Pr Dimitrachi

Coala

Mod Coala Nr. Document Semnat. Data

PROIECT DE AN

Tema: Proectarea amlificatorului de semnal cu puterea în sacină 8W.

Scopul lucrării: Montarea teoretică a unui amplificator de frecvenţă joasă cu tranzistori de putere ridicată.

Date iniţiale pentru proiectare

Nr. Parametrii impuşi Valoarea

1Puterea utilă în sarcină, W

12

2Rezistenţa ohmică a sarcinii, Ω

8

3Frecvenţa limită inferioară (fli) a benzii de frecvenţă

lucrătoare, Hz42

4Frecvenţa limită superioară a benzii de frcvenţă lucrătoare,

kHz32

5 Distorsiunile AF admisibile la frecvenţa limită inferioară, dB -3

6 Distorsiunile AF admisibile la frecvenţa limită superioară, dB -3

7Distorsiunile neliniare admisibile, %

1

8Diapazonul dinamic al semnalului de intrare, dB

3

9FEM a sursei de semnal, mV

6

10Rezistenţa ohmică a sursei de semnal, kΩ

1

11Gama de temperaturi lucrătoare a mediului ambiant

T=-40÷

+40˚C

1

Coala


Cuprins

Capitolul 1. Noţiuni teoretice 1.1. Noţiuni generale despre amplificatoare de semnal de

frecvenţă joasă fără transformator la ieşire ..................................................3

1.2. Schemotehnica amplificatoarelor de putere în două etaje fără transformator la ieşire APFT............................................................................6

Capitolul 2. Calculul amplificatoarelor de frecvenţă joasă fără transformator în două etaje de amplificare în putere

2.1.1. Calculul etajului final contratimp echipat cu tranzistori compuşi în regimul clasa „AB”.................................................................16 2.1.2. Calcularea parametrilor pentru tranzistoarele VT2 şi VT3 din braţele etajului final.............................................................................20

2.2.1.Calculul etajului prefinal monociclu în regimul clasa „A” în cuplare rezistivă cu etajul final..............................................................25

2.3.1. Calculul circuitelor de polarizare şi stabilizare a punctului static defuncţionare a etajelor finale şi prefinale.....................................................29

2.4.1.Calculul coeficienţilor de armonici a etajelor final şi prefinal şi a gradului de reacţie negativă globală necesară în asigurarea factorului de armonici impus.....................................................30

2.5.1.Calculul distorsiunilor de frecvenţă a amplificatoarelor de putere AP cuprins de o reţea de reacţie negativă globală......................................36

2.6.1.Calculul reţelelor de reacţie negativă globală RNG în AP bietaje....................................................................................................38

2.7.1.Calculul factorului de amplificare în tensiune şi a numărului de etaje amplificatoare preliminare necesare........................................................39

2.1.3 Calculul capacităţilor condensatoarelor decuplatoare Cd.ies şi şi a condensatorului de blocaj utilizat în APFJ........................41

2.9.1.Calculul etajului preliminar cu amplificator operaţional ...........................42

Concluzie ...................................................................................................................48Bibliografie................................................................................................................49Anexă.........................................................................................................................50

2

Coala


Capitolul 1

Noţiuni teoretice

1.1 Noţiuni generale despre amplificatoare de semnal de frecvenţă joasă fără transformator la ieşire

În canalele de modulaţie în frecvenţă (în canale postdetectoare) contemporane de emisie şi dispozitivelor radioreceptoare profesionale, dar deasemenea şi în diverse dispozitive de înregistrare, o utilizare foarte largă îşi găsesc ASFJFT de calitate înaltă echipate cu tranzistoare bipolare şi cu tranzistoare cu efect de câmp (TEC), realizate în mod discret, integral sau mixt, cu puteri de ieşire de la zecimi de watt până la 20-50W.

Ele se caracterizează printr-o stabilitate înaltă în regim de curent continuu, stabilitatea coeficientului de amplificare şi a tensiunii semnalului de ieşire, distorsiuni liniare şi neliniare mici (de fază şi frecvenţă), nivel mic al zgomotului propriu, un mare diapazon dinamic şi de asemenea gabarit, masă şi preţ redus.

Caracteristicile înalte ale acestor amplificatoare se asigură prin alegerea soluţiilor optimale ale schemelor electrice şi regimurilor de lucru a etajelor, utilizarea elementelor termodependente şi a reţelelor de reacţie locală şi globală în curent şi tensiune atît după semnal cît şi după alimentare.

ASFJFT se deosebesc de cele cu transformator în general prin particularităţile de construcţie şi calcul a etajelor finale şi prefinale. Aceste deosebiri sînt determinate de conectarea fără transformator a sarcinii externe la tranzistoarele de ieşire ale acestor amplificatoare. Principalele caracteristici ale amplificatoarelor multietaj fără transformator în mare parte sînt determinate anume de proprietăţile etajelor de ieşire.

Schema de structură generală a unui canal de amplificare cu ASFJFT poate fi considerată ca cea arătată în figura a, unde APSFJ- amplificator de putere de semnal de frecvenţă joasă; BRAP- bloc de reglare şi amplificare preventivă.

Numărul total de etaje a amplificatoarelor fără transformator depinde de utilizarea concretă a amplificatorului respectiv.

De remarcat că baza tuturor variantelor posibile de amplificatoare fără transformator o formează amplificatoarele de putere de frecvenţă joasă (APFJ) cu legături galvanice între etaje şi cu legături galvanice sau capacitive cu sarcina externă, cuprinse de o reţea de reacţie negativă globală (RRNG). Anume această RRN în general asigură un nivel înalt al indicilor APFJ.

În raport cu ieşirea RRN se execută paralel, adică în tensiune (în curent continuu şi în curent alternativ), ce este dictat de necesitatea stabilizării tensiunii de ieşire şi de micşorarea rezistenţei de ieşire a APFJ.

În raport cu intrarea RRN se execută paralel sau serie şi depinde de numărul de etaje ale APFJ şi de posibilitatea acestor etaje de a defaza sau nu semnalul amplificat. Numărul de etaje a APFJ în majoritatea cazurilor nu depăşeşte 2-3, deoarece în cazul cuprinderii cu o RRNG a unui număr mai mare de 3 etaje este dificilă asigurarea unei funcţionări stabile a APFJ. Cu toate acestea, trebuie de remarcat că stabilitatea

3

Coala


funcţionării în asemenea cazuri în principiu poate fi asigurată prin conectarea în APFJ a unor circuite speciale de corecţie.

În caz general semnalul sursei cu o tensiune electromotoare Esurs şi cu o impedanţă internă Rg (spre exemplu de la detectorul dispozitivului de radiorecepţie) se aplică la intrarea APFJ printr-un bloc de reglare al volumului şi tembrului semnalului şi al amplificării preventive al acestuia (BRAP). Blocul sus numit permite reglarea şi asigurarea unei puteri necesare a semnalului P

ieş pe sarcina externă Rs a APFJ (spre exemplu un megafon electrodinamic, difuzor, etc.) şi a unei CAF necesară care influenţează tembrul sunetului. BRAP se simplifică până la reglatorul de amplificare (sau complet se exclude dacă acesta nu este prevăzut de sarcina de proiectare).

Pentru amplificatoarele de putere mărită este nevoie de complicat schema etajului final contratimp fără transformator conectând după tranzistorii complementari de putere relativ mică a etajului final, tranzistori de putere mare de structură identică (ambii tranzistori trebuie să fie sau de tip n-p-n, sau p-n-p ). În acest caz fiecare braţ al etajului final va conţine doi tranzistori, iar tot etajul va conţine patru tranzistori. Amplificarea mare în curent şi impedanţa de intrare mare a acestui tip de etaj numit etaj final în contratimp fără transformator pe tranzistori compuşi, permite micşorarea puterii necesare pentru excitarea acestuia şi ca rezultat necesitatea utilizării în etajul prefinal a unui tranzistor de putere mare decade, adică permite utilizarea în etajul prefinal a unui tranzistor de putere redusă.

Etajul prefinal în aceste cazuri se execută în forma unui etaj rezistiv obişnuit în regim clasa „A” cu stabilizare emitor şi conectare galvanică cu etajul final. Mai mult ca atât, în acest caz destul de simplu se rezolvă problema polarizării şi termostabilizării în regim de repaus a tranzistorilor etajului final cu ajutorul termorezistoarelor de stabilizare ce au un coeficient de temperatură negativ sau cu ajutorul diodelor de polarizare.

Utilizarea conectării după CC a tranzistorilor bipolari este determinată de indicii calitativi înalţi ai etajului final (distorsiuni liniare şi neliniare mici, zgomot mic, stabilitatea de amplificare înaltă) ca rezultat al utilizării unei RRN de grad înalt (0,9) caracteristică repetoarelor pe emitor (cu o singură insuficienţă care constă în faptul că amplificarea în tensiune a repetorului pe emitor nu depăşeşte unitatea). Această RRNL măreşte efectul de îmbunătăţire a indicilor APFJ cuprins cu o RRNG.

4

Coala


Legătura tranzistorilor etajului final cu sarcina externă se execută, sau nemijlocit (în acest caz se utilizează o sursă de alimentare bipolară–adică două surse de alimentare identice cu o bornă comună), sau capacitiv (aici se utilizează o singură sursă de alimentare).

În ce priveşte etajele prefinale ale ASFJFT (cît în APFJ, atât şi în BRAP), ele sînt monociclice în regim clasa „A” după schema EC şi CC cu stabilizare emitor, colector, sau mixtă şi cu legătura dintre etaje galvanică sau rezistiv–capacitivă.

După cum a fost menţionat mai sus, amplificatoarele fără transformator pot fi executate în formă discretă, integrată sau hibridă. Axîndu-ne mai mult pe variantele micro-schemelor integrate, totuşi trebuie de remarcat că variantele pe elemente discrete se deosebesc printr-o flexibilitate mare în construcţie ceea ce permite obţinerea unor indici calitativi mult mai înalţi decât în cazul micro-schemelor integrate. Aceasta se explică prin faptul că în variantele pe elemente discrete se reuşeşte alegerea mult mai apropiată după parametri a tranzistorilor compuşi, asigurarea în etaje a unui regim de lucru optimal şi alegerea tranzistorilor de frecvenţă înaltă ce permite utilizarea unei RRN de grad mult mai înalt fără înrăutăţirea stabilităţii de lucru a amplificatorului.

