Optoelectronica, Emil Voiculescu Si Tiberiu Marita

199
Titlu: OPTOELECTRONICĂ Autori: EMIL VOICULESCU TIBERIU MARIŢA Tehnoredactare computerizată: Tiberiu Mariţa

description

carte optoelectronica

Transcript of Optoelectronica, Emil Voiculescu Si Tiberiu Marita

Titlu:

OPTOELECTRONICĂ

Autori:

EMIL VOICULESCU

TIBERIU MARIŢA

Tehnoredactare computerizată: Tiberiu Mariţa

Manualul de Optoelectronică se adresează studenţilor facultăţilor de Electronică şi Telecomunicaţii, inginerilor din comunicaţii, celorlalţi studenţi de profil electric pasionaţi de Micro /Optoelectronică, chiar elevilor de liceu din clasele terminale, dacă noţiunile de bază le sunt cunoscute. Cum cursul care stă la baza manualului s-a adresat pentru început studenţilor din anul III, el se citeşte uşor şi reprezintă prima treaptă, pe scara pregătirii optoelectronice de cinci semestre, a studenţilor de la facultăţile de Comunicaţii, secţia de Comunicaţii Optice.

Având permanent în minte specificul domeniului, am considerat că putem uşura procesul asimilării disciplinei de către studenţii electronişti, precum şi de către ceilalţi interesaţi, prin elaborarea unui manual practic, cu o largă paletă de dispozitive şi aplicaţii optoelectronice, cu accent pe fenomenologie. “Mai întâi Ce şi Cum, şi abia mai apoi Cât”, a fost preceptul pedagogic care ne-a ghidat în elaborarea manualului. Al doilea volum, care va urma acestei lucrări încă în acest an, va fi adresat avansaţilor şi va trata domeniul atât de complex al circuitelor integrate optoelectronice.

7

PREFAŢĂ Optoelectronica reuneşte optica tradiţională, domeniul surselor semi-conductoare emiţătoare de radiaţie, a detectoarelor, a laserelor, a fibrelor optice şi electronica asociată lor. Ea studiază interacţiunile luminii în domeniul de lungimi de undă de la zeci de nm la 20 µm, cu materia în stare gazoasă, lichidă sau solidă şi dispozitivele care se bazează pe aceste interacţiuni. Aceste dispo-zitive combină părţi optice cu părţi electrice şi s-au dezvoltat enorm în ultimii 20 de ani, ca rezultat al extinderii industriilor materialelor semiconductoare. Încă de la început noutăţile din laboratoarele de optoelectronică şi-au găsit aplicarea imediată în practică. Unele dispozitive, cum este dioda electro-luminiscentă, a pătruns în majoritatea aplicaţiilor profesionale şi de consum încă din anii 70. Extinderea comunicaţiilor optice a determinat producţii masive de componente optoelectronice. Acelaşi efect l-au avut lărgirea domeniului de aplicare al laserelor şi dezvoltarea înregistrării şi stocării optice a informaţiei. Fiabilitatea, randamentul sporit şi costul scăzut au contribuit la răspândirea componentelor optoelectronice. În universităţi, optoelectronica s-a consolidat ca disciplină de sine stătă-toare, în plus, tot mai multe cursuri de fizică şi de electronică din întreaga lume includ subiecte de optoelectronică. Manualele de optoelectronică dedică partea introductivă noţiunilor fun-damentale de optică, apoi revin sporadic la acestea, când aplicaţiile o impun. Tratarea eclectică duce uneori cu gândul la rigoarea fizicianului, când aparatul matematic este dezvoltat peste nevoi, alteori, electronistul care vine din alt domeniu prezintă doar în mare fenomenologia subtilă şi aparatura optică dedicată, refugiindu-se rapid înapoi, în câmpul familiar al experienţei profesio-nale – circuitele şi componentele electronice, nu o dată în detrimentul subiectu-lui tratat. Prezentul manual ocoleşte, credem, aceste capcane. El corespunde cursului de Optoelectronică predat în anul III la Facultatea de Electronică şi Telecomunicaţii, de la Universitatea Tehnică din Cluj-Napoca, la secţiile de Comunicaţii şi de Electronică Aplicată. De-a lungul anilor, cursul a fost îmbunătăţit şi actualizat continuu, prin contactul nemijlocit cu studenţii. Din această cauză, cartea începe cu noţiuni simple şi evoluează treptat spre aplicaţii reale mai complexe, cu un accent deosebit pe claritate şi ierarhizarea noţiunilor. Caracterul interactiv al relaţiei cu studenţii, cărora cursul le-a fost predat încă din 1991, a condus la ideea că descifrarea şi explicarea fenomenelor implicate, chiar şi a celor mai simple, este binevenită cu tot backgroundul lor în fizică. A rezultat un material uşor asimilabil şi o lectură plăcută. Cunoştinţele astefel dobândite s-au dovedit încă din 1998 suficiente pentru a urma cursurile complementare de Comunicaţii Optice partea I-a şi a II-a, Circuite Integrate Optoelectronice, Echipamente

8

pentru Comunicaţii Optice (anul VI studii aprofundate – Master), Măsurări Optoelectronice. Cartea este structurată pe 10 capitole. Cele mai importante subiecte tratate sunt: laserele cu semiconductor, LEDurile cu driverele lor, detectoarele de radiaţie şi electronica asociată, aplicaţiile optocuploarelor, transmisiile de date pe cabluri optice şi conductoare. Capitolul 1 este o scurtă trecere în revistă a principalelor noţiuni de optică şi mecanică cuantică necesare înţelegerii principiului de funcţionare a dispozitivelor optoelectronice. Aceste noţiuni se presupun a fi cunoscute, deoarece familiarizarea cititorului cu fizica începe încă din liceu şi se continuă la facultăţile cu profil electric pe parcursul a două semestre. Capitolul 2 prezintă principul de funcţionare al diodelor electro-luminiscente (LEDuri), elementele constructive şi caracteristicile electrooptice ale acestor dispozitive. Capitolul 3 prezintă circuitele de comandă ale LEDurilor folosite în diverse aplicaţii de semnalizare, afişare, transmisie optică ş.a. În capitolul 4 este descris optocuplorul, tipurile constructive existente, parametrii specifici şi unele probleme legate de utilizarea lui. Capitolele 5, 6 şi 7 prezintă câteva clase de aplicaţii specifice ale opto-cuploarelor: amplificatoarele izolatoare, transmisiile de semnale binare prin izolare optică şi aplicaţii industriale ale optocuploarelor, împreună cu proble-matica lor specifică. Capitolul 8 prezintă principiul de funcţionare, montaje amplificatoare şi alte aplicaţii ale principalului dispozitiv fotosensibil utilizat în optoelectronică: fotodioda semiconductoare. În capitolul 9 sunt prezentate principiile de funcţionare ale laserelor şi câteva tipuri de lasere folosite în industria optoelectonică şi în special a comunicaţiilor optice: laserele cu corp solid şi diodele laser semiconductoare. Ultimul capitol, al 10-lea, este o scurtă introducere într-un domeniu de vârf al optoelectronicii: comunicaţiile pe fibră optică. Sunt trecute în revistă câteva probleme specifice comunicaţiilor pe fibră optică, detalierea acestui domeniu făcând obiectul unor cursuri şi manuale separate. Partea a doua a lucrării, intitulată Circuite Integrate Optoelectronice, va continua volumul de faţă cu noţiuni, dispozitive şi circuite avansate, care fac obiectul a ceea ce se cheamă în zilele noastre Optică Integrată, domeniu cu o dinamică fără precedent. Capitolele 1-7 au fost elaborate de Conf. Dr. Ing. Emil Voiculescu, iar capitolele 8-10 de Asist. Ing. Tiberiu Mariţa. Autorii aduc mulţumiri şi pe această cale domnului student Iulian Benţa-Kuderna pentru munca depusă la finalizarea lucrăii. Cluj, 4 Iulie 2000 Autorii

CUPRINS PREFAŢĂ………………………………………... 1. NOŢIUNI ELEMENTARE DE OPTICĂ ŞI MECANICĂ CUANTICĂ ……………….….. 1.1. Scurt istoric ………………………………………………..… 1.2. Domenii de frecvenţă şi lungimi de undă …………………… 1.3. Proprietăţile fundamentale ale luminii …………………….… 1.3.1. Reflexia ……………………………………………………… 1.3.2. Refracţia ……………………………………………………... 1.3.3. Reflexia totală ……………………………………………….. 1.3.4. Difuzia ……………………………………………………….. 1.3.5. Difracţia ……………………………………………………… 1.3.6. Dispersia ……………………………………………………... 1.3.7. Polarizarea luminii …………………………………………... 1.3.8. Interferenţa luminii …………………………………………... 1.4. Lentile ……………………………………………………….. 1.5. Surse de radiaţie ……………………………………………... 1.6. Mărimi şi unităţi ……………………………………………... 1.6.1. Intensitatea unei surse punctiforme ………………………….. 1.6.2. Intensitatea luminoasă a unei surse superficiale …………….. 1.7. Experimente care evidenţiază natura corpusculară a luminii ... 1.7.1. Efectul fotoelectric extern …………………………………… 1.7.2. Efectul Compton …………………………………………….. 2. DIODE ELECTROLUMINISCENTE (LEDuri) 2.1. Electroluminiscenţa joncţiunii p-n …………………………... 2.1.1. Modelul în benzi energetice a joncţiunii p-n ………………….. 2.1.2. Materiale fotoemisive cu emisie directă şi indirectă ………… 2.1.3. Calculul lungimii de undă radiate de un material fotoemisiv .. 2.2. Elemente constructive caracteristice ale LEDurilor …………. 2.3. Caracteristici electro-optice ale LEDului ……………………. 2.3.1. Simboluri grafice …………………………………………….. 2.3.2. Caracteristica curent-tensiune ……………………………….. 2.3.3. Caracteristica spectrală a radiaţiei emise ……………………. 2.3.4. Caracteristica de directivitate ………………………………... 2.3.5. Dependenţa strălucirii B a LEDului în funcţie de curentul IF2.3.6. Comportarea LEDurilor cu temperatura ……………………..

..

2.3.7. Comportarea LEDurilor în timp ……………………………... 2.4. Aplicaţii tipice pentru LEDuri ……………………………….

7

9 9

10 13 13 14 16 17 17 18 19 22 23 25 26 26 27 28 28 29

31 31 31 33 36 37 41 41 41 42 43 46 47 48 48

3. CIRCUITE DE COMANDĂ PENTRU LEDuri 3.1. Circuite simple de semnalizare, cu LEDuri …………………. 3.2. Circuite de comandă în curent continuu ……………………... 3.2.1. Circuite de comandă pentru şiruri de LEDuri ……………….. 3.2.2. Drivere specializate pentru comanda şirurilor de LEDuri …... 3.2.3. Comanda pentru strălucire constantă ………………………... 3.3. Circuite de comandă în curent alternativ ……………………. 3.4. Circuite de comandă în impulsuri …………………………… 3.4.1. Circuite de comandă cu porţi logice …………………………. 3.4.2. Comanda LEDurilor pentru rază mare de acţiune …………… 3.4.3. Matrice de LEDuri …………………………………………... 4. OPTOCUPLORUL ……………………………... 4.1. 4.2. Tipuri de optocuploare ……………………………………….

Caracteristici. Utilitate ……………………………………….

4.2.1. 4.2.2. Optocuploare digitale ………………………………………...

Optocuploare analogice ………………………………………

4.2.3. Alte tipuri de optocuploare …………………………………... 4.3. Parametri specifici optocuploarelor. Măsurarea lor la fabricant …………………………………… 4.3.1. Tensiunea şi rezistenţa de izolaţie …………………………… 4.3.2. 4.3.3. Factorul de rejecţie al modului comun ……………………….

Capacitatea de izolaţie ………………………………………..

4.3.4. Factorul de transfer în curent ………………………………... 4.3.5. Curentul de întuneric ………………………………………… 4.3.6. Caracteristica de intrare ……………………………………… 4.3.7. Tensiunea de saturaţie a fototranzistorului ………………….. 4.3.8. Viteza ………………………………………………………... 4.3.9. Banda de trecere ……………………………………………... 4.4. Procedee de creştere a vitezei de comutaţie …………………. 4.4.1. Scăderea timpului de comutaţie inversă (tOFF4.4.2. Controlul constantei de timp asociate fototranzistorului …….

) ……………….

4.4.3. Procedee de reducere a timpilor de comutaţie la comanda în impulsuri ……………………………………... 4.5. Îmbătrânirea optocuploarelor ………………………………... 4.6. Norme specifice privind utilizarea optocuploarelor …………. 5. AMPLIFICATOARE IZOLATOARE ………… 5.1. 5.2. Compensarea neliniarităţii caracteristicii de transfer ………...

Amplificatoare cu câştig reglabil …………………………….

5.2.1. Amplificator izolator cu reacţie negativă la receptor (Rx) …...

50 50 52

52 55 57 58 59 59 61 69

72 72 73 73

75 78

80 80 81 81 84 87 87 88 88 90 92 92 93

95 97

99

102 104 106 106

5.2.2. prin RN cu dispozitiv pereche ………………………………

Compensarea neliniarităţii caracteristicii de transfer

5.3. 5.4. Alte exemple de amplificatoare izolatoare …………………...

Transmisia semnalelor analogice prin modulare / demodulare

6. TRANSMISII DE SEMNALE BINARE PRIN OPTOCUPLOARE ………………………. 6.1. Transmisii binare locale ……………………………………... 6.1.1. Probleme specifice ale transmisiilor digitale prin optocuploare ……………………………………………. 6.1.2. Exemple de transmisii digitale locale cu separare prin optocuploare ……………………………….. 6.2. Transmisii binare, pe fire metalice, la distanţă ……………… 6.2.1. Probleme specifice ale transmisiilor pe fire metalice cu separare optică ……………………………………………. 6.2.2. Transmisia prin buclă de tensiune ……………………………

6.2.3. Transmisia prin buclă de curent ……………………………...

7. OPTOCUPLOARE ÎN APLICAŢII INDUSTRIALE …………………………………. 7.1. Circuite de detecţie a prezenţei (existenţei) tensiunii de reţea 7.2. Circuite de detecţie a prezenţei curentului …………………... 7.3. 7.4. Circuite de protecţie pentru optocuploare ……………………

Detectoare de prag ……………………………………………

7.4.1. Supratensiuni tipice în reţea …………………………………. 7.4.2. Tehnici de atenuare a supratensiunilor ………………………. 8. FOTODIODA …………………………………….

8.2. Mărimi caracteristice ………………………………………… 8.1. Principiul de funcţionare ……………………………………..

8.3. Modelul electric al fotodiodei ……………………………….. 8.4. Configuraţii de bază ale amplificatoarelor cu fotodiode …….. 8.5. Aplicaţii cu fotodiode PIN …………………………………... 9. LASERE …………………………………………. 9.1. Principiul de funcţionare al laserelor ………………………... 9.2. Componentele principale ale unui laser ……………………... 9.3. Lasere cu corp solid …………………………………………. 9.4. Dioda laser semiconductoare ………………………………... 9.4.1. Materiale semiconductoare adecvate fabricării diodelor laser

9.4.2. Producerea radiaţiei laser …………………………………….

110 117 120

124

124

124

130 125

130 132

135

137 138

141 139

142 142 144

146

148 146

149 151 153

156 156

161 164 168 168 169

9.4.3. Structuri constructive ale diodelor laser ……………………... 9.4.4. Caracteristicile radiaţiei emise de diodele laser ……………...

9.4.5. Circuit de comandă pentru diode laser de putere …….………

10. COMUNICAŢII PE FIBRĂ OPTICĂ ………… 10.1. Istoricul fibrelor optice ………………………………………. 10.2. Avantajele transmisiilor pe fibră optică ……………………... 10.3. Propagarea luminii prin fibra optică ………………………… 10.4. Configuraţii tipice de fibre optice …………………………… 10.5. Unghiul de acceptanţă şi conul de acceptanţă ………………. 10.6. Pierderi în cablurile cu fibre optice ………………………….. 10.7. Sisteme de comunicaţie pe fibră optică ………………………

GLOSAR …………………………………………

BIBLIOGRAFIE ………………………………...

171 173

174

176 176 177 178 181 183 186 192

195

197

9

1. NOŢIUNI ELEMENTARE DE OPTICĂ ŞI MECANICĂ CUANTICĂ

1.1. Scurt istoric În sec. V î.C. vechii greci introduc teoria tactilă a vederii şi teoria emisiei (ochii emit lumină), teorii care în timp s-au dovedit false. Robert Hooke realizează în 1665 primii paşi în teoria ondulatorie a luminii. Descoperirea difracţiei luminii şi introducerea teoriei corpusculare a luminii au fost realizate de către Isaac Newton în anul 1672. În anul 1676 Olaus Römer ajunge la concluzia că viteza luminii este finită şi măsurabilă (c ≈ 224.000 km/s). Huygens defineşte în secolul al XVII-lea teoria ondulatorie a luminii explicând fenomenul de propagare: “orice punct de pe o suprafaţă de undă este centrul unei noi unde elementare, astfel încât înfăşurătoarea tuturor undelor elementare va fi o suprafaţă de undă într-un moment ulterior”. De asemenea, el descoperă faptul că lumina are polaritate. Secolul XIX îmbogăţeşte domeniul cu numeroase experienţe cu reflexii şi refracţii ale luminii. Tot în aceea perioadă, Maxwell introduce teoria electromagnetică a luminii. El determină constantele matematice pentru electricitate şi magnetism care i-au îngăduit să stabilească domeniul de frecvenţe şi spectrul de lungimi de undă a luminii. Heinrich Hertz descoperă în anul 1888 efectul fotoelectric în metale expuse la radiaţie ultravioletă. În anul 1896 Antoine Henri Bequerel descoperă radioactivitatea. Max Plank descoperă în anul 1900 că lumina e emisă de atomi în cuante. O cuantă de energie depinde de lungimea de undă. În anii 1905-1906 el determină constanta ce îi poartă numele. După publicarea în 1905 a teoria relativităţii restrânse, Albert Einstein introduce în anul 1907 noţiunea de foton - particula constitutivă a luminii. În anul 1915 publică teoria modernă a gravitaţiei şi teoria relativităţii generalizate. În 1926 Albert Michelson determină experimental viteza luminii (c ≈ 299.796 ± 4 km/s). În anul 1927, odată cu apariţia teoriei moderne a luminii, ia naştere mecanica cuantică.

10

1.2. Domenii de frecvenţă şi lungimi de undă În radiofrecvenţă diferitele oscilaţii se deosebesc în mod tradiţional prin frecvenţele lor. În radiodifuziune, chiar dacă 75m, 49m, 41m, 31m, 25m, 21m, 16m, 13m, 11m desemnează unde, acestea sunt de fapt game, iar emisiunile sunt descrise în mod obişnuit prin frecvenţe: 1152 kHz Bucureşti/medii, 150 KHz Bucureşti/lungi, 909 KHz Radio Cluj etc. Banda de radiodifuziune se întinde în domeniul de frecvenţe 150 KHz ÷ 30 MHz. Urmează 30 MHz ÷ 1 GHz alte unde radio, cum ar fi transmisiile TV. În microunde, descrierea oscilaţiilor prin frecvenţa lor este de asemenea tradiţională. La radiorelee se specifică fTX = 7150 MHz, fRX = 7250 MHz, spre exemplu. La transmisiile prin satelit la fel, 10,3 ÷ 11,6 GHz, în banda SHF europeană. În optică însă, diferitele oscilaţii sunt definite prin lungimile lor de undă. Conversia de la frecvenţă la lungimea de undă este imediată:

fcTc 1

⋅=⋅=λ (1.1)

Undele radio, microundele, undele luminoase – incluzând aici întregul spectru ce face obiectul optoelectronicii: infraroşu (IR), vizibil, ultraviolet (UV) – radiaţiile X şi radiaţiile gamma sunt toate unde electromagnetice. Diferenţe calitative nu prezintă. Variaţiile cantitative legate de frecvenţa lor, lungimea de undă, şi energia asociată lor, sunt în raport de 1:1017 şi respectiv de 1:1019 la energia cuantică (energia unui singur foton). Din variaţia acestor parametri rezultă şi proprietăţile fizice care diferenţiază aceste radiaţii. Limitele spectrale (de frecvenţă sau în spectrul lungimilor de undă) sunt date în tabelul următor. Marginile diferitelor domenii se suprapun, frecvenţele şi lungimile de undă din tabelul următor fiind aproximative.

Tipul radiaţiei Domeniul de frecvenţe Domeniul de lungimi de undă

Energia cuantică E = h . ν

Unde radio 3 KHz ÷ 1 GHz 100 km ÷ 0,3 m 0,12 peV ÷ 4 µeV Microunde 1 GHz ÷1 THz 0,3 m ÷ 0,3 mm 4 µeV ÷ 4 meV Infraroşu 1THz ÷ 430 THz 0,3 mm ÷ 0,7 µm 4 meV ÷ 1,8 eV Vizibil 430 THz ÷ 750 THz 0,7 µm ÷ 0,4 µm 1,8 eV ÷ 3,1 eV Ultraviolet 750 THz ÷ 104 THz 0,4 µm ÷ 30 nm 3,1 eV ÷ 40 eV Radiaţii X 104 THz ÷ 3.106 THz 30 nm ÷ 0,1 nm 40 eV ÷12 KeV Radiaţii gamma 3.106 THz ÷3.108 THz 0,1 nm ÷ 1 pm 12 KeV ÷1,2 MeV

11

Unitatea de măsură pentru lungimea de undă este metrul, multipli şi submultipli lui. Pentru domeniul optic se folosesc micrometrul (1 µm = 10-6 m) şi nanometrul (1 nm = 10-9 m). În afara nanometrului şi micronului, Angströmul (1 = 10-10 m = 10 –4 µm) a fost unitatea de lungime de undă consacrată dar se foloseşte din ce în ce mai rar. Se observă că domeniul vizibil reprezintă o mică parte din spectrul ce face obiectul optoelectronicii. În timp ce domeniul tuturor radiaţiilor optice (vizibile şi invizibile) se întinde de la λ max (IR) = 0,3 mm la λ min (UV) = 30 nm, domeniul vizibil se întinde de la λ roşu = 0,7 µm la λ violet = 0,4 µm şi este caracterizat de o mică variaţie a energie cuantice (de la 8 eV la 3,1 eV). Alte manuale indică pentru domeniile ce fac obiectul optoelectronicii valorile din tabelul de mai jos şi respectiv figura 1.1:

Tipul radiaţiei Domeniul de lungimi de undă Domeniul de frecvenţe Ultraviolet 5 nm ÷ 0,39 µm 769 THz ÷ 60.000 THz Vizibil 0,39 µm ÷ 0,75 µm 400 THz ÷ 769 THz Infraroşu 0,75 µm ÷ 4mm 75 GHz ÷ 400 THz

Fig. 1.1. Delimitarea domeniului optic.

Ochiul uman percepe violetul (aproximativ 0,43 µm lungime de undă) la un capăt al spectrului vizibil şi roşul (aproximativ 0,68 µm lungime de undă) la celălalt capăt. Între aceste limite ochiul sesizează indigoul, albastrul, verdele, galbenul, portocaliul şi nuanţe ale lor. Pentru vederea fotopică (ochiul adaptat la lumină) maximul de sensibilitate al ochiului uman se află în jurul valorii de 550nm. La vederea scotopică (ochiul adaptat la întuneric) acest prag se deplasează la circa 510nm (efectul Purkinje), aşa cum se poate vedea în figura 1.2, în care este ilustrată

12

dependenţa sensibilităţii relative, S, a ochiului uman în funcţie de lungimea de undă pentru cele două tipuri de vedere.

Fig. 1.2. Efectul Purkinje.

Două fascicule care sunt percepute ca având aceeaşi culoare au de obicei aceeaşi lungime de undă. Totuşi combinaţia a două culori ca de exemplu verde şi roşu pot da albastru. De aceea, o anumită radiaţie nu este neapărat cea corespunzând lungimii de undă pe care o percepem. Gradarea culorilor şi a lungimilor de undă depinde de observator, iar limitele se suprapun. În tabelul următor sunt date lungimile de undă tipice pentru diferitele culori percepute de ochiul uman.

Infraroşu 0,70 µm … 4 mm Vizibil

Roşu 0,61 µm … 0,70 µm Oranj 0,59 µm … 0,61 µm Galben 0,57 µm … 0,59 µm Verde 0,50 µm … 0,57 µm Albastru 0,45 µm … 0,50 µm Violet 0,40 µm … 0,45 µm

Ultraviolet 5 nm … 0,39 µm

13

1.3. Proprietăţile fundamentale ale luminii 1.3.1. Reflexia Fiind undă electromagnetică, lumina se reflectă ca toate undele electromagnetice. Există similitudini chiar şi cu undele elastice, care sunt unde mecanice: schimbarea fazei prin reflexie, pierderea a λ/2 când unda din mediul mai puţin dens întâlneşte unda din mediul mai dens. Fie două medii diferite separate printr-o suprafaţă plană şi fie S o sursă punctiformă de radiaţie (lumină). Fie I raza incidentă de lumină care face unghiul θ cu normala la suprafaţa de separaţie în punctul O de incidenţă (fig. 1.3).

Fig. 1.3. Reflexia.

Legea reflexiei 1. Dreptele I, R şi normala se află în acelaşi plan (numit plan de incidenţă, perpendicular pe suprafaţa de separaţie) şi sunt concurente în punctul O, 2. Raza reflectată (emergentă), R, face acelaşi unghi θ cu normala, ca şi raza incidentă, I. Coeficientul de reflexie, este o mărime adimensională, exprimată în procente, care indică fracţiunea din fluxul (puterea) luminoasă incidentă care se întoarce în mediul din care vine. Pentru suprafeţe netede şi lucioase, sunt posibili coeficienţi de reflexie de peste 99%. Reflexia pe o suprafaţă neregulată este însoţită de difuzie (reflexii după mai multe direcţii însoţite şi de atenuarea razelor emergente). Uneori acesta poate fi chiar efectul dorit (fig. 1.4).

14

Fig. 1.4. Difuzia prin reflexie pe o suprafaţă neregulată. 1.3.2. Refracţia

Refracţia apare în cazul în care suprafaţa pe care cade fascicolul incident permite trecerea unei părţi a energiei luminoase prin suprafaţa de separare. Viteza luminii (a undelor electromagnetice) în vid a fost stabilită de Maxwell:

00

1µε ⋅

=c (1.2)

unde constantele ε0 şi µ0 sunt permitivitatea electrică, respectiv permeabilitatea magnetică a vidului. Într-un mediu omogen oarecare, viteza de propagare a luminii este dată de formula:

cμε

≠⋅

=1v (1.3)

unde constantele ε şi µ sunt permitivitatea electrică, respectiv permeabilitatea magnetică a mediului respectiv. Această formulă se verifică în foarte multe cazuri (o excepţie este de exemplu cazul apei, unde fenomenul este “bruiat” de absorbţie). Se poate conchide că viteza luminii depinde de mediul în care are loc propagarea, iar coeficientul:

vcn = , (1.4)

se numeşte indice de refracţie al mediului respectiv. Să presupunem că avem o suprafaţă de separare între două medii omogene diferite, caracterizate de indicii de refracţie diferiţi: n1 ≠ n2. (fig. 1.5). Să mai presupunem că mediul 1 este optic mai puţin dens decât mediul 2 (n1 <

15

n2) şi că trimitem un fascicol incident I spre suprafaţa de separaţie sub un unghi oarecare θI , dintr-o sursă punctiformă S. Fie O punctul de incidenţă. La trecerea în mediul mai dens, raza transmisă T se apropie de normală, θT < θI. Concomitent, o parte mai mare sau mai mică din fluxul incident este reflectată în mediul 1, funcţie de coeficientul de reflexie a suprafeţei de separaţie.

Fig. 1.5. Refracţia. Legile refracţiei 1. Dreptele I, R, T şi normala se află în acelaşi plan (numit plan de incidenţă, perpendicular pe suprafaţa de separaţie) şi sunt concurente în punctul O, 2. Unghiul de refracţie este dat de legea Snell-Descartes:

TI nn θθ sinsin 21 ⋅=⋅ . (1.5)

Toate refracţiile sunt însoţite de reflexie parţială, aşa cum se poate vedea şi din figura 1.5 (raza reflectată este desenată punctat). Chiar şi atunci când fluxul luminos transmis reprezintă cea mai mare parte din cel incident, de exemplu la unghi incident θI = 0, o parte din fluxul incident este reflectată în primul mediu. Acest fenomen este cunoscut ca reflexie (pierdere) Fresnel. El poate fi observat şi în viaţa de zi cu zi, privind în special seara printr-un geam obişnuit şi observând că acesta reflectă o parte din lumina incidentă.

16

Legea formulată de Fresnel spune că din fluxul total ΦI al unei raze incidente I, o cantitate ΦT = ΦI . T suferă o refracţie (transmisie) trecând în celălalt mediu (raza transmisă T), iar o altă cantitate ΦR = ΦI . R se reflectă înapoi în mediul din care provine (raza reflectată R), unde coeficienţii R şi T se numesc coeficient de reflexie, respectiv de transmisie şi sunt daţi de ecuaţiile:

2

12

12R

+−

=nnnn

(1.6)

R1T −= . (1.7)

1.3.3. Reflexia totală Reflexia totală este un caz particular al refracţiei şi are loc atunci când raza incidentă porneşte dintr-un mediu optic mai dens spre unul mai puţin dens. La un anumit unghi zis critic, θC, raza refractată nu mai părăseşte materialul din care a fost emisă, ca în figura 1.6.b:

Fig. 1.6. Refracţia: a. obişnuită; b. reflexia totală la unghi de incidenţă critic; c. reflexia totală tipică.

Unghiul critic θC se calculează din legea lui Snell:

221 90sinsin nnn oC =⋅=⋅ θ (1.8)

1

2arcsinnn

C =θ (1.9)

17

La reflexia totală nu se pierde energie prin transmisie în mediul 2. Raza de lumină rămâne confinată (captivă) în mediul optic mai dens, purtătoare a aceleiaşi energii după reflexie. Acesta e mecanismul ce stă la baza propagării radiaţiei prin fibrele optice. Fenomenul reflexiei totale îşi găseşte aplicare şi în instrumentaţia radio / foto-metrică. 1.3.4. Difuzia Difuzia este o reflexie multiplă, haotică (fig. 1.4), care are drept efect răspândirea unui fascicol de lumină într-un număr imens de fascicole secundare, distribuite aleator, şi având drept consecinţă atenuarea progresivă a fascicolului incident. Difuzia nu trebuie confundată cu absorbţia luminii – pierderea de energie luminoasă prin transformarea ei în căldură, sau alte forme de energie. Exemple clasice sunt:

- imaginea unei guri de tunel când înăuntru este fum sau ceaţă - e uşor de imaginat atenuarea progresivă a luminii de la intrare. Dacă lipseşte ceaţa, gura tunelului se vede tot mai slab din cauza absorbţiei luminii;

- praful în bătaia soarelui, printr-o fereastră (fascicol paralel colimat – soarele fiind foarte departe). Dacă traseul razelor e lung (razele se văd), lumina este răspândită de particulele de praf şi atenuată sensibil.

1.3.5. Difracţia Difracţia este proprie tuturor undelor şi faptul că lumina suferă o difracţie când trece pe lângă un paravan, sau prin reţele de difracţie constituie o dovadă a caracterului ei ondulatoriu. Fenomenul difracţiei luminii la trecerea pe lângă un obstacol opac a fost evidenţiat pentru prima dată de Isaac Newton în anul 1665 (fig. 1.7). Se ştia (fenomen observat de Grimaldi) că umbra paravanului opac PO nu e netă, mai mult chiar, că lumina bate puţin în spatele paravanului (de parcă la marginea obstacolului ar avea loc o uşoară ocolire). Newton a avut curiozitatea de a privi marginea umbrei cu un o lupă şi a descoperit franje de interferenţă. Explicaţia existenţei franjelor este aceea că toate razele provin de la aceeaşi sursă S (sunt coerente). Faptul că apar franje de interferenţă se datorează “curburii” razelor în jurul obstacolului, adică difracţiei. Interpretarea conform principiului lui Huygens este: punctele de la periferia paravanului opac devin surse secundare când sunt iluminate de la sursa S. Radiaţiile pe care le emit aceste surse secundare pot trece uşor în spatele paravanului şi pot interfera. Interferenţa undelor cu aceeaşi frecvenţă şi fază (coerente, provenind de la aceeaşi sursă), datorată diferenţelor de drum, a fost deja demonstrat deja cu inelele lui Newton.

18

Fig. 1.7. Experiment care evidenţiază difracţia. 1.3.6. Dispersia Dispersia constă în împrăştierea razelor de lumină la pătrunderea într-un anumit mediu, în funcţie de lungimea lor de undă. Diferitele lungimi de undă din lumina albă sunt inegal refractate de unul şi acelaşi material. La schimbarea materialului fenomenul se menţine, se schimbă însă diversele mărimi caracteristice. Cum viteza luminii diferă în materiale în funcţie de lungimea de undă, înseamnă că indicele de refracţie este altul pentru fiecare lungime de undă aplicată. Fenomenul a fost raportat pentru prima dată de Isaac Newton, care a folosit o prismă pentru a demonstra dispersia luminii albe (fig. 1.8).

Fig. 1.8. Experimentul lui Newton pentru a evidenţia dispersia.

19

Newton a demonstrat astfel experimental structura “curcubeu” a luminii albe: roşu, portocaliu, galben, verde, albastru, indigo, violet şi nuanţele intermediare dintre ele. Razele roşii (frecvenţa cea mai joasă) sunt deviate cel mai puţin la refracţia prin prismă, violetul este refractat cel mai puternic (frecvenţa cea mai înaltă). În mod similar sunt deviate şi undele invizibile: infraroşul (IR) mai puţin, ultravioletul (UV) mai mult. Newton a realizat şi compunerea luminii albe, prin experimentul invers, folosind două prisme (fig. 1.9):

Fig. 1.9. Experimentul invers de compunere a luminii. 1.3.7. Polarizarea luminii Lumina, ca orice undă electromagnetică, este compusă din doi vectori care oscilează sinusoidal în fază în planuri perpendiculare între ele şi perpendiculare pe direcţia de propagare : vectorul câmp magnetic B şi vectorul câmp electric Ē. Lumina se obiectivează (este văzută, impresionează pelicula fotografică etc.) datorită vectorului câmp electric Ē. Lui Isaac Newton îi revine meritul de a fi observat că lumina are direcţie sau orientare, adică orice rază de lumină este mai mult sau mai puţin polarizată. Razele de la sursele primare naturale sau artificiale (soare, becuri etc.) au de obicei un caracter nepolarizat: vectorul câmp electric Ē variază în mod aleatoriu într-un plan perpendicular pe direcţia de propagare. O radiaţie care are direcţii preferenţiale pentru vectorul câmp electric indică o polarizare parţială pe direcţia respectivă. De foarte multe ori lumina este parţial polarizată, din cauza uneia sau mai multor reflexii. Orice reflexie pe o suprafaţă netedă contribuie la parţiala polarizare a luminii. O înţelegere clară a polarizării parţiale o primim prin aplicarea principiului superpoziţiei care se poate folosi şi în cazul luminii: orice

20

fascicol parţial polarizat (c) poate fi considerat o sumă a unui fascicol polarizat (b) cu un fascicol de lumină nepolarizată (a) (fig. 1.10):

Fig. 1.10. Lumina parţial polarizată (c), rezultat al compunerii unei radiaţii polarizate plan (b) cu una nepolarizată (a).

Reamintim că oscilaţia vectorului câmp electric se face într-un plan perpendicular pe direcţia de propagare (în figura 1.10 direcţia de propagare ar fi o dreaptă perpendiculară pe planul foii). Cazul b se mai numeşte polarizare plană deoarece vectorul câmp electric oscilează într-un singur plan în timpul propagării luminii (fig. 1.11):

Fig. 1.11. Lumina polarizată plan.

Exemple de unde polarizate plan sunt: - undele radio folosite în transmisiile TV, satelit, radar; - undele laser la ieşirea din colimator, după ce reziduul de undă cu altă

polaritate a fost anulat;

21

- razele de lumină trecute prin materiale polaroid (ochelari, geamuri, filtrul pentru ecranul de la calculator, aparate foto şi camere de luat vederi etc.).

Pe baza regulii de compunere vectorială, lumina polarizată plan se poate compune cu alte radiaţii. Compunând două unde cu aceeaşi frecvenţă, ambele polarizate plan, dar în cuadratură, va rezulta o undă cu vectorul electric evoluând pe o elice (dreaptă sau stângă) în lungul direcţiei de propagare. Acest procedeu se numeşte polarizare circulară a luminii. Pe de altă parte, două radiaţii polarizate plan, ortogonale, nu se influenţează reciproc (proiecţia vectorului electric al uneia dintre radiaţii în planul de oscilaţie al celeilalte este nulă) şi sunt nemiscibile. De aceea, privind imagini polarizate orizontal prin ochelari cu polarizare verticală, imaginea rămâne invizibilă. O întrebuinţare practică a acestui fenomen este încărcarea pe una şi aceeaşi purtătoare a celor două polarităţi nemiscibile (orizontală şi verticală) rezultând o capacitate de transmisie dublă. Procedeul este larg utilizat în microunde, televiziune, radiorelee, sateliţi şi transmisii pe fibră optică. Cel mai simplu mod de a obţine lumină polarizată a fost demonstrat de Brewster. El a constatat că iluminând sticla sub un unghi de circa 570, care îi poartă numele, rezultă două raze polarizate ortogonal (fig. 1.12). Pentru reuşita experimentului se foloseşte ca rază incidentă I’ lumina parţial polarizată obţinută prin reflexia pe o primă oglindă. Raza reflectată R este polarizată într-un plan perpendicular pe planul de incidenţă, iar raza refractată T este polarizată în planul de incidenţă. În această situaţie raza reflectată este perpendiculară pe raza refractată.

Fig. 1.12. Polarizarea luminii prin reflexie.

