1

LABORATOR A.P.E.A.N. Lucrarea nr.1

PROIECTAREA AMPLIFICATOARELOR R.F.

DE PUTERE ÎN CLASĂ A

1.Noţiuni teoretice

Amplificatoarele RF de putere sunt etaje de amplificare de semnal mare, la care se urmăreşte în primul rând obţinerea unei puteri maxime în sarcină. Următoarele obiective, la fel de importante, sunt randamentul de putere adăugată şi integritatea semnalului RF de la ieşirea amplificatorului, acesta trebuind să reproducă într-un mod cât mai fidel forma (spectrul) semnalului de la intrare. Aplicaţia tipică o constituie etajele finale ale unui lanţ de emisie. Condiţia de semnal de putere maximă în sarcină este în general diferită de cea de câştig maxim, sau de adaptare optimă la ieşire. De aceea se impune un compromis între cele două condiţii, cu pondere mai mare pe prima.

b) Caracteristica de comandă (transconductanţă, mA/V)

tID ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅≅≅≅≅ ωωωωcos0

tVDS ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅≅≅≅≅ ωωωωcos0

a) Caracteristica statică de ieşire şi rezistenţa optimă de sarcină

Figura 1. Caracteristicile statice şi formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor unui

amplificator de putere în clasă A la excitaţie maximă. Pentru o prezentare unitară a diverselor tipuri de amplificatoare de putere se va utiliza tranzistorul GaAs1 cu efect de câmp şi canal N, FLL357ME, de la 1 Metodele de proiectare se aplică în mod similar tranzistoarelor bipolare

2

compania Fujitsu, ale cărui date de catalog sunt expuse în Anexa 1 şi ale cărui caracteristici statice de control şi de ieşire2 sunt expuse în figura 1.

Figura 2 Montaj tipic de polarizare pentru un FET de RF. Componentele care aparţin strict de traseul RF sunt reprezentate cu linii groase.

În clasă A polarizarea şi semnalul aplicat sunt astfel alese încât dispozitivul să lucreze în zona de conducţie pe întreaga perioadă a ciclului RF. Cu rare excepţii, majoritatea dispozitivelor de semnal mic şi mediu operează în clasă A. Producătorii indică punctele statice de funcţionare optime şi proiectantul alege schema de polarizare adecvată cerinţelor proiectului. La amplificatoarele de putere în clasă A se urmăreşte exploatarea integrală a zonei de conducţie, de la zona de blocare, până la cea de saturaţie. Pentru atingerea acestui obiectiv, la ieşirea tranzistorului se aplică o rezistenţă de sarcină optimă Rsopt care asigură simultan excursii maxime de curent şi tensiune, deci putere maximă în sarcină. Montajul tipic de polarizare este arătat în figura 2. Tensiunea poartă-sursă se stabileşte la mijlocul porţiunii liniare a zonei de conducţie, adică VGS0 din Figura 1. Polarizarea drenei3 are loc la o tensiune aproximativ egală, dar mai mică decât jumătatea tensiunii de străpungere a dispozitivului, iar curentul, din considerente similare, se alege mai mic, dar nu cu mult, decât jumătatea curentului maxim admisibil prin dispozitiv. Atât punctul static de funcţionare cât şi dreapta de sarcină dinamică trebuie să fie conţinute în aria de funcţionare sigură a dispozitivului, delimitată de curentul maxim admisibil, tensiunea de străpungere şi hiperbola de disipaţie. Dreapta de sarcină dinamică este tangentă 2 Caracteristicile de ieşire pot fi considerate ca fiind formate din linii frânte, o linie în zona curenţilor şi tensiunilor mici, numită liniară şi una de curent aproximativ constant, numită de saturaţie; cele două zone se intersectează într-un cot, iar coturile aparţin unei linii critice, ca în Figura 1. La tranzistoarele bipolare, în pofida unui aspect similar, cele două zone au denumiri inversate, ceea ce produce unele confuzii 3 Polarizarea dispozitivelor de putere este de tip activ, pe baza unui amplificator cu reacţie negativă care preia şi menţine constant un eşantion din curentul de drenă pentru a împiedica deteriorarea dispozitivului sub influenţa unor posibile şi accidentale condiţii adverse.

3

la hiperbola de disipaţie, iar liniile care trec prin abscisa şi ordonata PSF sunt linii mijlocii în triunghiul dreptunghic format de dreapta de sarcină dinamică drept ipotenuză şi axele de coordonate current-tensiune drept catete. Circuitele de polarizare sunt separate de traseul principal RF prin şocuri, constând din inductoare de impedanţă teoretic infinită şi capacitoare de impedanţă teoretic nulă4 la frecvenţa de lucru. Componentele continui aplicate dispozitivului activ sunt blocate spre intrarea şi ieşirea amplificatorului de condensatoarele Cin şi respectiv Cieş, care au în principiu impedanţă nulă, dar care pot fi şi incluse în circuitele de adaptare.

2. Ecuaţiile bilanţului energetic

Ecuaţiile care rezultă din succinta expunere de mai sus sunt: Excursia punctului curent în cursul unui ciclu RF are loc pe dreapta de sarcină, conform relaţiei:

2

;2

; 000

0 DMMD

strDS

D

DSSopt

IdarI

VdarV

IV

R ≅≅≅≅<<<<≅≅≅≅<<<<==== (1)

sSoptDSDS IRVV ⋅⋅⋅⋅−−−−==== 0 (2)

care reprezintă ecuaţia dreptei de sarcină dinamicâ. Presupunând că excursia semnalului la excitaţie maximă are loc până la interesecţiile dreptei de sarcină cu axele de coordonate, atunci amplitudinile formelor de undă ale tensiunii şi curentului sunt Vds0 şi Id0, respectiv, deci puterea maximă în sarcină este:

00max .

21

DDS IVP ==== (3)

Puterile absorbită şi disipată de către dispozitiv sunt:

.21

; 00max0min_000 DDSdisDDS IVPPPIVP ====−−−−====⋅⋅⋅⋅==== (4)

Principalul dezavantaj al amplificatotului în clasă A constă în faptul că puterea absorbită este constantă, indiferent de prezenţa sau amplitudinea semnalului de la intrare. În absenţa semnalului sau pentru valori mici ale acestuia, toată puterea este disipată pe dispozitiv. Principalul şi singurul avantaj al clasei A constă în faptul că un asemenea amplificator are cel mai mare grad de liniaritate.

4 În realitate valorile inductoarelor şi capacitoarelor reale sunt limitate de propriile componente parazite, inductanţă serie pentru capacitoare şi capacitate paralel pentru inductoare.

