Proiect de diplomă Mircea BABA

5/11/2018 Proiect de diplom Mircea BABA - slidepdf.com

http://slidepdf.com/reader/full/proiect-de-diploma-mircea-baba 1/75

PROIECT DE DIPLOMĂ

INTERFAŢAREA LA REŢEA AINVERTOARELOR DE TENSIUNE

CU PWM

Mircea BABA

Coordonator ştiinţific: Prof. Dr. Ing. Nicolae MUNTEAN

TIMIŞOARA

2008

UNIVERSITATEA POLITEHNICA DINTIMIŞOARA

FACULTATEA DE ELECTROTEHNICĂ ŞI

ELECTROENERGETICĂ



UNIVERSITATEA “POLITEHNICA” din TIMIŞOARA Avizat,Facultatea de Electrotehnică şi Electroenergetică CATEDRA MAUE Şef de catedră

PLAN TEMATIC

Pentru proiectul de diplomă

Proiectul de diplomă dat studentului BABA MIRCEA

1. Tema proiectului: Interfaţarea la reţea a invertoarelor de tensiune cu PWM.

2. Termenul de predare a proiectului: iunie 2008; 3. Elementele iniţiale pentru proiect:

- Se vor analiza tipurile de redresoare pentru convertizoarele de frecvenţă;

- Se va simula redresorul reversibil cu PWM şi factor de putere unitar; - Se va pune în funcţiune şi se vor evidenţia formele de undă specifice unui

convertizor de frecvenţă bidirecţional.

4.

Conţinutul notei explicative de calcul (enumerarea problemelor care vor fi rezolvate):Topologii constructive, simulare, determinări experimentale .

5. Enumerarea materialului grafic (cu indicarea precisă a desenelor obligatorii)

Desene explicative înţelegerii textului şi scheme electrice şi electronice specifice.

Rezultatele simulărilor şi formele de undă obţinute în urma testării.

6. Consultaţii pentru proiect (cu indicare a părţilor de proiect pentru care solicită

consultarea) De câte ori este necesar, cel puţin o dată pe săptămână.

7. Data eliberării temei: octombrie 2007

Tema primită pentru îndeplinire

Coordonator ştiinţific,



Cuprins

CAPITOLUL 1 ...................................................................................................................... 4

1. INTRODUCERE ................................................................................................................... 4

CAPITOLUL 2 ...................................................................................................................... 6

2. INVERTOARE DE TENSIUNE CU PWM .......................................................................... 6

CAPITOLUL 3 .................................................................................................................... 14

3. COMANDA INVERTOARELOR TRIFAZATE................................................................ 14

3.1. Metoda subondulării („Sine – PWM”) în invertoare trifazate cu două nivele de tensiune pe ramură ................................................................................................................................. 14

3.2. Modularea în lăţime de puls scalară, în buclă închisă ...................................................... 18

3.3. Modularea în lăţime de puls vectorială („Space - Vector PWM”) ................................... 19

3.4. Modularea în lăţime de puls la invertoare multinivel. Eliminarea componentei omopolare................................................................................... Eroare! Marcaj în document nedefinit.

CAPITOLUL 4 .................................................................................................................... 23

4. INTERFAŢAREA LA REŢEA A INVERTOARELOR DE TENSIUNE CU PWM......... 23

4.1. Regimul deformant ........................................................................................................... 23

4.2. Filtrarea regimului deformant ........................................................................................... 29

4.3. Circuite de redresare din componenţa convertoarelor de frecvenţă.................................. 32

4.3.1. Redresoare cu diode ....................................................................................................... 32

4.3.2. Redresoare cu PWM ...................................................................................................... 36

CAPITOLUL 5 .................................................................................................................... 43

5. PARTEA PRACTICĂ ......................................................................................................... 43

5.1. Descrierea standului experimental .................................................................................... 43

5.2. Descrierea lucrării practice ............................................................................................... 63

BIBLIOGRAFIE ...................................................................................................................... 75



INTRODUCERE

− 4 −

CAPITOLUL 1

1. INTRODUCERE

Convertorul static de frecvenţă (CSF) este un ansamblu format dintr -un redresor şi un

invertor de tensiune cu modulare prin lăţime de puls (PWM). Cele două convertoare sunt

conectate prin intermediul circuitului (intermediar) de tensiune continuă în care se găseşte un

filtru capacitiv sau inductiv-capacitiv (Fig. 1.1).

Fig. 1.1. Structura unui convertor static de frecvenţă.

Redresorul se alimentează de la reţeaua industrială, monofazată sau trifazată, direct

sau prin intermediul unui transformator. Transformatorul poate avea rol de separare

galvanică, de adaptare a nivelului de tensiune sau de alimentare a diverselor configuraţii

speciale de redresoare, caz în care are cel puţin două circuite (înfăşurări) secundare.

La configuraţiile nerecuperative tensiunea continuă din circuitul intermediar nu este

reglată prin intermediul redresorului, motiv pentru care el este în majoritatea cazurilor

necomandat. La nivele energetice ridicate se utilizează redresoare semicomandate, care au

rolul de a limita curenţii de încărcare ai filtrului capacitiv la conectarea convertorului static de

frecvenţă la reţea, după care ele funcţionează fără reglaj.

În cazul convertorului static de frecvenţă recuperativ, redresorul este şi el cu PWM,cu dispozitive de comutaţie complet comandabile.

Invertorul de tensiune reface prin PWM sistemul trifazat, la frecvenţă şi tensiune

variabile utilizând, la rândul lui, dispozitive de putere complet comandabile. El este

responsabil de reglarea parametrilor energiei electrice furnizate sarcinii.

Invertorul poate avea diverse configuraţii funcţie, în principal, de nivelul tensiunii din

circuitul intermediar (joasă sau medie tensiune).

Controlul convertorului static de frecvenţă se realizează exclusiv cu circuite digitale, în care dispozitive de ti p microcontroler, ASIC sau DSP se găsesc în mod curent.

Redresor Invertor

L

CReţea Sarcină



INTRODUCERE

− 5 −

Interfaţa cu utilizatorul se realizează prin panouri de comandă cu afişaj digital (uneori

grafic) şi tastatură pentru programare. Sunt de asemenea disponibile un număr de intrări/ieşiri

digitale şi analogice, de regulă cu funcţiuni programabile.

Pentru intercalarea în sisteme de automatizare sau monitorizare complexe, sistemul de

conducere al convertorului static de frecvenţă are facilităţi de comunicaţie industriale

standard.



2. INVERTOARE DE TENSIUNE CU PWM

− 6 −

CAPITOLUL 2


Invertoarele de tensiune sunt convertoare statice reversibile care realizează conversia

energiei din curent continuu în curent alternativ şi invers, prin alternarea după o anumită

logică a stărilor de conducţie a dispozitivelor electronice de putere din alcătuirea lor. Odată

cu amploarea pe care dezvoltarea electronicii de putere a dat-o utilizării acţionări electrice

reversibile (AER), calitatea formelor de undă sintetizate de către acest tip de convertoare s -a

îmbunătăţit semnificativ în sensul reducerii zgomotului, al conţinutului de armonici din

curentul şi tensiunea aplicate sarcinii, prin dezvoltarea de noi configuraţii şi strategii decomandă a elementelor de comutaţie.

Transformarea energiei din curent continuu în curent alternativ cu ajutorul

invertoarelor are ca scop alimentarea unor sarcini care necesită în funcţionare tensiuni

alternative cu amplitudine şi frecvenţă variabile.

Domeniul de aplicabilitate vizează în special acţionările electrice de curent alternativ

cu maşini electrice cu câmp magnetic învârtitor.

Cea mai simplă configuraţie de invertor (structura monofazată), identică din punct devedere al circuitelor de forţă cu cea a convertorului curent continuu - curent continuu în punte

completă de 4 cadrane este prezentată în Fig. 2.2 [2.1].

Fig. 2.2. Invertorul monofazat în punte completă.

+

_

Vd/2

0

Vd/2

D2 T2

T1

id

B

N

A

D1

D4 T4

T3

v0 = vAB = VAN-vBN

D3

(C)




− 7 −

Circuitele de protecţie pentru dispozitivele de comutaţie nu s-au reprezentat, urmărind

evidenţierea părţii de forţă a invertorului. Spre deosebire de convertorul de curent continuu,

unde referinţa de tensiune este o mărime constantă, comanda invertorului urmăreşte obţinerea

unei tensiuni de ieşire cu o variaţie în timp impusă (de regulă sinusoidală).

