Logical digital circuits

Cap 4. Circuite basculante

Exploatarea fenomenului de comutaie se face att n cazul circuitelor cu elemente discrete (cum este cazul circuitelor basculante cu

tranzistoare), ct i in cazul structurilor integrate (i n particular n cazul circuitelor logice).

Un circuit basculant, numit i trigger, este un circuit care i poate schimba starea, schimbare numit basculare.

Schimbarea strii se produce fie datorit unei reacii pozitive, fie datorit unei rezistene negative prezente n circuit. n afara strilor de basculare reacia pozitiv este inactiv, iar o eventual rezisten negativ devine pozitiv.

Un circuit basculant este constituit din amplificatoare cuplate,

amplificatoare operaionale cu reacii adecvate sau pori logice.

Tranziiile de ieire au loc cu viteze mari, dependente de structura intern a circuitului.

Tipuri de circuite basculante

Starea n care se poate gsi un circuit basculant la un moment dat poate fi starea stabil sau starea cvasistabil.

Din punct de vedere al succesiunii acestor stri circuitele basculante se pot clasifica n:

- circuite bistabile (dou stri stabile);

- circuite monostabile (o stare stabil i una cvasistabil);

- circuite astabile (nu au stri stabile, ci dou stri cvasistabile).

Funcionarea circuitelor basculante exploateaz caracteristicile de transfer de tip neunivoc ale acestor

circuite.

Comparator cu histerezis

fr inversare

Pentru a-i putea schimba starea un astfel de circuit trebuie s memoreze starea n care se afla la un moment dat. Ele utilizeaz n acest scop caracteristicile neliniare ale elementelor de circuit. Din acest motiv ele se mai

numesc i circuite neliniare cu memorie. Un caz particular de circuite cu memorie l constituie comparatoarele cu histerezis.

Un circuit care prezint o reacie pozitiv este instabil i va evolua rapid ctre una din strile stabile n funcie de semnalul de intrare aplicat. n cazul unui amplificator operaional cele dou stri sunt starea de saturaie pozitiv i respectiv cea de saturaie negativ.

Comparator cu hiterezis, fara

inversare, cu AO

a. b.

Figura 4.1. Comparator cu histerezis fr inversare (a) i caracteristica sa de transfer (b)

V2max

+

-

R1 R2

V1

V2

Vd

V1

V2min

V1 V1

V2

Tensiunea diferenial de intrare n amplificatorul operaional este determinat de contribuiile tensiunii de intrare V1 i a tensiunii de ieire V2 fiind calculabil cu relaia (4.1):

Tensiunea de ieire poate avea dou stri pe care le notm cu V2min i V2max.

V VR

R RV

R

R Rd

1

2

1 2

22

1 2

Comparator cu hiterezis, cu

inversare, cu AO

a. b.

Figura 4.2. Comparator cu histerezis cu

inversare

V2

V

Vd

+

-

R1

R2V1

V2V2max

V2min

V1V1 V1

Dac semnalul de intrare se aplic intrrii inversoare, atunci comparatorul devine cu inversare (figura 4.2.a) i caractersistica sa se modific conform figurii 4.2.b.

Bilanul de tensiuni se exprim matematic prin expresia 4.4.

V V V VR

R RVd

1 2

1

1 2

1

Comparatoare cu histerezis

Pentru ambele tipuri de comparatoare trecerea dintr-o stare n alta se face brusc prin transferarea punctului de funcionare de la o valoare extrem la alt valoare extrem.

Tensiunea de ieire se menine la o valoare constant att timp ct tensiunea de intrare nu depete valoarea de prag datorit reaciei pozitive aplicate la intrare.

Pragurile depind numai de valorile limit ale tensiunii de ieire (i nu depind de tipul AO):

Durata tranziiilor de ieire depinde numai de parametrii amplificatorului indiferent de viteza de variaie a tensiunii de intrare.

VR

R RV1

1

1 2

2'

max

VR

R RV1

1

1 2

2"

min

CBB cu TB

Circuitele basculante bistabile sunt circuite neliniare

de formare cu memorie avnd dou stri stabile.

Trecerea dintr-o stare n alta se face cu ajutorul unei comenzi externe.

In mod uzual CBB contin 2 amplificatoare inversoare

cuplate intrare/iesire

CBB cu 2 etaje cuplate rezistiv

CBB cu tranzistoare

bipolare este un montaj

simetric coninnd dou etaje de amplificare

cuplate rezistiv (figura

4.3).

Simetria este dat de faptul c:

RC1=RC2=RC ; C1=C2=C ;

R1=R2=R ; RB1=RB2=RB

Figura 4.3. Circuit basculant bistabil simetric

RC1

VC1 VC2

-EB

+EC

UB1 UB2RB1RB2

T1 T2

R1 R2

C1 C2RC2

Functionarea CBB cu TB (1)

Rezistoarele R i RB constituie un divizor de tensiune care asigur polarizarea intrrii unuia din etaje cu tensiunea de ieire a celuilalt.

Condensatorul C transmite salturi de tensiune de la

ieirea unui etaj la intrarea celuilalt. Cnd unul din tranzistoare este blocat cellalt este saturat sau n conducie. Cele dou tranzistoa-re se afl n dou stri stabile complementare.