4

Randamentul maxim în clasă A, definit ca raport procentual între puterea de ieşire maximă şi cea absorbită este:

%502/1

%1000

0

0

maxmax_ ====

⋅⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅====⋅⋅⋅⋅====

Do

DoiesA IV

IV

P

P

DS

DSηηηη (5)

Se observă însă că nici măcar această valoare nu poate fi obţinută, deoarece excursia de semnal este în fapt limitată de intersecţiile cu liniile critică şi de blocare din Figura 1. Fenomenul este decris de nişte coeficienţi subunitari de utilizare ai tensiunii şi curentului care, cu notaţiile din figura 1, se scriu:

%452/1

95.0

/)I(

/)V(

0

0

D0

DS0

max_

0min

0min

≅≅≅≅⋅⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅====⇒⇒⇒⇒≅≅≅≅≅≅≅≅

−−−−====

−−−−====

Do

DoiuAiu

DDi

DSDSu

IV

IV

II

VV

DS

DSγγγγγγγγηηηηγγγγγγγγ

γγγγ

γγγγ

(6)

O măsură mult mai corectă5 a eficienţei unui amplificator de putere este aşa numita eficienţă de putere adăugată, pentru care se va utiliza acronimul englezesc al expresiei Power Added Efficiency:

%1000

maxmax ⋅⋅⋅⋅−−−−

====P

PPPAE inies (7)

3.Desfăşurarea lucrării

3.1.Evaluarea posibilităţilor dispozitivului FLL357ME

Se deschide cu ADS proiectul PA1_prj şi se citeşte cu atenţie foaia de catalog a dispozitivului cu care se va lucra. Fişierele din programul citat mai sus sunt de tip schematic (*.dsn) şi de afişare a rezultatelor (*.dds). Sunt aranjate în ordinea logică a proiectării unui amplificator de putere în clasă A. Conţin informaţii suplimentare şi indispensabile în limba engleză, atât pentru familiarizarea cititorului cu termenii tehnici uzuali, cât şi pentru evitarea diacriticelor, care pur şi simplu nu există în ADS. A00Readme.dsn conţine informaţii generale asupra structurii proiectului. A01Evaluation.dsn evaluează câştigul maxim şi stabilitatea necondiţionată a dispozitivului utilizat în domeniul frecvenţelor de operare specificat de producător (2,2÷2,6) GHz. Tranzistorul este considerat o cutie neagră, un diport, polarizat corect ca în Figura 2, iar circuitele de adaptare la intrare şi ieşire sunt automat calculate de program pentru câştigul maxim obtenabil în cazul adaptării simultane complex conjugate la intrarea şi ieşirea

5 Într-adevăr există şi amplificatoare cu câştig de putere foarte mic, ceea ce conduce la o eficienţă scăzută

5

dispozitivului . Dacă dispozitivul nu este stabil, noţiunea de câştig maxim nu are sens, deoarece dispozitivul oscilează. Condiţiile de câştig maxim, cu notaţiile din Figura 2 sunt:

*

*

Sies

Gin

ZZ

ZZ

====

====

8a)

8b) Pentru cel mai simplu caz al unui transistor unilateral6 (|S12=0|), expresia în dB a câştigului maxim este:

2

22

212

11

)(1

1log10log20

1

1log10

SS

SG dBMAX

−−−−⋅⋅⋅⋅++++⋅⋅⋅⋅++++

−−−−⋅⋅⋅⋅====

9)

în care se disting contribuţia adaptării la intrare, câştigul intrinsec al dispozitivului şi contribuţia adaptării la ieşire. După simularea A01Evaluation.dsn, se vor nota în referat (tabelul 1) principalele concluzii:

• Câştigul maxim obtenabil la 2.4 GHz

• Stabilitatea în tot domeniul de operare

• Câştigul obtenabil la 2.4 GHz în ipoteza de unilateralitate 3.2.Sinteza părţii reale a impedanţei optime de sarcină

La amplificatorul de putere în clasă A condiţia (8a) rămâne în continuare valabilă, dar condiţia (8b) se modifică în sensul obţinerii puterii maxime în dispoztiv. Circuitul de sarcină din dreapta drenei este considerat în configuraţie paralel. În replică, tranzistorul, aflat la stânga punctului de joncţiune, este un generator de curent comandat în tensiune (VDS), în paralel cu o parte reală şi cu una imaginară. Partea reală a impedanţei de ieşire a tranzistorului nu intereresează, pur şi simplu. Puterea maximă în sarcină este dată de relaţia (1). În schimb partea imaginară a impedanţei de ieşire a tranzistorului trebuie sâ fie pe cât posibil egală şi de semn contrar cu cea a impedanţei de sarcină în variantă paralel. În caz contrar între semnalele de tensiune şi curent din sarcină apare un defazaj diferit de 00 sau 1800, caz în care dreapta de sarcină dinamică din Figura 1 se transformă într-o elipsă de sarcină dinamică7, având ca axă mare dreapta de sarcină şi ca axă mica una perpendiculară pe prima şi cu atât mai importantă cu 6 Deşi este un model abstract, tranzistorul unilateral ajută foarte mult la înţelegerea funcţionării dispozitivelor reale; la un asemenea transistor, adaptările la intrare şi ieşire sunt independente între ele, iar tranzistorul este necondiţionat stabil, deoarece nu are reacţia internă care este totdeauna cauza oricărei oscilaţii la dispozitive de tip diport 7 Se pot consulta în aceastîă privinţă materiale referitoare la figuri Lissajous; una din consecinţele elipsei dinamice poate fi depăşirrea hiperbolei de disipaţie şi deteriorarea disozitivului

6

cât compensarea părţilor imginare tranzistor-sarcină este mai deficitară. Pentru simplificarea sintezei impedanţei optime de sarcină se consideră punctul de joncţiune drenă din figura 2 şi se separă variabilele: partea reală este sintetizată cu un inversor de impedanţă de la impedanţa standard de 50Ω la Rsopt în cadrul fişierului A02Out_Re.dsn, iar partea imaginară prin ajustarea corespunzătoare a şocului de drenă în cazul fişierului A03Out_IM.dsn. Amplificatorul este realizat pe un material ieftin, cu grosime de 30 mil8, extrem de uzual, un laminat dublu placat din răşină epoxidică ranforsată cu fibre de sticlă, la care varianta de frecvenţă mai joasă are numele de cod FR-4, iar cea de microunde GETEK, cu εr=4.4 şi tgδ=0.011. Rezistenţa optima de sarcină este:

10

13,89 50 13,89 26,350,72Sopt C

VR Z

A= ≅ Ω⇒ = ⋅ ≅ Ω

Transformarea de la 50Ω la 13,89Ω poate fi dată de un tronson inversor de impedanţă clasic de tip microstrip cu lungimea electrică de 900 la frecvenţa centrală de 2,4 GHz şi cu impedanţa caracteristică de 26,35Ω. După simularea A02Out_Re.dsn, se vor nota în referat (tabelul 2) următoarele:

• rezistenţa optimă pentru puterea maximă în sarcină • datele microstripului inversor de impedanţă ( CZ ,w, L)

3.3.Compensarea părţii imaginare a impedanţei de ieşire Se face prin ajustarea corespunzătoare a şocului de drenă în cazul fişierului A03Out_IM.dsn. Valoarea susceptanţei normate a şocului se va trece în tabelul 3 din referat.

3.4.Calculul condensatoarelor şi al inductoarelor SMD 0603

Se vor calcula:

• valorile capacitoarelor BC de blocare a componentelor continui, pentru

componente de tip SMD 0603, cu dimensiuni exterioare de 60milx30mil, la care inductanţa parazită serie a capsulei este de pL = 0,7nH ;

( )B 2

0 p

1C

2 f L=

π ⋅ unde 0f este frecvenţa de lucru

8 Majoritatea producătorilor de circuite imprimate preferă această unitate de măsură, mai pracică decât mm, prea grosier şi µm, prea fin pentru aplicaţia luată în discuţie

7

• valorile capacitoarelor DC de decuplare care intră în componenţa

şocurilor de RF, în aceleaşi condiţii ca la punctual anterior. Se calculează cu aceeaşi relaţie.