Pentru alimentarea unei sarcini trifazate se poate folosi punctul median al tensiunii de

alimentare (în configuraţiile „low-cost”), sau se mai adaugă o ramură cu două elemente de

comutaţie având în paralel diodele de fugă corespunzătoare (Fig. 2.3)

Fig. 2.3. Invertorul trifazat.

Comanda invertorului trifazat, aşa cum se va vedea în cele ce urmează, are ca scop

obţinerea unui sistem trifazat de tensiuni sinusoidale la ieşire, odată cu menţinerea curentului

prin sarcină la valori stabilite. Aceste configuraţii de convertoare se pot utiliza la o tensiune a

circuitului de curent continuu limitată astfel încât să fie respectate nivelele de tensiune directe

şi inverse prescrise de producător pentru dispozitivele de comutaţie.

Invertoarele alimentate din reţeaua de medie tensiune, pentru nivele energetice

ridicate, au o configuraţie mai specială faţă de cele clasice [2.2]. În Fig. 2.3 şi Fig. 2.4 sunt

prezentate structurile pe trei nivele, respectiv celulară. Ele generează tensiuni în trepte, care

se suprapun peste strategia de PWM pe care o implementează.

+

_

V d

D 2 T 2

T 1

i d

B

N

A

D 1

D 4 T 4

T 3 D 3

C D 6 T 6

T 5 D 5




− 8 −

Fig. 2.3 Invertorul trifazat pe trei nivele.

Fig. 2.4 Invertorul trifazat cu structură celulară.

Invertorul cu structură celulară are o configuraţie aparte. El se compune dintr -un

număr de invertoare monofazate, conectate în serie (pe fiecare fază) şi alimentate fiecare în

parte dintr-un redresor legat la un circuit secundar dedicat al unui transformator trifazat.

Tensiunea de fază de la ieşire rezultă din suma algebrică a tensiunilor pe care le generează

fiecare celulă.

+

_

Vd

T4

T3

T2

T1

0

CBA

id

T8

T7

T6

T5

T12

T11

T10

T9

D12

D11

D10

D9

D8

D7

D6

D5

D4

D3

D2

D1

D02

D01

D04

D03

D06

D05




− 9 −

Principalele avantaje ale structurilor multinivel sunt:

- Variaţie dv/dt mică a tensiunii de la ieşire, cu efecte pozitive asupra reducerii

solicitărilor suplimentare ale înfăşurărilor maşinii;

- Conţinut redus de armonici, atât la ieşire cât şi în curentul absorbit de la reţea;

- Tensiune de mod comun redusă, sau chiar nulă (pentru PWM adecvată);

- Operează la frecvenţe de comutaţie relativ reduse (în raport cu structurile

clasice).

Principalele dezavantaje ale structurilor multinivel sunt datorate complexităţii

circuitelor de forţă şi comandă:

- Număr mai mare de dispozitive de comutaţie;

- Circuite de alimentare mai complexe;

- Randament energetic mai redus.

Generalizând configuraţiile particulare de la simplu la complex (Fig. 2.5), se poate

obţine o schemă universală (Fig. 2.5.-c.) a circuitului de forţă pentru o ramură a unui invertor.

Fig. 2.5. Configuraţiile unei ramuri pentru un invertor a) cu 2 nivele; b) cu 3 nivele;c) cu n nivele.

Dacă n este numărul de nivele de tensiune, în trepte egale sau inegale [2.2] optenabile

cu ajutorul unei ramuri (faţă de borna cea mai negativă, N , a tensiunilor de alimentare), atunci

între două faze se pot obţine un număr de k nivele de tensiune:

12nk , (2.1)




− 10 −

iar pentru un invertor trifazat numărul p al nivelelor de tensiune rezultă din:

12k p (2.2)

O configuraţie hibridă de invertor pentru medie tensiune, denumită în industrie

„step-up”, este prezentată în Fig. 2.6. Invertorul propriu-zis este alimentat de la joasă

tensiune (0,4kV, sau 0,7kV), ieşirea acestuia fiind filtrată cu un circuit LC (trece jos) şi apoi

aplicată unui transformator ridicător de tensiune. Structura are avantajul simplităţii şi a unui

cost relativ redus pentru puteri sub 1MW, dar încarcă cu energie reactivă suplimentară

invertorul (din cauza filtrului) şi nu permite un control r iguros al motorului electric (din cauza

transformatorului).

F ig. 2.6. Structura „step-up”.

Dispozitivele electronice de comutaţie de putere, utilizate cu precădere la construcţia

invertoarelor de tensiune, sunt tranzistoarele de tip IGBT („Insulate Gate Bipolar

Transistor”). Ele sunt integrate de la una la şase unităţi într -o capsulă (modul), funcţie de

puterile pe care le disipă în funcţionare, Fig. 2.7.

Fig. 2.7. Module de putere cu tranzistoare IGBT.




− 11 −

Structura echivalentă şi simbolul tranzistorului IGBT sunt prezentate în Fig. 2.8.

Fig. 2.8. Structura echivalentă şi simbolul tranzistorului IGBT.

Comanda tranzistoarelor IGBT se realizează cu circuite integrate specializate, sau cu

structuri hibride. Acestea furnizează nivelele de tensiune de comandă G-E necesare

deschiderii/blocării tranzistorului, asigură protecţia acestuia la supracurenţi, supratensiuni şi

supratemperatură şi permit interfaţarea cu circuitele de comandă ierarhic superioare.

Caracteristicile tipice IC(VCE), având ca parametru tensiunea de comandă VGE sunt de

forma celor prezentate în Fig. 2.9, iar regimul dinamic este ilustrat în Fig. 2.10.

Fig. 2.9. Caracteristicile statice ale tranzistorului IGBT.




− 12 −

Fig. 2.10. Caracteristicile dinamice tipice ale tranzistoarelor IGBT.

Producătorii de componente furnizează şi sisteme integrate, numite „Module

inteligente de putere” (IPM – „Intelligent Power Module), în care se regăsesc atât

componentele de forţă cât şi cele de comandă (Fig. 2.11).

Pentru joasă tensiune (400Vc.a.) sunt utilizate tranzistoare IGBT de 1200V. Curenţii

pe element sunt de ordinul sutelor de amperi, la un grad de integrare de şase

dispozitive/capsulă, putând depăşi 1000 A pentru un dispozitiv/capsulă. La curenţi mai mari

se practică dispunerea în paralel fie a mai multor elemente, fie a mai multor invertoare.

Fig. 2.11. Structura internă a unui IPM.




− 13 −

La tensiuni ridicate (medie tensiune) sunt utilizate, pe de-o parte structuri multinivel,

iar pe de altă parte dispozitive capabile să preia în stare blocată aceste potenţiale: IGCT

(„Integrated Gate Commutated Thyristor”), HV-IGBT („High Voltage IGBT”), cu tensiuni de

3,3-6,5kV şi ETO („Emitter Turn-off Thyristor”). Cu aceste dispozitive se poate atinge o

putere de 5MW cu o structură cu trei nivele.

Celelalte elemente de comutaţie de putere, cu istorie mai îndelungată sau mai recentă:

dioda, tiristoarele normale (SCR) sau cu stingere pe poartă (GTO) şi tranzistoarele de tip

MOS sunt utilizate fie în aplicaţii speciale, fie în componenţa convertizoarelor de frecvenţă la

blocurile de redresare sau în sursele în comutaţie ce alimentează diversele subansambluri de

comandă[2.1].

O privire de ansamblu asupra dispozitivelor electronice de putere este oferită de Fig.

2.12, în care sunt prezentate capabilităţile (curent/tensiune) ale acestora.

Fig. 2.12. Capabilităţile diverselor elemente de comutaţie.



3. COMANDA INVERTOARELOR TRIFAZATE

− 14 −

CAPITOLUL 3


Comanda invertoarelor are la bază tehnica modulării prin lăţime de puls (PWM).

După felul în care are loc, PWM poate fi [3.1, 2.1]:

- scalară;

- vectorială;

- în buclă deschisă;

- în buclă închisă.

PWM scalară comandă o singură ramură a invertorului. PWM vectorială priveşteinvertorul ca un ansamblu, cu un număr de stări posibile, care fiecare în parte intervine asupra

sistemului trifazat de tensiuni generat la ieşire.

