RESTRICTIO

NAT

1

LUCRARE DE LABORATOR 1 REDRESOARE CU DIODE

Clasificarea redresoarelorRedresorul este un convertor static de putere care face conversia unei tensiuni alternative

într-o tensiune continua, sensul energiei fiind de la reţeaua de c.a. spre consumatorii de c.c.Redresorul construit cu diode, datorita conducţiei unidirecţionale a acestora, furnizează curentredresat cu o singura polaritate şi, fiind necomandat, o tensiune redresată fixă, de aceeaşipolaritate. Notaţiile utilizate sunt Ud pentru valoarea medie a tensiunii redresate şi Id pentruvaloarea medie a curentului redresat al redresorului.

O schemă de redresor conţine, în general, un transformator (poate lipsi când redresorulse conectează direct la reţea), filtre, diodele redresoare cu elemente de protecţie ale acestora lasupratensiuni si scurtcircuit (elementele de protecţie au fost analizate în capitolul 2 şi, pentrusimplificarea schemei, nu vor mai fi reprezentate). Diodele conduc succesiv, după o anumităregulă, încât în timpul unei perioade corespunzătoare frecvenţei reţelei au loc un anumit numărde comutaţii ale curentului de sarcină, de la o diodă care a condus la următoarea care intră înconducţie.

Clasificarea redresoarelor (schemelor de redresare) se poate face după mai multe criterii:1. După felul tensiunii alternative de alimentare:a) redresoare monofazate - sunt redresoarele alimentate de la o sursa monofazata de

tensiune alternativa; din aceasta categorie fac parte redresorul monoalternanţa şi redresorulbialternanţa (cu punct median sau în punte);

b) redresoare trifazate - sunt redresoarele alimentate de la o sursa trifazata de tensiunealternativa; cele mai cunoscute conexiuni (nu neapărat şi utilizate, după cum se va vedea încontinuare) sunt: redresorul trifazat cu punct median, redresorul în stea hexafazată cu punctmedian, redresorul trifazat în punte, redresorul cu dublă stea şi transformator interfază,redresoare duodecafazate (cu 12 pulsuri ale tensiunii redresate pe o perioada a tensiunii reţelei);

2. După posibilitatea de reglaj a tensiunii de ieşire:a) redresoare necomandate - sunt redresoarele care furnizează o tensiune de valoare

medie Ud constanta; ele sunt construite numai cu diode;b) redresoare comandate - sunt redresoarele care furnizează o tensiune de valoare medie

Ud, reglabilă ca nivel; aceste redresoare sunt construite cu dispozitive semiconductoarecomandate (tiristoare sau tiristoare si diode, tranzistoare);

3. După modul de grupare a fazelor tensiunilor alternative (înfăşurărilor) care furnizeazătensiunea redresata:

a) redresoare de tip paralel (Pm) la care cele m faze alternative (înfăşurări), fiecare înserie cu dioda sa, sunt grupate în stea şi apar în paralel în raport cu bornele de ieşire aleredresorului; redresorul conţine m diode, valoarea instantanee a tensiunii redresate fiind egală cuvaloarea instantanee a celei mai pozitive tensiuni din cele m; din aceasta categorie fac parteredresorul monofazat bialternanţă cu punct median (P2), redresorul trifazat cu punct median (P3)şi redresorul în stea hexafazată cu punct median (P6);

b) redresoare de tip dublu paralel (DPm) la care cele m faze alternative (înfăşurări) suntgrupate tot în stea, însă se utilizează 2m diode; valoarea tensiunii redresate în fiecare momenteste egală cu diferenţa dintre cea mai pozitivă şi cea mai negativă tensiune alternativă; exemplesunt: redresorul monofazat bialternanţă în punte (DP2), redresorul trifazat în punte avândtransformatorul cu secundarul în stea (DP3);

RESTRICTIO

NAT

2

Sarcină rezistiv-inductivă – conexiunea serie (R+ωL)Schema redresorului şi formele de undă sunt prezentate în figura 3.4, respectiv în figura 3.5.

Figura 3.4 Figura 3.5

În intervalul de conducţie al diodei D putem scrie:

LRds uuuu sau

ddiL+iR=sinU d

unde:t=

valoarea efectiva a tensiunii redresate este:

22sin2

2UdsinU

21U

2/1

0

22)RMS(d

Valoarea medie a curentului redresat este:

2cos-1

RU=

RU=I d

d

Evident, avem şi pentru curentul secundar Is(AV)=Id.

Sarcină rezistiv-capacitivă - conexiunea paralel (RC)Schema redresorului şi formele de undă sunt date în figura 3.7, respectiv figura 3.8.

RESTRICTIO

NAT

3

Figura 3.7 Figura 3.8

În reprezentarea formelor de undă din figura 3.8 s-a presupus că condensatorul are ocapacitate suficient de mare astfel încât, în regim permanent, acesta nu se descarcă completşi, deci, încărcarea reîncepe de la o valoare pozitivă Um.

În intervalul de conducţie θ al diodei curenţii sunt:

sinRU=iR

cos UC=dudC=

dtudC=i sd

C

unde us este tensiunea din secundarul transformatorului:

sin U=u s

Valoarea medie a tensiunii redresate este:

1etgsincoscos2U

desindsin2Ududu

21U

tg2

2tg

2

cdcid

3.3.2. Redresorul monofazat bialternanţă

cu punct median şi sarcină rezistivă R.Schema redresorului monofazat bialternanţă cu punct median (priza mediană a secundaruluitransformatorului monofazat) funcţionând cu sarcină rezistivă este dată în figura 3.9, iarformele de undă semnificative sunt date în figura 3.10.

Se observă că unghiul de conducţie al unei diode este =, iar numărul de pulsuri aletensiunii redresate într-o perioadă este q=2.

RESTRICTIO

NAT

4

Figura 3.9

Pentru )(0, avem us1>0>us2, decidioda D1 conduce şi D2 este blocată. Rezultă:

sin U=u=u s1d

sinI=sinRU=i=i s1d

sin U2-=u-u=u ds2D2

Pentru ),2( avem us2>0>us1,deci dioda D2 conduce şi D1 este blocată.Rezultă:

sinU-=u=u s2d

sinI-=i=i s2d

sin U2=u-u=u ds1D1

Figura 3.10

Valoarea medie a tensiunii redresate este:

U2=sinU1=U0

d

iar valoarea efectivă a tensiunii redresate este:

2

Ud2cos21d

21UdsinU1U

21

0 0

21

0

2)RMS(d

Ţinând cont că sarcina este rezistivă, valoarea medie a curentului redresat este:

I2=

R U2=

RU=I d

d

iar valoarea efectivă este:

RESTRICTIO

NAT

5

I22

=2I=

2RU=

RU=I d

d(RMS)d(RMS)

Puterea de curent continuu debitată de redresor în sarcină este:

RU4=

R U2 U2=IU=P 2

2

ddd

Ţinând cont că am neglijat pierderile de putere din redresor, puterea furnizată detransformator redresorului este egală cu:

R2U=

R1

2 U=P

22

s

Rezultă randamentul redresorului:

8,08=PP=

2s

d

Valoarea medie a curentului prin diode (egal cu cel printr-o înfăşurare secundară)este:

2I=I=I d

s(AV)F(AV)

iar valoarea efectivă a lui este:

I4=

2I=I=I d

d(RMS)s(RMS)F(RMS)

cu punct median şi sarcină puternic-inductivăPe intervalul (0, ] dioda D1 conduce şi dioda D2 este blocată, iar pe intervalul (,

2] conduce D2 şi este blocata D1 (figura 3.11). Rezultă, şi în acest caz:

]2,(,sinUu

],0(,sinUuu

2s

1s

d

dacă se neglijează fenomenul comutaţiei (Lc=0)

RESTRICTIO

NAT

6

Figura 3.11

Figura 3.12Figura 3.13

Pentru curentul printr-o semiînfăşurare secundară avem:

2II d

)AV(s ,2

II d)RMS(s

iar pentru curentul primar avem:

dp

s)RMS(p)AV(p I

nnI,0I

Tensiunea redresată având aceeaşi forma ca cea din cazul funcţionării pe sarcinărezistivă, rezultă:

0d0d U2

UU2U

deci

0d0d)RMS( U11,1U222

UU

cu punct median şi sarcină rezistiv-capacitivă - conexiunea paralel (RC)

Cu originea de timp în 0 ecuaţiile curenţilor din circuit (figura 3.15), pe intervalulde încărcare al condensatorului ],[ sunt :

sinRU

iR

RESTRICTIO

NAT

7

cosCUdduCiC

cosCsin

R1UiCiRid

Cu notaţiile din figura 3.16: = unghiul la care dioda începe sa conducă ; = unghiul de conducţie al diodelor ; = unghiul la care dioda se blochează ;

putem scrie:

,2

,)RC(arctg

RCtg0cosCsinR10id

Figura 3.15 Figura 3.16

Figura 3.17 Figura 3.18

Tensiunea redresată este data de relaţia:

RESTRICTIO

NAT

8

,,esinU

,,sinUiRRUd

tg

Rezultă valoarea medie a tensiunii redresate:

desinU1sinU1dud

1Ud

tg

1etgsinUcoscosU tg

sinsintgUcoscosU

în punte cu sarcină rezistivă RDacă considerăm tensiunea secundară, sinUu s , formată din tensiunile (măsurate

faţă de un punct secundar median fictiv, figura 3.19):

sinU21u

21u s1s şi sinU

21u

21u s2s 2s1ss uuu ,

formele de undă caracteristice (figura 3.20) au aceeaşi alură cu cele de la redresorulmonofazat bialternanţă cu punct median.

Figura 3.19

Pentru )(0, avem us>0, decidiodele D1 şi D4 conduc, D2 şi D3 suntblocate. Rezultă:

sin U=u=u sd

sinI=sinRU=i=i sd

sin U-=u=uu s3DD2

Pentru ),2( avem us<0,deci acum conduc diodele D2 şi D3, iarD1 şi D4 sunt blocate. Rezultă:

sinU-=u=u sd

sinI-=i=i sd

Figura 3.20

RESTRICTIO

NAT

9

sin U=u=uu sD14D

Relaţiile de calcul stabilite la redresorul bialternanţă cu punct median rămân valabile(cu observaţia făcută privind amplitudinea secundară U), deci avem:- valoarea medie a tensiunii redresate:

U2=sinU1=U0

d

- valoarea efectivă a tensiunii redresate:

2

UdsinU1U21

0

2)RMS(d

- valoarea medie a curentului redresat:

I2=

R U2=

RU=I d

d

- valoarea efectivă a curentului redresat:

I22

=2I=

2RU=

RU=I d

d(RMS)d(RMS)

- randamentul redresorului:

8,08=PP=

2s

d

- valoarea medie a curentului prin diode

2I=I d

F(AV)

- valoarea efectivă a curentului prin diode:

I4=

2I=I d

d(RMS)F(RMS)

în punte cu sarcină puternic inductivăDacă considerăm curentul redresat constant (figura 3.21), formele de undă

caracteristice sunt prezentate în figura 3.22. Funcţionarea redresorului este analogă cu ceapentru sarcină rezistivă.