• Valorile inductoarelor de şoc SL tip SMD0603, la care capacitatea

parazită paralel a capsulei este de pC = 0,2 pF ; ( )S 2

0 p

1L

2 f C=

π ⋅

Valorile obţinute se vor trece în tabelul 4 din referat.

3.5. Bilanţul energetic.

Considerând γu = γi = 0,95 şi câştigul de putere 11 dB, se vor calcula η , P.A.E. şi puterea disipată pentru excitaţie maximă în clasă A. Rezultatele se vor trece în tabelul 5.1 din referat.

Pentru un nivel de putere de ieşire de 35.5 dBm la compresie de 1dB şi un câştig linear de 11dB, se vor calcula amplitudinea tensiunii la intrare şi la ieşirea amplificatorului (Z0 = 50 Ohmi).Rezultatele se vor trece în tabelul 5.2 din referat.

3.6. Calculul grafic al circuitului de adaptare de la intrare

Utilizând opţiunea (Tools > Smith Chart) în fişierul A04Finalup.dsn se va reprezenta pe diagrama Smith transformatorul de impedanţă în paşi al circuitului de adaptare de la intrare. Paşii se obţin prin simularea fişiere-lor: A01Evaluation.dsn , A04Finalupstep1.dsn , A04Finalupstep2.dsn şi A04Finalupstep3.dsn şi constau în valorile parametrilor S(1,1) corespunzătoare (tabelul 6.1).

Fiecare fişier (schemă) din cele enumerate se obţine din precedentul prin adaugarea, începând cu intrarea tranzistorului (poarta) a câte o componentă (tronson de linie, capacitor, etc.) şi măsurarea, prin simulare, a noii valorii a lui S(1,1). Aceasta corespunde pe diagrama Smith la adăugarea unui nou arc de cerc.Lanţul de arce de cerc uneşte punctul care reprezintă conjugata impedanţei de intrare a tranzistorului cu centrul diagramei (Z=50 Ohmi). Prin poziţionarea cursorului pe punctele de racordare de pe diagramă, trebuie să se afişeze valorile S(1,1) în modul şi fază, corespunzătoare celor din tabelul 6.1. Utilitarul Smith Chart desenează şi schema corespunzătoare. Aceasta va fi copiată în referat. Pe schemă se vor înscrie şi valorile componentelor.

8

Desigur, aceasta asigură un transformator de adaptare orientativ din punct de vedere al valorilor exacte ale componentelor.De aceea,schema este prevăzută cu mai multe grade de libertate (variabile). Acestea pot fi ajustate manual (tuning) sau automat (optimizare) de către program pentru a se obţine adaptarea perfectă a impedanţei de intrare a amplificatorului la frecvenţa de lucru.

3.7.Parametrii finali ai amplificatorului

Se obţin prin simularea fişierului [PA1_prj]A05Finalup. Rezultatele se înscriu în tabelul 6.3 din referat

4. Răspundeţi la următoarele întrebări:

4.1. Ce semnificaţie reprezintă relaţia µ’>1? 4.2. Care este condiţia pentru Max Gain? 4.3. Are sens această condiţie pentru un amplificator instabil? 4.4. De ce este utilizat un tronson de linie microstrip în loc de inductor pentru alimentarea drenei? 4.5. De ce se utilizează rezistor în loc de inductor la polarizarea porţii?

9

LABORATOR A.P.E.A.N. Lucrarea nr.2

AMPLIFICATOARE R.F. DE PUTERE ÎN CLAS Ă A STRUCTURI ECHILIBRATE ÎN CUADRATUR Ă 1.Noţiuni teoretice

Atât pentru rezolvarea problemei adaptării, îndeosebi la ieşire, cât şi pentru mărirea puterii la ieşire, se pot concepe structuri echilibrate, care utilizează divizoare/sumatoare de putere de 3 dB în cuadratură (quadrature hybrids), ca în figura 1a.

00

090

inbalR _

outbalR _

inrP_

outrP _

00

090

1inΓ 1outΓ

2outΓ

2inΓ

ina

inb

isob

00

090

1ina

1inb

inbalR _

2ina

2inb

a) b)

Figura 1. Structură echilibrată de amplificator se putere, în cuadratură, care utilizează hibrizi de tip branch line

Un divizor/sumator ideal de 3 dB în cuadratură, ca cel din figura 1b, (Branch line) , la frecvenţa centrală a domeniului său de funcţionare, este un cuadriport, a cărui matrice S are forma:

1 10 j 0

2 21 1

0 0 j2 2

S1 1

j 0 02 2

1 10 j 0

2 2

− ⋅

− ⋅

=− ⋅

− ⋅ (1)

10

În baza acestei ecuaţii şi cu notaţiile din figura 1, undele incidente şi reflectate la intrările celor două amplificatoare sunt:

inin aa ⋅=

2

11

inin aja ⋅⋅−=

2

12

(2)

ininin ab ⋅Γ⋅= 11

2

1

2 2

1

2= − ⋅ ⋅Γ ⋅in in inb j a

(3)

Puterile reflectate de la cele două intrări se combină către poarta de intrare RF in şi către poarta izolată, cea la care este plasat rezistorul de echilibrare:

1 21 2

1 1

22 2

Γ − Γ= ⋅ − ⋅ ⋅ = ⋅in in

in in in inb b j b a (4)

1 21 2

1 1

22 2

Γ + Γ= − ⋅ ⋅ + ⋅ = − ⋅ ⋅in in

iso in in inb j b b j a (5)

Ca urmare a faptului că cele două dispozitive sunt aproximativ identice, coeficienţii de reflexie la porţile de intrare şi ieşire sunt aproximativ egali, ceea ce are drept consecinţă un coeficient de reflexie nul la poarta RF in, respectiv realizarea condiţiei de adaptare perfectă în cazul divizorului ideal şi a dispozitivelor strict identice.

02

2121 ≅

Γ−Γ==Γ⇒Γ≅Γ inin

in

inininin

a

b

(6)

Puterea reflectată de intrările celor două dispozitive este dirijată către rezistenţa de echilibrare, conform relaţiei:

in

in

iso

in

iso

P

P

a

bΓ≅=

(7)

Adaptarea de la ieşire este obţinută pe baza unui raţionament similar. Pentru respectarea condiţiilor de fază este necesar ca structura să respecte schema din figura 1 până în cele mai mici detalii, referitoare de exemplu la lungimile traseelor RF, similitudinea layoutului, etc.

Sunt utilizaţi, de asemenea, hibrizi în cuadratură de tip triport, cum este divizorul de putere de tip Wilkinson, prevăzut la una din ieşiri cu un tronson de linie cu lungimea de λ/4 pentru a asigura defazajul de 90°.

O structură echilibrată în cuadratură, care utilizează acest tip de hibrid, atât la intrare cât şi la ieşire, are schema bloc din figura 2a.