PWM poate fi generat fără a se controla vreo mărime la ieşire (tensiune, curent, flux,

cuplu etc.); dacă prin traductoare specifice sau estimatoare sunt aduse mărimi de reacţie,

PWM este generat pe baza unei comenzi date de un regulator la care aceste mărimi sunt

prescrise.

Se vor prezenta în continuare, la nivel de principiu, principalele strategii de generare a

PWM pentru diverse structuri ale circuitelor de forţă ale invertoarelor.

3.1. Metoda subondulării („Sine – PWM”) în invertoare trifazate cudouă nivele de tensiune pe ramură

Obţinerea impulsurilor de comandă către dispozitivele de comutaţie prin metoda

subondulării se realizează prin comparaţia a trei semnale modulatoare sinusoidale, defazate între ele cu 120 , de frecvenţă şi amplitudine variabile (vmod1 , vmod2 , vmod3), cu un semnal de

referinţă (vref ), de amplitudine şi frecvenţă constantă [3.3]. Distribuirea acestor impulsuri spre

comenzile celor şase dispozitive de comutaţie este sintetizată în Tabelul. 3.1 în concordanţă

cu formele de undă din Fig. 3.1.

Metoda a fost practic prima utilizată în invertoarele de tensiune, fiind implementată

cu ajutorul circuitelor realizate cu componente discrete sau cu circuite integrate analogice.

Astăzi implementarea sa se realizează exclusiv cu sisteme de tip digital, în care se utilizează

principiul metodei.




− 15 −

Tabelul 3.1. Distribuirea impulsurilor de comandă

Se definesc următoarele mărimi caracteristice:

- coeficientul de modulare în amplitudine:

ref

a

V

V m

mod(3.1.1)

unde: modV este amplitudinea semnalului modulator;

ref V este amplitudinea semnalului triunghiular.

- coeficientul de modulare în frecvenţă:

1 f

f m s

f (3.1.2)

în care f s este frecvenţa semnalului liniar -variabil, iar f 1 este cea a semnaluluimodulator ce determină frecvenţa semnalului (fundamentalei) de la ieşirea invertorului. Cu

cât f s este mai mare în raport cu f 1, cu atât sinteza semnalului modulator la ieşirea din invertor

este mai bună.

Fig. 3.1. Generarea PWM trifazat prin metoda subondulării (S -PWM).

Stare Dispozitive deschise vmoda>vref T1 vmoda<vref T2

vmodb>vref T3 vmodb<vref T4 vmodc>vref T5 vmodc<vref T6

vmod3 vmod1 vmod2 vref

0

Vd

0

vA

vB

Vd

0vA-vB

Vd

0

-Vd

t

t

t

t




− 16 −

Coeficientul de modulare în frecvenţă m f are un rol important în determinarea

conţinutului de armonici din tensiunea de ieşire a invertorului. Dacă alegerea semnalelor

modulatoare este astfel încât m f este impar, în tensiunea de fază apar armonici de ordin impar.

Dacă, în particular, m f este impar şi multiplu de trei, în tensiunile de fază apar armonici de

ordinul 3, care în tensiunea de linie se anulează (ex: m f =21).

Alegerea factorului de modulare în amplitudine ma determină gradul de utilizare al

tensiunii sursei de alimentare V d :

- 1am caracterizează funcţionarea în regim liniar de modulare, în care

amplitudinea fundamentalei tensiunii de fază,1

)( AV , are valoarea:

2)(

1

d

a A

V mV (3.1.3)

Valoarea efectivă, (V AB)1, a fundamentalei tensiunii de linie este:

d ad aa

d

AB V mV mmV

V 612,022

3

2

1

23)( 1 (3.1.4)

- 1am caracterizează regimul de supramodulare. Valoarea maximă a

fundamentalei tensiunii de fază, pentru cazul limită al funcţionării invertorului în undă plină,

este de d V ) / 4( , deci valoarea efectivă a tensiunii de linie rezultă:

d d d AB V V V V 78,06

22

34)(

1 (3.1.5)

Variaţia valorii efective a tensiunii de linie în raport cu factorul de modulare în

amplitudine este redată în Fig. 3.2, iar forma de undă a tensiunii de fază este ilustrată în

Fig. 3.3.




− 17 −

Fig. 3.2. Dependenţa tensiunii efective la ieşirea invertoruluide factorul de modulare în amplitudine.

Fig. 3.3. Forma de undă a tensiunii de fază obţinută prin S – PWM (simulare SPICE).




− 18 −

3.2. Modularea în lăţime de puls scalară, în buclă închisă

Acest mod de comandă se aplică în cazul în care se urmăreşte controlul formei de

undă a unei mărimi la ieşirea invertorului, de exemplu curentul prin sarcină. Principial,

valoarea prescrisă a curentului i* şi cea măsurată i, generează semnalul de eroare ε, care este

prelucrat de către un regulator (Ri), de regulă cu structură PI. Ieşirea regulatorului reprezintă

semnalul modulator care generează PWM prin metoda subondulării, Fig. 3.4 [2.1].

Fig. 3.4. Generator PWM cu regulator liniar de curent (Ri).

Generatorul PWM cu comparator cu histereză este prezentat principial în Fig. 3.5.

Funcţionarea invertorului are loc la frecvenţă variabilă, dictată de mărimea benzii de

histereză h şi de valoarea momentană a erorii ε. Sinteza mărimii prescrise i* la ieşire este cuatât mai bună cu cât intervalul de histereză este mai mic, ceea ce poate conduce la o frecvenţă

de lucru ridicată, care poate depăşi posibilităţile invertorului. Conţinutul de armonici din

curentul de ieşire este relativ mare.

O îmbunătăţire a sistemelor anterior prezentate implică utilizarea bistabilului de tip D

în bucla de curent (Fig. 3.6). Comparatorul furnizează un semnal bipoziţional în funcţie de

semnul erorii care, la fiecare front al tactului (crescător sau descrescător), este trimis spre

ieşirile Q şi Q. Frecvenţa de lucru poate fi mai mică sau egală cu cea a sem nalului de tact,

eroarea fiind dependentă de aceasta.

Fig. 3.5. Generator PWM cu comparator cu histereză.

i*

i

Ri

VLV

COMP

PWM

i*

i

PWM

h/2-h/2




− 19 −

Fig. 3.6. Generator PWM cu bistabil D.

3.3. Modularea în lăţime de puls vectorială („Space - Vector PWM”)

„Space – Vector PWM” (SV-PWM) reprezintă metoda modernă de comandă a

invertoarelor de tensiune trifazate cu modulare prin lăţime de puls.

Pentru structura de invertor prezentată în Fig. 2.2 se consideră schema echivalentă din

Fig. 3.7 [3.3], în care fiecare ramură a fost înlocuită cu un comutator bipoziţional, iar sarcina

reprezintă înfăşurarea statorică a unui motor de inducţie, reprezentată spaţial. Obiectivul SV-

PWM este sinteza, cu ajutorul invertorului, a unei tensiuni pe sarcină, cu componentele medii

de fază )(),(),( t vt vt v Cn Bn An . Valorile medii sunt calculate pe durata T s corespunzătoare

frecvenţei de comutaţie a invertorului f s, motiv pentru care ele sunt exprimate ca funcţii de

timp.

ss f T / 1 (3.3.1)

În raport cu aceste tensiuni şi cu orientarea spaţială a fazelor se defineşte

vectorul de tensiune )(t vs

al invertorului:

3 / 43 / 20)()()()(

j

Cn

j

Bn

j

Anset vet vet vt v

(3.3.2)

i*

i D Q

CLK Q

PWM




− 20 −

Fig. 3.7. Schema echivalentă a invertorului trifazat.

Din Fig. 3.7 se poate scrie:

NnCN Cn Nn BN Bn Nn AN An vvvvvvvvv ;; (3.3.3)

Din (3.3.2) şi (3.3.3), cu 03 / 43 / 20 j j j

eee , )(t vs

se poate scrie funcţie de starea

ramurilor invertorului, „0” sau „1”, când comutatorul este conectat la borna „N”, respectiv la

„+Vd”, pentru care tensiunea faţă de borna N este 0, respectiv V d .

3 / 43 / 20)()()()(

j

CN

j

BN

j

AN set vet vet vt v

(3.3.4)

În Tabelul 3.2 sunt date valorile expresiei (3.3.4), în raport cu starea invertorului, iar

Fig. 3.8 prezintă reprezentarea grafică spaţială a vectorilor de tensiune.

