoda nu este optimă din punct de vedere al raportului semnal/zgomot.

O primă variantă este prezentată în figura I.5.3. :

Una din cele 8 stări se caracterizează prin absenţa semnalului, iar celelalte 7 sunt situate egal distanţate pe un cerc. Prin aceasta cele 7 puncte de pe cerc sunt egal protejate faţă de zgomot. Cel de-al 8-lea corespunde unei reprezentări pasive (absenţa semnalului) şi va fi sursa principală de erori.

I.6. Principiile modulaţiilor digitale

În cazul unui circuit digital modulator, semnalul purtător este analogic, armonic sau periodic rectangular, iar cel modulator este digital. Pentru creşterea vitezei de transmisie şi a eficienţei spectrale se pot folosi mai multe semnale purtătoare.

În cazul unei secvenţe purtătoare unice dublarea vitezei de transmisie poate fi realizată prin modularea ambelor purtătoare armonice care poartă numele de modulaţii purtătoare ortogonale.

15

Schema bloc a unui modulator digital pe purtătoare ortogonale este prezentată în figura I.1.6.1.:

Blocul de întârziere KTb de pe canalul în cuadratură al modulatorului este utilizat pentru uniformizarea anvelopei semnalului transmis. Acest bloc separă momentele de tranziţie de pe cele două canale ale modulatorului astfel încât la fiecare moment semnificativ de eşantionare a datelor doar un singur bit, modulatorul trecând din starea curentă într-o stare adiacentă.

Blocul de conversie a semnalelor binare sunt circuite de codare binar-zecimală (BCD), în cazul semnalelor de tip QAM şi a codoarelor cu răspuns parţial pentru modulatoare QPRS.

Filtrele premodulatoare sunt filtre cu răspuns finit în frecvenţă de tip trece jos, care reduc considerabil lăţimea spectrului semnalelor modulatoare.

Oscilatorul local generează semnale purtătoare pe frecvenţa intermediară (FI) sau radiofrecvenţă (FR).

Demodularea semnalelor QAM se realizează pe principiul demodulatoarelor de amplitudine sincrone prin remodularea semnalului recepţionat cu purtătoarele coerente generate local în receptor şi filtrarea semnalelor modulatoare în banda de bază.

Blocurile de decizie necesită circuite comparatoare cu mai multe tensiuni de prag în cazul semnalelor cu eficienţă spectrală mare, cu număr mare de nivele în semnalele modulatoare.

16

CAPITOLUL II

MODEM-URI TELEFONICE

II.1. Generalităţi privind modem-urile telefonice

Interconectarea echipamentelor terminale de date aflate la distanţă necesită transmisia mesajelor prin anumite canale de comunicaţii respectiv diferite medii de transmisie.

În primul rând este necesară conversia datelor într-un semnal adecvat canalului de transmisie utilizat printr-o anumită tehnică de modulaţie. Interconectarea echipamentului de transmisii de date (DTE) cu linia telefonică se face printr-un DCE, respectiv printr-un modem (Modulator Demodulator) propriu fiecărui terminal.

Modem-urile telefonice sunt de mai multe tipuri, astfel deosebim modem-uri:

● cu cuplare directă la linia telefonică, respectiv cu conectare la priza telefonică;● cu cuplare acustică, datele fiind transmise prin intermediul telefonului, mai precis a microfonului, sub formă de semnal acustic.

În mod cert modem-urile cuplate direct sunt mai performante dar în cazul unui terminal portabil (laptop) este necesar un modem cu cuplaj acustic.

Modem-ul poate fi extern, dacă se află în exteriorul terminalului echipamentului de transmisie de date, sau intern dacă se află în interiorul terminalului.

În funcţie de tipul canalului de comunicaţii modem-urile pot funcţiona în regim:● simplex● semi-duplex● duplex

După modul de transmisie modem-urile se împart în două categorii:● asincrone● sincrone

După lăţimea benzii de frecvenţe disponibile rezultă următoarele tipuri de modem-uri:

17

● de bandă îngustă● de bandă largă● pentru linii dedicate● telefonice în bandă vocală.

Modem-urile da bandă largă sau modem-urile multiport sunt în general utilizate pentru interconectarea mai multor terminale dintr-o reţea de comunicaţii, cu mediul de transmisie în variantă multiplexată (vezi fig. II.1.1.). În astfel de situaţii este necesară o bună sincronizare a DTE-urilor, iar proiectarea şi întreţinerea acestor reţele este dificilă.

Modem-urile se caracterizează şi prin rata de transmisie care prin comparare cu lăţimea benzii se obţin modem-uri:● de mică viteză● de mare viteză● de viteză medie

Creşterea ratei de transmisie faţă de valoarea maximă impusă pentru transmisii binare se poate face prin mărirea numărului stărilor modulatorului digital.

18

II.2. Parametrii modem-urilor digitale

Performanţele modem-urilor digitale de modulaţie se exprimă prin următorii parametri:1. Viteza (rata) de transmisie: R[biţi/s;bps];2. Lăţimea benzii de frecvenţe utilizate pentru transmisie: B[Hz];3. Eficienţa spectrală (de bandă):

4. Puterea în bandă:

unde W(f) este funcţia densitate spectrală de putere a semnalului, iar B corespunde lăţimii benzii semnalului modulator în cazul modulaţiilor de amplitudine.5. Puterea totală:

6. Puterea în afara benzii:

Această putere poate fi calculată pentru o anumită valoare a parametrului B sau poate fi reprezentată grafic ca funcţie de lăţimea benzii canalului de transmisie.7. Eficienţa de putere:

8. Banda semnalului modulat o definim ca fiind lăţimea benzii de frecvenţe, măsurată unilateral în jurul frecvenţei purtătoare, în care este inclusă o anumită cotă admisă (90%; 95%; 99%) di puterea totală a semnalului.