11

PA1 0 90 0 2 RF in Wilk. Wilk. RF out 1 +λ/4 90 0 +λ/4 90 3 PA2

a) b) Figura 2. a) Structură echilibrată de amplificator de putere, care utilizează hibrizi de tip Wilkinson + tronson de defazare b) Simbolul hibridului în cuadratură. λ/4 2 1 CZ R

CZ

3 λ/4 λ/4 Figura 3. Schema de principiu a hibridului în cuadratură de tip Wilkinson + tronson de defazare Un astfel de hibrid (fig.3) are matricea S de forma:

0 -j/√2 -1/√2 S= -j/√2 0 0 (8)

-1/√2 0 0 Undele directe şi inverse la intrarea celor două amplificatoare sunt:

2 12

= − ⋅j

a a ; 2 12

= − ⋅ ⋅ A

jb a Γ (9)

3 1

1

2= − ⋅a a ; 3 1

1

2= − ⋅ ⋅ Bb a Γ (10)

unde AΓ şi BΓ sunt coeficienţii de reflexie la intrarea amplficatoarelor PA1, respectiv PA2

12

Unda reflectată la intrarea hibridului va fi:

1 2 3 1 1

1 1 1

2 22 2

− − −= ⋅ + ⋅ = ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅A B

jb b b a aΓ Γ (11)

( )1 1

1

2= ⋅ ⋅ −B Ab a Γ Γ (12)

iar coeficientul de reflexie la intrarea structurii va fi:

( )1

1

1

2= = −in B A

b

aΓ Γ Γ (13)

Dacă cele două amplificatoare sunt identice, rezultă o adaptare perfectă ( 0=inΓ ) la intrarea structurii echilibrate. Adaptarea de la ieşire este obţinută pe baza unui raţionament similar.

2.Desfăşurarea lucrării

În această lucrare se vor studia două versiuni de structuri echilibrate în cuadratură, bazate pe două tipuri de hibrizi în cuadratură: cuplorul branch-line şi divizorul de putere Wilkinson, prevăzut cu un tronson de linie λ/4 la una din porţile de ieşire.

2.1.Versiunea 1. Amplificator echilibrat care utilizează hibrizi în cuadratură de tipul branch - line.

Se deschide, în programul ADS, proiectul QBSPA_prj (ansamblu) având grijă ca în acesta să fie inclus şi proiectul PA1_prj (proiectul amplificatorului clasa A individual). File > Include/Remove Project. Se analizează întâi performanţele hibridului propriu-zis, în fişierul [QBSPA_prj]A01BR. Pentru aceasta, se activează cele patru terminaţii şi analiza S PARAMETERS. Rezultatele se trec în tabelul 1.1.1 din referat. După analiză, elementele amintite se dezactivează din nou, întrcât hibridul Branch Line A01BR este un subcircuit în schema de ansamblu [QBSPA]A02BRL.

Se analizează apoi performanţele ansamblul compus din două amplificatoare clasă A şi din doi hibrizi în cuadratură, unul la intrarea şi celălalt la ieşirea sistemului – în designul [QBSPA_prj]A02 BRL. Rezultatele de trec în tabelul 1.1.2. Pentru comparaţie, în acelaşi tabel se vor trece şi performanţele unui singur amplificator, care se obţin din analiza designului [PA1_prj]A05Finalup.dsn. Înainte de analiză, se activează terminaţiile şi analiza S PARAMETERS a amplificatorului individual. După analiză, elementele amintite se dezactivează din nou deoarece , la rândul lui, designul este un subcircuit în schema de ansamblu.

13

2.2.Versiunea 2. Amplificator echilibrat care utilizează hibrizi în cuadratură de tip divizor Wilkinson, prevăzut cu un tronson de linie λ/4 la una din porţile de ieşire

Se deschide, în programul ADS, proiectul Q2PAmp_2G3_prj (ansamblu), având grijă ca în acesta să fie incluse şi proiectele PA1_prj (amplificator individual) şi Wilk_Q_2G3_prj (divizor Wilkinson cu un tronson λ/4).Se analizează mai întâi performanţele hibridului propriu-zis, în designul [Wilk_Q_2G3_prj]A03. Pentru aceasta se activează cele trei terminaţii şi analiza S-PARAMETER. Rezultatele se trec în tabelul 1.2.1 din referat. După analiză, elementele amintite se dezactivează din nou, întrcât hibridul [Wilk_Q_2G3_prj]A03este un subcircuit în schema de ansamblu [Q2Pamp_2G3_prj]A01QuadriPA

Se analizează apoi performanţele ansamblul compus din două amplificatoare clasă A şi din doi hibrizi în cuadratură, unul la intrarea şi celălalt la ieşirea sistemului – designul [Q2Pamp_2G3_prj]A01QuadriPA

Rezultatele de trec în tabelul 1.2.2. Pentru comparaţie, în acelaşi tabel se vor trce şi performanţele unui singur amplificator, care se obţin din analiza designului [PA1_prj]A04Finalup.dsn. Înainte de analiză, se activează terminaţiile şi analiza S PARAMETERS a amplificatorului individual. După analiză, elementele amintite se dezactivează din nou deoarece , la rândul lui, designul este un subcircuit în schema de ansamblu.

3. Întreb ări

3.1.Comparaţi performanţele amplificatoarelor simple cu cele ale structurilor echilibrate, în cazul celor două versiuni studiate:

a.Versiunea care utilizează hibrid în cuadratură de tip Branch Line

b.Versiunea care utilizează hibrid în cuadratură de tip divizor Wilkinson + tronson de linie λ/4 Care este parametrul care este necorespunzător în cazul amplificatoarelor simple, dar se îmbunătăţeşte substanţial în cazul amplificatoarelor echilibrate? Explicaţi de ce se întâmplă acest lucru.

3.2.Care dintre cele două versiuni de amplificatoare echilibrate asigură performanţe mai bune ?

3.3. În cazul versiunii care utilizează hibridul în cuadratură de tip Branch-line, puterea reflectată de amplificatoare este direcţionată spre câte o terminaţie adaptată, una la intrare, alta la ieşire, unde este disipată. Unde dispare puterea reflectată în cazul versiunii care utilizează hibrid în cuadratură de tip divizor Wilkinson + tronson de linie λ/4 ?

14

LABORATOR A.P.E.A.N. Lucrarea nr.3

AMPLIFICATOARE R.F. DE PUTERE ÎN CLAS Ă B

1.Funcţionarea în clasă B. Stucturi echilibrate în antifază

Diversele clase de funcţionare sunt determinate în primul rând de poziţia punctului static de funcţionare (PSF) pe caracteristica de transconductanţă. Pentru uşurinţa expunerii, această caracteristică va fi aproximată cu o linie frântă, ca în figura 1. Datorită acestei aproximări, formele de undă ale curentului au aspectul unor sinusoide retezate pentru valori instantanee ale tensiunii de comandă mai mici decât tensiunea de blocare. Intrarea în zona de blocare este determinată atât de polarizarea aplicată cât şi de amplitudinea semnalului de excitaţie. Pentru funcţionarea în clasă A tensiunea de polarizare a porţii şi amplitudinea semnalului de intrare sunt alese astfel încât dispozitivul să fie în conducţie pe toată perioada unui ciclu RF:

πθ =A (1)

Pentru funcţionarea în clasă AB tensiunea de polarizare a porţii şi amplitudinea semnalului de intrare sunt alese astfel încât dispozitivul să fie în conducţie pe un interval mai mic decât o perioadă, dar puţin mai mare decât o semiperioadă:

22π

θπθπ

≅<< ABAB ∪ (2)

Pentru funcţionarea în clasă B tensiunea de polarizare a porţii şi amplitudinea semnalului de intrare sunt alese astfel încât dispozitivul să fie în conducţie pe un interval de o semiperioadă:

2π

θ =B (3)

În cazul aproximării din figura 1, pentru funcţionarea în clasă B tensiunea de polarizare a porţii este chiar tensiunea de blocare, drept care:

20

πθ =⇒= BGSblGS VV

(4)

15

DI

GSV

blG

SV

GSs

atV

A

A

A

AB

AB

ABC B

A AB B C

πθ =

πθπ

<<2 2

πθ = 2

πθ <

CB,

a)

( )ti

π− πθ− θ

MI

b) Figura 1 Clasele de funcţionare ale amplificatoarelor RF de putere

În fine, pentru funcţionarea în clasă C tensiunea de polarizare a porţii şi amplitudinea semnalului de intrare sunt alese astfel încât dispozitivul să fie în conducţie pe un interval mai mic decât o semiperioadă:

20

πθ <⇒< CGSblGS VV

(5)

iar unghiul de conducţie depinde puternic de amplitudinea semnalului de la intrare.