Curentul secundar şi primar ip au forma din figura 3.22, valoarea lor medie fiind nulă.

RESTRICTIO

NAT

10

Valoarea efectivă a curentului secundar (respectiv primar) este:

dp

s)RMS(pd

21

0

2d

21

0

2sRMSs I

nn

IIdI1di1I

Figura 3.21

Tensiune redresată are aceeaşi formăca în cazul sarcinii rezistive, decirelaţiile de calcul aferente rămânvalabile.

Pentru dimensionarea diodelorrelaţiile de calcul sunt:- valoarea medie a curentului:

2I=I d

F(AV)

- valoarea efectivă:

2I=I d

F(RMS)

- tensiunea inversă maximă repetitivă: U=URRM

Figura 3.22

RESTRICTIO

NAT

Lucrare de laborator 2

Circuite de comandă în fază

1. Scopul lucrării

Lucrarea îşi propune să prezinte circuitele de comandă în fază, plecând de la cele discretespre cele specializate. Un obiectiv important îl reprezintă însuşirea cunoştinţelor practice legatede utilizarea circuitului integrat βAA 145.

2. Introducere teoretică

2.1. Particularităţile comenzii pe poartă a tiristorului

De obicei producatorul de tiristoare indică valorile curentului de poartă IGT şi tensiunii depoartă UGT care asigură amorsarea la o temperatură de 25oC. Astfel,pentru tiristoarele de mică putere T1N* produse de IPRS Băneasa,aceste mărimi au valorile IGT=10mA, UGT=1V. Aceste date suntvalabile pentru un regim de curent continuu, dar ele pot fi folosite şiîntr-un regim de comandă în impulsuri, dacă impulsurile decomandă au forma rectangulară cu o durată mai mare de 20-100 s(în funcţie de tipul tiristorului). Încazul când durata impulsurilor decomandă este mai mică este necesarsă se mărească în mod corespunzătoramplitudinea lor.

În cazul când tiristorul esteamorsat (vezi figura 5.1.a), curentul trece prin dispozitiv (şi prinsarcină) numai cât timp iA > IH .

Se poate obţineun redresor cu tensiunecontinuă reglabilă, denumit şi redresor comandat(figura 5.1.b), dacă comanda prin intermediulcurentului de grilă (iG) se întârzie, mai mult sau maipuţin, în raport cu începutul alternanţelor pozitive.Funcţionarea acestui circuit este ilustrată dediagramele din figura 5.2. În multe cazuri întârziereala amorsare este exprimată prin unghiul a (denumitunghi de comandă), corespunzator timpului deîntârziere ta:

a = ta ,unde este pulsaţia tensiunii reţelei de alimentare.

Modificarea acestui unghi se obţine cu ajutorulunor circuite electronice denumite circuite de comandăîn fază (sau circuite de formare a tensiunii de comandăîn fază).

Fig. 5.1.a

Fig. 5.1.b

Fig. 5.2

RESTRICTIO

NAT

2

2.2. Circuite de comanda în fază a tiristoarelor cu componente discrete

Cele mai multe scheme de comandă folosesc drept sursă de energie pentru amorsareatiristorului chiar tensiunea de alimentare a dispozitivului, care poate fi o tensiune alternativă (fig.5.3.a, b, c), sau o tensiune pulsatorie obţinută după o redresare dublă-alternanţă (fig. 5.3.d).

a) b)

c) d)Fig. 5.3

În schema din fig. 5.3.a tiristorul amorsează când valoarea instantanee a tensiunii dealimentare u satisface egalitatea:

u = IGT (RC + RS) + UGT+ VDunde VD este căderea de tensiune pe diodă (0,6 V), RS este rezistenţa de sarcină, iar IGT respectiv

UGT sunt valorile curentului şi tensiunii de poartăcare asigură amorsarea sigură a tiristorului.

Schema din fig. 5.3.a permite un reglaj alunghiului de comandă în fază (prin creşterearezistentei RC) până la unghiul maxim a(max)= 90°.Aceleaşi performanţe se obţin şi cu schema din fig.5.3.b. Aici, unghiul de comandă creşte cu mărireaconstantei de timp = RC CC.

Schema din figura 5.3.c permite obţinerea unor valori a >90°. Condensatorul CC seîncarcă prin dioda D1 până la valoarea de vârf (-Umax) în timpul alternanţei negative (cândtiristorul este blocat). Atunci când tensiunea de alimentare începe să crească, dioda D1 seblochează şi apare în circuitul de descărcare rezistenţa RC. Constanta de timp la descărcare fiindmult mai mare decât la încărcare (RC >> RS), este posibil, prin ajustarea (în sensul creşterii)rezistenţei RC, ca la sfârşitul alternanţei negative să avem încă o tensiune negativă pecondensator. Pe alternanţa pozitivă condensatorul se descarcă complet, iar apoi se încarcă,schimbând polaritatea tensiunii, până la tensiunea necesară pentru amorsarea tiristorului (vezifigura 5.4 în care tensiunea redresată este precizată prin aria haşurată).

Constanta de timp se alege în acest caz cu relaţia:

RC CC 1,32T4

unde = 2f = 2 /T.Referitor la schema din figura 5.3.d, ea funcţionează la fel ca şi schema din figura 5.3.b,

cu deosebirea că tiristorul conduce curent în timpul ambelor alternanţe (figura 5.5).

Fig. 5.4

RESTRICTIO

NAT

3

O schemă de comandă mai perfectionată carepermite reglajul întârzierii la aprindere între a=0şi a=180° este prezentată în figura 5.6.Tiristorul este comandat în timpul fiecăreialternanţe cu o tensiune în formă de impulsuri,produsă cu ajutorul unui tranzistor unijoncţiune(TUJ). TUJ-ul este configurat într-o schemă deoscilator de relaxare, circuitul de reglaj aperioadei oscilaţiilor (RC + CC) fiind alimentat,

ca şi în schemele precedente, cu tensiunea de reţea limitată la o valoare de aproximativ 12÷25 Vcu ajutorul unei diode Zener (Dz). Funcţionarea circuitului de comandă este redată de formele deundă reprezentate în figura 5.7, unde uZ estetensiunea de alimentare limitată de diodaZener, iar uC tensiunea la bornelecondensatorului din circuitul de comandă.Când tensiunea uC ajunge la nivelul debasculare VT al tranzistorului unijoncţiune,condensatorul se descarcă prin circuitul deemitor (emitor-baza l) şi rezistenta RBl. Labornele rezistenţei RB1 apare un impuls careamorsează tiristorul. După descărcareacondensatorului, TUJ-ul se blochează din nou,iar fenomenele se repetă. Condensatorul seîncarcă şi descarcă, producându-se şi alteimpulsuri la bornele rezistorului RBl, care însăpractic nu mai au nici o acţiune asupratiristorului aflat deja în conducţie, dacă primul impuls îndeplineşte condiţiile de amorsare.Datorită alimentării TUJ-lui cu o tensiune de formă aproximativ trapezoidală, sincronă cureţeaua, primul impuls de la oscilator (care amorsează tiristorul în fiecare alternanţă) aparepractic la acelaşi moment după trecerea prin zero a tensiunii reţelei. Într-adevăr, la sfârşitulfiecărei alternanţe tensiunea uZ scade la zero, obligând condensatorul CC să se descarce până laaceeaşi tensiune, deci are loc resetarea sa. În acest mod condensatorul reia procesul de încărcarela începutul fiecărei alternanţe de la acelaşi nivel de tensiune (0 V), asigurându-se astfel o"sincronizare" a impulsurilor de comandă cu tensiunea de alimentare a circuitului anodic altiristorului.

Fig. 5.7În schema din figura 5.6. variaţia unghiului de comandă se obţine prin modificarea

constantei de timp a circuitului, =RCCC. Este posibilă însă şi o comandă electronică a unghiuluia cu ajutorul unei tensiuni continue care să alimenteze circuitul de încărcare, menţinând

Fig. 5.5

Fig. 5.6

RESTRICTIO

NAT

4

valoarea constantă (astfel se efectuează un reglajautomat al puterii disipate în sarcină sau reglareavalorii medii a tensiunii redresate, prin modificareacorespunzătoare a unghiului de comandă în fază înbucla de reacţie negativă).

O schemă de comandă a unghiului deamorsare printr-o tensiunea continuă ucom esteprezentată în figura 5.8.

În acest caz tensiunea continuă ucomcontrolează curentul de încărcare a condensatoruluiCC prin intermediul unui generator de curent(realizat cu un tranzistor pnp). Neglijând curentulde bază al tranzistorului şi notând cu iC curentul decolector, tensiunea la bornele condesatorului estedată de expresia:

tCR

uUdti

Cu

CC

comt

CCC

C 0

)0(1

Dacă tensiunea continuă de alimentare a circuitului de comandă are valoarea E,tranzistorul unijoncţiune intră în conducţie în momentul t=ta, când uC=E, unde reprezintăraportul de divizare intrinsec al tranzistorului unijoncţiune. Timpul de întârziere

com

CCa uECRt , poate fi modificat uşor prin variaţia tensiunii continue de comandă ucom.

Pentru sincronizare, tensiunea de alimentare a circuitului de comandă se obţine dintensiunea reţelei de alimentare cu ajutorul unei diode Zener.

2.3. Circuitul integrat AA 145

Fig. 5.8

Tiristoarele convertoarelor cu comutaţie naturală se comandă cu impulsuri sincronizate cureţeaua de alimentare monofazată sau trifazată. Impulsurile de amorsare se generează cu ajutorulunor scheme de comandă logice şi analogice.

Fig. 5.9

RESTRICTIO

NAT

5

Cu ajutorul acestor scheme, momentul amorsării tiristoarelor se reglează în timp, pedurata semiperioadei reţelei de alimentare. Reglajul se poate efectua în buclă închisă sau în buclădeschisă, în funcţie de schema de principiu a convertorului de putere.

Schemele electronice de sincronizare cu reţeaua folosesc componente electronice discretesau integrate. Circuitul integrat AA 145 este un circuit monolitic dezvoltat special pentrurezolvarea problemelor de sincronizare cu reţeaua.

Fig. 5.10

Fig. 5.11Tehnologia de realizare monolitică are toate avantajele cunoscute privind funcţionarea

circuitelor integrate: precizie, stabilitate, dispersie mică a parametrilor, termostatare (temperaturăegală a tuturor componentelor), siguranţă în funcţionare, preţ redus etc.