19

II.3. Exemple de modem-uri telefonice

Canalele telefonice sunt adecvate pentru modem-urile cu eficienţă spectrală mare datorită cererii tot mai ridicate de transmisie. Este necesar ca raportul C/N disponibil să fie de cel puţin 30 dB, deoarece lăţimea benzii canalului este mică (300….3400 Hz).

În sistemele digitale de transmisie pe linie telefonică cât şi în cele de bandă largă (transmisii prin satelit, sisteme de comunicaţii terestre pe fibră optică) sunt folosite un număr mare de tehnici de modulaţie cu eficienţă mare de bandă.

În numeroase aplicaţii radio sau în transmisiile cu microunde se utilizează modulaţii de tip QAM, TCM, QPR, cu număr mare de stări.

Semnalul de modulaţie QPR datorită proprietăţilor de corelaţie pot fi utilizate la viteze mari de transmisie pe canale cu bandă limitată sever.

Câteva tipuri de modem-uri telefonice şi caracteristicile acestora sunt prezentate în tabelele II.1 şi II.2.

Modem-urile în standardele CCITT utilizează frecvenţe de apel de 2100 Hz; 2400 Hz şi 2250 Hz, în timp ce modem-urile din standardele Bell Systems transmit apelul pe 2225 Hz.

Pentru interconectarea a două modem-uri telefonice realizate în standarde diferite trebuie asigurată compatibilitatea lor ca valoare a frecvenţei de apel, mod de transmisie, tip de modulaţie, viteză de transmisie etc.. Compatibilitatea electrică în astfel de situaţii este asigurată de interfaţa de comunicaţii.

Tabel II.1.Modem-uri telefonice (Standarde Bell Systems)

StandardDebit

(bps)Mod de transmisie Modulaţi

e

Linie

folosităObservaţii

103/113 300 asincron

semiduplex

duplexBFSK

comutata/închiriată

=1070/2025Hz

=1270/2225Hz

=1170/2125Hz

=100Hz

h=0,66

20

201B,C 2400 sincronsemiduplex

duplex

DQPSK(convenţie B)

comutată/

închiriată

StandardechivalentAT&T 2024A

202C 1200 asincron semiduplex BFSK comutatăCanal de returopţional (5 bps);

202D,R,T

1800 asincron semiduplexduplex

închiriată

Egalizator încorporat

=1200Hz

=2200Hz

=1700Hz=500Hz

h=0,83

208A, B 4800 sincronsemiduplex

duplex

8-PSK(convenţieB)

comutată/

închiriată

Standard echivalentAT&T 2048A, C

209 9600 sincron duplex16QAMnecodat închiriată

Multiplexor incorporate Standard echivalent AT&T 2096

212A, B

300 asincronsemiduplex

duplexBFSK comutată

Similar cu modem-ul Bell 103

1200 sincronsemiduplex

duplex

DQPSK(convenţie A)

comutatăCompatibil cu CCITT V.22 în nodurile 1;2;3;4

Tabel II.2

21

Modem-uri telefonice (norme CCITT)

StandardDebit(bps) Mod de transmisie Modulaţi

e

Liniefolosită Observaţii

V.17 14400 sincron semiduplex TCM comutată

Utilizat în aplicaţii facimil;Min 7200bps;Cifrator şi egalizator adaptiv încorporate

V.21 300 asincronsemiduplex,

duplexBFSK comutată

=980/1650Hz

=1180/1850Hz

=1080/1750Hz=100Hz

V.22600

asincron

sincron

semiduplex

duplexBFSK

comutată

închiriatăModurile 3;4

1200asincron

sincron

semiduplex

duplexDQPSK

comutată

închiriatăModurile 1;2;5

V.22bis1200 asincron

semiduplex,

duplexDQPSK comutată Modurile 3;4

2400 asincronsemiduplex

duplexQAM comutată Modurile 1;2;5

22

V.23

600asincron

sincron

semiduplex,

duplexBFSK comutată

Interfaţă V.24; V.28Canal de retur pe 75 bps;Egalizator încorporat;

=1300Hz

=1700Hz

=1500Hz=200Hz

1200 sincronsemiduplex,

duplexBFSK comutată

=1300Hz

=2100Hz

=1700Hz=400Hz

V.26 1200 sincron semiduplex BPSK comutată

Interfaţă V.24; Canal de retur opţional (75 bps) cu modulaţie Bfsk (390Hz/450Hz); Circuit de anulare a ecourilor;

V.26bis 2400 sincronsemiduplex,

duplex

DQPSKconvenţia B

închiriată

Interfaţă V.24; Canal de retur opţional (75 bps) cu modulaţie Bfsk (390Hz/450Hz); Circuit de anulare a ecourilor;

V.27 4800 sincronsemiduplex,

duplex

8+PSK convenţia A

comutată/închiriată -

V.29

4800 sincronsemiduplex,duplex QPSK închiriată -

7200 sincronsemiduplex,duplex 8-APK închiriată 2A-4P-SK

9600 sincronsemiduplex,duplex 16-APK închiriată 2A-8P-SK

23

V.324800 sincron

semiduplex,duplex 4-QAM închiriată -

9600 sincron duplex16-TCM16-QAM comutată -

V.32bis max14400

sincron duplex

128-TCM(64-TCM32-TCM)

comutată sau linie pe 2 fire; închiriată prin legături punct cu punct;

Include circuite de anulare a ecourilor; Cifrator încorporat; Viteză 7200bps; Compatibil cu V.32 la 9600 bps; Viteză de modulaţie de 2400 Bauds;

V.33 14400 sincronsemiduplex,

duplex128-TCM închiriată

Modem multiport cu MUX încorporatViteză min. 2400 bps

În figura II.3.1 este prezentată schema bloc a unui modem în banda de bază cu egalizator adaptiv încorporat.