Înainte de a trece mai departe, se pot face o serie de constatări.

Cu excepţia clasei A, toate celelalte clase generează la ieşire forme de undă puternic distorsionate, îndeosebi prin asimetria lor în raport cu axa timpului. Analiza Fourier relevă că asemenea forme de undă au un conţinut bogat şi important de armonici, îndeosebi pare.

Disiparea energiei de ieşire pe armonici are ca prim efect micşorarea câştigului pe frecvenţa fundamentală.

Atingerea unui curent maxim apropiat de zona de saturaţie necesită amplitudini din ce în ce mai mari ale semnalului de intrare pe măsura trecerii de la clasa A la clasa C, ceea ce contribuie de asemenea la micşorarea câştigului.

Clasele B şi C nu reacţionează la semnale mici, ceea ce reduce gama dinamică prin ridicarea pragului inferior al acesteia.

16

Este evident că posibilitatea de utilizare a claselor diferite de A depinde de existenţa unor soluţii pentru rezolvarea problemelor semnalate mai sus

O primă soluţie pentru obţinerea unui semnal sinusoidal de ieşire constă în eliminarea armonicilor, cu un filtru corespunzător trece-bandă sau trece-jos.

O altă soluţie constă în utilizarea unei structuri echilibrate cu funcţionare în contratimp (push-pull), ca în figura 2.

00

0180

0180

00

Figura 2 Amplificator RF de putere în contratimp

Două etaje de amplificare identice primesc semnale de intrare de amplitudini egale, dar în antifază de la un dispozitiv de tip balun (balanced-unbalanced). Un balun de ieşire combină semnalele de ieşire în antifază, generând fie un semnal sinusoidal, fie unul simetric în raport cu axa timpului, în funcţie de clasa de funcţionare. În acest fel are loc o rejecţie considerabilă a armonicilor pare.

În cele ce urmează, amplificatoarele în clasă B şi AB vor fi studiate în ipoteza că sunt părţi ale unei structuri în contratimp. În cazul general, forma de undă a curentului din figura 1b poate fi descrisă de funcţia:

( ) tIti M ⋅⋅= ωcos ( )θθω +−∈⋅ ;t (6a) ( ) 0=ti ( ) ( )t ; ,ω⋅ ∈ −π −θ θ π∪ (6b)

în care θ este semiunghiul de conducţie. Componenta continuă a curentului de ieşire la excitaţie critică este dată de relaţia:

MM ItdtII ⋅=⋅⋅⋅⋅

⋅= ∫

−

θ

θ πθ

ωωπ

sin)(cos

21

0

(7)

Pentru clasa B:

17

max0

12

III IM ⋅=⋅=⇒=

πγ

ππ

θ (8)

în care amplitudinea impulsului de curent IM rezultă din multiplicarea cu un coeficient subunitar a valorii Imax, ordonata la origine a dreptei de sarcină. Funcţionarea ansamblului în contratimp în clasă B şi contribuţiile fiecăruia dintre amplificatoare sunt expuse schematic în figura 3, pe aşanumita caracteristică de ieşire compusă de tip push-pull, care reproduce atât defazarea de la intrare, cât şi recombinarea de la ieşirea montajului din figura 2. Dreapta de sarcină optimă are abscisa la origine ED = 0,9VDSMM şi o pantă care să permită exploatarea optimă, în condiţii de fiabilitate, a ariei de funcţionare sigură a dispozitivului.

DI

DMMI

DSsatV

DEα

maxI

Lopt

LR

R=

MI

DI

DMMI

DSsatV

maxI

Lopt

LR

R=

MI

α

maxIi ⋅γ

Dv E⋅γ

)(1 tiD

)(1 tvD

)(2 tiD

)(2 tvD

Figura 3 Caracteristica de ieşire compusă de tip clasă B în contratimp

Se alege cea mai restrictivă dintre următoarele două condiţii: o să fie tangentă la hiperbola de disipaţie

o ordonata la origine Imax să nu depăşească valoarea 0,9 IDMM

Se poate constata că rezistenţa optimă de sarcină pentru funcţionare în clasă B este apropiată de cea pentru clasa A, condiţiile fiind aproape similare. Pentru clasa B este valabilă relaţia:

18

αctg

I

ER D

Lopt ==max (9)

Consumul de putere de curent continuu al ambelor tranzistoare, la excitaţie maximă, este:

MiBbal IEIEP ⋅⋅⋅=⋅⋅= γ

π2

2 0max0 (10)

iar puterea utilă pe fundamentală este

maxmax1 2

1IEP iVBbal ⋅⋅⋅⋅= γγ

(11)

Trebuie notat faptul că montajul în contratimp scuteşte calcule suplimentare de analiză Fourier. Un etaj singular ar fi impus continuarea calculului fundamentalei, armonicii a doua, etc., pentru a estima pe această bază randamentul, puterea dispată, etc. Ar fi urmat apoi etapa obligatorie a proiectării unui filtru adecvat în vederea reţinerii frecvenţei de interes. Randamentul teoretic al clasei B în condiţii de semnal maxim de excitaţie este:

5%7

495,0

4%100

max

max1max ≅⋅≅⋅=⋅=

ππγη V

Bobal

BbalB P

P

(12)

Un regim de funcţionare în contratimp în clasă B este atractiv pentru faptul că oferă un randament superior clasei A şi un semnal cu un conţinut redus de armonici pare.

Puterea disipată pe fiecare dintre dispozitive este mai mică decât în clasă A şi este nulă în absenţa semnalului, pentru că atunci dispozitivele sunt blocate. Se spune că, în lipsa semnalului, curentul de repaos (quiescent current) este zero.

Clasa B permite un regim adaptiv de alimentare, în sensul că puterea de curent continuu creşte odată cu semnalul aplicat.

Principalul dezavantaj al clasei B rezidă tocmai în valoarea zero a curentului de repaos. Semnalele foarte slabe şi slabe ale căror amplitudini sunt plasate în zona de tranziţie blocare-conducţie nu pot deschide dispozitivele active.

Una din consecinţe în zona semnalelor mici constă în valoarea ridicată a pragului de sensibilitate al amplificatorului şi reducerea în acest fel a gamei dinamice.

19

2.Desfăşurarea lucrării

Se deschide, în programul ADS, proiectul Class_B2_prj. având grijă ca în acesta să fie incluse şi proiectele Balun_prj precum şi Chebyshev_LPF. (File > Include/Remove Project).