Schema bloc a circuitului AA 145 este prezentată în figura 5.9 şi ea cuprinde:- etajul de sincronizare;- etajul generator de tensiune liniar variabilă (rampă descrescătoare);- comparatorul de tensiune;- generatorul de impuls;- etajul logic separator de canale;- amplificatoarele de ieşire. Etajul de sincronizare este alimentat cu tensiune alternativă printr-un divizor rezistiv,

limitând sinusoida reţelei la o amplitudine egală aproximativ cu tensiunea bază-emitor (0,8V).Tensiunea reţelei fiind de 220Vef, rezultă practic fronturi verticale la fiecare trecere prin zero aacesteia. Unda dreptunghiulară sincronizează un generator de impulsuri, care generează unimpuls scurt la fiecare trecere prin zero. În cazul când tensiunea vSINC traversează nivelul 0V(vezi figura 5.10), având valori în ambele domenii de tensiune (pozitiv şi negativ), sunt generateimpulsuri la ambele ieşiri ale circuitului AA 145. Circuitul de sincronizare, odată declanşat, numai este influenţat de variaţia ulterioară a semnalului vSINC, atâta vreme cât acesta nu trece dinnou prin zero.

RESTRICTIO

NAT

6

Etajul generator de tensiune liniar variabilă (rampă descrescătoare) este declanşat deimpulsurile ascuţite şi generează o rampă descrescătoare cu amplitudinea de aproximativ 8V.

Comparatorul de tensiune compară valoarea prescrisă (o tensiune între 0 şi 8V) curampa de tensiune. În momentul când prescrisa (tensiunea la pinul 8) devine mai mare decâtrampa, tensiunea de la ieşirea comparatorului comută la valoarea negativă de alimentare (de la+15V la -8V; vezi figura 5.9).

Generatorul de impuls este declanşat de fronturile descrescătoare ale tensiunii de laieşirea comparatorului, rezultând un tren de impulsuri de 100Hz defazat conform valoriiprescrise la intrarea inversoare a comparatorului.

Fig. 5.12 Etajul logic separator de canale distribuie impulsurile generatorului pe două canale de

ieşire, corespunzătoare alternanţelor pozitive şi negative. Impulsurile distribuite au fronturicorespunzătoare şi o durată reglabilă între 0,1ms şi 4ms (din P2

e). Amplificatoarele de ieşire au rolul de a asigura impulsurilor de comandă un nivel de

putere mai ridicat, suficient pentru a amorsa un tiristor de 1A.Figura 5.11 redă diagrama formelor de undă la pinii integratului, caracteristice fiecărui

bloc funcţional. Cifrele încercuite pe figurăreprezintă numărul pinului circuitului integratunde se poate oscilografia forma de undărespectivă.

Figura 5.12 reprezintă schema tipică deutilizare a circuitului integrat. Grupul(RS+R2

e)CS serveşte la fixarea duratei rampei,deci o limitare a domeniului de reglaj la valorimai mici decât 180. Grupul (RT + R3

e)CT serveşte la reglarealăţimii impulsului de amorsare (tp). Conectarea la pinul 6 a unei tensiuni de+15V blochează impulsurile de la pinii de ieşire(10 şi 14), independent de valoarea prescrisă lapinul 8 şi valoarea instantanee a tensiunii desincronizare. Definiţia unghiului de comandă înfază (amorsare şi aprindere) şi a unghiului de conducţie rezultă din figura 5.13.

Fig.5.13

RESTRICTIO

NAT

7

Configuraţia pinilor CI AA145:1 - Alimentare(V+);2 - Ieşire monostabil;3 - Masă;6 - Blocare impuls;7 - Rampă de tensiune;8 - Comandă fază;9 - Intrare de sincronizare;10 - Ieşire;11 - Comandă durată;13 - Alimentare(V-);14 - Ieşire;15 - Referinţă de tensiune;16 - Sincronizare paralel. Fig. 5.14

Măsurători electrice şi electronice

a) măsuratori cu voltmetrul de c.c. (cu Ri 20kΩ/V).Deoarece βAA145 este un circuit de impulsuri se pot realiza puţine măsurători care să ne

dea informaţii corecte despre starea de funcţionare a acestuia; faţă de masă avem potenţialele lapini:

- pinul 13: V3-13 7V;- pinul 9: V9-3 0,6V;- pinul 16: V16-3 < 0,1V;- pinul 7: 3,5V <V7-3 < 4,5V.b) măsuratori cu osciloscopul (f > 100kHz şi două spoturi).Recomandabil este ca osciloscopul să fie sincronizat pe un canal cu semnalul de pe pinul

9 şi cu celălalt canal să se vizualizeze forma de undă dorită. Baza de timp se regleazăla 2 ms/div., iar sensibilitatea la 0,5V/div. pentru pinul 9 şi la 5V/div. pentru pinii 10 şi 14.Formele de undă din figura 5.11 se obţin pentru V8 5V.

Aplicaţii ale circuitului βAA145*

Vom folosi notaţia βAA145* pentru a indica faptul că acest circuit se consideră ca înmontajul din figura 5.12. Schemele de aplicaţii ce vor fi prezentate în continuare vor conţinedoar componentele externe suplimentare celor indicate în figura 5.12.

Aplicaţia 1: Comanda monoalternanţă a unui tiristor de 1ACurentul de poarta necesar pentru amorsarea tiristorului T1N4 (IPRS) este de 15 mA şi

deci curentul de 22 mAasigurat de βAA145 estesuficient pentru amorsare.Dioda D1 este necesară pentruasigurarea blocării tiristoruluipe intervalul când tensiunea lapinul 14 de ieşire este lavaloarea minimă (tranzistorulintern este saturat, curentulfiind fixat de valoarearezistorului intern).

Fig.5.15

RESTRICTIO

NAT

8

Aplicaţia 2. Comanda bialternanţă a două tiristoare conectate antiparalelObservăm că ieşirea 14 comandă direct Th1 pe alternanţa pozitivă. Ieşirea 10, prin

intermediul transformatorului de impulsuri TrI, comandă Th2 pe alternanţa negativă (impulsul decurent pozitiv este aplicat în poarta tiristorului). Dioda D1 evită aplicarea impulsurilor negative(de exemplu, frontul negativ al impulsului de comandă se transmite în secundarultransformatorului sub forma unor tensiuni negative pe poartă sau, accidental TrI poate fi conectatinvers) pe poarta lui Th2.

Fig. 5.16

Aplicaţia 3. Comanda bialternanţă a tiristorului de 1A aflat într-un montaj în puntePuntea redresoare 1PM4 realizează redresarea tensiunii de c.a. pentru a permite

polarizarea corectă a tiristorului T1N4 în vederea amorsării, atât în timpul alternanţei negativecât şi în timpul celei pozitive. Impulsurile de comandă bialternanţă se obţin cu circuitul sumatorrealizat cu diodele D1 şi D2.

Fig. 5.17

2.3. Circuitul integrat TDA1085Circuitul integrat TDA 1085 este un procesor bipolar pentru controlul turaţiei motoarelor

de c.a. prin comanda în fază a unui triac. Circuitul integrat TDA 1085 operează în configuraţiacu buclă de reacţie închisă şi poate realiza următoarele funcţii:

- stabilizarea turaţiei motorului;- protecţia la scurtcircuit;- pornirea lentă (soft star) şi intrarea treptată în regimul de turaţie nominală a motorului;- generarea a două rampe controlabile de regim de turaţie.Schema-bloc a circuitului integrat TDA 1085 este prezentată în figura 5.18, iar aplicaţia

tipică a circuitului este prezentată în figura 5.19.

RESTRICTIO

NAT

9

Fig. 5.18

Fig. 5.19Semnificaţia pinilor este următoarea:

1 - Detector de nul pentru tensiunea de sincronizare2 - Detector de nul pentru curentul anodic3 - Limitare curent anodic4 - Turaţie curentă5 – Turaţie prescrisă6 - Programare rampă7 - Durată rampă temporizată8 – Masă

9 - Alimentare stabilizată10 - Rezistor de balast pentru regulatorul paralel11 - Programare conversie f/V12 - Intrare convertor f/V13 - Ieşire impuls de comandă a triacului14 - Pantă rampă sincronizată15 - Curent rampă sincronizată16 – Stabilitate reacţie.

Blocul de alimentare asigură o tensiune stabilizată de +17V obţinută direct de la reţeauade 220Vef, printr-un grup de redresare monoalternanţă şi filtrare cu divizare.

Detectorul de nul al tensiunii de sincronizare declanşează rampa de sincronizare cureţeaua.

Blocul care asigură repetiţia impulsului de comandă este specific circuitului TDA1085. În cazul neamorsarii tiristorului se întrerupe rampa de sincronizare şi se generează un nouimpuls. Durata tp a impulsului şi perioada Tr de repetiţie sunt date de catalog fiind fixate de

RESTRICTIO

NAT

10

componente interne ale circuitului. În aplicaţii curente folosirea circuitului în acest mod de lucrunu se justifică.

Semnalul cu informaţia de turaţie, conţinutăîn frecvenţa acestuia, este aplicat la pinul 6 almontajului şi este transformat într-un tren deimpulsuri dreptunghiulare cu ajutorul circuitului deformare R19, D3, C7. Transformarea turaţieimotorului într-o tensiune continuă este realizată deconvertorul frecvenţă-tensiune f/V.

Pe intrarea neinversoare a amplificatoruluiA1 se aplică o tensiune vR produsă de rampa detemporizare ai cărei parametri sunt determinaţi decomponentele externe conectate la terminalele 6 şi 7ale circuitului. Tensiunea vR are variaţia tipică dinfigura 5.20.

Rampa de temporizare (tensiunea la pinul 7 al circuitului integrat) prezintă două pante decreştere, de valori diferite în general (vezi figura 5.20)şi reprezintă, la altă scară, chiar turaţia motoruluiprescrisă. Dependenţa de componentele externe carefixează tensiunile la pinii 5 şi 6 ai circuitului integrateste dată de relaţiile:

V1=Vpin6, V2=2V1, V3=Vpin5Formele de undă pentru tensiunea la pinul 2 al

circuitului integrat (u2), tensiunea de comandă atriacului (la pinul 13 - ucom) şi tensiunea la bornelemotorului (um), în regim normal de funcţionare şisincronizate cu tensiunea retelei (uretea) sunt prezentateîn figura 5.21.

De asemenea, circuitul dispune de blocuri deprotecţie la: supratensiune, subalimentare, scurtcircuit,supraturaţie, supracomandă, etc., care, în cazuldepăşirii valorilor limită prestabilite, acţioneazăasupra rampei de temporizare şi a rampei desincronizare prin intermediul blocului de resetare a turaţiei.

2.4. Alte circuite de comandă în fază

- circuite analogice de comandă în fază: circuitele TEA 1007, U 106 BS, U 111 B şi U217 B (AEG - Telefunken), circuitele l 120 şi l 121 (SGS - ATES), circuitul TCA 780 (Siemens)etc.

- circuite digitale de comandă în fază: sunt implementate, în general, cumicrocontroller RISC, simple şi ieftine (exemplu: MICROCHIP 16C54). Tensiunea dealimentare se obţine direct de la reţea iar oscilatorul este, de regulă, unul de tip RC. Circuitulprimeşte pe o intrare digitală semnalul de sincronizare cu reţeaua (aplicat de la reţea printr-unsimplu divizor rezistiv), unghiul de comandă obţinându-se cu ajutorul unui numărătorprogramabil intern microcontroller-ului.