Dac unul din curenii de colector este nul atunci cellalt este diferit de zero. Din ndeplinirea condiiei de complementaritate se dimensioneaz sursa EB.

Functionarea CBB cu TB (2)

Atunci cnd psf-urile tranzistoarelor se gsesc ambele n zona activ, datorit simetriei, ar trebui ca iC1 = iC2. Datorit reaciei pozitive schema este adus rapid n una din strile stabile, nefiind posibil egalitatea celor doi cureni.

Dac se aplic un impuls n baza lui T1 atunci se declaneaz urmtorul proces regenerativ (proces n avalan): IC1 crete, VRc1 crete, VC1 scade, VRc2 scade, IC2 scade, VB1 crete, VC1 scade, VRc1 crete, IC1 crete.

Acest proces se finalizeaz, datorit reaciei care are loc, cu blocarea lui T2 i saturarea lui T1. Procesul decurge simetric i atunci cnd se aplic un impuls n baza lui T2.

Conditia de saturatie a TB (1) Condiia pentru existena celor dou stri stabile rezult din posibilitatea

de saturare a celor doi tranzistori, exprimat prin condiia de cureni n cele ce urmeaz.

Pentru T1 saturat, T2 blocat:

(4.8), (4.9)

condiia fiind : (4.10)

Pentru T1 blocat, T2 saturat:

(4.11),(4.12)

rezultnd condiia:

(4.13)

IE

RC

c

Csat1

1

, IE U

R RB

c D

C1

2 2

II

B

C sat

1

1

1

min

IE

RC

c

Csat2

2

, IE V

R RB

c D

C2

1 1

II

B

C sat

2

2

2

min

Conditia de saturatie a TB (2)

Cele dou condiii sunt echivalente cu impunerea unei restricii rezistoarelor de polarizare de tipul:

(4.14)

Se poate arta c dac este ndeplinit condiia (4.14) factorul de amplificare al buclei de reacie pozitiv este supraunitar. Dac se consider semnalul de intrare aplicat bazei unuia din tranzistoare i semnalul de ieire n colector, pentru un tranzistor cu rezistena de intrare Rin, se obine:

RR

E

E

R

RC

C

b

B

C

1

1

AR

RR

RR

R

Ru

C

in

B

in

C

1

1

CBB JK cu TB

Figura 4.4. Circuit basculant bistabil de tip JK cu tranzistoare

RB2

J

RC1

-EB

+EC

VB1

VB2RB1

T1T2

R1 R2

C1 C2 RC2Rd1Rd2

KCd1 Cd2

D1 D2

QQ/

T

Circuitul basculant bistabil JK este prezentat n figura 4.4. Grupurile Cd, Rd sunt circuite de derivare iar diodele D1 i D2 suprim impulsurile de comand pozitive. Semnalul de comand se aplic n colector.

Functionarea CBB JK cu TB

Dac se presupune starea iniial caracterizat de T1 blocat i T2 saturat (Q = 0), dioda D1 este uor polarizat invers iar dioda D2 este puternic polarizat invers (avnd pe anod VCEsatT2 iar pe catod +Ec).

Prin aplicarea unui semnal de comand rectangular pe intrarea K rezult n urma diferenierii un impuls ascuit ce nu poate trece de dioda D2 (cu excepia situaiei cnd aceasta se strpunge) i deci nu modific starea circuitului.

Dac se aplic o comand similar pe intrarea J, atunci impulsul negativ rezultat prin derivare, transmis prin divizorul R1-RB1 determin blocarea lui T2 pe care l-am presupus saturat, ceea ce atrage imediat

saturarea lui T1 determinnd schimbarea strii circuitului. n noua stare are efect doar comanda K, funcionarea fiind similar celei descrise anterior.

Comanda CBB JK

Figura 4.5. Impulsul de comand i

derivata sa

dVJ(K) /dt

VJ(K)

tt

t

Formele de und corespunztoare comenzilor sunt reprezentate n figura 4.5.

Din punct de vedere logic semnalul de ieire se poate determina prin metode clasice de sintez considernd J, K, Qn ca variabile de intrare i Qn+1 ca variabil de ieire. Variabila de ieire este descris de ecuaia

Q JQ KQn n n 1

Particularitatea acestui circuit basculant bistabil este aceea c pentru J=K=1 circuitul basculeaz n starea complementar celei prezente. Comanda J=1 are efect de setare (Q=1) iar K=1

are efect de resetare (Q=0).

Exerciiu: S se deseneze formele de und obinute la ieirea bistabilului JK, n funcie de comanda de intrare.

CBB de tip T (toggle), cu TB

Figura 4.6. Forme de und pentru bistabilul T

dVT /dt

VT

t

tQn

t

T

2T

Acest tip de bistabil se obine din bistabilul JK prin conectarea mpreun a intrrilor J i K, intrarea comun numindu-se T. Fiecare impuls aplicat intrrii T (toggle) determin comutarea circuitului n starea complementar, procesul de basculare fiind similar celui descris la

bistabilul JK.