Amănunţit întrebările legate de tehnica circuitelor şi de calculul ASFJFT vor fi analizate în capitolele următoare. Cu toate acestea o atenţie deosebită se acordă APFJ cu două sau trei etaje. De remarcat că tehnica circuitelor şi calculul etajelor de ieşire ale APFJ cu două sau trei etaje în mare majoritate nu se deosebesc.

5

Coala


1.2. Schemotehnica amplificatoarelor de putere în două etaje fără transformator la ieşire APFT

Conectarea directă (sau prin condensator) a sarcinii externe în circuitul de ieşire a elementelor active a amplificatorului permite excluderea din schema etajului final a unei detalii nestandarde –transformatorul de ieşire şi ca urmare lichidarea distorsiunilor de fază, de frecvenţă şi a celor neliniare introduse de el, micşorarea dimensiunilor, a masei, a preţului de cost şi perfecţionarea tehnologiei de producere. Anume prin aceste cauze se explică marele interes faţă de amplificatoarele de frecvenţă joasă fără transformator la ieşire. Însă excluderea din schemă a transformatorului de ieşire creează unele dificultăţi în asigurarea a unei valori optimale a rezistenţei de sarcină a elementului amplificatorului. Conectarea directă (sau prin condensator) a sarcinii externe la amplificatorul fără transformator la ieşire se recomandă doar numai în cazurile când rezistenţa de sarcină impusă a amplificatorului se apropie de valoarea optimală a rezistenţei de sarcină a circuitului de ieşire a elementului amplificator (Rs=Zieş). Această condiţie în amplificatoarele echipate cu tranzistori bipolari poate fi satisfăcută relativ uşor. Se explică aceasta prin faptul, că rezistenţa optimală a circuitului colector a tranzistorilor bipolari la tensiuni de alimentare reduse şi puteri de ieşire medii după valoare este aproape de valorile reale a sarcinii externe, cu care lucrează amplificatorul, valoarea căreia este dată de sarcină la proiectare.

În prezent o utilizare largă o au amplificatoarele cu etaj de ieşire în doi timpi fără transformator şi conectare succesivă a tranzistorilor în curent continuu. Aceste etaje de regulă funcţionează în regimurile economice clasa „B” sau clasa „AB” (în caz de necesitate ele pot fi proiectate şi în regim clasa „A”). Randamentul maxim al circuitului de ieşire a astfel de etaje în regimul clasa „B” este de 78,5% (iar în regimul clasa „A” de doar 50%) ca şi în etajele cu transformator la ieşire, însă randamentul real, de regulă, se dovedeşte a fi mai mare decât a celui cu transformator, care întotdeauna introduce pierderi suplimentare (nu este ideal).

După cum s-a mai menţionat în Capitolul 1, cel mai frecvent sînt utilizate etajele de ieşire în doi timpi fără transformator, braţele cărora sînt conectate cu tranzistori compuşi, adică doi tranzistori de structură diferită (n-p-n şi p-n-p), dar cu parametri identici sau aproape identici şi doi tranzistori de aceeaşi structură (ambii de tip n-p-n sau p-n-p). Principalul avantaj a etajelor finale echipate cu tranzistori compuşi este posibilitatea utilizării în calitate de etaj prefinal a unui etaj rezistiv monociclu cu legătură galvanică (rezistivă, directă, etc.) între ieşirea lui şi etajul final, ce duce la micşorarea numărului de elemente a amplificatorului şi la îmbunătăţirea considerabilă a caracteristicii de amplitudine-frecvenţă(CAF) şi a caracteristicii de fază-frecvenţă (CPF).

În figura 1 este prezentată una din cele mai simple scheme a etajelor finale în contratimp şi prefinal monociclu a unui amplificator de semnal de frecvenţă joasă cu tranzistori compuşi în etajul final, alimentat de două surse de alimentare (sau de o singură sursă de alimentare de tensiune dublă şi cu bornă medie).

6

Coala


Aici tranzistorii de ieşire VT4 şi VT5 sînt de aceeaşi structură, iar tranzistorii VT2 şi VT3 de putere relativ mică sînt complementari. Braţul etajului final pe tranzistorii VT2 şi VT4 prezintă un repetor pe emitor dublat, iar cel pe tranzistorii VT3 şi VT5 – schema dublată cu EC cu o reacţie negativă de 100% paralelă în raport cu ieşirea (după tensiune) şi serie în raport cu intrarea (în circuitul emitor VT3 se aplică toată tensiunea de ieşire a etajului). Parametrii acestor braţe corespund unii altora, deoarece schema dublată în conectare EC cu o reacţie negativă de 100%, paralelă la ieşire (în tensiune) şi serie la intrare, ca şi repetorul pe emitor dublu, se caracterizează prin coincidenţa semnalelor de ieşire şi de intrare după fază, prin impedanţe de ieşire mici, impedanţe de intrare mari şi cu un coeficient de transfer în tensiune aproape unitar. Rezistoarele RE2 şi RE3 conectate între baza şi emitorul tranzistorilor VT2 şi VT3 îmbunătăţesc stabilitatea termică a etajului. Rezistenţa lor se alege de aproximativ (5÷10) ori mai mare ca rezistenţa de intrare în curent alternativ Rint.VT4 şi Rint.VT5 a tranzistorilor VT4 şi VT5 la valoarea maximă a semnalului de intrare. Alegerea acestor rezistenţe de valoare mai mică măreşte stabilitatea termică de regim însăşi micşorează amplificarea din cauza şuntării lor considerabile a circuitelor de intrare a tranzistorilor VT4 şi VT5 în curent alternativ. Perechile de tranzistori conectaţi serie VT2, VT3 şi VT4, VT5 trebuie alese după coeficientul de amplificare în curent h21E şi frecvenţa limită fh21E cu o abatere a acestor valori de cel mult (10÷20)%. În cazul unor abateri mai mari şi utilizării considerabile a tensiunii colector pot apărea distorsiuni neliniare condiţionate de limitarea semnalului.

În etajul final nu mai căutînd la faptul că sarcina externă este conectată direct la ieşirea circuitului tranzistorilor, curentul ce curge prin sarcină nu conţine componenta continuă, deoarece componentele curentului continuu de ieşire a braţelor

7

Coala


sînt egale ca valoare dar opuse ca sens. Respectiv pierderile sursei de alimentare în sarcină lipsesc şi tensiunea dintre colector şi emitor la fiecare tranzistor a etajului final va fi de 0,5Eal. Componentele alternative a curenţilor din braţe cauzate de semnalul de intrare în regimul clasa „B” trec prin sarcină succesiv fiecare semiperioadă a semnalului, creînd pe sarcină o tensiune alternativă de semnal cu amplitudinea Um.ieş.

Tranzistorul VT1 din etajul prefinal monociclu conectat după schema EC şi care lucrează în regimul clasa „A”, este alimentat cu tensiunea Eal. Legătura tranzistorului VT1 a etajului prefinal cu etajul final este rezistivă; în schema de legătură intră rezistorul Rc1 în circuitul colector al tranzistorului VT1.

Cu ajutorul termorezistorului RT se obţine tensiunea de polarizare a tranzistorilor VT2 şi VT3 a etajului final şi totodată se realizează termostabilizarea curenţilor colector de repaus a acestor tranzistori. Cu scopul simplificării obţinerii regimului de termostabilizare necesar, în paralel cu termorezistorul RT se conectează o rezistenţă de şunt RŞ de valoare prestabilită. Trebuie de remarcat că valoarea rezistenţei RT//RŞ=RT*RŞ/(RT+RŞ) de regulă este mult mai mică ca rezistenţa colector Rc1. De asemenea trebuie de remarcat că în locul termorezistorului RT pentru polarizare şi termostabilizare poate fi folosită o diodă (linie punctată pe figura 1) sau câteva diode VD. Această variantă este de bază în circuitele integrate, deoarece în ele obţinerea diodelor nu prezintă dificultate. Tensiunea de polarizare la baza tranzistorului VT1 a etajului prefinal este asigurată de sursa de alimentare prin intermediul divizorului de tensiune R1R2. Pentru stabilizarea curentului de repaus colector i0C1 a tranzistorului VT1 este utilizată stabilizarea emitor cu ajutorul rezistorului RE1. Cu cît este mai mare valoarea rezistorului RE1 şi cu cît este mai mică valoarea rezistenţei divizorului de tensiune RD1=R2//R1=R1*R2/(R1+R2) cu atât mai mare va fi gradul reacţiei negative locale în curent continuu, care se formează datorită conectării rezistorului RE1 şi cu atît mai mic este curentul colector de repaos i0C1 al tranzistorului VT1. Pentru preîntâmpinarea reacţiei negative în curent alternativ (după semnal) condiţionată de prezenţa rezistorului RE1, care reduce amplificarea etajului în curent alternativ, rezistorul RE1 se şuntează în curent alternativ cu un condensator CE1 de valoare destul de mare. În conformitate cu clasificarea reţelelor de reacţie, această reacţie negativă locală este serie în raport cu intrarea şi paralelă în raport cu ieşirea amplificatorului. De remarcat că în circuitele integrate varianta cu o astfel de reţea de reacţie (adică fără condensatorul CE1) este de bază.

Dacă varianta circuitului din fig.1 este incomodă din cauza utilizării a două surse de alimentare (sau a unei surse cu bornă medie) sau, dacă conform cerinţelor tehnice sarcina externă trebuie să aibă legătură cu borna comună, atunci schema din fig.1 se modifică prin utilizarea unei singure surse de alimentare fără bornă comună, conectând sarcina Rs capacitiv, adică printr-un condensator de divizare Cd.ieş, după cum este arătat în fig.2.