3. Echipamente necesare:- montajul experimental- osciloscop cu două canale- sursă dublă de tensiune- voltmetru numeric

Fig.5.20

Fig. 5.21

RESTRICTIO

NAT

11

4. Desfăşurarea lucrării

Pentru efectuarea lucrării se folosesc mai multe machete de laborator. Ca rezistenţă desarcină se folosesc becuri electrice, reostate de putere sau motoare electrice. Alimentareacircuitelor se face prin intermediul unui transformator separator (cu raport de transformareadecvat calculat, astfel încât să avem raportul de tensiuni 220/12+12), cu excepţia circuituluiintegrat TDA 1085 care se alimentează direct de la reţeaua de 220Vef.

4.1. Circuite discrete de comandă în fază

1. Folosind macheta cu schema prezentată în fig.5.22, se studiază modul de funcţionare acircuitelor de comandă din fig.5.3.b şi fig. 5.3.c (impulsul de comandă se preia cu călăreţulcorespunzător).

Fig. 5.22Cu ajutorul osciloscopului se vor vizualiza şi desena formele de undă de la punctele de

măsură 2, 6, 4 şi G, în raport cu catodul tiristorului (punctul de măsură 1). Operaţia se va repetapentru diferitele valori ale rezistenţei RC. În acest scop rezistenţa RC este constituită dintr-unpotenţiometru a cărui valoare se poate regla între 0 şi 0.5 M. Pentru a realiza conexiunile demontaj corespunzătoare schemei din fig.5.3.c, bornele 6, 7 şi 8 se leagă împreună. În lipsa acesteilegături macheta corespunde schemei de comandă din fig,5.3.b.

2. Folosind aceeaşi machetă dar schimbând comutatorul K pentru preluarea impulsului decomandă pe cealaltă poziţie, se studiază funcţionarea schemei de comandă cu tensiune continuădin fig.5.8. În acest scop, la bornele 9 şi 10 ale machetei se va conecta o sursă de tensiunecontinuă stabilizată, a cărei tensiune de ieşire va fi fixată la o valoare de 1V. Unghiul decomandă se va regla acţionând fin asupra reglajului de tensiune al sursei. Se vor vizualiza cuosciloscopul formele de undă din punctele de măsură 2, 3 şi 4 (în raport cu borna de masă 1),pentru diferite valori reglate ale tensiunii continue.

4.2. Circuitul βA145

Lucrarea se efectuează folosind unul din montajele care conţin schema de utilizare debază a circuitului integrat βAA 145 (fig. 5.12). Partea de forţă este conform figurilor 5.15, 5.16,5.17. După verificarea şi alimentarea montajului se fac următoarele reglaje:

- ajustarea din potenţiometrul R2e a rampelor descrescătoare, vizualizate la pinul 7, astfel

încât panta unei rampe să se termine exact atunci când începe următoarea rampă (vezi fig. 5.11);- reglarea lăţimii impulsului de comandă (≈1ms) vizualizat la pinul 10 (sau 14), din

semireglabilul R3e.

1. Se vizualizează şi se interpretează formele de undă de la pinii circuitului, conformfigurii 5.11, pentru diferite valori ale tensiunii de comandă la pinul 8 al circuitului integrat; sereprezentă grafic =f(Ucom).

RESTRICTIO

NAT

12

2. Se modifică din potenţiometrul R2e panta rampelor (optim reglată anterior), în ambele

sensuri; de fiecare dată se baleiază tensiunea de comandă observând limitările de reglaj aleunghiului de comandă care apar.

3. Se urmăreşte în secundarul transformatorului de impulsuri efectul unei lăţimi mai maria impulsurilor de comandă.

4.3. Circuitul integrat TDA1085

Atenţie!!! Montajul experimental cu TDA 1085 (figura 5.19) nu este izolat faţă dereţeaua de 220Vef. De aceea, măsurătorile se vor efectua cu grijă şi numai sub îndrumareacadrului didactic.

1. Se vor vizualiza, corelat în timp, formele de undă din figura 5.21. şi rampa desincronizare de la pinul 14. Măsurătorile se vor face după ce motorul atinge regimul staţionar deturaţie corespunzător tensiunii V3 din figura 5.20.

2. Se vizualizează rampa de temporizare din figura 5.20 şi se studiază efectul pe care îlare evoluţia acesteia asupra tensiunilor din figura 5.21.

3. Se studiază efectul variaţiei tensiunilor la pinii 5 şi 6 asupra rampei de temporizare.Tensiunea la pinii 5 şi 6 se reglează cu ajutorul a două potenţiometre aflate pe panoul frontal almachetei.

5. Întrebări

1. În ce domeniu poate fi reglat unghiul de comandă pentru schemele de comandă înfază studiate? Ce elemente influenţează plaja de reglare şi stabilitatea în timp a lui ?

2. Care sunt avantajele tehnologiei monolitice?3. Care sunt blocurile funcţionale ale circuitului integrat βAA145?4. De ce este necesară cuplarea unor rezistenţe de la ieşirile circuitului integrat βAA145,

către plusul tensiunii de alimentare?5. Care convertoare necesită impulsuri de comandă sincronizate cu reţeaua ?6. Definiţi unghiul de comandă?7. Care este principiul de reglare a turaţiei motoarelor asincrone monofazate cu circuitul

integrat TDA 1085?8. Care este rolul blocului care asigură repetiţia impulsului de aprindere?9. Concepeţi o schemă bloc şi una logică pentru un circuit digital de comandă în faza.

6. Bibliografie.

1. M.Bodea ş.a., Diode şi tiristoare de putere, vol. 1, Ed. Tehnică, Bucureşti, 1990.2. xxx, Diode şi tiristoare, catalog IPRS 1995.3. xxx Motorola Analog IC Device Data – TDA 1085C

RESTRICTIO

NAT

Lucrarea de laborator numărul 3

Studiul convertoarelor monofazate cu control prin fază

1. Scopul lucrării

Lucrarea îşi propune studiul detaliat al funcţionării convertorului monofazat cu controlprin fază, de tip:

- convertor monofazat monoalternanţă;- convertor monofazat bialternanţă:

- cu punct median;- în punte integral comandată;- în punte semicomandată;

În acest scop se vor oscilografia formele de undă al curenţilor şi tensiunilor în punctelesemnificative ale redresorului, în special pe sarcină.

Sarcina convertorului va fi de tip pasiv: rezistivă R, rezistiv-inductivă R-L, puternicputernic inductivă L, respectiv de tip activ R-L-E (motor de curent continuu în serie cu o bobinăde filtrare). În consecinţă se va putea studia funcţionarea convertorului atât în regim de conducţiecontinuă, cât şi întreruptă. Se va pune în evidenţă fenomenul suprapunerii curenţilor anodici şi seva măsura unghiului de suprapunere anodică. Se va evidenţia rolul diodei de nul.

Cu ajutorul mărimilor măsurate experimental se vor trasa grafic:

- caracteristica de reglaj: ;0

fUU

ctId

d

d

- caracteristicile externe: ;0

dctd

d IfUU

- caracteristicile de sarcină: ;0

dctd

d IfPP

Rezultatele obţinute experimental se vor compara cu cele obţinute prin simulare.

2. Introducere teoretică

Circuitul fundamental pentru convertorul monofazat monoalternanţă este prezentat înfigura 3.1, iar formele de undă ale tensiunii şi curentului pe sarcină R-L în figura 3.2.

Ecuaţia curentului este:

tgZ

Ui expsinsin , (3.1)

unde:

QRLtgLRZ

,22 (3.2)

Conducţia se prelungeşte până la unghiul de fază , când0i . Rezultă ecuaţia de definire a unghiului :

tg

expsinsin (3.3)

Fig. 3.1

RESTRICTIO

NAT

2

Se observă că:

(3.4) (3.5) (3.6)

Tensiunea redresată medie este:

2coscossin

2

UdUU d (3.7)

iar curentul mediu este:

RU

I dd

(3.8)

În cazul convertorului monofazatbialternanţă valorile medii sunt duble. Dacă esteîndeplinită condiţia (3.6), conducţia curentuluiprin sarcină este întreruptă, deci:

RU

IUU ddd

,2

coscos2 (3.9)

Dacă este îndeplinită condiţia (3.4),conducţia curentului prin sarcină esteneîntreruptă. Fiecare tiristor preia conducţia de lacel precedent şi conduce jumătate de perioadă,deci:

RU

IUUU ddd

,cos2sin (3.10)

Notând, pentru =0, cu Ud0, respectivId0 tensiunea redresată medie, respectiv curentul

redresat mediu, se defineşte caracteristica de reglaj:

00 d

d

d

d

II

UU

R (3.11)

În cazul conducţiei neîntrerupte(bialternanţă şi ) avem:

cosR , (3.12)iar pentru conducţie întreruptă (bialternanţă şi >sau monoalternanţă) avem:

2coscosR

(3.13)

Soluţiile ecuaţiei (3.3) sunt reprezentate înfigura 3.3 (dependenţa unghiului de stingere ), iarcaracteristicile de reglaj în figura 3.4.

Curbele trasate cu linii pline corespundconvertorului bialternanţă (inclusiv graniţa

dată de relaţia 3.5), iar împreună cuprelungirile acestora (cu linii întrerupte) corespundconvertorului monoalternanţă.

Fig. 3.2

Fig. 3.3

Fig. 3.4

RESTRICTIO

NAT

3

Caracteristica externă a convertoruluimonofazat bialternanţă, în cazul cel mai raspândit înpractică, când impedanţa generatorului are caracterpur inductiv (LC) şi sarcina este puternic inductivă,este dată de relaţia:

dc0dd

IXcosUU (3.14)

Prin normare se obţine caracteristica externă:

c

2sc2

sc

d

ct0d

d

XU2I,

IIcos

UU

(3.15)

În figura 3.5 sunt reprezentatecaracteristicile externe aleconvertoarelor bialternanţă cufuncţionare într-un cadran (vezi ecuaţia3.15).

Pentru 090 valoarea mediea tensiunii devine negativă, determinândpe o sarcină pasivă (R-L), încetareaconducţiei. Dacă însă sarcina are uncaracter regenerativ (R-L-E) domeniulde reglaj poate fi extins la tot domeniul ,o .

În figura 3.6 este reprezentatfenomenul de suprapunere anodică (înfigura 3.3.a este prezentată schemaelectrică de comutaţie pentruconvertorul cu nul, iar în figura 3.3.btensiunea şi curentul prin sarcină).