2.1. Generarea prin simulare a caracteristicii de transconductanţă.

Se utilizează schema din fişierul A01Bias.dsn, care cuprinde modelul neliniar al tranzistorului cu efect de câmp FLL357, prevăzut cu circuitele de polarizare în curent continuu şi cu sonde de măsură.

Rezultatele se trec în tabelul 1.1 din Referat.

2.2. Evaluarea comportării în RF a tranzistorului

Se utilizează fişierul A02Spara.dsn. Se cere programului să calculeze câştigul maxim obtenabil la 2.5 GHz pecum şi parametrii S şi factorul de stabilitate Mu în domeniul 0…5GHz. Rezultatele se trec în tabelul 1.2

2.3. Determinarea la semnal mare a impedanţelor optime ale generatorului şi sarcinii, prin acordul (tuning) manual al circuitelor de adaptare pentru puterea maximă la sarcină (metoda Load-Pull).

Fişierul A03HB1T conţine schema amplificatorului clasă B. Acesta este prevăzut cu un circuit de adaptare reglabil (tuner) la intrare şi altul la ieşire.Tunerul (circuitul fizic) este format dintr-un tronson de linie micro-strip, dealungul căreia alunecă un condensator reglabil (trimer) - figura 4a

E=180° E1 180°- E1 E1

C1 C1

a) Circuitul microstrip b) Circuitul echivalent

Figura 4.Schema circuitului de adaptare reglabil (tuner)

20

Circuitul echivalent, utilizat în schema amplificatorului pentru simulare este prezentat în figura 4b. Variabilele sunt capacitatea C1 şi lungimea electrică E1 . După comanda >Tune, se ajustează pe rând cele două tunere, de la intrarea şi de la ieşirea amplificatorului (variabilele E1 , C1, respectiv E2 , C2 ) pentru obţinerea puterii maxime de la ieşire. Pe măsură ce puterea la ieşire creşte, se reduce puterea la intrare Pin , pentru evitarea intrării în saturaţie a amplificatorului.Valorile finale ale variabilelor se vor trece în tabelul 1.3.2.

Cele două tunere sunt extrase din schema amplificatorului şi reprezentate în fişierul A03HB1TLP pentru măsurarea impedanţelor complexe optime de intrare şi de ieşire ale amplficatorului. Pentru aceasta, se setează variabilele din acest fişier cu valorile din tabelul 1.3.2 şi se măsoară impedanţa de intrare a celor două tunere (simulare parametrii S). Se măsoară pe graficul obţinut (diagrama Smith), impedanţa optimă complex conjugată a generatorului, respectiv impedanţa optimă complex conjugată de sarcină.

2.4.Măsurarea parametrilor Balun-ului utilizat la amplificatorul în contratimp.

Se utilizează Proiectul Balun_prj . (fişierul A01Page3_dsn). Pentru a fi activat, acesta se îndepărtează în prealabil din proiectul Class_B2_prj (>File>Include/Remove Project). Se analizează şi parametrii obţinuţi se trec în tabelul 1.4

2.5.Parametrii amplificatorului clasă B în contratimp, la F = 2,5 GHz

Schema completă, cuprinzând cele două amplificatoare clasă B (de sus şi de jos), Balun-urile de la intrare şi de la ieşire, precum şi tunerele (unul la intrare şi celălalt la ieşire) se află în fişierul A05PushPull_dsn.

Se dă comanda >Tune şi se ajustează pe rând şi repetat valorile variabilelor E1 , C1, E2 , C2 şi Pin până se obţine puterea maximă de ieşire, în condiţiile în care amplificatorul se află în pragul intrării în saturaţie.

Se măsoară Pout, Pin, câştigul G, curentul de alimentare a drenei ID şi puterea consumată de la sursă P0. Rezultatele se trec în tabelul 1.5 din Referat.

3.Răspundeţi la întrebările:

3.1.În cazul amplificatorului clasă B în contratimp, se pot utiliza hibrizi în cuadratură ?

3.2.Balun-ul utilizat la amplificatorul proiectat mai sus are impedanţele la porţile de ieşire de 25 Ohmi. Se pot utiliza şi Balun-uri având impedanţe de ieşire de 50Ohmi ?

21

LABORATOR A.P.E.A.N. Lucrarea nr.4

PERFORMANŢELE AMPLIFICATORULUI CLAS Ă B ÎN CONTRATIMP 1.Analiza corelată în domeniul timp şi frecvenţă a semnalului. În schema de principiu din proiectul ClassB_2_prj , fişierul A05PushPull.dsn , care utilizează tranzistoare MESFET de tip FLL 357 ME, sunt etichetate punctele de măsură: port1 la intrarea amplificatorului, gateh, drainh şi sourceh la electrozii tranzistorului din partea de sus a schemei, gatel, drainl şi sourcel la electrozii tranzistorului din partea de jos precum şi out înaintea şi port2 după filtrul trece jos de la ieşirea amplificatorului.

Electrodul “sursă” al tranzistorului este conectat la masă printr-un rezistor cu valoarea de 100 mOhm, prea mică pentru a produce reacţie negativă, dar suficientă pentru a măsura la bornele rezistorului o mică tensiune proporţională cu curentul de sursă al tranzistorului.

Sunt de asemenea prevăzute două sonde de curent, I_Probe în drenele celor două tranzistoare, pentru măsurarea curentului de drenă.

În fişierul A05PushPull se utilizează analiza HARMONIC BALANCE HB1 (Bilanţul de armonici) pentru analiza în domeniul timp şi frecvenţă. Pot fi “vizualizate” virtual formele de undă în diverse puncte (de exemplu ts(sourceh),mV) iar transformata Fourier va calcula componentele spectrale (dBm(sourceh)).

Analiza PARAMETER SWEEP (care baleiază puterea la intrare Pin) permite obţinerea unor grafice care caracterizează puterea de ieşire, câştigul sau curentul de alimentare, în funcţie de nivelul de excitaţie.

Polarizarea porţii şi drenei tranzistoarelor este asigurată de surse de tensiune, ale căror valori VGS şi VDD sunt setate de asemenea ca variabile.

Pentru vizualizarea graficelor corespunzătoare punctelor de măsură etichetate, se procedează în felul următor:

1.1. Se activează analiza PARAMETER SWEEP.

22

1.2. Se ajustează variabilele E1 , E2 , C1 , C2 din blocul de variabile VAR2 corespunzătoare circuitelor de adaptare (tunere) de la intrare şi ieşire (Metoda adaptării la semnal mare), monitorizând caracteristica puterii de ieşire, de compresie (variaţia câştigului) şi a curentului de alimentare, toate în funcţie de nivelul de excitaţie (Pin) .Graficele trebuie să arate ca în figura 1

a)Puterea de ieşire c) Curentul de alimentare

b)Câştigul

Fig.1.Variaţia parametrilor în funcţie de puterea de excitaţie

Prin ajustarea variabilelor amintite, se urmăreşte obţinerea puterii maxime de ieşire la saturaţie, dar şi forma celor trei grafice, care trebuie să arate ca în figura 1, adică să nu aibă salturi, graficul câştigului să fie cât mai constant până la apariţia compresiei, graficul puterii de ieşire să aibă o pantă constantă până la saturaţie. Valorile variabilelor E1 , E2 , C1, C2 astfel obţinute se notează în tabelul 1.1 din referat iar valorile maxime ale parametrilor din grafice (figura 1) se notează în tabelul 1.2 După terminarea tuning-ului, se dă comanda “Update Schematic” şi “Close”. 1.3) Se dezactivează analiza PARAMETER SWEEP. Se setează Pin=10dBm , se efectuează analiza HARMONIC BALANCE HB1, după care se pot vizualiza formele de undă şi componentele spectrale.Pentru analiza în domeniul timp, rezultatele se noteaază în tabelul 1.3 iar pentru analiza în domeniul frecvenţă, rezultatele se notează în tabelul 1.4

23

2.Comparaţie între funcţionarea în clasă A, clasă B şi clasă C a amplificatorului de putere în contratimp utilizând tranzistoare MESFET de tip FLL 357 ME

În schema din fişierul A05PushPull.dsn sunt setate ca variabile tensiunile de polarizare a porţii VGS şi a drenei VDD, astfel că , prin simpla ajustare a tensiunii de poartă VGS este posibilă schimbarea clasei de funcţionare a amplificatorului.