Aceste circuite realizează doar operaţiile complementare unui modem privind procesarea datelor (codare, decodare, filtrare, egalizare, corecţii de semnal, sincronizare de bit etc.). Circuitul poate fi folosit pentru transmisia datelor pe linii telefonice urbane, nepupinizate, la viteze de 1200, 2400, 4800, 9600 şi 19200 bps.

Datele, sincronizate de tactul intern al modem-ului, sunt codate conform unui anumit cod de linie (Bifazic, Miller etc.). Cuplarea terminalului la linia telefonică se face printr-un transformator de linie.

La recepţie, din semnalul egalizat cu un filtru adaptiv, se reface semnalul de date codat urmând a se reface în final decodarea.

24

Figura II.3.1.

II.4. Modem-uri inteligente

Aceste modem-uri sunt prevăzute cu o unitate de apel (ACU – Automatic Colling Unit) realizată hard sau soft care plasează apelul pe linie şi stabileşte legătura, fie la anumite ore când tarifele de transmisie sunt mai mici, fie când numărul utilizatorilor este redus.

Modem-urile inteligente lucrează cu secvenţe de control speciale pe baza unor protocoale specifice. Standardul RS-366 prevede caracteristicile ACU încorporate în modem-urile digitale.

Mode-urile inteligente Hayes sau “compatibile Hayes” folosesc setul complet sau parţial de instrucţiuni Hayes (Tabelul II.3), sau modificate cu prefix AT şi parametrii exprimaţi binar. Modificarea acestor comenzi au avut ca scop creşterea vitezei de lucru peste 9600 bps, aceasta fiind valoarea specifică modem-urilor Hayes. Răspunsul la apel este coordonat prin aşa numitele coduri rezultate.

25

Tabel II.3Setul de instrucţiuni Hayes

SET Instrucţiune Descriere

Comenzide bază

A Apel

A/ Repetarea ultimei comenzi

C Comutarea purtătoarei ON/OFF

D Formarea numărului de telefon

E Opţiune de vizualizare a opţiunilor pe ecran

F Alegerea modului de transmisie duplex/semiduplex

H Circuit telefonic închis/deschis

I Cerere pentru cod de identificare sau sumă de control

M Comutarea difuzorului ON/OFF

O Comutarea modem-ului la linia telefonică

P Transmisia informaţiei de selecţie prin impulsuri

Q Cerere de transmisie a codului rezultat

R Schimbarea stării modem-ului

S Iniţializarea regiştrilor modem-ului

T Formarea numărului cu tonuri specifice

V Transmisia codului rezultant cu cifre sau cuvinte

X Folosirea setului de bază sau extins

Z Iniţializare modem

Codurirezultate

0/OK Linie de comandă executată fără erori

1/CONNECT Detecţie a purtătoarei pe linie

2/RING Detecţie apel

3/NO CARRIER

Lipsa purtătoarei pe linie

26

4/ERROR Detecţie de erori în linia de comandă

Setul de comenzi Hayes stă la baza programelor soft de control a modem-urilor cu unitatea automată de răspuns şi apel.

Programul soft oferă diferite opţiuni care vizează:● tipul legăturii: prin poştă electronică, transfer de fişiere, etc.;● monitorizarea continuităţii transmisiei cu sesizarea eventualelor întreruperi;● operaţii de tip utilitar;● setarea unor echipamente;● efectuarea de teste de transmisie.

Comunicaţiile între modem-urile inteligente sunt coordonate prin diverse protocoale:

Protocolul MNP (MICROCOM PROTOCOL) este destinat transferului de fişiere de date, între modem-uri, cu capacitate mare de detecţie şi corecţie a erorilor de transmisie.

Protocolul MNP are trei nivele:● nivelul legăturilor de date● nivelul de sesiune● nivelul de transfer de fişiere.

Protocolul MNP are 9 clase de utilizare dezvoltate succesiv:● clasa 1. – transmisie sincronă semiduplex BOP;● clasa 2. – suplimentar mod de transmisie duplex;● clasa 3. – transmisie sincronă în pachet fără biţi de START şi STOP;● clasa 4. – se adaugă clasei trei facilităţi de optimizare a formatului pachetului şi lungime adaptivă a grupelor de pachete de date;● clasa 5. – se utilizează metode de compresie a datelor;● clasa 6. – se negociază viteza de transmisie şi se aplică transmisia duplex statică;● clasa 7. – se aplică metode de compresie a datelor cu predicţie;● clasa 8. – se adaugă în structura modem-ului filtre de egalizare realizate în standarde CCITT;● clasa 9. – se combină avantajele în standard CCITT cu metodele de compresie a datelor obţinându-se debite binare de 40 Kbps în transmisie duplex.Observaţie:

În momentul stabilirii legăturii între două terminale, protocolul consideră că acestea pot comunica doar pe nivelul logic inferior. După această etapă urmează a se negocia clasa MNP în care se poate încadra transmisia în funcţie de performanţele modem-urilor folosite.

II.5. Controlul şi testarea modem-urilor

27

Modem-urile, denumite generic DCE, permit transmisia pe canalul de comunicaţie a semnalului de date aplicând o anumită tehnică de modulaţie (ASK, FSK, PSK, QAM, TCM).