Ecuaia logic de funcionare este de fapt suma modulo 2 ntre intrarea T i variabila de ieire la momentul anterior, Qn:

Deoarece la fiecare impuls T=1 circuitul i schimb starea, nseamn c de fapt are loc o divizare cu 2 a frecvenei semnalului de intrare T (figura 4.6).

Q TQ TQ T Qn n n n 1

CBB de tip RS (reset-set)

Figura 4.7. Circuit basculant bistabil de tip RS cu tranzistoare

Cd1

Rd1

D1 RB1RB2

-EB

+E

C

T1 T2

R

R1 R2

C1 C2RC

1

RC2

Q Q

Cd2

Rd2

D2

S

Functionarea CBB RS (1)

Cd1

Rd1

D1 RB1RB2

-EB

+E

C

T1 T2

R

R1 R2

C1 C2RC

1

RC2

Q Q

Cd2

Rd2

D2

S

Impulsul de comand se aplic printr-un grup de derivare Rd, Cd i prin diodele D care asigura eliminarea impulsului de polaritate

pozitiv.

Un impuls pozitiv determin o blocare suplimentar a diodei corespunztoare. Un impuls negativ pe una din intrri deschide dioda asociat intrrii respective, ceea ce determin negativarea bazei tranzistorului.

Dac tranzistorul este saturat, el se blocheaz, iar dac este blocat se blocheaz suplimentar. Comanda are deci efect numai asupra

tranzistorului saturat, determinnd, prin reacia pozitiv R-C, complementarea strii celuilalt tranzistor.

Functionarea CBB RS (2)

Cd1

Rd1

D1 RB1RB2

-EB

+E

C

T1 T2

R

R1 R2

C1 C2RC

1

RC2

Q Q

Cd2

Rd2

D2

S

Aadar, un impuls pozitiv aplicat intrrii S determin bascularea ieirii Q n 1 logic (set-are) iar un impuls pozitiv aplicat intrrii R determin bascularea ieirii Q n 0 logic (reset-are).

Particularitatea bistabilului RS este aceea c nu este permis comanda simultan pe ambele intrri, S = R = 1, starea aceasta fiind interzis la intrare. O eventual comand de acest tip, fiind aplicat ambelor tranzistoare, va determina bascularea ntr-o stare care nu poate fi precizat, ea depinznd de ntrzierile care apar pe lanul de comand i de viteza de rspuns a tranzistorului.

Q S RQn n 1 ( )SR n 0

Din punct de vedere logic,

ieirea este descris de ecuaiile:

CBB tip D (delay), cu TB

Bistabilul de tip D (delay) asigur transferul valorii logice de pe intrarea de date D pe ieirea circuitului numai pe durata ct semnalul de tact T este activ. Se poate considera c bistabilul D provine din bistabilul RS dac D satisface relaia

Acest lucru se realizeaz prin validarea comenzii aplicate numai atunci cnd T=1. Structura de principiu este prezentat n figura 4.7.a. Porile AND se pot realiza n tehnologie discret cu diode (figura 4.7.b), iar inversorul poate fi un etaj cu tranzistor bipolar. Ecuaia de funcionare a circuitului este

D S R

Q DT TQn n 1

Exerciiu: s se deseneze structura bistabilului D cu elemente discrete. a. b.

Figura 4.7. Principiul de realizare a bistabilului D (a) i o poart I cu diode (b)

S

R

Q

Q/

T

D

+Vcc

BistabilRS

A

BY=AB

CBB realizate cu pori logice

Figura 4.8. Bistabil RS

cu pori logice

Q

Q

R

SAvnd n vedre structura circuitelor basculante bistabile prezentate i innd seama de funcia logic realizat rezult posibilitatea de a obine configuraii similare folosind pori logice. Asimilnd fiecare din cele dou etaje cu un circuit logic se poate construi un CBB de tip

RS folosind pori logice.

Dac se consider c circuitul se afl n starea Qn la ieire i evolueaz ctre starea Qn+1, atunci ecuaia de funcionare a circuitului se poate rescrie (teoremele lui DeMorgan) astfel:

Q S RQn n 1 ( )SR Q S RQ S RQn n n n 0 1

Figura 4.9. Bistabil RS sincron

SD

Q

Q

R

S

RD

T

Alte CBB

Figura 4.10. Obinerea unui bistabil de tip Y cu ajutorul unui bistabil de tip X

Bistabil Y

ReeaCombinaional

Bistabil X

Figura 4.11. Principiul bistabilului master-slave

inBistabil

MASTER

Bistabil SLAVE

Validaremaster

Validareslave

out

T1 T2

n general orice tip de bistabil poate fi obinut dintr-unul cunoscut (determinat) prin ataarea unei reele combinaionale ce urmeaz a fi sintetizat pentru fiecare caz n parte (figura 4.10).

Un caz particular l constituie bistabilele master-slave. n principal este vorba despre posibilitatea ca ieirea s oscileze sau s tranziteze necontrolat dac durata tactului este suficient de mare. Inconvenientul este eliminat

prin introducerea a dou bistabile n cascad validate succesiv: iniial se introduc datele n primul bistabil, numit master iar ulterior, dup stabilizarea acestora, se valideaz ncrcarea lor n cel de-al doilea bistabil, numit slave. Sincronizarea acestora se face cu semnale de

ceas defazate.