Tabelul 3.2.




− 21 −

În concluzie, invertorul trifazat cu schema din Fig. 3.7 are 8 stări posibile, 6 dintre ele

generatoare de tensiuni nenule care mărginesc 6 sectoare (I - VI) şi 2 generatoare de tensiuni

nule.

Sinteza vectorului de tensiune dorit, )(t vs

, aflat într-un anumit sector, se realizează cuajutorul vectorilor ce delimitează acel sector şi vectorilor „zero”, prin aplicarea lor pe durata

xT s , yT s, respectiv (z/2)T s fiecare (Fig. 3.9):

3131]0[

1)( v yv x zT v yT v xT

T t v

sss

s

s

, (3.3.5)

în care, evident, x + y + z = 1.

.

Fig. 3.8. Vectorii de tensiune corespunzători stărilor invertorului.

Fig. 3.9. Sinteza vectorilor de tensiune pentru SV-PWM.

Din (3.3.5) şi Fig. 3.9. se poate scrie:

)()(ˆ)(3 / 0 j j

d

j

ss ye xeV t eV t v s

(3.3.6)




− 22 −

Valorile lui x şi y dictează unghiul θ s şi durata relativă a vectorilor „zero”:

y x z 1(3.3.7)

Valoarea maximă a vectorului )(t vs

se obţine pentru z = 0:

d d s V V V 2

3)6 / cos()ˆ( max , (3.3.8)

Locul geometric al vârfului vectoruluimax)ˆ( sV descrie cercul desenat cu linie punctată

în Fig. 3.9.

Valoarea maximă a tensiunii de fază se determină din:

3)ˆ(

3

2)ˆ(

maxmax

d

s A

V V V (3.3.9)



4. INTERFAŢAREA LA REŢEA A INVERTOARELOR DE TENSIUNE CU PWM

− 23 −

CAPITOLUL 4

4. INTERFAŢAREA LA REŢEA A INVERTOARELOR DE TENSIUNE

CU PWM

4.1. Regimul deformant

Convertoarele statice de frecvenţă sunt conectate la reţea prin intermediul

redresoarelor. Nivelul armonicilor introdus în reţea de către acestea este strâns legat de

configuraţia implementată.

Înainte de a aborda această problemă, sunt aduse în discuţie câteva noţiuni de bazălegate de regimul deformant pe care electronica de putere, consumator tipic neliniar, îl

generează.

Pentru un consumator electric oarecare se defineşte ca regim deformant cazul în care

tensiunea la borne şi/sau curentul absorbit, sunt nesinusoidale.

In general, o mărime deformată conţine o componentă fundamentală, dominantă, peste

care se suprapun armonici superioare, de diferite frecvenţe şi cu amplitudini mai mici decât cea a

fundamentalei.

Situaţia generală este atunci când, atât tensiunea cât şi curentul, sunt nesinusoidale:

)sin( t V +V =v(t)m

1=

0 (4.1.1)

1

)sin( t I + I =i(t)m0 (4.1.2)

In regim deformant se definesc:

1. Puterea aparentă, S [VA]:

)+)( I I V +V (=VI =S 2

0=

0

1=

0 (4.1.3)

2. Puterea activă, P [W]:

v(t)i(t)dt T

1 = p(t)dt

T

1 =P

T

0

T

0

(4.1.4)




− 24 −

1

00cos I V + I V =P (4.1.5)

3. Puterea reactivă, Q [Var]:

sin I V =Q1=

(4.1.6)

4. Puterea deformantă, D [Vad]:

Q-P-S= D222 (4.1.7)

5. Puterea complementară, PC [VA]:

D+Q=P22

C (4.1.8)6. Factorul de putere, PF (“Power Factor”):

S

P =PF (4.1.9)

Factorul de putere PF indică eficienţa cu care consumatorul utilizează puterea aparentă

furnizată de reţea. Ideal, factorul de putere ar trebui să fie PF = 1 pentru ca în reţea curentul şi

implicit pierderile să fie minime.

Prezintă interes cazul, frecvent întâlnit în practică în care tensiunea este sinusoidală şi

curentul este deformat:

)+t (V =u(t) m sin (2.4.3.10) (4.1.10)

1

)sin( t I + I =i(t)m0 (4.1.11)

Aceasta este situaţia alimentării unui consumator deformant de la o reţea puternică de

tensiune sinusoidală (reţeaua industrială); un exemplu este redresorul clasic alimentat de la reţea.

Puterile activă şi reactivă se transmit doar prin intermediul fundamentalei curentului iar

cea deformantă prin intermediul reziduului deformant:

11cosVI =P (4.1.12)

11

sinVI =Q (4.1.13)




− 25 −

VI =...)+ I + I + I (V = I V = D d 24

23

22

222

2=

(4.1.14)

în care I d este valoarea efectivă a curentului rezidual deformant.

Factorul de putere este definit prin:

DPF I

I =

I

I =

VI

VI =PF

1

1

111cos

cos(4.1.15)

în care DPF = cos 1 este factorul de putere al fundamentalei (“Displacement Power

Factor”). Distorsiuni puternice în forma de undă a curentului determină scăderea lui I1 şi astfel

reducerea factorului de putere.

Dacă THDi este factorul de distorsiune armonică în curent:

I

I =

I

I =THD 2

1

2

2=1

d i , (4.1.16)

atunci factorul de putere al consumatorului este:

THD+1

DPF

=FP 2i (4.1.17)

Se analizează în continuare cazul în care un consumator deformant se alimentează în

acelaşi punct cu alţi consumatori nedeformanţi, conform schemei din Fig. 4.1.

Fig. 4.1. Consumatorul deformant.




− 26 −

Datorită impedanţei reţelei Z r = Rr +jωLr diferită de zero, distorsiunile prezente în

forma de undă a curentului au ca efect deformarea undei tensiunii în nodul A, unde apar

armonicile în tensiune:

I ) L+ R(=V r r , (4.1.18)

a căror mărime procentuală, raportată la valoarea efectivă a fundamentalei V, este:

100 I

I =100

V

V =V

sc

[%] (4.1.19)

în care I sc = V/Z r este curentul de scurtcircuit al reţelei în nodul A şi Z r = ωLr

impedanţa reţelei (obţinută cu Rr << ωLr ).

Astf el, consumatorii nedeformanţi conectaţi în nodul A sunt “încărcaţi”, prin

intermediul armonicilor de tensiune, cu o putere deformantă pe care nu o consumă.

Consumatorul deformant determină reducerea calităţii puterii vehiculate şi poate produce

funcţionarea incorectă a altor consumatori şi a reţelei.

Principalele efecte negative care apar în acest fel sunt:

- creşterea pierderilor în reţea ca urmare a creşterii valorii efective a curentului

deformant (Fig. 4.2) [4.1];

Fig. 4.2. Creşterea valorii efective a curentului ( ---- ) şi a pierderilor ( ) funcţie de factorul dedistorsiune.




− 27 −

- mărirea puterii aparente a receptoarelor datorită deformării tensiunii, deci

reducerea randamentului şi a factorului de putere. Din acest motiv puterea aparentă a

transformatorului din care se alimentează un consumator deformant trebuie

supradimensionată cu factorul k calculat pe baza relaţiei [4.1]:

40

2

26,1)(1,01 T k , (4.1.20)

unde 1 / I I T , astfel încât noua putere aparentă va fi:

kSS' (4.1.21)

- rezonanţe accidentale datorate în special instalaţiilor pentru compensarea factorului

de putere. Astfel, utilizându-se simple baterii, acestea pot să creeze fenomene periculoase în

prezenţa regimului deformant.

În lipsa oricăror elemente capacitive în circuit, impedanţa reţelei de alimentare are

caracter inductiv. Aproximând acest lucru şi la nivelul armonicilor, putem trasa variaţia

teoretică a impedanţei reţelei, Z , sub forma unei drepte definită simplu, 1 X Z , unde X1 reprezintă reactanţa la frecvenţa fundamentalei, iar este ordinul armonicii (Fig. 4.3) [4.2].