22

Valoarea de 570 se obţine aplicând legea lui Snell în punctul O:

BrsticlaRsticlaBraer nnn θθθ cossinsin ⋅=⋅=⋅ (2.10)

aer

sticlaBr n

ntg =θ (2.11)

°≅= 57aer

sticlaBr n

narctgθ (2.12)

Ultima egalitate este relaţia de definiţie a unghiului Brewster, la care are loc polarizarea totală a celor două raze emergente. 1.3.8. Interferenţa luminii Interferenţa luminii a fost demonstrată de Young cu dispozitivul care îi poartă numele (fig. 1.13). Lumina de la sursa S este trecută printr-o diafragmă îngustă de pe panoul PO1 pentru a obţine o sursă cvasi-punctiformă. Conform principiului lui Huygens orice punct de pe o suprafaţă de undă este centrul unei noi unde elementare, astfel încât înfăşurătoarea tuturor undelor elementare va fi o suprafaţă de undă într-un moment ulterior. Cele două diafragme înguste de pe panoul PO2 constituie două surse secundare de lumină: S1 şi S2. Undele provenite de la aceste două surse interferează pe un ecran. Folosind o lentilă convergentă franjele devin mai nete.

Fig. 1.13. Experimentul lui Young pentru evidenţierea interferenţei luminii.

23

Există două situaţii posibile ale compunerii undelor pe ecran:

- dacă cele două unde sunt defazate cu 1800, va avea loc o interferenţă distructivă rezultând franje întunecate;

- dacă cele două unde sunt în fază, va avea loc o interferenţă constructivă rezultând franje luminoase.

Experimentul lui Young demonstrează că undele coerente interferează. El reprezintă cel mai simplu mod în care se pot obţine două unde coerente dintr-o sursă unică. Este o dovadă a caracterului ondulatoriu al luminii. 1.4. Lentile Lentilele sunt dispozitive din sticlă, plastic sau alte materiale transparente care focalizează sau împrăştie razele de lumină. Constituie un subiect atât de amplu încât o întreagă literatură de specialitate le este dedicată. Numai materialelor din care se fabrică le-au fost dedicate numeroase cărţi. Lentilele sunt descrise prin forma suprafeţelor care le mărginesc: convexe, plane, concave sau combinaţii ale acestora. Lentilele convergente colimează un flux de lumină divergent, adică adună într-un fascicol subţire de raze paralele razele divergente, sau focalizează un fascicol paralel (fig. 1.14).

Fig. 1.14. Acţiunea lentilelor convergente.

24

Ca şi caracteristică constructivă generală, lentilele convergente sunt “mai groase la mijloc” şi pot fi plan-convexe, biconvexe sau menisc convergent (fig. 1.15).

Fig. 1.15. Tipuri de lentile convergente.

Lentilele divergente pot transforma un fascicol convergent într-unul plan paralel, sau pot împrăştia un fascicol paralel (fig. 1.16).

Fig. 1.16 Acţiunea lentilelor divergente.

Ca şi caracteristică constructivă generală, ele sunt “mai groase la margine” şi pot fi plan-concave, biconcave sau menisc divergent. (fig. 1.17).

Fig. 1.17 Tipuri de lentile divergente.

25

Indicele de refracţie depinde de material şi de lungimea de undă a radiaţiei aplicate. Aceasta poate să însemne că diferite culori sunt focalizate în puncte diferite (aberaţie cromatică), ceea ce constituie o problemă serioasă în tehnica video / foto. Aceasta presupune corecţia fenomenului descris în adâncime, în lungul axului optic principal, rezultând ansambluri de lentile în locul uneia singure. Obiectivul unei camere de luat vederi, sau al unui aparat de fotografiat, reduce aproape toate aberaţiile cromatice. 1.5. Surse de radiaţie Sursa punctiformă de lumină este o sursă fără dimensiuni o abstracţie pe care realitatea poate doar să o aproximeze: o stea aflată la distanţă de ani lumină, un far îndepărtat etc. Razele de lumină sosite de la astfel de depărtări sunt plan paralele. Ele pleacă însă în multe direcţii de la sursă (SA, SB, SC, ...) (fig. 1.18). O sursă extinsă de lumină generează radiaţii luminoase pe o suprafaţă (fig. 1.19), iar obiectul P este iluminat din mai multe direcţii, de mai multe puncte care trimit unde luminoase spre P. O lampă fulger (flash sau blitz) este o sursă extinsă de lumină. Dacă însă este văzută de la distanţă mare (de exemplu 200 m) ea seamănă cu o sursă punctiformă.

Fig. 1.18. Sursă de lumină punctiformă.

Fig. 1.19. Sursă de lumină extinsă.

26

Constanta solară Există surse de lumină naturală primare – soarele, stelele, aurora etc. şi surse de lumină secundară – planetele şi sateliţii lor. Intensitatea radiaţiei solare în vid este de cca. 140 mW/cm2. Aceasta se numeşte constanta solară sau radianţa solară. Soarele emite radiaţii într-un spectrul larg de lungimi de undă, din care, cele din domeniul optic sunt cuprinse între 5nm şi 4mm:

- infraroşii (IR) 750nm … 4mm; - unde vizibile 390nm … 750nm; - ultraviolete (UV) 5nm … 390nm.

Aceste radiaţii sunt uneori numite lumină; dar doar radiaţiile din spectrul vizibil sunt cu adevărat luminoase. Constanta solară include radiaţiile infraroşii şi pe cele ultraviolete. Instrumentele care măsoară radiaţiile vizibile se numesc fotometre iar tehnica de măsurare fotometrie. Măsurarea intensităţii radiaţiilor invizibile adiacente spectrului vizibil – infraroşii şi ultraviolete – se face cu radiometre, iar domeniul se numeşte radiometrie. 1.6. Mărimi şi unităţi 1.6.1. Intensitatea unei surse punctiforme Vom reaminti noţiunea de unghi solid. Fie S proiecţia unui obiect P pe o sferă de rază R cu centrul în punctul O (fig. 1.20):

Fig. 1.20. Unghiul solid.

Unghiul solid corespunzător obiectului P este unghiul solid delimitat de suprafaţa laterală a conului cu centrul în O, având ca bază suprafaţa S:

27

][2

srRS

=Ω . (1.13)

Unitatea de măsură a unghiului solid este steradianul (sr). Înlocuind în ecuaţia (1.13) aria suprafeţei S cu aria sferei 4πR2 obţinem unghiul solid maxim: 4π sr. Fotonii emişi de o sursă creează un fluxul luminos, care corespunde unei anumite puteri radiante. Intensitatea luminoasă a unei surse punctiforme este o mărime radiometrică şi reprezintă puterea luminoasă emisă în unitatea de unghi solid. Ea se măsoară în W/sr:

]/[ srWPI R Ω= , (1.14)

unde P [W] reprezintă puterea radiaţiei. În fotometrie, intensitatea unei surse punctiforme se măsoară în candele sau lumeni/steradian (1cd = 1 lm/sr):

][cdI L ΩΦ

= , (1.15)

unde Φ [lm] reprezintă fluxul luminos. 1.6.2. Intensitatea luminoasă a unei surse superficiale Intensitatea unei surse extinse, numită şi exitanţă sau radianţă, se măsoară în W/cm2 şi reprezintă cantitatea de flux emisă pe unitatea de suprafaţă:

]/[ 2cmWSPBR = , (1.16)

unde este P este puterea luminoasă iar S este aria sursei. Intensitatea unei surse extinse se măsoară în unităţi fotometrice în lm/cm2:

]/[ 2cmlmS

BLΦ

= , (1.17)

28

1.7. Experimente care evidenţiază natura corpusculară a luminii

Există două experimente clasice care nu pot fi explicate pe baza teoriei ondulatorii a luminii:

- efectul fotoelectric extern – pus în evidenţă de Heinrich Hertz în 1887 şi de Hallwachs în 1888;

- efectul Compton, care constă în schimbarea lungimii de undă a radiaţiilor Röntgen la împrăştierea pe atomi uşori de grafit, descoperit de Compton în 1923.

1.7.1. Efectul fotoelectric extern În 1887, Heinrich Hertz folosea înaltă tensiune pentru a genera unde electromagnetice prin scântei. Pentru aceasta încărca electrostatic două sfere de metal. Hertz a observat că descărcarea prin arc electric este mult uşurată de iluminarea uneia dintre sfere cu lumină ultravioletă. Un an mai târziu, Hallwachs constată că o placă de zinc electrizată negativ sau neelectrizată, se pozitivează sub radiaţie ultravioletă. Efectul fotoelectric extern se demonstrează cu dispozitivul din figura 1.21: un tub similar unei diode cu vid, care are în plus o fereastră de cuarţ prin care e posibilă iluminarea spaţiului dintre anod şi catod.

Fig. 1.21. Dispozitivul pentru demonstrarea efectului fotoelectric extern. Experimentul a dovedit că:

- radiaţia ultravioletă stimulează conducţia; chiar la VAK = 0, există un curent pe seama electronilor smulşi de radiaţie;

- lungimea de undă a radiaţiei ultraviolete este determinantă pentru amplitudinea curentului. La creşterea frecvenţei (din fluxul ultraviolet incident, frecvenţa / lungimea de undă dorită se selectează cu filtre

29

plasate în fereastra tubului), curentul creşte. Curentul depinde, de asemenea, de mărimea fluxului incident, dacă frecvenţa este constantă;

- există o valoare de prag a frecvenţei radiaţiei ultraviolete, sub care fenomenul nu are loc.

Aceste proprietăţi pot fi explicate numai făcând apel la noţiunea de foton. Ele nu pot fi explicate pe baza teoriei ondulatorii a luminii. Max Planck a avut la începutul secolului revelaţia că energia asociată electronilor poate varia numai în trepte. O singură “porţie” de energie a primit denumirea de cuantă. Ulterior (1905) Einstein a introdus o particulă denumită foton, care este o cuantă de energie, cu atât mai mare cu cât frecvenţa sa este mai mare. Energia unui foton se scrie:

ν⋅= hW (1.18) unde:

][10225,6 34 sJh ⋅⋅= − (1.19) este constanta lui Planck. Pe baza interpretării corpusculare a naturii luminii, efectul fotoelectric extern poate fi interpretat în felul următor. Materialul catodului din tub este bombardat de fotonii fascicolului de lumină UV transmis prin fereastra de cuarţ. Fotonii absorbiţi excită atomii care îi captează, adică trec electronii acestor atomi pe nivele superioare de energie, acolo unde sunt mai slab legaţi de nucleul atomilor de care aparţin. Sub imperiul tensiunii de sute de volţi aplicate, o parte din electroni se desprind din catod, îndreptându-se în mod accelerat (deplasare în câmp electric uniform) spre anod. Cum energia transmisă de fotoni depinde de frecvenţa lor ν, şi energia foto-electronilor depinde de frecvenţa respectivă. Lucrul mecanic de ieşire (de extracţie a electronilor din materialul catodului) va fi cu atât mai uşor de asigurat cu cât frecvenţa ν este mai mare. Curentul maxim prin microampermetru va reflecta acest fapt. Pentru ν = constant vor exista cu atât mai mulţi fotoelectroni, cu cât fluxul incident va fi mai intens. Toate aceste proprietăţi pot fi explicate doar admiţând existenţa fotonului şi nu pe baza teoriei ondulatorii. 1.7.2. Efectul Compton A fost descoperit în 1923 de Compton pe când acesta experimenta difracţia razelor X pe atomi uşori. Un fascicol Röntgen obţinut dintr-un kenotron, relativ colimat prin trecerea printr-un perete cu fantă (oricum razele X rămân divergente), cade pe

30

o bucată de grafit, material cu greutate atomică redusă. Rezultatul interacţiunii este evaluat cu ajutorul unui spectrometru la diverse unghiuri θ în jurul probei de grafit (fig. 1.22). Se constată în acest fel că în radiaţia emergentă se regăseşte frecvenţa incidentă, dar şi o nouă frecvenţă mai joasă (lungime de undă mai mare), numită frecvenţă (lungime de undă) Compton.

Fig. 1.22 Experimentul lui Compton Efectul Compton nu poate fi explicat cu ajutorul teoriei ondulatorii. Conform acestei teorii, radiaţiile electromagnetice împrăştiate ar avea aceeaşi lungime de undă ca şi radiaţiile incidente. Explicarea acestui fenomen a fost dată de către Compton pe baza interacţiunii dintre un foton şi un electron al substanţei împrăştietoare. Considerând ciocnirea foton-electron ca o ciocnire elastică şi impunând respectarea legilor de conservare a energiei şi impulsului, Compton calculează că trebuie să apară o deviaţie a lungimii de undă dependentă de unghi şi independentă de materialul împrăştietor:

2sin2 2 θλ ⋅Λ⋅=∆ , (1.20)

unde:

cmh

⋅=Λ

0, (1.21)

se numeşte lungimea de undă Compton, iar m0 – masa fotonului în repaus şi c – viteza luminii în vid. Aceste proprietăţi au fost în primul rând stabilite experimental. Explicarea lor cu ajutorul relaţiei (1.21), dedusă în ipoteza fotonică a luminii, constituie încă o dovadă a valabilităţii acestei ipoteze.

31

2. DIODE ELECTROLUMINISCENTE (LEDuri)

2.1. Electroluminiscenţa joncţiunii p-n Electroluminiscenţa în solide este un fenomen cunoscut de mulţi ani şi studiat în profunzime. Probabil că aplicaţia cea mai largă a electroluminiscenţei este ecranul TV. Cunoscută sub numele de luminiscenţă catodică, această formă de electroluminiscenţă este cauzată de impactul electronilor puternic acceleraţi cu luminoforul depus pe faţa interioară a tubului catodic. În prezent tubul catodic cedează locul ecranului cu cristale lichide aproape în toate aplicaţiile (TV, monitoare de calculator, radare etc.)

Între numeroasele tipuri de elctroluminiscenţă cunoscute, unul a deschis un domeniu complet nou al tehnologiei: electroluminiscenţa de injecţie a joncţiunii p-n. Emisia de lumină a unei joncţiuni p-n a fost observată pentru prima oară de Lossew în 1923. Mai târziu (circa 1962) s-a constatat că se pot obţine niveluri relativ mari de energie luminoasă din joncţiuni p-n de arseniură de galiu (GaAs). Din 1962, un program internaţional de proporţii a fost orientat spre producerea unui dispozitiv electroluminiscent emiţător de lumină. De pe atunci ideea era deosebit de atractivă având în vedere avantajele aşteptate de la dispozitivul ce urma să se nască:

- curenţi şi tensiuni mici de alimentare; - precizia de determinare a ariei luminoase specifică proceselor litografice

implicate. - viteza mare de comutaţie cu care trebuia să poată fi comandat

dispozitivul. Dispozitivul care s-a născut astfel a fost dioda electroluminiscentă,

denumită pe scurt LED care este acronimul denumirii din limba engleză: “Light Emitting Diode”. 2.1.1. Modelul în benzi energetice a joncţiunii p-n În materialele semiconductoare, ca de altfel în toate solidele cristaline, electronii pot ocupa doar anumite nivele energetice. Banda de conducţie (BC) şi banda de valenţă (BV) sunt denumiri date benzilor cu nivelele energetice cele mai mari care pot fi ocupate de electroni în materialele semiconductoare pure. Nivelul inferior al benzii de conducţie şi nivelul superior al benzii de valenţă sunt separate de un interval energetic (EG) denumit bandă interzisă. În

32

materialele semiconductoare pure, acest interval energetic nu poate fi ocupat de electroni. Este posibil, însă, să se introducă impurităţi în semiconductor, generându-se astfel nivele energetice în interiorul benzii interzise. Impurităţile care cedează electroni în banda de conducţie sunt denumite donori şi semiconductorul rezultat este de tip n (datorită sarcinii negative a purtătorilor electrici majoritari care sunt electronii). Impurităţile care acceptă electroni din banda de valenţă generând acolo goluri sunt denumite acceptori şi semiconductorul rezultat este de tip p (datorită sarcinii pozitive a purtătorilor electrici majoritari care sunt golurile). Benzile energetice şi nivelele energetice donoare şi acceptoare dintr-un semiconductor sunt ilustrate în figura 2.1:

Fig. 2.1. Reprezentare schematică: a. semiconductor de tip n; b. semiconductor de tip p; c. joncţiune p-n.

O joncţiune p-n se poate forma într-un material semiconductor prin doparea unei regiuni cu atomi donori şi a regiunii adiacente cu atomi acceptori (fig.2.1.c). În această situaţie, electronii şi golurile se vor deplasa traversând joncţiunea în sensuri contrare, până când se va ajunge la o stare de echilibru. Aceasta va duce la apariţia unei bariere de potenţial, EB, de-a lungul joncţiunii. În figurile 2.1.a şi 2.1.b sunt ilustrate stările energetice din semiconductor înainte de atingerea acestei stări de echilibru, iar în figura 2.1.c. după atingerea acestei stări. Această barieră de potenţial va face dificilă traversarea în continuare a joncţiunii de către purtătorii de sarcină. Dacă însă se polarizează direct joncţiunea (potenţial mai mare, pozitiv, aplicat regiunii p şi mai mic, negativ, aplicat regiunii n), procesul acesta de traversare a barierei de potenţial este întreţinut. Fluxul de purtători (în ambele sensuri – de aceea materialul se numeşte bipolar) se menţine pe toată durata

33

polarizării joncţiunii. Recombinările electronilor şi a golurilor (fig. 2.2) care au loc în mod continuu generează energie sub formă de fononi. Fononii sunt cuante de energie emise de recombinările din siliciu (Si), energia rezultată fiind insuficientă pentru eliberarea de fotoni. La siliciu, energia eliberată în procesele de recombinare se transferă reţelei cristaline sub formă de vibraţii, adică se transformă în căldură.

Fig. 2.2. Deplasarea şi recombinarea purtătorilor de sarcină într-o joncţiune p-n polarizată direct. În arseniura de galiu (GaAs), ca şi în restul materialelor fotoemisive, energia eliberată la recombinarea electron-gol (aproximativ EG) este suficientă eliberării de fotoni şi, potrivit modelului descris, procesul este întreţinut atât timp cât polarizarea directă este menţinută. De aici durata de viaţă considerabilă a diodelor electroluminiscente. 2.1.2. Materiale fotoemisive cu emisie directă şi

indirectă Materialele cum sunt GaAs şi compoundul (aliajul) de GaAsP se caracterizează prin recombinări radiative, realizate prin tranziţii directe. Când un electron din banda de conducţie ocupă un gol din banda de valenţă, este emis un foton, o cuantă de energie şi “distanţa” (diferenţa energetică) parcursă de electronul dezexcitat spontan este aproximativ egală cu lărgimea benzii interzise ∆E1 = EG (fig. 2.4.a). Cum lărgimea benzii interzise este alta pentru fiecare material, este natural ca să se schimbe frecvenţa (lungimea de undă) a fotonului emis, adică culoarea radiaţiei emise pentru fiecare material. Culoarea corespunde frecvenţei dominante din spectrul radiat.

34

Materialele, ca de exemplu GaP, se caracterizează prin tranziţii indirecte ale electronilor din banda de valenţă în banda de conducţie, adică procesul recombinării este fragmentat în doi timpi (fig. 2.4.b). Pe seama impurităţilor dopante se creează în modelul energetic un nivel intermediar (de captare) situat între banda de conducţie şi banda de valenţă, în zona interzisă. Fizic, îi corespund centre de recombinare (“trapping-centers” – capcane) în materialul p, numite centre izo-electronice. Ele funcţionează ca şi capcane de electroni şi pun împreună electronii care se dezexcită spontan din banda de conducţie pe

nivelul intermediar cu golurile prezente în centrele de captare (şi golurile sunt captate în capcană, numai că golurile sunt luate din banda de valenţă). Efectul este formarea de excitoni – se formează o pereche de purtători electron-gol care gravitează unul în jurul celuilalt, la fel ca un electron în jurul unui nucleu pozitiv (fig. 2.3.).

Fig. 2.3. Formarea de excitoni pe nivelul de captare. Materialele cu tranziţie indirectă permit un mai mare grad de libertate în alegerea lui ∆E2, cu scopul de a genera aproape orice lungime de undă. Doar tranziţia de pe nivelul intermediar în banda de valenţă este o tranziţie radiativă şi are loc cu emisia unui foton (fig. 2.4.b).

Fig. 2.4. Procesul de recombinare al purtătorilor de sarcină la: a. materiale cu tranziţie directă; b. materiale cu tranziţie indirectă .

35

Notaţia compoundurilor ternare, de exemplu pentru GaAsP, se face astfel: GaAs1-xPx = (GaAs)1-x + (GaP)x , unde x reprezintă fracţia molară. Principalele valori ale benzii interzise la materialele curent folosite în electronica corpului solid sunt date în continuare:

Material Lăţimea benzii interzise EG [eV]

Lungimea de undă a radiaţiei emise

λ [nm] CdS 2,4 516 GaP 2,2 560 GaAs60P40 1,9 650 CdSe 1,7 730 GaAs 1,4 900 Si 1,1 1140 Ge 0,7 1880 PbS 0,37 3350 PbTe 0,29 4275 PbSe 0,26 4770

Diodele electroluminiscente comercializate în prezent folosesc GaAs, GaP, compoundul ternar GaAs60P40 şi compoundurile cu aluminiu. În tabelul următor sunt date principalele caracteristici ale materialelor electroluminiscente folosite în fabricarea LEDurilor:

Materialul

Banda interzisă EG [eV]

Banda radiată ∆λ [nm]

Centrul λ 0[nm]

Culoarea

Tipul tranziţiei

GaAs 1,4 900 IR Directă

GaAsP 1,9 640 … 700 650 610

roşu galben

Directă

GaP 2,2 630 … 790 520 … 570

690 560

roşu verde

Indirectă

GaAlAs >2 650 … 700 670 roşu Indirectă AlGaAs >2 838 … 844 840 IR Indirectă

36

În cazul materialelor care nu s-au dovedit utile în optoelectronică, lungimile de undă cad în afara spectrului vizibil (400 - 700nm) şi chiar al celui optic:

Materialul Banda interzisă EG [eV]

Lungimea de undă λ [nm]

Tipul tranziţiei

Ge 0,66 1880 Indirectă Si 1,09 1140 Indirectă InSb 0,18 6900 Directă SiC 2,2 … 3 413 … 563 Indirectă

2.1.3. Calculul lungimii de undă radiate de un material

fotoemisiv Relaţia dintre lungimea de undă şi frecvenţa radiaţiei este:

νλ 1

⋅=⋅= cTc . (2.1)

Relaţia dintre lungimea de undă şi intervalul energetic ∆E ce caracterizează tranziţia este:

λν chhE ⋅=⋅=∆ . (2.2)

De aici rezultă lungimea de undă λ:

Ech

∆⋅

=λ , (2.3)

unde: c este viteza luminii în vid iar h este constanta lui Plank. Folosind unităţile de măsură standard

][

][][

JEsmcsJh

m∆

⋅⋅

=λ (2.4)

şi aplicând conversiile aferente: ][10][ 9 nmm λλ ⋅= (2.5)

][106.1][ 19 eVEJE ∆⋅⋅=∆ − (2.6) obţinem o formulă practică pentru a determina lungimea de undă a radiaţiei emise, în nanometri, în funcţie de intervalul energetic ∆E :

[ ]][

1240eVE

nm∆

=λ (2.7)

37

2.2. Elemente constructive caracteristice ale LEDurilor

Cele câteva elemente tehnologice date în continuare reprezintă proprietăţi specifice LEDurilor, independente de producător sau anul fabricaţiei. Majoritatea LEDurilor însă, se fabrică, în prezent, în arii sau fac parte din afişaje integrate împreună cu optica şi driverele lor. LEDurile se asamblează industrial pe structuri metalice care reunesc terminalele (fig. 2.5). Aceste structuri sunt denumite în limba engleză "dam-bars" – stăvilare şi sunt realizate din aliaj de cupru acoperit cu argint.

Fig. 2.5. Bandă cu terminale folosită în procesul de fabricaţie.

După ataşarea chip-urilor semiconductoare, turnarea capsulei (lentilei) şi rigidizarea ei incipientă, electrozii propriu-zişi ai LEDurilor se scot din banda de terminale în doi timpi: - se taie legăturile dintre electrozi (scurtcircuitele); acum se verifică aprinderea tuturor exemplarelor şi se resping cele care nu generează cantitatea minimă de flux prevăzută în foaia de catalog; - după extragerea capsulei transparente din forma în care s-a mulat lentila, se dă picioruşelor aspectul standard (fig. 2.6).

Fig. 2.6. Capsula de LED T 1¾ (5.62 mm).

În capsulă, catodului i se alocă o arie mai mare decât anodul. Din acest motiv, pe terminalul catodic poate fi amplasat chip-ul semiconductor (fig. 2.7).

38

Ca şi la o diodă obişnuită, zona dopată p a chip-ului semiconductor se leagă la anod, iar zona dopată n la catod. Pentru materiale transparente (GaAsP), chip-ul este aşezat într-o oglindă conică. Aceasta recuperează fluxul scăpat lateral şi îl dirijează în faţă.

Fig. 2.7. Vedere internă LEDului. Joncţiunile de GaAs pentru generarea radiaţiilor roşii sau infraroşii, ca şi

unele compuonduri GaAs + GaAsP, care generează radiaţii roşii sau verzi, sunt opace. Scăpări laterale de radiaţie, sau în spatele substratului semiconductor, nu există, aşa că nu se mai prevede reflector în capsulă. Nici la capsula miniatură T1 (diametru 3,2 mm) nu se pune oglindă.

Ca şi la becurile miniatură pe care LEDurile le-au înlocuit, şi ca şi la jack-urile audio, capsulele de LEDuri sunt desemnate prin diametru, exprimat în optimi de inch: T1, T1¾ ş.a.

În sfârşit, la capsula miniatură, oglinda este rectangulară şi se obţine prin îndoirea tablei pe care e prins chip-ul ("die-attach", fig. 2.8). Capsula miniatură poate fi montată ca dispozitiv SMD (surface mounted device) prin cositorire pe faţa de Cu, dar şi clasic, prin îndoirea picioruşelor, în placa de circuit imprimat.

Fig. 2.8. Vedere internă a unui LED miniatură.

39

Alte tipuri de LEDuri 1. LEDul ermetic (fig. 2.9) se utilizează în mediile agresiv corozive, cu umezeală multă şi în aplicaţiile militare.

Fig. 2.9. LEDul ermetic.

2. LEDul cu rezistor încorporat (fig. 2.10) se leagă direct în circuit. La driverele cu ieşiri generatoare de curent, această facilitate în plus nu mai e necesară.

1

2

Capsula

220

Fig. 2.10 LED cu rezistor încorporat.

3. LEDul bicolor este de fapt o grupare de două LEDuri de culori diferite legate în antiparalel (fig. 2.11):

2

1

A

A

K

KLED2

LED1V

Fig. 2.11. Structura unui LED bicolor. Conexiunea în antiparalel nu numai că rezolvă problema tensiunii

inverse pe fiecare LED, dar face ca la aplicarea unei tensiuni dreptunghiulare bipolare v între terminalele 1 şi 2, cele două LEDuri să lumineze în

40

contratimp. Variind factorul de umplere a tensiunii v, la o frecvenţă f > 100 Hz, se poate obţine o întreagă gamă de nuanţe cuprinse între cele două culori de bază (de exemplu cu LED1 roşu şi LED2 galben rezultă aproape toate nuanţele de portocaliu). 4. Schema bloc a unui LED cu prag de comutaţie este prezentată în figura 2.12. Comparatorul are histerezis, aşa că bascularea LEDului se face brusc, oricât de lentă ar fi variaţia VAK.

A

K

Tensiune de prag Comp. Ampl.

Fig. 2.12. LED cu prag.

5. Afişajele cu LEDuri sunt grupări de mai multe LEDuri folosite în afişajul de informaţii, atât sub formă alfanumerică cât şi grafică. Partea vizibilă constă exclusiv din aria de LEDuri (fig. 2.13). Afişajele pentru caractere alfanumerice pot fi realizate fie cu segmente (LEDuri înguste – 7, 9 sau 16 segmente / caracter) sau cu matrice de LEDuri (4x7, 5x7 etc.). Pe lângă afişajul propriu-zis, ele mai pot include circuite integrate specializate care asigură comanda lor.

Fig. 2.13. Afişaje cu LEDuri.

41

2.3. Caracteristici electro-optice ale LEDului 2.3.1. Simboluri grafice

Principalele simboluri grafice folosite în reprezentarea LEDurilor sunt date în figura 2.14:

Fig. 2.14. Simboluri grafice ale LEDurilor: a. standardul românesc (STAS); b. în circuite integrate; c. simbol tolerat; d. ORCAD

2.3.2. Caracteristica curent-tensiune Chipul semiconductor al LEDului fiind tot o joncţiune p-n, caracteristica curent-tensiune este asemănătoare cu cea a unei diode de Si sau Ge (fig. 2.15). Pentru diverse LEDuri diferă căderea de tensiune directă vF (F- forward). La materiale diferite corespund lăţimi diferite ale benzii interzise, deci diferite tensiuni vF.

Fig. 2.15. Caracteristica curent-tensiune a mai multor tipuri de LEDuri.

42

Pe grafic, pentru comparaţie, au fost figurate şi caracteristicile curent-tensiune ale diodelor de Ge şi Si, însă aşa cum am mai precizat, ele nu au proprietăţi electroluminiscente şi nu pot fi folosite ca LEDuri. S-au notat cu VF tensiunea directă (VAK) de la bornele LEDului, iar cu IF curentul direct prin LED.

Valori nominale uzuale ale curentului IF sunt de 0,1 mA … 5 mA la tipurile mai noi de LEDuri şi de 5 mA … 20 mA la LEDurile mai vechi. Aceste valori sunt date în foaia de catalog a LEDului. La proiectarea driverelor pentru LEDuri este necesar să se asigure un curent IF (maxim la comanda în c.c. sau mediu la comanda în impulsuri) care să se încadreze în domeniul valorilor admisibile.

2.3.3. Caracteristica spectrală a radiaţiei emise LEDurile emit radiaţie luminoasă într-un spectru de lungimi de undă în jurul unei valori centrale (fig. 2.16). Lăţimea benzii spectrale a LEDurilor este de ordinul zecilor de nm (tipic 5% din lungimea de undă centrală, λ0), ceea ce este un dezavantaj în unele aplicaţii, de exemplu în comunicaţiile optice. Spre deosebire de LEDuri, diodele laser au o caracteristică spectrală mult mai îngustă, de la unul la câţiva nm.

Fig. 2.16. Caracteristica spectrală a radiaţiei emise de LED.

Banda la 3dB reprezintă lăţimea spectrală la o scădere a fluxului luminos la jumătate din valoarea maximă:

dB33,0102log102/

log10max

max −=⋅−≅−=Φ

Φ (2.8)

≈⋅≈−= 0123 %5 λλλdBB zeci de nm. (2.9)

43

2.3.4. Caracteristica de directivitate Caracteristica de directivitate a LEDului este graficul dependenţei strălucirii B în funcţie de unghiul θ faţă de axul optic al LEDului (figura 2.17):

Fig. 2.17. Secţiune plană (xOz) a caracteristicii de directivitate a unui LED.

Caracteristica de directivitate văzută în spaţiu (trei dimensiuni) este suprafaţa obţinută prin rotirea caracteristicii din planul xOz în jurul axului optic z al LEDului.

Strălucirea B a LEDului este o mărime ce caracterizează intensitatea radiaţiei emise de LED şi se defineşte, în mod asemănător intensităţii luminoase a unei surse punctiforme, ca fiind fluxul luminos emis de LED în unitatea de unghi solid:

ΩΦ

=srWB (2.10)

Se folosesc două reprezentări pentru a descrie caracteristica de

directivitate: în coordonate polare (fig. 2.18 – cadranul II) şi coordonate carteziene (fig. 2.18 – cadranul I). Strălucirea B a LEDului se converteşte în valori relative astfel:

- se determină unghiul θ căruia îi corespunde strălucirea maximă Bmax; - pentru celelalte valori ale unghiului θ se calculează valoarea relativă:

( ) ( )maxB

BBrelθθ = . (2.11)

Unghiul de radiaţie al LEDului se defineşte ca fiind unghiul la care strălucirea scade la jumătate din valoarea maximă (scade cu 3dB). Pe graficul caracteristicii de directivitate (fig. 2.18) unghiul de radiaţie corespunde unei

44

valori relative Brel = 0,5. Valorile tipice ale unghiului de radiaţie θ1/2 sunt cuprinse între 3 o şi 30o.

Fig. 2.18. Caracteristica de directivitate a unui LED roşu cu capsulă T 1¾. Folosirea unei capsule care este lentilă de imersiune, în care este montat chipul semiconductor, măreşte strălucirea LEDului. În funcţie de distanţa X dintre chipul semiconductor şi suprafaţa lentilei, se obţin diferite forme ale caracteristicii de directivitate (fig. 2.19). Curba a corespunde cazului în care LEDul este fără lentilă, obţinându-se caracteristica radiatorului Lambertian. Radiatorul Lambertian este o sursă de radiaţie cu o caracteristică de directivitate sferică, descrisă de ecuaţia:

θθ cos)( 0 ⋅= BB (2.12) unde B0 este strălucirea de-a lungul axului optic.

Fig. 2.19. Influenţa poziţiei chipului semiconductor asupra caracteristicii de directivitate a LEDului.

45

O comparaţie calitativă a celor trei tipuri de caracteristici se poate face

consultând tabelul următor, în care s-au notat cu D diametrul lentilei şi cu n indicele ei de refracţie.

Curba Distanţa X Strălucirea (axială) Fluxul luminos Tipul caracteristicii

a 0 B0 (LED fără capsulă)

π .B0 Lambertiană

b D/2=r n2 .B0 π .n2 .B0 Lambertiană c >D/2 > n2 .B0 < π .n2 .B0 Non-Lambertiană

Forma caracteristicii de directivitate mai este influenţată de forma capsulei (fig. 2.20) precum şi de materialul din care este ea făcută (fig. 2.21).

Fig. 2.20. Influenţa formei capsulei / lentilei asupra caracteristicii de directivitate a LEDului.

Fig. 2.21 Influenţa materialului capsulei / lentilei asupra caracteristicii de directivitate a LEDului. În ambele cazuri s-a folosit aceeaşi capsulă sferică şi acelaşi chip semiconductor.

46

Capsula LEDului este fabricată din răşină epoxidică. Capsula sferică

(fig. 2.21.a) permite obţinerea unei caracteristici de directivitate alungite de-a lungul axului optic, utilă în aplicaţii care necesită o sursă de lumină concentrată. Prin introducerea unui material difuzant (particule de colorant cu diametrul mai mic de 10µm care difuzează razele de lumină emise de chipul electroluminiscent) se obţin LEDuri cu unghiuri de radiaţie mari (mai mari de 30o) care sunt folosite în aplicaţiile de semnalizare luminoasă, afişajele cu LEDuri etc.(fig. 2.21.b). 2.3.5. Dependenţa strălucirii B a LEDului în funcţie de

curentul direct IF Caracteristica B(IF) este liniară până la o anumită valoare a curentului direct IF, după care apare o saturare a ei (fig. 2.22). Valoarea la care apare saturarea depinde de tipul LEDului, în unele cataloage fiind date valori de până la 5 . IF nom.

Fig. 2.22. Graficul strălucirii B a LEDului în funcţie de curentul direct IF.

Comanda LEDului la curenţi mai mari decât valoarea nominală IF nom se

poate face numai în impulsuri, astfel încât IF mediu ≤ IF nom , pentru a nu deteriora LEDul (fig. 2.23).

Valoarea curentului mediu IFmed în cazul comenzii în impulsuri se calculează după formula:

maxmax FFON

Fmed IIT

TI ⋅== δ (2.13)

unde δ este factorul de umplere al semnalului dreptunghiular de comandă.

47

Fig. 2.23. Comanda LEDurilor în impulsuri. Pentru a obţine strălucire maximă se foloseşte un curent maxim mare (sute de mA … 3A) şi un factor de umplere mic δ = 1…5%. Pentru ca să nu deranjeze ochiul dând senzaţia de pâlpâire, frecvenţă minimă a semnalului de comandă este de 100 Hz.

De exemplu, pentru a obţine o strălucire 2.Bmax, LEDul trebuie comandat cu un curent IF max = 2.IF nom (fig. 2.22). Pentru a menţine curentul mediu IF med la valoarea curentului nominal IF nom va fi necesar un semnal de comandă cu factorul de umplere δ = 0,5. La comanda în impulsuri cu un curent mediu constant, există un factor de umplere optim şi altul minim, sub care nu mai poate fi obţinută strălucirea prescrisă. Se spune că LEDul este caracterizat de randamentul său, definit de caracteristica Φ(δ) sau B(δ) la un curent mediu IF med constant. 2.3.6. Comportarea LEDurilor cu temperatura La toate LEDurile cantitatea de flux radiat depinde de temperatură şi este specificată în catalog; adică strălucirea LEDului variază cu temperatura dacă IF este menţinut constant. Diminuţia standard a strălucirii cu temperatura, la LEDuri este de -1%/°C. Strălucirea maximă a LEDurilor are loc la -50°C (catalog). Creşterea temperaturii are drept cauză principală puterea disipată în joncţiune. Limita maximă pentru temperatura joncţiunii este de 125°C. Totuşi, majoritatea răşinilor epoxidice folosite la capsule “glasifică” (trec din transparente în stare amorfă) la 120°C. Glasificarea capsulei este o modificare ireversibilă şi deranjantă (structura transparentă este ordonată; cea amorfă – similară structurii sticlei – nu lasă să treacă radiaţia). Din această cauză este justificat să se menţină Tj < 120°C şi să se sconteze pe o rezistenţă termică de

48

30-50°C/W. Temperatura normală de funcţionare a unui LED montat pe circuit imprimat este de 20-50°C.

Compensarea variaţiilor de strălucire cu temperatura prin mijloace electrice se poate realiza prin introducerea unui rezistor de balast în paralel cu LEDul. Ideea va fi detaliată în capitolul următor, pentru un LED - circuitul din figura 3.19, pentru grupuri de LEDuri - circuitul din figura 3.11. 2.3.7. Comportarea LEDurilor în timp Timpul de viaţă pentru care sunt proiectate LEDurile depăşeşte 100000 de ore (11,4 ani). După 8000 de ore de funcţionare o scădere a fluxului radiat cu 4%, la acelaşi curent nominal IF, redă clar fiabilitatea acestor dispozitive (fig. 2.24). Durata de viaţă scade odată cu creşterea curent nominal IF.