Circuitul bistabil de tip

Schmitt

Figura 4.12. Trigger Schmitt cu tranzistoare

IC2IC1 +ECRC1 C

T2 V2

U1

T1 R

vE1 vB2

Rg

RE RB

Un astfel de circuit este

caracterizat cu dou stri de echilibru stabil.

Structura unui bistabil Schmitt

este asimetric i const din dou etaje de amplificare cuplate direct

pe o rezisten comun de emitor (circuit cu cuplaj prin emitor).

Caracteristica de transfer este

determinat de RC1. n funcie de o anumit valoare critic Rcr, se pot defini mai multe tipuri de

caracteristici de transfer

Regimuri de functionare

pentru circuitul trigger Schmitt

V2m

Ec

V1 V1 V1

U2 R RC cr1 in acest caz circuitul se comport ca amplificator.

Ec

V1=V1 V1

V2

Vm

V1V1 V1

Ec

V2m

V2

V V V const ER

R Rm c

E

E C

1 1 2

2

' " .

R RC cr1 Circuitul se comport ca un bistabil avnd pragul . Saltul tensiunii de ieire de la U2m la Ec are loc prin urmtorul proces regenerativ: IC1, VC1, VCE, VB2, IC2, VC2, VE1, VC1, IC1.

R RC cr1 Poriunea de caracteristic cu panta negativ este instabil i nu poate fi obinut practic. Practic, comutarea se realizeaz conform sgeilor. Caracteristica de transfer este aadar de tipul cu histerezis, tensiunea de histerezis avnd valoarea

V V Vh 1 1' "

Determinarea pragurilor de

basculare

Figura 4.16. Circuit

simplificat pentru trigger-ul

Schmit

+Ec

Rc1 Rc2

T2T1

V1

RE

Determinarea pragurilor de basculare se poate face

pornind de la o schem simplificat, ca n figura 4.16.

Pentru aceast schem simplificat putem determina tensiunea de intrare. Cnd T1 este blocat, iar T2 se afl n saturaie, dac la intrare se aplic o tensiune liniar cresctoare, se determin prima tensiune de prag conform relaiei:

Cnd T1 este saturat, iar T2 este blocat i la intrare se aplic o tensiune liniar descresctoare, rezult cea de-a doua tensiune de prag:

VR

R RE V VE

E C

c CE sat DT1

2

2 1' ( )

VR

R RE V VE

E C

c CE sat BT1

1

1 1" ( )

Utilizare trigger Schmitt

formator de impulsuri

Dac tensiunea de intrare este suprapus peste o valoare de polarizare prestabilit de divizorul R1-R2 (figura 4.17), atunci depirea celor dou praguri de declanare va determina un impuls dreptunghiular la

ieire (figura 4.18).

Pentru realizarea acestei funcii este necesar ca tensiunea de intrare s intersecteze pragurile de basculare,

iar tranzistorul de intrare s fie prepolarizat astfel nct s fie ndeplinit condiia

iC1iC2 R1RC1R1 C

C1T2 V2

V1T1 R

vE1 vB2R2 RE RB

V V VB1 1 1" '

Figura 4.18.

Formarea

impulsului de intrare

V1

VB1

VB1

VB1

V1

t

t

t

Figura 4.17.

Formator de

impulsuri


memorator de polaritate

n acest caz circuitul memoreaz printr-un nivel ridicat (respectiv sczut) polaritatea ultimului impuls

aplicat (figura 4.19).

Tensiunea de intrare trebuie

axat astfel nct

Figura 4.19. Memorarea polaritii semnalului de intrare

V1

VB1

VB12+

V2

t

t V V VB1 1 1"' '


comparator de amplitudine

Figura 4.20. Compararea amplitudinii semnalului de intrare

V1

VB1

VB1

V2t

t

n acest caz circuitul basculeaz la creterea, respectiv descreterea tensiunii de intrare, atunci cnd se ating succesiv pragurile (figura 4.20).

Semnalul de intrare trebuie s intersecteze pragurile de

basculare, apariia impulsului pozitiv de ieire semnaliznd depirea pragului VB1 iar dispariia sa indicnd scderea tensiunii de intrare sub valoarea

de prag VB1.

Trigger - Schmitt cu

amplificatoare operaionale (1)

Figura 4.21. Trigger Schmitt cu A.O.

+

-

R2

R1Vp Vout

Vin

Vp

Rs

Prin introducerea unei reacii pozitive adecvate se poate obine un circuit de tip trigger Schimtt, ca n figura 4.21. Pragul de basculare este influenat de tensiunea de ieire Uo i de tensiunea de referin Up. Definirea mrimilor de interes se face plecnd de la bilanul de tensiuni:

V V V VR

R Rp p out p' ( )

1

1 2

a) Pentru o tensiune cresctoare Vin, atunci cnd se atinge pragul Vp are loc tranziia VoutHVoutL, ceea ce corespunde unei tensiuni de intrare pentru aceast basculare:

b) Pentru o tensiune de intrare descresctoare, Vin , de la valoarea maxim la 0, la atingerea valorii de prag are loc tranziia , ceea ce corespunde unei tensiuni de intrare de prag