8

Coala


După principiul de funcţionare schema din fig.2 nu se deosebeşte de cea din fig.1. Trebuie doar de menţionat funcţia deosebită a condensatorului Cd.ieş, pe care el îl îndeplineşte în etajul final la funcţionarea lui în regimul clasa „B”, împreună cu funcţiile de bază de deconectare a sarcinii externe Rs de la tranzistoarele de ieşireVT4 şi VT5 în curent continuu şi conectarea acestora în curent alternativ. Acest condensator încărcîndu-se pînă la 0,5Eal la conectarea schemei joacă rolul de sursă de alimentare pentru braţul inferior a etajului final în acele semiperioade ale semnalului în care braţul de jos se deschide, iar cel de sus se închide, întrerupînd alimentarea braţului inferior de la redresor. De remarcat că în procesul de blocare şi deblocare succesivă braţelor, tensiunea pe condensator va varia nesemnificativ, crescînd datorită încărcării în timpul funcţionării braţului de sus şi descrescînd datorită descărcării parţiale în timpul funcţionării braţuilui de jos. Însă această variaţie de tensiune ce are loc pe condensatorul Cd.ieş poate fi redusă până la o valoare minimă prin alegerea capacităţii condensatorului de valoare destul de mare.

O dezvoltare de mai departe a circuitului amplificator din fig.2 este schema arătată în fig.3. Deosebirea ei de fig.2 este că divizorul de tensiune R1R2 nu este conectat nemijlocit la sursa de alimentare, ci la tranzistorul VT5. În acest caz pentru polarizarea bazei tranzistorului VT1 se utilizează tensiunea de alimentare U0C3 a tranzistorulului VT3. Totodată, concomitent cu polarizarea în schemă se crează o RRNG (cuprinde toate etajele) paralelă, şi în raport cu intrarea, şi în raport cu ieşirea. Culegerea paralelă a semnalului de reacţie negativă de la ieşirea schemei înseamnă că reacţia negativă va fi în tensiune, şi în curent continuu, şi în curent alternativ (în semnal).

9

Coala


În ce priveşte reacţia negativă generală în tensiune alternativă (după semnal), ea va micşora distorsiunile de fază, distorsiunile de frecvenţă, distorsiunile neliniare şi va majora stabilitatea coeficientului de amplificare. Plus la aceasta, trebuie de remarcat că deoarece reacţia negativă generală în tensiune alternativă este paralelă în raport cu intrarea, ea va micşora impedanţa de intrare şi coeficientul de amplificare în curent (şi respectiv coeficientul de amplificare în tensiune) al schemei. Acest moment trebuie luat în consideraţie în timpul calculului schemei. Dacă gradul de reacţie în semnal va fi mai mic ca cel calculat la proiectare (din punct de vedere al micşorării distorsiunilor neliniare şi de frecvenţă) atunci ea poate fi exclusă, înlocuind rezistorul R1 cu două rezistoare şi introducând un condensator de dezlegare Cf (reacţia negativă de tensiune de curent continuu în acest caz rămâne), iar în schemă de introdus o reacţie negativă globală în curent alternativ după semnal de un grad dorit cu ajutorul rezistorului R şi a condensatorului decuplator C, de o capacitate destul de mare aleasă din condiţia:

1/(wjC)≤R/(50...100), fig.4.

10

Coala


Trebuie de menţionat, că în toate schemele analizate valoarea mare a amplitudinii tensiunii de ieşire a etajului prefinal Um.ieş1=UB2(3)+Um.ieş necesită şi o valoare mare a amplitudinii componentei alternative de curent colector (curent de semnal) de la tranzistorul VT1 prin rezistorul RC1 în circuitul colector a acestui tranzistor ceea ce impune mărirea puterii tranzistorului respectiv. În caz de necesitate aceste mărimi (curentul şi puterea) pot fi reduse prin câteva modificări ale schemei de conectare a rezistorului RC1, aşa cum este arătat în fig.5, care este schema din fig.3 modificată. În această schemă cu ajutorul unui circuit RC special, toate tensiunile semnalului de pe sarcina etajului final sunt introduse în circuitul colector a tranzistorului VT1 a etajului prefinal în serie şi în fază cu tensiunea semnalului pe RC1, obţinută din contul curentului alternativ colector al tranzistorului VT1.

Se poate spune că prin intermediul porţiunii de circuit RC din schema fig.5 este introdusă o oarecare reacţie pozitivă. La alegerea valorii rezistenţei rezistorului R ne vom conduce de următoarele considerente. Dintr-o parte rezistorul R devine conectat în curent alternativ, prin condensatoarele C şi Cd.ieş în paralel cu sarcina Rs. Deaceea valoarea rezistenţei rezistorului R trebuie să fie mult mai mare ca R s, pentru a micşora pierderile de semnal pe aceasta. Din altă parte rezistorul R în curent continuu e conectat în raport cu sursa de alimentare în serie cu RC1, deoarece

11

Coala


rezistenţa rezistorului R trebuie să fie mai mică ca a rezistorului RC1 pentru a reduce pierderile tensiunii de alimentare. De regulă rezistenţa R se alege din condiţiile (5¸10)Rs ≲R ≲ (0,1¸0,2)RC1. În ce priveşte valoarea capacităţii condensatorului C ea se alege din condiţia 1/(wjC)≲R/(5¸10).

În încheierea analizei schemelor din figurile 1...5 trebuie de menţionat următoarea.

Structurile tranzistorilor utilizaţi în aceste scheme în caz de necesitate pot fi schimbate cu schimbarea concomitentă a polarităţii tensiunii de alimentare. Spre exemplu, dacă în etajul prefinal în loc de tranzistorul de structură n-p-n (cum este arătat în figurile analizate) va fi utilizat un tranzistor de tip p-n-p şi în acest caz va fi nevoie de schimbat polaritatea sursei de alimentare şi respectiv structurile tranzistorilor VT2, VT3, VT4 şi VT5: în loc de VT2 va fi un tranzistor p-n-p, în loc de VT3-tranzistor n-p-n, în loc de VT4 şi VT5-tranzistori p-n-p.

Variantele analizate de etaje finale şi prefinale formează baza multor circuite amplificatoare de semnal de frecvenţă joasă fără transformator utilizate în practică. Ele pot fi complicate prin introducerea diverselor circuite suplimentare care îmbunătăţesc caracteristicile de exploatare a amplificatoarelor (spre exemplu, a

12

Coala


circuitelor de protecţie a tranzistoarelor de ieşire în caz de scurtcircuit în sarcină; circuite de corecţie, etc.).

În încheierea acestui capitol menţionăm, că dacă sursa de semnal cerută cu o F.E.M. Esurs şi cu o rezistenţă internă Rsurs nu asigură la intrarea amplificatorului de putere din schemele din fig.1...5 nivelul necesar de tensiune şi curent Um.int1 şi Im.int1

necesar pentru obţinerea în sarcina Rs a nivelului tensiunii de ieşire Um.ieş cerut şi puterii de ieşire P~

ieş cerute de semnal util, atunci la intrarea acestor etaje se conectează sau etaje monociclu cu conectare rezistiv-capacitivă sau galvanică, sau amplificatoare operaţionale cu un coeficient de amplificare ce asigură mărimile Um.int1 şi Im.int1 necesare. Aceste etaje suplimentare sînt amplasate în BRAP-ul din schema bloc, fig.a.

Ca exemplu, în fig.7 este prezentată schema posibilă a unui amplificator de putere cu 4 etaje cu două etaje preliminare echipate cu tranzistorii VTprel.1 şi VTprel.2. Baza acestui amplificator o constituie schema etajului final cu tranzistori compuşi cuasi-complementari VT2-VT3 şi VT4-VT5 şi etajul prefinal cu tranzistorul VT1 care prezintă o oarecare modificare a schemei APFJ în două etaje arătată în fig.3. Modificarea constă în înlocuirea elementelor de polarizare şi termostabilizare RT (cu şuntul RŞ) prin diodele VD1 şi VD2; în adăugarea circuitului special RC pentru simplificarea condiţiilor de lucru a tranzistorului prefinal VT1 şi adăugarea rezistenţelor de reacţie Rβ4 şi Rβ5 în circuitele emitor ale tranzistorilor de ieşire VT3 şi VT4 cu scopul de simetriza braţele etajului contratimp. În principiu neschimbată în această modificaţie rămâne utilizarea a două sisteme de stabilizare a regimului de lucru a tranzistorilor etajului final – sistema de termostabilizare a curenţilor continui colector a tranzistorilor de ieşire (însă cu modificarea RT şi RŞ prin VD1 şi VD2 menţionată mai sus) şi sistema de stabilizare a tensiunilor de curent continuu colector identice U0C=Eal/2 pe tranzistorii VT2–VT4 şi VT3–VT5 prin intermediul unei reţele de reacţie negativă galvanică paralelă atât în raport cu intrarea cît şi cu ieşirea cu ajutorul divizorului R1 şi R2.

Menţionăm că utilizarea diodelor (uneia sau a mai multor unite serie una cu alta) în locul termorezistorilor se utilizează pe larg atât în dispozitivele discrete cît şi în cele integrate. Vom remarca că la realizarea în formă discretă diodele se fixează nemijlocit pe carcasă sau pe radiatorul unuia din tranzistori. Mecanismul de termostabilizare cu ajutorul diodelor se reduce la următoarele.

La creşterea temperaturii tranzistorilor VT2 şi VT3 concomitent creşte şi temperatura diodelor VD2 şi VD3. CVA a fiecărei diode se deplasează la dreapta cu aproximativ 2,2mV/˚C (fig.6). Concomitent curentul fiecărei diode i0VD practic rămâne constant, deoarece se determină în principal de curentul colector i0C stabilizat al tranzistorului VT1, care este considerabil mai mare decât curenţii de polarizare i0B2

şi iB03 ai tranzistorilor VT2 şi VT3. În rezultat se micşorează căderea de tensiune pe fiecare diodă de la U0VD.T1 la U0VD.T2 (fig.6) care duce la micşorarea curenţilor de polarizare i0B2 şi i0B3 ce contravine creşterea curenţilor i0C2 şi i0C3. Fiindcă caracterul de schimbare a CVA a diodelor şi a CVA de intrare a tranzistorilor este asemănător, atunci termostabilizarea prin utilizarea diodelor este mult mai efectivă decât prin utilizarea termorezistorilor.