Fig. 2.24. Dependenţa strălucirii B a LEDului în funcţie de durata de funcţionare.

2.4. Aplicaţii tipice pentru LEDuri LEDurile au avut şi au în continuare un domeniu de aplicare foarte larg de la aplicaţii de semnalizare şi sesizare luminoasă până la comunicaţiile optice. Amintim în continuare câteva dintre ele:

- cititoare de cartele sau benzi magnetice; - tahometre optice (pentru controlul vitezei motoarelor); - linii de asamblare (numerotare, orientare discriminatoare de sens); - cititoare/ scannere de coduri cu bare; - sincronizare opto-mecanică (sincronizarea momentului de pornire); - senzori de poziţionare a capetelor de imprimantă / plottere şi a hârtiei; - izolare galvanică la circuitele de înaltă tensiune; - detectoare de fum; - densimetre (pentru analize chimice);

49

- detectoare de nivel în lichide (atât transparente cât şi opace); - detectoare de proximitate (de muchie sau cu apertură şi sistem de

lentile confocale); - transmisii optice de date la distanţă mică sau mare prin spaţiul liber sau

prin fibre optice; - afişaje analogice prin coloane de lumină (“bar-graphs”) în aparatele de

măsură, indicatoare, VU-metre; - iluminat (LEDuri cu strălucire de 25 … 30 lm ), semafoare; - panouri de afişare de la cele de mici dimensiuni folosite în scop

publicitar la cele gigantice (ecrane de proiecţie) etc.

50

3. CIRCUITE DE COMANDĂ PENTRU LEDuri

3.1. Circuite simple de semnalizare, cu LEDuri Circuitele de semnalizare sunt cele mai răspândite şi mai versatile aplicaţii pentru LEDuri.

În schema cea mai simplă (fig. 3.1) contactul “K” poate fi făcut de o mulţime de elemente: o uşă, lichidul dintr-un recipient etc. Prezenţa luminii semnalizează faptul că sarcina este parcursă de curent (acţionată). Rezistorul R limitează curentul la o valoare nepericuloasă pentru LED:

F

FCC

IVV

R−

= (3.1)

unde: - IF este curentul nominal prin LED (1…5mA la LEDurile mai noi; 5…20 mA la cele mai vechi); - VF este căderea de tensiune pe LED (VF = 1,2 … 3,5 V , în funcţie de culoare). Pentru tensiuni de alimentare mari în calculul lui R (ecuaţia 3.1) tensiunea VF se poate neglija.

Fig. 3.1. Circuit simplu de semnalizare cu comutator.

Cu un tranzistor-driver se poate separa circuitul de afişare de cel de supravegheat (fig. 3.2).

În această schemă tranzistorul T comută între blocare şi saturaţie. Calculul rezistenţei R se face astfel:

Fnom

CEsatFCC

IVVV

R−−

= (3.2)

Fig. 3.2. Circuit de comandă cu tranzistor.

+Vcc

K

VF

R

IF

+Vcc

(TTL)

R

T

Rb21K

Rb1

1K

51

Un inversor sau o poartă logică poate face aceeaşi operaţie (fig. 3.3):

+5V

= 20 mAC-da

R

170

IF

Fig. 3.3. Circuit de comandă cu poartă logică (inversoare).

Calculul rezistenţei R pentru un curent de polarizare de 20mA (de exemplu) se face astfel:

Ω≈Ω=−−

= 17020

2,320

)(4,1)(4,05 KmA

LEDVlowVVR (3.3)

Se mai foloseşte frecvent circuitul din figura 3.4 (care pune poarta în regim de suprasarcină, fără a o distruge sau degrada – circuitul a apărut mai întâi în cataloagele marilor producători de TTL, cum e Texas Instruments):

C-da 400

1

23

D

Fig. 3.4. Circuit de comandă cu poartă logică (NAND).

sau circuitul din figura 3.5, în care ieşirea inversorului este şunt pentru LED în starea “Low” şi îl stinge. Cu ieşirea în “High”, LEDul străluceşte luând curent de unde poate (cu R rezonabil de mare – sute de ohmi … kilo-ohmi, curentul LEDului e luat mai ales de la ieşirea inversorului. Dacă inversorul este open-collector (fig. 3.6) atunci R are rol de rezistenţă de polarizare.

+Vcc +Vcc

C-da C-da

D

R

1 2

D

R

T

Fig. 3.5. Fig. 3.6.

52

3.2. CIRCUITE DE COMANDĂ ÎN CURENT CONTINUU

3.2.1. Circuite de comandă pentru şiruri de LEDuri

Valoarea curentului I se calculează cu formula:

prRVVI 65,0−

= (3.4)

VVVVnV CELEDAKCC 65,0_ −++⋅> Pentru două LEDuri roşii (n=2)

şi pentru referinţă de tensiune de asemenea un LED roşu avem:

RrpCECC VVVV ++⋅= 5,12min (3.5)

VVVVVV

CC

CC

55,4)85,07,03

min

min

=++=

VVV TCECC 40,0max ≈≤ Ca referinţa de tensiune se pot

folosi diode. Diodele Zener se fabrică începând de la 2,5V. Ele au un coeficient termic de circa –1.10-3 /°K în acest domeniu de tensiuni.

Fig. 3.7. Circuit de comandă în c.c.

Sub 2,5V tensiunile de referinţă se ridică de obicei de pe diode polarizate direct, legate în serie şi montate în aceeaşi capsulă (familia DRD la IPRS Băneasa). Pentru trei diode de Si legate în serie, deriva cu temperatura este de ordinul –3.10-3 /°K (–2mV /°K /dioda din Si, aproximativ).

Tot atât este deriva tensiunii directe la terminalele unui LED. În schimb, tensiunea directă este diferită, aşa cum se poate observa în tabelul următor:

Culoare Roşu (IR) Roşu deschis

Galben / Oranj

Galben intens

Verde

VF [V] 1,4 1,6 1,8 2 2,2

Diagrama căderii de tensiune în polarizarea directă (fig. 3.8) justifică preferinţa pentru LEDuri a proiectanţilor de circuite în acest caz (tensiuni de referinţă sub 2,5V).

Vcc

V

1...n

.

.

.

LED sau altaref erinta detensiune

LED1

R1 LEDn

Rpr

T

D1

I

53

Fig. 3.8. Caracteristica comparativă curent-tensiune pentru diferite diode.

Trebuie, totuşi, avut în vedere că la polarizarea inversă diodele electroluminiscente sunt vulnerabile. –2 … -5V este tensiunea inversă maximă admisibilă, dacă circuitul nu conţine o protecţie (o diodă în antiparalel, sau o redresare în serie - ca să preia tensiunea inversă la polarizare cu tensiune negativă). Ca surse de tensiune de referinţă, este foarte posibil ca acest pericol să nu existe (să fie folosite numai în c.c., cu o singură polaritate).

Din cauză că I, curentul programat, depinde de temperatura diodei de referinţă, D1, care la rândul ei depinde de valoarea tensiunii VCC, schema poate fi îmbunătăţită prin folosirea unui tranzistor de sesizare în locul diodei D1 (fig. 3.9):

Curentul de alimentare al LEDurilor este:

prRVI 65,0

= (3.6)

În prezent există LEDuri care dau strălucirea maximă / nominală la curenţi de 1mA sau sub 1mA. Calculul rezistorului R Tranzistorul T este în R.A.N. Deci:

suteTBI

I == β,

(3.7)

VVnVVV LEDAKCCr 65,065,0 −⋅−−= − (3.8)

prTBr R

VIII⋅

⋅=⋅=⋅≈ββ

65,0222 , (3.9)

Deci: β⋅⋅

≤3,1

prRVrR (3.10)

Fig. 3.9. Circuit de comandă în c.c. cu tranzistor de sesizare (Ts).

Vcc

0,65V

sir deLEDuri

R

Rpr

Ts

T

LED

I

IR

VR

54

Pentru reglarea curentului prin LED, exemplul următor (fig. 3.10) reprezintă o soluţie simplă:

Curentul prin LED va fi:

mAVI 13...3,1)500...50(

65,0=

Ω≈ (3.11)

suficient ca o diodă modernă să strălucească suficient de puternic. Elementul remarcabil al montajului este excursia mare a tensiunii de alimentare, consecinţă directă a opţiunii de a alimenta LEDul printr-un generator de curent comandat.

Fig. 3.10. O altă soluţie pentru rejecţia variaţiilor sursei este folosirea unui rezistor de balast (R2). Schema din figura 3.11 asigură o strălucire cvasiconstantă pentru un şir de LEDuri când curentul de alimentare variază substanţial (aproape 50mA):

Vi 5V 10V I1 44mA 88mA ID 5mA 10mA

Fig. 3.11. Circuit de comandă cu balast pentru rejecţia variaţiilor sursei.

De adăugat că înserierea LEDurilor este singurul procedeu prin care se obţin niveluri de radiaţie egale, pentru că ele sunt parcurse de acelaşi curent. Acest procedeu devine inutil când legăm în serie diode diferite.

+4,5 V ... 27 V

LD261

BC308

2xBAY61 500

5,6K

I

+V i

n

R1

R2

I2

I D

I1

55

Oricum, punerea în paralel a LEDurilor pentru a avea aceeaşi strălucire, la aceeaşi tensiune, este o greşeală, iar efectul este acela că dioda cu căderea de tensiune directă cea mai mică “monopolizează” curentul, deci are toate şansele să funcţioneze puţin timp (este la fel ca la diodele Zener). 3.2.2. Drivere specializate pentru comanda şirurilor de

LEDuri Afişajele cu mai multe LEDuri dispuse în linie (o singură coordonată / axă) sunt folosite ca indicatoare în locul instrumentelor cu ac (analogice). Se folosesc în general acolo unde este necesară citirea dintr-o privire a unei mărimi de măsurat (bordul automobilelor, avioanelor, VU-metrele din aparatura electronică etc.). De asemenea timpul de viaţă al acestor afişaje cu LEDuri este mare (> 10.000 ore).

Există două tipuri de afişaje în linie: - coloanele de lumină (“bar-graph”) în care, în funcţie de nivelul semnalului

(mărimii) de măsurat, sunt aprinse deodată un număr corespunzător de LEDuri (fig. 3.12.a);

- indicatoarele de poziţie în care, în funcţie de nivelul semnalului (mărimii) de măsurat, este aprins la un moment dat un singur LED (fig. 3.12.b).

Fig. 3.12. Afişaje în linie cu LEDuri. Există o gamă largă de drivere specializate pentru comanda şirurilor de LEDuri. Circuitele integrate UAA180 (“bar-graph” – fig. 3.13.a) şi UAA170 (“position indicator” – fig. 3.13.b) ale firmei Siemens sunt primele apărute pe piaţă.

Driverul UAA180 comandă o coloană de lumină de 12 LEDuri, dar există posibilitatea legării în cascadă a mai multor unităţi (drivere şi LEDuri, din care coloanele de LEDuri cap-la-cap, pentru obţinerea unei coloane de lumină oricât de lungi). Ieşirile spre LEDuri sunt generatoare de curent programabile (la fel şi la circuitul UAA170). Rezistoarele R1 şi R2 fixează curentul de alimentare prin LEDuri. Rezistoarele R3, R4 şi R5 fixează limitele semnalului (tensiunii) de intrare.

Driverul UAA170 aprinde un LED din 16, corespunzător nivelului de intrare. Şi combinarea mai multor UAA170 pentru un indicator de poziţie cu lungime mai mare de 16 este posibilă.

56

UAA180

Vmax

Vmin

If

Gnd

Vcc

Gnd 7

Vmin

Vmax

Iesiri

6

98

If

UAA170

Vcc

a. coloana de lumina b. indicator de pozitie

Vin Vin

Vcc Vcc

12

11

10

9

8

7

6

1

2

3

4

5

R5

R4

R1

R3

R2

11

R4

4

R3

10

15

13

5

7

6

9

14

R2

3

R1

16

1

2

R5

12

8

Fig. 3.13. Afişaje în linie cu drivere specializate.

57

3.2.3. Comanda pentru strălucire constantă În cazul în care tensiunea de alimentare poate fluctua, dar se doreşte o strălucire constantă a LEDurilor, una dintre cele mai simple posibilitate o reprezintă folosirea unui generator de curent constant, liniar (fig. 3.14):

a b

Ib+V (4 ... 40V)

I=0,65V/33=20mA

T2 33

T1

Rb

10K I

Fig. 3.14. Comandă prin GCC pentru strălucire constantă.

Acest generator de curent constant, de altfel foarte popular, are o serie de avantaje: poate fi aranjat ca dipol (a-b), poate fi flotant, merge în comutaţie, poate fi folosit şi ca generator de curent comandat, are pereche complementară, se integrează uşor în arii mari etc. Invers, dacă strălucirea trebuie să fie variabilă în funcţie de lumina ambientală (mai puternică la lumina zilei, moderată în întuneric), un reglaj simplu al factorului de umplere, la comanda în impulsuri controlat de o fotodiodă care măsoară lumina ambiantă, rezolvă problema. Astfel de circuite vor fi prezentate în detaliu. Ideea este folosită cu succes şi la menţinerea (stabilizarea) strălucirii (de fapt a curentului, şi implicit a strălucirii) acolo unde generatorul liniar de curent constant nu convine pentru că disipă prea multă energie (mai ales când tensiunea de alimentare V creşte). De exemplu, în echipamentele portabile, sau la afişaje, unde sunt multe LEDuri.

Generarea unui de flux luminos constant de la LEDurile ce prezintă variaţii se poate face cu ajutorul unei bucle de reacţie, de stabilizare (fig. 3.16). Separarea fluxului luminos de reacţie din fluxul principal se face cu un sistem optic de divizare a fluxului luminos (fig. 3.15):

Fig. 3.15. Divizor de fascicol.

58

V i

90% out10%

+

-

Ri

PINLED

IFI

P

Fig. 3.16. Circuit cu buclă de stabilizare. Fluxul principal depinde liniar de tensiunea de intrare. 3.3. CIRCUITE DE COMANDĂ ÎN CURENT

ALTERNATIV Prezentăm în continuare un circuit de polarizare pentru LEDuri de la reţeaua de c.a. (fig. 3.17):

4007Verde~220VIN

= 20 mA

1.5K

R

0.6uF

C

IF

Fig. 3.17. Circuit de polarizare de la reţeaua de c.a. Date de proiectare:

În regim tranzitoriu (cazul cel mai defavorabil) se admite un curent maxim prin LED: IFmax = 200 mA. Rezistorul R are rolul de limitare a curentului în acest caz:

Ω≈−

=−

= KmA

verdeVVmA

VVR F 5,1

200)(22220

2002220

(3.12)

În regim permanent, balastul principal din circuit este reprezentat de condensatorul C, care trebuie să admită un curent nominal (efectiv) prin LED: IFef = 20 mA.

59

FCCI

VXFef

C µϖ

6,01220≈⇒

⋅=≈ (3.13)

O aplicaţie a LEDurilor în electronica industrială este semnalizarea în echipamente (în sursele de alimentare) (fig. 3.18). Prezenţa tensiunii de alimentare este semnalată de aprinderea LEDului D1, iar lipsa curentului de alimentare (“arderea” siguranţei) de aprinderea LEDul roşu D2.

Rosu

VerdeD1

D2

Fuzibil

~220VEchipament

R2

R1

Fig. 3.18. Folosirea LEDurilor pentru semnalizare în echipamente de c.a. 3.4. CIRCUITE DE COMANDĂ ÎN IMPULSURI Varietatea circuitelor de comandă în impulsuri este foarte mare. Prezentăm în continuare câteva mai semnificative. 3.4.1. Circuite de comandă cu porţi logice

În circuitul din figura 3.19, rezistorul de balast poate contribui la menţinerea aceleiaşi străluciri când temperatura LEDului variază. Pentru aceasta IB ≥ IF (oricum comparabile).

Fig. 3.19.

+5V

D

Rb balastIF

IBR

60

Dacă D este un LED clasic (fig. 3.20), care străluceşte corespunzător la 10mA … 20 mA, atunci inversorul trebuie să fie TTL sau CMOS de putere (4049).

Fig.3.20. Dacă inversorul este totem-pole, atunci LEDul poate fi legat la masă (fig. 3.21.a), ba chiar în cazul inversorului TTL este permis să fie legat direct la ieşirea porţii (fig. 3.21.b).

+5V

+5V

= 25 mALED ON

a. b.

LED OFF

D

D

RI SC

Fig. 3.21.

Dacă operatorul este open-collector, este foarte răspândită montarea lui astfel ca ieşirea din inversor să şunteze LEDul (fig. 3.22). În această schemă nu trebuie folosit inversorul standard (cu ieşire totem-pole) pentru că rezistorul R devine inutil.

Fig. 3.22.

+5V

D

I F

R170

+5V

LED ON

LED OFF

D

R

IFon

61

3.4.2 Comanda LEDurilor pentru rază mare de acţiune Aplicaţiile în care se foloseşte comanda LEDurilor pentru rază mare de acţiune (“bătaie” maximă) sunt cele care necesită transmisii la distanţă. Astfel de aplicaţii sunt telecomenzile în IR de la cele TV până la cele folosite în sistemele de alarmă, închidere sau deschidere de uşi de la distanţă, transmisii de date între două puncte între care este dificil de instalat fire sau cabluri sau cu perturbaţii mari pentru undele radio, transmisii în spaţiul liber între sateliţi etc. Desigur există o serie de limitări ale LEDurilor în aceste tipuri de aplicaţii, în special acolo unde este necesară transmiterea la distanţă mare cu o bună directivitate, în aceste aplicaţii fiind preferate laserele. Un impediment important în transmisiile prin aerul atmosferic este atenuarea mare introdusă de particulele de apă din ceaţă, ploaie, nori, particulele de fum, praf etc. Pentru transmisii pe distanţe scurte care nu sunt bruiate de condiţiile atmosferice sau care se fac în încăperi închise, aplicaţiile care folosesc LEDuri sunt ideale datorită simplităţii (nu necesită sistem optic suplimentar), gabaritului mic, costului redus, ratei de transmisie mari (până la 100kHz / 100KBiţi/s). Aceste avantaje au determinat folosirea lor masivă în aproape toate tipurile de telecomenzi în IR.

S-au conturat o serie de soluţii sau idei de bază în realizarea acestui gen de aplicaţii: - transmisiile se fac în IR şi nu în vizibil, pentru a nu fi bruiate de lumina

ambientală; - comanda se face în impulsuri de amplitudine mare dar de factor de umplere

mic pentru a obţine o valoare medie a curentului care să se încadreze în domeniul valorilor nominale admisibile şi astfel încât puterea disipată medie să nu depăşească puterea disipată maximă admisibilă (fig. 3.23):

Fig. 3.23. Comanda LEDurilor în impulsuri.

- pentru a mări fluxul de ieşire se folosesc mai multe LEDuri, care se

comandă în serie, lipite pe o placă (fig. 3.24):

62

Fig. 3.24. LED triplu – ΦOUT = 3*ΦLED. - folosirea unui condensator rezervor de capacitate mare (cu rolul de

acumulator de energie: 2

21 UCEC ⋅= (3.14)

Prezentăm în continuare câteva aplicaţii tipice:

Circuit de semnalizare cu impulsuri cu factorul de umplere redus

Fig. 3.25. Circuit de semnalizare comandat în impulsuri.

Înlocuind rezistorul R cu un potenţiometru se poate varia factorul de umplere pentru o componentă medie minimă (δ minim) şi un curentul de vârf care să asigure strălucirea (bătaia) cea mai mare. Frecvenţe mai mari sau egale cu 100Hz sunt uzuale.

Acest circuit se poate folosi şi ca lumină de avertizare la o frecvenţă de circa 10Hz, cu impulsuri puternice şi scurte.

Aceeaşi schemă funcţionează cu succes cu un LED în infraroşu obişnuit într-o barieră optică de circa 1m, fără optică adiţională, valorificând forma de undă a curentului anodic al tiristorului, în această schemă de oscilator. Se obţine o intensitate a strălucirii mare, la o durată mică a impulsului (zeci de microsecunde).

+12V

BRY56 TUP

CQY77

1

R 100K4,7K

10K

0,22 uF

I F

63

Emiţătorul unei telecomenzi în IR

+5 V ... +9 V

(IR)

SAB3210 IR

1

8

D2

D3

3xLD271

D4

BC238/40

1

330

BC238B

1K

100

+1000 uF

D1

LD30C

I

Fig. 3.26. Emiţător pentru telecomandă în IR. Fluxul emis este cules de la trei IREDuri (LEDuri în IR) dispuse în triunghi (fig. 3.24), deci este de trei ori mai mare decât cel dat de o singură diodă. Pentru directivitate (nu prea accentuată, pentru că în mod intenţionat direcţia se face să nu fie critică – cazul aparatelor casnice: TV, radio, VCR, lanţ stereo sau al porţilor de garaj etc.) este suficientă lentila cu care e prevăzută capsula LEDului.

La transmiterea comenzii, prin şirul de diode emiţătoare se stabileşte un curent I :

AAAVV

I D 55,1...85,01

65,02,2...5,11

65,01 =−

=Ω−

≈ (3.15)

unde valoarea căderii de tensiune pe dioda D1 (VD1) depinde de culoarea LEDului D1. Această valoare a curentului maxim asigură o strălucire momentană maximă a LEDurilor D2, D3 şi D4. Valoarea acestui curent este la limită pentru diodele roşii sau infraroşii, dar permisă. Diodele din acest domeniu cromatic (roşu / IR) sunt din GaAs şi sunt singurele care admit curenţi de vârf atât de importanţi. De aici rezultă “bătaia” mare a emiţătorului (zeci de metri).

64

Energia consumată la fiecare puls al finalului este luată “local” din condensatorul rezervor de 1000 µF, acesta permiţând utilizarea unei surse de alimentare mai puţin puternice, chiar baterie obişnuită. Ideea este cunoscută şi folosită încă din vremea primelor “blitz”-uri. În figura 3.27 este prezentată o altă variantă de circuit destinată aceluiaşi scop:

+9V

(IR)

C-daD2

D3

2xLD271

BC238/40

0,82

330

47

D1

LD30C

+1000 uF

4,7K

BC238B

12K

4011 I

Fig. 3.27. Altă variantă a emiţătorului pentru telecomandă în IR. Aceste ultime două circuite pot genera impulsuri puternice cu durata de câteva milisecunde. Într-adevăr, în condensatorul rezervor (fig. 3.27) se acumulează o cantitate de energie de ordinul:

mWWVFCUW 5,408110100021)9(1000

21

21 622 =⋅⋅⋅=⋅⋅== −µ (3.16)

Energia de vârf disipată la un puls de către cele două LEDuri emiţătoare se scrie:

mWktIU 5,40⋅=⋅⋅ (3.17) unde: - k = 20 … 50%, adică nu se goleşte complet condensatorul (ca la “blitz”-

uri), altfel pulsul următor ar găsi schema “nepregătită” de emisie. Aşadar:

msmst 75,6...7,21)5,12(

5,40)5,0...2,0(=

⋅⋅⋅

≈ (3.18)

adică pulsuri suficient de lungi, de ordinul milisecundelor, pentru a conferi siguranţă transmisiei.

65

Barieră de lumină de 15m Circuitul din figura 3.30 reprezintă o soluţie consacrată pentru emiţătorul unei bariere de lumină. Bariera de lumină în infraroşu nu este perturbată de radiaţiile vizibile. La sistemele antifurt şi la telecomanda echipamentelor casnice se mai exploatează proprietatea ei de a se propaga la (mare) distanţă. Distanţa poate fi mărită, sau traseul razei emise poate fi complicat, prin amplasarea unor lentile la Tx şi Rx, oglinzi etc. Atunci e mult mai greu de ocolit bariera în infraroşu. Alimentând LEDul emiţător în impulsuri este asigurată disiparea căldurii între impulsuri şi puterea superioară de emisie. Cele două oscilatoare de 1kHz (cu oscilaţie liberă) şi respectiv 30kHz generează în punctele A şi B semnalele din figura 3.28. Ele sunt realizate cu CI CMOS (4011) ceea ce asigură un consum redus. Punctul A este intrare de START/STOP pentru oscilatorul de 30kHz, astfel făcându-se sincronizarea între impulsurile generate de cele două oscilatoare pentru a obţine la ieşire un tren de impulsuri cu un factor de umplere δech.

Fig. 3.28. Formele de undă ale semnalelor de comandă.

Tranzistorul BC875 lucrează în comutaţie: saturat / blocat. Curentul maxim, respectiv mediu prin LED (la saturaţie) este:

mAI F 240max ≈ , (3.19)

mAII FechFmed 29max ≈⋅≈ δ . (3.20)

Condensatorul rezervor de 22µF are rolul de acumulator de energie (când LEDul este OFF se încarcă de la sursă; când LEDul este ON se descarcă prin tranzistor mărind IF-ON - fig. 3.29).

66

+15V

29m

A /

240m

AA

4011

Osc

ilato

r1k

Hz

Osc

ilato

r30

kHz

BARI

ERA

IN I

R

Driv

er

B

Fig.

3.3

0. E

mita

tor p

entr

u o

barie

ra d

e lu

min

a.

34m

A

8,2K

BC

875

Sie

men

sS

FH

400

1,2K

47+

22uF

47

1,5n

F

IN 4148

12K

100K

10k

1nF

270K

1M

C1

67

Comandă cu frecvenţă fixă

De cele mai multe ori frecvenţa de emisie este stabilizată cu cuarţ, aceasta excluzând pericolul ca un receptor să răspundă la emiţătorul altui sistem (circuitul din figura 3.33).

Unghiul de radiaţie 2.θ1/2 la dioda LD271 este de 25° iar la CQY77 de 6°. Punând un radiator de plastic la LD271 şi aducând unghiul de radiaţie la o valoare scăzută similară diodei CQY77, caracteristica de directivitate se alungeşte de-a lungul axului optic de 5 ori!

Cu un filtru de la 900nm în sus a rezultat o imunitate la perturbaţii atât de bună încât, pentru a avea semnale false, lumina artificială cu becuri de incandescenţă ar trebui să fie de 2,5 ori mai puternică, lumina zilei (naturală) ca să perturbe ar trebui să fie de 20 ori mai puternică, iar cea fluorescentă de 250 de ori! Funcţionare: Numărătorul 4518 este un numărător zecimal dublu realizând o divizare a frecvenţei generate de oscilatorul cu cuarţ cu 102=100. Vor rezulta, la intrarea în driverul propriu-zis, impulsuri cu frecvenţa de 41,94 KHz.

Grupul format din condensatorul de 100pF în paralel cu rezistorul de 100K formează un grup de accelerare care scurtează timpul de creştere al impulsurilor aplicate în baza tranzistorului BC107 (fig. 3.31).

Condensatorul de 1000µF are rol de rezervor (acumulator) de energie. Driverul de curent este un generator de curent comandat (fig. 3.32).

Valoarea de vârf a curentului prin LEDuri va fi:

mAVVVI F 4506,165,0

6,165,065,02

max ≈Ω

=Ω−⋅

≈ (3.21)

Fig. 3.31.

Fig. 3.32.

BD139 If =ct.

BC107

68

+8 V

...

+14

V

8 V

...

14

V

cont

rol

4518

4011

450m

A

41,9

4 kH

z1114

Num

arat

or z

ecim

al d

ublu

:di

vize

aza

cu 1

0x10

=100

Fig.

3.3

3 Co

man

da c

u fr

ecve

nta

fixa

pent

ru o

tele

com

anda

TV.

(dioda dubla)

Osc

ilato

rcu

cua

rt4,

194m

Hz

Grup

de

acce

lera

re

Driv

er

4,7M

4,19

4MH

z

12p

100K

100p

F

BC

107

1KB

D13

9

BC

308B

2xIN

4148

1,6

12p

+10

00uF

+4,

7uF

3xLD

271

sau

CQ

Y77

sau

LD27

3

Rm

as1

69

3.4.3. Matrice de LEDuri Afişajele cu matrice de LEDuri sunt foarte răspândite în străinătate, şi deja şi la noi, în magazine, universităţi, locuri publice etc. Circuitele lor de comandă sunt de acum dedicate, standardizate şi disponibile, pentru maximum de comoditate la utilizare. Ele sunt sisteme inteligente şi oferă o gamă foarte largă de operaţii: scris în toate sensurile (de jos în sus şi de sus în jos, de la stânga la dreapta şi de la dreapta la stânga), stopări cu “reflexii” repetate (oprire “electrică”), clipitul mesajelor-cheie etc.

Problematica comenzii matricelor de LEDuri, sau a câmpurilor de LEDuri este aceeaşi cu cea a comenzii afişajelor. Acolo LEDurile nu mai reprezintă câte o sarcină individuală, ci câte un segment dintr-un simbol. Strobarea, echilibrarea strălucirii LEDurilor vecine, interdicţia diafoniei rămân însă probleme de rezolvat, cu mijloace specifice. LEDurile sunt îngropate într-un plastic aşa zis “cofraj de ouă” şi separate prin porţiuni negre, depuse pe plastic, astfel încât să nu existe “diafonie” (cross-talk) între LEDurile vecine. Utilizarea conductei de lumină Cu excepţia locaşului în care se montează LEDul, plasticul este dintr-o singură bucată şi foloseşte reflexiile cu unghiuri mai mari decât cel critic. Zgârieturile şi contactul cu materialele – altele decât aerul – duc le pierderi de suprafaţă, aşa că aceste suprafeţe vor fi protejate. La o lungime de peste 4 diametre, reflexiile multiple duc la suficientă difuzie ca să nu mai fie necesar un difuzant special. La nevoie se poate lăsa un capăt rugos, dacă lungimea e la limită.

Fig. 3.34. Conducta de lumină. Circuite de comandă În figura 3.35 este ilustrată o matrice de 4 x 4 (16) LEDuri, strobată pe coloane cu un factor de umplere de 25%:

70

+5 V

+5 V

Registrudedeplasarein inel

Driver

T1

R

R

R

R

T2

T3

T4

Fig. 3.35. Matrice de 16 LEDuri, strobată pe coloane. La un moment dat poate fi aprins un singur LED, corespunzând inversorului activat de driver. Pentru ochi însă, pulsaţia la frecvenţa de strobare este insesizabilă, aşa că schema din figură “aprinde câte o linie” (aşa se vede cu ochiul liber). Frecvenţa de strobare trebuie să fie mai mare de 100Hz, pentru ca să fie insesizabilă. În schema din figura 3.36 este prezentat circuitul dual care strobează pe linii, iar comanda de la driver este aplicată pe coloane. Tranzistoarele comutatoare funcţionează ca generatoare comandate de curent.

71

+5 V

+5 V

+5 V

Registrudedeplasarein inel

open-collector

Driver80mA

T1R1

R2

R3

T2R1

R2

R3

T3R1

R2

R3

T4R1

R2

R3

IF

IF

t [ms]

Fig. 3.36. Matrice de 16 LEDuri, strobată pe linii.

72

4. OPTOCUPLORUL 4.1. Caracteristici. Utilitate

Optocuplorul a fost construit pentru prima dată la mijlocul anilor 60, cu principalul scop de a realiza separarea galvanică între două circuite electrice denumite generic emiţător (Tx - transmitter) şi receptor (Rx - receiver).

Separarea galvanică constă în lipsa căii directe de curent (c.c. sau c.a.) între cele două circuite. Un alt exemplu de dispozitiv care realizează această funcţie este transformatorul, în care transferul de energie între cele două circuite (primarul şi secundarul) se face prin câmp magnetic (fig. 4.1). Dezavantajul lui este că se poate utiliza numai în c.a.

Infasurareprimara

Infasuraresecundara

Circuit"secundar" (Rx)

Circuit"primar" (Tx)

I 1 I 2

Fig. 4.1. Separare galvanică prin transformator. În cazul optocuploarelor separarea / transferul se face prin radiaţie luminoasă (separare optică) de aici şi cealaltă denumire atribuită optocuplorului: opto-izolator (“Opto-Isolator”). Ele pot funcţiona atât în c.c. cât şi în c.a. sau impulsuri. Emiţătorul şi receptorul sunt complet izolate din punct de vedere electric (fig. 4.2) şi transferul de semnal se face unidirecţional de la Tx la Rx, numai prin lumină.

Vo

V i Driver

Barieraoptica

Detectorfotosensibil

Tx Rx

Sursa de lumina

Fig. 4.2. Schema bloc a unui optocuplor.

73

Principala caracteristică a optocuplorului - separarea galvanică - îl face deosebit de util în numeroase aplicaţii din diverse domenii: - în comunicaţii sau transmisii de date, la separarea liniilor de comunicaţii

între emiţător şi receptor; - în electronica de putere, la separarea părţii de comandă sau semnalizare de

partea de forţă (a circuitelor de joasă tensiune de circuitele de înaltă tensiune);

- în electronica medicală, unde tensiunile / curenţii mari ar putea fi fatali pacienţilor;

- în mediile explozive sau inflamabile etc. 4.2. Tipuri de optocuploare Alegerea componentelor ce alcătuiesc un optocuplor – sursa şi detectorul – se face atât în funcţie de caracteristicile spectrale cât şi în funcţie de caracteristicile de comutaţie. Se obţine un randament maxim al transmisiei semnalului când sensibilitatea maximă a fotodetectorului (Smax) se află în domeniul de lungimi de undă în care fluxul radiat de sursă este maxim (fig. 4.3). Se recomandă ca timpii de comutaţie ai emiţătorului şi receptorului să fie de acelaşi ordin de mărime.

Fig. 4.3. Acordul spectral al emiţătorului şi fotodetectorului din optocuplor. 4.2.1. Optocuploare analogice Sursa de lumină folosită este LEDul. Fotodetectorul poate fi fotodiodă, fototranzistor, fotoFET, fototiristor, fototriac, sau fotorezistenţă, cele mai folosite fiind primele două variante. Fotodetectorul poate fi urmat de un circuit de amplificare (tranzistor, Darlington, AO etc.) încorporat şi eventual de un circuit de formatare de impulsuri. Primul optocuplor a fost TIL101 realizat de Texas Instruments. El era realizat cu un LED şi o fotodiodă, acordate spectral (fig.4.4). În general,

74

optocuploarele LED-fotodiodă sunt cele mai rapide având frecvenţe de tăiere de până la 100MHz.

Fig. 4.4. Optocuplorul TIL101.

Simbolul grafic al optocuplorului LED-fotodiodă este prezentat în figura 4.5.a. Fotodioda lucrează ca detector de lumină în cadranul III , deci va fi polarizată invers. Întrucât curentul generat de ea este mic (de ordinul microamperilor), este necesar un amplificator, care poate fi realizat cu tranzistor bipolar, Darlington, AO etc. Unele optocuploare includ şi acest amplificator în capsulă, cum de exemplu este optocuplorul analogic tipic realizat de Hewlett Packard (fig. 4.5.b).

b.a.

LED PD

HCPL2502

I F I PD

Fig. 4.5. Optocuploare analogice.

Varianta cea mai populară de optocuplor este cea realizată cu LED-fototranzistor (fig. 4.5.b). Baza fototranzistorului poate fi accesibilă ca de exemplu la optocuplorul H11A1, sau inaccesibilă ca la MB101 produs de RFT Electronic din fosta RDG. Pentru a mări amplificarea curentului, receptorul poate fi realizat cu un fototranzistor incorporat într-un montaj Darlington (fig. 4.6.c şi d). Şi în acest caz baza fototranzistorului poate fi accesibilă ca la H11B1 sau inaccesibilă ca la TIL119A.

c. H11B1a. H11A1 d. TIL119Ab. MB101

Fig. 4.6. Optocuploare LED-fototranzistor.

75

Principalul dezavantaj al acestor tipuri de optocuploare faţă de cele realizate cu LED şi fotodiodă este viteza de lucru mult mai mică (fmax = KHz la LED-fototranzistor, iar la foto-darlington este şi mai mică. Optocuplorul MB101 a fost “copiat” şi produs şi în România. El avea o tensiune de străpungere de 5kV ceea ce a stârnit admiraţia la vremea respectivă. Alte tipuri de optocuploare analogice Alte tipuri de optocuploare analogice impuse în practică sunt prezentate în figura 4.7.a:

Rds=Rds(If)

a. b. c.

I F

ISD

IDS

Fig. 4.7. Alte tipuri de optocuploare analogice.

La optocuplorul realizat cu LED şi foto-FET (fig.4.7.a) rezistenţa drenă-sursă este o rezistenţă reglabilă, comandată de curentul de comandă IF al LEDului. Alt avantaj este că se poate inversa drena cu sursa. În figura 4.7.b este prezentat simbolul grafic al optocuplorului realizat cu LED şi fototiristor, iar în figura 4.7.c al optocuplorului realizat cu LED şi fototriac. 4.2.2. Optocuploare digitale Prezentăm în figura 4.9 schema internă a optocuplorului realizat de Hewlett Packard, care s-a impus ca standard industrial.

Acest optocuplor foloseşte ca dispozitiv fotosensibil o fotodiodă PIN (p-intrinsec-n). Diodele PIN sunt foarte stabile şi au coeficient termic 0 la lungimi de undă mai mici de 800nm. De asemenea sunt rapide (se folosesc şi în comunicaţiile optice) şi au un răspuns liniar într-o plajă de 100dB cu distorsiuni mai mici de 1%.

Tranzistoarele Schottky (TO – tranzistorul final şi TE – tranzistorul de validare a ieşirii) sunt de fapt tranzistoare rapide prevăzute cu diode limitatoare Schottky legate între colector şi bază (fig. 4.8). Ele aduc un spor de viteză prin aceea că nivelul “Low” în colector nu este lăsat să ajungă la VCEsat (VBE ar deveni atunci VBE ≅ 0,1 V + 0,4 V = 0,5 V, adică tranzistorul ar fi blocat; din

76

contră, dacă VBE ≅ 0,7 V…0,75 V (tranzistor puternic comandat) şi VAKSchottky = 0,4V tipic, rezultă VCEsat ≅ 0,3 V…0,35 V). Tranzistorul va fi puternic deschis, fără a fi profund în saturaţie. Această idee a avut-o pentru prima oară Baker, de aici şi numele “Baker Clamp” (limitatoare Baker) dat diodei cu această funcţie. Vor rezulta timpi de creştere şi de cădere (tON şi tOFF) mult mai mici, ceea ce va duce la creşterea vitezei de lucru.