V V V V VR

R Rin p outH p

1

1

1 2

( )

V V V V VR

R Rin p outL p

2

1

1 2

( )

Trigger - Schmitt cu

amplificatoare operaionale (2)

Figura 4.22. Rspunsul trigger-ului Schmitt la un

semnal cu fronturi lent-variabile

VpHVpL

VoutHVoutL

t

t

VinV1

V2

VoutH

Vp

t

Putem defini tensiunea de histerezis

VH care reprezint diferena dintre valorile de prag ale tensiunilor de

intrare V1 i V2:

V V V V VR

R RH outH outL

1 2

1

1 2

( )

Circuite basculante

monostabile

Circuitul basculant monostabil este caracterizat

de o stare cvasistabil i o stare stabil.

Durata intervalului de timp n care circuitul se menine n starea cvasistabil, dup declanarea la intrare a impulsului de comand, definete durata impulsului generat sau temporizarea.

Configuratia de monostabil cu tranzistoare

bipolare are dou etaje de amplificare avnd un cuplaj capacitiv care asigur o reacie pozitiv.

CBM cu TB

Figura 4.23. Circuit basculant monostabil cu tranzistoare bipolare

-EB

Rc1+EC

Rc2C1Rb2

V2=VC3

C

T1T2

R1

RB1C2

Circuitul basculant monostabil poate rmne n starea stabil (T1 blocat, T2 saturat - figura 4.23) un timp nedeterminat pn cnd un impuls negativ n baza lui T2 va iniia procesul de trecere n starea instabil caracterizat de T1 saturat i T2 blocat.

Aplicarea unui impuls negativ n baza lui T2 determin urmtorul proces regenerativ: VB2, VC2, VB1, IC1, VC1, VB2, astfel nct are loc bascularea circuitului n starea instabil.

Rmnerea la aceast stare este determinat de condiia de regim tranzitoriu a lui C care se ncarc de la valoarea iniial pn la valoarea tensiunii de prag, moment in care se produce bascularea.

Determinarea temporizarii

CBM (1)

Pentru deducerea duratei

strii cvasistabile vom folosi circuitul simplificat din figura

4.24. Relaia care descrie variaia tensiunii pe condensator este cea

discutat pentru cazul general:

v t A BeC

t

( )

v t V V V eC C C Ct

( ) ( ) ( ) (0)

cu CRB2

Figura 4.23. Circuit basculant monostabil cu

tranzistoare bipolare

-EB

Rc1+EC

Rc2C1Rb2

V2=VC3

C

T1T2

R1

RB1C2

Figura 4.24. Circuit simplificat pentru calculul duratei

strii cvasistabile

+ECRC2RB2

C

RC1

T2T1

R1


CBM (2)

Starea stabil const n T2 saturat, ceea ce implic T1 blocat. Condensatorul C se ncarc de la +Ec prin RC1 i jonciunea BE a lui T2. naintea aplicrii impulsului de comand, tensiunea VC pe condensator n momentul iniial are valoarea:

Condiia de existen a unei singuri stri stabile rezult din condiia de saturaie a lui T2:

+ECRC2RB2

C

RC1

T2T1

R1V E I R VC c CB BEsat( )0 0

E

R

E V

R

c

C

BEd

B2 2 2min


CBM (3)

La aplicarea unui impuls pozitiv tranzistorul T1 se

deschide, armtura care se ncarc cu + (cea din stnga) este pus la mas, aplicndu-se astfel o tensiune negativ n baza lui T2.

Prin reacia asigurat de R1, T1 este polarizat direct determinnd meninerea acestei stri i dup dispariia excitaiei. Condensatorul C se ncarc i se descarc n sens invers tinznd ctre Ec prin rezistorul RB2 i jonciunea CE a lui T1.


CBM (4)

Deci tensiunea final pe condensator este: V E V I RC c CEsat CB B( ) 02 2

Condensatorul nu ajunge la deoarece la atingerea pragului de deschidere

a lui T2 se produce bascularea, momentul respectiv fiind determinat de

situaia: V V T VCE sat C BE d1 1 ( )

Prin rezolvarea sistemului de ecuaii de mai jos se determina durata starii cvasi-stabile:

V T A Be

V T V V

C

T

C BE d CE sat

( )

( )

1 1

TV V A

B

BE d CE sat ln 1 1

Dac neglijm VCEsat, ICB0 i UBEd ( sub 0,7 V ) rezult durata strii cvasistaionare:

TE

E

c

c

ln ln2 2 T R CB2 2ln


CBM (5)

Acest calcul este valabil pentru orice tip de circuit care are temporizarea dat de ncrcarea sau descrcarea unui condensator. Trebuie respectat i condiia de saturare a lui T1 n starea stabil, adic:

( )min

IE V

R R

E

RBc BEd

C

c

C1

2 11 1

Deoarece revenirea n starea stabil se face mult mai rapid, durata acestei stri fiind neglijabil comparativ cu durata strii cvasistabile T. Prin urmare, se poate considera c durata strii cvasistabile este determinat de descrcarea condensatorului.