Modem-ul asociat terminalului care iniţiază transmisia, DCE-ului apelant, se găseşte în modul de transmisie (ORIGINATE) iar cel care răspunde apelului şi recepţionează mesajul este modul de răspuns la apel (ANSWER).

Stabilirea propriu-zisă a legăturii cu echipamentul apelat se realizează în modul de apel (DIAL-MODE). Testarea funcţionării se face în modul de autotest (SELF-TEST) iar întreruperea procesului de comunicaţie datorită schimbării parametrilor de transmisie se poate face prin deconectarea automată a modem-ului (AUTOMATIC-DISCONECT).

Controlul funcţionării modem-ului se face prin intermediul UART. În general acesta admite un număr limitat de conexiuni prin modem şi permite testarea unor condiţii de transmisie prin registrul de control al modem-ului MCR (Modem Control Register) precum şi determinarea stării modem-ului prin registrul de stare a modem-ului MSR (Modem Status Register).

MCR poate determina anumite întreruperi ale UART, poate acţiona semnalele DTR (Data Terminal Ready)şi RST (Request To Send) spre UART.

DTR activ semnifică faptul că terminalul propriu este conectat la linia telefonică.

RST reprezintă cererea de transmisie în cazul comunicaţiilor semi-duplex.MSR este utilizat pentru sesizarea schimbărilor ce intervin în funcţionarea

modem-ului care determină apariţia unei întreruperi în funcţionarea UART prin registrul de activare a întreruperii (IER) şi cel de identificare a întreruperilor (HR).

Testarea funcţionării modem-ului se poate realiza prin:● autotest (Self-Test) – reprezintă o secvenţă binară de test generată intern, ce este modulată, demodulată după care se compară secvenţa obţinută cu cea iniţială; se testează atât frecvenţele de emisie cât şi de recepţie (Vezi fig. II.5.1.a).

28

● test de transmisie analogică – se testează legătura modem-ului cu terminalul propriu (Vezi fig. II.5.1.b).

● test de transmisie digitală – se verifică funcţionarea modem-ului apelant (Vezi fig. II.5.1.c), terminalul propriu fiind deconectat.

● test global – sunt testate ambele modem-uri precum şi linia telefonică apelantă (Vezi fig. II.5.1.d).

29

30

CAPITOLUL III

TRANSMISIUNI DE DATE CU MODULAŢIE ÎN FRECVENŢĂ

III.1. Generalităţi

Modulaţia de frecvenţă este folosită cu precădere în transmisiunile de date de mică viteză şi într-o oarecare măsură şi la medie viteză, având în vedere avantajele sale: generare simplă a semnalelor FSK şi implementarea uşoară a demodulatorului MF.

Schema bloc a unui sistem de transmisiuni de date cu medie frecvenţă este prezentată în figura III.1.1.

FTB de la emisie are rolul de a elimina componentele spectrale ale semnalului MF din afara benzii de trecere a semnalului de transmisie şi de a înlătura diafonia.

FTB de la recepţie are rolul de a maximiza raportul semnal/zgomot şi interferenţele din afara benzii de trecere a semnalului.

Demodulatorul MF realizează conversia semnalului cu modulaţie în frecvenţă în semnal de bază, funcţia sa fiind cea de divizare a fazei semnalului recepţionat în raport cu timpul.

Rolul filtrului trece jos FTJ este de a repara semnalul în banda de bază.Circuitul de decizie permite recuperarea secvenţei de date din semnalul

obţinut la ieşirea filtrului trece jos.Semnalul Y(t) de la ieşirea modulatorului MF este de forma:

31

unde:● A – reprezintă amplitudinea purtătoarei;

● =2π - reprezintă pulsaţia purtătoarei;

● faza la momentul ;

● - factorul de conversie care leagă deviaţia de frecvenţă de tensiunea semnalului în banda de bază.

III.2. Modulatoare FSK

Metodele de obţinere a semnalului FSK se clasifică în:1. Metode analogice – când semnalul FSK este obţinut fie cu purtătoare sinusoidală, fie cu purtătoare rectangulară sau triunghiulară,care pot fi transformate în semnale FSK cu purtătoare sinusoidală prin filtrare şi respectiv cu ajutorul unor circuite de conversie cu caracteristici neliniare.2. Metode digitale – când semnalul se obţine fie cu purtătoare rectangulară, fie direct cu purtătoare sinusoidală.

Primele tipuri de modulatoare foloseau pentru generarea semnalului FSK cu continuitate de fază un singur oscilator comandat în tensiune, a cărui frecvenţă era modificată acţionând asupra unui element ce determină frecvenţa de oscilaţie.

III.3. Modulatoare FSK digitale

Acest tip de modulator generează un semnal FSK cu purtătoare dreptunghiulară plecând de la un tact de frecvenţă mare, de obicei generat de cuarţ, fiind cunoscute şi ca modulatoare cu comandă indirectă. Aceste modulatoare au avantajul unei stabilităţi foarte bune în frecvenţă.

O primă schemă cu generatoare independente este prezentată în figura III.3.1.

32

Dezavantajul acestei scheme este că se obţine un semnal cu discontinuitate de fază cu spectru neadecvat. Pentru eliminarea discontinuităţii de fază se recurge la o generare a semnalelor pe multipli ai frecvenţelor de semnalizare ( ) şi ( ) urmate de o divizare prin (n) pe calea comună (Vezi figura III.3.2.).

Astfel eroarea de fază se micşorează de (n) ori saltul maxim de fază (+) sau (-) 180°/n. În plus trebuie ca frecvenţele de bit să se obţină prin divizări de acelaşi semnal de tact.

Fie: ; ; , unde m este cel mai mare divizor comun a lui şi .