T

0,4 V

0,7 V

0,3 V

Fig. 4.8. Tranzistorul Schottky.

1

2

6

5 Out

4 Gnd

3 Enable (Input)

IRED

Filtru

+Vcc

L

Ecran

D

Te

To

V+

V-

Compar.

PDR

IF

Fig. 4.9. Schema internă a optocuplorului digital, standard.

Intrarea Enable permite validarea ieşirii: dacă Enable =”Low”, tranzistorul de validare a ieşirii este blocat, şi optocuplorul funcţionează normal; dacă Enable =”High”, tranzistorul Te este în conducţie şi ieşirea este invalidată (tranzistorul To este blocat).

Pentru a evita oscilaţiile la comutaţie prin cuplajele parazite prin sursă, proiectantul a prevăzut circuitul de filtrare pentru fotodiodă. Pentru a evita acelaşi fenomen, se recomandă, de asemenea, decuplarea locală prin legarea între alimentare (pinul 6 / +Vcc) şi masă (pinul 4 / Gnd) a unui condensator ceramic de 10nF.

77

Optocuplorul cu poartă logică la ieşire (Optically Coupled Gate) Printr-un optocuplor de acest fel (de exemplu 6N137 Hewlett Packard – fig. 4.10) se pot face transmisii de câţiva megabiţi /s. Circuitul din figura 4.10 merge până la 10 MHz.

+Vcc=5V

Vo

+Vcc

Out

EGnd

E6N137

a. Schema interna b. Circuit cu 6N137

+

6N137Rl

10nF

I FIo

Fig. 4.10. Optocuplorul cu poartă logică la ieşire. Condensatorul de 10nF are rolul de decuplare locală (a alimentării) pentru a evita oscilaţiile la comutaţie). Factorul de transfer în curent CTR = IO/IF este de această dată neliniar, spre deosebire de optocuploarele analogice realizate cu tranzistor sau Darlington la ieşire (caracteristica are un prag). Există un IFprag peste care poarta este comutată. Pe măsură ce LEDul de la emiţător se degradează în timp, curentul IF trebuie mărit pentru bascularea porţii (adică se măreşte curentul de comandă; pragul receptorului se menţine). Pentru estimări de 22%…26% ale factorului de degradare a transmisiei în curent, marginea de siguranţă recomandată în proiectare (“maximum guard band”) este 35%.

Prezentăm în continuare (fig. 4.11) modul de interfaţare a două porţi logice printr-un optocuplor analogic (6N135 – HP):

+Vcc2

+Vcc1

74057404

OutIn

6N135

R2

R1 I FI PD

Fig. 4.11. Interfaţarea a două porţi logice prin optocuplor.

78

4.2.3. Alte tipuri de optocuploare Optocuploare multiple Optocuploarele multiple sunt optocuploare identice integrate alături în acelaşi CI. Această tehnologie oferă o serie de avantaje: - adaptarea optimă în scheme simetrice; - economie la numărul de terminale; - gabarit minim; - capacitate de izolaţie între intrare şi ieşire foarte mică (de ordinul fF; 1fF =

10-15 F) datorită dimensiunilor foarte mici (1x1mm); - liniaritate forte bună a CTR.

În figura 4.12 este prezentat un optocuplor dublu:

11 +Vcc

10

9

8

1

2

3

4

Ecran

TX 1,2 RX 1,2

D1

D2 PD2

PD1

Q1

Q2

Fig. 4.12. Optocuplor dublu. Optocuploare cu apertură La aceste tipuri de optocuploare, emiţătorul şi receptorul sunt în aceeaşi capsulă, au aceeaşi axă optică, dar o parte din drumul optic este accesibil utilizatorului, astfel încât transmisia poate fi întreruptă cu un obiect interpus între sursă şi detector. De aici şi denumirea lor de foto-întrerupătoare (“Photo-Interrupter”). Capsulele LEDului şi a fotodiodei sunt lentile de imersie. Distanţă între emiţător şi receptor este de 2mm…3mm (fig. 4.13). Un astfel de optocuplor,

79

nepretenţios, are o abatere de măsurare de până la 0,1 mm. Pentru a mări precizia lui se poate încorpora un sistem de lentile confocale (fig. 4.14).

Fig. 4.13. Optocuplor cu apertură (Photo-Interrupter).

Fig. 4.14. Barieră de lumină cu sistem de lentile confocale.

Aplicaţiile acestor optocuploare sunt traductoarele de poziţie pentru componente aflate în mişcare de rotaţie (de exemplu la motoare, mouse etc. – fig. 4.15) sau de translaţie (de exemplu la capetele de imprimantă matricială sau cu jet, plottere), senzori de turaţie etc.

Fig. 4.15. Traductor de poziţie /senzor de turaţie realizat cu foto-întrerupător.

Optocuplorul prin reflexie este un alt tip de foto-întrerupător. Diferenţa fată de optocuplorul precedent este că LEDul şi fotodioda nu mai sunt pe aceeaşi axă optică, lumina ajungând de la emiţător la receptor prin reflexii repetate pe suprafaţa unor oglinzi (fig. 4.16). În acest fel drumul optic este mai uşor accesibil utilizatorului şi drept urmare, domeniul lui de aplicabilitate este mult mai larg. El poate fi folosit ca traductor de poziţie, limitator de cursă, sesizor de prezenţă (proximitate), detector de fum etc.

80

Fig. 4.16. Optocuplor prin reflexie.

4.3. Parametri specifici optocuploarelor. Măsurarea lor la fabricant

4.3.1. Tensiunea şi rezistenţa de izolaţie Tensiunea de izolaţie sau de străpungere (notată Vi-o) este dată de efectul Corona. Există o tensiune limită ce poate fi aplicată între emiţător şi receptor, numită tensiune de inepţie a efectului Corona. La această tensiune, micro-străpungeri invizibile pot “jalona” traseul de transmisie Tx → Rx, ceea ce diminuează tensiunea maximă aplicabilă între intrare şi ieşire. Procedeul industrial de mărire al acestui prag constă în vidarea incintei în care se află optocuploarele până la un vid atât de avansat încât toţi porii să elibereze gazul care îi umple şi apoi imersiunea optocuplorului în ulei presurizat, care ocupă micro-porii (golurile) din material. Se măsoară Ii-o la 3000 V-c.c. timp de 1 minut, pentru toate exemplarele şi se elimină exemplarele cu I > 1 µA. Exemplarele “sănătoase” au Ii-o tipic de 3 nA.

Altă măsură folosită pentru a mări tensiunea de izolaţie constă în depărtarea emiţătorului de receptor. Aceasta impune folosirea unui sistem optic de focalizare sau a unei fibre optice. Urmează ştiinţa alegerii dielectricilor, grija pentru aşezarea pe placă (layout) etc. Amplasarea de-o parte şi de alta a capsulei a terminalelor Tx şi respectiv Rx este generalizată şi singura acceptată. Cu cât tensiunea de izolaţie garantată este mai mare cu atât şi costul optocuplorului este mai mare. Se mai practică măsurarea tensiunii de incepţie a fenomenului Corona pe eşantioane de circa 10% alese aleatoriu din lot. Această determinare nu este practică, pentru că durează prea mult. Incepţia străpungerii este marcată prin creşterea bruscă a curentului intrare-ieşire. In condiţii normale Ri-o = 1012Ω . Tensiunea şi rezistenţa de izolaţie să măsoară cu terminalele de intrare şi ieşire scurtcircuitate (fig. 4.17). Testarea se face în c.c., în c.a., în impulsuri, sau în rampe de tensiune în funcţie de fabricant şi tipul optocuplorului.

81

VtestA

V

Fig. 4.17. Circuitul de măsurare a tensiunii şi rezistenţei de izolaţie.

4.3.2. Capacitatea de izolaţie Capacitatea de izolaţie între intrare şi ieşire Ci-o este o capacitate parazită ce afectează separarea galvanică dintre Tx şi Rx valoarea ei se calculează astfel:

CMoi CCCC ++=− 21 , (4.1)

unde semnificaţia capacităţilor C1, C2 şi CCM este ilustrată în figura 4.19. Cele mai multe optocuploare au CCM ≅ 70 fF. Prin introducerea unui ecran între Tx şi Rx (fig. 4.19) această capacitate se poate reduce la aproximativ 7fF. Ecranul se realizează dintr-o reţea / plasă fină metalică care se leagă la masa receptorului, Rx. 4.3.3. Factorul de rejecţie al modului comun

Performanţa cheie a optocuplorului indică măsura în care este transmis semnalul de mod diferenţial în dauna celui de mod comun, performanţă dată de factorul de rejecţie al modului comun.

Semnalul de mod comun apare datorită capacităţii parazite de izolaţie dintre intrare şi ieşire (fig. 4.18)

Tx RxCi-o

Ecm

I cm

Fig. 4.18. Semnalul de mod comun.

82

Semnalul de mod diferenţial este semnalul util care se transmite prin optocuplor:

DM

c

eI

utilTransferul∂∂

=:_ . (4.2)

Circuitul de măsură al factorului de rejecţie al modului comun folosit de fabricanţi pentru optocuploarele analogice este prezentat în figura 4.19:

+Vcc

Ecran

Masa Tx Masa Rx

Tx Rx

Edm

Ecm

C1Rs

R1

C2

Ccm

IF

VF

IPD

R2

RlIC

Fig. 4.19. Circuit pentru măsurarea factorului de rejecţiei al mod comun. Cu notaţiile din figura 4.19, factorul de rejecţie al modului comun (CMRR) se exprimă astfel:

CM

DM

CM

C

DM

C

ee

eI

eI

CMRR ⋅

∂∂∂∂

= , (4.3)

iar rejecţia de mod comun astfel:

CMRRdBCMR lg20][ ⋅= . (4.4)

Se urmăreşte să se obţină un semnal de mod comun cât mai mic, adică o rejecţie a modului comun cât mai mare (CMR>80dB).

83

Neutrodinarea (neutralizarea) Neutrodinarea este un procedeu clasic, de mare eficienţă, pentru diminuarea modului comun la înaltă frecvenţă (ÎF). Cum calea perturbaţiei de mod comun este cea a unor capacităţi parazite mici, este firesc să conteze doar la înaltă frecvenţă (ÎF). Aceste capacităţi parazite introduc o reacţie pozitivă care poate duce la apariţia auto-oscilaţiilor la ÎF. Soluţia constă în introducerea unei reacţii negative la înaltă frecvenţă (FTJ) prin introducerea unui condensator CN (fig.4.20). Ea se poate aplica atât la condensatoarele analogice cât şi la cele digitale.

+Vrx

Masa Tx Masa Rx

Edm

Ci-o

R

Rl

Ecm

Cn

Fig. 4.20. Neutrodinarea. Se vede că CN aduce la emiţător un semnal de mod comun în antifază cu cel datorat Ci-o, deci anulează la ÎF efectul Ci-o. Se obişnuieşte să se dimensioneze astfel: CN ≅ βPT

.Ci-o, unde βPT este factorul de amplificare în curent al fototranzistorului. Valori uzuale folosite sunt între 0,1pF şi10pF. Dezavantajul neutrodinării este că CN rămâne totuşi o cale între Tx şi Rx, iar transferul între Tx şi Rx trebuie să se facă în totalitate (ideal) pe cale directă. De exemplu, pentru o reactanţă datorată condensatorului CN,, de zeci de MΩ, pentru o tensiune de mod comun de câţiva volţi va rezulta un curent de scurgere:

AMVI scurgere µ1,0

101

= . (4.5)

În cazul unui optocuplor dublu pentru două căi de semnal, se practică cu bune rezultate neutrodinarea fiecărei căi în parte, chiar dacă masele receptorului sunt reunite sau separate printr-o cale de înaltă impedanţă ca în figura 4.21.

84

+ Vcc2, Rx

+ Vcc3, Rx

+ Vcc1, Tx

+ Vcc1, Tx

21

3 (sau 2)1

Optocuplor dublu

R

Rl1

Cn1

Cn2

R

Rl2

Fig. 4.21. Neutrodinarea la un optocuplor dublu. 4.3.4. Factorul de transfer în curent Optocuploarele sunt prin excelenţă amplificatoare de curent. Factorul de transfer în curent (CTR - “Current Transfer Rate”) este raportul dintre variaţia curentului de ieşire, iO, din receptor şi variaţia curentului de intrare în emiţător, iI, care a determinat respectiva variaţie a curentului de ieşire:

I

O

ii

CTR∂

∂= . (4.6)

Să luăm cazul unui optocuplor LED-fototranzistor (fig. 4.22.a). În figura 4.22.b ilustrăm dependenţa curentului de colector al fototranzistorului (curentul de ieşire iO din Rx) în funcţie de curentul direct prin LED (curentul de intrare iI în Tx): iC = iC(iF). Putem observa că acest grafic prezintă o porţiune liniară, după care, pe măsură ce curentul prin LED, iF, creşte, apare o saturare a curentului de colector prin fototranzistor, iC (în mod analogic unui tranzistor obişnuit). Pe porţiunea liniară, însă, panta este cvasi-constantă, şi aici putem măsura factorul de transfer în curent, care este chiar această pantă:

F

C

ii

CTR∂

∂= . (4.7)

85

Fig. 4.22. Caracteristica iC(iF) a unui optocuplor LED-fototranzistor.

În general LEDul lucrează la curenţi de câţiva mA, dar este posibilă şi

funcţionarea în impulsuri de până la 100mA, pentru scăderea timpilor de comutaţie. La astfel de valori mari se iese din porţiunea liniară a caracteristicii iC(iF). Există şi optocuploare care funcţionează la curenţi de emiţător de 0,1mA.

Factorul de transfer în curent este o mărime adimensională, exprimată de obicei în procente, dacă este subunitar. Valori uzuale pentru primele optocuploare realizate în anii 60 erau de 0,01…0,1. La ora actuală există optocuploare care au CTR-uri mai mari de 103 la frecvenţe de ordinul MHz. Dacă vrem să mărim frecvenţa, factorul de transfer în curent scade până la ordinul unităţilor.

În funcţie de fabricant, există mai multe configuraţii ale circuitului de măsură al factorului de transfer în curent. Una dintre ele este prezentată în figura 4.23:

12V

1K

56

12V

200 I F IC mA +

Fig.4.23 Circuit de măsură a CTR Modificând liniar rezistenţa potenţiometrului de 1KΩ, va rezulta o variaţie cvasi-liniară a curentul iF prin circuit. La creşterea acestuia, creşte şi fluxul luminos radiat de LED. Drept urmare, rezistenţa colector-emitor, rCE, a fototranzistorului scade. Putem exprima curentul de colector al fototranzistorului astfel:

CE

CEC r

Vi = . (4.8)

a.

I F IC

86

Deficienţa acestui circuit este că, odată cu variaţia lui rCE variază şi VCE. Pentru a obţine o variaţie a curentului iC care să depindă numai de rCE şi indirect numai de iF, ideea este să menţinem VCE constant. Pentru aceasta se foloseşte circuitul din figura 4.24:

+V (Tx)

V-

V+

Vo

0 V

Ro

P

R1

R2ICI F

1,3 V

0,65V

0,65V

0,65V

0,65V

0 V

VCE

+

-

Fig. 4.24. Circuit de măsură a CTR menţinând VCE constant.

Driverul LEDului din optocuplor este, în acest circuit, un generator de curent comandat. Valoarea curentului iF se reglează din potenţiometrul P şi se calculează după formula:

PRVii EF ⋅+

=≅α0

65,0 . (4.9)

Tensiunea VCE este menţinută constantă de reacţia negativă a operaţionalului de la receptor: VCE = |V -| = constant.

Operaţionalul este în cazul de faţă un amplificator transimpedanţă de amplificare R2:

2

0

RV

iC = . (4.10)

În concluzie, putem exprima factorul de transfer astfel:

FF

C

iRV

ii

CTR⋅

==2

0 . (4.11)

87

4.3.5. Curentul de întuneric

Curentului de întuneric este curentul de colector generat de fototranzistorul optocuplorului atunci când intrările LEDului sunt lăsate în gol. Circuitul de măsură este prezentat în figura 4.25:

6

2 5

1+

uA-

în gol +-

12V

R1

56Q

D

Fig. 4.25. Circuitul de măsură al curentului de întuneric. Valori tipice ale curentului de întuneric sunt de sub 1µA. 4.3.6. Caracteristica de intrare

Caracteristica de intrare este dependenţa VF(IF) şi se ridică la fabricant cu circuitul din figura 4.26:

Rx12V

1K

200 I F

VF

Fig. 4.26. Circuitul folosit în ridicarea caracteristicii de intrare.

Cu acest circuit obţinem următorul domeniu de variaţie al curentului prin LED:

mAVViF 53.....8,81200...200

4,112=

Ω−

= . (4.12)

88

4.3.7. Tensiunea de saturaţie a fototranzistorului Circuitul de măsură, la fabricant, este prezentat în figura 4.27:

VCEsat12V

1K

200 40K

5V

I F I C

Fig. 4.27. Circuitul de măsură a tensiunii de saturaţie a fototranzistorului. 4.3.8. Viteza Viteza optocuploarelor se măsoară indirect prin măsurarea timpilor de comutaţie, în scheme recomandate de fabricanţi. Reamintim în continuare definiţiile acestor timpi de comutaţie, aşa cum reies şi din ilustrarea grafică din figura 4.28:

Fig.4.28. Ilustrarea timpilor de comutaţie. Unde:

- TON este durarta comutaţiei directe; tON = td + tr ; - tOFF este durarta comutaţiei inverse; tOFF = ts + tf ; - td este timpul de întârziere (“delay”); td = t0,1 - t0 ;

89

- tr este timpul de creştere (“rise”); tr = t0,9 - t0,1 ; - t0 este momentul în care semnalul de intrare Vi începe să crească ; - t0,1 este momentul în care semnalul de ieşire Vo creşte la 0,1 din valoarea

maximă ; - t0,9 este momentul în care semnalul de ieşire Vo creşte la 0,9 din valoarea

maximă ; - ts este timpul de stocare (“storage”); ts = t1 - t0,9 ; - tf este timpul de cădere (“fall”); tf = t0,9 - t0,1 ; - t1 este momentul în care semnalul de intrare Vi începe să scadă ; - t0,9 este momentul în care semnalul de ieşire Vo scade la 0,9 din valoarea

maximă ; - t0,1 este momentul în care semnalul de ieşire Vo scade la 0,1 din valoarea

maximă.

Prezentăm în figura 4.29 schema recomandată Texas Instruments pentru optocuplorul TIL101:

5V 5V

Vo

V i(Osciloscop)

R3

R2

R4

R1

Q1

Fig. 4.29. Circuit de măsură a timpilor de comutaţie.

Pentru optocuplorul TIL101 catalogul ne dă valori tipice ale timpilor de comutaţie de ordinul microsecundelor (µs). Un alt parametru cu ajutorul căruia se poate măsura viteza optocuploarelor este slew-rate-ul semnalului de ieşire VO. Semnificaţia slew-rate-ului este panta maximă a frontului crescător sau descrescător al semnalului de ieşire, aşa cum este prezentat el în figura 4.28.

max

∂∂

=t

VSR O . (4.13)

90

4.3.9. Banda de trecere Optocuplorul este prin excelenţă un amplificator de curent. Curentul de ieşire este în general amplificat şi convertit în tensiune, pentru a putea fi citit mai departe (fig.4.30 a şi b). Notăm cu A amplificarea transimpedanţă a întregului ansamblu Tx-Rx al optocuplorului. Această amplificare se exprimă prin raportul dintre tensiunea de ieşire din Rx (VO) şi curentul de intrare în Tx (iF):

]/[ AViV

AF

O= . (4.14)

Fig. 4.30. Optocuplorul văzut ca amplificator curent-tensiune. Banda la 3dB se defineşte ca fiind acea frecvenţă la care amplificarea A scade cu 3dB sau la 1/√2 ≅ 0,707 din valoarea iniţială A0, corespunzătoare la 0Hz (aşa cum se poate vedea din diagrama Bode din figura 4.30.b). Circuitul folosit de fabricanţi pentru ridicarea caracteristicii amplitudine- frecvenţă este prezentat în figura 4.31. După cum se poate observă, la emiţător se foloseşte un generator de curent constant care generează prin LED un curent: IF = 0,65V / 330Ω ≅ 2mA. Peste această componentă continuă se suprapune un semnal sinusoidal cu amplitudine de 1VV-V şi de frecvenţă variabilă. Va rezulta un semnal sinusoidal cu:

91

mAVmAiII FFF 3500

5,02maxmax =Ω

+=+= , (4.15)

mAVmAiII FFF 1500

5,02minmin =Ω

−=+= . (4.16)

Vo

+5V

Condensator de cuplaj

GCC

= 2 mA

1N4148

2uF500

f -v ar1V v -v

Rc

iF

I0iC

1,3V

0,65V

1N4148

2K2

330

Fig. 4.31. Circuitul de măsură a benzii de trecere.

Condensatorul de cuplaj de 2µF se comportă ca un FTS şi de aceea se schimbă forma caracteristicii amplitudine-frecvenţă la frecvenţe mici (fig.4..32). La frecvenţe mari, caracteristica rămâne neschimbată.

Fig. 4.32. Caracteristica amplitudine-frecvenţă

a circuitului de măsură. Banda de trecere maximă se obţine pentru o amplificare unitară. Punând sarcina în emitor, obţinem un repetor pe emitor.

92

4.4. Procedee de creştere a vitezei de comutaţie Procedeele de creştere a vitezei de comutaţie a optocuploarelor se folosesc atât la comanda în impulsuri cât şi cu semnale analogice. Scopul este, în ambele cazuri, lărgirea benzii de trecere prin scăderea timpilor de comutaţie. 4.4.1. Scăderea timpului de comutaţie inversă (tOFF) Fototranzistorul din optocuplor prezintă o capacitate parazită între colector şi bază (CBC). Datorită acestei capacităţi, în bază rămâne stocată o anumită cantitate de sarcină Q, care potrivit legii conservării sarcinii electrice, se descarcă în timpul comutaţiei inverse (mai exact pe durata timpului de stocare ts):

tIVCQ BC ⋅=⋅= . (4.17)

Dacă baza fototranzistorului este inaccesibilă, sarcina Q se descarcă lent pe h11 ≈kΩ, ceea ce constituie o sursă de întârzieri.

Soluţia pentru a reduce timpul de descărcare a acestei sarcini ar fi introducerea unei căi exterioare de scurgere a curentului I (dacă creştem pe I va scădea t – ecuaţia 4.15). Aceasta se poate face, dacă bază fototranzistorului este accesibilă, prin introducerea unui rezistor între bază şi emitor (RBE – fig. 4.33).

Prin curentul IB care se va scurge prin RBE am pierdut o parte din semnalul util prin scăderea CTR a optocuplorului, dar am rezolvat problema drenării sarcinii Q acumulate în bază, datorită capacităţii parazite CBC. Această metodă se numeşte desensibilizarea fototranzistorului şi, pe lângă scăderea timpului de stocare ts, realizează şi o imunizare la zgomot. Valori tipice pentru RBE sunt de 1…10 KΩ. De exemplu, pentru un curent de colector de 50mA şi un fototranzistor cu β = 100, puterea pierdută pe RBE va fi :

mWI

VIVP CBEBBE 325,0≈⋅=⋅=

β. (4.18)

Fig. 4.33. Desensibilizarea fototranzistorului.

+Vcc

Vo

C-daRl

Cbc

Rbe1 ... 10 K

I F

IC

I B

93

4.4.2. Controlul constantei de timp asociate fototranzistorului

Constanta de timp τ a fototranzistorului o putem defini, folosind notaţiile din figura 4.33, ca fiind:

BCload CR ⋅=τ (4.19)

Evident, cu cât această constantă de timp este mai mică, cu atât timpii de comutaţie vor fi mai mici, iar banda (B3dB) va fi mai mare. Cum capacitatea parazită CBC este o proprietate intrinsecă a optocuplorului, ideea este să reducem rezistenţa de sarcină a fototranzistorului. O primă soluţie ar fi utilizarea la receptor a unui convertor curent-tensiune realizat cu AO în montaj inversor (fig. 4.34):

V-

V+

Vo=R*Ic

C-da

0 V

Zi=0

R

RlIC

+

-

VCE

I F

Fig. 4.34. Reducerea constantei de timp prin folosirea unui AO inversor cu Zi → 0. Fototranzistorul funcţionează aici ca generator comandat de curent (VCE = |V--| = constant, deci rCE = rCE (iF)). Impedanţa de intrare a inversorului este foarte mică (Zi ≈ 0), deci şi constanta de timp va fi foarte mică:

0τ →⋅= iBC ZC (4.20)

O altă variantă ar fi includerea fototranzistorului într-un montaj cascodă cu sarcina în emitor (fig. 4.35.a) sau având tensiunea VCE =const. (fig. 4.35.b). Cascoda este un amplificator care compune un etaj cu bază comună cu un etaj cu emitor comun şi este un procedeu clasic prin care se măreşte banda de trecere.

94

La montajul cu sarcina în emitor (fig.4.35.a), impedanţa de ieşire în emitor, Zi, a etajului cu bază comună este mică:

Ω≈Ω

== zecisuteKh

Ziβ11 . (4.21)

Capacitatea parazită a fototranzistorului cu sarcina în emitor (|A|=1) este:

pFCCCACi BCBCBC 102)11(|)|1( <⋅=⋅+=⋅+≈ . (4.22)

Deci şi constanta lui de timp va fi foarte mică:

<<⋅= ZiCiτ (4.23)

Vo

Vo

V+

V-

V+

V-

b.

-0,65V

a.

C-da C-da

Q2

I F

Q1

I F

Rl

I PT

Q1

Zi

Rc

0,65V

Rl

Q2

Fig. 4.35. Optocuploare în montaj cascodă. La montajul din figura 4.35.b, fototranzistorul Q1 funcţionează ca generator de curent comandat întrucât VCE,Q1 = |V--| - 0,65V = const. Aceasta înseamnă că lumina modulează rCE,Q1 în funcţie de IF şi deci:

95

)(.

1,1,

1,FPT

QCEQCE

QCEPT II

rconst

rV

I === , (4.24)

Cum PTlO IRV ⋅= , (4.25)

va rezulta că: PTO IconstV ⋅= . (4.26)

Vor rezulta timpi de comutaţie mai mici, pentru că Q1 are drept sarcină pe RE,Q2, care poate fi de câţiva ohmi. Constanta de timp va fi:

<<⋅=⋅=⋅= )(1,2,1,1,1,τ OhmiCRCRC QCBQEQCBQCQCB . (4.27) 4.4.3. Procedee de reducere a timpilor de comutaţie la

comanda în impulsuri Accelerarea comutaţiei directe Accelerarea comutaţiei directe (reducerea lui tON) se poate realiza prin introducerea unui grup de accelerare format dintr-un condensator şi un rezistor grupate în paralel (fig. 4.36).

Grup deaccelerare

RxD2

D1R2R1

Cacc

V i

I F

VF

Fig. 4.36. Accelerarea comutaţiei directe prin folosirea unui grup de accelerare. În momentul în care semnalul de intrare vi comută din OFF în ON, condensatorul este descărcat şi este un şunt pentru rezistorul R2. Va rezulta un curent de vârf care trece prin vi-R1-D1:

1

maxmax R

VVI Fi

F−

= . (4.28)

96

Condensatorul se încărcă apoi prin vi-R1-Cacc-D1 ; în acest timp curentul iF scade până la valoarea de menţinere (fig. 4.37):

21

maxmax RR

VVI Fi

F +

−= , (4.29)

după care se descarcă prin R2. Dioda D2 protejează LEDul D1 din optocuplor în cazul în care se aplică circuitului semnal bipolar cu amplitudine mai mare de 2V.

Fig. 4.37. Efectul grupului de accelerare aspra comutaţiei directe. Prepolarizarea LEDului Ideea este de a menţine o componentă continuă, permanentă, a curentului prin LED: IP. Curentul total prin LED, iF, va fi suma dintre curentul de comandă iO şi curentul de prepolarizare IP (fig. 4.38). Vor rezulta timpi de comutaţie mai mici: tON1 (fără prepolarizare) > tON2 (cu prepolarizare).

Fig. 4.38. Efectul prepolarizării LEDului asupra timpilor de comutaţie.

97

Schema unui emiţător cu prepolarizare este prezentată în figura 4.39:

+5V (Tx)

C-da

Rp1,8K

Ro

560

LED

i 0 I P

I F

Fig.4.39. Emiţător (Tx) cu prepolarizare a LEDului din optocuplor.

Valoarea curentului de prepolarizare trebuie astfel aleasă încât să nu basculeze (receptorul) fototranzistorul. Dacă această valoare este prea mare (peste valoarea de prag), fototranzistorul nu mai comută. De exemplu, dacă această valoare de prag este de 5 … 10 mA şi IOmax = 5 mA, atunci vom alege un curent IP = 1 mA…3 mA.

Dimensionarea rezistenţelor se face astfel:

Ω=≈−

=−

= 5605

8,25

4,1)5...5,3()5...5,3(

max mAV

mAVV

IVV

RO

FO , (4.30)

Ω≈−

=−

= kmA

VVI

VVR

P

F 8,12

4,155. (4.31)

4.5. Îmbătrânirea optocuploarelor Îmbătrânirea optocuploarelor este legată de degradarea factorului de transfer în curent (CTR). Această problemă este importantă în sistemele garantate pentru perioade de funcţionare îndelungate.

Factorul predominant în degradare a CTR este diminuarea fluxului radiat de LED şi este caracteristic tuturor optocuploarelor. Cauza principală este reducerea randamentului cuantic al LEDului. Randamentul cuantic scade continuu cu o anumită constantă de timp. Altă sursă de degradare al CTR este exploatarea optocuplorului la curenţi de colector ai fototranzistorului din receptor (IC) mai mari decât

98

specificaţia din catalog. Deci degradarea CTR se datorează şi degradării recepţiei. De asemenea raportul dintre curentul de suprasarcină şi curentul de vârf:

fF

rasarcinaF

II

Rvar

sup

−= (4.32)

joacă un rol determinant în degradarea CTR (fig.4.40). Creşterea lui R duce la reducerea drastică a timpului de viaţă al optocuplorului. Bineînţeles că esenţială este valoarea absolută a IF-suprasarcină la care se fac măsurătorile.

Fig. 4.40. Ilustrarea curentului de suprasarcină şi a curentului de vârf prin LED.

Se impune, de asemenea, ca Tj <125°C. Variaţiile de temperatură afectează atât randamentul cuantic al emisiei cât şi factorul de amplificare β al fototranzistorului din receptor (şi emisia şi recepţia). Măsurătorile se fac pe durata a mii de ore de funcţionare (10.000 ore = 1,14 ani) şi rezultatele se extrapolează pentru durate mai lungi (de exemplu 106 ore). La estimarea duratei de funcţionare se va avea în vedere factorul de umplere şi timpul de funcţionare pe zi. Optocuploarele comandate în impulsuri cu δ=50% funcţionează de două ori mai mult decât cele cu funcţionare continuă, iar dacă echipamentul este folosit doar 8 ore din 24, durata perioadei de exploatare a optocuplorului se mai multiplică cu 3 (în ani). La cuplajul LED-fotodiodă, CTR ≈ 10-3. Valori tipice ale curenţilor (fig.4.41) sunt: IF = 10mA ⇒ IP = 10 µA.

PFI I= 10mA = 10uA

Fig. 4.41. Valori tipice ale curenţilor prin optocuplorul LED-fotodiodă.

99

În cazul optocuploarelor digitale se alocă o margine de siguranţă suficient de mare astfel încât, cu toată degradarea CTR în timp, comutaţia să rămână sigură. De exemplu, la optocuplorul 6N137 produs de Hewlett Packard (fig. 4.42), valoarea de prag pentru curentul de comandă a LEDului este IF=6,3mA.

Fig. 4.42. Optocuplorul digital 5N137 (după catalogul Hewlett Packard).

4.6. Norme specifice privind utilizarea

optocuploarelor Aceste norme au ca argument obţinerea unei responsivităţi cât mai mari a receptorului (responsivitatea: R = IOUT / ΦI). Acest lucru poate fi obţinut cu o arie fotosensibilă (expusă) de Si cât mai mare. Din acest motiv, aproape orice fototranzistor are CBC ≈ 20 pF. Apelând din această cauză la combinaţia fotodiodă-tranzistor în receptor (fig. 4.44) rezultă o capacitate de intrare: CBC ≈ 10 pF. Chiar şi caracteristica de ieşire este mai bună (fig. 4.43.a). La fototranzistor curbele caracteristicii de ieşire “fug” în sus (fig. 4.43.b).

Fig. 4.43.

+Vcc

Out

EGnd

I F I P

I O

a.

+

6N137

100

Rx

Tx

Fig. 4.44. Optocuplor cu tranzistor şi fotodiodă în receptor. De aici rezultă următoarele probleme specifice: 1. Scoaterea bazei tranzistorului la un pin aduce de obicei un supliment de

capacitate parazită de ordinul ≈ 10 pF. Un “layout” îngrijit, cu ecranarea pinului respectiv se impune. Suprimarea ieşirii la pin a bazei este benefică pentru viteza de comutaţie a dispozitivului.

2. Dacă baza este scoasă şi se foloseşte doar fotodioda nu se recomandă lăsarea flotantă a celorlalte terminale ale tranzistorului (fig. 4.45.a) deoarece caracteristica de ieşire a dispozitivului va suferi distorsiuni (fig. 4.45.b). Prin punerea terminalelor în scurt (fig. 4.46.a) va rezulta o familie de caracteristici tipice unei fotodiode (fig. 4.46.b).

3. Sarcina din baza fototranzistorului, sau a tranzistorului cu fotodiodă determină timpii de comutaţie. Drenarea ei scurtează tOFF. De aici recomandarea prezentată în figura 4.47.a. Această practică este folosită şi la tranzistoarele Darlington clasice (fig. 4.47.b). Este contraindicată punerea la masă a rezistoarelor de drenare (fig. 4.48) din cauza lungirii timpilor pe seama sarcinii stocate în baza finalului T2.

Fig. 4.45. Efectul lăsării în gol a terminalelor tranzistorului.

Rx

GOL

GOL

Tx

a.

101

Fig. 4.46. Îmbunătăţirea caracteristicii de ieşire prin punerea în scurtcircuit a terminalelor

tranzistorului

q q

a. b.

R2

R1

T2T1

T1

T2

R BE1 R BE2

Fig. 4.47. Drenarea sarcinii din baza tranzistoarelor pentru reducerea timpilor de comutaţie: a. la optocuploarele cu fotodiodă şi tranzistor; b. practică consacrată şi la tranzistoarele

Darlington.

R 1

T2T1

R 2

Fig. 4.48. Practică greşită în drenarea bazei fototranzistorului / tranzistorului.

a.

102

5. AMPLIFICATOARE IZOLATOARE Amplificatoarele izolatoare (“to isolate” = a separa) sunt amplificatoare care asigură o separare galvanică foarte bună între intrare şi ieşire. Termenul în limba engleză pentru separarea galvanică este “Ground Isolation” şi se referă la faptul că masa circuitului de intrare (denumit emiţător – Tx) şi masa circuitului de ieşire (denumit receptor – Rx) sunt diferite (fig. 5.1):

I = 0

Circuit Tx

Circuit RxA

Ecm+

Fig. 5.1. Ilustrare a separării galvanice între două circuite.

Fig. 5.2. Reprezentare simbolică a unui amplificator izolator.

Amplificatoare izolatoare pot fi realizate cu amplificatoare operaţionale şi cuplaje izolatoare. Un astfel de amplificator poate suporta tensiuni de mod comun (ECM) de ordinul kilovolţilor, are o rezistenţă de izolaţie: RTX-RX ≅ 1011Ω şi o rejecţie a modului comun: CMR ≅ 120dB. Cu ajutorul amplificatoarelor izolatoare se pot măsura cu precizie semnale a căror referinţă este mult diferită ca valoare de masa sistemului de monitorizare. Datorită impedanţei de izolaţie mari, ele au făcut aparatura medicală mult mai sigură. La monitorizarea organelor interne, ca de exemplu la cateterul cardiac, un banal curent de 20 µA creat de căderea de tensiune datorată unui fir de masă poate fi fatal, separarea galvanică fiind indispensabilă în acest caz.

103

Caracteristicile de izolaţie dorite pot fi obţinute cu o mare varietate de cuploare de semnal: transformatoare pe miezuri de ferită (folosite până în anii 60), fotorezistoare, magnetorezistoare, dispozitive cu efect Hall, cuploare termice, optocuploare LED-fototranzistor etc. Amplificatoare izolatoare realizate cu oricare dintre aceste dispozitive au aceleaşi asemănări fundamentale, de principiu. Principalele caracteristici aşteptate de la un amplificator izolator performant sunt:

- o amplificare în tensiune cât mai bună; - o bandă cât mai largă la câştig unitar; - o separare galvanică cât mai bună; - o liniaritate cât mai bună.

Factorul de neliniaritate al caracteristicii de transfer a unui amplificator se defineşte în felul următor:

max

max

v

v

=

I

I

O

O

V

Vδ . (5.1)

O neliniaritate mai mare de 1% (3% … 4%) este acceptabilă în

aparatura de uz general – de exemplu la linia telefonică. La aparatura de calitate este necesară o neliniaritate mai mică de 1% în timp ce la instrumentaţia de precizie aceasta trebuie să fie mai mică de 0,1%. Cuplajul optic realizat cu optocuploare LED-fototranzistor asigură o transmisie de semnal în condiţiile unei izolaţii excelente. Valori ale rezistenţei de izolaţie de 1011 Ω şi capacităţi parazite de cuplaj de 1 pF sunt tipice pentru aceste dispozitive. În plus, aceste optocuploare sunt şi cele mai avantajoase din punctul de vedere al costurilor. Principalele dezavantaje ale optocuploarelor sunt banda limitată de transmisie şi neliniaritatea caracteristicii de transfer în curent. Metodele de creştere ale vitezei lor de comutaţie au fost prezentate în amănunt în capitolul precedent. Efectul neliniarităţii poate fi redus prin folosirea unei reacţii negative (RN) de liniarizare a caracteristicii de transfer a amplificatorului sau evitat prin transmisia semnalelor (analogice) prin modulare / demodulare. Câteva exemple de astfel de circuite vor fi descrise în continuare.