Pe durata suprapuneriianodice, tensiunea redresată arevaloarea:

212

1ssd uuU (3.16)

Deoarece21 ss uuu ,

pe durata comutaţiei anodicetensiunea redresată este deci

0du .Fig. 3.3.b)

Fig. 3.3.a)

Fig. 3.5

RESTRICTIO

NAT

4

În figura 3.7 este reprezentată schema convertoruluimonofazat în punct median şi două pulsuri (dublă alternanţă) iarformele de undă ale tensiunii şi curentului pe sarcină sunt date înfigura 3.8, în cazurile: a - sarcina R; b - sarcina L; c şi d - sarcina R-Lîn regim de conducţie continuă , respectiv conducţieîntreruptă ;

Păstrând notaţiile, formelede undă rămân aceleaşi şi pentruconvertorul monofazat în puntecomplet comandată (figura 3.9: a -schema electrică; b, c, d - faze defuncţionare).

Avantajul convertoarelorcomandate monofazate în punteeste acela că putereatransformatorului de reţea este cu11% mai mare decât puterea utilă

00 PIU dNd (relaţia 3.21), întimp ce la convertorul monofazatcu punct de nul este cu 34% maimare (relaţia 3.20), din cauzafunctionării unei singure jumătăţi,din înfăşurarea secundară, la un

moment dat.

Fig. 3.9

Fig. 3.7

Fig. 3.8

RESTRICTIO

NAT

5

Puterea transformatorului, considerând un raport de transformare egal cu 1 (Up=Us), sedetermină cu relaţia generală:

sptr PPP 21

(3.17)

Pentru convertorul monofazat cu punct de nul puterile din primar, respectiv secundar,sunt:

dododefsdefpefpp PUIUIUIP2222

(3.18)

0222222 ddo

defsefss PU

IUIP

(3.19)

Obţinem:

034.12

114 ddotr PPP

(3.20)

Analog, obţinem pentru convertorul monofazat în punte:

000 11.122 ddd PPP

(3.21)

În aplicaţiile în care este necesară doar o tensiune redresată, pozitivă, adică funcţionareanumai în regim de redresor, o parte din tiristoarele convertoarelor monofazate în punte pot fiînlocuite cu diode. Se obţin astfel punţile semicomandate la care tensiunea redresată medie este:

2cos12

s

dU

U , (3.22)

unde Us=U reprezintă amplitudinea în secundar.Valoarea maximă a tensiunii redresate este:

s

dU

U2

0 (3.23)

În figura 3.10 este prezentată puntea monofazată semicomandată în două variante deamplasare a diodelolor (a – simetric; b – asimetric), iar în figura 3.11 sunt prezentate formele deundă ale tensiunii şi curentului de alimentare, respectiv tensiunii şi curentului redresat pentruvarianta simetrică la un unghi de comandă =450.

Fig. 3.10

Funcţionarea acestui redresor în condiţii reale este de asemenea însoţită de fenomenulsuprapunerii anodice şi al conducţiei întrerupte, fenomene ce vor fi puse în evidenţă prinoscilografierea curenţilor în montajul exprimental.

RESTRICTIO

NAT

6

În ceea ce priveşte forma şi mărimeatensiunii redresate, redresoarele monofazate înpunte semicomandată nu se deosebesc cu nimic deredresoarele monofazate bialternanţă cu nul sau înpunte integral comandată care au diodă de nul. Înschimb apare avantajul unei echipări mai ieftine.

Funcţionarea convertoarelor analizatepână acum în cazul unei sarcini de tip R-L-E(motor de curent continuu) prezintă anumiteparticularităţi datorită prezenţei tensiuniielectromotoare E (vezi figura 3.12. în care esteprezentată schema echivalentă a unui motor decurent continuu cu excitaţie independentă, înregim staţionar).

Astfel, pentru un unghi de comandă dat,funcţionarea convertorului în regim de redresorpoate fi în regim de conducţie permanentă sau înregim de conducţie întreruptă în funcţie de nivelultensiunii electromotoare, care la rândul ei depindede turaţia motorului (modificându-se în funcţie desarcina la arborele motorului).

Astfel, turaţia motorului de curentcontinuu este dată de expresia:

c

dad

CIRUn

(3.24)

iar cuplul electromotor dezvoltat este:dmem ICM (3.25)

unde:

N

NaNc n

IRUC (3.26)

respectiv,

cN

NaNm CIRUC

30

(3.27)

De asemenea, tensiunea electromotoare E la bornele motorului este:nCE e (3.28)

Schema echivalentă din figura 3.12 este valabilă în regim stabilizat Id=ct.

Maşinile de curent continuu au o rezistenţă relativ mică. Din aceasta cauză, pentru alimita curentul care apare datorită diferenţei dintre tensiunearedresată, variabilă în timp, şi tensiunea electromotoare E amotorului, între redresor şi motor se conectează o inductanţă auxiliară(Laux).

În cazul când bobina auxad LLL asigură o conductanţăpermanentă (Id=ct.) obţinem:

ddd IREU , (3.29)unde Rd este rezultanta rezistenţelor din circuitul de curent continuu.

Fig. 3.11

Fig. 3.12

RESTRICTIO

NAT

7

Neglijând aceste pierderi, Rd=0, obţinem:EUU dd cos0 (3.30)

Fiind în cazul conducţiei permanente, din relaţia 3.5 rezultă că pentru un unghi de

comandă mai mare decât2

,

tensiunea electromotoare îşischimbă semnul (E<0).

Bineînţeles că sensulcurentului redresat nu poate să seschimbe deoarece prinelementele redresoare curentulpoate să treacă numai într-unsingur sens. În acest regim,maşina de curent continuufuncţionează ca generator iarconvertorul în regim inversor.Energia generatorului de curentcontinuu ajunge prin circuitulconvertorului în reţeaua decurent alternativ.

În figura 3.13. esteprezentat convertorul monofazatbialternanţă cu punct median înregim de redresor (a) şi în regimde invertor (b).

În cazul când Ld scade,poate să apară regimul de conducţie întreruptă. Din ecuaţia diferenţială:

,sin EUdtid

L sd

d (3.31)

se obţine ecuaţia curentului redresat:

sd

sd U

EL

Ui coscos (3.32)

Curentul redresat se anulează la unghiul dat de relaţia:

sU

Ecoscos (3.33)

În figura 3.14 este reprezentat regimul de conducţie întreruptă al convertorului monofazatbialternanţă (cu doua pulsuri): a - regim redresor; b - regim invertor (partea haşurată reprezintătensiunea de pe bobina Ld).

Funcţionarea convertorului în cele două regimuri de conducţie (continuă şi întreruptă)diferă foarte mult din punct de vedere a reglajului unghiului de comandă. În cazul conducţieipermanente, o schimbare mică a unghiului de comandă poate să determine modificarea puternicăa curentului motorului. În regiunea conducţiei întrerupte schimbarea curentului necesitămodificarea în mai mare masură a unghiului de comandă.

Fig. 3.13

RESTRICTIO

NAT

8

În figura 3.15 sunt prezentate:a - funcţionarea convertorului în

conducţie permanentă (la 2 tensiunearedresată este nulă);

b - în conducţie întreruptă (curentulredresat este nul şi tensiunea la bornelemotorului este tensiunea electromotoare E;

c - caracteristicile externe deconducţie întreruptă şi permanentă.

Fig. 3.153. Aparate şi echipamente utilizate

- osciloscop cu două canale;- voltmetru c.a/c.c şi ampermetru c.c;- reostat 033/66W (sarcina R); bobina de filtrare (autotransformator ATR 8) (sarcina L);- baterie de acumulatori 12V (sarcina R-E);- motor de c.c 12V (sarcina R-L-E);- macheta laborator. Pe panoul frontal al machetei de laborator se găsesc următoarele

elemente de conectare, comutare şi reglaj:- comutatorul K permite configurarea convertorului într-una din variantele:

- p.m. –monofazat bialternanţă cu punct median;- c.c. –monofazat bialternanţă în punte complet comandată;- s.s. –monofazat bialternanţă în punte semicomandată simetrică;- s.a. –monofazat bialternanţă în punte semicomandată asimetrică;

- întrerupătorul K0 pentru introducerea în circuit a diodei de nul;- întrerupătorul K1 pentru introducerea în circuit a inductanţei auxiliare de filtrare;- întrerupătorul K2 permite introducerea inductanţelor de comutaţie în circuitul de

alimentare;- potenţiometrul P, pentru reglarea unghiului de comandă .- borne care permit accesul pentru vizualizarea şi măsurarea curenţilor şi tensiunilor

din circuitul redresoarelor

Fig. 3.14

RESTRICTIO

NAT

9

4. Desfăşurarea lucrării

4.1. Experiment

a. Studiul convertoarelor monofazate (p.m.; c.c; s.s.; s.a.) cu reglaj de fază având sarcinărezistivă.

1. Se conectează sarcina rezistivă (reostat) în serie cu ampermetrul (Id=0,5A), şuntândbobina auxiliară (Laux=0) şi inductanţa de comutaţie (Lc=0). Dioda de nul D0 nu este conectată.

2. Se măsoară tensiunea efectivă aplicată la intrarea convertorului, determinându-seamplitudinea semnalului sinusoidal aplicat convertorului.

3. Având permanent în vedere semnul mărimilor vizualizate şi alegerea corectă apunctulului comun de masă, se oscilografiază următoarele mărimi caracteristice redresorului:

- tensiunea şi curentul prin sarcină;- tensiunile şi curenţii prin tranzistoarele şi diodele care intră în schema convertorului;- tensiunea şi curenţii prin faze;- tensiunea pe bobina de filtrare (când este cazul);

Toate oscilogramele se vor reprezenta grafic la scară, sincron, punându-se în evidenţătensiunea sinusoidală de la intrarea convertorului şi impulsurile de comandă ale tiristoarelor,eventual, grupându-se graficele. Oscilogramele se vor face la un unghi de comandă =00, =300,=600 şi un curent de sarcină Id=0,5A.

4. Se conectează un volmetru de c.c. pentru a măsura tensiunea medie redresată Ud (labornele +L şi M).

5. Se măsoară experimental şi se reprezintă grafic caracteristicile de funcţionare aleredresorului:

- carcteristica externă: ctdd IfU , unde Id [0,2]A, iar =00, 300 şi 600;

- caracteristica de comandă externă a redresorului ctfUdId

la AI d 5,0

- caracteristica de sarcină ctdId fP

la Id=0,5A, considerând Pd=Ud Id

3. Se determină unghiul de suprapunere anodică (când apare fenomenul), cu şi fărăinductanţele suplimentare de comutaţie, determinându-se inductanţele de comutaţie propriicircuitului (adică inductanţele de scăpări ale transformatorului, inductanţele firelor de legatură,etc). Pentru Id=0,5A se determină unghiul cu şi fără inductanţa auxiliară Lc, pentru =00, 300,600 şi 900.

7. Se observă efectul conectării diodei de nul D0 asupra funcţionării convertorului,vizualizând tensiunea şi curentul de nul, precum şi celelalte forme de undă enumerate la punctul3.

b. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcină puternic inductivă.Se repetă punctele 17.

c. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcină rezistiv-inductivă

RLtgLR , . Se repetă punctele 17, suplimentar se va determina unghiul , urmărind

care este valoarea unghiului la care se face trecerea de la regimul de conducţie continuă laregimul de conducţie întreruptă.

d. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcina R-E (baterie deacumulatori + reostat). Se repetă punctele 17.

e. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcina R-L-E (motor dec.c. + bobină de filtrare). Se repetă punctele 17. Suplimentar se va determina pentru =00, 300,600 şi 900, curenţii de mers în gol şi inductanţa bobinei de filtrare necesare pentru asigurarea (lalimită) a regimului de conducţie continuă.