Schema obţinută est prezentată în figura III.3.3.

33

Plecând de la un generator cu frecvenţa:,

obţinem prin divizare frecvenţele . Condiţia impusă este că atât divizarea prin cât şi prin să dea o undă de formă simetrică.

Pentru aceasta se poate lua de la:

,şi să se divizeze semnalul FSK prin 2.

Pentru obţinerea unui semnal cu continuitate de fază se poate folosi în locul celor două divizoare un singur divizor programabil prin “n” sau “(n+1)” comandat de un semnal de date.

O realizare practică a schemei de mai sus este reprezentată în figura III.3.5., pentru cazul n=4 şi n=5.

34

Cele două divizoare prin “n” şi prin “(n+1)” sunt implementate cu două registre de deplasare legate şi iniţializate cu (1) în prima celulă şi (0) în celălalte. La douăzeci de perioade de tact se obţine o singură dată situaţia când primele celule din cele două registre conţin (1) ceea ce înseamnă că la ieşire obţinem semnalul de frecvenţă cu coeficient de umplere 1/5 şi ¼.

Semnalul FFSK obţinut prin divizarea cu doi a semnalului FSK este simetric.

III.4. Principiul demodulatorului digital FSK

Datorită similitudinilor existente între diferite tehnici de modulaţie digitală cu cea de amplitudine, majoritatea demodulatoarelor se implementează pe principiul demodulării coerente (sincrone) de fază sau necoerente, cu detector de anvelopă (DA).

În afara circuitelor de demodulare analogică, sunt necesare diverse blocuri de filtrare, de sincronizare (de purtătoare, de bit, de simbol) şi de decizie (eşantionare, cuantizare) folosind comparatoare de prag, decodare zecimal/binară.

În cazul semnalului FSK, prin filtrare trece bandă se poate separa o componentă de tip ASK unipolară după care se poate utiliza o schemă de demodulare de amplitudine (fig. III.4.a; fig. III.4.b).

Pentru performanţe superioare, se pot demodula toate componentele ASK ale semnalului FSK, folosind un singur bloc de decizie multiplă.

35

CAPITOLUL IV

Modulatorul FSK

IV.1. Generalităţi de proiectare

Modulaţia de frecvenţă este foarte des utilizată în transmisiile de date de mică şi medie putere datorită unor facilităţi de care trebuie să ţinem seama:

- generarea simplă a semnalului FSK;- implementarea uşoară a modulatorului şi a demodulatorului;- realizarea unor performanţe foarte bune cu ajutorul unor echipamente de

complexitate medie.O schemă de modulator – demodulator FSK, la ieşirea căruia formele de

undă sunt generate numeric, este prezentată în figura IV.1.1.

În cazul cel mai întâlnit, al modulatorului binar, pentru semnalul FSK se asociază două frecvenţe de valori diferite şi corespunzătoare biţilor semnalului de date respectiv.

Valorile respective a celor două frecvenţe sunt evident diferite, dar nu contează care este mai mare şi care este mai mică. Aceste frecvenţe trebuie cunoscute doar pentru implementarea codoarelor şi a decodoarelor. În general frecvenţa corespunzătoare bitului “0” este luată mai mare decât frecvenţa corespunzătoare bitului “1” ( ).

36

IV.2. Modulator FSK binar

Se va proiecta un modulator FSK binar ce va funcţiona la următorii parametri:- tensiunea de alimentare: U = 13V;- frecvenţele asociate celor 2 biţi: = 1850 Hz pentru bitul de valoare 1 logic; = 2025 Hz pentru bitul de valoare 0 logic.- frecvenţa de bit: = 300Hz.- toleranţa maximă admisă pentru divizoarele de frecvenţă este mai mică decât 0,5%.

Ţinând cont de cele considerate anterior putem defini în continuare:- frecvenţa purtătoare (pentru modelul FSK binar):

- deviaţia de frecvenţă:

- indicele de modulaţie:

În concluzie, semnalul va avea frecvenţa centrală de 1925Hz cu o deviaţie de 100Hz şi cu indicele de modulaţie de 0,66.

Frecvenţa oscilatorului cu cuarţ se consideră astfel încât valorile reale ale frecvenţelor, comparativ cu cele teoretice să nu difere prea mult (să se încadreze în limitele de toleranţă).

Se alege un cuarţ cu frecvenţa normalizată la .Se alocă valoarea 30 factorului de divizare (K = 30). Acesta reprezintă

numărul de eşantioane pe o perioadă a eşantionului.

37

Se verifică alegerea frecvenţei de tact în conformitate cu cerinţele impuse de datele de proiectare.

K = 30

Prin aproximare la valoarea întreagă :

= 91 = 82

În acest moment se pot determina valorile reale ale celor două frecvenţe şi (notăm şi ):

Erorile de frecvenţă care vor apare, calculate procentual sunt:

Din calcule rezultă că aceste erori sunt mai mici decât toleranţa impusă de 0,5%, astfel condiţia este îndeplinită.

Schema oscilatorului cu cuarţ este prezentată în figura IV.2.1.

38

În această schemă, cuarţul este folosit ca element determinant al frecvenţei de oscilaţie cât şi ca parte a filtrului trece jos de la ieşirea generatorului. În acest mod zgomotul nu depăşeşte o limită a benzii de 100Hz, îmbunătăţindu-se astfel raportul semnal/zgomot, iar armonicile sunt extrem de atenuate.

39

Schema prezintă o bună stabilitate a frecvenţei de oscilaţie, rămânând neschimbată în cazul cuplării unei sarcini de impedanţă mică.

Prin modificarea valorii condensatorului C se realizează reglajul stabilităţii oscilaţiilor.

