Dispozitive Si Circuite Electrice II

Dispozitive si circuite electronice 2 curs

Dispozitive si circuite electronice 2

Curs

Format pdf

Automatica + Colegiu electronica aplicata

2004


Cuprins

1.Introducere2.Amplificatoare operaţionale (AO)

2.1 Parametri AO2.2 Circuite liniare realizate cu AO2.3 Circuite neliniare realizate cu AO2.4 Circuite de limitare cu AO2.5 Convertoare tensiune-curent realizate cu AO2.6 Circuite de comutaţie realizate cu AO2.7 Filtre active realizate cu AO

3.Circuitul integrat temporizatorul ßE 555 3.1 Schema bloc. Funcţionare

3.2 Monostabil3.3 Astabil3.4 Circuit de întârziere3.5 Alte circuite realizate cu circuitul integrat ßE 555

4.Generatoare de semnal4.1 Generator de impulsuri dreptunghiulare cu AO (astabil)4.2 Generator de semnal dreptunghiular cu factor de umplere reglabil4.3 Generator de semnal dreptunghiular, triunghiular si dinţi de ferăstrău4.4 Generator de tensiune liniar variabilă declanşat4.5 Convertor tensiune - frecvenţă4.6 Generator de funcţii cu reglaje independente cu ßE 5554.7 Temporizatoare cu multiplicator de capacitate

5.Stabilizatoare de tensiune integrate5.1 Circuitul integrat ßA 723 (schema bloc, funcţionare)5.2 Aplicaţii cu circuitul integrat ßA 7235.3 Stabilizatoare integrate din seria 78xx

6.Multiplicatoare analogice6.1 Introducere.Clasificare6.2 Multiplicatoare analogice de un, două, patru cadrane (celula Gilbert)6.3 Aplicaţii cu multiplicatoare analogice

7.Amplificatorul Norton7.1 Introducere.Descriere generală7.2 Configuraţii de circuite liniare7.3 Aplicaţii βM 3900

8.Circuite PLL8.1 Principiul calării pe fază8.2 Bucla PLL în regim staţionar sincron8.3 Captarea frecvenţei semnalului de intrare


1.INTRODUCERE

Primele circuite integrate au fost realizate la sfârşitul anilor '50, producţia de serie incepând în anul 1965.Circuitul integrat este o unitate constructivă inseparabilă de microelemente conectate electric, plasate cu mare densitate in

volumul sau pe baza unei suprafeţe semiconductoare comune.Clasificare: -din punctul de vedere al tehnologiei de realizare:

-monolitice (circuit integrat semiconductor având toate elementeleformate într-o singură structură semiconductoare, iar după tipurile de tranzistoare pe care se bazeazăconstrucţia lor , circuitele mono litice pot fi bipolare (cu tranzistoare bipolare) sau unipolare MOS (cutranzistoare unipolare MOS)-fragmentate (multichip-circuit integrat constând din mai multe structurimonolitice interconectate între ele şi închise în aceeaşi capsulă)-peliculare (circuit integrat ale cărui elemente sunt pelicule formate pe suprafaţa unui material dielectric)-hibride (ansamble de elemente pasive sub formă peliculară si componente active pasive sudate pe circuitul ansamblului)-din punctul de vedere al prelucrării informaţiei:-analogice (circuit integrat care prelucrează sau generează semnale continue în amplitudine , polaritate sau frecvenţă pentru realizarea unor funcţii analogice ca generare , amplificare, modulare/demodulare etc)-numerice (circuit integrat care prelucrează semnale binare pentru realizarea unor funcţii logice şi/sau de memorare)-de interfaţă (analogice, logice, conversie A/D)

2.AMPLIFICATORUL OPERAŢIONAL

Amplificatoarele operaţionale constituie principala clasă de circuite integrate liniare, în esenţă ele sunt circuite cu câştigfoarte mare în tensiune, destinate lucrului în buclă de reacţie, în care funcţiile de transfer sunt univoc determinate de proprietăţilereţelelor de reacţie.