Forme de unda pentru CBM

cu TB

Figura 4.25 Forme de und pentru

monostabilul cu tranzistoare

VB1=-EB*R/(R+RB1)

t

t1

t

t

t

t

ECVC

C*RC1

VC1 t2EC

C*RC1

VC2 EC

0,7VVB1

VB2

EC

Monostabil cu

amplificatoare operaionale

Figura 4.26. Monostabil cu amplificator

operaional

CD3

R2

D1

D2

R1

R3

DZ

VOUT-E

V

+

-Ci

Schema de baz conine o reacie pozitiv de tip capacitiv i elemente de circuit pentru limitarea nivelelor de

semnal.

n starea stabil intrarea inversoare este conectat la mas prin R1 , iar intrarea neinversoare este conectat prin R2 la un potenial negativ determinat de sursa -E, dar limitat la

o valoare a tensiunii de deschidere

datorit diodei D3.

Tensiunea de ieire, negativ n starea stabil, este limitat la o tensiune de deschidere datorit diodei Dz.

Monostabil cu

amplificatoare operaionale Diodele D1 i D2 asigur suprimarea impulsului de comand pozitiv, punndu-l la mas; numai impulsul negativ, generat de grupul derivator de intrare (Ci, D1),

determin o comand efectiv pe intrarea inversoare a amplificatorului operaional.Condensatorul C, avnd acelai potenial pe armturi, este descrcat. La aplicarea unui impuls negativ tensiunea de ieire devine pozitiv, iar saltul de tensiune la ieire se transmite prin capacitatea C intrrii neinversoare, reacie ce asigur meninerea circuitului basculant n starea cvasistabil. Condensatorul C se ncarc prin R2 de la sursa -Ec , potenialul intrrii neinversoare scade i la atingerea valorii de prag (punctul A, figura 4.27) are loc

bascularea ctre starea stabil. Condensatorul se descarc rapid prin R3 i D3. Durata strii cvasistabile este:

C D3

R2

D1

D2

R1

R3

DZ

VOUT -E

V

+

- Ci

T R CV

E

z 2 1ln( )Exerciiu: S se determine analitic durata strii cvasistabile T

Forme de und pentru monostabilul cu AO

Figura 4.27. Forme de und pentru

monostabilul cu AO

V0

VZ

-VD

-E

t

t

A

VZRSC

RSC

V+

C D3

R2

D1

D2

R1

R3

DZ

VOUT -E

V

+

- Ci

Circuit basculant astabil cu

cuplaj colector-baz (1)

Fig. 4.28. Circuit astabil cu cuplaj RC colector-baz

R2 R1 RC2RC1C1C2

T2T1

+EC

Circuit basculant astabil cu

cuplaj colector-baz (1)

Schema are dou stri cvasistaionare: T1 blocat, T2 saturat, respectiv starea complementar, T1 saturat i T2 blocat.

Prezena buclei de reacie pozitiv provoac trecerea, n avalan, dintr-o stare n cealalt.

Se consider c nainte de momentul t = 0, tranzistorul T1 conduce la saturaie, iar T2 este blocat. Condensatorul C1 se ncarc prin R1 i T2, iar tensiunea pe el tinde spre valoarea tensiunii de alimentare +Ec. n momentul t = 0, VB1 atinge tensiunea de intrare n conducie VY1 i tranzistorul T1 ncepe s conduc, trecnd, dup basculare, n saturaie.

Saltul negativ de tensiune ce apare n colectorul lui T1, se transmite pe baza lui T2, blocndu-l. Tensiunea pe colectorul acestuia crete brusc, iar aceast cretere se transmite pe baza lui T1 dnd natere supracreterii VB1.

CBA

temporizari

Fig. 4.30.

Forme de und pentru circuitul

astabil cu

tranzistoare

bipolare

t=T1+T2t=T2t=0VB1

VC2

VB2

T1T2

VBE1

VC1

VB2

V2

VCE1

VCE2

2

VBE1

VBE2

VCE2

V1

V2

1

1

t

t

t

t

0

0

0

VCE1

TA

1

2

TEc

Ec R ICB1 1

1 01

1

ln

TEc

Ec R ICB2 2

2 02

1

ln

Determinarea duratellor starilor

cvasi-stabile se face in mod similar

ca in cazul monostabilelor,

rezultand:

Pentru circuitul astabil simetric, avnd RC1 = RC2 = RC i R1 = R2 = R, cu condiia RICBO

Stabilitatea temporizarii

Din cele artate rezult c durata impulsului scade prin creterea temperaturii deoarece crete valoarea curentului ICBO.

Considernd aceast cauz ca fiind unic, se poate calcula coeficientul de nestabilitate a duratei:

K

T T

TT

A A

A

max min

min

Aproximnd durata impulsului prin relaia: T =R C ln (1+x)

Cu Se obtine: xEc

Ec R ICB

0K

Ec

R I

T

CB

0 72

10

,

max

Conditia de oscilatie

Condiiile de oscilaie a circuitului, rezultate din condiia de saturaie a tranzistoarelor, ca i la monostabil, sunt:

R1

Modificarea frecventei

Frecvena de oscilaie poate fi aleas de la civa Hz la civa MHz. O reglare mai precis a frecvenei de oscilaie se poate realiza prin conectarea rezistoarelor R1 i R2 la un potenial variabil, Vp. n acest caz, perioada de oscilaie pentru o schem simetric se determin din relaia:

Se observ c frecvena de oscilaie (perioada) poate fi controlat cu ajutorul unei tensiuni externe de comand. Un astfel de circuit este un convertor tensiune-frecven.