Bucla de reacţie în care intră şi tranzistorul asigură stabilirea punctului de funcţionare.

IV.2.1. Numărătorul programabil

Funcţia numărătorului programabil este cea a unui divizor de frecvenţă. Programându-l corespunzător, la ieşirea lui vom obţine frecvenţele miltiple de k ale frecvenţelor şi .

Pentru scrierea ecuaţiei resetului numărătorului realizat cu circuite basculante bistabile de tip D se realizează transformarea zecimal-binară a valorii factorilor de divizare şi .

se mai poate scrie ca , iar resetul total este:

Se poate spune că numărătorul programabil divizează frecvenţa de tact cu 91 pentru toţi biţii de valoare “0” logic şi cu 82 pentru biţii cu valoarea “1” logic din semnalul de date.

Schema bloc a numărătorului programabil este dată în figura IV.2.1.1.

IV.2.2 Divizorul cu M

M este dat de relaţia:

,

unde:

40

Divizarea cu 16,7 KHz a frecvenţei oscilatorului se poate face ca în cazul precedent, cu numărătoare binare, însă această soluţie prezintă dezavantajul unui tact mult întârziat de cel iniţial, ceea ce duce la erori de demodulare.

41

IV.2.3. Divizorul cu k

Schema divizorului cu k a PROM-ului şi a convertorului digital analogic este prezentată în figura IV.2.3.1.

Valoarea binară a lui k este:

Schema divizorului cu k prezentată anterior este valabilă atât pentru modulatorul FSK ternar (cu trei frecvenţe ) cât şi pentru modulatorul FSK cuaternal (cu patru frecvenţe ).

42

IV.3. Modulatorul FSK ternar

Modulatorul FSK ternar lucrează cu trei frecvenţe (date mai jos) şi va avea aceeaşi tensiune de alimentare de 15V şi aceeaşi frecvenţă de debit şi de tact:

Ceilalţi parametri vor fi determinaţi în continuare:= 1825 Hz= 2025 Hz= 2225 Hz

Frecvenţa putătoare va fi:

Deviaţia de frecvenţă:

Indicele de modulaţie:

În concluzie semnalul va avea frecvenţa centrală de 2025Hz, cu o deviaţie de 200 Hz, cu indicele de modulaţie 1,33.- Frecvenţa de tact: - Factorul de divizare: k = 30.

Prin aproximare avem factorii de divizare:

Valorile reale în acest caz, vor fi:

43

Erorile de frecvenţă ce vor apărea sunt:

Condiţia este împlinită şi de această dată, erorile fiind mai mici decât 0,5%. Schema oscilatorului cu cuarţ în această situaţie este identică cu cea din figura IV.2.1.

IV.3.1. Numărătorul programabil

Circuitul acestuia este diferit de cel de la modulatorul FSK binar. După programarea adecvată la ieşirea lui se vor obţine semnale cu frecvenţe multiple de k ale frecvenţelor de lucru , , .

Factorii de divizare în formă binară sunt:

Forma resetului general va fi:

Tabelul de alocare a frecvenţelor:

44

Schema modulatorului programabil este prezentată în figura IV.3.1.

1 1 1

0 1

0

1 0 0

0 0 1

45

46

IV.4. Modulatorul FSK cuaternar

Modulatorul FSK cuaternar foloseşte patru frecvenţe de lucru , , , , iar parametrii de proiectare necesari sunt daţi în continuare:- tensiunea de alimentare: 15V;- frecvenţa de bit: = 300 Hz;- frecvenţa de tact: = 5 MHz;- toleranţa maximă admisă trebuie să fie mai mare decât 0,5%.

Cele patru frecvenţe sunt:

În funcţie de valorile acestor frecvenţe se vor calcula ceilalţi parametrii necesari proiectării:

- frecvenţa purtătoare :

- deviaţia de frecvenţă:

- indicele de modulaţie , :

După cum s-a observat şi din calcule, frecvenţa purtătoare în cazul modulatorului FSK cuaternal va avea valoarea de 2125 Hz, cu o deviaţie de ±100Hz şi de ±300Hz cu indicele de modulaţie = 0,66, respectiv = 2.

Frecvenţa de tact a oscilatorului cu cuarţ este: = 5 MHz.

47

Valorile reale ale frecvenţei în acest caz vor fi:

Erorile de frecvenţă ce vor apărea vor fi:

Valorile binare ale factorilor de divizare vor fi:

48

Resetul general al numărătorului este:

Schema din figura IV.4.2. este valabilă pentru modulatorul FSK binar, modulatorul FSK terţiar şi modulatorul FSK cuaternal.

Această schemă reprezintă circuitul divizorului cu k, a PROM-ului şi a convertorului digital analogic.

49

Adoptăm şi frecvenţa de tăiere a FTJ ( ) de 3,5 KHz ().

50

Lista de componente utilizate în blocurile funcţionale:

- 1 cuarţ tip HC cu frecvenţe normalizate ;- bistabili de tip D : 1/4 4012;- porţi inversoare: 1/6 4069;- porţi ŞI: 1/4 4081, 1/3 4073, 1/2 4082;- porţi SAU: 1/4 4071;- numărătoare: MMC 4019 CDB 493E;- memorie PROM: 74188 (32x8 biţi);- convertorul: β DAC 08;- amplificator: OP – 17F;- circuit integrat: LN 0070;- condensatoare variabile din seria CT;- condensatoare variabile nominale corespunzătoare de tip PMP;- rezistoare semireglabile de serie P;- rezistoare de uz general seria RBC;- opţional, (pentru una din schemele de oscilatoare) tranzistor 2N918.