104

5.1. Amplificatoare cu câştig reglabil . Prezentăm în continuare două exemple de amplificatoare cu câştig reglabil cu circuitul de comandă separat galvanic prin optocuploare (în practică acest circuit de comandă este de fapt circuitul de sesizare într-un bloc de putere). Aceste amplificatoare nu sunt amplificatoare izolatoare propriu-zise care realizează separarea galvanică între semnalul de intrare şi cel de ieşire, doar comanda de reglare a câştigului făcându-se pe cale optică. Amplificarea în tensiune a circuitului din primul exemplu (fig. 5.3) se deduce astfel:

+⋅+=

+⋅

+=+==CE

CE

CECEI

O

rR

RR

rRrR

RrR

RA 1

1

2

1

1

2

1

2 111||

1vv

. (5.2)

V+

V -

+24 V

Vo

V i

IF

rCE

P

5K2 x MB101

R1 1M

R2

1M

510K

330

+

-

Fig. 5.3. Amplificator cu câştig reglabil – varianta I. În absenţa semnalului de comandă (IF = 0) rezistenţa rCE

La modificarea curentul de comandă I

→ , şi valoarea amplificării (conform ecuaţiei 5.2) va fi cea a unui amplificator neinversor în configuraţia de bază.

F al LEDurilor prin intermediul potenţiometrului P se modifică şi rezistenţa colector-emitor echivalentă a celor doi fototranzistori rCE, şi deci şi amplificarea. La funcţionarea în regim de semnal mic (IC < 1 mA) cei doi fototranzistori (unul lucrând în regiunea activă normală – RAN şi celălalt în regiunea activă inversă – RAI) prezintă aceleaşi

105

familii de curbe, comportându-se aproape identic. De exemplu, la creşterea lui IF, rCE

21

1vRR

RV On +

⋅=

va scădea şi, conform ecuaţiei (5.2), amplificarea A va creşte. Amplificarea în tensiune a circuitului din al doilea exemplu (fig. 5.4) se deduce astfel:

, (5.3)

DS

DSIp rR

rV

+⋅= v , (5.4)

np VV = , (5.5)

DS

DS

DS

I

O

rRR

RrR

rRR

A+

+=

+⋅

+==

1

111vv

1

2

1

2 . (5.6)

V -

V +

V iV o

G

Vp

Vn

33KS

D

+

-R

I F

R1 R2

Fig. 5.4. Amplificatoare cu câştig reglabil – varianta a II-a. În absenţa semnalului de comandă (IF = 0) rezistenţa rDS → , şi valoarea amplificării (conform ecuaţiei 5.6) va fi cea a unui amplificator neinversor în configuraţia de bază. Modificând curentul de comandă IF al LEDului din optocuplor se stabileşte un anumit potenţial negativ VG în poarta FET-ului. Tranzistorul FET va avea o anumită rezistenţa drenă-sursă rDS. Drept consecinţă, conform ecuaţiei (5.6), se va modifica şi amplificarea în tensiune a circuitului. De exemplu, la creşterea curentului IF prin LED, potenţialul VG în poarta FET-ului va creşte iar rezistenţa rDS va scădea rezultând o scădere corespunzătoare a amplificării în tensiune.

106

5.2. Compensarea neliniarităţii caracteristicii de transfer prin reacţie negativă (RN)

5.2.1. Amplificator izolator cu reacţie negativă la receptor (Rx)

Prezentăm în continuare un exemplu de amplificator izolator de curent alternativ cu reacţie negativă la receptor (fig. 5.5) a cărui funcţionare o vom analiza mai departe.

V1 = +5V

V2 = +5V

Vo

V i

VE

vBE1

BE2v

VBQ1

R3100

R1560

R2470

D11N4148

2uF

R415K

R682

5082-4351 Q3

Q2

R55K

R7330

2uF

1Vv -v

ILED I

PD

Idiv

Fig. 5.5. Amplificator izolator cu RN la receptor. 1. Punctul static de funcţionare (PSF) al LEDului:

mAVVRR

VVI D

div 22,41030

65,055

21

1 ≈Ω

−=

+−

= ; (5.7)

VVmAVIRV BEdivB 63,265,022,447012 =+⋅Ω=+⋅= ; (5.8)

107

mAmAVVR

VVRV

II BEBEQELED 2085,19

10065,063,2

3

1

31, ≈≈

Ω−

=−

=≈≈ . (5.9)

2. Excursia punctului de funcţionare în prezenţa semnalului de intrare vi: Semnalul de intrarea este sinusoidal cu o amplitudine de 1 Vv-v

VVi 5,0...5,0v +−=:

. (5.10) Va rezulta o variaţie a potenţialului bazei tranzistorului Q1

VVVVV iBB 13,3...13,25,063,2vv =±=+=:

. (5.11) Rolul diodei D1 este de a compensa deriva termică a tensiunii bază-emitor a tranzistorului Q1. Atunci vE

mAmAI LED 1585,14min ≈≈

≅ 1,48 V …2,48 V şi deci:

, (5.12) mAmAI LED 2585,24max ≈≈ . (5.13)

3. Topologia receptorului aranjat sub forma de amplificator de bază + cuadripol de reacţie, în configuraţie paralel-serie, arată astfel:

a

f

IPD

Q2 R55K

Q3

R415K

R682

R7330

i i,a

ii,f

i o

Vo,a

Vo,f

Vo

Fig. 5.6. Topolologia paralel-serie a receptorului.

108

4. Încărcările : - conexiunea paralel de la intrare se desfăşoară prin scurtcircuitare (Zo); - conexiunea serie de la ieşire se desfăşoară prin întrerupere (Zi).

Impedanţa Zi se va reflecta la intrarea căii directe:

f

Vo,f

ii,f

R682

R415K

Zo = R4 || R6 = 82 Zi = R4 + R6 = 15K

Fig. 5.7. Efectele cuadripolului de reacţie asupra amplificatorului de bază. 5. Factorul de transfer pe calea directă şi pe cea de reacţie:

ai

ao

ia

,

,v= , (5.13)

4,

, 1v Ri

ffo

fi −== . (5.14)

6. Schema echivalentă cu considerarea efectelor cuadripolului de reacţie:

a

f

= i PD

R415K

R7330

ii,f

i o

Vo,fVo

15K

R682

IPD

0

Zi = oo

Fig. 5.8. Schema echivalentă cu încărcări a receptorului.

109

7. Câştigul: Curentul de ieşire io

6

,

7

vvRR

i fooo −==

îl putem exprima astfel:

. (5.15)

De aici rezultă tensiunea de ieşire vo

foo RR

,6

7 vv ⋅−=

:

. (5.16)

Câştigul receptorului va fi:

)(1vvv

46

7

6

7

,

,

6

7,

6

7

RRR

fRR

iRR

iRR

iA

fi

fo

PD

fo

PD

o −⋅−=⋅−=⋅−≈⋅−

== (5.17)

Va rezulta o variaţie a tensiunii de ieşire:

AV

mAV

RRR

iPD

o

µ06,04,60

v

6

47 ≈≈⋅

−≈ , (5.18)

adică, o variaţie de circa 0,3 V pentru o excursie de curent de 5 µA prin fotodiodă, deci amplificatorul este liniar. Avantajele reacţiei negative la receptor în cazul acestui amplificator sunt liniaritatea şi stabilitatea mai bună şi mărirea benzii de trecere.

110

5.2.2. Compensarea neliniarităţii caracteristicii de transfer prin RN cu dispozitiv pereche

Distorsiunile în transmisia semnalelor prin amplificatoarele izolatoare se datorează în principal neliniarităţii caracteristicii de transfer în curent a optocuploarelor cu care sunt realizate. Compensarea acestei neliniarităţi a căii directe de transmisie a semnalului se poate face printr-o reacţie negativă neliniară care să introducă o neliniaritate corespunzătoare a semnalului de pe calea de reacţie. Principiul acestei metode de compensare este ilustrat în figura 5.9. Se observă că reacţia negativă trebuie să fie puternică la curenţi (IF) mici şi mijlocii prin LED şi mai slabă la curenţi mari.

Fig. 5.9. Ilustrarea principiului de compensare a neliniarităţii caracteristicii de transfer a optocuploarelor prin reacţie negativă (RN).

În acest fel se obţine eliminarea neliniarităţii amplificatorului în măsura în care cele două neliniarităţi (cea de pe calea directă şi cea de pe calea inversă) se compensează reciproc. Aceasta se poate realiza practic printr-un dispozitiv pereche: două optocuploare în aceeaşi capsulă (optocuplor dublu). O altă sursă de neliniaritate a optocuploarelor este deriva termică a factorului de transfer al optocuplorului. După cum am mai precizat în capitolele precedente, variaţiile de temperatură afectează randamentul cuantic de emisie a LEDului şi factorul de amplificare în curent (β) al fototranzistorului. Pentru a elimina această derivă termică a câştigului se poate folosi o reacţie negativă neliniară, compensatoare, sensibilă şi ea la variaţiile de temperatură. Cea mai bună compensare se poate realiza tot cu două optocuploare similare din punctul de vedere al neliniarităţii şi derivei termice a câştigului – două optocuploare pereche în aceeaşi capsulă. Prezentăm în continuare câteva exemple de amplificatoare izolatoare cu RN la care compensarea neliniarităţii foloseşte principiul descris anterior.

111

Amplificator izolator cu reacţie negativă la emiţător (Tx) prin dispozitiv pereche Exemplul următor (fig. 5.10) prezintă un amplificator izolator cu reacţie negativă exclusiv la emiţător. În acest circuit, amplificatorul de la receptor este un amplificator curent-tensiune al cărui rol este de a converti curentul generat de cel de-al doilea fototranzistor din optocuplorul de transmisie (Q2) în tensiunea de ieşire vo

V i

V +

V o

V -

OCdublu Q2Q1Vp

R4

IF1IF2

R4

R3

R2

+

-

R1

R5

+

-

.

Fig. 5.10. Amplificator izolator cu RN la Tx, cu comanda LEDurilor în paralel. În acest exemplu, curentul IF2

i

CE

iCE

CEP

rRrR

rv

1

1vv33

⋅+

=⋅+

=

prin LEDul optocuplorului de transmisie este controlat cu ajutorul optocuplorului de reacţie. Deşi calea de reacţie se face prin borna neinversoare a primului amplificator operaţional, reacţia este totuşi negativă. Inversarea se face prin fototranzistorul optocuplorului de pe calea de reacţie. Potenţialul bornei neinversoare a operaţionalului de la emiţător se exprimă astfel:

(5.19)

De exemplu, la creşterea tensiunii de intrare v i va creşte tensiunea de ieşire a operaţionalului de la emiţător şi va avea loc o creştere corespunzătoare

112

a curentului IF2. Drept urmare, va creşte fluxul luminos prin optocuplorul de reacţie ceea ce va duce la micşorarea rezistenţei colector-emitor rCE1 a fototranzistorului Q1. În conformitate cu ecuaţia 5.19, va rezulta o scădere a potenţialului vP al bornei neinversoare a amplificatorului operaţional de la emiţător, deci reacţia este negativă. Prin cele două LEDuri ale optocuplorului dublu trec curenţi de aceeaşi valoare: IF1 = IF2 . Aceasta se datorează faptului că cele două optocuploare sunt identice şi sunt supuse aceluiaşi regim termic (se găsesc în aceeaşi capsulă). În plus, LEDurile sunt alimentate în paralel de la acelaşi potenţial prin rezistoare identice. Cei doi curenţi identici prin cele două LEDuri vor genera prin fototranzistorii corespunzători curenţi de colector identici care vor fi independenţi de neliniaritatea şi deriva termică a optocuploarelor luate fiecare în parte. Într-adevăr, la valori mici şi medii ale curenţilor IF1 şi IF2 prin cele două LEDuri, ne situăm pe porţiunea liniară a caracteristicii de transfer în curent a celor două optocuploare (fig.5.9). La valori mari ale curentului de colector, când se depăşeşte porţiunea liniară a caracteristicii de transfer a optocuploarelor, reacţia negativă slăbeşte datorită scăderii câştigului în tensiune al amplificatorului operaţional de la emiţător (rCE1

1

132

21,

+⋅

+=

CE

TXV

rRR

RRA

scade):

(5.20)

O altă variantă de realizare a acestui amplificator izolator este prezentată în figura 5.11. În acest caz cele două LEDuri din optocuplorul dublu sunt comandate în serie, varianta cea mai bună pentru a obţine curenţi identici prin cele două LEDuri. Şi în acest caz reacţia prin amplificatorul operaţional de la emiţător este negativă (RN) deşi calea de reacţie se închide pe borna lui neinversoare.

V +

V -

V i

V o

Q1

Q2

R2

R1

+

-

IF

+

-

Fig. 5.11. Amplificator izolator cu RN la Tx, cu comanda LEDurilor în serie.

113

Amplificator izolator cu reacţie negativă globală (atât la Tx cât şi la Rx) prin dispozitiv pereche Prezentăm în continuare un amplificator izolator cu compensarea neliniarităţii caracteristicii de transfer prin reacţie negativă globală (atât la emiţător cât şi la receptor) prin dispozitiv pereche, recomandat de Hewlett Packard (fig. 5.12).

V1- = -15V

V o

V2- = -15V

V1+ = +15 V

V iV2+ = +15V

V2- = -15V

V1- = -15 V

HP 5082-4354

Ajustare castig

R14.7K

PD1D1

R34.7K

R43.9K

Icc13mA

R24.7 K

Q1

IF1

IC2

IC1

IPD2

IPD1

P1 10K

PD2

Q2

P22K

Icc23mA

IF2

D2

+

-

AO1

LM307

3

26

74

+

- AO2

LM3073

26

4

Fig. 5.12. Amplificator izolator cu reacţie negativă globală peste Tx şi Rx. Pentru un semnal de intrare care variază între –5 V … +5V, domeniul de variaţie al curenţilor prin LEDuri se calculează în felul următor:

11

1v

CCi

F IR

I += , (5.21)

mAmAmAI F 1,4...9,10638,4...93,137,45...3

7,45

1 ≈≈

+

+

+

−= , (5.22)

mAI F 4...21 ≈ . (5.23)

114

Cu potenţiometrul P2, undeva la mijlocul cursei (R4 + P2 ≅ 4,7 KΩ), se poate obţine un câştig unitar, adică se poate face din acest amplificator separator un repetor. Ajustarea câştigului la o valoare unitară este necesară pentru că dispersia factorului de transfer între cele două optocuploare încapsulate împreună merge departe, numai ordinul de mărime fiind acelaşi. Este posibil ca diferenţialul din optocuplor (CI dublu HP 5082-4354) să fie uşor dezechilibrat. Pentru aceasta, potenţiometrul P1 se acţionează pentru a obţine o tensiune de ieşire vo = 0, atunci când tensiunea de intrare vi = 0. Acest reglaj este o compensare a diferenţelor dintre cele două optocuploare. Funcţionarea circuitului: Creşterea tensiunii de intrare v i va determina creşterea curentului IF1 prin dioda D1. Va creşte deci şi curentul IPD1 şi va rezulta o conducţie mai puternică a tranzistorului Q1 (IC1 va creşte). Tranzistorul Q1 va trage spre -15 V intrarea inversoare a lui AO2 ceea ce va determina creşterea lui vo. Deci lanţul este neinversor. Pe calea D2 → PD2 se transmite mai multă lumină; Q2 fiind comandat mai puternic, va trage spre -V2 intrarea neinversoare a lui AO2, reducând excursia tensiunii de ieşire vo. Deci pe calea D2 → PD2 se aplică o reacţie negativă. La intensităţi luminoase mari când transferul de semnal pe calea primului optocuplor este mai slab (CTR scade când IF creşte) şi reacţia negativă prin optocuplorul al doilea devine mai slabă, pentru că transferul de semnal pe calea D2 → PD2 se diminuează în egală măsură (teoretic). Se obţine astfel o corecţie a caracteristicii de transfer vo(vi) la capete (la vi → ±5 V), pentru a se menţine alura din jurul originii. Amplificator izolator diferenţial pentru rejecţia modului comun Prezentăm în continuare un amplificator izolator de înaltă performanţă care are o rejecţie a semnalului de mod comun CMR = 120 dB … 180 dB (fig. 5.13). Transmisia de semnal între intrare şi ieşire se face diferenţial printr-un optocuplor dublu HP 5082-4354, intrarea circuitului fiind flotantă. Valoarea mare a factorului de rejecţie a modului comun (106…109

mAI

II CCFF 3

221 ===

) se datorează transmisiei diferenţiale. Pentru o tensiune de intrare nulă, punctul static de funcţionare al LEDurilor din optocuploare se calculează astfel:

. (5.24)

115

La o tensiune de intrare simetrică variind între ± 5 V vor rezulta curenţi prin LEDuri care variază în domeniul de liniaritate a caracteristicii de transfer a optocuploarelor:

mAmAK

VVK

iii iFFF 1...1

4,55...5

7,22v

21 +−≈Ω+−

=Ω⋅

=−=∆ , (5.25)

mAmAiIi FFF 4...211 =∆+= , (5.26)

mAmAiIi FFF 4...222 =∆+= , (5.27)

-V2 = -15 V

-V2 = -15 V

-V2 = -15 V

V o

HP 5082-4354

V o3

PD1

IF2

PD2

Q2

Q1

R22.7 K

R12.7 K

Icc6 mA

5K

R3 - Of f set Adj.220

R41K

IF1

I C1

I C2

I R5

I R4D2

D1

+

-V i

-5 V ... +5 V

R5 - Gain Adj.

5K 50K

+

-

LM307

1

+

-

LM307

2+

-

LM307

3

+

-

LM307

4

Fig. 5.13. Amplificator izolator diferenţial.

Rezistorul R4 este util pentru ca tensiunea v03

1303v CIR ⋅=

să poată lua valori nenule:

. (5.28)

116

Prin rezistoarele R4 şi R5 vor trece curenţii IR4 şi IR5

14

3

4

034

vCR I

RR

RI ==

:

, (5.29)

214

3245 CCCRR II

RR

III −=−= . (5.30)

Tensiunea de ieşire v0

.v 14

325550

−⋅=⋅−= CCR I

RR

IRIR

va fi:

. (5.31)

Din potenţiometrul R3 se reglează offsetul (v i = 0 pentru v0 ≠ 0). Se ajustează R3 astfel încât să avem: R3 = R4. Tensiunea de ieşire v0

( ).v 1250 CC IIR −⋅=

va deveni:

. (5.32) Dar IC1 şi IC2

2111111111 βββ

RRV

CTRICTRII PFPDC +

⋅⋅=⋅⋅=⋅=

se pot calcula astfel:

, (5.33)

2122222222 βββ

RRV

CTRICTRII NFPDC +

⋅⋅=⋅⋅=⋅= . (5.34)

Ţinând cont de faptul că cele două optocuploare sunt în aceeaşi capsulă şi au caracteristici aproximativ identice (acelaşi β şi CTR) putem exprima amplificarea în tensiune a circuitului astfel:

CTRRR

R

i⋅⋅

+== β

vv

A21

50V . (5.35)

Din potenţiometrul R5 putem regla câştigul în tensiune al amplificatorului. Valoarea lui β respectiv CTR sunt de ordinul a 102 respectiv 10-2 … 10-4. Deci se poate regla un câştig unitar pentru o bandă de trecere maximă. Din ecuaţia (5.34) se poate observa că liniaritatea caracteristicii de transfer în tensiune a amplificatorului izolator depinde de liniaritatea caracteristicii de transfer a optocuplorului, ceea ce este un dezavantaj. La valori mici ale curenţilor de comandă ai optocuploarelor, aşa cum am arătat că se obţin, liniaritatea este bună.

117

5.3. Transmisia semnalelor analogice prin modulare / demodulare

Neliniarităţile amplificatoarele izolatoare analogice prezentate până acum nu pot fi reduse la valori mai mici de 0,5 %… 1%. Transmisia semnalelor analogice prin separarea galvanică, se mai poate face folosind tehnici de modulare / demodulare. Aceste tehnici elimină complet distorsiunile de neliniaritate introduse de optocuploare. Neliniaritatea caracteristicii de transfer a optocuploarelor introduce distorsiuni de amplitudine a semnalelor dar nu şi de frecvenţă. Din acest motiv se foloseşte fie modulaţia în frecvenţă fie PWM (modulaţia în lăţime a impulsurilor) pentru a transfera semnalul prin optocuplor fără distorsiuni. Prin intermediul acestor tehnici prin optocuplor se transmite numai semnalul purtător, digital, informaţia utilă fiind codificată de frecvenţa sau lăţimea impulsurilor. Schema bloc a unui astfel de amplificator izolator este prezentată în figura 5.14:

V o

V i

MOD. DMOD.

Amplif . deintrare

+

-R1 R2

Fig. 5.14. Schema bloc a unui amplificator izolator cu transmisie prin modulare / demodulare.

În această schemă, elementele de reacţie ale amplificatorului de intrare pot fi astfel aranjate şi alese încât să se realizeze orice funcţie specifică amplificatoarelor operaţionale convenţionale. Putem astfel obţine amplificatoare de tensiune, integratoare, amplificatoare logaritmice, multiplexoare etc. Pentru cazul de faţă (cel prezentat în schemă) amplificatorul de intrare este unul de tensiune:

iRR v

12v0 ⋅−= . (5.36)

118

Aşa cum se poate vedea şi din schema de mai sus, tensiunea de intrare v0

V oV i

- V

Conv .V i / f

Conv .f / Vo

Driver LED

+

-

f = k1 * V i V o = k2 * f

, după ce este amplificată de amplificatorul de intrare, este modulată, apoi este transferată prin optocuplor sub formă de informaţie luminoasă şi în final demodulată. Principalele distorsiuni introduse de un astfel de amplificator izolator sunt cele introduse de amplificatorul de intrare combinate cu cele ale modulatorului şi demodulatorului. Principalul avantaj este că optocuplorul nu introduce nici o eroare atât timp cât timpii lui de comutaţie sunt mult mai mici decât perioada semnalului purtător. De regulă, se alege o frecvenţă a purtătoarei mai mică decât minimul frecvenţelor de tăiere ale optocuplorului, modulatorului şi demodulatorului. Transmisia prin modulaţie în frecvenţă Procedeul constă în conversia semnalului de transmis (de obicei o tensiune) în frecvenţă la emisie, şi în mod proporţional, conversia din frecvenţă în tensiune la recepţie (fig.5.15):

Fig. 5.15. Transmisie prin modulaţie în frecvenţă. Convertorul tensiune-frecvenţă de la emisie converteşte tensiunea de intrare într-un semnal binar cu frecvenţa variabilă, proporţională cu nivelul semnalului de intrare:

ikf v1 ⋅= . (5.37) Optocuplorul va lucra în regim binar (ON / OFF). În acest mod se elimină complet efectul neliniarităţii caracteristicii de transfer în curent a optocuplorului. Driverul LEDului din optocuplor furnizează curentul necesar aprinderii LEDului în starea ON.

119

Convertorul frecvenţa-tensiune de la recepţie converteşte semnalul binar de frecvenţă variabilă într-o tensiune proporţională cu această frecvenţă:

fk ⋅= 20v . (5.38) Tensiunea de ieşire v0 va depinde liniar de tensiunea de intrare vi

ii kkkfk vvv 1220 ⋅=⋅⋅=⋅=

:

. (5.39) Procedeul se caracterizează prin faptul că distorsiunea de neliniaritate, banda de trecere şi alte performanţe sunt determinate de cele două convertoare v/f şi respectiv f/v şi nu de optocuplor (şi optocuplorul poate limita banda de trecere). De aici rezultă posibilitatea de a ridica performanţele amplificatorului odată optocuplorul bine ales. Dezavantajul metodei este că transmisia are loc cu frecvenţă variabilă, ceea ce poate ridica probleme (în cazul transmisiei pe mai multe canale pot apare diafonii). Transmisia PWM (modulaţia în lăţime a impulsurilor) Procedeul este agreat fiindcă permite lucrul la frecvenţă constantă, ceea ce exclude orice surpriză legată de optocuplorul de transmisie. De asemenea, un ansamblu de căi paralele (de exemplu la achiziţia unor date), pot avea fiecare frecvenţa proprie, fără a risca diafonia. Schema bloc a transmisiei PWM este ilustrată în (fig. 5.16): V i

V o

Referinta detensiune

Mono-stabil

Driver LED

FTJ

Comp+

-

VPWM

VREF

I F

VREF

t

Reset

+

-

Fig. 5.16. Transmisie PWM (prin modulaţie în lăţime a impulsurilor). Tensiunea de intrare vi este comparată cu o tensiune de referinţă vREF de formă triunghiulară şi de frecvenţă constantă. Conform teoremei eşantionării,

120

este necesar ca frecvenţa tensiunii de referinţă să fie mai mare decât frecvenţa semnalului de intrare (f_vREF ≈ 5…10 . f_vi). Rezultatul comparării va fi semnalul de intrare al unui monostabil care va genera la ieşire o tensiune dreptunghiulară vPWM cu impulsuri de amplitudine constantă şi lăţime variabilă (fig. 5.17). Aceste impulsuri de tensiune sunt convertite apoi în impulsuri de curent de driverul LEDului din optocuplor. Comparatorul de la recepţie sesizează impulsurile luminoase recepţionate de fotodioda optocuplorului şi le transformă în impulsuri de tensiune identice (în lăţime) cu cele ale tensiunii vPWM. Ultimul bloc al receptorului este un integrator care netezeşte forma de undă de comutaţie, aşa că la ieşire rezultă o tensiune v0 de valoare medie proproţională cu tensiunea de intrare v i.

Fig. 5.17. Ilustrare grafică a principiul metodei PWM (modulaţie în lăţime a impulsurilor).

5.4. Alte exemple de amplificatoare izolatoare Prezentăm în continuare două exemple de amplificatoare izolatoare folosite de fabricant (Hewlett Packard) la ridicarea caracteristicii amplitudine-frecvenţă a optocuploarelor. Primul circuit (fig. 5.18) este un amplificator izolator fără reacţie negativă realizat cu optocuplorul HCPL2530. Potenţiometrul P1 , rezistoarele R2 şi R3 şi tranzistorul Q1 formează un generator de curent comandat prin care se reglează punctul static de funcţionare a LEDului la 16 mA, valoare ce corespunde unui potenţial în emitorul tranzistorului Q1: VE,Q1 ≈ 1,6 V. Această valoare se obţine reglând potenţialul

121

bazei tranzistorului Q1 la circa 2,2 V prin intermediul divizorului de tensiune format din potenţiometrul P1 şi rezistorul R2

mAVVVVVI QBQE

F 16100

6,02,2100

6,0100

1,1, =Ω

−=

Ω

−=

Ω=

:

. (5.40)

La intrare se aplică un semnal sinusoidal de amplitudine 0,25 Vv-v

VVF mAVi −=Ω

=∆ 5,2100

25,0

. Va rezulta o variaţie a curentului prin LED:

. (5.41)

Curentul total prin LED va avea o variaţie care se încadrează în domeniul de liniaritate a caracteristicii de transfer a optocuplorului:

mAmAmAmAiIi FFF 25,17...75,1425,116 =±=∆+= . (5.42)

+5 V +5 V

V o

V i Q2

2

1,6 V DC

0,25 Vp-p AC

1

HCPL2530

1

2

5

7

8

6

Rl

C2 0,1uF

P1

20K

I F

C1

0,1uFQ12N3053

R2560

R3100

Fig. 5.18. Schema standard dată de fabricant (HP) pentru ridicarea caracteristicii amplitudine-frecvenţă - varianta I.

Condensatorul C1 are rolul de cuplare a semnalului de intrare, permiţând trecerea doar a componentei alternative a acestuia. Condensatorul C2 are rolul de decuplare locală a sursei de alimentare de +5 V, eliminând orice variaţie a ei.

122

Reamintim formula de calcul a constantei de timp a optocuplorului:

o-il CRτ ⋅= , (5.43) unde : - Ci-o este capacitatea de cuplaj dintre intrarea şi ieşirea optocuplorului; - Rl este rezistenţa sarcini. Banda de trecere (fsus) va depinde de valoarea rezistenţei de sarcină (fig. 5.19):

Fig. 5.19. Caracteristica amplitudine-frecvenţă. Al doilea circuit (fig. 5.20) este un amplificator izolator realizat cu optocuplorul 6N136. Parametrii specifici ai acestui amplificator sunt:

- Liniaritatea = ± 3% la o tensiune de intrare sinusoidală: v i = 1Vp-p- Tensiune de ieşire: v

; 0

- Curent prin LED: I [dc] = 3,8 V;

F Punctul static de funcţionare al LEDului optocuplorului este stabilit de un generator de curent comandat. Dioda 1N4150 asigură şi compensarea derivei termice a tensiunii bază-emitor a tranzistorului Q

= 9 mA.

1. Din potenţiometrul RE se reglează valoarea curentului IF

Receptorul prezintă o reacţie negativă prin introducerea rezistorului de 15K. Reacţia negativă peste receptor în locul unei reacţii negative peste bariera optică este o soluţie atractivă prin simplitate şi costul redus. De asemenea, reacţia negativă oferă stabilitate termică şi măreşte banda amplificatorului.

al punctului static de funcţionare al LEDului şi implicit valoarea câştigului amplificatorului. Reglând o amplificare în tensiune unitară putem obţine o bandă maximă. Atât emiţătorul cât şi receptorul este prevăzut cu câte un condensator de decuplare locală de 1 µF cu rolul de a pune la masă orice variaţie a surselor de alimentare.

123

Tranzistorul de la ieşire, Q3

V iV o

+12 V

+5 V

1

2

TRIMFORUNITYGAIN

I F

47uF

1K

22

51

2,1K

Re

100 Q1

2N3904

C rx0,1uF

470

15K

C tx0,1uF

1N4150

100

6N136

2

3

5

6

78

5,1K Q3

2N3904

Q22N3904

1,2K

, este în montaj de repetor pe emitor, ceea ce face ca amplificatorul să fie neinversor.

Fig. 5.20. Schema standard dată de fabricant (HP) pentru ridicarea caracteristicii amplitudine-frecvenţă - varianta II.

Datorită capacităţii parazite mici între intrarea şi ieşirea optocuplorului (Ci-o < 10 pF) şi reacţiei negative de la receptor, se obţine o bandă de trecere la câştig unitar mai mare decât la circuitul precedent (fig. 5.21). În această bandă intră inclusiv semnalele video (6,5 MHz standard).

Fig. 5.21. Caracteristica amplitudine-frecvenţă.

124

6.

TRANSMISII DE SEMNALE BINARE PRIN OPTOCUPLOARE

6.1.

Transmisii binare locale

Există numeroase aplicaţii care necesită transmisia de semnal digital, cu izolare prin optocuploare, între două echipamente sau două blocuri funcţionale ale aceluiaşi echipament. Un prim exemplu ar fi transmisia de semnal binar între două dispozitive DTE (Data Terminal Equipment) şi DCE (Data Communication Equipment), de exemplu între un calculator şi un modem sau între două echipamente de tip DTE (calculator – calculator). În acest caz transmisia este realizată prin intermediul interfeţei seriale RS232 şi separarea galvanică este obligatorie datorită diferenţei de potenţial care poate să existe între masele celor două echipamente. Altă aplicaţie a transmisiilor binare prin optocuploare este folosirea lor în separarea galvanică la transmisii de semnale analogice, acolo unde este necesară o liniaritatea foarte bună. Deşi amplificatoarele izolatoare analogice sunt ieftine, factorul lor de liniaritate nu coboară sub 0,5% … 1%. În acest caz se preferă conversia la emiţător a semnalului analogic în semnal binar care este imun la neliniaritatea optocuplorului, transmisia lui prin optocuplor şi în final conversia din nou în semnal analogic la receptor. Această metodă a fost descrisă pe larg în capitolul precedent la transmisia prin modulare / demodulare a semnalelor analogice prin optocuploare.

6.1.1.

Alte aplicaţii sunt cele care necesită conversia semnalului analogic în semnal digital înainte de a fi prelucrat de un sistem cu microprocesor. Aşa este cazul plăcilor de achiziţie pentru semnale analogice din calculator.

Probleme specifice ale transmisiilor digitale prin optocuploare

a.

Deşi există numeroase tipuri de aplicaţii în care se face transmisia digitală de semnal cu separare prin optocuplor există câteva principii generale de proiectare care trebuie luate în considerare. Acestea ar fi:

În starea OFF curentul IF-OFF prin LEDul optocuplorului trebuie să fie foarte mic, nul sau negativ (polarizare negativă), cu excepţia cazului în care se foloseşte prepolarizarea lui pentru mărirea ratei de transmisie.

125

b. În starea ON curentul de polarizare IF-ON

c.

al LEDului trebuie să aibă o valoare stabilă, adecvată. Dacă se foloseşte un condensator de accelerare, pentru mărirea vitezei, această valoare stabilă se va atinge după descărcarea condensatorului. Trebuie să existe o valoare de prag IF-P a curentului de polarizare a LEDului optocuplorului care să facă discriminarea între cele două nivele (High şi Low). Această valoare trebuie să fie mai mare decât cea a curentului de prepolarizare dacă se foloseşte aşa ceva. Dacă se folosesc optocuploare analogice, curentul de ieşire depinde

aproximativ liniar de curentul de intrare cu un factor egal cu CTR. În acest caz trebuie să se ţină seama de influenţa temperaturii şi a degradării în timp a CTR asupra valorii curentului de prag IF-P. Pentru acesta se alege o valoare a curentului IF-ON conformă cu specificaţiile din catalog şi se lasă o margine de siguranţă pentru compensarea influenţelor mai sus amintite.

Dacă se folosesc optocuploare digitale, curentul de ieşire nu mai depinde liniar de cel de intrare. Din această cauză valoarea curentului de prag IF-P se poate situa oriunde între cele două limite specificate pentru curentul de ieşire minim şi cel maxim. O practică bună este proiectarea emiţătorul astfel încât valoarea IF-OFF

6.1.2.

a curentului prin LED să fie uşor mai mare decât minimul specificat.

Exemple de transmisii digitale locale cu separare prin optocuploare

+5 V, RX

OutIn

+5 V, TX

7405 7404

2

3

5

6

8

560 I F

Rc2K2

Un prim exemplu tipic de circuit de separare digital este dat în figura 6.1:

Fig. 6.1.

126

Viteza circuitului este dată de viteza optocuplorului folosit, porţile TTL asigurând oricum o frecvenţă mai mare de 10 MHz (25 MHz). Alegând un curent IF mic (de ordinul mA) reducem timpul de stocare, ts. Va rezulta o micşorare a timpului de comutaţie inversă, tOFF. Pentru o capacitate colector-bază a fototranzistorului CC-B = 10 pF şi RC cel mult de ordinul kΩ, va rezulta o constantă de timp a fototranzistorului optocuplorului:

nsRC CBC 10τ ≤⋅= − , (6.1)

adică o frecvenţă maximă de 33 MHz (s-a ţinut seama numai de tOFF nu şi de tON). Curentul maxim prin LED se calculează astfel:

mAVVVI F 6560

)4,0...0(3,15max ≈

Ω−−

= . (6.2)

Transmisie locală, diferenţială, simplex

+5 V, Vcc-RX

+5 V, Vcc-TX

In OutLM3397405

IF1

I F2

5082-

4487R2270

R1180

R3180

Rl

Rl

+

-

5082-4354

Circuitul din figura 6.2 realizează o transmisie diferenţială la o viteză de transfer mare cu o rejecţie a semnalului de mod comun mult îmbunătăţită:

Fig. 6.2. Transmisie diferenţială.

127

Funcţionarea circuitului este ilustrată de tabelele următoare. Aşa cum se poate observa din primul tabel, cele două optocuploare lucrează alternativ şi circuitul este pe ansamblu neinversor:

In IF1 IF2 Out 0 IL1 IH2 0 1 IH1 IL2

1

Atât timp cât raportul dintre minimul curenţilor corespunzători nivelului High şi maximul curenţilor corespunzători nivelului Low este mai mare decât raportul dintre cel mai mare şi cel mai mic factor de transfer în curent al celor două optocuploare (ecuaţia 6.3), nu este neapărat necesară echilibrarea precisă a curenţilor de intrare în LEDuri. Acest dezechilibru poate fi compensat prin ajustarea celor două rezistoare RL

min

max

21

21

),max(),min(

CTRCTR

IIII

LL

HH >

.

(6.3)

In IF1 IF2

mARRVVcc F 6,5

2

31=

+−0 mA

RVVcc

RRVVcc FF 5,18

2

231=

−+

+−

mAR

VVcc F 4,191

=−1 mA

RV

RVVcc FF 6,4

32=−

Transmisie locală, duplex Circuitul din figura 6.3 permite realizarea de transmisii locale, duplex, la viteze medii. Rata de transmisie este dictată de cele două optocuploare. Cele două porturi P1 şi P2 sunt porturile de intrare respectiv ieşire ale celor două căi de transmisie I şi II. Dacă punem cele două porturi în starea High, ambele căi sunt inactive. Într-adevăr, intrările inversoare sunt puse “jos”, P1 şi P2 fiind lăsate “sus” (stare stabilă în repaus). Cele două porţi NOR au la ieşire nivel înalt şi LEDurile din optocuploare “ard”. Dacă dorim să realizăm transmisia într-un sens, se pune portul corespunzător de intrare la masă. De exemplu, punând P1 la masă, poarta NOR

128

de jos are ieşirea în starea Low, ambele intrări ale ei fiind jos). Optocuplorul de jos este comutat (“stins”) şi P2 = Low (semnalul din P1

V1 = +5 V

V2 = +5 V

V1 = +5 V

P1

V2 = +5 V

P2

74LS04Open Col.