13

Coala


În privinţa etajelor preliminare din schema arătată în fig.7 se poate spune următoarea. Primul etaj preliminar (etaj de intrare) a amplificatorului are executare EC (tranzistorul VTprel.1) şi funcţionează în regimul clasa „A”. Polarizarea bazei VTprel.1 se realizează cu ajutorul divizorului R1.prel.1 şi R2.prel.1. Rezistorul REprel.1

formează reţeaua de reacţie negativă şi este element de termostabilizare emitor în curent continuu (stabilizează curentul colector a VTprel.1). Semnalul amplificat de primul etaj preliminar se aplică la al doilea etaj preliminar realizat în conexiune CC pe tranzistorul VTprel.2, care de asemenea funcţionează în regimul clasa „A”. Rezistorul R2.prel.2 şi R1.prel.2 formează divizorul de polarizare pentru tranzistorul VTprel.2. Rezistorul REprel.2 intră în sarcina emitor şi concomitent asigură stabilizarea curentului continuu colector VTprel.2. Necesitatea în repetorul pe emitor (CC) este dictată de impedanţa de intrare mică a etajului prefinal din cauza RRNG paralelă ce cuprinde etajul final şi prefinal. Datorită repetorului pe emitor pe VTprel.2, primul etaj asigură o amplificare mare a semnalului ce nu ar fi fost posibilă dacă primul etaj ar fi lucrat la o impedanţă de intrare mică a etajului următor. În circuitul de alimentare a primelor două etaje este conectat filtrul RfCf, care asigură atenuarea reacţiei parazite ce poate avea loc între etaje prin sursa de alimentare comună şi amortizarea suplimentară a pulsaţiilor tensiunii de alimentare de redresorul Eal.

În schema din fig.7 în afară de RRNG paralelă în tensiune prin intermediul rezistenţelor R1 şi R2, ce cuprinde etajele final şi prefinal în curent continuu şi tensiune de curent continuu, poate fi realizată şi o RRNG serie în raport cu intrarea şi paralelă în raport cu ieşirea prin intermediul Rβ şi REprel.1 (vezi linia punctată), care cuprinde toate etajele şi micşorează distorsiunile liniare şi neliniare, zgomotul propriu, instabilitatea amplificării şi a impedanţei de ieşire, şi măreşte impedanţa de intrare a amplificatorului. Cu toate că această RRNG cuprinde mai mult de trei etaje schema funcţionează stabil. Ce se explică prin faptul că deplasările de fază la frecvenţe inferioare şi superioare ce intră în această buclă a RRNG a etajelor sînt relativ mici datorită RRNL existente. La intrarea schemei date este un regulator al amplificării RR de tip potenţiometru.

Pentru calculul schemelor analizate mai sus, de regulă valorile date iniţial în sarcina de proiectare sînt: puterea de ieşire P~

ieş, rezistenţa de sarcină Rs, frecvenţele

14

Coala


limită a benzii de frecvenţe lucrătoare fs şi fj, valoarea maxim admisibilă a nivelului distorsiunilor de frecvenţă la extremitatea benzii frecvenţei de lucru Mj.dat şi Ms.dat, diapazonul temperaturilor de lucru a mediului Tm.min şi Tm.max, nivelul admisibil al coeficientului de armonici KA.dat, coeficientul de micşorare a sarcinii S, ce caracterizează instabilitatea tensiunii de semnal la ieşirea amplificatorului, F.E.M. a sursei de semnal Esurs, rezistenţa internă a sursei de semnal Rsurs.

Alegerea schemei corespunzătoare se face în conformitate cu recomandările expuse mai sus şi cu luarea în vedere a puterii de ieşire necesare.

În capitolul trei este prezentată consecutivitatea aproximativă a calcului amplificatoarelor fără transformator cu APFJ în două etaje, cu etaj final contratimp complicat pe bază de tranzistori compuşi (fig.3 şi 7) în regim de lucru clasa „AB”.

Fig.7

15

Coala


Capitolul 2Calculul APFJ în două etaje

2.1. 1.Calculul etajului final contratimp echipat cu tranzistori compuşi în regimul clasa „AB”

Calculul etajului final contratimp echipat cu tranzistori compuşi în regimul clasa „AB” alimentat de două surse de alimentare după schema din figura 2.3. se efectuează în următoarea consecutivitate: iniţial se calculează braţele schemei echipate cu tranzistori de ieşire de putere şi structură identică VT4 şi VT5, apoi se calculează braţele cu tranzistorii complementari VT2 şi VT3. Calculul se efectuează pentru braţul VT2 şi VT4, ce formează repetorul pe emitor compus, iar datele obţinute se utilizează pentru al doilea braţ.

Alegerea tranzistorilor de putere VT4 şi VT5 şi calculul braţelor de etaj, echipate cu aceşti tranzistori se efectuează în modul următor:

1) Se găseşte puterea care trebuie s-o asigure tranzistorii etajului final cu considerenta pierderilor în reţeaua de reacţie negativă.

2) Se determină valoarea amplitudinii tensiunii colector de curent alternativ a tranzistorului VT4 (valoarea amplitudinii tensiunii de semnal dintre colectorul şi emitorul VT4):

(2.1)3) Se determină tensiunea colector de curent continuu în punctul static de

funcţionare a tranzistorului VT4:

(2.2)

unde –tensiunea colector minimală care desparte porţiunea neliniară a caracteristicilor de ieşire a tranzistorului, egală aproximativ cu , şi care nu depăşeşte (1...2)V.

4) Se determină valoarea tensiunii de alimentare a tranzistorilor : (2.3)

Se alege cea mai apropiată de valoarea din standardul nominal dar nu mai mică decît valoarea obţinută prin calcule. , deoarece avem nevoie de o mică rezervă.

Aici trebuie de menţionat că, rezerva de Eal este necesară nu pentru etajul final, ci pentru etajul prefinal care se alimentează tot de la această sursă de alimentare, pentru a obţine în el Um.ieş1>Um.ieş - pentru a putea alege o valoare dorită a rezistenţei

din punct de vedere al stabilizării emitor, pe care se va pierde o parte din tensiunea Eal. Cu toate acestea trebuie de conştientizat că în etajul final majorarea E al

va duce la micşorarea coeficientului de utilizare a tensiunii colector .

5) Se calculă amplitudinea curentului alternativ colector al tranzistorului VT4:

16

Coala


(2.4)

6) Se calculă puterea maximă disipată pe colectorul tranzistorului VT4:

(2.5)7) Se alege tranzistorii VT4 şi VT5 după următorii parametri:

(2.6)Dacă condiţia „d” va fi greu de realizat, deoarece tranzistorii de putere posedă

nişte caracteristici de frecvenţă mai joase, atunci valoarea frecvenţei superioare se găseşte după relaţia:

(2.7)

unde coeficientul de distorsiuni de frecvenţă (în ori) induse de tranzistorul VT4 (sau VT5) pot fi luate egale sau mai mari decât Ms.dat (în ori), admisibile în sarcina de proiectare a întregului amplificator, ceea ce este permis, deoarece distorsiunile de frecvenţă a braţelor etajelor nu vor fi de valori prea mari datorită prezenţei reacţiei negative locale în tensiune.

La asigurarea condiţiei „c” trebuie de ţinut cont că puterea tolerată disipată pe colector PCmax indicată în îndrumare este adevărată pentru anumite valori determinate de temperaturile pozitive pentru tranzistorii de putere mică până la (40...50)˚C şi de (25...30)˚C pentru tranzistorii de putere mare. Cu creşterea temperaturii această putere se micşorează şi, la temperatura dată în sarcina de proiectare, ea se determină după relaţia:

(pentru tranzistorii fără radiator)

(2.8)Conform acestor cerinţe au fost aleşi tranzistorii VT4 şi VT5 care sunt de

tipul KT 817Б( n-p-n) cu urmatorii parametri:

Tranzistorii aleşi asigură puterea necesară 8W şi vor fi plasaţi pe radiatorul cu suprafaţa:

8) După alegerea tranzistorilor pe familia de caracteristici statice de ieşire (fig.3.1), se construieşte dreapta de sarcină în curent alternativ pentru rezistenţa braţului , ducând această dreaptă prin punctele cu coordonatele :

17

Um.C4=Um.ieş=14,53 V

U0C4=30 V

i0B4=3,2 mA

uC4

iC4

iC.max4=1,81 A

RC=RS

i0C4= 0,08 A

iB4

iB.max4=72,4 mA

uC.min4

Fig. 2.1

Coala


Menţionăm, că în figura 3.1 este prezentată o metodă de construire a graficului pentru determinarea valorii maxime a coeficientului de utilizare a tensiunii colector:

la care

Se evidenţiază coordonatele punctului static de funcţionare (fig.3.1). Valoarea curentului în punctul static de funcţionare se alege din următoarele considerente. Pentru ridicarea randamentului regimului clasa „B” curentul de repaus se alege cît mai mic, însă micşorarea curentului este limitată de apariţia distorsiunilor neliniare de tip treaptă la valori mici a semnalului. De regulă curentul se alege:

(2.9)Se calculează valoarea medie a curentului şi puterii consumate de la sursa de

alimentare de către circuitele colector ale tranzistorilor VT4 şi VT5 la puterea de ieşire nominală:

(2.10)

(2.11)Din fig. 3.1 se găseşte curentul de repaus bază curentul bază maxim

şi de asemenea cea mai mare amplitudine de curent alternativ bază a tranzistorului VT4: (2.12)

18

Coala


9) În lipsa caracteristicilor aceşti curenţi pot fi determinaţi din relaţiile:

(2.13)unde valoarea minimă a coeficientului de amplificare se utilizează cu scopul considerării împrăştierii parametrilor tranzistorilor.Pentru KT-817Б 10) În continuare se construieşte caracteristica dinamică de intrare a tranzistorului VT4 după curent alternativ.