T R CEc

Vp R ICB

2 1

0

ln

Circuit astabil cu cuplaj prin

emitor

Fig. 4.31 Circuit astabil cu cuplaj prin emitor

RE2RE1

RC1

+ECRC2

VPT2

T1 C

Se presupune c circuitul funcioneaz astfel nct tranzistorul T1 comut ntre regiunea blocat i regiunea de saturaie, iar T2 ntre regiunea blocat i regiunea activ.

Ca i n cazul astabilului cu cuplaj colector-baz, calculm tensiunea iniial i final pe condensatorul care determin temporizarea n fiecare din cele dou stri.

Descrierea procesului

regenerativ Dac presupunem c la momentul de timp t = t0- tranzistorul T1 este saturat i T2

este blocat, atunci tensiunea de ieire din colectorul lui T2 este VC2(t0-) = EC.

n acelai timp, tensiunea din emitorul lui T1 este

VE1(t0-) = Vp - VBE1sat. (4.74)

Condensatorul C se ncarc prin RC1, T1 i RE2. Cnd se atinge tensiunea de deschidere a lui T2 (VD2), acesta intr n conducie i

VE2(t0-) = VB2(t0-) - VD2 = Vp - VBE1sat = VCE1 - VD2. (4.75)

Datorit reaciei pozitive, tranzistorul T1 se blocheaz i T2 intr n regiunea activ caracterizat de:

VC2(t0+) = EC2 - RC2IC2 (4.76)

VC1(t0+) = VB2(t0+) = EC1 - RC1IB2

VE2(t0+) = VB2(t0+) - VBE2 = EC1 - RC1IB2 - VBE2

La momentul t0+ salturile de tensiune pe cele dou emitoare sunt egale, adic

(4.77)

V V t V t V t V tE E E E 1 0 1 0 2 0 2 0( ) ( ) ( ) ( )

Temporizari

Figura 4.32. Forme de und pentru astabilul cu cuplaj prin

emitor

VE1

VE2

VC2

VC2

VC1

VC1VC1

0 t

t

t

t

T2T1

1

2

V = VBE1 - V1

V

V

VP - VBE1

V

VC2

Dac se neglijeaz curenii de baz ai tranzistoarelor, tensiunile de

deschidere ale tranzistoarelor i tensiunile colector-emitor de saturaie ale tranzistoarelor fa de tensiunea de alimentare, atunci:

V t V t EE E C1 0 1 0( ) ( )

innd seama de aproximrile propuse prin neglijarea unor mrimi i de modul de calcul general al timpului de evoluie a unui semnal ntre dou valori cunoscute rezulta

T R CE

VE

c

p

1 1

ln

T R CE

VE

c

p

2 2

ln

Metode de mbuntire a fronturilor (1)

+EC

V2=VC2

RC1 RC1 RB2 RB1 RC2 RC2

D1 D2

T1 T2C1 C2

Figura 4.33. Astabil modificat n scopul mbuntirii fronturilor

Fronturile semnalului de ieire ale astabilului cu tranzistoare sunt afectate de ncrcarea i descrcarea unor capaciti, avnd deci form exponenial. Modificrile necesare pentru eliminarea acestui neajuns constau n reducerea timpilor de cretere prin introducerea unor diode ce asigur separarea circuitului de ncrcare de cel de descrcare


Diodele D1 i D2 separ circuitul de ncrcare a capacitii de colectorul tranzistorului fcnd astfel posibil saltul abrupt al tensiunii de ieire a tranzistorului, care se blocheaz de la valoarea unei tensiuni de saturaie la valoarea tensiunii de alimenate.

C2 se ncarc pe traseul +Ec, RC1, C2, T2.

n starea T1 blocat, T2 saturat, dioda D2 este polarizat direct, ceea ce permite descrcarea capacitii C1 pe traseul +Ec, RB1, C1, D2 deschis, T2.

+EC

V2=VC2

RC1 RC1 RB2 RB1 RC2 RC2

D1 D2

T1 T2C1 C2


Figura 4.34. Detaliu

privind separarea

circuitului de ncrcare i descrcare a capacitii

T1C2

T1

Observaie:

RC3 poate fi nlocuit cu un etaj repetor pe emitor ce are

avantajul c asigur o cale de rezisten minim pentru descrcarea condensatorului (vezi

detaliul din figura 4.34).

Astabil cu amplificatoare

operaionale

Astabilul cu amplificatoare operaionale utilizeaz un comparator cu histerezis cu praguri simetrice cu inversare i un circuit pasiv de integrare (figura 4.35). Pragurile tensiunii de intrare la care are loc

bascularea circuitului sunt:

(4.81)

(4.82)

Figura 4.35. Astabil cu

amplificator operaional

+

-

R2

R1

RO

COVg

RS

DZ 1

DZ 2

VO

Cele dou praguri sunt simetrice dac Dz1 Dz2.