74LS04

Open Col.

74LS04

74LS04

I

II

Rs1180

19,4 mA

RL22K2

HP4350

74LS28

74LS28

Rs2180

19,4 mA

HP4350

Rp22K2

Rp1

2K2

RL12K2

a fost transmis). Ramura de sus rămâne cu optocuplorul “aprins”.

Fig. 6.3. Transmisie locală, semiduplex. Convertoare analog-digitale (A/D) realizate cu optocuploare Circuitele asemenea celui prezentat în continuare ilustrează utilizarea optocuploarelor la realizarea separării galvanice dintre circuitele analogice şi cele digitale. Convertoarele A/D realizează conversia semnalului analogic în semnal digital. Informaţia digitală este transmisă prin optocuploare fie serial, fie paralel în funcţie de tipul ieşirilor convertorului. Convertoarele A/D cu separare galvanică prin optocuplor sunt deosebit de utile în aplicaţiile în care informaţiile sub formă digitală reprezintă date de intrare pentru un sistemele cu

129

microprocesor (cum este cazul plăcilor de achiziţie pentru semnale analogice din PC-uri), pentru afişajele cu LEDuri etc.

+Vcc1

+Vcc2

Date

Tact

End

Start

Conv.A/D

Date

Tact

SIPO

D1

D2

D8

Sf arsitulconv ersiei

Inceputulconv ersiei

AnalogInput

Rcs

4350/51

10 nF

Rce

4364

4350/51

Transmisa serială (fig. 6.4) este practică pentru convertoare A/D pe 8, 10 şi 12 biţi pentru că, în loc să se folosească câte un optocuplor pentru fiecare bit, se folosesc unul sau două optocuploare de mare viteză. Astfel, interfaţa se reduce substanţial, deci şi costul. Dacă nu dispunem de un convertor cu ieşire serială, putem folosi unul cu ieşiri paralele pe care le convertim apoi într-o ieşire serială prin intermediul unui registru de deplasare de tip PISO (Parallel Input / Serial Output).

Fig. 6.4. Convertor analog-digital cu separare optică şi transmisie serială. SIPO (Serial Input / Parallel Output) este un registru de deplasare care face conversia intrării seriale (Date) în ieşiri paralele (D1 , D2 …, D8). Prin separare optică, pe lângă semnalul de date serial, se transmit şi semnalul de tact şi semnalele de sincronizare de început şi sfârşit al conversiei.

130

6.2. Transmisii binare, pe fire metalice, la distanţă

Este foarte frecvent cazul în care este necesar să transmitem informaţia

digitală între echipamente aflate la distanţe de zeci de metri sau chiar mai mari. Între punctele de masă ale acestor echipamente pot exista diferenţe de tensiune semnificative. Firele metalice torsadate, care constituie mediul de transmisie, mai au în plus o capacitate parazită mai mare de 50 pF/m şi semnalul transmis prin ele poate fi perturbat prin interferenţa electromagnetică cu alte semnale din exterior. Aceste neajunsuri duc la apariţia de erori şi limitează banda de transmisie la zeci de KBd pentru distanţe de zeci de metri şi la 1KBd la distanţe de ordinul kilometrilor. Soluţiile care s-au consacrat pentru a îmbunătăţi rata de transmisie şi a elimina erorile sunt folosirea transmisiei pe fire metalice cu separare prin optocuploare sau folosirea unui sistem de comunicaţie pe fibră optică.

6.2.1.

Alegerea uneia sau alteia dintre variante depinde de performanţele urmărite şi de costuri. În ceea ce priveşte performanţele, fibrele optice s-au consacrat deja în transmisiile pe distanţe şi la rate de transmisie mari, iar costurile instalării lor devine tot mai redus. Soluţia cu fire metalice se mai foloseşte la aplicaţii nepretenţioase, la care distanţa este de ordinul zecilor sau sutelor de metri şi acolo unde nu este necesară o capacitate de transfer foarte ridicată. Acest paragraf va trata câteva probleme specifice transmisiilor pe fire metalice cu separare prin optocuploare, urmând ca o introducere în comunicaţiile pe fibră optică să fie făcută în ultimul capitol al acestei cărţi.

Probleme specifice ale transmisiilor pe fire metalice cu separare optică

-

Distanţele relativ mari între care dorim o conexiune pe fire metalice face posibilă culegerea din mediul exterior a diferite efecte parazite prin inducţie electro-magnetică. Sursele care determină aceste efecte parazite sunt:

-

Descărcări electrice accidentale (fulgere), variaţii bruşte ale reţelei electrice de alimentare;

-

Câmpuri electrice şi electro-magnetice intense (apar în medii industriale, de obicei la motoarele electrice mari, transformatoare mari etc.); Alte fire metalice purtătoare de informaţii aflate în imediata apropiere a firului nostru (diafonie).

O altă problemă specifică transmisiilor binare la distanţă este apariţia de reflexii ale semnalului în cablu şi de distorsiuni ale acestuia (fig. 6.5). Aceasta

131

se soluţionează folosind formatoare de impuls la receptor (dacă distanţele sunt de zeci de metri) sau prin inserarea de repetoare din loc în loc pe linie (dacă avem distanţe mai mari).

Fig. 6.5. Exemplu de semnal digital distorsionat.

Problemele legate de inducţia electro-magnetică se rezolvă fie prin folosirea de bucle de tensiune, fie prin bucle de curent. Astfel bucla de tensiune, utilizând nivele de tensiune mari comparativ cu zgomotele determinate de eventualii paraziţi, oferă imunitate la perturbaţii şi o rată de transmisie mare. Bucla de curent nu este sensibilă la perturbaţiile în tensiune şi nici la rezistenţele de contact (fig. 6.6).

Fig. 6.6. Transmisie prin buclă de curent.

6.2.2.

132

Transmisia prin buclă de tensiune

În funcţie de referinţa de 0V, semnalul transmis poate fi unipolar (pozitiv sau negativ) sau bipolar (fig. 6.7 a, b şi c).

Fig. 6.7. Diagramele semnalelor uni- şi bi-polare. Transmisia unipolară

Acest tip de transmisie se face simplu, la receptor izolându-se galvanic

printr-un optocuplor linia de circuitul receptor. Un exemplu este transmisia care foloseşte interfaţa serială RS-232 (fig. 6.8):

Fig. 6.8. Transmisie unipolară simplă în tensiune.

133

Dezavantajul acestei scheme simple este faptul că o variaţie mare a curentului în linie se observă ca variaţie a curentului direct prin LEDul optocuplorului, deci se va propaga dincolo, la receptor. Iar dacă valoarea lui iL creşte foarte mult este posibil ca valoarea lui iF să determine deteriorarea LEDului. Pe lângă protecţia prin limitare de curent pe care o asigură rezistorul Rf, LEDul e protejat doar de rezistorul Rp, ceea ce este insuficient.

Schema este îmbunătăţită prin folosirea unui tranzistor cu rol de limitator paralel (fig. 6.9)

Fig. 6.9. Schema circuitului de izolare prin optocuplor cu protecţie prin limitare paralelă.

- Funcţionarea

Normală: La creşterea tensiunii vL curentul iF are o creştere proporţională; iF =1mA…10mA; vF are 1,3V, valoare dată de vL-vBE

-

= 2V - 0,7V = 1,3V. Accidentală: La o creştere de valoare mare a tensiunii de linie vL creşte proporţional şi curentul iL = iC + iF . Deci şi iC şi iF cresc. Astfel căderea de tensiune pe RBE

este mai mare ceea ce va impune o deschidere mai amplă a tranzistorului, care va circula o cantitate mai mare de curent. Ca urmare cea mai mare parte din curentul liniei este vehiculată de tranzistor şi nu de LED.

Protecţia pentru curenţi mari Această protecţie este asigurată de schema de mai jos (fig. 6.10), care

foloseşte pentru aceasta un tranzistor compus din două tranzistoare complementare (Q1 şi Q2). Funcţionare:

Dacă linia este în repaus , LEDul este stins. Dacă iL creşte, cresc iQ1,iQ2 şi iF. Curentul iQ1 este curentul care intră în baza Q2 ceea ce duce la

134

deschiderea din ce în ce mai amplă a lui Q2. Deci la valori mari ale curentului acest tranzistor va fi şunt pentru LEDul optocuplorului protejându-l.

Fig. 6.10. Schema pentru protecţia optocuplorului la curenţi mari în cazul transmisiei în tensiune.

Transmisia bipolară în tensiune

În funcţie de valorile curenţilor vehiculaţi prin buclă alegem tipul de

protecţie pe care să-l folosim. Astfel pentru curenţi mici de până la zeci de mA protecţia este asigurată de conectarea diodelor în antiparalel (fig. 6.11).

Fig. 6.11. Protecţia LEDurilor optocuplorului prin conectare în antiparalel.

135

Pentru valori mai mari ale curenţilor se indică protecţia cu tranzistoare (fig. 6.12).

Fig. 6.12. Protecţia cu tranzistoare a LEDurilor optocuploarelor.

6.2.3.

Transmisia prin buclă de curent

Fig. 6.13. Schemă clasică de transmisie diferenţială prin buclă de curent cu un optocuplor dublu.

Ca şi în cazul transmisiei prin buclă de tensiune, şi aici vom avea două posibilităţi de codare : unipolară şi bipolară. Dar de obicei se preferă transmisia bipolară (fig. 6.13).

136

Funcţionare: Dacă valoarea curentului din linie este pozitivă atunci traseul acestuia va fi: D3, Q1, R, D6, D1, linie. Dacă valoarea curentului este negativă, acesta intră prin D2, D4, R, Q2, D5 şi revine în linie. Pentru protecţie LEDurile se conectează în antiparalel (fig. 6.14):

Fig. 6.14. Protecţia reciprocă a LEDurilor optocuploarelor prin dispunere în antiparalel.

137

7.

OPTOCUPLOARE ÎN APLICAŢII INDUSTRIALE

-

Aparatura programabilă industrială şi cea de consum ridică probleme proiectanţilor interfeţelor cu procesul. Separarea galvanică este prima măsură de protejare a circuitelor logice, care se impune. În esenţă, dispozitivele de separare se reduc la:

- relee electromagnetice;

- transformatoare de separare (de impulsuri sau pentru semnal alternativ); optocuploare. Dacă s-ar defini un factor de merit al circuitelor de separare, atunci

optocuplorul s-ar clasa pe primul loc cu tensiunea de izolare de mai mulţi kV şi banda de trecere mai mare de 10 MHz. La aceasta s-ar adăuga şi capacitatea de izolaţie dintre intrare şi ieşire Ci-o < 1pF, ca avantaj important.

Logica de comanda

Optocuplor protejat la perturbatii tranzitorii

Sursa de semnal(motor, senzor, releu)

c.c.

c.a.

Intrare Iesire

Reteaua

Calea pe care se impune separarea, izolează ambele sensuri. Bariera optică de reacţie, aduce mărimile din proces la circuitele logice de prelucrare a lor (fig. 7.1):

Fig. 7.1. Separarea optică a căii de reacţie într-o aplicaţie industrială.

Optocuplor

Semnallogic

Intrare

Comutator logic +Circuit de supravegherea semnalelor tranzitorii

Circuite logicede comanda

Iesire

Alimentare c.c. sau c.a.

Sarcina

Bariera optică de pe calea directă (de pe calea de comandă) permite, prin separare, comanda curenţilor mari şi legarea direct la reţea (fig. 7.2):

Fig. 7.2. Separarea optică a căii directe într-o aplicaţie industrială.

138

Protecţiile optocuploarelor seamănă cu cele din circuitele de putere: limitatoare de tensiune, “snubber”-e RC, varistoare, Zenere de mare putere (transzorb diodes), reţele de conectare la trecerile prin zero ale tensiunii, reţele de deconectare la trecerile prin zero ale curentului etc. Semnalul propriu-zis poate fi semnal logic cu niveluri standard (“condiţionat”) sau “necondiţionat”, aşa cum este cules de la senzori, şi exprimând diverşi parametri: presiune, temperatură etc. Semnalele de stare de la proces pot fi contacte de releu sau de la comutatoare flotante, comutatoare de proximitate, limitatoare de cursă etc.

- Aplicaţiile de separare prin optocuploare pot fi clasificate în:

- sesizarea tensiunilor alternative;

- sesizarea tensiunilor continue;

- sesizarea curentului;

detecţia de prag.

7.1.

Circuite de detecţie a prezenţei (existenţei) tensiunii de reţea

Sesizarea mărimilor de c.a. implică de multe ori redresarea. Câteodată redresarea simplă, monoalternanţă asigurată de LED este suficientă (fig. 7.3). Avantajul trigger-ului Schmitt este creşterea imunităţii la zgomot pentru circuitele logice de pe partea receptorului.

Out

+ Vcc

Reteac.a. - IF Mono

Stabil

Rp

IF

II

I I

CFiltraj (T>5*20ms=100ms)

Fig. 7.3. Circuit de sesizare a tensiunii de reţea prin redresare monoalternanţă.

139

Sesizarea prezenţei c.a. prin redresare dublă alternanţă (fig. 7.4) este mai rapidă cu 10 ms decât la monoalternanţă:

Out

+ VccReteac.a.~

Filtrare si separarede tranzitorii

TriggerSchmitt

- +

Imas R

C

R

IF

Fig. 7.4. Circuit de sesizare a tensiunii de reţea prin redresare dublă alternanţă.

Detecţia semnalului util poate fi făcută înainte sau după separarea galvanică. Cum factorul de transfer în curent este o funcţie neliniară de curentul de polarizare al LEDului, IF

7.2.

, făcând detecţia pe partea emiţătorului optic se exclude influenţa CTR. Redresarea cu filtrare a semnalului de c.a. are drept efect şi protejarea LEDului la suprasarcini tranzitorii. Pe de altă parte, paraziţii culeşi de-a lungul liniilor lungi pot fi mai uşor rejectaţi la emiţător, sau imediat după optocuplor. Rejecţia modului comun este factorul determinant la obţinerea unui semnal curat la receptor.

Sesizarea directă a curentului (“True current sensing”) reprezintă

sesizarea curentului prin înserierea LEDului cu sarcina. Se poate face doar în cazul curenţilor foarte mici (≤ zeci de mA) şi această situaţie este rar întâlnită în aplicaţiile industriale (fig. 7.5).

Circuite de detecţie a prezenţei curentului

140

Out

+ Vcc

Sarcina

= I F

I F

I l

RF

Bimetal cu rol de protectie la supracurenti

Fig. 7.5. Sesizarea directă a curentului (“True current sensing”). În celelalte cazuri se măsoară de fapt tensiunea. La calculul şuntului pentru LED, mai ales în cazul supravegherii curenţilor mari, se estimează VFmax = 1,75 V. Uneori, pe rezistoarele de sesizare a curenţilor mari nu cade atât de mult, aceasta reprezentând putere disipată inutil. Pentru atingerea tensiunii VF

Out

+ Vcc

Sarcina

I F

R F

R S

I l

este necesară o schemă special destinată acestui scop (fig. 7.6):

Fig. 7.6. Sesizarea curentului într-un punct oarecare, flotant, al circuitului.

141

Rezistorul de sesizare RS are şi rol de şunt (asemenea şuntului dintr-un instrument de măsură a curentului). Valoarea ei se calibrează pe considerentul Ilmax .RS = VFmax ≈ 1,75 V. Avantajul major al optocuplorului ca element de sesizare (ca traductor) este acela că permite circuitului de intrare să floteze la orice potenţial mai mic decât cel de străpungere Vstr

Out

+ Vcc

Sarcina

Reteac.a.

R F

R S

I l

D

C

. Adăugând dioda D la circuitul de mai sus, obţinem un circuit de sesizare a curentului alternativ, cu detecţie monoalternanţă (fig. 7.7):

Fig. 7.7. Sesizarea curentului alternativ cu redresare monoalternanţă.

7.3. Detectoare de prag

Funcţia de comparator este o aplicaţie importantă pentru controlul proceselor industriale sau comanda lor. Separarea optică nu reduce precizia măsurătorii. Exemplu tipic este supravegherea tensiunii de reţea la capetele unui motor prin compararea cu un prag fix (fig. 7.8). Ambele stări anormale – supratensiunea şi subtensiunea – sunt astfel semnalizate. De exemplu, o tensiune sub cea nominală poate să însemne scurtcircuit pe linie (căderea alimentării).

Circuitele de sesizare cu prag reprezintă o necesitate în mediul industrial. Prelucrarea semnalului (detecţia, amplificarea) înainte de sesizare reclamă surse suplimentare separate, ceea ce este incomod de foarte multe ori. Dacă numărul căilor către proces este mare (32 sau mai multe), atunci acele surse nu sunt mici. În alte situaţii se poate alimenta amplificatorul operaţional din calea de semnal.

142

Retea

Rx

Filtrare

-+

R

C

R

M

Fig. 7.8. Circuit de sesizare a tensiunii pe un motor şi detecţie de prag.

7.4. Circuite de protecţie pentru optocuploare Supratensiunile tranzitorii pot distruge LEDurile optocuploarelor prin supracurentul generat, prin puterea disipată în exces sau prin depăşirea tensiunii de străpungere intrare-ieşire. Cuplajul capacitiv cu reţeaua induce un curent de intrare “de scurgere”, greu de evaluat sau prevăzut. În general, circuitul de intrare în optocuplor se protejează la supratensiune şi supracurent.

7.4.1. Supratensiuni tipice în reţea

Fig. 7.9. Suprasarcină repetitivă în reţeaua de c.a (paraziţi clasici).

143

Suprasarcinile nerepetitive / accidentale (fig. 7.10) se datorează întreruperilor alimentării la o sarcină inductivă în condiţiile în care iL ≠ 0 la întreruperea circuitului.

Fig. 7.10. Suprasarcină accidentală (monoimpuls) în reţeaua de c.a. Suprasarcinile corespunzătoare unui regim autooscilant supracritic se prezintă sub forma unui tren scurt cu impulsuri amortizate rapid (fig. 7.11). Sursa lor este de obicei vibraţia contactelor unui releu (contactor) electric obişnuit. Amplitudinea mare a acestei suprasarcini are la bază relaţia:

tiLV∂∂

= . (7.1)

Valoarea mare a tensiunii se datorează valorii mari a raportului di/dt (valorii mici a lui dt).

Fig. 7.11. Suprasarcină corespunzând unui regim autooscilant supracritic.

144

7.4.2. Tehnici de atenuare a supratensiunilor O primă metodă (fig. 7.12) foloseşte atenuarea supratensiunilor printr-un divizor de tensiune rezistiv. Raportul:

321

2

RRRR

k++

= (7.2)

determină nu numai atenuarea semnalului util ci şi a supratensiunilor. Ca şi cale de scurgere pentru suprasarcină, circuitul nu e cel mai potrivit, pentru că la rezistenţele mari conţinute în schemă corespund constante de timp mari. LEDul de protecţie (PROT) legat în antiparalel protejează LEDul optocuplorului în alternanţele negative (fără transmisie).

Reteac.a.sauc.c.

R1 R F

R3

R2 PROT.

IF

Fig. 7.12. Atenuarea semnalului de control. O mai bună alegere pentru scurgerea suprasarcinii o reprezintă schemele cu condensatoare (fig. 7.13 şi fig. 7.14). În circuitul din figura 7.13, condensatorul C1

Reteac.a.sauc.c. R2

R1

C

R F

PROT.

şuntează vârfurile de tensiune din reţea (FTJ). Schema oferă o impedanţă în c.a. mai mică, ceea ce duce la descărcarea mai rapidă a suprasarcinii determinate de semnalul perturbator.

Fig. 7.13. Circuit de protecţie realizat cu un condensator.

145

În circuitul din figura 7.14, C1 şi C3 au înlocuit rezistoarele R1 şi R2

Reteac.a.

R F

C2

C1

C3PROT.

care, fiind la reţea (220V), disipau mult. Acesta este circuitul cu putere disipată minimă. Dacă condensatoarele clachează devenind scurt-circuit, optocuplorul este în pericol. Dacă vârful care le străpunge are amplitudinea suficient de mare (de ordinul kilovolţilor) el poate trece şi de optocuplor distrugând circuitele logice de la receptor. Filtrarea vârfurilor este mai slabă ca la circuitul precedent.

Fig. 7.14. Circuit de protecţie realizat cu condensatoare, pentru reţea de c.a. Circuitul de protecţie prezentat în figura 7.15 este realizat cu două diode transzorb: D1 şi D2

Reteac.a.sauc.c.

R F

D1

D2PROT.Vv f

(diode absorbante ale perturbaţiilor – diode Zenner ultrarapide de putere). Conform recomandării date de producători transzorb-urile se înseriază.

Fig. 7.15. Circuit de protecţie realizat diode transzorbs – diode absorbante ale perturbaţiilor. Varistoarele cu oxizi metalici (MOV – “Metal Oxid Varistors”) sunt de asemenea adecvate protecţiei optocuploarelor, fiind mult mai rapide decât Zenerele standard. Cunoscând tipul de perturbaţie din reţea poate fi dedusă energia semnalului parazit, de unde posibilitatea de a proiecta cel mai potrivit circuit de protecţie. În cazurile în care perturbaţia nu este cunoscută, se estimează energia din componenta care ar putea genera perturbaţia: ½L .I2 la bobine, ½C.U2 la condensatoare.

146

8.

FOTODIODA

8.1.

La iluminarea unei joncţiuni p-n dintr-un material semiconductor, fotonii absorbiţi în material generează perechi de purtători electron-gol. Electronii astfel rezultaţi vor putea trece în banda de conducţie contribuind la apariţia unui curent electric (fotocurent) prin joncţiune.

Deplasarea electronilor spre regiunea n şi a golurilor spre regiunea p este cel mai probabil să se producă atunci când separarea în perechi electron-gol are loc într-o regiune a semiconductorului în care există un câmp electric (fig. 8.1). Altă alternativă la separarea în perechi electron-gol este recombinarea, aceasta neducând la deplasarea sarcinilor electrice şi deci nici la apariţia unui curent electric prin joncţiune. Distribuţia câmpului electric într-o diodă semiconductoare polarizată invers (fig. 8.1.a) nu este uniformă. În regiunile p

Principiul de funcţionare

+ (strat de contact, puternic dopat cu purtători de tip p) şi n+ (substrat puternic dopat n) câmpul electric este mult mai slab decât în stratul de mijloc n - (strat epitaxial slab dopat n). În acest strat intermediar va lua naştere o regiune golită de purtători datorată apariţiei fotocurentului. Grosimea acestei regiuni depinde de rezistivitatea stratului intermediar şi de mărimea tensiunii de polarizare aplicată joncţiunii. O regiune golită de purtători există chiar şi în absenţa unei tensiuni de polarizare aplicate. Aceasta se datorează câmpului electric intern produs de difuzia purtătorilor minoritari de-a lungul joncţiunii. Polarizarea inversă amplifică acest câmp electric intern şi măreşte grosimea acestei regiuni. Lungimea de difuzie a unui foton în materialul semiconductor este dependentă de lungimea lui de undă (fig. 8.1.b). Fotonii cu lungimi de undă mici sunt absorbiţi la suprafaţa materialului semiconductor, în timp ce fotonii cu lungimi de undă mari pot difuza pe întreaga lungime a materialului semiconductor. Din acest motiv, pentru a obţine o fotodiodă cu o bandă spectrală de răspuns largă, aceasta ar trebui realizată cu un strat p+

Extinderea grosimii regiunii golite de purtători, indiferent de valoarea tensiunii de polarizare inverse aplicate, este mai uşor de realizat cu materiale semiconductoare cu o rezistivitate mare a joncţiunii. Suprafeţele de contact ale cristalului semiconductor trebuie însă să aibă o rezistivitate mică pentru a permite un bun contact electric al dispozitivului. Diodele p-n, ca de exemplu celulele solare, sunt realizate prin difuzia unui strat p într-un material n cu rezistivitate mică. La fotodiodele p-n, un strat subţire p, realizat prin difuzie,

foarte subţire pentru a permite absorbţia lungimilor de undă scurte şi un strat golit de purtători gros pentru a permite absorbţia lungimilor de undă mari.

147

asigură un răspuns bun la lungimi de undă scurte, dar este necesară o tensiune de polarizare inversă mare pentru a extinde regiunea golită de purtători la adâncimi care să permită un răspuns bun la lungimi de undă mari. Un strat p gros degradează răspunsul la lungimi de undă mici, dar micşorează tensiunea de polarizare inversă necesară unui răspuns la lungimi de undă mari.

Fig. 8.1. a. Distribuţia câmpului electric în fotodiodă la polarizare inversă; b. Mecanismul de generare a fotocurentului la iluminarea fotodiodei.

Optimizarea răspunsului atât la lungimi de undă mici cât şi la lungimi de undă mari şi la tensiuni de polarizare inverse mici necesită folosirea de fotodiode PIN (p-intrinsec-n). O fotodiodă PIN este realizată prin difuzia unui start subţire de tip p în partea din faţă şi a unui strat de tip n în spatele unui strat de siliciu cu rezistivitate foarte mare (fig. 8.2). Această regiune cu rezistivitate mare este denumită regiune intrinsecă sau strat “I”. La polarizarea cu tensiuni

148

negative de ordinul volţilor ( minim 5 V la diodele PIN realizate de HP) întreaga regiunea golită de purtători se extinde peste întregul strat I chiar şi la valori mari ale fluxului luminos incident. Aceasta asigură cea mai bună liniaritate şi cea mai bună viteză (cca. 1GHz) dispozitivului.

Fig. 8.2. Structura unei fotodiode PIN. Teoretic orice tip de joncţiune semiconductoare poate fi folosită la fotodetecţie. De exemplu, capsula LEDurilor permite emisia în exterior a fluxului radiat de chip-ul semiconductor la polarizare directă, dar în acelaşi timp joncţiunea semiconductoare poate fi expusă unei radiaţii externe. Deşi nu au fost proiectate pentru a funcţiona cu performanţe optime ca şi fotodiode, ele pot fi folosite cu această funcţie în unele aplicaţii. Maximul spectrului lor de sensibilitate este la o lungime de undă mult mai mică decât cel al fotodiodelor cu siliciu, astfel că în lipsa unor filtre, ele pot aproxima mult mai bine răspunsul fotopic (răspunsul sistemului vizual uman).

8.2. Mărimi caracteristice Responsivitatea Responsivitatea se defineşte ca fiind raportul dintre fotocurentul generat şi fluxul incident:

Φ=

WAI

RI

P . (8.1)

149

Eficienţa cuantică Eficienţa cuantică se defineşte ca fiind raportul dintre numărul de electroni generaţi în unitatea de timp şi numărul de fotoni incidenţi în unitatea de timp:

1νη <⋅

⋅⋅=

⋅⋅

Φ=

Φ=

−− λechR

ehI

EeI

I

P

GI

P . (8.2)

unde: EG – lăţimea benzii interzise [eV]; e-

8.3. Modelul electric al fotodiodei

– sarcina electronului; h – constanta lui Plank; λ – lungimea de undă a radiaţiei incidente; c – viteza luminii

Cel mai simplu model al unei fotodiode este cel al unei diode obişnuite conectată în paralel cu un generator de curent comandat (fig. 8.3). Amplitudinea curentului IP

++

PI

E

+

I TOT

R LVD VL

I D

generat este proporţională cu fluxul luminos incident detectat de fotodiodă. Polaritatea acestui fotocurent este de la catod la anod.

Fig. 8.3. Modelul electric al unei fotodiode PIN (ITOT = IP + IDARK = -ID

Operarea la o tensiune de polarizare nulă se numeşte mod fotovoltaic (fig. 8.4) deoarece fotodioda este cea care generează căderea de tensiune de pe rezistorul de sarcină. Operarea in mod fotovoltaic poate fi liniară sau logaritmică în funcţie de valoarea sarcinii. Operarea în mod logaritmic se

).

150

obţine dacă sarcina este mai mare de 1011 Ω. Operarea în modul liniar se obţine dacă rezistenţa de sarcină este mult mai mică decât rezistenţa dinamică a fotodiodei. Valoarea limită superioară pentru operarea în mod liniar este VL ≈ 100mV (fig. 8.3) şi depinde de precizia liniarităţii necesară în aplicaţie. Prin mărirea valorii rezistenţei de sarcină, se poate mări sensibilitatea fotodiodei pentru a detecta semnale de nivel foarte mic, dar se micşorează mult limitele domeniului dinamic în care răspunsul este liniar. Valoarea maximă a rezistenţei de sarcină RL este cuprinsă între 25MΩ la fotodiodele cu arie mare şi 550 MΩ la dispozitivele cu arie mică.

Fig. 8.4. Familie de caracteristici curent-tensiune ale fotodiodei PIN la diferite nivele ale iluminării. Operarea la polarizare inversă se numeşte mod fotoconductiv (fig. 8.4). Faţă de regimul fotovoltaic, acest mod prezintă următoarele avantaje: - viteză mult mărită; - stabilitate îmbunătăţită; - plajă dinamică mărită; - coeficient de temperatură micşorat; - răspuns îmbunătăţit la lungimi de undă mari. Principalul dezavantaj al modului de operare fotoconductiv este existenţa curentul de întuneric datorat polarizării inverse. Curentul de întuneric este acel curent care curge prin fotodiodă atunci când aceasta nu este iluminată. Curentul de întuneric care curge prin rezistorul de sarcină RL generează un offset de tensiune care variază exponenţial cu temperatura.

151

8.4. Configuraţii de bază ale amplificatoarelor cu fotodiode

Pentru operarea în mod liniar rezistenţa de sarcină a fotodiodei trebuie să fie cât mai mică posibil. În figura 8.5 este prezentată o configuraţie de amplificator care permite operarea fotodiodei în acest mod. Intrarea inversoare a operaţionalului este masă virtuală; rezistenţa dinamică văzută de fotodiodă este R1

Vout

Ec+

I D

R1

R2=R1

+

-

împărţit la amplificarea căii de reacţie. Dacă operaţionalul are o impedanţă de intrare foarte ridicată, amplificarea de pe calea de reacţie a amplificatorului este aproximativ egală cu amplificarea lui de pe calea directă (în buclă deschisă).

Fig. 8.5. Configuraţie de amplificator pentru răspuns liniar. Valoarea tensiunii de ieşire se calculează cu formula:

)(11 DARKPDout IIRIRV +⋅=⋅= . (8.4) Din această ecuaţie rezultă că tensiunea de ieşire va creşte proporţional cu fluxul luminos sesizat de fotodiodă. Dacă dorim un montaj inversor atunci se inversează polaritatea fotodiodei şi a sursei de polarizare EC. De asemenea sursa EC poate chiar lipsi din montaj. Rezistorul R2 poate lipsi dacă fotocurentul este suficient de mare. Scopul utilizării ei este doar de a compensa offsetul curentului. Viteza circuitului este limitată de constanta de timp a rezistorului R1 şi a capacităţii sale proprii. Ea poate fi îmbunătăţită prin înlocuirea rezistorului R1 cu un şir de două sau mai multe rezistoare.

152

Modul de operare logaritmic necesită o rezistenţă de sarcină foarte mare (minim 1GΩ). Aceasta se poate obţine cu montajul din figura 8.6 cu un operaţional realizat cu FET-uri la intrare.

Vout+

-

R1R2

IP

Fig. 8.6. Configuraţie de amplificator pentru răspuns logaritmic. Valoarea tensiunii de ieşire se calculează cu formula:

+⋅

⋅⋅

+=

S

POUT I

IqTk

RR

V 1ln11

2 , (8.5)

unde: - kT/q ≈ 25mV; - IS

1−

=⋅⋅TKVq

FS

e

II

este curentul de saturaţie invers:

, (8.6)

unde: 0 < IF < 0,1 mA Dacă valoarea offset-ului curentului ridică probleme, se poate adăuga un rezistor între cele două borne ale operaţionalului. Valoarea sa trebuie să fie mai mare decât 10GΩ/AR (AR – amplificarea de pe calea de reacţie). Dacă operaţionalul are o impedanţă de intrare foarte mare atunci AR = A/(1+R2 /R1) (A – amplificarea de pe cale directă). Deci, făcând R2 = 0, putem folosi o rezistenţa de valoare minimă între intrările operaţionalului (10GΩ). Viteza acestui amplificator este foarte mică, având o constantă de timp τ ≈ 0,1 s. Dacă este necesară operarea în mod logaritmic la viteză mare este de preferat amplificatorul cu răspuns liniar urmat de un convertor logaritmic.

153

8.5. Aplicaţii cu fotodiode PIN Amplificator liniar pentru măsurarea densităţii (densimetru) Fotodiodele PIN sunt foarte stabile şi au coeficient termic zero pentru λ < 800nm, sunt liniare într-o plajă de 100dB cu distorsiuni mai mici de 1%. Stabilitatea densimetrului prezentat în figura 8.7 este determinată mai degrabă de parametrii mecanici decât de cei electrici.

Vref

VoProba

Divizor defascicol

Φ1

Φ2

Φ3

Α1

Α2

dPt. Vref=100mV:R1=R2=R3=R4=33M

CA3130

P2

1

2

F

D1 : HEMT-3300D2,D3 : HP 5082-4207

CA3130

R5 = 10Ω

Pt. I = 10 mA, d = 100mm : I = 3,2 mA

Ω

R5

I FIP2

I P3

R4

D3

R3

D1 D2

R2

R1

+

-

+

-

Fig. 8.7. Amplificator liniar pentru măsurarea densităţii. Bucla de reacţie, formată din amplificatorul A1 şi calea optică dintre diodele D1 şi D2, stabilizează fluxul Φ2 şi îl fac să varieze liniar cu VREF. Dacă divizorul de fascicol este stabil, atunci raportul dintre Φ3 şi Φ2 este constant şi tensiunea de ieşire VO este proporţională cu VREF. Această afirmaţie rămâne adevărată chiar dacă dioda D1 se degradează deoarece bucla de reacţie va forţa

154

creşterea curentului IF prin D1. Fluxul Φ3 fiind menţinut stabil, el va fi proporţional cu transmisivitatea optică a oricărui material inserat între divizorul de fascicol şi D3. Se obţine astfel un dispozitiv de măsură a transmisivităţii stabil. Dacă în schimb se interpune proba de măsurat între divizorul de fascicol şi D2, IP3 va creşte proporţional cu atenuarea. Deoarece A2 este un amplificator logaritmic (fig. 8.6) tensiunea de ieşire VOUT va depinde logaritmic de atenuarea lui Φ2, circuitul funcţionând ca densimetru optic. Sesizor de prezenţă Impedanţa dinamică a fotodiodelor PIN este suficient de mare pentru a separa calea de sumare de cea diferenţială, ceea ce le face utile în amplificatoarele de însumare / scădere (fig. 8.8). Fotocurenţii IP2 şi IP3 de la intrarea operaţionalului A1 sunt însumaţi pentru a realiza un câştig al amplificatorului A1 mai mare cu 6dB decât la circuitul din figura 8.7. Presupunând că operaţionalul A1 are o amplificare în buclă deschisă AV1 = 105

[ ]dBA

IV

R

RI

IIA V

F

FF

PP 12,1051080,1 51

6

1221 ⋅=⋅

∆∆

+⋅

+=

, amplificarea lui în buclă închisă se calculează cu formula:

(8.7)

Această valoare mare a amplificării menţine potenţialele catozilor diodelor D3 şi D2 la masă virtuală. În consecinţă, operarea în mod liniar este asigurată chiar şi la potenţiale ale anozilor de până la 100mV. De aici rezultă valoarea rezistenţei dintre anodul lor şi masă: 100mV/3,2nA=31,3MΩ. Dacă operaţionalul A2 este conectat ca un amplificator diferenţial, este bine să se menţină potenţialele anozilor sub 50mV pentru a permite o excursie a curenţilor IP2 şi IP3 pe întreaga plajă de domenii posibile (0…100%). Sistemul poate fi folosit atunci pentru a măsura în mod liniar diferenţa dintre fluxurile luminoase Φ2 şi Φ3 Circuitul poate fi folosit ca şi o alarmă prin obturare, foarte sensibilă, pragul putându-se regla din potenţiometrul R

.

4. Dacă fluxul Φ3 slăbeşte sau dacă Φ2 devine mai puternic, A2 va bloca tranzistorul Q1. Dacă ambele fluxuri slăbesc ca intensitate, bucla de reacţie prin A1 va mări curentul IF prin D1 şi la cca. 20 mA Q2 va intra în conducţie declanşând alarma. Trebuie remarcat că, dacă fluxul Φ3 scade, fluxul Φ2 va creşte proporţional pentru a menţine curentul (IP2 + IP3) constant. Din acest motiv, acest amplificator sumator /

155

diferenţial permite sesizarea diferenţială cu un câştig mai mare cu 6dB decât s-ar fi obţinut prin stabilizarea fluxului Φ2 şi sesizarea schimbărilor fluxului Φ3

Vref

Divizor defascicol 50%

Α2

Obstacol

Φ3

Α1

Φ1

Bus de alarmaSAU cablat

CA3130

CA3130

Pt. If=10mA, d=100mm : Ip2+Ip3=6,4nAPt. Vref=640mV:R1=R2=100MR3=R5=27MR4=10MR6=33M

Φ2

ΩΩ

ΩΩ

R2

+

-

D3

R5

D2

I F

D1

R1

I P3

IP2

R5

R3

R4

+

-Q1

2N3904

Q2

2N3904

.

Fig. 8.8. Sesizor de prezenţă.

156

9.

LASERE

9.1.

Laserele au cunoscut şi cunosc în continuare o dezvoltare şi o răspândire deosebit de mare începând de la aplicaţii devenite deja “banale” cum ar fi “laser-pointer-ul” sau deja arhicunoscutul şi răspânditul CD-player sau CD-ROM şi până la domenii tehnologice de vârf, cum ar fi comunicaţiile pe fibră optică la mare viteză şi mare distanţă, industria militară, aparatura medicală, holografie etc. Acest capitol este o introducere şi o scurtă trecere în revistă a unui domeniu foarte vast căruia îi sunt consacrate sute de cărţi în literatura de specialitate. Vom prezenta în continuare câteva noţiuni cu privire la mecanismul fizic care stă la baza producerii radiaţiei laser, componentele principale ale unui laser, proprietăţile radiaţiei emise etc. Vom încheia prin a prezenta câteva tipuri de lasere printre care şi cel folosit în comunicaţiile pe fibră optică (şi nu numai): dioda laser semiconductoare.