În practică acest lucru nu este valabil datorită capacităţilor parazite ale cablurilor, sarcinilor

etc. şi în special atunci când în circuit se conectează condensatoare de compensare, având ca

efect apariţia rezonanţelor, prima dintre ele între armonica 7 şi 13. Astfel, compensând o

putere de cca. 0,6% din puterea de scurtcircuit a reţelei se obţine rezonanţa în jurul armonicii

13, iar pentru 2% se ajunge aproape de 7. Asemenea fenomene amplifică regimul deformant

pe frecvenţa de rezonanţă, armonicile care intră în reţea şi străbat capacităţile generândcurenţi de 3-5 ori mai mari decât cei produşi de consumatorul neliniar.

Evitarea acestor fenomene se poate face aducând frecvenţa de rezonanţă sub armonica

cu ordinul cel mai mic care poate exista în sistem (adică 5), cu ajutorul unor inductivităţi

dispuse în serie cu condensatoarele, astfel calculate încât acest circuit să rezoneze sub 250Hz

(Fig. 4.4). Având în vedere că parametrii reţelei nu pot decât să coboare frecvenţa de

rezonanţă măsura este sigură putându-se uşor implementa.




− 28 −

Fig. 4.3. Impedanţa reţelei, teoretică şi reală (în prezenţa bateriilor de condensatoare), funcţie de frecvenţă.

Fig. 4.4. Mutarea frecvenţei de rezonanţă la bateriile de condensatoare.

Regimul deformant mai poate cauza:

- erori în funcţionarea sistemelor de măsură şi control;

- erori în funcţionarea sistemelor de protecţie;

- perturbaţii electromagnetice datorate armonicilor de frecvenţe înalte;

- interferenţe electromagnetice cu sistemele de telecomunicaţii, cu sistemele

de calcul şi cu alte echipamente care funcţionează la frecvenţe ridicate etc.

teoretic

real

Z

teoretic

realZ




− 29 −

4.2. Filtrarea regimului deformant

Filtrarea armonicilor în domeniul frecvenţelor joase se realizează cu filtre pasive, saucu filtre active realizate cu convertoare statice.

Filtrele pasive, în varianta cea mai simplă, se implementează cu inductanţe dispuse în

serie cu sursa de curent alternativ, sau chiar după redresor, în circuitul intermediar de curent

continuu. Cele mai complexe utilizează circuite RLC acordate, în diverse configuraţii. Rolul

acestor circuite este de a reduce distorsiunile prin devierea armonicilor de curent pe căi de

impedanţă scăzută.

Filtrele de armonici sunt astfel proiectate încât să aibă caracter capacitiv la frecvenţa

fundamentalei, fiind astfel capabile să compenseze un eventual factor de putere inductiv.

Cele mai utilizate configuraţii de filtre, utilizate individual sau combinate, sunt

(Fig. 4.5):

a) b) c) d)

Fig. 4.5. Configuraţii de filtre RLC: a) acordat pe o frecvenţă; b) dublu acordat; c) filtru de bandă largă;d) filtru de bandă largă tip “C”.

- filtre “trece bandă”, acordate pe armonicile de ordin 5, 7, 11, 13 etc.

Ele pot fi acordate pe una sau două frecvenţe;

- filtre de bandă largă, pentru armonici de frecvenţă mare. Un tip special sunt filtrele tip

“C”, care corectează factorul de putere şi evită rezonanţele parazite.

Dimensionarea filtrelor se realizează ţinându-se cont de următoarele cerinţe principale:

- Frecvenţa (frecvenţele) pe care se acordează;

- Factorul de calitate;

- Puterea reactivă a filtrului la frecvenţa fundamentalei şi tensiunea nominală;




− 30 −

Mărimile caracteristice pentru filtrul “trece bandă” din Fig. 4.5. a) sunt:

- Ordinul al armonicii pe care este acordat filtrul (raportat la frecvenţa f1 a

fundamentalei):

C

L

X X

f f

1

(4.2.1)

în care X L şi X C sunt reactanţele inductanţei şi condensatorului.

- Factorul de calitate, Q:

R

X

R

X Q C L

(4.2.2)

- Lăţimea de bandă, B:

Q

f B (4.2.3)

- Puterea reactivă QC la frecvenţa fundamentalei:

)1(2

22

C

C X

V Q , (4.2.4)

unde V este tensiunea de linie nominală.

- Pierderile de putere activă P ale filtrului:

QQP C

1

12 (4.2.5)

Filtrul dublu acordat (Fig. 4.5 b) are funcţionalităţi similare, dar prezintă unele

avantaje: pierderi mai mici, şi impedanţă relativ mică la frecvenţa de rezonanţă paralel. Dacă

f 1 şi f 2 sunt frecvenţele pe care este acordat filtrul,atunci frecvenţa pe care este acordat

circuitul, f m, are valoarea aproximativă:

21 / f f f m ( 4.2.6)

B

Z min

f

min2 Z




− 31 −

Factorul de calitate este:

m Lf

RQ

2(4.2.7)

Filtrul de bandă largă (Fig. 4.5. c), este acordat pe o singură frecvenţă, f n, elementele

pasive R şi L fiind conectate în paralel. Aceasta limitează impedanţa filtrului, la frecvenţe

înalte, la valoarea rezistenţei R. Factorul de calitate, la frecvenţa f este:

Lf

RQ

2(4.2.8)

În filtrul de bandă largă tip “C” s-a înlocuit inductanţa L cu un circuit serie LC

acordat pe frecvenţa fundamentalei, astfel încât, la această frecvenţă rezistenţa R este

scurtcircuitată şi pierderile sunt teoretic nule. Factorul de calitate se calculează tot cu relaţia

(4.2.8).

Filtrarea activă are două configuraţii de bază: serie sau paralel, după modul în care

sunt conectate în raport cu sarcina neliniară (Fig. 4.6 ).

a) b)

Fig. 4.6 . Configuraţiile de bază ale filtrelor active: a) serie; b) paralel.

Din punctul de vedere al structurii circuitului de forţă, un filtru activ are configuraţia

unui invertor cu 2 nivele. Capacitatea din circuitul de curent continuu al invertorului este

utilizată pentru schimbul de putere deformantă.

Filtrul activ paralel (Fig. 4.6. a) acţionează ca o sursă armonică de tensiune,

suprapunând armonicile generate de sarcină, în opoziţie de fază.

Filtrul activ paralel (Fig. 4.6.b) funcţionează în mod similar, dar ca o sursă

deformantă de curent.

În practică se folosesc şi filtre hibride, prin combinarea structurilor pasive cu cele

active cu funcţiuni şi facilităţi funcţie de configuraţie [4.8].




− 32 −

4.3. Circuite de redresare din componenţa convertoarelor de frecvenţă

4.3.1. Redresoare cu diode

Invertoarele de tensiune sunt conectate la reţeaua industrială de curent alternativ prin

intermediul redresoarelor cu filtru inductiv-capacitiv ce furnizează energia electrică în aşa-

numitul circuit intermediar de curent continuu. Funcţie de varianta constructivă, redresoarele

utilizate sunt cu 6, 12 şi 24 de pulsuri.

Ca orice sarcină neliniară redresoarele introduc în reţea armonici de curent de

ordin :

)1(np , (4.3.1.1)

în care p este numărul de pulsuri, iar n = 1, 2, 3,...

Redresoarele alimentate direct de la reţea sunt în punte completă, monofazate la puteri

mici (sub 2,2kW), sau trifazate cu 6 pulsuri, realizate cu diode şi/sau tiristoare (Fig.4.7)

[4.2].

Tiristoarele nu sunt folosite pentru reglajul tensiunii continue. La fel ca şi celelalte

circuite auxiliare prezentate în Fig. 4.7 ele au menirea să faciliteze încărcarea condensatorului

de filtraj fără supracurenţi preluaţi din reţea.

Fig. 4.7. Circuite de redresare cu 6 pulsuri pentru invertoare.




− 33 −

Configuraţia A din Fig. 4.7 foloseşte pentru încărcare o rezistenţă de limitare R, care apoieste scurtcircuitată de un tiristor. În configuraţiile B şi C scurtcircuitarea se realizează cu un

contactor monopolar, respectiv tripolar, iar la D puntea este blocată de tiristoarele dincomponenţa sa până când, printr -o rezistenţă de limitare şi o diodă conectate în serie,

condensatorul ajunge la tensiunea nominală.