2.1.Se activează analiza PARAMETER SWEEP.

Pentru setarea tensiunii VGS: Din fişierul A01Bias.dds se determină tensiunea de polarizare a porţii tranzistorului, VGS, necesară funcţionării în clasă A, în clasă B şi în clasă C. Rezultatele se trec în tabelul 2.1

Se ajustează pe rând variabila VGS la valorile din tabelul 2.1.

Se examinează, pentru fiecare clasă de funcţionare, graficele puterii de ieşire, a câştigului şi al curentului continuu de alimentare în funcţie de puterea de excitaţie Pin.

Pentru clasele A, B şi C se trec rezultatele în tabelele 2.2 , 2.3 şi respectiv 2.4.

3.Răspundeţi la următoarele întrebări :

3.1.Cum se explică formele de undă notate în tabelul 1.3 ?

3.2. Se poate deduce, din analiza celor trei grafice obţinute prin baleiarea Pin, clasa de funcţionare a unui amplificator de putere ? Care din cele trei grafice este cel mai semnificativ ?

24

LABORATOR APEAN Lucrarea nr.5 MASURAREA DISTORSIUNILOR DE NELINIARITATE LA UN AMPLFICATOR R.F. DE PUTERE 1.Introducere.

1.1.Măsurarea nivelului de compresie de 1 dB

La valori mari ale semnalului de intrare,semnalul de ieşire al unui amplificator tinde să se limiteze (figura 1) a) b)

Fig.1.Excursia liniară a semnalului pe dreapta de sarcină dinamică RL este limitată de zonele de blocare şi de saturare ale tranzistorului. Amplificatorul se află în regim de semnal mare, el nu mai poate asigura urmări- rea dB per dB a semnalului de la intrare. Se spune că amplificatorul intră în compresie, fapt care se traduce prin rămânerea la acelaşi nivel a puterii de la ieşire pe frecvenţa fundamentală, oricât ar mai creşte puterea de la intrare, bine-înţeles în limita de nedistrugere a tranzistorului. Peste un anumit prag, puterea de semnal de la intrare creşte conţinutul de armonici ale semnalului distorsionat de la ieşire, dar nu mai contribuie la creşterea puterii pe fundamentală. Pentru caracterizarea fenomenului de compresie se utilizează parametrul nivel de compresie la 1 dB, notat cu OP1dB dacă este raportat la ieşire şi IP1dB dacă este raportat la intrare.Acesta este nivelul pentru care câştigul amplificatorului scade cu 1dB în raport cu valoarea sa la semnal mic şi este stabilit prin examinarea graficului G(dB) = f[Pin(dBm)] reprezentat în figura 2, unde G(dB) = Pout(dBm) – Pin(dBm)

25

Fig.2.Aspectul măsurării automate a nivelului de compresie 1.2.Măsurarea distorsiunilor de intermodulaţie

1.2.1.Fenomene neliniare la amplificatoarele de microunde.

Curentul de ieşire al unui tranzistor este o funcţie de semnalul de intrare, care poate fi exprimată sub forma unei serii Taylor: 2 3

0 1 2 3 ... nni I a u a u a u a u= + ⋅ + ⋅ + ⋅ + ⋅ (1)

Dacă la intrare este prezent un singur semnal de frecvenţă unghiulară ω:

cosu U t= ⋅ ω

atunci neliniarităţile se manifestă prin armonicile semnalului, armonica de ordi- nul n fiind asociată termenului n

na u⋅ şi crescând cu n dB pentru creşterea cu 1dB a semnalului de la intrare. Într-adevăr: cosn n n n

na u a U tω⋅ = ⋅ ⋅ → k·U · cos (nωt) (2)

în care k rezultă prin aplicarea formulei lui Moivre şi a dezvoltărilor trigonome-trice adecvate. Panta n dB/dB rezultă din relaţia: log lognU n U= ⋅ (3)

Dacă la intrare este prezent un semnal sumă a două semnale de frecvenţe un-ghiulare 1ω şi 2ω : 1 1 2 2cos cosu U t U tω ω= ⋅ + ⋅ (4)

atunci, în afară de armonicile celor două frecvenţe de la intrare, la ieşire mai sunt prezente şi produsele de intermodulaţie ale căror frecvenţe sunt combinaţii lineare ale frecvenţelor de intrare.

26

Produsele de intermodulaţie de ordinul n sunt asociate termenului nna u⋅ şi au

forma:

1 1 2 2( cos cos )n nn na u a U t U tω ω⋅ = ⋅ ⋅ + ⋅ → 1 2 1 2cos( )l m

lmk U U l t m tω ω∑ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ± ⋅ (5)

unde n = l + m 1.2.2.Metoda celor două tonuri

Pentru generarea şi măsurarea produselor de intermodulaţie prin această metodă se utilizează montajul din figura 3.Nivelul semnalelor poate fi reglat individual prin atenuatoarele A1 şi A2 sau simultan pentru ambele semnale cu atenuatorul A3. Atenuatoarele individuale sunt utilizate pentru egalizarea semnalelor de intrare în dispozitivul sumator, care este de tip Wilkinson. Rolul acestuia este de a separa cele două generatoare, prin izolaţia sa, de regulă mai bună decât 25 dB. Se pot utiliza şi alte dispozitive care asigură separarea generatoarelor, de exemplu cuploare directive sau izocirculatoare. Atunci când nivelul puterii la intrarea în dispozitivul de măsurat este variat cu atenuatorul A3, se observă că panta de variaţie a nivelului unui produs de inter-modulaţie de ordinul n este n dB/dB Analizor de spectru A1 f1 f2 ω1 Sumator Wilkinson A3

DUT A2 2f1-f2 2f2-f1 ω2 Fig.3.Montaj pentru măsurarea produselor de intermodulaţie prin metoda celor două tonuri.