Aici se ia în vedere că la majoritatea tranzistorilor caracteristicile de intrare practic nu depind de tensiunea , şi deaceea curbele curentului bazei pentru toate tensiunile de lucru, practic se suprapun şi formează o singură curbă care se indică în îndrumare pentru . Corespunzător, caracteristica dinamică de intrare practic va corespunde cu caracteristica statică la tensiunea . Pe această caracteristică se notează curenţii bază şi şi se găsesc mărimile şi

(fig. 3.2). Amplitudinea tensiunii alternative la intrarea tranzistorului VT4 (între bază şi emitor) va fi:

(2.16)11) Se determină rezistenţa de intrare în curent alternativ a tranzistorului

VT4 (între electrozii bază - emitor):

19

IB.max4≈Im.B4=72,4 mA

i0B4= 3,2 mA

UB.max4=5VU0B4=1,5V

uC4=5VuC4=0

iB4

uB4

Fig. 2.2

Coala


(2.17)2.1.2 Calcularea parametrilor pentru tranzistoarele VT2 şi VT3 din braţele

etajului final. Considerând, că parametrii tranzistorilor complementari VT2 şi VT3 se vor deosebi nu mai mult de (10...20)%, cei admisibil, atunci calculele corespunzătoare se vor efectua numai pentru un singur braţ iar datele obţinute se vor utiliza şi pentru celălalt braţ.

Aceste calcule sînt:1) Se calculă rezistenţa rezistoarelor şi :

Din seria E24 alegem nominalul standard de RBE4,BE5=470 .

2) Se determină rezistenţa de intrare echivalentă în curent alternativ a tranzistorului VT4 cu considerenţa rezistenţei de şunt :

(2.18)

3) Se calculă amplitudinea curentului alternativ şi valoarea curentului repaus , care trebuie asigurate de tranzistorul VT2:

(2.19)

(2.20)

4) Se calculă amplitudinea tensiunii de ieşire a tranzistorului VT2: (2.21)

5) Valoarea tensiunii colector în punctul static de funcţionare al tranzistorului VT2

(3.22) 6) Se calculă valoarea maximă a curentului colector şi valoarea minimă a tensiunii colector – emitor a tranzistorului VT2 la puterea de ieşire nominală:

(2.23) (2.24)

7) După valoarea , calculată din relaţia (2.23) şi relaţiile (2.10) şi (2.11) se determină valoarea medie a curentului şi a puterii absorbite de la sursa de alimentare de către circuitele colector a tranzistorilor VT2 şi VT3

Se calculă puterea maximă de disipare colector pentru tranzistorul VT2 (sau VT3):

(2.25)

20

Coala


Determinam parametrii de care trebuie să dispună tranzistorii VT2 şi VT3

Din ultimele relaţii alegem:VT2-KT-815 Г( n-p-n) VT3-KT-814 Г(p-n-p)Tranzistorii aleşi au urmatorii parametri

Conform mărimilor determinate în relaţiile (2.6), (2.7), (2.8), (2.23) şi (2.25) se aleg tranzistorii complementari VT2 şi VT3. Parametrii tranzistorilor aleşi nu trebuie să se deosebească între ei mai mult de (10÷20)%. De menţionat că la determinarea frecvenţei limită fh21E a tranzistorilor VT2 şi VT3 din etajul final complicat, după relaţia (2.7), se impune valoarea coeficientului de distorsiuni de frecvenţă , care în relaţia (2.7) se ia în unităţi relative (de raport).

8) Pe familia caracteristicilor statice de ieşire a tranzistorului VT2 ales, se construieşte dreapta de sarcină prin punctul cu coordonatele şi prin proiecţia punctului static de funcţionare pe axa (vezi fig. 2.3).

21

Um.C2=Um.ieş=18,03 V

U0C2=28,5 V

i0B2=0,13 mA

uC2

iC2

iC.max2= 83 mA

RC=RS

i0C2= 4 mA

iB2

iB.max2=2,76mA

uC.min2

Fig. 2.3

Coala


9) Calculul curenţilor:

Din fig. 3.3 se determină curentul de repaus bază , curentul maximal bază şi amplitudinea curentului alternativ bază . În caz de necesitate aceşti curenţi pot fi calculaţi conform relaţiilor (3.13), (3.14) şi (3.15).

10) În continuare, aşa cum a fost efectuat pentru tranzistorul de ieşire (vezi fig.3.2) în mod analogic se construieşte caracteristica dinamică de intrare a tranzistorului VT2 şi se determină şi rezistenţa de intrare a tranzistorului:

22

IB.max2≈Im.B2=2,76 mA

i0B4= 0,13 mA

UB.max4=5VU0B4=1,5V

uC4=5VuC4=0

iB4

uB4

Fig. 2.4

Coala


Din caracteristica dinamică de intrare găsim:

11) Se determină amplitudinea tensiunii de excitare pentru braţele de sus şi de jos a etajului final complicat:

(2.26) (2.27)

Etajul prefinal monociclu se calculează la obţinerea . O oarecare deosebire a tensiunilor de intrare reale a braţelor de sus şi de jos la o tensiune de excitare identică de la etajul prefinal, condiţionată de influenţa rezistenţei , duce la o anumită asimetrie a curentului prin sarcină, şi ca urmare, la o oarecare creştere a distorsiunilor neliniare, care datorită prezenţei reacţiei negative globale de la ieşirea amplificatorului la intrarea tranzistorului VT1, pot fi micşorate până la valoarea minimală. 12) Rezistenţa de intrare în curent alternativ a braţelor de sus (VT2 şi VT4) şi de jos (VT3 şi VT5) a etajului final sînt:

(2.28)

(2.29)

13) Puterea necesară pentru excitarea etajului final complicat şi coeficienţii lui de amplificare a puterii şi în tensiune se determină conform relaţiilor:

23

Coala


(2.30)

14) Tensiunea sumară de polarizare a tranzistorilor VT2, VT3 şi VT4 a etajului final

(2.31)se asigură prin intermediul rezistoarelor şi .

24

Coala


2.2.1.Calculul etajului prefinal monociclu în regimul clasa „A”în cuplare rezistivă cu etajul final

Date iniţiale pentru calculul etajului prefinal monociclu echipat cu tranzistorul VT1 în regimul clasa „A” cu cuplare rezistivă cu etajul final sînt rezultatele de calcul a circuitului bază a tranzistorilor etajului final şi particularităţile expuse mai sus cu privire la construcţia schemelor fără transformator.

La alegerea tranzistorului VT1 a etajului prefinal ne vom conduce de următoarele indicaţii.

Tranzistorul etajului prefinal trebuie să asigure la intrarea etajului final o tensiune de semnal , determinată de relaţia (2.26) pentru schema din fig. 2.3, adică, după cum s-a menţionat în capitolul 2, să asigure la ieşirea sa o tensiune de semnal , apropiată de tensiunea de alimentare a fiecărui braţ. Deaceea de la tranzistorul etajului prefinal se cere o utilizare maximă a tensiunii de alimentare colector.

1) Tensiunea colector de curent continuu a tranzistorului VT1 pentru schema din fig. 2.3 va fi:

(2.32)unde este căderea de tensiune pe rezistenţa din contul scurgerii prin acesta a curenţilor continui colector şi bază şi a tranzistorului VT1.

Cu toate acestea, valoarea tensiunii (vezi fig. 2.5) trebuie să satisfacă condiţia:

(2.33)

Condiţia (3.33) pentru tranzistorul VT1, poate fi satisfăcută la o tensiune de saturaţie mică (mai mică de (0,5...1)V) şi la o variaţie mică a coeficientului de amplificare în curent de la variaţia curentului colector şi de asemenea la o valoare de ordinul (0,5...2)V a căderii de tensiune pe rezistenţa emitor a acestui tranzistor.

În caz când se întâlnesc greutăţi în satisfacerea condiţiilor (2.32) şi (2.33) se poate de mărit puţin cu o corectare corespunzătoare a calculului etajelor finale. Anume cu acest scop la începutul paragrafului 2.1.1 în cadrul calculului etajelor finale s-a recomandat alegerea cu o oarecare rezervă (cu toate că aceasta micşorează într-o oarecare măsură şi randamentul etajelor finale).

2) Determinăm rezistenţa rezistorului din circuitul colector a tranzistorului VT1 pentru schema din fig. 2.3:

(2.34)Conform STAS E-24=>RC1=2KOhm; unde –valoarea minimal admisibilă a curentului colector din punct de vedere al asigurării regimului liniar de lucru, egală cu:

25

Coala


(2.35) 3) Se calculă curentul colector al tranzistorului VT1 pentru schema din fig.2.3:

. (2.36)

4) Se calculă puterea de disipare colector a tranzistorului VT1:

(2.37)unde .– se determină având în vedere temperatura mediului ambiant conform relaţiei (3.8).

5) Se calculă amplitudinea curentului de semnal prin :

(2.38) 6) Se calculă componenta alternativă sumară al curentului colector al tranzistorului VT1:

(2.39) 7) Determinăm valoarea maximă a curentului colector a tranzistorului VT1:

(2.40)Ţinând cont de valorile obţinute ale mărimilor electrice se alege tranzistorul

VT1 cu tensiune mică de saturaţie după următorii parametri:

(2.41)Deci alegem KT-815Г cu următorii parametri:

8) În continuare se calculă rezistenţa sarcinii colector VT1 în curent

alternativ:

(2.42)

şi pentru această rezistenţă se construieşte dreapta de sarcină în curent alternativ pe familia caracteristicilor statice de ieşire a tranzistorului VT1. Ea va trece prin punctele cu coordonatele şi (vezi fig. 2.5), dar trebuie să se îndeplinească şi condiţia (2.33).

26

Coala


10) În lipsa caracteristicilor de ieşire aceşti curenţi pot fi găsiţi din următoarele relaţii:

(2.43)

Din caracteristica de intrare a tranzistorului VT1 la , considerată orientativ ca caracteristică dinamică de intrare a acestuia, se găsesc

(fig. 2.6).