Redresarea cu 6 pulsuri prezintă dezavantajul că produce un factor dedistorsiune armonică a curentului relativ mare. Acesta depinde de inductanţa relativă de filtraj

a redresorului, Z% dată de relaţia:

10032

[%] 1

LV

fLI Z , (4.3.1.2)

unde L este valoarea inductanţei, Z r reprezintă impedanţa liniei şi Sk este putereaaparentă de scurtcircuit a reţelei (Fig. 4.8) [4.10].

Fig.4.8. Schema electrică echivalentă de alimentare a unui redresor cu 6 pulsuri.

Impedanţa reţelei Z r se consideră până la punctul comun de conectare PCC

(delimitarea dintre furnizorul de energie electrică şi consumator) şi determină curentul şi

puterea de scurtcircuit în acest punct.

Se defineşte puterea relativă de scurtcircuit, RSC, mărimea relativă ce indică

„puterea” reţelei în raport cu consumatorul. În cazul de faţă:

ck SS RSC / , (4.3.1.3)

unde Sc este puterea aparentă nominală (pe fundamentală) absorbită de la reţea de

către redresorul convertorului.




− 34 −

Pentru o inductanţă relativă de filtraj de 2%, având RSC ca parametru, se prezintă în

Fig. 4.9. conţinutul de armonici şi formele de undă corespunzătoare pentru un redresor cu 6

pulsuri. Se observă nivelul relativ ridicat al armonicilor de ordin 5 şi 7, puternic dependent de

parametrii reţelei.

Fig. 4.9. Conţinutul de armonici al unui redresor cu 6 pulsuri.

Factorul de distorsiune armonică în curent, pentru cazul analizat este prezentat în

Tabelul 4.1 [4.3]:

Tabelul 4.1

RSC THDi

>> 50 51,7%=50 40,0%<15 23,8%

Regimul deformant al curentului distorsionează forma de undă a tensiunii,

astfel încât pentru RSC=20, THDv=10, iar pentru RSC=100, THDv=2.

Un conţinut mai mic de armonici se obţine cu un redresor cu 12 pulsuri, alimentat de

la un transformator cu două secundare, în conexiune Ddy (Fig. 4.10). Prin fazarea sa, această

conexiune anulează practic armonicile cele mai importante, de ordin 5 şi 7, pe care le produc

cele două redresoare. Spectrul armonic al curentului acestui redresor conţine armonicile de

ordin )112( p , conform relaţiei (4.3.1.1).

În Fig. 4.11 se prezintă regimul armonic al curentului absorbit de un redresor cu 12

pulsuri, fără inductanţă de filtraj, pentru RSC=15…25. Factorul total de distorsiune în curent

este THDi = 8,8%, iar cel de tensiune THDv = 6%.

%




− 35 −

Fig. 4.10. Schema electrică de alimentare a unui redresor cu 12 pulsuri.

Fig. 4.11. Conţinutul de armonici al unui redresor cu 12 pulsuri.

Redresoarele cu diode sunt ieftine şi robuste, dar aduc cu ele regimul deformant şi, în

plus, nu sunt capabile să transfere energia înapoi în reţea atunci când aplicaţia o cere. Aceste

dezavantaje sunt posibil de evitat dacă sunt folosite la alimentarea invertoarelor redresoare cu

PWM, cu dispozitive de putere complet comandabile.

%




− 36 −

4.3.2. Redresoare cu PWM

Modelarea curentului absorbit de la reţea în scopul obţinerii unei forme de undă aacestuia cât mai apropiată de sinusoidă şi a unui factor de putere unitar (la fundamentală) se

poate realiza cu ajutorul unui redresor cu PWM, a cărui schemă de principiu este redată în

fig. 4.12 [3.2, 2.1]. El se compune, în varianta sa monofazată, dintr -un redresor necomandat

bialternanţă şi un convertor curent continuu - curent continuu crescător de tensiune.

Funcţionarea unui astfel de convertor are la bază următoarele aspecte:

Fig. 4.12. Redresor monofazat cu PWM.

- tensiunea continuă de la ieşire are o valoare mai mare decât amplitudinea tensiunii

alternative de alimentare, astfel încât convertorul curent continuu-curent continuu ridicător

de tensiune să poată funcţiona continuu;

- curentul este adus la factor de putere unitar (raportat la fundamentală), deci

redresorul emulează o sursă rezistivă (Li = 0).

Modelarea formei de undă a curentului impune utilizarea unui control adecvat (Fig.

4.13). Astfel, mărimea prescrisă Vd* este tensiunea de la ieşire, cu restricţia:

id V V 2*

(4.3.2.1)

unde Vi este valoarea efectivă a tensiunii de alimentare. Aceasta este prelucrată, în

raport cu valoarea măsurată Vd cu ajutorul uni regulator (PI).

Vd T

ii

~ vi

* Is

ic id

vRED vU

iL

L

Cd

_

+

convertor ridicător




− 37 −

Fig. 4.13. Schema bloc a circuitului de comandă.

Ieşirea regulatorului modulează în amplitudine un semnal în fază cu tensiunea de la

intrare în modul, |vi(t)|. Rezultatul obţinut reprezintă referinţa de curent iL*(t), care se

impune a fi realizată prin intermediul convertorului crescător de tensiune, cu ajutorul unui

regulator de curent (cu histereză) ce comandă în final elementul de comutaţie T. Considerând tensiunea la intrare vi = ct. pe durata perioadei de lucru a convertorului T

= ton + toff (T 20ms = perioada corespunzătoare tensiunii reţelei), componenta I , dată de

armonicile superioare ale curentului prin inductanţa L, este:

off

io

on

it

L

vV t

L

v I

(4.3.2.2)

Pentru o amplitudine impusă pentru I , rezultă frecvenţa de comutaţie:

o

ioi

ioi

off on

cV L I

vV v

vV

L I

v

L I t t f

11

(4.3.2.3)

Dacă se menţine frecvenţa de comutaţie constantă, fc = ct., se obţine:

oc

ioi

V L f

vV v I

(4.3.2.4)

In acest caz se poate determina maximul mărimii I :

02

oc

io

i V L f

vV

vd

dI

(4.3.2.5)

care se obţine pentru:

oi V v2

1

(4.3.2.6)

RegulatorPI X

Regulatorde curent

k·|vi(t)| Semnal

commandă

T

V*d

i*L(t

iL măsurat

Vd




− 38 −

Funcţionarea unui redresor cu PWM este caracterizată prin:

- forme de undă cu conţinut redus de armonici la intrare, la factor de putere unitar din

punct de vedere al fundamentalei;

- tensiunea V d din circuitul intermediar poate fi menţinută constantă la variaţii mari

ale tensiunii de alimentare.

La reglajul de curent intervin câteva probleme specifice acestui convertor [4.4].

Astfel, la trecerea prin zero a undei tensiunii de alimentare, apare o distorsionare

necontrolabilă a undei curentului (Fig. 4.14, Fig. 4.15), din cauza faptului că tensiunea relativ

mică disponibilă în această regiune nu este capabilă să genereze curentul prescris.

Distorsiunea curentului la trecerea prin zero este cu atât mai pronunţată cu cât I*i, respectiv L

sunt mai mari. Formele de undă specifice la funcţionarea convertorului cu regulator de curent

cu histereză sunt prezentate în fig. 7.13.

Fig. 4.14. Distorsiunea formei de undă a curentului la trecerea prin zero.

Fig. 4.15. Distorsiunea formei de undă a curentului la trecerea prin zero (det aliul A din figura

precedentă).

ii*

ii

ii, ii*

A ii

vi




− 39 −

Varianta bidirecţională (de 4 cadrane) a unui redresor cu PWM este prezentată

în Fig. 4.16.

Fig. 4.16. Convertor bidirecţional cu factor de putere unitar.

Cu notaţiile din figură se pot scrie relaţiile: Lconvi vvv (4.3.2.7)

dt

di Lv i

i L

(4.3.2.8)

Tensiunii de alimentare vi (considerată sinusoidală) şi fundamentalelor tensiunii vconv

şi a curentului ii li se pot fi asocia fazorii iV , 1convV , respectiv 1i I .

Alegând în mod arbitrariV

ca fazor de referinţă, (

o j

ii eV V 0

), la o frecvenţă a reţelei( )2 / f , se poate scrie:

11 Lconvi V V V (4.3.2.9)

în care:

11 ii L I L jV (4.3.2.10)

deci:

i

convii

L j

V V I

11

(4.3.2.11)

Diagrama fazorială corespunzătoare ecuaţiilor (4.3.2.9) şi (4.3.2.10) este redată în

Fig. 4.17.

vd ii

Li

vconv

vL

vi _+

id

Cd

_

+




− 40 −

Fig. 4.17 . Diagrama fazorială a convertorului bidirecţional.