Principiul de funcţionare al laserelor

Mecanismul fizic care stă la baza producerii radiaţiei laser este exprimat chiar de acronimul său: “Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation” – amplificarea luminii prin emisia stimulată a radiaţiei (luminoase). Pentru a avea loc emisia stimulată a radiaţiei mai este necesar să se producă un fenomen : “inversiunea de populaţie”. În mod normal, la echilibru termic, electronii unui atom pot ocupa numai anumite nivele energetice discrete (şi nu altele). Ei tind să ocupe nivelele energetice minime (fig. 9.1):

Fig. 9.1. Distribuţia electronilor într-un atom.

157

Dacă E1 şi E2 (E1 < E2

112

1

2 <=

⋅−

−TKEE

eNN

) sunt două nivele energetice discrete, consecutive, ocupate de electroni, raportul dintre numerele de electroni de pe cele două straturi este dat de următoarea formulă:

(9.1)

unde: K – constanta lui Boltzman; T – temperatura absolută (°K); N1 – numărul de electroni de pe nivelul energetic inferior; N2 – numărul de electroni de pe nivelul energetic superior; În mod evident, acest raport este subunitar: N2 < N1. Pentru a avea inversiune de populaţie, ar trebui ca N2 > N1. Aceasta s-ar putea realiza teoretic prin două metode. Prima ar fi să aducem atomul la o temperatură absolută negativă (T < 0) ceea ce este imposibil. Din această cauză în practică se foloseşte cea de-a doua metodă: excitarea electronilor de pe nivelul inferior astfel încât aceştia să treacă pe cel superior. Această excitare are nevoie de o sursă de energie din exterior care poate fi luminoasă (fotoni) sau electrică (curent electric / electroni). Aşadar, în urma excitării electronilor este posibilă realizarea inversiunii de populaţie (fig. 9.2). Mai departe, electronii de pe nivelul excitat (E2) pot reveni înapoi pe nivelul de bază de pe care au fost excitaţi (E1). Dacă diferenţa energetică ∆E dintre aceste două nivele are o valoare adecvată, această revenire poate fi radiativă (cu emisie de fotoni). Revenirea se poate face spontan (şi aici este cazul producerii radiaţiei luminoase în LEDuri) sau stimulat, prin ciocnirea electronilor de pe nivelul excitat de către alţi fotoni a căror energie este de asemenea egală cu ∆E.

Fig. 9.2. Ilustrare schematică a mecanismului de excitare, realizare a inversiunii de populaţie şi dezexcitare cu emisie radiativă a electronilor dintr-un atom.

158

Primul dispozitiv care a funcţionat după acest model a fost realizat de Charles H. Townes de la Columbia University în 1954. El emitea radiaţii în domeniul de frecvenţă al microundelor şi a fost denumit MASER. Timpul de viaţă al electronilor pe un nivel energetic excitat este foarte scurt (tv ≈ ns) şi din această cauză inversiunea de populaţie este greu de menţinut şi necesită un consum de energie din exterior foarte mare. Materialele (mediile active) adecvate pentru producerea de radiaţie laser sunt cele ale căror atomi au şi alte nivele energetice decât cele obişnuite: aşa zisele nivele energetice metastabile ale căror timpi de viaţă sunt cu mult mai mari (tv ≈ µs ÷ ms). Cu astfel de medii active sunt realizate lasere cu trei, patru sau mai multe nivele. Primul laser cu trei nivele a fost laserul cu rubin construit de Theodore H. Mainman, de la Hughes Aircraft, California, în 1960. Cristalul de rubin (mediul activ al laserului) este realizat dintr-un material gazdă transparent (oxid de aluminiu - Al2O3), dopat cu ioni de Crom (Cr+3) care îi conferă culoarea roşie cunoscută. Dar principalul rol al dopantului este de a produce radiaţia laser (de a emite lumină). Mecanismul de excitare şi de producere a radiaţiei luminoase într-un laser cu trei nivele, cum este cel cu rubin, este ilustrat în figura 9.3:

Fig. 9.3. Ilustrare schematică a mecanismului de producere a radiaţiei luminoase la laserele cu trei nivele.

La echilibru termic, toţi electronii atomilor mediului activ al laserului ocupă nivele de energie minimă, ultimul nivel ocupat reprezentând “nivelul de bază” sau “nivelul inferior de laserare” (NIL). Timpul de viaţă al electronilor de pe acest nivel (t3) este foarte mare. Prin excitarea cu o sursă de energie exterioară (energie luminoasă la laserul cu rubin) electronii trec pe un nivel energetic superior (“nivel excitat”) unde timpul de viaţă este foarte mic (t1 ≈ ns).

159

De aici electronii “cad” pe un nivel energetic inferior care este chiar “nivelul metastabil” (“nivelul superior de laserare” – NSL). Această tranziţie este neradiativă şi are loc cu disipare de căldură care este preluată de atomii materialului gazdă. Timpul de viaţă pe nivelul metastabil (t2 ≈ 103 . t1 ≈ µs) este mult mai mare decât pe nivelul excitat şi dacă mecanismul de excitare este menţinut, se ajunge la o inversiune de populaţie (numărul de electroni de pe nivelul metastabil este mult mai mare decât cel de pe nivelul de bază). Mai departe, electronii de pe nivelul metastabil trec pe nivelul de bază printr-o tranziţie radiativă, rezultând câte un foton de energie: h . ν = ∆E2. Se observă că energia necesară excitării unui electron de pe nivelul de bază pe cel excitat este mai mare decât energia fotonului rezultat în urma tranziţiei radiative (∆E1 > ∆E2). Tranziţia radiativă nu are loc spontan ci stimulat (fig. 9.4). Un electron de pe nivelul superior de laserare va trece pe cel inferior numai dacă este stimulat (ciocnit) de un alt foton având energia: h . ν = ∆E2. În urma ciocnirii fotonul incident îşi va menţine energia (frecvenţa) iar electronul ciocnit va trece pe nivelul inferior emiţând la rândul lui un foton cu energia : h . ν = ∆E2. Vor rezulta, aşadar, doi fotoni având aceeaşi fază şi lungime de undă / frecvenţă. Acest fenomen este multiplicativ şi se produce în avalanşă în întreg mediul activ. Rezultatul va fi o radiaţie luminoasă coerentă, caracteristica cea mai importantă a radiaţiei laser.

Fig. 9.4. Producerea de fotoni coerenţi prin emisie stimulată Laserul cu trei nivele, prin însăşi principiul său de funcţionare are o serie de dezavantaje. Primul se referă la energia de excitare / pompaj mare necesară menţinerii inversiunii de populaţie, deoarece majoritatea electronilor din atomii mediului activ se află pe nivelul de bază. Al doilea se referă la modul de operare al laserului: întrucât timpul de viaţă pe nivelul metastabil este mult mai mic decât pe cel de bază, la un moment dat nivelul metastabil se va depopula de electroni. Atunci va fi necesară repopularea nivelului metastabil, fapt ce face posibilă operarea acestui laser numai în regim de impulsuri.

160

Aceste neajunsuri sunt eliminate la laserele cu patru nivele. La aceste lasere în atomii mediului activ se mai introduce un nivel energetic mai ridicat decât cel de bază care va deveni nivelul inferior de laserare (NIL) (fig. 9.5):

Fig. 9.5. Ilustrare schematică a mecanismului de producere a radiaţiei luminoase la laserele cu patru nivele.

Diferenţa faţă de laserul cu trei nivele este că electronii nu mai cad de pe nivelul metastabil direct pe nivelul de bază în timpul tranziţiei radiative ci pe un nivel intermediar care este acum nivelul inferior de laserare. De aici electronii cad spontan pe nivelul de bază. Timpul de viaţă al electronilor pe acest nivel suplimentar introdus (NIL) este mai mic decât cel de pe nivelul superior de laserare (NSL): t2 > t3. Ca urmare, inversiunea de populaţie este mult mai uşor de întreţinut. De exemplu, să presupunem că dorim ca pe NSL să avem un număr dublu de electroni faţă de cel de pe NIL. Dacă 1% dintre atomii materialului se află pe nivelul de laserare inferior, atunci ar trebui să avem 2% din atomii mediului activ pe nivelul metastabil (2% dintre atomi să fie excitaţi). La un laser cu trei nivele acelaşi raport s-ar putea obţine prin excitarea a două treimi dintre atomii mediului activ. De aici se poate deduce, în mod evident, că energia de pompaj necesară unui laser cu patru nivele este mult mai mică decât la cel cu trei. Şi inversiunea de populaţie este mult mai uşor de întreţinut, fapt ce permite operarea laserului cu patru nivele şi în undă continuă (nu doar în impulsuri ca şi cel cu trei nivele). Ca şi observaţie generală trebuie să precizăm că aceste modele prezentate mai sus sunt nişte abstractizări ale modelelor atomice ale materialelor care compun mediul activ. În realitate nivelele energetice ale atomului (şi aici ne referim la nivelul excitat, nivelul inferior de laserare şi

161

nivelul superior de laserare) sunt de fapt nişte spectre energetice. Aceasta face ca în practică radiaţia laser emisă să nu mai fie strict monocromatică ci într-un spectru de lungimi de undă. Oricum, chiar şi aşa, spectrul radiaţiei emise este foarte îngust datorită discriminării realizate de cavitatea rezonantă a laserului (despre care vom vorbi mai târziu) şi opticii adiţionale care se poate adăuga. În general acest spectru are o lăţime de ordinul nanometrilor, ceea ce face ca laserele să fie mult mai avantajoase decât LEDurile în aplicaţiile în care avem nevoie de radiaţie mono- sau cvasi-monocromatică, cum ar fi comunicaţiile pe fibră optică. Distribuţia nivelelor energetice ale atomului în spectre energetice discrete are şi un avantaj în cazul în care excitarea atomilor se face prin pompaj optic: în acest caz lungimea de undă a radiaţiei de pompaj nu mai trebuie aleasă strict (h . νpompă = ∆E1) ci se poate încadra într-un domeniu: ∆λpompă

9.2.

.

Componentele principale ale unui laser

Principalele componente ale unui laser, indiferent de tip, fără de care nu s-ar putea produce fenomenul de laserare sunt următoarele: Mediul activ Mediul activ – reprezintă un material al cărui atomi permit realizarea inversiunii de populaţie şi emisia stimulată de lumină. Acest material depinde de tipul laserului, dar ca şi caracteristică generală, el trebuie să fie transparent în principal la radiaţia emisă iar dacă pompajul se face optic, trebuie să fie transparent şi la radiaţia de pompaj. Pompa de energie Mecanismul de excitare (pompaj) – reprezintă sursa de energie exterioară care face posibilă crearea şi menţinerea inversiunii de populaţie în mediul activ. Există mai multe tehnici de pompaj, fiecare specifică unui anumit tip de laser. Pompajul optic se foloseşte la laserele la care mediul activ este transparent la lungimea de undă a radiaţiei de pompaj (cristal sau sticlă la laserele cu corp solid). Întrucât diferenţa energetică dintre nivelul excitat şi nivelul de bază este mai mare decât cea dintre nivelul superior de laserare şi nivelul inferior de laserare, este necesar ca energia de pompaj să fie mai mare decât energia radiaţiei emise: Epompă > Eemisă (λpompă < λemisă). Ca şi surse de energie pentru pompajul optic se folosesc lampa fulger (“blitz”-ul”) care are un

162

∆λpompaj mare, randament mare şi poate fi folosită în mod continuu sau în impulsuri, lampa cu arc electric, diodele laser cu injecţie care au un ∆λpompaj mic etc. În fiecare caz ∆λpompaj trebuie să se suprapună peste banda de absorbţie a materialului dopant (Enivel excitat – Enivel de bază). Pompajul electric se foloseşte la diodele laser semiconductoare, la care curentul injectat contribuie la menţinerea inversiunii de populaţie prin generarea de perechi electroni-goluri care la recombinare emit lumină. Pompajul electric se foloseşte şi la laserele cu gaz, la care câmpul electric intens aplicat mediului activ (care este gazul) generează inversiunea de populaţie. La aceste lasere energia câmpului electric poate fi captată direct de moleculele gazului care reprezintă mediul activ sau indirect, cum este şi cazul laserului cu He şi Ne în care mediul activ este Ne dar el preia energia captată de moleculele de He. Cavitatea rezonantă Mediul activ şi pompa ar fi suficiente pentru a produce fenomenul de laserare dar nu şi pentru a-l întreţine şi pentru a crea un fascicol laser. Aşa este cazul norilor gazoşi din apropierea stelelor, care sunt nişte lasere în stare naturală, dar care nu produc un fascicol laser deoarece nu au o cavitate rezonantă şi emit în toate direcţiile. Rolul cavităţii rezonante este de a întreţine şi de a amplifica emisia stimulată din mediul activ. Efectul ei este obţinerea la ieşire a unui fascicol luminos convergent şi intens. După cum am arătat, emisia stimulată duce la multiplicarea în avalanşă a fotonilor emişi. Amplificarea în lumină datorată emisiei stimulate este dată de formula următoare:

LGA )1( += (9.2) unde: - L este distanţa parcursă de foton; - G este câştigul mediului activ (numărul de emisii stimulate generate pe

unitatea de lungime de către un foton). Din această formulă se poate deduce că amplificarea este proporţională cu distanţa L parcursă de foton în mediul activ. Pentru a mări această distanţa s-a introdus mediul activ într-o cavitate separată de oglinzi în care fotonii să sufere reflexii multiple şi deci s-a mărit foarte mult distanţa L (fig. 9.6). Oglinda O1 este total reflectorizantă şi va întoarce în mediul activ toţi fotonii (toate razele) incidenţi. Oglinda O2 este parţial transparentă ( x %) şi parţial reflectorizantă (100 – x %). Valoarea lui x se alege în funcţie de câştigul G al mediului activ: la materiale cu câştig mare se poate alege x mare, la materiale

163

cu câştig mic se alege o valoare mică pentru x, pentru ca o cantitate cât mai mare din fluxul luminos generat să fie reîntors în mediul activ pentru a menţine laserarea.

Fig. 9.6. Cavitatea rezonantă a unui laser. Cavitatea separată de cele două oglinzi se mai numeşte şi oscilantă sau rezonantă deoarece ea amplifică şi întreţine emisia stimulată a acelor fotoni ai căror lungimi de undă satisfac condiţia de rezonanţă (de apariţie a undelor staţionare):

LN ⋅=⋅ 2λ (9.3) unde: - λ este lungimea de undă a fotonului; - L este lungimea cavităţii rezonante; - N este modul longitudinal corespunzător. Această relaţie ne arată ca fotonii care satisfac această relaţie vor suferi o interferenţă constructivă (pentru că sunt coerenţi – în fază) şi fluxul luminos pe care îl compun va fi amplificat. Fotonii care nu satisfac această condiţie vor suferi o interferenţă distructivă şi fluxul luminos generat de ei va fi atenuat. Deci, din întreg spectrul de lungimi de undă emis de mediul activ, vor fi amplificate şi vor contribui la realizarea radiaţiei laser doar acele lungimi de undă (moduri longitudinale) care satisfac condiţia de rezonanţă.

9.3.

Există mai multe tipuri de cavităţi rezonante. La cea cu oglinzi plan paralele (fig. 9.6) trebuiesc evitate erorile de aliniere ale oglinzilor. Aceasta este forma cavităţii la diodele laser semiconductoare, cele două oglinzi realizându-se prin clivarea materialului semiconductor. La rezonatoarele cu oglinzi confocale, concentrice, hemisferice sau hemifocale aceste erori de nealiniere nu mai sunt atât de importante.

164

Lasere cu corp solid

Prezentăm în continuare câteva noţiuni despre principiul de funcţionare al laserelor cu corp solid întrucât din această categorie fac parte şi amplificatoarele optice cu fibră optică dopată, folosite în comunicaţiile optice.

La laserele cu corp solid mediul activ este un material gazdă, solid, dopat cu atomi care au proprietăţi electroluminiscente. De obicei materialul gazdă este un cristal sau o sticlă, care sunt materiale izolatoare din punct de vedere electric. Din această cauză pompajul de energie pentru menţinerea inversiunii de populaţie se poate face numai optic.

-

De aici rezultă şi principalele proprietăţi pe care trebuie să le îndeplinească materialul gazdă:

-

trebuie să fie transparent la lungimea de undă a pompei şi a radiaţie laser produse;

trebuie să fie bun disipativ de căldură (să aibă o conductibilitate termică cât mai mare), deoarece la creşterea temperaturii în mediul activ scade câştigul G al mediului activ, creşte indicele lui de refracţie şi scade randamentul laserului. Materialele cristaline îndeplinesc această condiţie; sticla mai puţin, dar este mai uşor de fabricat şi mai ieftină.

Dopanţii sunt atomi (ioni) care pot emite lumină (permit realizarea inversiunii de populaţie). Procentul lor în compoziţia mediului activ depinde de tipul laserului şi în general este de sub 1%. Ionii folosiţi ca dopanţii sunt cei de: Cr+3 (Crom), Nd+3 (Neodiniu), Er+3 (Erbiu), Ho+3 (Holmiu)etc.

Procedeul de realizare a mediului activ (material gazdă + dopant) este un proces complex şi se realizează prin creşterea cristalului. Este greu să se realizeze medii active de dimensiuni mari. Mediile active din sticle sunt mai uşor de obţinut dar au proprietăţi mai slabe.

Prezentăm în figura 9.7 schema bloc a unui laser corp solid. Cavitatea rezonantă este formată de oglinzile O1 şi O2. Mediul activ are forma unei bare şi este aşezat împreună cu lampa de pompaj într-o cavitate reflectorizantă cu scopul de a mări eficienţa pompajului optic. Secţiunea transversală a acestei cavităţi poate fi circulară, eliptică (bara cu mediul activ şi lampa sunt aşezate în focarele elipsei) sau eliptică dublă (două elipse intersectate având un focar comun, cu două lămpi de pompaj aşezate în focarele elipselor şi cu mediul activ aşezat în focarul comun).

Lampa de pompaj poate fi o lampă fulger (blitz) realizată dintr-un tub cu gaz (Xenon) în care se produc descărcări electrice dacă este supus unui câmp electric intens. Această lampă are putere mare, randament mare, ∆λpompaj mare şi se foloseşte la laserele care lucrează în impulsuri. Lampa cu arc se pretează la laserele care funcţionează în undă continuă. Diodele (ariile de diode) laser

165

semiconductoare au randament mare şi ∆λpompaj mic şi sunt folosite la pompajul laserelor cu NdYAG (∆λpompaj ≈ 750…900 nm).

Fig. 9.7. Schema bloc a unui laser cu corp solid. Laserul cu Rubin Mediul activ al acestui laser este Rubinul care poate fi găsit în stare naturală sau produs pe cale sintetică. Rubinul este compus din Al2O3 (materialul gazdă - transparent) dopat cu ioni de Cr+3 (atomii care emit radiaţia laser) în proporţie de 0,01…0,5 %. Este un laser cu trei nivele care are două nivele (benzi) energetice excitate (fig. 9.8), pompajul putându-se face cu o lampă (blitz) cu Xenon. Benzile de absorbţie ale ionilor de Cr+3 sunt la 550 nm şi 400 nm. Timpul de viaţă pe nivelele excitate este mic (100ns). De aici electronii cad pe nivelul metastabil (cu timp de viaţă de 3ms) printr-o tranziţie neradiativă. Tranziţia laser cu emisie de fotoni are loc la trecerea electronilor de pe nivelul metastabil pe nivelul de bază. Radiaţia laser emisă este de culoare roşie (694,3 nm). Laserul cu Rubin are un randament slab (0,1…1 %); poate funcţiona în impulsuri la frecvenţe de ordinul herzilor şi se foloseşte la măsurători holografice.

166

Fig. 9.8. Ilustrare schematică a mecanismului de laserare în laserul cu Rubin. Laserul cu Neodiniu Mediul activ al laserului cu Neodiniu este format dint-un material gazdă care poate fi Y3Al5O12 (YAG), sticle pe bază de fluor / siliciu sau alte cristale. Este un laser cu patru nivele, dopat cu Neodiniu (Nd+3) care are două benzi de absorbţie la 700nm şi 800nm (fig. 9.9). Pompajul poate fi făcut cu blitz, lampă cu arc electric sau diodă laser de GaAlAs (808 nm).

Fig. 9.9. Ilustrare schematică a mecanismului de laserare în laserul cu Neodiniu.

167

Tranziţia laser principală are loc cu emisie de radiaţie în infraroşu (1060 nm). Laserele cu NdYAG sau cu Nd dopat în sticlă pe bază de fluor mai au o tranziţie secundară (20% din fluxul radiat) la 1318 nm. NdYAG este un mediu activ greu de crescut, de aceea se folosesc bare de dimensiuni mici: 6…9 mm în diametru şi până la 10 cm în lungime. Laserele realizate cu el pot lucra în impulsuri (de 1ms) sau continuu, au o putere de ieşire de până la 1000W şi un randament de 0,1…1 %. Se folosesc în aplicaţii de laborator, militare, medicale etc. Laserul cu Erbiu Erbiul se foloseşte ca şi dopant al fibrelor optice pe bază de siliciu la realizarea laserelor şi amplificatoarelor optice cu fibră optică dopată. Ionii de Erbiu (Er+3) au trei benzi de absorbţie principale (fig. 9.10) putând fi excitaţi prin pompaj optic la lungimile de undă de 807 nm, 980 nm şi 1480 nm. Din acest motiv pompajul se face cu diode laser în infraroşu. Material gazdă fiind fibra optică monomod (vezi capitolul următor) cu diametru foarte mic (cca. 10 µm), se obţine o densitate de pompaj şi un câştig G mari. Tranziţia radiativă a Erbiului este la 1550 nm, lungime de undă care corespunde atenuării minime în fibrele optice. Această proprietate l-a făcut deosebit de util în realizarea amplificatoarelor optice cu fibră optică dopată cu Erbiu. Deşi este un laser cu trei nivele, poate funcţiona în mod continuu şi are un randament ridicat.

9.4.

Fig. 9.10. Ilustrare schematică a mecanismului de laserare în laserele şi amplificatoarele optice realizate cu fibră optică dopată cu Erbiu.

168

Dioda laser semiconductoare

9.4.1.

Materiale semiconductoare adecvate fabricării diodelor laser

Structura ultimelor două nivele energetice ale atomilor de Si este prezentată în figura 9.11. Electronii din banda de valenţă contribuie la formarea legăturilor din cristal, în timp ce electronii din banda de conducţie se pot mişca liber prin material. Între aceste două benzi nu mai există alte nivele energetice, această zonă fiind denumită bandă interzisă.

Fig. 9.11. Nivelele energetice superioare ale atomului de Si. Raportul dintre numărul de electroni din banda de conducţie şi numărul de electroni din banda de valenţă este dat de formula următoare:

KTTKEE

V

CVC

eNN

°=−

⋅−

−⋅≈= 300

19103 (9.4)

Aşa cum am mai amintit în capitolul 2, Si şi Ge au o bandă interzisă nepotrivită pentru producerea de radiaţie în domeniul de interes (IR, vizibil, UV). Ca şi LEDurile, diodele laser (LD) sunt realizate din semiconductori compuşi (“compound”-uri) ale elementelor din grupa a III-a şi a V-a:

Gr. a III-a Gr. a V-a Al Ga In

N P

As Sb

Regula generală de realizare a acestor amestecuri este: numărul atomilor din grupa a III-a trebuie să fie egal cu numărul atomilor din grupa a V-a.

169

Compuşii pot fi: binari (GaAs), ternari (Ga1-xAlxAs), quaternari (In1-xGaxAs1-

yPy sau In1-x-yGaxAlyP). Emisia de lumină are loc în joncţiunea dintre un strat dopat n şi unul p. Joncţiunea se poate realiza fie prin difuzie de dopanţi (de tip p respectiv n) într-un substrat slab dopat (de tip n respectiv p) (fig. 9.12.a) sau prin depozitare suplimentară de straturi subţiri (creştere epitaxială).

Fig. 9.12. Realizarea joncţiunii prin difuzie de dopanţi.

9.4.2. Producerea radiaţiei laser La polarizarea directă a joncţiunii (fig. 9.13.a) purtătorii majoritari (electronii din zona dopată n şi golurile din zona dopată p) trec în joncţiune unde se recombină. Diodele laser sunt realizate din materiale cu bandă interzisă directă. Recombinarea are loc prin trecerea electronilor din banda de conducţie în banda de valenţă şi emisia de fotoni. Frecvenţa / lungimea de undă a fotonilor emişi se calculează cu formulele:

ν⋅= hEG , (9.5) sau:

][1240 nmEG

=λ . (9.6)

La valori mici ale curentului injectat în joncţiune LD se comportă ca un LED, emisiile de fotoni fiind spontane (fig. 9.13.b). La valori ale curentului mai mari decât o valoare de prag (I > IP ≈ 102 mA) se produce inversiunea de

170

populaţie în joncţiune (NC > NV) şi electronii din banda de conducţie sunt stimulaţi să cadă în banda de valenţă de către alţi fotoni. Are loc, astfel, emisia stimulată şi fotonii rezultaţi sunt coerenţi.

Fig. 9.13. Emisia de fotoni la polarizarea directă a joncţiunii: a. Ilustrarea mecanismului de recombinare în joncţiune; b. Dependenţa fluxului emis în funcţie de valoarea curentului injectat.

Pentru întreţinerea fenomenului de laserare în joncţiune este necesară introducerea joncţiunii într-o cavitate rezonantă. Soluţia este realizarea unei cavităţi orizontale cu două oglinzi plan-paralele obţinute prin clivarea materialului semiconductor (fig. 9.14). De exemplu, la arseniura de galiu, având un indice de refracţie nGaAs = 3,34, prin clivarea la capete se obţin oglinzi cu un coeficient de reflexie de 30%. Pentru mărirea lui, pe suprafaţa astfel clivată se pot depune materiale reflectorizante.

Fig. 9.14. Realizarea cavităţii rezonante în diodele laser.

171

Eficienţa cuantică internă, respectiv externă a joncţiunii se definesc astfel:

jonctiuneprintreccarepurtatorinrgeneratifotoninr

_____.__.η int. = , (9.7)

jonctiuneprintreccarepurtatorinrjonctiunediniescarefotoninr_____.

_____.ηext. = . (9.8)

9.4.3. Structuri constructive ale diodelor laser

Cea mai simplă structură este cea cu homo-joncţiune, în care toate straturile, inclusiv joncţiunea (mediul activ) sunt realizate din acelaşi material. În figura 9.15 este ilustrată structura unei astfel de diode realizate cu arseniură de galiu. Se poate observa că indicele de refracţie în materialul semiconductor este constant, ceea ce conferă o slabă confinare a radiaţiei în joncţiune (mediul activ).

Fig. 9.15. Diodă laser cu structură homo-joncţiune.

Dioda laser cu structura homo-joncţiune a fost scoasă din competiţie de cea cu structura hetero-joncţiune în care se folosesc mai multe tipuri de materiale semiconductoare. Heterostructura simplă (fig. 9.16) asigură o mai bună confinare a radiaţiei laser în mediul activ şi permite laserarea în impulsuri de cca. 1µs. Heterostructura dublă (fig. 9.17), prin includerea mediului activ (joncţiunii) între două materiale semiconductoare diferite (deci şi cu indici de refracţie diferiţi), asigură cea mai bună confinare a radiaţiei în mediul activ.

172

Fig. 9.16. Diodă laser cu structură simplă hetero-joncţiune.

Fig. 9.17. Diodă laser cu structură dublă hetero-joncţiune. Există şi alte numeroase tipuri de structuri constructive ale diodelor laser care permit obţinerea unor performanţe specifice: - dubla heterostructură a diodelor laser ghidate prin câştig, care permite

obţinerea de puteri mari ale radiaţiei emise; - dubla heterostructură îngropată a laserelor cu ghidare prin indicele de

refracţie, care permite atât confinarea orizontală cât şi verticală; - diode laser “quantum well” (fântâni cuantice), care au un curent de prag

mic, eficienţă mare, confinare bună etc. În figura 9.18 prezentăm o arie de diode laser de putere realizată în structură dublă hetero-joncţiune şi folosită la pompajul laserelor cu Neodiniu, la o lungime de undă de cca. 800nm.

173

Fig. 9.18. Arie de diode laser.

9.4.4. Caracteristicile radiaţiei emise de diodele laser

Mediul activ (joncţiunea) este închis într-o cavitate rezonantă de formă paralelipipedică având dimensiunile cele mai uzuale prezentate în figura 9.19. Spotul radiat în exterior are formă ovală şi divergenţa lui este mult mai mare decât la celelalte tipuri de lasere. Divergenţa pe direcţia verticală este mare iar pe cea orizontală este cu ceva mai mică. Din această cauză diodele laser sunt prevăzute cu sistem optic suplimentar de focalizare.

Fig. 9.19. Forma şi dimensiunile cavităţii rezonante şi a spotului emis de dioda laser.

174

Materiale din care este realizat mediul activ (joncţiunea) pot fi: - GaAlAs sau Ga As care emit în roşu şi infraroşu apropiat (750nm…900nm),

au cost relativ redus şi sunt folosite la transmisiile pe fibre optice la distanţe scurte, la pompajul unor lasere cu corp solid (leserul cu Nd) sau la cititoarele de discuri optice;

- In1-xGaxAs1-yPy

Spectrul radiaţiei emise este foarte îngust, de ordinul nanometrilor. Distanţa de coerenţă a diodei laser este mică (este invers proporţională cu numărul de moduri longitudinale - N). Din această cauză nu se pot folosi în holografie sau interferometrie.

Numărul de moduri longitudinale (N) este dat de ecuaţia:

sau InP care emit în infraroşu (1100nm…1650nm), au cost mai ridicat şi sunt folosite în comunicaţiile pe fibre optice (1310nm este lungimea de undă corespunzătoare dispersiei minime iar 1550nm este lungimea de undă corespunzătoare atenuării minime).

λ⋅=⋅⋅ NnL2 (9.9) unde n este indicele de refracţie al mediului activ. Numărul de moduri transversale (TEMxy) este invers proporţional cu grosimea (d) a mediului activ. Pentru curenţi de comandă mai mari decât curentul de prag (I > IP

Ik ⋅=Φ

) modularea fluxului emis se face direct prin curentul de comandă:

. (9.10) Acesta este un avantaj din punctul de vedere al simplităţii schemei de comandă dar şi un dezavantaj dacă ţinem seama de faptul că indicele de refracţie al mediului activ variază proporţional cu densitatea de curent care o străbate (j = I / S). De aici va rezulta o lungime de undă a radiaţiei emise variabilă:

NnLn 2)( =λ . (9.11)

9.4.5. Circuit de comandă pentru diode laser de putere Circuitul din figura 9.20 este driverul unei arii de diode laser de putere, SFH48E1 montată într-o capsulă TO-3, prevăzută cu radiator pe ambază. Capsula mai conţine o fotodiodă pentru reglarea unei puteri de ieşire constante, un termistor cu coeficient negativ de temperatură, traductor necesar stabilizării temperaturii chip-ului şi un element Peltier cu rol de răcire, prevăzut cu radiator. Driverul menţine aria de diode laser într-un punct de funcţionare stabil şi o protejează la polarizarea inversă, supracurent şi supratensiune. Este proiectat pentru laserare în undă continuă. Curenţii de alimentare / reglare a temperaturii pot atinge 2,5 A la ieşirile amplificatorului dublu TCA 2465.

175

Vcc

6,7V

Vcc

Vcc

Vcc

Vcc

TC

A24

65

Elem

ent

Pelti

er

SFH

48E

1

Ajustare temperatura

Ajustare punct defunctionare DL

Fin Brut

Opr

ire

deur

gent

a

Fig.

9.2

0. D

rive

r pe

ntru

o a

rie

de d

iode

lase

r de

put

ere

4,7K

1,2K

2,2K

1K

BC

237

33

BS

S10

0

1M

0,47

uF

8,2K

+ -

10K

15K

4,7K

1N54

01

220u

F

220n

F

BZ

X55

C2V

4

1

220n

F

220n

F

BZ

X85

C3V

6

1K

Mon

itor

1N40

04

2,2

0,18

Lase

r+ -

BZ

X85

C3V

0

1

AP

uter

e D

L

VTe

mpe

ratu

ra

tR

~ 1

/ T

Term

isto

r

176

10. COMUNICAŢII PE FIBRĂ OPTICĂ

În ultimii ani industria telecomunicaţiilor a suferit schimbări dramatice şi în acelaşi timp remarcabile. Creşterea uluitoare a transferului de informaţii sub formă de voce, date, imagini a necesitat dezvoltarea unor sisteme de comunicaţii mai ieftine şi de mai mare capacitate, ceea ce a dus la o adevărată revoluţie în industria electronică şi de telecomunicaţii. Sistemele terestre de comunicaţie prin cabluri electrice sau unde radio şi-au atins de mult capacitatea maximă de transmisie, iar sistemele prin satelit au fost doar o soluţie temporară pentru cererea tot mai mare în capacitatea de transmisie.

A fost necesară, astfel, dezvoltarea unui sistem de comunicaţie de mare capacitate, de înaltă calitate şi în acelaşi timp economic. Comunicaţiile care folosesc lumina ca şi semnal purtător au primit astfel o mai mare atenţie. Din cauza atenuărilor atmosferice mari, comunicaţiile optice prin spaţiul liber s-au dovedit dificile de realizat şi nepractice în majoritatea cazurilor. Soluţia pentru care s-a optat şi care la ora actuală este deja larg răspândită în practică a fost folosirea sistemelor care folosesc cabluri cu fibre din plastic sau sticlă pentru ghidarea luminii de la sursă la destinaţie şi a căror denumire consacrată deja este de sisteme de comunicaţie pe fibră optică.

Capacitatea de transfer a informaţiei printr-un sistem de comunicaţie este direct proporţională cu banda sa; cu cât banda este mai mare cu atât şi capacitatea de transfer este mai mare. Capacitatea de transfer a unui sistem depinde direct proporţional de frecvenţa purtătoarei semnalului transmis. De exemplu, banda unui semnal radio VHF cu purtătoarea de 100MHz este de 10MHz (10%). Frecvenţa radiaţiilor luminoase folosite în transmisiile pe fibră optică este în domeniul 1014 – 1015 Hz. De aici rezultă o bandă teoretică de 105

10.1. Istoricul fibrelor optice

GHz (10%). Deşi în sistemele practice acest lucru nu este posibil din cauza dispersiilor, se poate lucra deja cu rate de transfer de ordinul GHz.

Semnalele luminoase au fost un mijloc de comunicare între oameni încă

din timpuri străvechi. Prima tentativă de a folosi un fascicol luminos pentru transmiterea informaţiei a avut-o însă Alexander Graham Bell în 1880, când a experimentat un aparat pe care l-a denumit fotofon. Fotofonul era un dispozitiv construit din oglinzi şi detectoare din seleniu care transmitea unde sonore cu ajutorul unui fascicol luminos. El nu a fost însă viabil şi nu a avut nici o aplicaţie practică.

177

Transmisia luminii prin spaţiul atmosferic s-a dovedit a fi nepractică datorită faptului că vaporii de apă, oxigenul, şi alte particule existente în aer atenuează şi absorb radiaţia luminoasă. Din această cauză singura modalitate practică este folosirea ghidurilor optice. În 1930 J.L.Bird şi C.W.Hansel au reuşit fiecare să transmită imagini TV printr-un cablu cu fibre optice fără înveliş. Câţiva ani mai târziu, H. Lamm a reuşit să transmită imagini printr-o singură fibră din sticlă, însă la acea dată aceste încercări au rămas doar la stadiul de experimente de laborator.

În 1951, A.C.S. van Heel, H.H. Hopkins şi N.S.Kapany au experimentat transmisia luminii printr-un mănunchi de fibre. Studiile lor au dus la realizarea endoscopului folosit în medicină. Termenul de fibră optică a fost folosit pentru prima dată de Kapany în 1956.

Inventarea laserului (putere de ieşire relativ mare, frecvenţă de modulare / bandă mare – ideal pentru sistemele de comunicaţie optică) în anii 60, a dus la accelerarea eforturilor de cercetare în domeniul comunicaţiilor pe fibră optică. În 1967, K.C. Kao şi G.A.Bockham de la Standard Telecommunications Laboratory din Anglia au propus un nou mediu de comunicaţie: fibrele optice cu înveliş.

Fibrele optice folosite în anii 60 aveau atenuări foarte mari (1000 dB/km) ceea ce a limitat folosirea lor la distanţe mici. În 1970 Kapron, Keck, si Maurer de la Corning Glass Works din New York au realizat o fibră optică cu pierderi mai mici de 2 dB/km. Acesta a fost un pas important în realizarea sistemelor de comunicaţie pe fibră optică. În anii care au urmat, permanenta îmbunătăţire a cablurilor cu fibre optice şi realizarea de detectori şi surse de lumină performante şi ieftine au deschis calea dezvoltării de sisteme de comunicaţii pe fibră optică eficiente şi de înaltă calitate şi capacitate.

10.2. Avantajele transmisiilor pe fibră optică Prezentăm câteva dintre avantajele transmisiilor pe fibră optică faţă de transmisiile convenţionale pe cabluri metalice: 1. Fibrele optice asigură o capacitate de transfer mai mare datorită benzii mai

mari corespunzătoare frecvenţelor din domeniul optic. Cablurile metalice prezintă capacităţi între conductori şi inductanţe de-a lungul lor. Aceste efecte nedorite acţionează ca “filtre trece jos” limitând banda de transmisie

2. Fibrele optice sunt imune la interferenţe electromagnetice. Fibrele din plastic sau din sticlă nu sunt conductoare electrice şi din această cauză nu sunt generatoare de câmp magnetic. În cablurile metalice, principala cauză a interferenţelor este inducţia magnetică dintre conductoarele vecine.