RESTRICTIO

NAT

10

4.2. Simulare

1. Utilizând programul SPICE se simulează funcţionarea convertoarelor monofazate(monoalternanţă sau bialternanţă: p.m.; c.c.; s.s.; s.a.) pe diverse tipuri de sarcină.

- R;- R+L (>=lim), R+L (<=lim);- R+E;- R+L+E (>lim), respectiv R+L+E (<lim);S-a notat cu lim valoarea unghiului de comandă la care se face trecerea de la regimul de

conducţie întreruptă la cel de conducţie continuă.2. Se compară rezultatele obţinute prin simulare cu cele măsurate experimental. Se

urmăreşte şi comportarea în regim tranzitoriu, fenomen care nu poate fi observat experimental.3. Se analizează fenomenul comutaţiei anodice pentru convertorul monofazat bialternanţă

cu punct median având sarcina puternic inductivă (Id=0,5A) la diferite unghiuri de comandă(pentru =00, 300, 600 şi 900). Se compară rezultatele obţinute prin simulare cu cele obţinuteexperimental.

5. Întrebări; teme de casă

1. Ce se întâmplă în cazul sincronizării incorecte a schemei electronice de comandă cuschema electronică de forţă?

2. Care este efectul măririi bobinei de filtrare, Laux?3. De cine depinde unghiul de suprapunere anodică ?4. De ce este necesar să cunoaştem unghiul de comandă specific limitei dintre cele

două regimuri de conducţie (lim)? Cu ce element de circuit puteţi influenţa această valoarelimită?

5. Ce se întamplă dacă se montează o diodă de nul la ieşirea convertorului? Care va fiforma caracteristicii externe în acest caz?

6. De ce nu poate deveni negativă tensiunea redresată în cazul convertorului monofazatbialternanţă cu diodă de nul, respectiv convertorului monofazat bialternanţă în puntesemicomandată?

7. Ce diferenţe există în funcţionarea convertoarelor de tip s.a., respectiv s.s.?8. Ce relaţie există între turaţia motorului de curent continuu în regim stabilizat şi

unghiul de comandă al convertorului?9. Cum operaţi cu motorul de curent continuu, aflat pe post de sarcină variabilă, legat

printr-un cuplaj elastic de motorul de curent continuu comandat de convertor, pentru a trececonvertorul în regim de invertor?

3. Bibliografie

1. Teodorescu, I., Electronică industrială, curs litografiat, I. P. Bucureşti, 19902. Ponner, I., Electronică industrială, E.D.P., Bucureşti 19723. Kelemen, A., Imecs, M., Mutatoare, E.D.P., Bucureşti, 19784. Constantin. P., ş.a., Electronică industrială, E.D.P., Bucureşti, 1972

RESTRICTIO

NAT

Lucrare de laborator 4

Variatoare de putere pentru tensiuni alternative

1. Scopul lucrării

Lucrarea îşi propune o analiză teoretică (prin modelare-simulare) şi experimentală avariatoarelor de putere pentru tensiuni alternative. Se va insista asupra comenzii cu reglareaunghiului de fază a intrării în conducţie a contactorului electronic (realizat cu tiristoare sautriace), pe sarcină rezistivă sau rezistiv-inductivă (motor asincron).

De asemenea, sunt studiate succint şi variatoarele de putere cu reglarea numărului deperioade de conducţie, respectiv cu reglarea timpului de conducţie în cadrul unei eşantionări cufrecvenţă ridicată a tensiunii reţelei.

2. Introducere teoretică

2.1. Tipuri de variatoare de putereReglarea puterii furnizată unui consumator având o impedanţă dată, se poate face prin

reglarea tensiunii alternativela bornele acestuia. Dacăsursa de alimentare nu areposibilităţi de reglare atensiunii, atunci, întreaceasta şi consumatortrebuie să se introducă uncircuit de putere specializat,denumit variator de putere(sau de tensiune). Deoarecevariatoarele de putererealizate cu contactoareelectronice aplică pe sarcinăeşantioane din tensiuneasursei de alimentare,tensiunile de intrare şi ieşirepot fi comparate doar prinvalorile lor efective. Dinacest motiv, vom folosi încontinuare noţiunea devariatoar de putere.

Reglarea puteriipoate fi efectuată prinvariaţie continuă saudiscretă, între o valoareminimă (apropiată de zero)şi o valoare maximăapropiată de valoareaputerii maxime din sarcină,care apare la conectareadirectă a sarcinii la sursa dealimentare).

Fig. 7.1

RESTRICTIO

NAT

2

În acest sens, domeniul de reglaj al unui variator se defineaşte în procente faţă devaloarea maximă (de exemplu între 10% şi 90% din puterea maximă).

Reglarea electronică a puterii în curent alternativ prin eşantionarea tensiunii de intrare,obţinută prin conectarea şi deconectarea periodică a sarcinii la sursa de alimentare, determină oputere medie furnizată sarcinii dependentă de raportul dintre durata de conectare şi perioada deeşantionare.

De regulă, consumatorii astfel alimentaţi nu acceptă o componentă medie de curent,deoarece prezenţa acesteia poate provoca saturarea circuitelor magnetice. De aceea eşantionareatrebuie făcută simetric atât în timpul alternanţelor pozitive cât şi al celor negative. În consecinţă;procesul de eşantionare trebuie să fie de regulă sincronizat cu frecvenţa reţelei. Principial, se potdeosebi trei modalităţi de reglare, specifice variatoarelor de putere:

- variatoare cu reglarea numărului de perioade de conducţie Nc, cuprinse în timpul deconducţie Tc; perioada de eşantionare Te este de regulă mult mai mare decât perioada reţelei T(figura 7.1.a);

- variatoare cu reglarea unghiului de comandă în fază a contactorului electronic întimpul fiecărei alternanţe; perioada de eşantionare este jumătate din perioada reţelei (fig. 7.1.b);

- variatoare cu reglarea raportului de conducţie în timpul unei eşantionări cu frecvenţamult mai mare decât frecvenţa reţelei (figura 7.1.c);

La variatoarele din prima categorie, datorită cerinţei ca atât timpul de conducţie cât şi celde blocare să cuprindă un număr întreg de perioade (sau semiperioade), reglarea puterii se faceprin valori discrete, date de rapoarte raţionale subunitare Nc/Ne, unde Ne reprezintă numărul totalde perioade cuprinse în perioada de eşantionare. Celelalte două metode permit o reglare continuăa puterii în sarcină.

Circuitul de putere al variatoarelor de putere (contactorul electronic) este constituit dintiristoare sau triace, diode şi tiristoare sau diode şi tranzistoare, ale căror structuri de bază suntprezentate în figura 7.2.

Fig. 7.2

Circuitele din figura 7.2.a şi b sunt identice funcţional, cele două tiristoare din primaschemă fiind înlocuite de un triac în cea de-a doua.

RESTRICTIO

NAT

3

2.2. Variatoare de putere cu reglaj prin fază

În conformitate cu figura 7.1.b, conducţia începe pentru fiecare sens de conducţie, la ofază , măsurată de la trecerea prin zero a tensiunii de alimentare. Frecvenţa comutărilor estetot timpul egală cu dublul frecvenţei reţelei. În literatura de specialitate (vezi bibliografia) suntprezentate sub titlul de variatoare de putere şi variantele în care fc=f, care transformă sistemul înredresor monofazat, precum şi cele cu comandă asimetrică, în care unghiul de comandă pentrualternanţa pozitivă este diferit de cel pentru alternanţa negativă.

Fig. 7.3.a Fig. 7.3.b

Fig. 7. 3.c

În figurile 7.3, 7.4 şi 7.5 se prezintă pentru trei tipuri de contactoare electronice, formelede undă specifice şi comanda cu izolare galvanică cu circuitul integrat A145.

RESTRICTIO

NAT

4

Fig. 7.4.a Fig. 7.4.b

Fig. 7.4.c

Fig. 7.5.a Fig. 7.5.b

Pentru comanda variatorului din figura 7.5.a se utilizează tot o schemă cu însumareaimpulsurilor de comandă, asemnănătoare cu cea prezentată în figura 7.3.c.

RESTRICTIO

NAT

5

Coeficienţii Fourier sunt daţi de expresiile:

0sin1sin1 2

0

dUdUa

2

1 12cos2

cossin1cossin1 UdUdUa

222

11 22sin2

sin1sin1 UdUdUab

deci:

2/121 22sin12cos

2

Uc

22sin

12cos1 tgarc

Pentru componentele superioare avem:

11cos

11111cos

111

2

11n

nn

nUa

nn

n

1sin

1111sin

111

2

11n

nn

nub

nn

n

22nnn bac

Dependenţa amplitudinii primelor câtorva armonice de unghiul de comandă (observândcă există doar componente spectrale de rang impar) este ilustrată în figura 7.6.

Fig. 7.6 Fig. 7.7Valoarea efectivă a tensiunii pe sarcină se poate evalua fie cu o sumă infinită a

componentelor spectrale:

1

22)( 2

1n

nRMSL cU

fie prin integrare directă, conform definiţiei:

2sin21

2sin1 2

222)(

UdUU RMSL

RESTRICTIO

NAT

6

Introducând factorul

21

2sin21

se obţin factorii de reglaj:

)(

)(

)(

)(

0 RMS

RMSL

RMSL

RMSLu U

UUU

2

0PP

p

Puterea aparentă rezultă din:S () = URMS .IRMS

şi

RU

I RMSLRMS

)(

astfel că

0)(2

)( PR

US RMS

Se observă că factorul de putere este egal chiar cu

)(

SP

Dependenţa factorilor u = şi p în funcţie de unghiul de comandă este prezentată înfigura 7.7.

2.3. Variatoare pentru reglarea turaţiei motoarelor asincrone

O metodă simplă de reglare a turaţiei motoarelor asincrone se obţine prin variaţia valoriiefective a tensiunii alternative de alimentare a motorului (Uef). Modificarea tensiunii efective dealimentare duce la modificarea puterii absorbite de motor şi implicit a cuplului electromagnetic:

2

fU

ctM efelm ,

unde f este frecvenţa reţelei.Prin variaţia cuplului electromagnetic se obţine o variaţie a alunecării (s) care duce la

modificarea turaţiei (n) conform relaţiei::n=ns(1-s), ns=60f/p,

unde ns este turaţia de sincronism, iar p reprezintă numărul de perechi de poli ai motorului.Circuitul de comandă se realizează practic cu ajutorul unui circuit cu control în fază (vezi

figura 7.8). Metoda de comandă cu control în fază utilizând circuitul integrat TDA 1085 a fostdescrisă în cadrul lucrării 5.