27

i0C1RC1=27 V

Um.C1=Um.in2=21,53 V

iC.max1 =26,89 mA

uC.min1=1 V

iB.min1=0,008 mA

Fig. 2.5

U0C1=27 V

i0B1=0,45 mA

uC1

iC1

iB1

iB.max1=0,9 mA

i0C1=13,5

Im.C1=13,39 mA

RC

R=C1≈RC1+RE1

Coala


11) Se determină rezistenţa de intrare a tranzistorului în curent alternativ:

(2.44)

12) Puterea debitată de tranzistorului VT1 ales trebuie să satisfacă relaţia:

28

uB.max1

uB2

U'm.B1uB.min1

U0B1

IB.max1=0,9 mA

iB.min1= 0,008 mA

uC2=5VuC2=0

iB1

Fig. 2.6

i0B01=0,45 mA

I"m.B1= 0,45 mA

I'm.B1= 0,442 mA

U"m.B1

Coala


2.3.1 Calculul circuitelor de polarizare şi stabilizare a punctului static de funcţionare a etajelor finale şi prefinale

Reieşind din tensiunea de polarizare cerută a tranzistoarelor etajului final la temperatura de cameră normală 1) Determinăm rezistenţa rezultantă a unirii în paralel a rezistenţelor şi

pentru circuitul arătat în fig.2.3, în corespundere cu relaţia (2.31):

(2.45) Reeşind din condiţia că valorile curenţilor de curent continuu colector a tranzistoarelor etajului final trebuie să fie constante la ridicarea temperaturii, se găseşte micşorarea relativă a tensiunii de polarizare necesară pe rezistenţa , la temperatura de lucru maximă pentru circuitul fig.2.3:

(2.46)

unde n – numărul de tranzistoare, polarizate de tensiunea de pe rezistenţa : în circuitul din fig.2.3, . Din îndrumar alegem un termorezistor cu o aşa valoare a coeficientului negativ de temperatură a rezistenţei T() la 10C, ca micşorarea relativă a rezistenţei lui la încălzire pînă la ,Astfel alegem MMT-8 cu

(2.47)

să satisfacă condiţia mT<mP. Deci termorezistorul ales corespunde cerintelor. 2) În continuare se determină valoarea rezistenţei şi a termorezistorului

la temperatura :

(2.48)

(2.49)Alegem din seria MMT-8 din seria E48 3) Calculul rezistenţei rezistorului , care se determină de relaţia:

(2.50)unde – căderea de tensiune pe rezistenţa , condiţionată de curenţii i0C1 şi i0B1, ce-l parcurg. Alegem RE1=110 , seria (E48). Fiind că cu cît este mai mare , cu atît mai mare este gradul de reacţie negativă locală în curent continuu şi ca urmare este mai efectivă stabilizarea

29

Coala


curentului colector în punctual static de funcţionare (PSF), în calculul rezistenţei trebuie prestabilită o valoare maximă de . În circuitul etajului prefinal cu

cuplare rezistivă cu etajul final se determină de relaţia (2.32)

sau ceea ce dă acelaşi rezultat:

(2.51)şi trebuie să fie de aproximativ (0.5...2)V. 4) Calculăm rezistenţa de sarcină colector a VT1 în curent continuu

(2.52) 5) Mai departe trecem la calculul R1 şi R2:

(2.53)Normam valoarea R2=680 (E-48); Normam valoarea R1=5,62 (E-48);Unde:

(2.54)

(2.55)

30

Coala


2.4.1. Calculul coeficienţilor de armonici a etajelor final şi prefinal

şi a gradului de reacţie negativă globală necesară înasigurarea factorului de armonici impus

După cum urmează din calculul etajelor finale şi prefinale, tranzistorii lor lucrează în regim de semnal mare, adică în condiţiile utilizării depline (sau aproape depline) a caracteristicilor statice şi dinamice. Deaceea în aceste etaje pot apărea esenţiale distorsiuni neliniare, condiţionate de CVA a tranzistorului. Coeficientul de armonici a acestor etaje, cu ajutorul cărora se apreciază distorsiunile neliniare a amplificatorului proiectat, pot depăşi valorile admisibile. Din această cauză asigurarea factorului de armonici de valoare prestabilită este o problemă acută. De regulă valoarea admisibilă de distorsiuni se obţine prin intermediul unei reacţii negative. Mai jos este dată ordinea de calcul aproximativă a coeficientului de armonici şi a gradelor reacţiei negative necesare.Coeficientul de armonici a etajelor finale şi prefinale şi se determină prin metoda grafo-analitică de 5 ordonate construite pe caracteristicile dinamice de trecere a acestor etaje. 1) Caracteristica dinamică de trecere a unui braţ a etajului final echipat cu tranzistori compuşi în regim clasa “AB” conform fig.2.3 se construieşte după punctele dreptei de sarcină (vezi fig.2.1) şi a caracteristicilor dinamice de intrare (vezi fig.2.2, fig.2.4) cu folosirea ecuaţiei pentru FEM a sursei echivalente de semnal a fiecărui braţ din etajul final , (însă caracteristica dinamică de trecere a unui braţ a etajului se construieşte pentru tranzistorii complementari VT2 şi VT4), care are forma:

31

Fig.2.7

0i

IC.VT2

Coala


(2.56)

În acest caz, calculul are specificul său, care se poate ilustra pe exemplul calculului unui punct din caracteristica dinamică de trecere, de exemplu, la curent maximal colector . Pentru acest punct va fi egal:

Aici se ia nemijlocit din dreapta de sarcină pentru VT4 iar valoarea lui - nemijlocit din caracteristica dinamică de intrare a lui VT4 pe care se ia din dreapta de sarcină a lui VT4 pentru . În ceea ce priveşte , pentru a fi determinat, este necesar la început de găsit curentul emiter a lui VT2

.

În sfîrşit, pentru mărimea găsită după caracteristica dinamică de intrare a VT2, găsim pentru alte puncte în limitele de lucru a caracteristicii dinamice de trecere(fig.3.7). Pe caracteristica dinamică de trecere obţinută a unui braţ a etajului de ieşire (fig.3.7), împărţim în jumătate porţiunile pe abscisă de la pînă la şi găsim curenţii după care calculăm 5 valori momentane a curentului de ieşire a celor două braţe a etajului cu considerenta coeficientului de asimetrie “b” a braţelor etajului:

(2.57)unde “b” se alege în limitele de 0.15...0.2. Mai departe, după formulele metodei celor 5 ordonate se calculează amplitudinea curentului de ieşire a frecvenţei de bază şi amplitudinea armonicilor curentului de ieşire , , şi deasemenea valoarea medie a curentului de ieşire :

(2.58)

32

Coala


Corectitudinea calculelor după formula (2.58) se apreciază după cum se satisface ecuaţia:

Corect. (2.59)

în care fiecare mărime se pune cu semnul (sensul) ei. Coeficientul de armonici a etajului de ieşire se calculă după relaţia:

(2.60) 2) Coeficientul de armonici a etajului prefinal, care lucrează cu tranzistorul VT1 în regimul clasa A, se calculează prin metoda celor 5 ordonate după caracteristica dinamică de trecere a etajului în regimul clasa „A” (vezi fig.2.6), constantă după punctele dreptei de sarcină (fig.2.5) şi caracteristicii dinamice de intrare (fig.2.6) a etajului în limitele porţiunei lucrătoare a caracteristicei de la pînă la cu considerenta:

, (2.61)

unde ,

iar pentru excitarea schemei din fig.7 de la etajul preliminar precedent .

Menţionăm, că caracteristica dinamică de trecere în regimul clasa “A”, spre deosebire de regimul clasa “AB” se primeşte pentru ambele semiperioade de semnalul, adică în limitele de la pînă la (vezi fig.2.8).

33

IC.VT1

i1

imax=26,89 mA

i0

i2

imin

sursmE . sursmE . 1.' VTsurse

sursmE .

Fig.2.8

Ve VTsurs 67,1' 1.0. Ve VTsurs 34,5' 1max. Ve VTsurs 503,0' 1.min. 20,19 mA=

Coala


Iată de ce, în conformitate cu metoda celor 5 ordonate, sectorul pe abscisă de

la pînă la se împarte în 4 segmente egale şi se găsesc 5 valori momentane a curentului de ieşire a tranzistorului VT1 (5 ordonate), cum este arătat în fig.2.8Deci:

(2.62)

După cele 5 ordonate găsite se calculează amplitudinea curentului colector la frecvenţa de bază , amplitudinea armonicilor , , şi valoarea medie a curentului colector a etajului prefinal. Calculele se fac după formulele metodei celor 5 ordonate (2.63), însă cu înlocuirea indicelui “ies” cu “pref” în partea stîngă a relaţiei.

(2.63)

34

13,5 mA=

6,88 mA=

0,263 =mA

Coala


(2.64)Verificăm rezultatele

Corect. (2.65)

3) Coeficientul de armonici a etajului prefinal va fi:

(2.66) 4) Coeficientul rezultant pentru etajele finale şi prefinale după schemei fig.7 va fi:

(2.67) 5) Din comparaţia celor primite din (2.66), valoarea coeficientului de armonici cu valoarea dată de sarcina de proiectare se găseşte mărimea necesară a gradului de reacţie negativă în curent alternativ, care, după cum s-a arătat în cap.2, la descrierea schemei fig.7 se formează cu ajutorul reţelei şi cuprinde etajele finale şi prefinale:

(2.68)unde şi se iau în . În paragraful următor se dă calculul distorsiunilor de frecvenţă (distorsiunile de fază în APFJ nu se normează) cu considerenta racţiei negative generale şi se rezolvă întrebarea despre valoarea acesteia, din punct de vedere a valorilor de mărimi date a coeficienţilor distorsiunilor de frecvenţă la frecvenţa maximă şi minimă a gamei de frecvenţe lucrătoare.

35

Coala


2.5.1.Calculul distorsiunilor de frecvenţă a amplificatoarelor de putereAP cuprins de o reţea de reacţie negativă globală

După cum se ştie, distorsiunile de frecvenţă înaltă sînt cauzate de inerţia tranzistoarelor şi de influenţa capacităţilor de montaj. În majoritatea cazurilor, din cauza numărului mic a capacităţilor de montaj, de valori mici (mai ales în schemele integrate) influenţa lor se neglijează. Ţinînd cont de acest fapt, în determinarea distorsiunilor de frecvenţă la frecvenţa maximă de lucru se va ţine cont numai de influenţa tranzistoarelor etajelor final şi prefinal.