VR

R RV Vi z D

' ( )

1

1 2

VR

R RV Vi z D

" ( )

1

1 2

Astabil cu AO

Datorit reaciei spre intrarea inversoare, tensiunea de ieire are valoarea maxim VOH limitat de Dz1, Dz2 . C0 tinde s se ncarce prin R0 ctre aceast valoare determinnd creterea potenialului intrrii inversoare (figura 4.36).

n momentul cnd aceast valoare depete potenialul intrrii neinversoare se schimb polaritatea tensiunii difereniale de intrare, circuitul basculeaz i deci se schimb i semnul lui VO.

Reacia pozitiv asigur meninerea circuitului n noua stare.

Urmare a tranziiei tensiunii de ieire ctre valoarea negativ VoL, condensatorul ncepe s se ncarce ctre aceast nou valoare i potenialul intrrii inversoare scade exponenial.

Cnd acest potenial ajunge la valoarea Vi" se schimb din nou

polaritatea tensiunii de intrare determinnd comutarea ieirii ctre VoH.

+

-

R2

R1

RO

COVg

RS

DZ 1

DZ 2

VO

Astabil cu AO, forme de unda

Figura 4.36. Forme de und pentru

astabilul cu A.O.

Vi

Vi

VO ROCO

t

VOH =UZ+UD

VOL = -(VZ+UD)

Procesul este repetitiv,

perioada impulsurilor

obinute fiind

T R C

0 0

1

1ln

cu

R

R R

1

1 2

Circuitul 555

Figura 4.37 Schema logic

echivalent a circuitului 555

+

--

_

_

+

--

IE

desc

PS

C

PJ

INVERSOR

ETAJFINALDEIEIRE

DESCARCARE

DESCRCARE

IEIRE

TRANZISTORE 555

COMPARATOR JOS

CIRCUIT

BISTABIL

BASCULANT

COMPARATOR SUS

ALIMENTARE

ALIMENTARE

MAS

PRAG JOS

CONTROL

PRAG SUS

ADUCERE LA ZERO

+1V

Q16

Q15

S

Q

Q

rR

5k

5k

5k

V+

ALO

Descriere completa in lucrarea de laborator

Monostabilul / astabilul

integrat CMOS 4047


Figura 4.44. Schema bloc a circuitului 4047

Logica decontrol a

astabilului

Controlulretriggerrii

Logica decontrol amono-

stabilului

Divizor defrecven

-2

Astabil

Astable

Astable

R

C

Q

Q

RET

OSC OUT

RCCOMMON

EXTERNALRESET

- TRIGGER

+ TRIGGER

Circuitul integrat 4047 poate

funciona ca:

a) monostabil

neretriggerabil comandat pe

frontul pozitiv sau pe frontul

negativ;

b) monostabil triggerabil

comandat pe frontul pozitiv;

c) astabil cu funcionare continu;

d) astabil cu comanda

START-STOP (generare

trenuri impulsuri)

Generatoare de tensiune

liniar variabil (1)


Fig. 4.46 Parametrii principali care caracterizeaz o tensiune liniar variabil

t

EVF

VMVM

0 TU TR

TO

VC(t)

VO+atV(t)

Parametri principali care

caracterizeaz o tensiune liniar variabil sunt:

- durata cursei utile TV

- durata cursei de revenire TR

- perioada de repetiie T0 - amplitudinea Vm

- tensiunea iniial Vi - viteza medie de cretere pe poriunea liniar v = Vm / TV - coeficient de utilizare a

tensiunii sursei de alimentare

= Vm / E - coeficient de neliniaritate a

cursei utile, - stabilitatea


liniar variabil (1)

Fig. 4.47 Schema funcional a unui generator de

tensiune liniar variabil

Dipol de ncrcare

Dipol dedescrcare

C+ E-

VC(t)

Pentru obinerea tensiunii liniar variabile se exploateaz de obicei ncrcarea (sau descrcarea) unui condensator printr-un dipol de ncrcare (sau descrcare) i readucerea sa apoi la starea iniial printr-un dipol de descrcare (respectiv ncrcare).

Dipolul de ncrcare asigur un curent de ncrcare constant pentru condensator, iar cel de

descrcare este un comutator comandat care este deschis n timpul cursei utile i nchis n intervalul pauzelor.

Circuitele GTLV sunt descrise complet in

lucrarea de laborator


liniar variabil (1)

Meninerea unui curent constant de ncrcare pe toat durata cursei utile active este justificat de relaia:

V tC

idtI t

CC

1

Se observ c pentru obinerea unei tensiuni absolut liniare este suficient s se asigure un curent de ncrcare constant. n mod practic apar unele probleme. O prim problem const n stricarea liniaritii la conectarea unei rezistene de sarcin n paralel cu condensatorul.

Exist mai multe metode de obinere a tensiunii liniar variabile: - cu circuit de ncrcare (simplu sau cu generator de curent constant) - cu circuit de ncrcare cu reacie pozitiv de tensiune - cu circuit de ncrcare cu reacie negativ de tensiune.


Logical digital circuits

Documents

Transcript of Logical digital circuits