51

CAPITOLUL V

SIMULĂRI PSpice

Tehnicile digitale de modulaţie ASK (sinus), ASK (cosinus), BPSK, FSK şi QAM au fost simulate cu ajutorul programului PSpice, în fişierul MOD_DIG1.CIR.

Tot cu ajutorul programului PSpice a fost simulat modemul V.22 bis în standardul CCITT, în variantă semiduplex şi în variantă duplex în fişierul modem V.22.CIR, respectiv duplex 22.CIR.

V.1. Simularea principalelor tehnici de modulaţie

Prin simulările realizate în fişierul Mod_dig1.CIR s-a dorit prezentarea principalelor tehnici de modulaţie digitală şi urmărirea caracteristicilor esenţiale specifice fiecărei tehnici în parte, după cum urmează:a) Simulare modulaţie ASK (cosinus)

În figura V.1.1. sunt vizualizate formele de undă ale semnalului de date de la intrare în modulator V(1) şi de la ieşirea din modulator V(3).

V(1) – este semnal de date în banda de bază;V(3) – semnal modulat ASK.

Din analiza FOURIER (fig. V.1.2.) se observă prezenţa purtătoarei în spectru, la valoarea de 20 MHz.b) Simularea modulaţiei BPSK

În figura V.1.3. sunt vizualizate tensiunile V(1) şi V(4).V(1) – semnale de dateV(4) – semnal modulat BPSKObservaţii referitoare la semnalul din modul 4:

- prezintă anvelopă constantă ± 5V, ceea ce înseamnă că nu admite detecţie de anvelopă şi că necesită demodulare sincronă;

52

- apar salturi de fază de 180° la schimbarea bitului (0→1) (1→0) din semnalul de date;- din analiza FOURIER, figura V.1.4., se observă că purtătoarea este suprimată, deci la recepţie este necesară refacerea purtătoarei ce se poate face prin metode neliniare.

c) Simularea modulaţiei BFS

În figura V.1.5. sunt reprezentate tensiunile V(1) şi V(5).V(1) – semnal de date;V(5) – semnal modulat BFSK.Observaţii:

- semnalul modulat V(5) are anvelopă constantă ceea ce îl face util pentru sistemele cu putere de transmisie limitată (cum ar fi terminalele mobile) ce necesită eficienţă mare de utilizare a puterii;- semnalul modulat BFSK prezintă variaţii de frecvenţă la schimbarea bitului.

În urma analizei FOURIER se constată existenţa a două spectre cu frecvenţe purtătoare proprii pe 10 MHz şi respectiv 20 MHz corespunzătoare bitului 1 şi respectiv bitului 0.

Pe domeniul de frecvenţă cuprins între cele două spectre apare o suprapunere spectrală, însă nivelul mic al semnalelor din aceste domenii face ca suprapunerea să nu fie deranjantă.d) Simularea modulaţiei QAM

Se vizualizează în figura V.1.7. tensiunile V(1), V(2), V(6).V(1) şi V(2) – semnale de date;V(6) – semnal modulat QAM. Aceasta din urmă prezintă anvelopă constantă şi salturi de fază la

schimbarea bitului unuia din cele două semnale de date V(1) şi V(2).Salturile de fază vor fi explicitate cu ajutorul figurilor V.1.7.1. (a şi b).În urma analizei FOURIER se observă că există un spectru unic centrat pe

frecvenţa de 20 MHz, purtătoarea fiind suprimată.Semnalul modulat 4QAM nu necesită bandă suplimentară pentru

transmisie deşi viteza este dublă faţă de BPSK. Această modulaţie prezintă o eficienţă ridicată (se transmit doi biţi în aceeaşi bandă).

53

V.2. Simularea modem-ului V.22.bis din standard CCITT

Simularea modem-ului V.22.bis în variantă duplex se realizează cu ajutorul fişierul Duplex22.CIR.

Modem-ul V.22.bis lucrează cu viteza de 2400 bps; foloseşte linia telefonică cu banda canalului vocal 300 – 3400 şi modulaţia digitală 4-QAM.

Sunt vizualizate în figura V.2.1. tensiunile V(1), V(6), V(8) ce reprezintă:V(1) – semnal de date la intrarea modem-ului;V(6) – semnal demodulat doar în două celule ce va fi prelucrat în

continuare şi adus la forma V(8).În figura V.2.2. este vizualizat al doilea semnal de date de la intrare

(V(2)); V(7) ce reprezintă semnalul de ieşire din modem, demodulat doar în două celule, prelucrat în continuare şi adus în continuare şi adus la forma V(9).

Varianta semiduplex a modem-ului V.22.bis este simulată de fişierul Modem22.CIR.

Au fost vizualizate semnalele V(1), V(4) în figura V.2.3. în V(2), V(5) în figura V.2.4. ce reprezintă:

V(1) – primul semnal de date;V(2) – al doilea semnal de date;V(4) – semnalul de ieşire demodulat “pe jumătate”;V(5) – semnalul de ieşire din modem.S-a realizat şi o analiză Fourier, în urma căreia se observă benzile laterale

ale spectrului semnalului de ieşire din modulator. spectrul este centrat pe frecvenţa de 3400 Hz, purtătoarea fiind suprimată.

54

La simularea modem-ului V.22.bis s-a dorit prezentarea în principal a părţii de demodulare în fazele realizării ei, tehnicile de modulaţie fiind prezentate anterior.

Fişierele mod_dig.cir, modemV22.cir, duplex22.cir şi formele de undă aferente simulărilor PSpice sunt prezentate în Anexa 1, Anexa 2 şi respectiv Anexa 3.