1. În determinarea distorsiunilor de frecvenţă, la frecvenţă maximă se va ţine cont numai de influenţa tranzistoarelor etajelor final şi prefinal:

(2.69)unde:

(2.70)

Coeficientul distorsiunilor de frecvenţă a tranzistorului VT1 din etajul prefinal, conectat în schema cu EC,

(2.71)Coeficientul distorsiunilor de frecvenţă a tranzistorului unui braţ a etajului

final în contratimp în conectarea lor CC, unde - coeficientul de transfer în tensiune a etajului final . Coeficientul de frecvenţă din partea dreptă a formulei (2.71) a tranzistorilor unui braţ a etajului final în contratimp la conectarea EC se calculează după formula :

(2.71)

Coeficientul distorsiunilor de frecvenţă, calculat după formulele de mai sus, va fi micşorat de RNG, care cuprinde etajele final şi prefinal. Valoarea ei a fost calculată anterior prin formula (2.68) din punct de vedere a asigurării coeficientului armonicilor dat. La aceast grad de RNG coeficientul distorsiunilor de frecvenţă la frecvenţa superioară de lucru va fi:

(2.72)2) În subgama de frecvenţe joase, distorsiunile de frecvenţă sunt

condiţionate de capacităţile şi . Ele la frecvenţa minimă de lucru determină coeficienţii respectivi (în ori). Coeficientul global de distorsiuni de frecvenţă (în ori) este:

36

Coala


, (2.74)

unde:

(2.75)

Pentru ca RNG sa nu fie recalculata trebuie ca Mj.gen<Mj.dat, adica 1,13<1,41. Corect. Coeficientul distorsiunilor de frecvenţă condiţionate de capacitatea , în

prezenţa reacţiei negative globale, deoarece este inclus în această reţea. Valorile admisibile ale mărimilor şi nu trebuie să depăşească (0.5…1.5)dB. În ceea ce priveşte , deoarece condensatorul este cuprins de o RN, valoarea admisibilă a coeficientului poate fi luată puţin mai mare (de ordinul 2…3dB): datorită RN aceste valori nu vor fi mari. La aşa valori a coeficienţilor , şi , condensatoarele , , vor avea valori şi mărimi admisibile. Trebuie de remarcat că, orientîndu-ne la valorile de M recomandate , trebuie de văzut ca să nu depăşească valoarea dată de sarcina tehnică :

(2.76) Satisfacerea condiţiilor (2.74) şi (2.76) va însemna că gradul de RN, calculat anterior după formula (2.68) din punct de vedere a asigurării coeficientului de armonici admisibil, îndeajuns şi pentru asigurarea coeficientului de distorsiuni de frecvenţă la frecvenţele superioare şi inferioare a gamei de frecvenţe lucrătoare corespunzătoare.

37

Coala


2.6.1. Calculul reţelelor de reacţie negativă generală

Formula de calcul pentru gradul RNG, ce se asigură cu ajutorul circuitului şi care cuprinde etajele final şi prefinal se obţine din formula de bază pentru

determinarea gradulului de RN de trecere :

, (2.77)

unde - coeficientul de transfer a tensiunii de RN de la ieşirea

schemei pînă la intrarea tranzistorului VT1 ( -tensiunea de RN la intrarea tranzistorului VT1);

- rezistenţa rezultantă în

curent alternativ între baza VT1 şi punctul comun al schemei ;

- coeficientul de amplificare general în tensiune a etajelor

final şi prefinal .

(2.78)Gradul de RGN asigurat de nu este suficient pentru a asigura valoarea

de 17,21 excludem reacţia asigurată de introducînd botstroparea ei.

În schemă introducem reacţie negativă de tensiune alternativă cu ajutorul rezistenţei şi a condensatorului . Valoarea rezistenţei se determină cu relaţia:

conform E-24=6200 Ohm. Capacitatea condensatorului se calculează după formula

2.7.1 Calculul factorului de amplificare în tensiune şi a numărului de etajeamplificatoare necesare pentru excitarea etajului final.

38

Coala


Întrebarea privind necesitatea etajelor prefinale se rezolvă în consecutivitatea următoare. Mai întîi se determină parametrii principali a APFJ, ca valorile necesare a tensiunii şi curentului de semnal, rezistenţa şi capacitatea de intrare cu considerenta RN în curent alternativ, avînd în vedere, că în raport cu intrarea ea este paralelă. Aceste date sunt iniţiale pentru calculul canalului de semnal, care stau înaintea APFJ. Mai departe se apreciază tensiunea şi curentul de semnal, care le poate asigura sursa de semnal, fiind aplicată la intrarea acestor scheme. Apoi comparăm tensiunile şi curenţii ce pot fi asiguraţi de sursă cu cei necesari, pentru excitarea destulă a APFJ şi conform rezultatelor obţinute apreciem, dacă sînt sau nu etaje preliminare. Conform teoriei RN paralele faţă de intrare:

1) Tensiunea necesară la intrarea acestor scheme în caz de RNG paralelă la intrare va fi :

(2.79)2) Curentul de intrare necesar din cauza prezenţei la intrare a RN, va fi

mai mare ca cel calculat fără RN cu valoarea curentului ce curge prinreţeaua de reacţie :

(2.80)unde

(2.81)

3) Impedanţa de intrare din cauza RNL paralel la intrare va fi mai mică ca cea fără reacţie şi se calculează din formula :

.

(2.82)4) Capacitatea de intrare cu RNG paralelă la intrare va fi mai mare ca fără

reacţie:

(2.83)unde - capacitatea dinamică de intrare a tranzistorului VT1;

-

capacitatea statică de intrare a tranzistorului VT1;

39

Coala


- rezistenţa joncţiunii emitor;

- frecvenţa limită şi de graniţă respectiv a VT1 (parametrii de îndrumar); - capacitatea de trecere a VT1 (parametru de îndrumar);

- coeficientul de amplificare în tensiune a etajului pe

VT1 (2.84) - capacitatea de trecere a rezistorului ;

- coeficientul general de amplificare în tensiune a etajelor

finale şi prefinale a APFJ. 5) Amplitudinea curentului de semnal şi amplitudinea tensiunii de semnal , asigurate de sursa de semnal la intrarea acestor scheme, vor fi:

(2.85)

(2.86)Deoarece nu se satisfac condiţiile :

adică:

Se adaugă etaje preliminare Coeficienţii de amplificare în curent şi tensiune necesari a etajelor preliminare, cu considerenta coeficientului de rezervă (1.3…1.5), corespunzător va fi:

(2.87)

(2.88) În final trebuie de menţionat că în calitate de etaj preliminar poate fi folosit un microcircuit (ИМС) ales din îndrumar cu amplificarea generală corespunzătoare sau poate fi utilizat un amplificator operational.

2.8.1 Calculul capacităţilor condensatoarelor decuplatoare Cd.ies şiCd.int şi a condensatorului de blocaj CE1 utilizat în AP

40

Coala


1) Capacitatea condensatoarelor decuplatoare şi a condensatorului de blocaj trebuie să fie de valori mari pentru ca ele îndeplinind funcţiile sale directe la frecvenţe inferioare de lucru distorsiunile de frecvenţă condiţionate de ele să nu depăşească valoarea admisibilă, iar condensatorul , care concomitent îndeplineşte şi rolul sursei de alimentare pentru braţul inferior a etajului final în semiperioade de semnal cînd braţul de jos se deschide, iar cel de sus se închide, în afară de aceasta să nu furnizeze distorsiuni neliniare cauzate de micşorarea pe el a tensiunii alimentară în urma descărcării lui în aceste semiperioade.

(2.90)Se normeaza la valoarea (K-50-6-100V 15,0 )Unde: - rezistenţa de intrare a schemei, cu considerenta influenţei RNG paralelă în raport cu intrare;

- rezistenţa de ieşire a canalului precedent intrării schemei. se normează la valoarea 10

2) Capacitatea condensatorului de blocaj se determină, reeşind din distorsiunile de frecvenţă admisibile la frecvenţa minimă de lucru:

,

(2.91)

, (2.92)

unde R’ies - impedanţa de ieşire a tractului, ce stă înaintea intrării în tranzistorul VT1;

- rezistenţa de ieşire a canalului;

- rezistenţa rezultantă a divizorului în circuitul

bază a tranzistorului VT1; (2.93) - rezistenţa de intrare a tranzistorului VT1; - coeficientul static de amplificare în curent a tranzistorului VT1.

(2.94)

(2.95)Aceasta valoare se normeză la

2.9.1. Calculul etajului preliminar cu Amplificator Operaţional

Din calculul de mai sus urmează că pentru excitarea etajului prefinal (final) se cere un semnal de valoarea volţilor şi un curent de ordinul miliamperilor. Pentru a

41

Coala


asigura această valoare de semnal, când semnalul de intrare în amplificator, dat de sarcina de proiectare este de ordinul milivolţilor se cer un număr de etaje amplificatoare preliminare cu amplificarea în tensiune sumară de K ori.

Prezenţa condensatoarelor decuplatoare în curent continuu şi cuplatoare în curent alternativ, şi condensatoarelor de blocare influenţează negativ caracteristica de frecvenţă a întregului amplificator şi majorează dimensiunile lui.

Pentru a obţine distorsiunile de frecvenţă la valoarea dată în sarcină la proiectare suntem nevoiţi de a introduce o reacţie negativă, care la rând cu micşorarea distorsiunilor micşorează şi amplificarea amplificatorului ce este un factor ne dorit.

Ţinând cont de aceasta cele Z etaje preliminare pot fi înlocuite cu un amplificator operaţional AO, ce va asigura la intrarea etajului prefinal (final) semnalul şi curentul ceruţi în gama de frecvenţe lucrătoare impusă de sarcina de proiectare. Utilizarea AO în loc de etajele preliminare de tip RC exclude distorsiunile de frecvenţă, condiţionate de ultimele.

Pentru a alege un amplificator operaţional ce ar înlocui cu succes cele 2 etaje preliminare, e nevoie ca acesta să satisfacă condiţiile:

(2.96)

Pentru asigurarea parametrilor necesari alegem amplificatorul КР1408УД1

Parametrii acestui amplificator sunt: Coeficientul de amplificare in bucla deschisa, A=70000; Tensiunia de iesire maximală, Uies.max=21 V; Curentul de ieşire maximal, Iies.max=5 mA; Tensiunea de offset, Uoffset=8 mV; Rezistenta de intrare, Rin=1 M ; Rezistenţa de ieşire Ries=25 ; Banda de amplificare unitara, B=0,5 MHz; Frecventele de fringere: f1=f2=f3=0,7 KHz; Valoarea tensiunii de alimentare, Eal= 27 V; Gama temperaturilor de lucru, -45...+70 .