În lucrarea de faţă se vor studia aspecte specifice privind funcţionarea motorului,vizualizând tensiunea la bornele motorului (uM) şi curentul prin motor (iM). Datorită caracteruluiinductiv al sarcinii (vezi figura 7.9, în care se prezintă schema echivalentă pentru o înfăşurare aunui motor asincron) apare fenomenul de prelungire a conducţiei curentului prin înfăşurareamotorului până la unghiul , după cum se prezintă în figura 7.10 la un unghi mare de comandă.

RESTRICTIO

NAT

7

În aceeaşi figură se observă că pe timpul blocării tiristorului, tensiunea la bornele motorului estediferită de zero, datorită tensiunii induse de rotor (având amplitudinea proporţională cu turaţia şifrecvenţa reţelei). Valoarea unghiului de comandă trebuie să fie suficient de mare, astfel încâtconducţia triacului să înceteze până se face o nouă comandă la n+. În caz contrar, conducţiatriacului poate fi:

- continuă, dacă impulsurile de comandă sunt “late”; în acest caz tensiunea alternativă numai poate fi reglată, având valoarea maximă, corespunzătoare tensiunii de intrare;

- pe o singură alternanţă, dacă impulsurile de comandă sunt “înguste”; în acest caz apareo componentă de curent continuu care poate determina saturarea miezului magnetic al motorului.

Fig. 7.8 Fig. 7.9

2.4 Variatoare de putere cu reglajul numărului de perioade de conducţie

Valoarea efectivă a tensiunii (figura 7.1.a) este dată de

KUUKUdNUU RMSRMSLRMS

K

RMSL )()(2

)(

2

0

222)( sin

21

uM

iM

uretea

eM

t

t

Fig. 7.10

RESTRICTIO

NAT

8

Puterea debitată într-o sarcină rezistivă R este egală cu puterea activă în sarcină acomponentei fundamentale, de rang N:

MRMSRMSL PKKR

UR

UP

2)(

2)(

Factorul de reglaj al tensiunii Ru, respectiv de reglaj al puterii Rp rezultă din relaţiile demai sus:

21

)(

)( KUU

RMS

RMSLu

KPP

Mp

Deoarece:

21

)()()( KP

RU

IUS MRMSL

RMSLRMS

rezultă factorul de putere:

21

KSP

şi factorul de deplasare:

1cos i

Principalul neajuns al acestui mod de reglare a puterii îl constituie prezenţacomponentelor spectrale cu frecvenţă foarte mică, a căror filtrare este deosebit de dificilă. Apardeci pulsaţii inacceptabile ale mărimilor neelectrice după conversie (temperatură, flux luminos,cuplu motor, etc.). Aceste componente pot fi reduse dacă perioadele sau semiperioadele deconducţie nu sunt grupate în pachet ca în figura 7.1.a., ci sunt repartizate cât mai uniform peîntreaga perioadă de eşantionare.

Principiul (figura 7.11) şi circuitul de comandă (figura 7.12) pentru acest mod de lucru sebazează pe generarea unor impulsuri de referinţă cu frecvenţa fr şi comanda amorsăriicontactorului în semiperioada imediat următoare apariţiei unui impuls de referinţă.

Tr 2 Tr 3 Tr tup

uL u

T 2T 3T

t

72

Ka.Tr 2 Tr 3 Tr t

uL u

T 2T 3T

114

Kb.

ur

t

Fig. 7.11

RESTRICTIO

NAT

9

La fiecare trecere prinzero a tensiunii reţelei,formatorul de impulsuri latrecerea prin zero (FITZ)generează impulsurile de tactuT prelucrate de circuitul logicpentru formarea impulsurilorde comandă uG, cu durată

2TTG şi cu frecvenţa medie

de repetiţie fr. Fiecare impulsde comandă amorseazăcontactorul electronic pentru osingură semiperioadă.

3. Aparate necesare:

- machete de laborator;- osciloscop cu două canale;- autotransformator;- wattmetru de c.a.;- multimetru numeric;- multimetru analogic.

4. Desfăşurarea lucrării

4.1. Variator de putere pentru menţinerea constantă a fluxului luminos emis de un bec

Montajul experimental (fig. 7.13) este un variator de putere cu buclă de reacţie negativăpentru menţinerea constantă a fluxului luminos al unui bec. Traductorul de fux luminos este ofotodiodă care prin intermediul convertorului curent-tensiune realizat cu tranzistorul T, atacăintrarea inversoare a unui amplificator operaţional.

FITZ

ConvertorV/f

J QTK Q

J QTK Q

uT

uruc

Fig. 7.12

1489 10A 145*

+_

Sig.

1:1Tr 2

220 V

220 V

ATr

W

K

1

2

60W220V

L

R1 R2 R3 R5

R4

R6

RV

R7

R8

AO+

_

DZ1

R9 R10

R

R

D1 D2DF

T

6

2

1

usincro

D4

D3

R11

5

C1

C2

D5

DZ2

R12

Th

R13

3usincro

R14

R15

PD

*

*

Fig. 7.13

RESTRICTIO

NAT

10

Pe intrarea neinversoare se aplică o tensiune reglabilă cu RV. Ieşirea amplificatorului seaplică la pinul 8 (de comandă) al circuitului de control în fază βA145, configurat într-o schemătipică de comandă a unui triac.

În buclă deschisă, când fluxul luminos captat de fotodiodă este variat independent de lazero la valoarea nominală, potenţialul intrării inversoare a amplificatorului este de asemeneavariabil, având valori mai mari sau mai mici decât potenţialul reglat pe intrarea neinversoare.Corespunzător, dacă V->V+ tensiunea de la ieşirea amplificatorului se află la nivelul “ridicat”(aproximativ egal cu tensiunea de alimentare pozitivă), când α este apropiat de zero. Dacă V-<V+,tensiunea de la ieşirea amplificatorului se află la nivelul “coborât” (aproximativ egal cutensiunea de alimentare negativă), când α este apropiat de π. Într-un domeniu foarte îngust, încare V-V+, AO funcţionează în zona liniară, căreia îi corespunde o mare sensibilitate a unghiuluide comandă în raport cu variaţia fluxului luminos. Valoarea fluxului luminos poate fi reglată prinpotenţialul de referinţă aplicat intrării neinversoare cu ajutorul potenţiometrului RV de pe panoulfrontal al machetei. În buclă închisă (K în poziţia 2), se stabileşte V-V+, fluxul luminosstabilizându-se la valoarea reglată.

1. Se identifică elementele machetei de laborator, cu schema de principiu din figura 7.11;se realizează montajul experimental şi apoi se alimentează.

2. Se deschide bucla de reacţie (comutatorul K pe poziţia 1). Se determină caracteristicade transfer a traductorului şi convertorului I-U. Pentru a determina punctele caracteristicii semodifică valoarea puterii P consumată de lampa L (1060W), prin reglarea tensiuniiautotransformatorului şi se citeşte tensiunea la borna de măsură 6, potenţialul intrăriineinversoare V-.

3. Pentru diferite valori ale tensiunii V+ se determină funcţia de transfer a buclei de reacţieα(P). Tensiunea de referinţă V+ se reglează din potenţiometrul RV, iar unghiul α se determină cuajutorul osciloscopului, vizualizând tensiunea la pinul 2 al circuitului integrat βA145.

4. Se realizează bucla de reacţie închisă (K în poziţia 2 şi transformatorul Tr2 alimentatde la) şi se determină caracteristicile de reglaj experimentale α =α(V+). Se determină 2 şi αexperimental. Se citeşte valoarea puteriiconsumate de lampa L şi se determină αteoretic; se compară cu valoareamăsurată experimental. Se citeşteputerea consumată P şi, cu ajutorulcaracteristicii din figura 7.14, sedetermină dependenţa rezistenţei lămpiide puterea disipată de aceasta.

5 Se trasează caracteristica destabilizare P=P(Uef), pentru un set devalori efective ale tensiunii dealimentare, la V+=ct.

4.2. Variator de putere cu reglajul numărului de perioade de conducţie

1. Se identifică elementele de reglaj de pe panoul frontal al machetei având schema blocdin figura 7.15.

2. Pentru o sarcină rezistivă (bec) se urmăreşte cu ajutorul analizatorului spectral efectulreglajului (Nc fixat din comutatoarele decadice), al conducţiei de perioade sau semiperioade alereţelei şi al comutatorului de dispersie al impulsurilor de comandă.

800700600500400300200100

0 10 20 30 40 50 60P[W]

R[]

Fig. 7.14

RESTRICTIO

NAT

11

4.2. Variator de turaţie pentru motor asincron monofazat

Atenţie!!! Montajul experimental cu TDA 1085 este neizolat faţă de reţeaua de220Vef. De aceea, măsurătorile se vor efectua cu atenţie şi numai sub îndrumarea cadruluididactic.

1. Se conectează motorul asincronmonofazat (Un=220Vef) la modulul decomandă în fază (figura 5.19 din lucrarea 5);

2. Se vizualizează formele de undăale tensiunii şi curentului de sarcină pentrudiferite unghiuri de comandă;

3. Se urmăreşte dependenţa tensiuniila bornele motorului şi a curentului prinmotor de unghiul de comandă şi de curentulprin sarcină.

5. Întrebări. Teme de casă

1. Care este diferenţa, din punct devedere al puterii disipate de comatatorulelectronic, dintre un variator de putere cutriac, respectiv unul cu două tiristoareantiparalel?

2. Comparaţi variatoarele de puterecu reglaj de fază cu cele cu reglaj alnumărului de perioade.

3. Desenaţi formele de undă pentruun variator de tensiune alternativă avândsarcină inductivă, în cazul în care unghiul deconducţie îndeplineşte condiţia >+. Se vor studia cazurile:

- impulsuri de comandă scurte;- impulsuri de comandă lungi.4. Realizaţi o schemă electronică, la nivel de componentă, care să implementeze schema

din figura 7.14.5. Se poate utiliza circuitul A 145 pentru o comandă cu reglaj al numărului de

perioade/semiperioade de conducţie? Propuneţi o schemă.

6. Bibliografie

1. Teodorescu, I., Electronică industrială, curs litografiat, Universitatea PolitehnicăBucureşti, 1990.

2. Constantin, P., ş.a., Electronică industrială, E.D.P., Bucureşti, 1972.

Circuit formareimpulsuri de

comandă

Contactorelectronic

Circuit decomandă

Circuit formareimpulsuri desincronizare

Divizorcu 2

SBistabil

R

PrescriereNc=Tc/Tretea

Comparatordigital

NumărătorNe=Te/Tretea

SarcinaReţea

Dispersieimpulsuri

Validare

Q

CYCK

Alternanţe

Perioade

Fig. 7.15

RESTRICTIO

NAT

1

Lucrare de laborator 5Surse de tensiune continuă stabilizate liniar

1. Scopul lucrării

Studiul stabilizatoarelor de tensiune continuă cu element regulator serie; măsurareaparametrilor statici şi energetici ai acestora.