Cu:sincoscos

111 convii LV I LV

(4.3.2.12)

puterea activă absorbită de convertor din reţea este:

sincos 1

2

1

i

conv

i

iii

V

V

L

V I V P (4.3.2.13)

Puterea reactivă (inductivă în Fig. 2.63), este dată de relaţia:

cos1sin 1

2

1

i

conv

i

iiiV

V

L

V I V Q

(4.3.2.14)

Ţinând seama de faptul că:

cossin11 conviii

V I LV

(4.3.2.15)

Q este suma dintre puterea reactivă absorbită de convertor şi puterea reactivă datorată

inductanţei Li.

Din aceste ecuaţii rezultă că, pentru valori ale tensiunii de alimentare vi şi inductanţei

Li date, P şi Q se modifică controlând amplitudinea şi faza tensiunii vconv1, menţinând

constantă amplitudinea curentului Ii1. In Fig. 4.17 cele două cercuri reprezintă locul

geometric al vârfurilor fazorilor 1convV şi 1i I .

Din diagrama fazorială pot fi extrase două cazuri particulare: funcţionarea

convertorului ca redresor sau ca invertor cu factor de putere unitar din punct de vedere al

fundamentalei (Fig. 4.18). In ambele cazuri se poate scrie:

2

1

2

1 iiiconvI LV V (4.3.2.16)

90o

I i1

Vconv1

VL1

V i




− 41 −

a) b)

Fig. 4.18. Diagrama fazorială la factor de putere unitar a) în regim de redresor; b). în regim deinvertor.

Comanda redresorului este realizată conform schemei de principiu din Fig. 4.19.

Formele de undă specifice, obţinute utilizând un regulator cu histereză, sunt prezentate în Fig.

4.20. Se observă că în acest caz nu mai apare distorsiunea de curent caracteristică

redresorului de 1 cadran.

Fig. 4.19. Blocul de comandă a convertorului bidirecţional.

Fig. 4.20. Tensiunea şi curentul absorbit din reţea prin redresorul bidirecţional.

Vi Ii1

VL

Vconv1

Vi Ii1 VL

Vconv1

RegulatorPI X Regulator

de curent

k·vi(t) Semnal

comandă

PWM i*i

V*d

ii măsurat

Vd

ii

vi




− 42 −

Varianta trifazată a acestui tip de redresor este prezentată în Fig. 4.21. Condiţia din

relaţia (4.3.2.1) devine în acest caz:

Ld V V 634,1 (4.3.2.17)

Fig. 4.21. Redresor trifazat cu PWM.

Curentul în circuitul intermediar este definit prin:

1

1 cos3

d

ii

d V

I V I (4.3.2.18)

care, la factor de putere unitar al fundamentalei, devine:

d

ii

d

V

I V I 1

3(4.3.2.19)

Performanţele redresoarelor cu PWM în ce priveşte regimul deformant sunt sintetizate

în Tabelul 4.2:

Tabelul 4.2.

RSC THDi

>> 50 <4,1%=50 <3%<15 <2,6%

Vd

vL TRS

Li

id

Cd

_

+



5. PARTE A PRACTICĂ

− 43 −

CAPITOLUL 5

5. PARTEA PRACTICĂ

5.1. Simulări

Pentru efectuarea simulărilor s-a utilizat programul de simulare PSIM. În continuare

în Fig. 5.1 şi Fig. 5.2 se prezintă schema redresorului bidirecţional cu PWM şi factor de

putere unitar respectiv schema părţi de comandă a redresorului bidirecţional cu PWM şi

factor de putere unitar. Iar in Fig. 5.3 sunt exemplificate formele de undă rezultate în urma

simulării.

Fig.5.1 Schema redresorului bidirecţional cu PWM şi factor de putere unitar




− 44 −

Fig.5.2 Schema blocului de comandă a redresorului bidirecţional cu PWM şi factor de putere unitar

Fig.5.3 Formele de unda pentru redresorul bidirecţional cu PWM şi factor de putere unitar




− 45 −

Fig.5.4 Formele de unda pentru redresorul bidirecţional cu PWM şi factor de putere unitar în cazul unei căderi de tensiune.

Fig.5.5 Formele de unda pentru redresorul bidirecţional cu PWM şi factor de putere unitar în cazul unei variaţii de sarcină .




− 46 −

5.2. Descrierea standului experimental

Standul experimental este format dintr-o acţionare electrică reversibilă cu convertor

bidirecţional. Care se compune din doua maşini electrice cuplate la arbore, ansamblul de

convertoare statice , calculatorul de programare si control, sursa de alimentare şi elementele

de interconectare.

Maşina electrică de curent continuu cu magneţi permanenţi a funcţionat în regimul de

frână electrica debitând pe o rezistenţă electrica reglabilă şi în regimul de motor fiind

alimentată de la o sursă de tensiune continuă reglabila.

Maşina electrică de inducţie a funcţionat in regimul de motor antrenând maşina

electrica cu colector cu magneţi permanenţi cu care era cuplata la arbore in configuraţie de

frână electrica şi in regimul de generator fiind antrenată de către electrică cu colector cu

magneţi permanenţi. Maşina a fost utilizată in conexiune stea având următorii parametrii:

- Tip: B3-90Sx1,1x1500A ;

- Tensiune: ∆/Y 220/380 [V] ;- Curent: ∆/Y 4.82/2.77 [A] ;

- Putere: 1,1 [KW] ;

- Factor de putere: cosφ 0,79 ;

- Turaţia: 1410 [rpm] ;

- Frecvenţa: 50 [Hz] ;

- Clasă de izolaţie: E ;

- Grad de protecţie: IP 44 ;- Masa: 20 [Kg]

Maşina electrică de inducţie a fost alimentată prin intermediul unui invertor Siemens

din gama Sinamics S 120. Schema electrică a montajului este prezentată în Fig. 5.6 [5.1].




− 47 −

Fig. 5.6 Schema electrică e standului

În continuare vom prezenta blocurile care alcătuiesc convertorul static de frecventă:

Active Line Modules – este un redresor bidirecţional care are rolul de a asigura tensiunea

continua de 600V. În Fig. 5.7 [5.1] se prezintă o vedere de ansamblu a acestui modul.




− 48 −

Fig. 5.7 Vedere de ansamblu al modului de alimentare Active Line Modules




− 49 −

Fig. 5.8 Schema de conectarea a Active Line Modules

Fig. 5.9 Formele de unda pentru Active Line Modules




− 50 −

Smart Line Modules 5 kW with internal air cooling – este un redresor comandat cu

răcire internă cu aer care are rolul de a asigura tensiunea continua de 600V. În Fig. 5.10 [5.1]

se prezintă o vedere de ansamblu a acestui modul.

Fig. 5.10 Vedere de ansamblu al modului de alimentare Smart Line Modules 5 kW



Schema de conexiuni a modului Smart Line Modules 5 kW este prezentată în

Fig. 5.11 [5.1]. În Fig. 5.12 [5.1] se prezintă formele de undă ale tensiuni si curentului pentru

cele două regimuri de funcţionare iar în tabelul 5.1 se prezintă caracteristicile tehnice ale

acestui modul.

Fig. 5.11 Schema de conectarea a Smart Line Modules 5 kW



Fig. 5.12 Formele de unda pentru Smart Line Modules 5 kW

Fig. 5.13 Schema principială a convertorului rezonant




− 53 −

Tabelul 5.1



Control Supply Module – este o sursa de tensiune continua stabilizată care are rolul

de a alimenta celelalte module cu tensiunea de 24V curent continuu. În Fig. 5.14 se

prezintă o vedere de ansamblu a acestui modul [5.1].

Fig.5.14 Vedere de ansamblu al modului de alimentare Control Supply Module




− 55 −

Schema de conexiuni a modului Control Supply Module este prezentată în

Fig. 5.15 [5.1]. Iar în tabelul 5.2 se prezintă caracteristicile tehnice ale acestui modul.

Fig. 5.15 Schema de conectarea a Control Supply Module




− 56 −

Tabelul 5.2

Motor Module – este modulul de invertor care asigură alimentarea motorului acest

modul comunica direct cu unitatea de control prin intermediul unei conexiuni DRIVE-CLiQ.În Fig. 5.16 se prezintă o vedere de ansamblu a acestui modul [5.1].