MOD_DIG1.cir* PROGRAM MODULATII DIGITALE*SURSA DE DATEU1 STIM(2,11) 100 0 1 2 IO_STM TIMESTEP=1us+0C 00+1.ABEL=LA+1C 10+2C 10+3C 01+4C 11+5C 00+6C 11+7C 11+8C 10+9C 00+10C 11+11C 10+12C 00+13C 01+14C 11+15C 00+16C GOTO LA -1 TIMES.SUBCKT MODASKS 1 2 PARAMS:A=1 F=20MEG PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*SIN(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODASKC 1 2 PARAMS:A=1 F=20MEG PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*COS(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODBPSK 1 2 PARAMS:A=1 F=20MEG PI=3.14E2 2 0 VALUE={A*(2*V(1)-5)*SIN(2*PI*F*TIME)}R2 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODFSK 1 2 PARAMS:A=1 F=15MEG PI=3.14 DF=-1MEGE1 2 0 VALUE={A*SIN(2*PI*(F+DF*(2*V(1)-5))*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODQAM 1 2 3 PARAMS:A=1 F=20MEG PI=3.14E4 3 0 VALUE={A*(V(1)*2-5)*COS(2*PI*F*TIME)+A*(V(2)*-5)*SIN(2*PI*F*TIME)}R4 3 0 10MEG.ENDS

* Program principalV1 100 0 5VX1 1 3 MODASKCX2 2 7 MODASKSX3 1 4 MODBPSKX4 1 5 MODFSKX5 1 2 6 MODQAM.LIB C:\msim52\lib\DIG_IO.LIB

55

.LIB C:\msim52\lib\7400.LIB

.TRAN 0.01U 16U 0 2N

.PROBE

.END

modemv22.cir*modem v.22bis semiduplex*2400bps;[300-3400]hz*4-qam:1800hz*SURSA DE DATEU1 STIM(2,11) 100 0 1 2 IO_STM TIMESTEP=833us+0C 00+LABEL=LA+1C 10+2C 10+3C 01+4C 11+5C 00+6C 11+7C 11+8C 10+9C 00+10C 11+11C 10+12C 00+13C 01+14C 11+15C 00+16C GOTO LA -1 TIMES.SUBCKT MODQAM 1 2 3 PARAMS:A=1 F=1800 PI=3.14E4 3 0 VALUE={A*(v(1)*2-5)*COS(2*PI*F*TIME)+A*(V(2)*2-5)*SIN(2*PI*F*TIME)}R4 3 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODASKS 1 2 PARAMS:A=1 F=1800 PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*SIN(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODASKS 1 2 PARAMS:A=1 F=1800 PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*COS(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT FTJ 1 2R 1 2 1KC 2 0 130N.ENDS

*Program principal*Modulator QAMV1 100 0 5VX1 1 2 3 MODQAM*Demodulator QAMX2 3 34 MODASKCX3 34 41 FTJX31 41 4 FTJX4 3 35 MODASKSX5 35 51 FTJX51 51 5 FTJ

.LIB C:\msim52\lib\DIG_IO.LIB

.TRAN 0.1M 10M 0 20U

.PROBE

56

.END

DUPLEX22.CIR*SURSA DE DATEU1 STIM(2,11) 100 0 1 2 IO_STM TIMESTEP=1.7MS+0C 00+LABEL=LA+1C 10+2C 10+3C 01+4C 11+5C 00+6C 11+7C 11+8C 10+9C 00+1OC 11+11C 10+12C 00+13C 01+14C 11+15C 00+16C GOTO LA -1 TIMES.SUBCKT MODASKS1 1 2 PARAMS:A=1 F=1K PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*SIN(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODASKC1 1 2 PARAMS:A=1 F=1K PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*COS(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODASKS2 1 2 PARAMS:A=1 F=2.7K PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*SIN(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODASKC2 1 2 PARAMS:A=1 F=2.7K PI=3.14E1 2 0 VALUE={A*V(1)*COS(2*PI*F*TIME)}R1 2 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODQAM1 1 2 3 PARAMS:A=1 F=1K PI=3.14E4 3 0 VALUE={A*(V(1)*2-5)*COS(2*PI*F*TIME)+A*(V(2)*2-5)*SIN(2*PI*F*TIME)}R4 3 0 10MEG.ENDS.SUBCKT MODQAM2 1 2 3 PARAMS:A=1 F=2.7K PI=3.14E4 3 0 VALUE={A*(V(1)*2-5)*COS(2*PI*F*TIME)+A*(V(2)*2-5)*SIN(2*PI*F*TIME)}R4 3 0 10MEG.ENDS.SUBCKT FTJ 1 2R 1 2 1KC 2 0 0.83uF.ENDS*Program principalV1 100 0 5VX1 1 2 3 MODQAM1X6 1 2 4 MODQAM2X2 3 36 MODASKC1X4 3 37 MODASKS1X7 4 48 MODASKC2

57

X9 4 49 MODASKS2X3 36 61 FTJX31 61 6 FTJX5 37 71 FTJX51 71 7 FTJX8 48 8 FTJX10 49 9 FTJ.LIB C:\msim52\lib\DIG_IO.LIB.TRAN 0.1M 16M 0 50U.PROBE.END

58

Fig. V.1.1

59

▫ V(1) ◦ V(3) Frequency

Fig. V.1.2.

60

Time

Fig. V.1.4.

61

Time

Fig.V.1.6.

62

▫ V(1) ◦ V(5)

Frequency

Fig. V.1.7.

63

Fig. V.2.2.

64

Fig. V.3.1.

65

Time

Fig. V.3.2.

66

Frequency

Fig. V.3.3.

67