Se vor aborda stabilizatoarele realizate cu circuitul integrat specializat A723.

2. Introducere teoretică

2.1. Principiul de funcţionare. ParametriStabilizatoarele de tensiune au rolul de a menţine constanta tensiunea aplicată unui

consumator de energie electrică, atunci când au loc variaţii ale tensiunii de alimentare şi alesarcinii.

Principiul de funcţionare al stabilizatorului de tensiune continuă cu element regulatorserie este ilustrat în figura 1.1.

Fig. 1.1

Elementul regulator situat în serie cu sarcina, reprezentat în figura 1.1 de tranzistorul T,se prezintă din punct de vedere funcţional ca o rezistenţă variabilă comandată de catre variaţiiletensiunii de ieşire U. Creşterea tensiunii de intrare E determină cresterea tensiunii de ieşire U şi,în consecinţă, creşterea tensiunii:

REFREFS VURR

RVV

21

2 ,

unde VREF este tensiunea de referinţă, stabilizată, de obicei, parametric.Datorită amplificării negative a buclei de reacţie, creşterea diferenţei (VS-VREF) duce la

scăderea curentului de bază al tranzistorului T şi, deci, la creşterea rezistenţei echivalente aacestuia, deci şi a tensiunii între emitorul şi colectorul său. În consecinţă creşterea tensiunii deintrare este preluată, în cea mai mare parte, de T, deci numai o mică parte apare la ieşire.

Prin acelaşi mecanism este compensată şi variaţia tensiunii de ieşire datorată modificăriicurentului de sarcină I.

RESTRICTIO

NAT

2

Dacă scriem tensiunea de ieşire U ca funcţie de tensiunea de intrare E şi curentul desarcină:

U=U(E,I),prin diferenţierea acesteia obţinem:

IdI

UI

IU

EdE

UE

EU

UdU

Mărimea:

UUEEFU /

/

se numeşte factor de stabilizare (relativ) în raport cu tensiunea de intrare. Trecînd în relaţia demai sus la creşteri finite se poate calcula acest parametru experimental cu relaţia:

UUEEFU /

/

Se mai definesc coeficientul de stabilizare (absolut) şi rezistenţă internă a stabilizatorului:

ctEctI IUR

EU

S

00

;1

Pentru un stabilizator este foarte important randamentul energetic al acestuia, definit caraportul dintre puterea utilă debitată în sarcină şi puterea absorbită de la sursa de tensiunenestabilizată. Neglijînd curentul de comandă al tranzistorului serie şi consumul propriu alstabilizatorului, randamentul este:

EU

IEIU

PP

absorbita

sarcina

Sursele stabilizate liniare sunt caracterizate printr-un randament scazut (<7080%), careeste cu atît mai mic cu cît tensiunea de ieşire este mai mică decît tensiunea de intrare.Stabilizatoarele liniare se proiectează pentru valoarea minimă a tensiunii de intrare, creştereaacesteia ducînd la o scădere substanţială a randamenului. Diferenţa dintre puterea absorbită şi ceautilă este disipată de elementul regulator serie care trebuie montat pe radiator datorită posibilităţiide a se încălzi excesiv. Din cauza prezenţei transformatorului de reţea şi a radiatorului pentruelementul regulator (serie sau paralel) gabaritul surselor liniare este mare. În schimb, ele prezintăun raspuns tranzitoriu foarte bun şi nu perturba EMS reţeaua de alimentare, sistemele electronicedin apropiere şi consumatorul (probleme specifice surselor stabilizate în comutaţie).

RESTRICTIO

NAT

3

2.2. Scurtă descriere a circuitul integrat A723A723 este un circuit integrat specializat utilizat în primul rând la stabilizatoare de tip

serie, dar cu posibilitatea folosirii lui şi la stabilizatoare paralel sau în comutaţie. Curentul desarcină asigurat de integrat este de 150mA, fiind posibilă creşterea acestuia peste 10A prinutilizarea unor tranzistoare externe.

Schema bloc internă a integratului este cea încadrată cu linie întreruptă în figura 1.2.Configuraţia şi semnificaţia pinilor este următoarea:

1, 8, 14 - NC;2, 3: CL, CS - intrări de protecţie;4: IN - - intrarea negativă în amplificatorul de eroare;5: IN+ - intrarea pozitivă în amplificatorul de eroare;6: VREF - la acest pin se obţine tensiunea de referinţă de aproximativ 7,15V;7: V- - pin la care se aplică potenţialul negativ al tensiunii de alimentare;9, 10, 11: VZ, VO, VC - ieşiri (anodul diode Zenner interne de 6,4V, emitorul respectiv

colectorul tranzistorului final intern), care se pot conecta în diverse configuraţii pentru comandăelementul regulator serie;

12: V+ - pin la care se conectează potenţialul pozitiv al tensiunii de alimentare;13: COMP: compensare;Valori limită absolută:- tensiunea de intrare de alimentare: 40V;- tensiunea de intrare diferenţială la amplificatorul de eroare: 5V;- tensiunea pe fiecare intrare a amplificatorului de eroare: 7,5V;- curentul din Vo: 150mA;- curentul din VZ: 25mA;- curentul din VREF: 15mA;Circuitul este extrem de versatil, cu el putându-se implementă diverse structuri:

stabilizatoare de tensiune pozitivă cu tranzistor serie pnp sau npn, cu limitarea curentului sau cuîntoarcerea caracteristicii de sarcină, stabilizatoare de tensiune negativă sau de tensiune flotantă,stabilizatoare în comutaţie etc.

2.3. Stabilizator de tensiune reglabilă cu doua surse flotanteMontajul studiat furnizează o tensiune continua reglabilă între 0 şi o tensiune apropiată de

tensiunea de alimentare E, la un curent de sarcină maxim dat de tranzistorul T1. Ca elementregulator serie se foloseşte tranzistorul T1 a cărui bază este comandată de tranzistorul T2, ambeleformând un etaj Darlington. Etajul regulator serie este comandat de curentul de colector altranzistorului T4. Intrarea neinversoare a amplificatorului diferenţial este legată la masă, la fel caşi borna negativă a tensiunii de ieşire U şi pinul 6 al circuitului integrat. În felul acesta, tensiuneaîntre pinul 7 al CI şi borna negativa a tensiunii este stabilizată la – VREF. Potenţialul pe intrareaneinversoare a amplificatorului de eroare este nul, iar pe intrarea inversoare este dat relaţia

13111311

REF101

11

R1

R1/

RU

R

VRP

P

unde ]1,0[ specifica poziţia cursorului potenţiometrului P1.Potenţiometrul P1 permite reglarea tensiunii de ieşire între zero şi o valoare apropiată de

tensiunea de alimentare E, după următoarea relaţie:

RESTRICTIO

NAT

4

]1,0[1101

11

11

13

RPP

RRVU REF

Protecţia la suprasarcină este asigurată de tranzistorul integrat T16 şi tranzistorul T3. Lafuncţionare normală (I<IMAX), T3 conduce şi, datorită curentului său de emitor, tensiunea ce cadepe rezistenţa R3 depăşeşte tensiunea de pe baza lui T16, reglabilă cu potenţiometrul P2, T16 fiindnormal blocat. Atunci când curentul de ieşire I depăşeşte valoarea maximă admisă IMAX,potenţialul bazei lui T3 scade, curentul său de colector scade şi T16 se deschide, ceea ce duce lamicşorarea curentului injectat în baza lui T15. În felul acesta scade şi curentul de baza altranzistorului T2. Prin reglajul potenţialului bazei lui T2 potenţiometrul P2 fixează curentul deieşire pentru care tranzistorul T3 se blochează şi implicit curentul de sarcină maxim. Expresiacurentului maxim de sarcină este:

192

91R

VRP

RI REFMAX

Fig. 1.2

RESTRICTIO

NAT

5

3. Aparate şi echipamente utilizate

- stabilizatoare liniare cu CI βA723- autotransformator reglabil;- voltmetru de tensiune alternativă 300V;- reostat 440, 1A;- voltmetru numeric de tensiune continuă 2V, 20V si 200V;- osciloscop.

4. Desfăşurarea lucrării4.1.Experiment

1. Se identifică elementele schemei şi punctele de măsură din figura 1.2.2. Se măsoară tensiunea de ieşire (E) a redresorului principal (între bornele 1 şi 2) atunci cândU=10V, pentru I=0 si I=1A.3. Se vizualizează se măsoară componentele alternative ale tensiunii E şi U, în aceleaşi condiţii cala punctul 2.4. Se conectează stabilizatorul la reţea prin intermediul unui autotransformator. Se măsoară U şise determină factorul FU pentru I=1A şi pentru doua valori reglate ale tensiunii de ieşire (2V şi10V). Tensiunea la ieşirea autotransformatorului se va regla între 180 şi 240V.5. Se determină rezistenţă internă a stabilizatorului pentru aceleaşi doua valori ale tensiunii U.6. Se verifica funcţionarea circuitului de limitare a curentului I, ajustând potenţiometrul P2 dereglaj al protecţiei la suprasarcină.

Fig. 1.3

RESTRICTIO

NAT

6

7. Se studiază schema de stabilizator din figura 1.3; se identifică elementele de reglaj pentrutensiunea de ieşire şi curentul limită; se determină caracteristica de stabilizare şi de sarcină.

4.2.SimulareUtilizând programul SPICE se simulează diverse topologii de stabilizatoare liniare. Se vor

face evaluări ale:- rejecţiei componentei alternative;- factorului FU şi rezistenţei interne a stabilizatorului;- randamentului energetic;- funcţionarii circuitului de protecţie.

5. Întrebări. Temă de casă

1. Explicaţi semnificaţia practică a factorului de stabilizare şi a rezistenţei de ieşirepentru un stabilizator.

2. Care este rolul funcţional rezistoarelor din schemele din figurile 1.2 şi 1.3?3. Ce rol au condensatoarele C4 şi C5 din figura 1.2?4. Deduceţi expresiile tensiunii stabilizate şi curentului limită pentru schema din figura

1.3. Care este rolul diodei D1 şi al rezistorului R11.5. Calculaţi puterea maximă în sarcina pe care o poate debita stabilizatorul din figura

1.3 şi puterea disipată de elementul regulator în acest caz.6. Studiaţi alte topologii de surse stabilizate liniare cu circuitul integrat A723.

Deduceţi expresiile tensiunii stabilizate şi a curentului limită în situaţia unei protecţii culimitarea, respectiv întoarcerea caracteristicii de sarcină.

Bibliografie1. Rapeanu, R. s.a., Circuite integrate analogice, catalog, Editura Tehnică, Bucureşti, 19832. Constantin. P., s.a., Electronică industrială, E.D.P., Bucureşti, 19723. xxx, Power Semiconductor Applications, Philips Semiconductor, Netherlands, 1992.4. M.Bodea s.a., Diode şi tiristoare de putere, vol. 1, Ed. Tehnică, Bucureşti, 1990.