− 57 −

Fig.5.16 Vedere de ansamblu a modului Motor Module




− 58 −

Schema de conectare a modului este prezentată în Fig. 5.17 iar în tabelul 5.3 sunt

arătate caracteristicile tehnice ale invertorului [5.1].

Fig. 5.17 Schema de conectarea a modului Motor Module




− 59 −

Tabelul 5.3

Control Unit CU320 – este unitatea de control care poate asigura funcţionarea în

buclă închisă sau în buclă deschisă a sistemului. Unitatea de control CU320 este prevăzută cu

un port de comunicaţie de tip Profibus prin intermediul căruia am realizat programarea si

controlul invertorului folosind un calculator. În Fig. 5.18 avem o vedere de ansamblu a

acestui modul iar în Fig. 5.19 o prezentare mai amplă [5.2].




− 60 −

Fig. 5.18 Vedere de ansamblu a modului Control Unit CU320

În tabelul 5.4 sunt prezentate caracteristicile tehnice ale unităţii de control iar in Fig.

5.18 schema de conectare a modului [5.2].

Tabelul 5.4




− 61 −

Fig.5.19 Prezentarea modului Control Unit CU320




− 62 −

Fig. 5.20 Schema de conectarea a modului Control Unit CU320




− 63 −

5.3. Descrierea lucrării practice

Desfăşurarea lucrări practice a cuprins următoarele etape de elaborare: - Amplasarea componentelor şi realizarea conexiunilor dintre dispozitivele

folosite.

- Configurarea si programarea invertorului folosind un calculator.

- Alimentare maşini de inducţie in regimul de motor si efectuarea achiziţiilor de

date.

- Antrenare maşinii de inducţie de către maşina electrică cu colector în regimul

de generator cu recuperare in reţea. - Prelucrarea rezultatelor şi întocmirea graficelor.




− 64 −

Fig.5.21 Circulaţia puteri şi a energiei in regimul de motor

Fig.5.22 Circulaţia puteri şi a energiei in regimul de generator




− 65 −

Fig.5.23 Formele de unda ale redresorului pe Faza A la regimul de gol

Fig.5.24 Formele de unda ale redresorului pe Faza B la regimul de gol

-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

0 10 20 30 40 50 T e n s i u n e [ V ]

C u r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Curent

Tensiune

-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

0 10 20 30 40 50 T e

n s i u n e [ V ]

C u

r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Curent

Tensiune




− 66 −

Fig.5.25 Formele de unda ale redresorului pe Faza C la regimul de gol

Fig.5.26 Formele de unda ale redresorului pentru curenţii la regimul de gol

-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

0 10 20 30 40 50 T e n s i u n e [ V ]

C u r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Curent

Tensiune

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 C u r e n t [ A ]

Timp [mS]

Ia

Ib

Ic




− 67 −

Fig.5.27 Formele de unda ale redresorului pentru tensiuni la regimul de gol

Fig.5.28 Formele de unda ale redresorului pentru regimul de gol

-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 T e n s i u n e [ V ]

Timp [mS]

Ua

Ub

Uc

-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 T e

n s i u n e [ V ]

C u

r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Ia

Ib

Ic

Ua

Ub

Uc




− 68 −

Fig.5.29 Armonicile curentului pentru redresor pentru regimul de gol

Fig.5.30 Formele de unda ale redresorului pentru Faza A pentru regimul de încărcare la 70%

-2000

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

0 10 20 30 40 50

T

e n s i u n e [ V ]

C u r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Curent

Tensiune



Fig.5.31 Formele de unda ale redresorului pentru Faza B pentru regimul de încărcare la 70%

Fig.5.32 Formele de unda ale redresorului pentru Faza C pentru regimul de încărcare la 70%

-2000

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

0 10 20 30 40 50 T e n s i u n e [ V ]

C u r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Curent

Tensiune

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

0 10 20 30 40 50 T e

n s i u n e [ V ]

C u

r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Curent

Tensiune



Fig.5.33Formele de unda ale redresorului pentru curenţii pentru regimul de încărcare la 70%

Fig.5.34 Formele de unda ale redresorului pentru tensiuni pentru regimul de încărcare la 70%

-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 C u r e n t [ A ]

Timp [mS]

Ia

Ib

Ic

-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 T e

n s i u n e [ V ]

Timp [mS]

Ua

Ub

Uc



Fig.5.35 Formele de unda ale redresorului pentru regimul de încărcare la 70%

Fig.5.36Armonicile curentului pentru redresor pentru regimul de încărcare la 70%

-2000

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 T e n s i u n e [ V ]

C u r e n t [ c A ]

Timp [mS]

Ia

Ib

Ic

Ua

Ub

Uc




− 72 −

Fig. 5.37 Vedere de ansamblu a standului experimental.

Fig. 5.38 Convertorul de frecvenţă Siemens SINAMICS S120




− 73 −

Fig. 5.39 Detaliu în timpul achiziţiilor formelor de undă




− 74 −

Concluzii, contribuţii

Lucrarea are trei părţi principale, în care contribuţiile autorului sunt:

1. O analiză bibliografică privind topologiile de convertizoare de frecvenţă cele mai

utilizate în practică: construcţie, componenţă, comandă, interfaţarea cu reţeaua.

2. Simularea funcţionării unui redresor cu PWM din componenţa unui convertizor

bidirecţional: regimurile de redresor şi invertor cu recuperarea energiei în reţea,

formele de undă ale curentului la trecerea din regim de invertor în regim de

redresor, răspunsul la variaţia tensiunii de alimentare, respectiv la variaţia sarcinii.

3. Punerea în funcţiune a unui stand de laborator conţinând un convertizor

bidirecţional cu redresor de tip “Smart Line” comandat printr-o interfaţă profibus

conectată la un calculator industrial de tip “Field PG”, un grup de două maşini

(maşină de inducţie cuplată mecanic cu o maşină de curent continuu cu magneţi permanenţi) şi un analizor de reţea: a fost concepută schema de încadrare a

modulelor componente ale convertizorului, au fost setaţi parametrii şi stabilit

regimul de funcţionare prin intermediul comunicaţiei profibus şi a fost pus în

evidenţă modulul de interfaţare cu reţeaua, funcţionând pe principiu rezonant, au

fost măsurate formele de undă ale tensiunii şi curentului la intrare şi a fost făcută

analiza armonică.



BIBLIOGRAFIE

− 75 −

BIBLIOGRAFIE

[2.1]. N. Muntean, “Convertoare statice”, Editura “POLITEHNICA”, 1998, ISBN

973-9389-12-0;

[2.2]. J. Rodríguez, J.-S. Lai, F. Z. Peng, „Multilevel Inverters: A Survey of

Topologies, Controls and Applications”, IEEE Trans Ind. Electr., vol. 49, no. 4, Aug. 2002,

pp. 724-738;

[3.1]. D. G. Holmes, T. A. Lipo, „Pulse Width Modulation for Power Converters”,

John Wiley New York, 2003

[3.2]. N. Mohan, T. Undeland, W. Robbins, “Power Electronics – Converters,

Applications and Design”, 2nd ed., John Wiley, New York, 1995;

[3.3]. N. Mohan, „First Course on Power Electronics”, 2004 edition, published by

MNPERE www.mnpere.com ;

[4.1].Schneider Electric “Electrical Installation Guide”, 2007, www.electrical-

installation.schneider-electric.com ;

[4.2].N. Granö (project leader), „ABB industrial Manual”, Vallin & Dalholm Tryckeri

AB, 1998;

[4.3]. Siemens AG, „SINAMICS – Ingineering Manual”, version 2.0, Oct. 2006;[4.4]. J. C. Salmon, “Performance of a Single - Phase PWM Boost Rectifier Using a

Hysteresis Current Controller“, EPE Firenze nr. 4, 1991, pag. 4-384 - 4-389;

[5.1]. Siemens AG; A&D MC, “Equipment Manual SINAMICS S120 Booksize

Power Units“, SINAMICS S120, 07/2007, pag. 217 - 354;

[5.2]. Siemens AG; A&D MC, “Equipment Manual SINAMICS S120 Control Units

and additional system components“, SINAMICS S120, 03/2007, pag. 27 - 49;

Proiect de diplomă Mircea BABA

Documents

Transcript of Proiect de diplomă Mircea BABA