Dacă este variată atenuarea individuală, iar combinaţia liniară selectată are cifra l pentru semnalul ω1 şi m pentru ω2, pantele individuale de variaţie ale nivelului produsului de intermodulaţie vor fi respectiv l dB/dB şi m dB/dB, pentru fiecare din cele două componente. Regula pentru produsele de intermodulaţie este dată de relaţia:

1 2 1 2log( ) log logl mU U l U m U⋅ = ⋅ + ⋅ (6)

care,pentru 1 2U U U= = devine:

1 2log( ) log log ( ) log logl mU U l U m U l m U n U⋅ = ⋅ + ⋅ = + ⋅ = ⋅ (7)

27

1.2.3.Punctele de intersecţie ale produselor de intermodulaţie de ordinul 3

Dacă se aplică amplificatorului suma a două semnale de puteri egale, dar de frecvenţe diferite , neliniaritatea acestuia are ca efect apariţia produselor de intermodulaţie, care pot fi măsurate cu montajul din figura 3 şi reprezentate în funcţie de nivelul lor comun de la intrare.

Cele mai importante produse de intermodulaţie sunt cele de ordinul 3, cu acronimul IMD3 (Intermodulation Distorsions 3rd order). Produsul din partea stângă a ecranului analizorului de spectru (figura 3), cu frecvenţa f = 2f1 - f2 , corespunde la m = 2 şi l = 1 (relaţia 5) care are o pantă de variaţie de 3 dB/dB, deoarece n = l + m = 3 (relaţia 7).

Atât curbele -de fapt dreptele- POUT = f(PIN) cât şi IMD 3 = f(PIN) sunt măsurabile fizic până la un nivel rezonabil de mare al puterii de intrare, după care pot fi prelungite pe baza pantelor lor cunoscute de 1dB/dB, respectiv 3dB/dB. Intersecţia celor două drepte are loc în punctul de intersecţie de ordinul 3, cu acronimul OIP3 (Output Intersection Point 3rd order). Acesta reprezintă nivelul teoretic al puterii de ieşire la care intermodulaţiile de ordin 3 date de metoda celor două tonuri ar fi egale cu puterea semnalului pe frecvenţele fundamentale.

În figurile 4a şi 4b sunt reprezentate graficele unui amplificator cu G =10dB, OP 1dB =35dBm şi OIP3 = 45dBm

a) b)

Fig.4. Punctul de intersecţie de ordinul 3 (OIP3) Porţiunile îngroşate reprezintă zonele direct măsurabile, iar cele subţiri zonele obţinute prin extrapolare (prelungire).

28

IIP3 (Input Intersection Point 3rd order) este acronimul pentru nivelul de putere de la intrarea dispozitivului şi este legat de OIP3 prin valoarea câştigului: IIP3(dBm) = OIP3(dBm) – G(dB) (8)

Diferenţa în dB (acronim dBc - dB carrier - decibeli faţă de purtătoare) dintre nivelul fundamentalelor şi cel al produsului de intermodulaţie este aşa numitul raport de rejecţie al produsului de intermodulaţie, acronim ORR3 (Output Rejection Ratio 3rd order). Este evident că diferenţa în dB între două drepte, una cu panta de 1dB/dB şi una cu panta de 3dB/dB, este o dreaptă cu panta 2dB/dB. Este de asemenea evident, conform definiţiei OIP3, că la acest nivel, ORR3=0dBc În aplicaţiile practice se cere să se determine nivelul maxim al semnalelor pentru care produsele de intermodulaţie nu depăşesc o valoare dată, de exemplu -60dBc. Nivelul maxim de putere de la ieşire pentru care această condiţie este îndeplinită este dat de relaţia:

3

( ) 3( )2

= −out

ORRP dBm OIP dBm (9)

Aşadar, pentru a avea ORR3=60dBc, în cazul a două purtătoare, este necesar ca nivelul de putere de la ieşire să fie inferior cu 30dB nivelului OIP3 2.Desfăşurarea lucrării 2.1.Măsurarea nivelului de compresie de 1dB prin simulare. 2.1.1.Se deschide proiectul[ClassB_2_prj], realizat în programul ADS

2.1.2. În fişierul A05PushPull.dsn se setează variabilele E1 , E2 , C1 , C2 din blocul de variabile VAR2 corespunzătoare circuitelor de adaptare (tunere) de la intrare şi de la ieşire cu valorile din tabelul 1.1 din referat

2.1.3. Se activează analiza PARAMETER SWEEP > SweepVar = ”Pin” Domeniul de baleiere a puterii de intrare Pin se setează: Start = 0, Stop = 32 , step = 1. Se generează graficul variaţiei câştigului, a cărui expresie este dBm(port2[::,1]) – Pin , în funcţie de puterea de intrare Pin Pentru caracterizarea fenomenului de compresie se utilizează parametrul nivel de compresie la 1 dB, notat cu OP1dB dacă este raportat la ieşire şi IP1dB dacă este raportat la intrare.Acesta este nivelul pentru care câştigul amplificatorului scade cu 1dB în raport cu valoarea sa la semnal mic şi este stabilit prin examinarea graficului variaţiei câştigului reprezentat în figura 2. Se pune un marker pe grafic, se notează câştigul la semnal mic G0 apoi markerul se deplasează până ce câştigul scade cu 1 dB. În acel punct valoarea câştigului este G 1dB iar valoarea puterii Pin = IP 1dB. Rezultă:

29

OP 1dB = IP 1dB + G 1dB (10)

Rezultatele se trec în tabelul 1.2 din referat

2.2.Bilanţul armonic

Analiza armonicelor, până la armonica de ordinul 8, va pune în evidenţă faptul că, în momentul compresiei, creşterea nivelului semnalului de excitaţie creşte conţinutul de armonici ale semnalului distorsionat de la ieşire, dar nu mai contribuie la creşterea puterii pe fundamentală. În fişierul A05PushPull.dsn se va seta nivelul semnalului de intrare VAR1> Pin la valorile din tabelul 2.1 şi se va utiliza analiza armonică cu un ton , (HB1Tone) care permite aflarea nivelului armonicelor până la ordinul 8, în punctele din schema de principiu marcate cu etichete. Din graficele dBm(out) şi dBm(port2) , se determină nivelul armonicelor la intrarea respectiv ieşirea filtrului trece-jos de la ieşirea amplificatorului.Rezultatele se vor trece în tabelele 2.1 respectiv 2.2 din referat. 2.3. Măsurarea distorsiunilor de intermodulaţie

În fişierul A05Contratimp.dsn se determină Raportul de rejecţie al produsului de intermodulaţie de ordinul 3 (ORR3)

Pentru aceasta se va utiliza analiza armonică cu două tonuri (HB2 Tone). Se setează VAR5 > RFfreq = 2.5 GHz ; fspacing = 1 MHz

2.3.1 Pentru funcţionarea amplificatorului în clasă B, se setează tensiunea de polarizare a porţii tranzistoarelor VAR2 >VGS = - 3.4 V

Setarea puterii de intrare se va face acţionând asupra variabilei VAR5> RFpower după care se dă comanda “Simulate”. Rezultatele se vor trece în tabelul 3.1

2.3.2 Pentru funcţionarea amplificatorului în clasă A, se setează tensiunea de polarizare a porţii tranzistoarelor VAR2 >VGS = - 2.2 V

Setarea puterii de intrare se va face acţionând asupra variabilei VAR5>RFpower după care se dă comanda “Simulate”. Rezultatele se vor trece în tabelul 3.2 3. Întrebări şi exerciţii

3.1. În spectrul semnalului de ieşire, care sunt armonicele dominante, cele pare sau cele impare ? Să se justifice răspunsul.

3.2.Pentru Pin = 0dBm să se verifice relaţia,valabilă pentru două purtătoare:

3

( ) 3( )2

= −out

ORRP dBm OIP dBm