Reprezentarea grafică a amplificatorului КР1408УД1

42

Coala


Fig 2.9(a) Fig 2.9(b)

Schema electrică a amplificatorului operaţional ales este prezentată mai jos:

Fig 2.10 În dependenţă de gradul de reacţie el poate trece în regim de auto excitare. Pentru a evita auto excitarea, cercetăm condiţiile la care amplificatorul КР1408УД1 poate funcţiona stabil.

Calculam amplificarea maximala in tensiunea ceruta Ku care trebuie asigurata de circuitul amplificator preliminar in bucla inchisa:

(2.97)

Banda de frecvente lucratoare data de sarcina este:

(2.98)

Calculam impendanta reala de intrare a circuitului amplificator:

43

Coala


(2.99)Semnalul real, ce se aplica nemijlocit la intrarea amplificatorului este:

(2.100)Calculam amplificarea reala a circuitului amplificator la valorile de rezistente

si alese:

=> si sunt alese corect.

(2.101)Folosind programul Mathcad, am construit caracterisica de frecventa MN(f) ale

AO ales reprezentata in fig 2.11.

44

Coala


Fig 2.11Verificam daca elementele de reactie alese asigura amplificarea in tensiune

ceruta in banda de frecvente impusa. Pentru aceasta, pe caracteristica MN(f) din punctul cu valoarea se trage o paralela cu axa f pina la intersectia cu caracteristica MN(f). Din punctul de intersectie obtinut trebuie sa se coboare o perpendiculara pina la intersectia cu axa absciselor (f).

Din anumite conditii tehnice ce priveste lucrul cu programul Mathcad, nu am putut reprezenta dreapta paralela cu axa f pina la intersectia cu caracteristica MN(f), dar dupa cum observam din figura 2.11, daca coborim o perpendiculara pina la intersectia cu axa absciselor de la curba la o valoare a MN(f)=760,37, frecventa deja ia valoare de 1*105 Hz adica 100 kHz. Deci, gindind logic si analizind modul de descrestere a MN in functie de frecventa, observam ca la valoarea calculata anterior de 538, frecventa va fi si mai mare. Acest punct de intersectie a acestei perpendiculare imaginare cu axa f in care circuitul amplificator construit pe acest amplificator operational asigura o amplificare in tensiune nu mai mica de 375 este cu mult mai mare decit gama de frecvente a semnalului de intrare data de sarcina de proiectare si care este 32 kHz, ceea ce denota faptul ca amplificatorul ales КР1408УД1 satisface cerintele cu mare rezerva. Dar, mai remarcam si faptul ca s-ar fi putut alege si un alt AO cu parametri mai modesti.

Verificam stabilitatea de functionare a circuitului amplificator proiectat. Conditia de functionare stabila a circuitului amplificator echipat cu AO КР1408УД1 este: .

Inlocuind marimile si cu valorile lor de 0,0013 si 70000 respectiv, obtinem . Aceasta afirmatie este gresita ceea ce denota faptul ca circuitul amplificator echipat cu КР1408УД1 va functona instabil.

Pentru functionarea stabila a circuitului amplificator la gradul de reactie de 0,0013, in circuitul amplificator introducem o retea de compensare din cele cunoscute.

Analizind cele 3 retele de compensare cunoscute, am ajuns la concluzia ca voi folosi compensarea prin avans-intirziere modificata a fazei pentru a exclude afectarea acestei compensari de capacitatile parazite si eliminarea ajustarii capacitatii circuitului de compensare.

Daca se foloseste o compensare de tipul avans-intirziere modificata a fazei cu f2=50 kHz si cu f0=f1=0,7 kHz, conditia de stabilitate devine:

Deoarece , sistemul este stabil (91<143); iar largimea de banda la 3dB este de aproximativ .

Pentru o margine de stabilitate mai mare, alegem f2=500 kHz, iar f0 si f1 ramin

la aceeasi valoare de 0,7 kHz. In acest caz, si,

respectiv, , iar banda de frecventa .In continuare, calculam variatia relativa a amplificarii rezultante a

circuitului amplificator conditionata de variatia marimilor , , date de sarcina: , , .

45

Coala


1. Eroarea amplificarii MN conditionata de instabilitatea amplificarii A:

;

2. Eroarea amplificarii MN conditionata de instabilitatea a rezistentei , , se calculeaza dupa formula:

3. Eroarea amplificarii MN conditionata de instabilitatea a rezistentei , , se calculeaza dupa formula:

4. In majoritatea cazurilor se determina maximul valorii conditionata (cel mai defavorabil caz) de variatia marimilor , , simultan dupa formula:

5. Calculam rezistenta de echilibru Rech destinata minimizarii tensiunii offset a AO КР1408УД1:

6. Calculam valoarea capacitatii Cd:

Alegem capacitatea Cd de tipul МБГЧ-1 250V cu valoarea de 2 conform sirului E-24.

7. Calculam valoarea capacitatii C2 destinata compensarii capacitatii de intrare a AO КР1408УД1:

8. Calculam valoarea rezistentei de compensare a capacitatii sarcinii circuitului amplificator. Rezistenta de compensare Rcomp, se alege cu o valoare egala cu rezistenta de iesire a AO КР1408УД1, care are valoarea 25

.

46

Coala


Fig 2.12

Schema aplificatorului proiectat mai sus este prezentata în figura (2.13):

47

Coala


48

Coala


Concluzie:

În acest proiect de curs am studiat, proprietăţile etajelor amplificatoare fără transformator. Reieşind din faptul că valoarea puterii utile în sarcină este de 12W , iar coeficientul de distorsiuni neliniare admisibile sunt de 1% am folosit în etajul de ieşire tranzistori complementari (tranzistori cu structură diferită dar cu aceeaşi parametri) care au un randament mai mare, valoarea acestuia ajungînd pînă la 78%. Aceasta se explică prin faptul că regimul de funcţionare a acestor tranzistori este de clasa „AB”.

Demn de menţionat este faptul că pentru a asigura termostabilizarea etajelor finale este mai benefic de utilizat diode pentru confecţionarea circuitelor conform tehnologiei integrate, pe cînd în montarea discretă a circuitului, este destul de ales termorezistorele necesare.

Avînd ca scop micşorarea distorsiunilor eu am folosit o schema cu două surse de alimentare, care s-a dovedit a fi puţin mai greu de realizat însă rezultatele dorite au fost obţinute.

Au fost efectuate calculele pentru un etaj prefinal, avînd ca scop asigurarea la intrarea amplificatorului de putere curentul şi tensiunea necesară.

Am determinat distorsiunile neliniare şi cele liniare create de elementele circuitului. Am efectuat calculul amplificării şi a numărului de etaje necesare pentru excitarea etajului final.

Conform sarcinii de proectare etajele preliminare au fost inlocuite cu amplificatorul operaţional. Acest AO a fost ales conform cerinţelor expuse în punctul 2.9.1. (expresiile 2.96).

Au fost efectuate calcule asupra acestui AO şi au fost determinate aplificarea AO, gradul de reacţie negativa necesar pentru AO, rezistenţa reacţiei necesare. Am cerecetat condiţiile de stabilitate a amplificatorului fără reţea de corecţie, de unde am determinat faptul ca AO ales va funcţiona stabil la orce gamă de fragvenţe. Din acest motiv nu a fost necesară introducerea reţelei de compensare.

Pentru a asigura alimentarea AO de la sursele de alimentare au fos folosite diode zener sau aşa numitele diodele stabilizatoare de tensiune prezentate în figura 2.12.

Schema AO cu alimentarea lui este prezentata fig 2.12, iar schema finala a amplificatorului proectat este prezentata in figura 2.13.

49

Coala


Bibliografie:

1. Îndrumar metodic privind îndeplinirea lucrării de curs la disciplina Radioelectronica III.

2. Р.Кофлин, Ф.Дрискол: «Операционные усилители и линейные интегральные схемы», издательство Москва «Мир», 1979.

3. Д.Е.Полонников: «Операционные усилители», Москва, Энэргоатомиздат, 1983.

4. Г.С.Остапенко: «Усилительные устройства», Москва «Радио и связь», 1989.

5. Л.Фолкенберри: «Применение операционных усилителей и линейных ИС», Москва «Мир», 1985.

6. А.В.Нефедова, В.И.Гордеева: «Отечественные полупроводниковые приборы и их зарубежные аналоги», Москва «Радио и связь», 1990.

7. И. Достал «Операционные усилители», Москва «Мир», 1982.8. А.Л. Бухычев, Галкун « Аналоговые интегральные схемы », Москва

«Беларусь», 19949. А.Г. Алексеев « Операционные усилители и их применение», Москва

«Радио и связь», 1989.10. В.В. Матавкин « Быстродействующие операционные усилители»,

Москва «Радио и связь», 1989.

50

Coala


Anexă:

Poziţia Denumirea Num. Notă

CondensatoareC1 КТ-1-200V-1200рF±5%ГОСТ10783-71 1C2 КТ24-21-250V-15рF±20%ГОСТ10783-71 1C3 К50-6-80V-1μF±20%ГОСТ10783-71 1C4 К50-6-100V-50μF±20%ГОСТ10783-71 1

RezistoareR1, МЛТ-0,25-1kΩ±5% 1R2, МЛТ-0,25-100Ω±5% 1R3, МЛТ-0,25-620kΩ±5% 1R4, МЛТ-0,25-680Ω±5% 1R5 МЛТ-0,25-220Ω±5% 1R6 МЛТ-0,25-1.2Ω±0.1% 1R7 МЛТ-0,25-20kΩ±5% 1R8 МЛТ-0,5-4.7kΩ±5% 1R9 MМТ-8 R20˚C=5Ω...1k 1R10 МЛТ-0,5-180Ω±5% 1R11 МЛТ-0,5-1.3kΩ±5% 1R12, R13 МЛТ-0,5-1kΩ±5% 1R14 МЛТ-0,5-91Ω±5% 1R15 МЛТ-0,5-12Ω±5% 1

Amplificator OperaţionalAO КР140УД1Б 1

TranzistoareVT1 КТ940Б 1VT2 КТ815Г 1VT3 КТ814Г 1VT4, VT5 КТ815Б 2

DiodeVD1,VD3 КС213Б 2VD2,VD4 2С111Б 2

51

Pr Dimitrachi

Documents

Transcript of Pr Dimitrachi