178

3. Fibrele optice sunt imune la interferenţe statice cum ar fi cele cauzate de fulgere, motoare electrice, lămpi fluorescente şi alte surse de zgomot. De asemenea, fibrele optice nu radiază energie în exterior (nici măcar optică) şi din această cauză nu sunt generatoare de interferenţe cu alte sisteme de comunicaţie. Aceasta le face deosebit de utile în aplicaţiile militare, unde efectele exploziilor nucleare (EMP – electromagnetic pulse interference) are consecinţe devastatoare şi asupra sistemelor de comunicaţie convenţionale.

4. Fibrele optice sunt mai sigure şi mai uşor de instalat şi întreţinut. Deoarece sunt izolatoare din punct de vedere electric, nu le sunt asociate tensiuni şi curenţi electrici. Pot fi folosite în medii lichide sau gazoase fără a exista pericolul de incendii sau explozii. Sunt mai mici ca dimensiuni şi mai uşoare decât conductoarele metalice. Din această cauză sunt mai uşor de mânuit, necesită spaţii de depozitare şi transport mai ieftin.

5. Fibrele prezintă o bună securitate a informaţiei pe care o transmit. Este aproape imposibil de a intercepta datele transmise prin fibrele optice fără ca utilizatorul să afle aceasta. Aceasta este o altă proprietate care le face deosebit de atractive.

6. Cablurile cu fibre optice au un timp de viaţă (exploatare) mai mare decât cablurile electrice. Aceasta se bazează pe toleranţele mari pe care le au la schimbările de mediu.

7. Deşi costurile de instalare ale unui sistem cu fibră optică complet nou încă le depăşesc pe cele pentru sistemele clasice, pe termen lung aceste costuri se reduc semnificativ.

10.3. Propagarea luminii prin fibra optică

Faptul că un mediu dielectric transparent cu indicele de refracţie mai mare decât cel al mediului care îl înconjoară poate ghida lumina a fost demonstrat de John Tyndall în 1870, într-un experiment în care s-a folosit de un jet de apă (fig. 10.1).

Fig. 10.1. Experimentul lui Tyndall.

179

În mod analogic lumina se poate propaga printr-o fibră optică fie prin reflexie totală internă fie prin refracţie. Felul în care se face această propagare depinde de modurile de propagare şi de profilul de indice al fibrei.

Analiza completă a performanţelor fibrelor optice se face prin aplicarea legilor lui Maxwell, aceasta fiind o abordare de o mare complexitate. Însă, pentru majoritatea aplicaţiilor practice, ecuaţiile lui Maxwell pot fi înlocuite cu modelul razelor luminoase din optică geometrică, care va asigura totuşi o analiză suficient de detaliată. Moduri de propagare În terminologia specifică a fibrelor optice mod înseamnă calea de propagare. Dacă există doar o singură cale de propagarea a luminii de-a lungul fibrei, propagarea se va face monomod. Dacă există mai multe căi, propagarea se va face multimod. În figura 10.2 sunt prezentate cele două tipuri de propagare (monomod şi multimod) printr-o fibră optică.

Fig. 10.2. Moduri de propagare: (a) monomod; (b) multimod.

Profilul de indice

Profilul de indice al unei fibre optice este reprezentarea grafică a indicelui de refracţie al miezului. Pe axa OX se trece indicele de refracţie, iar pe

180

axa OY distanţa radială de la axul fibrei. În figura 10.3 sunt prezentate profilele de indice pentru trei tipuri de fibre optice. Există două tipuri de bază de profile de indice: treaptă şi gradat. O fibră cu indice treaptă are un miez central cu un indice de refracţie uniform. Miezul este înconjurat de un înveliş cu un indice de refracţie de asemenea uniform dar mai mic decât cel al miezului. În figura 10.3 se poate observa că la fibrele cu indice treaptă există o schimbare bruscă a indicelui de refracţie la suprafaţa de separare dintre miez şi înveliş. Într-o fibră cu indice gradat indicele de refracţie al miezului este neuniform, fiind maxim în dreptul axei şi descrescător pe măsură ce ne îndepărtăm de axul fibrei, ajungând să devină egal cu cel al învelişului la suprafaţa de separare miez-înveliş.

Fig. 10.3. Tipuri de fibre şi de profile de indice: (a) monomod cu indice treaptă; (b) multimod cu indice treaptă; (c) multimod cu indice gradat.

181

10.4. Configuraţii tipice de fibre optice

Există trei configuraţii tipice de fibre optice: monomod cu indice treaptă, multimod cu indice treaptă şi multimod cu indice gradat. La fibrele monomod se mai folosesc şi alte tipuri de profile de indice în funcţie de performanţele urmărite (micşorarea dispersiilor, atenuărilor etc.) dar prezentarea acestora nu face obiectul unui material introductiv. Fibre monomod cu indice treaptă

O fibră monomod are un miez cu diametrul suficient de mic astfel încât să permită practic un singur mod de propagare a luminii (fig. 10.2.a). Acest tip de fibră este ilustrat în figura 10.3.a.

Valori tipice ale dimensiunilor transversale pentru acest tip de fibră sunt: diametrul miezului 2a < 10 µm, iar diametrul învelişului 2b > 5.2a (125 µm în mod tipic). Prin acest tip de fibră razele de lumină se propagă fără reflexie (axial) sau prin foarte puţine reflexii (para-axial). În consecinţă, toate razele vor urma aproape acelaşi drum şi deci vor parcurge fibra de la un capăt la altul aproximativ în acelaşi interval de timp. Acesta este un avantaj deosebit de important al fibrelor monomod care permite reducerea drastică a dispersiei (un impuls care intră în fibră va putea fi recepţionat la celălalt capăt deloc sau foarte puţin distorsionat sau alungit) chiar şi pe distanţe foarte mari. Aceasta permite obţinerea unei benzi sau rate de transfer mari (cea mai mare dintre toate fibrele optice). Ca dezavantaj faţă de celelalte tipuri de fibre este dificultatea de a confina lumina în fibră din cauza diametrului mic al miezului. Din această cauză fibrele monomod necesită surse de radiaţie cu o caracteristică de directivitate îngustă (divergenţă mică) cum sunt diodele laser. Costurile unui sistem cu fibre optice monomod sunt mai mari dar sunt compensate de performanţele cele mai bune: transmisii de mare capacitate la mare distanţă. Fibre multimod cu indice treaptă

Structura unei fibre multimod cu indice treaptă este prezentată în figura 10.3.b. Valori tipice ale dimensiunilor transversale pentru acest tip de fibră sunt: diametrul miezului 2a < 80 µm, iar diametrul învelişului 2b ≈ 2.

Diametrul mai mare al miezului decât la fibrele monomod permite propagarea razelor luminoase pe multiple căi (fig. 2.b). În consecinţă razele de lumină nu vor parcurge aceleaşi traiectorii şi deci timpul lor de propagare va fi diferit. Un impuls luminos care se va propaga prin fibră (şi care este constituit

2a (125 µm în mod tipic).

182

din numeroase astfel de raze cu înclinaţii diferite faţă de axul fibrei) va tinde să se alungească în durată (distorsionat). Astfel principalul dezavantaj al acestui tip de fibră este banda / capacitatea de transfer mult mai mică decât la fibrele monomod. Principalul lor avantaj este uşurinţa cu care poate fi cuplată lumina în fibră datorită diametrului mare al miezului, astfel încât sursele de lumină folosite putând fi şi LEDuri. Principala lor aplicaţie este în sisteme de transmisie nepretenţioase, cu cost redus, de mică capacitate şi de mică distanţă. Fibre multimod cu indice gradat O fibră cu indice gradat (fig.10.3.c) are un miez cu un indice de refracţie neuniform: maxim în axul central al fibrei şi descrescător spre periferie. Dacă la cele două tipuri de fibră prezentate mai sus lumina se propagă prin reflexie totală internă (caz particular al refracţiei) în cazul de faţă lumina se propagă prin refracţie. Razele care se propagă sub un anumit unghi (diferit de 0) faţa de axul fibrei se intersectează în mod continuu cu “interfeţe” de separare între un material mai dens şi unul mai puţin dens. În consecinţă razele sunt în mod continuu refractate, rezultând o continuă curbare a lor, traiectoriile lor devenind aproximativ sinusoidale (fig. 10.4).

Fig. 10.4. Traiectoriile razelor în miezul unei fibre cu indice gradat.

Razele care intră cu unghiuri de incidenţă mai mari vor urma traiectoriile cele mai exterioare şi deci cele mai lungi. Razele cu unghiuri de incidenţă mai mici vor urma traiectorii mai apropiate de axul fibrei şi deci cele mai scurte. Însă datorită faptului că indicele de refracţie scade spre exteriorul miezului şi viteza de propagare este invers proporţională cu indicele de refracţie, razele care se propagă pe traiectoriile cele mai exterioare se vor propaga cu viteza cea mai mare, deci într-un timp aproximativ egal cu cel al razelor para-axiale. Va rezulta o dispersie a unui impuls de intrare destul de mică (forma optimă a profilului de indice este cea parabolică). Acesta este principalul lor avantaj faţă de fibrele multimod cu indice treaptă. Valori tipice ale dimensiunilor transversale pentru acest tip de fibră sunt: diametrul miezului 2a < 50 µm, iar diametrul învelişului 2b ≈ 2.2a (125 µm în mod tipic). Diametrul mare al miezului permite cuplajul mai uşor al luminii în

183

fibră decât în cazul fibrelor monomod, dar dispersia lor rămâne totuşi mai mare. Aplicaţii tipice care folosesc fibre cu indice gradat sunt sistemele de transmisie la mică distanţă care necesită o dispersie redusă (rata de transfer mai mare).

10.5. Unghiul de acceptanţă şi conul de acceptanţă

Unghiul (conul) de acceptanţă al unei fibre optice se referă la capacitatea

fibrei de a colecta lumina printr-un capăt al ei. În figura 10.5 se prezintă căile posibile de propagare ale luminii printr-o fibră optică cu indice treaptă. - AA’: rază cu unghi de incidenţă 0 care se propagă de-a lungul axei fibrei

fără să sufere nici o refracţie; - BB’: rază cu un unghi de incidenţă mai mic decât unghiul limită αm

- CC’: rază cu unghiul de incidenţă α

, care se propagă prin fibră prin multiple reflexii totale interne;

m

- DD’: rază cu un unghi de incidenţă mai mare decât unghiul limită α

(cazul limită), care se propagă la suprafaţa de separaţie dintre miez şi înveliş;

m

, care se propagă prin înveliş. Acest ultim caz va fi rediscutat ulterior.

Fig. 10.5. Căile posibile de propagare ale luminii prin fibra optică cu indice treaptă.

184

Pentru a calcula unghiul limită (critic) αm

ccmma nnnn φφπθα cos)2sin(sinsin 111 =−==

aplicăm legea lui Snell:

, (10.1) unde:

- na indicele de refracţie al mediului înconjurător (pentru aer: na

2sinsin 21 πφ nn c =

= 1);

, (10.2) de aici rezultând sin αm

am nnn /sin 22

21 −=α

:

(10.3) şi αm

−= am nnn /arcsin 2

221α

:

. (10.4)

Unghiul αm se numeşte unghi de acceptanţă sau semi-unghiul conului

de acceptanţă şi defineşte unghiul maxim de incidenţă al razelor de lumină pentru care acestea se propagă de-a lungul fibrei. Conul de acceptanţă se obţine prin rotirea unghiului de acceptanţă în jurul axului fibrei (fig. 10.6). Razele de lumină incidente care se înscriu în interiorul acestui con se vor propaga de-a lungul fibrei prin multiple reflexii totale interne. Cu cât valoarea lui αm este mai mare cu atât cantitatea de lumină incidentă care se va transmite va fi mai mare (eficienţă de cuplaj a sursei de lumină mai bună). Razele exterioare acestui con se vor propaga prin înveliş şi în final se vor pierde necontribuind la propagarea informaţiei prin fibră.

Fig. 10.6. Conul de acceptanţă al unei fibre optice.

185

Apertura numerică

Apertura numerica (NA) este mărimea care permite măsurarea capacităţii unei fibre optice de a colecta lumina printr-un capăt al ei. Cu cât apertura numerică este mai mare, cu atât cantitatea de lumină care se va putea cupla de la o sursă de radiaţie externă va fi mai mare.

Pentru o fibră optică cu indice treaptă valoarea ei este produsul na

.sinαm

2122

21 )2(sin nnnnnNA ma ∆⋅=−== α

:

, (10.5) unde: )( 21 nnn −=∆ ; )(21 21 nnn += . Pentru o fibră optică cu indice gradat, din cauză că indicele de refracţie al miezului este variabil, putem defini doar o apertură numerică locală, dependentă de distanţa radială r faţă de axul fibrei:

22

2 )()( nrnrNA −= . (10.6) Exemplu: Pentru o fibră multimod cu indice gradat cu un miez din sticlă (n1 = 1,5) şi un înveliş de cuarţ (n2 = 1,46) determinaţi unghiul de acceptanţă (αm) şi apertura numerică (NA). Mediul extern este aerul (na

°=−=−= 2.2046.15.1arcsinarcsin 2222

21 nnmα

= 1). Soluţie: Înlocuind valorile date în ecuaţia 10.4 obţinem:

şi în ecuaţia 10.5 obţinem:

344.02.20sinsin =°== mNA α .

186

10.6. Pierderi în cablurile cu fibre optice

Pierderile în transmisiile pe cabluri cu fibre optice se numără printre cele mai importante caracteristici ale fibrelor optice de care trebuie să se ţină seama. Pierderile în fibrele optice se caracterizează prin atenuarea puterii luminoase transmise şi prin distorsionarea formei semnalului transmis, ceea ce reduce banda, eficienţa şi performanţa totală a sistemului. Principalele pierderi în fibrele optice sunt:

- Atenuările datorate absorbţiei; - Atenuări datorate împrăştierii Rayleigh; - Pierderile de flux; - Atenuările de cuplaj; - Dispersia modală; - Dispersia cromatică (intramodală).

Atenuările datorate absorbţiei

Atenuările prin absorbţie în fibrele optice sunt analogice cu disiparea de putere în firele conductoare de cupru. Atenuările de absorbţie pot fi intrinseci când lumina (fotonii) este absorbită de atomii moleculelor materialului din care este realizat miezul fibrei sau extrinseci când lumina este absorbită de atomii impurităţilor cu care este contaminată fibra. În ambele cazuri atomii respectivi absorb lumina realizând tranziţii între nivele energetice (absorbţie electronică) sau stări vibratorii (absorbţie vibraţională) diferite. Puritatea sticlei folosită la fabricarea fibrelor optice este de 99.9999% (1ppm impurităţi). Chiar şi aşa pierderile datorate absorbţiei au valori tipice cuprinse între 0.1 şi 1000 dB/km. Sunt trei factori principali care contribuie la absorbţia în fibrele optice: absorbţia în ultraviolet (UV), absorbţia în infraroşu (IR) şi absorbţia prin contaminarea cu ioni de impurităţi (rezonanţă ionică). Absorbţia în UV este de tip intrinsec şi este cauzată de absorbţia fotonilor de către electronii de valenţă din materialul din care este fabricat miezul fibrei (uzual SiO2

Absorbţia prin rezonanţă ionică este cauzată de ionii OH

). În urma absorbţiei de fotoni, aceşti electroni trec în banda de conducţie (pe un nivel energetic superior). Absorbţia în IR este tot de tip intrinsec şi este cauzată de absorbţia fotonilor de către atomii moleculelor materialului din care este fabricat miezul fibrei. Fotonii absorbiţi sunt convertiţi în mişcări vibraţionale aleatoare ale atomilor care se disipă sub formă de căldură.

- din material, care cauzează absorbţii vibraţionale. Sursa acestor ioni sunt moleculele de apă care au ajuns în sticlă în timpul procesului de fabricaţie. Alte

187

cauze ale absorbţiei ionice pot fi impurificările cu ioni metalici: Cu2+, Fe2+, Cr3+, Ni2+ etc. care cauzează absorbţii electronice. Atenuări datorate împrăştierii Rayleigh În timpul procesului de fabricaţie, sticla este extrudată (trasă în fibre lungi de diametru foarte mic). În timpul acestui proces, sticla se găseşte într-o stare plastică (nici lichidă, nici solidă). Tensiunea aplicată sticlei în timpul procesului determină apariţia în sticlă, pe măsură ce ea se răceşte, a unor neregularităţi submicroscopice, care vor rămâne permanente în fibra optică. Când razele de lumină care se propagă de-a lungul fibrei întâlnesc astfel de neregularităţi, ele suferă difracţii. Difracţiile cauzează dispersia (împrăştierea) razelor luminoase în numeroase direcţii. Unele dintre aceste raze împrăştiate îşi vor continua propagarea de-a lungul fibrei, altele vor trece prin înveliş şi se vor pierde. Acestea din urmă vor determina o pierdere de putere a semnalului transmis, denumită şi pierdere prin împrăştiere Rayleigh.

În figura 10.7 este prezentată dependenţa atenuărilor prin absorbţie şi prin împrăştiere Rayleigh în funcţie de lungimea de undă a semnalului optic transmis.

Fig. 10.7. Pierderi în fibra optică datorate absorbţiei şi împrăştierii Rayleigh.

188

Valori tipice ale atenuărilor prin fibrele optice în sistemele care sunt la ora actuală în exploatare sunt de 0.5…1 dB/km. În sistemele avansate se folosesc fibre cu atenuări de 0.1…0.3 dB/km, iar în sistemele de laborator fibre cu atenuare de 0.1 dB/km. Pierderile de flux Pierderile de flux sunt datorate curburilor la care este supusă fibra optică. În principal, există două tipuri de astfel de curburi: microcurburile şi curburile cu rază constantă. Microcurburile apar datorită diferenţei dintre coeficienţii de contracţie termică ai miezului şi învelişului fibrei. O microcurbură va determina o discontinuitate în fibră, ceea ce poate duce la apariţia de pierderi prin împrăştiere Rayleigh. Curburile cu rază constantă pot să apară când cablurile sunt îndoite în momentul instalării lor. Datorită acestor curburi se poate întâmpla ca razele cele mai oblice (modurile de ordin superior) să treacă în înveliş şi apoi să se piardă. Atenuările de cuplaj Atenuările de cuplaj pot apare la conexiunea emiţător - fibră optică, la îmbinările dintre fibrele optice şi la conexiunea fibră - receptor. Ele sunt generate cel mai adesea de unele dintre următoarele erori de aliniere: nealiniere transversală, nealiniere longitudinală, nealiniere unghiulară precum şi de finisajul imperfect al capetelor fibrelor. Aceste tipuri de erori sunt prezentate în figura 10.8.

Nealinierea transversală este ilustrată în figura 10.8.a şi este datorată nealinierii axelor celor două fibre care se îmbină. Atenuarea datorată acestui tip de nealiniere poate lua valori de la 0.2dB la câţiva dB. Această atenuare poate fi neglijată dacă offsetul transversal este mai mic decât 5% din diametrul miezului celei mai subţiri dintre fibre. Nealinierea longitudinală este ilustrată în figura 10.8.b şi adeseori mai este denumită separare la capete. Când se fac îmbinări între fibre prin sudură (splice) este esenţial ca fibrele să vină în contact. Atenuarea datorată acestui tip de nealiniere este proporţională cu offset-ul transversal. În cazul în care nu este posibil să se elimine total această nealiniere, ca de exemplu în cazul îmbinărilor prin cuploare, se poate introduce un material adaptor de indice între capetele fibrelor. Nealinierea unghiulară este ilustrată în figura 10.8.c. Pentru un offset unghiular mai mic de 2°, atenuarea datorată acestui tip de nealiniere va fi mai mică de 0.5dB. Finisajul imperfect al capetelor fibrelor este ilustrat în figura 10.8.d. Fibrele trebuie să fie tăiate la capete, pe cât posibil perpendicular şi şlefuite

189

pentru a se potrivi la perfecţie. Dacă unghiul la care sunt tăiate capetele fibrelor diferă faţă de direcţia perpendiculară cu un unghi mai mic de 3°, atenuarea va fi mai mică de 0.5dB.

Fig.10.8. Erori de aliniere ale capetelor fibrelor: (a) nealiniere transversală; (b) nealiniere longitudinală; (c) nealiniere unghiulară; (d) finisaj imperfect la capetele fibrelor.

Dispersia modală Dispersia modală este cauzată de diferenţa dintre timpii de propagare ai razelor care parcurg traiectorii diferite de-a lungul fibrei. Evident, dispersia modală va apare în fibrele multimod. Ea poate fi redusă foarte mult in fibrele cu indice gradat şi eliminată prin folosirea fibrelor monomod.

190

Dispersia modală determină alungirea unui impuls luminos pe măsură ce acesta se propagă de-a lungul fibrei. Dacă această împrăştiere este accentuată, se poate întâmpla ca impulsuri consecutive să se suprapună (interferenţă simbolică). Într-o fibră multimod cu indice treaptă, raza care se propagă axial va parcurge fibra în timpul cel mai scurt. Raza care se va propaga sub unghi apropiat de unghiul critic (raza de mod maxim) va parcurge fibra prin reflexii totale, multiple, la suprafaţa de separaţie miez-înveliş şi va parcurge traiectoria cea mai lungă şi în consecinţă se va propaga în intervalul de timp cel mai lung (vezi figura 10.2.b). Dacă aceste raze reprezintă componentele extreme ale unui mănunchi de raze emise simultan şi care compun un impuls luminos emis de o sursă de radiaţie, razele componente ale impulsului vor ajunge la capătul fibrei în intervale de timp diferite şi vor determina alungirea / distorsionarea impulsului iniţial. Acest fenomen se numeşte dispersie modală şi are ca efecte, pe lângă alungirea impulsului iniţial, scăderea amplitudinii lui. În cazul fibrelor monomod cu indice treaptă, din cauză că diametrul lor este foarte mic, razele luminoase vor parcurge traiectorii cu aproximativ aceeaşi lungime şi vor ajunge la celălalt capăt al fibrei în acelaşi interval de timp (vezi figura 10.2.a). Drept consecinţă nu se va produce alungirea impulsului luminos transmis. La propagarea unui impuls luminos printr-o fibră multimod cu indice gradat, razele componente ale acestui impuls luminos vor parcurge traiectorii diferite (deci de lungimi diferite – vezi figura 10.4). Datorită faptului că indicele de refracţie este variabil (descrescător spre periferie) razele care se propagă pe traiectoriile cele mai îndepărtate de miez, care sunt şi cele mai lungi, se vor propaga cu o viteză mai mică. Pentru un indice de profil optim ales (de obicei parabolic) va rezulta o egalizare a timpilor de propagare a razelor componente ale impulsului luminos emis, în consecinţă dispersia modală fiind mult atenuată. În figura 10.9 este ilustrată relaţia relativă durată-amplitudine a unui impuls luminos pe măsură ce acesta se propagă de-a lungul unei fibre optice. Se poate observa că, pe măsură ce distanţa parcursă prin fibră creşte, razele luminoase care compun impulsul se împrăştie în timp, ceea ce cauzează o alungire a impulsului şi o scădere a amplitudinii lui. Se poate observa, de asemenea, că, la un moment dat impulsul luminos va interfera cu cel care îl urmează. Acest fenomen (interferenţa simbolică) este o sursă importantă de erori în transmisiile de semnale digitale. Apariţia lui poate fi împiedicată fie prin alegerea adecvată a tipului de fibră (cel mai indicat) sau printr-o alegere adecvată a modului de codificare a datelor (exemplu : banda obţinută pentru o codificarea UPRZ este dublă faţă de cea pentru o codificare UPNRZ).

191

Fig. 10.9. Efectul dispersiei într-o transmisie digitală pe fibră optică. Diferenţa dintre timpii absoluţi de propagare ai celei mai lente şi celei mai rapide raze care se pot propaga printr-o fibră optică multimod se numeşte constanta de dispersie (∆t) a fibrei şi se exprimă în ns/km. Dispersia totală (∆T) va fi egală cu produsul dintre constanta de dispersie (∆t) şi lungimea totală a fibrei (L):

)()( kmLkmnstnsT ×

∆=∆ (10.7)

Dispersia cromatică

Indicele de refracţie al unui material depinde de lungimea de undă a razelor luminoase care se propagă. Sursele de radiaţie luminoasă, cum ar fi LEDurile, emit lumină într-un spectru destul de larg de frecvenţe (deci şi de lungimi de undă). Diodele laser emit într-un spectru mult mai îngust, aproape monocromatic, dar nici acesta nu poate fi neglijat. Fiecare lungime de undă componentă a unei astfel de surse de radiaţie se va propaga cu o viteză diferită (v = c / n(λ)). Ca urmare, raze luminoase având lungimi de undă diferite, care sunt emise simultan de o astfel de sursă de radiaţie şi care se vor propaga de-a lungul fibrei vor ajunge la celălalt capăt al fibrei în timpi diferiţi. Va rezulta o distorsionarea a semnalului transmis denumită dispersie cromatică. Dispersia cromatică este dispersia predominantă în fibrele monomod. Ea poate fi redusă şi eliminată prin alegerea adecvată a tipului de fibră şi a tipului de sursă (spectru cât mai îngust şi lungime de undă adecvată). Astfel, s-a constatat că, la fibrele din sticle, această dispersie este foarte mică la o lungimea de undă a

192

radiaţiei luminoase transmise de cca. 1300 nm. Prin modificarea parametrilor constructivi ai fibrei (profil de indice, material) această valoare a lungimii de undă poate fi deplasată la o altă valoare (de exemplu la 1550nm – care este lungimea de undă la care atenuările sunt minime) sau poate fi extinsă la un domeniu ∆λ de lungimi de undă.

10.7. Sisteme de comunicaţie pe fibră optică În figura 10.10 este prezentată schema bloc simplificată a unei căi de comunicaţie pe fibră optică.

Fig. 10.10. Legătură pe fibră optică.

Cele trei blocuri mari ale sistemului sunt emiţătorul, receptorul, şi ghidul optic (fibra optică). Emiţătorul se compune dintr-o interfaţă analogică sau digitală, un convertor tensiune-curent, sursa de lumină şi cuplorul sursă–fibră. Ghidul optic este o fibră optică din sticlă sau plastic. Receptorul se compune dintr-un cuplor fibră–detector, detectorul de lumină, convertorul curent-tensiune, care are şi rolul de amplificator şi interfaţa analogică sau digitală. Într-un emiţător pentru fibră optică, sursa de lumina poate fi modulată fie printr-un semnal analogic fie printr-unul digital. Interfaţa de intrare face adaptare de impedanţă şi de nivel de semnal cu circuitul de intrare.

Convertorul tensiune-curent serveşte drept interfaţă electrică între circuitul de intrare şi sursa de lumină. Sursa de lumină poate fi LED sau diodă

193

laser (LD). Fluxul luminos emis de LED sau LD este proporţional cu curentul care le parcurge. Din aceasta cauză nu mai este necesară modularea semnalului de intrare, aceasta făcându-se direct prin curentul obţinut prin conversia semnalului de intrare cu ajutorul convertorului tensiune – curent.

Cuplorul emiţător–fibră este o interfaţă mecanică. Rolul lui este să cupleze cât mai eficient lumina emisă de sursa de lumină în fibra optică. Fibra optică se compune dintr-un miez şi un înveliş din sticlă sau plastic şi o cămaşă de protecţie din plastic. Cuplorul fibră–receptor este de asemenea un cuplor mecanic. Rolul său este de a cupla, cu o eficienţă cât mai mare, lumina care iese din fibra optică la detectorul de lumină.

Detectorul de lumină este cel mai adesea o fotodiodă PIN sau o fotodiodă în avalanşă (APD – Avalanche Photodiode). Fotodioda converteşte energia luminoasă în curent. Este necesar un convertor curent – tensiune care să amplifice şi să convertească acest curent în tensiune.

Interfaţa analogică sau digitală de la ieşirea receptorului este o interfaţă electrică. Ea face adaptarea de impedanţă şi de nivel de semnal cu circuitul de ieşire. Bugetul de flux

Cea mai importantă ecuaţie folosită în proiectarea unui sistem de transmisie pe fibră optică (a cărui schemă simplificată este prezentată în figura 10.11) se numeşte buget de flux şi este descrisă în ecuaţia 10.8 :

Fig. 10.11. Schema simplificată a unui sistem de transmisie pe fibră optică.

MACRCCTCR

T AALAAANASP

++⋅++⋅+= 0lg10 (10.8)

Unde: PT – puterea optică furnizată de sursa de radiaţie a emiţătorului;

PR – puterea optică care ajunge la fotodetectorul receptorului; SR – pragul de sensibilitate al fotodetectorul

ATC – atenuarea de la cuplajul emiţător-fibră; ACR – atenuarea de la cuplajul fibră-receptor;

194

ACC – atenuarea unei îmbinări dintre două tronsoane de fibră ; N – numărul de îmbinări ( N = nr. tronsoane –1; Ltronson = L / (N+1) ); A0 – atenuarea pe unitatea de lungime a fibrei [dB/km]; L – lungimea totală a fibrei ;

AA – atenuări adiţionale (degradare + conectică + proiectare + margine de întreţinere) ;

AM

R

RM S

PA log10=

– marginea de flux:

. (10.9).

La proiectarea unui sistem dat, în care lungimea L este fixă, se aleg celelalte mărimi care depind de tipul sursei de radiaţie, fotoreceptorului, fibrei, conectorilor folosiţi etc. astfel încât să obţinem o margine de flux AM pozitivă pentru ca transmisia să fie posibilă. Cu alte cuvinte este necesar ca fluxul optic PR care ajunge la fotodetector să depăşească pragul de sensibilitate SR al acestuia (ecuaţia 10.9). Există şi o limită superioară pentru ca răspunsul fotodetectorului să fie liniar, dar această discuţie depăşeşte deja cadrul prezentării de faţă. Cu cât această margine de flux este mai mare, cu atât probabilitatea de apariţie a erorilor în transmisie este mai mică . Observaţie: Pin – puterea optică la intrarea în fibră şi Pout – puterea optică la ieşirea din fibră diferă de PT, respectiv PR datorită atenuărilor de cuplaj - ATC, respectiv ACR

in

TTC P

PA log10=

:

, (10.10)

R

outCR P

PA log10= . (10.11)

195

GLOSAR

AO Amplificator operaţional APD “Avalanche Photodiode” CI Circuit integrat CMR “Common Mode Rejection”: rejecţia semnalului de mod comun CMRR “Common Mode Rejection Ratio”: factorul de rejecţie al

semnalului de mod comun a confina “to confine”: ţinerea “captivă” a luminii în F.O. CTR “Current Transfer Ratio”: factorul de transfer în curent (FTC) DCE “Data Communication Equipment”: echipament de comunicaţie

folosit în transmisiile de date (exemplu: modemul) DTE “Data Terminal Equipment”: echipament terminal folosit în

transmisiile de date (exemplu: calculatorul) FET “Field Effect Transistor”: tranzistor cu efect de câmp fotocurent Curent generat la iluminarea unei joncţiuni dintr-un material

semiconductor fotopic Spectrul de sensibilitate al ochiului uman adaptat la lumină GCC Generator de curent comandat IC “Integrated Circuit”: circuit integrat (CI) IR “Infra-Red”: radiaţie luminoasă în domeniul infra-roşu IRED “Infra-Red LED”: LED cu emisie în infraroşu LASER “Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation”:

amplificarea luminii prin emisia stimulată a radiaţiei (luminoase). LD “Laser Diode”: diodă laser LED “Light Emitting Diode”: diodă electroluminiscentă MASER “Microwave Amplification by Stimulated Emission of

Radiation”: amplificarea microundelor prin emisia stimulată a radiaţiei

MOV “Metal Oxid Varistor”: varistor cu oxizi metalici n- Strat semiconductor slab dopat cu purtători de tip n (electroni) n+ Strat semiconductor puternic dopat cu purtători de tip n

(electroni) NA “Numerical Aperture”: apertura numerica a unei fibre optice NAND Poartă care realizează funcţia logică ŞI negat NIL Nivelul inferior de laserare: nivelul energetic al atomului pe care

cad electronii în timpul tranziţiei radiative NSL Nivelul superior de laserare: nivelul energetic al atomului de pe

care cad electronii în timpul tranziţiei radiative p- Strat semiconductor slab dopat cu purtători de tip p (goluri) p+ Strat semiconductor puternic dopat cu purtători de tip p (goluri)

196

PD “Photo-Diode”: fotodiodă PIN P-Intrinsec-N PISO “Parallel Input / Serial Output”: registru de deplasare cu intrări

paralele şi ieşire serială PWM “Pulse Width Modulation”: modulaţia în lăţime a impulsurilor. RAN Regiunea activă normală RN Reacţie negativă Rx “Receiver”: bloc / circuit de recepţie scotopic Spectrul de sensibilitate al ochiului uman adaptat la întuneric SIPO “Serial Input / Parallel Output”: registru de deplasare cu intrare

serială şi ieşiri paralele snubber RC Circuit de protecţie pentru dispozitive în comutaţie transzorbs Diode absorbante ale perturbaţiilor (diode Zenner ultrarapide de

putere) Tx “Transmitter”: bloc / circuit de emisie UPNRZ “Uni-Polar Non-Reduced to Zero”: metodă de codificare a

datelor în transmisiile de semnal binar UPRZ “Uni-Polar Reduced to Zero” : metodă de codificare a datelor în

transmisiile de semnal binar UV “Ultra Violet”: radiaţie luminoasă în domeniul ultraviolet

197

BIBLIOGRAFIE [1] Brunner Witlof, Junge Klaus, Wiessensspeicher Lasertechnik. 3-343-

00204-6, VEB Fachbuchverlag, Leipzig, 1989. [2] Davis Christopher C., Lasers and Electro-Optics. Fundamentals and

Engineering. 0-521-48403-0, Cambridge University Press, Cambridge, UK, 1996.

[3] Dereniak E. L., Boreman G. D., Infrared Detectors and Systems. 0-

471-12209-2 John Wiley & Sons, Inc., 1996. [4] Ebeling Karl Joachim, Integrated Optoelectronics.Waveguide Optics,

Photonics, Semiconductors. 3-540-54655-3, Springer-Verlag, Berlin, 1992.

[5] EuroPhotonics, A Laurin Publication, 2000-1997. [6] Gowar John, Optical Communication Systems. 0-13-638727-6 Prentice

Hall Series in Optoelectronics, Prentice Hall, New York, London, Toronto, 1993.

[7] Hecht Jeff, Understanding Lasers. An Entry-Level Guide. Understanding

Science & Technology Series, 0-87942-296-3, IEEE Press, The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc, New York, 1992.

[8] Hecht Jeff, Understanding Fiber Optics. 0-672-30350-7, SAMS

Publishing (a division of Prentice Hall Computer Publishing), Indianapolis, IN, 1993.

[9] Herrmann Klaus, Walther Ludwig, Wiessenspeicher Infrarottechnik. 3-

343-00498-7, Fachbuchverlag Leipzig, 1990. [10] Hewlett Packard, Optoelectronics Designer’s Catalog 1993. 5091-

4573E, Hewlett Packard Co., Printed in the U.S.A. [11] Hewlett-Packard, Optoelectronics/Fiber-Optics Applications Manual. 0-

07-028606-X, HP Company, 1981. [12] IEEE Journal of Lightwave Tecjnology, 1999-1993.

198

[13] Laser Focus, The ’96 Laser Focus Buyers Guide: Global Electro-Optic

Products, Services and Companies., PenWell Publishing Company, Vol. 31, Laser Focus World, December 1996.

[14] Laser Focus World, PenWell Publishing Company, 2000-1995. [15] Lightwave Technology, PenWell Publishing Company, 1999-1997. [16] Nishimara Hiroshi, Haruna Masamitsu, Suhara Toshiaki, Optical

Integrated Circuits. McGraw-Hill Optical and Electro-Optical Engineering Series, 0-07-046092-2 McGraw-Hill Book Company, New York, San Francisco, 1989.

[17] Photonics Spectra, A Laurin Publication, 2000-1996. [18] Ross Douglas A., Optoelectronic Devices and Optical Imaging

Techniques. 0-333-25335, MacMillan Press, Ltd., London, 1979. [19] Saleh Bahaa E. A., Teich Malvin Carl, Photonics. Wiley-Interscience,

0-471-83965-5, John Wiley & Sons, Inc., New York, 1991. [20] Schneider Herbert A., Zimmer Hellmut, Physik fur ingenieure. Band 2:

Optik und Struktur der Materie. 3-343-00174-0, Fachbuchverlag GmbH Leipzig, 1991.

[21] Seippel Robert G., Optoelectronics for Technicians and Engineering. 0-

13-638404-8, Prentice-Hall Inc., Englewood Cliffs, New Jersey, 1989. [22] Siemens, Optoelectronic Liquid Cristal Displays. B 1668.101 Data Book.

Siemens AG, Produkt-Information, Muenchen, 1988. [23] Siemens, Semiconductors. Technical Information and Characteristic

Data for Students. 3-8009-1567-7, Siemens Aktiengesellschaft, Berlin, Munich, 1990. Cap. 4: Optoelectronic Semiconductors, pag. 82 - 105.

[24] Smith Desmond, Optoelectronic Devices. Prentice Hall International

Series in Optoelectronics, 0-13-143769-0, Prentice Hall International, London, NewYork, 1995.

[25] Sporea Dan, Bârcă-Gălăţeanu Şerban, Circuite optoelectronice.

Editura Militară, Bucureşti, 1986.

199

[26] Sporea Dan, Bârcă-Gălăţeanu Şerban, Optoelectronică. Dispozitive şi

aplicaţii. Editura Militară, Bucureşti, 1983. [27] Tamir Theodor, Guided-Wave Optoelectronics. 3-540-52780-X Springer

Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1990. [28] Wilson J., Hawkes J. F. B., Optoelectronics. An Introduction. 0-13-

638461-7, Prentice Hall International (UK) Ltd., NY, London, Tokyo, 1989.

[29] Wood David, Optoelectronic Semiconductor Devices. Prentice Hall

Inter-national Series in Optoelectronics, 0-13-638750-0, Prentice Hall International, New York, London, 1994.

[30] Yariv Amnon, Optical Electronics. 0-03-047444-2, Saunders College

Publishing, Philadelphia, Chicago, 1991. [31] Yeh Chai, Handbook of Fiber Optics. Theory and Applications.

Academic Press, San Diego, New York, Boston, 1990.