Proiectate iniţial pentru a îndeplini funcţii de operator analogic de calcul (scădere, adunare, integrare, etc), amplificatoareleoperaţionale se utilizează în prezent în cele mai diverse aplicaţii ca: filtre active, stabilizatoare de tensiune, oscilatoare, convertoareanalog-numerice, etc. Practic pot fi folosite la orice.

Dezvoltarea intensivă a acestei familii de circuite integrate a condus la dispozitive care aproximează foarte bine caracteristicileelementului ideal (câştig în tensiune infinit, rezistenţă de intrare infinită, rezistenţă de ieşire nulă), în condiţii de preţ redus. Acestlucru a făcut posibilă utilizarea amplificatoarelor operaţionale ca simple componente în aplicaţii. Accesibilitatea şi performanţeleacestor dispozitive permit realizarea de echipamente net superiore celor realizate cu componente discrete din punctul de vedere alraportului performanţă/preţ. Regulile de proiectare sunt simple şi aplicabile cu erori minime.

Schematic un amplificator operaţional constă din trei blocuri cu funcţii distincte, fiecare dintre ele poate fi constituit din unul saumai multe etaje amplificatoare realizate cu tranzistoare integrate.


Blocul de intrare este un amplificator diferenţial, numit astfel deoarece amplifică diferenţa dintre cele două tensiuni de intrarev+ şi v-. Blocul intermediar preia tensiunea furnizată de blocul de intrare şi o prelucrează pentru a corespunde cerinţelor blocului deieşire. Ultimul bloc asigură curentul de ieşire necesar (uzual de ordinul a 10 mA).

Observaţie 1. Proprietăţile intrărilor imversoare şi neinversoare de a inversa semnul tensiunii, respectiv de a-l păstra neschimbat, decurg din modul în care este construit amplificatorul operaţional.2. Semnele minus şi plus notate în dreptul bornelor de intrare nu au nici o legătură cu semnele (polarităţile) tensiunilor v+ şi v- aplicate respectiv la intrarea inversoare şi la cea neinversoare; oricare din aceste tensiuni poate fi negativă sau pozitivă

Simbolul grafic se prezintă în figura următoare:

2.1 Parametri de bază ai amplificatoarelor operaţionale

a.câştigul diferenţial în buclă deschisă a reprezintă raportul dintre variaţia tensiunii de iesire uO si tensiunea diferenţială

de intrare u v v u uID I I= − = −+ − + −

auu

uu u

O

ID

O

I I= =

−+ − unde u v v u uID I I= − = −+ − + −

b.tensiunea de decalaj (offset) de la intrare ( )u uoffset DI= reprezintă tensiunea continuă a unui generator aplicat la una

din intrările circuitului (cealaltă fiind la masă) pentru care potenţialul de iesire uO este nul.Acest parametru se reprezintă pecaracteristica de transfer, ca în figura:


c.curentul de polarizare de la intrare IB este valoarea medie a celor doi curenţi de intrare (vezi figura)

II I

BB B=

++ −

2I I IDI B B= −+ −

d.curentul de decalaj (offset) de la intrare ( IDI ) reprezintă diferenţa dintre cei doi curenţi de intrare (vezi figura)

e.factorul de rejecţie al tensiunilor de alimentare SVR SVR+ −, (Supply Voltage Rejection) este raportul dintre variaţiatensiunii de decalaj de la intrare si variaţia surselor de alimentare, care conduc la aceeaşi deplasare a tensiunii de ieşire.Se pot defini separat pentru fiecare sursă de alimentare (SVR+ , SVR-) sau se poate lua în considerare efectul combinat alvariaţiilor tensiunilor de alimentare

SVRUVDI++=

∆∆

SVRUVDI−−=

∆∆

f. factorul de rejecţie pe mod comun (CMRR - common mode rejection rate) este raportul dintre câştigul diferenţial in buclădeschisă a si câştigul pe mod comun in buclă deschisă aCC :

CMRRaaCC

=

g. viteza de variaţie a semnalului de iesire (SR = Slew Rate) reprezintă viteza maximă de variaţie a semnalului de ieşirepentru un semnal treaptă la intrare (pentru o reacţie si reţea de compensare date)

h. banda de trecere la câştig unitar reprezintă banda la 3 dB in montaj repetor


Definiţie.Pe baza acestor parametri putem defini amplificatorul operational (AO) ca un circuit electronic carereuneşte următoarele proprietăţi:

- câştig in tensiune foarte mare a- rezistenţă de intrare foarte mare Ri- rezistenţă de ieşire foarte mică RO- spectru de frecvenţe transmise fără distorsiuni, foarte mare- posibiliatea de a fi utilizat intr-o buclă de reacţie negativă in care sa fie

necondiţionat stabil- factor de rejecţie pe mod comun foarte mare

Amplificatorul operaţional idealUn amplificator operaţional ideal se caracterizează prin următoarele proprietăţi de bază:

aU

v vo

I I=

−→ ∞+ −( )

sau v vI I+ −− = 0

Ri → ∞ sau I IB B+ − →, 0

R0 0=tensiune de decalaj UDI = 0 sau v vI I

+ −− = 0 pentru Uo = 0răspuns in frecvenţă perfect plat pe o bandă de frecvenţă infinitătimp de răspuns nul in condiţii de nivel mare de semnal de intrare

Amplificator operaţional realDin condiţiile enumerate pentru elementul ideal, rezultă reguli practice de proiectare care sunt utilizate de obicei

in analiza si calculul circuitelor electronice cu amplificator operaţional, cele mai folosite fiind:UDI = 0 ; I IB B

+ − =, 0 ; v vI I+ −− = 0

Utilizarea acestor reguli de proiectere implică cunoaşterea condiţiilor in care se pot aplica. Abaterea de la situaţiareală (eroarea) poate fi:

-eroare de calcul (afectând Ri , R0 ,a , caracteristica de transfer)-eroare statică (modificarea nivelelor de curent continuu)-eroare dinamică (erori de regim tranzitoriu, influenţa zgomotului)

Pe baza definiţiilor anterioare, precum şi parametrilor definiţi o schemă echivalentă pentru amplificatorul operaţional ar fi:

2.2 Circuite liniare realizate cu amplificatoare operaţionale

2.2.1 amplificator inversor


v

uR

uR

R R

v uRR

u

I O

O O− +=

+

+= = → = − ⋅1 2

1 2

2

11 1 0 A

RRINV = − 2

1

2.2.2 amplificator neinversor

vR

uR

R R

v u uRR

u

O

I O O− +=

+

+= = → = + ⋅

0

1 1 11 2

1 2

2

1( ) A

RRNINV = +1 2

1

2.2.3 repetor

u u R RO I i o= → ∞ →; ; 0

2.2.4 amplificator diferenţial

v

uR

uR

R R

vR

R Ru u

RR R

uR

R RR

R Ru

I O

I I O I− +=

+

+= =

+⋅ → ⋅

++ ⋅

+=

+⋅

1

1 2

1 2

4

3 42 1

2

1 2

1

1 2

4

3 421 1

→ =+

⋅+

⋅ −+

⋅

u

R RR

RR R

uR

R RuO I I

1 2

1

4

3 42

2

1 21

alegând convenabil valorile R R R R1 3 2 4= =; obtinem ( )uRR

u uO I I= ⋅ −2

12 1 , de unde şi denumirea de "amplificator

diferenţial".


2.2.5 amplificator sumator

v

uR

uR

R R

v u RuR

Ii

i

O

i

n

ii

n OIi

ii

n− =

=

+

==

+

+= = → = − ⋅

∑

∑∑1

1

11 10

Observaţie Rezistenţa R

Rii

n' =

=∑11

1

compensează eroarea introdusă de curentul de polarizare

2.2.6 amplificator sumator-extractor

( )uRR

u u u u u uO I I I I I I= ⋅ + + − − −2

14 5 6 1 2 3

deoarece

v

uR

uR

uR

uR

R R R R

v

uR

uR

uR

R R R

I I I O I I I

− +=+ + +

+ + += =

+ +

+ + +

1

1

2

1

3

1 2

1 1 1 2

4

1

5

1

6

1

1 1 1

1 1 1 1 1 1 1

2.3 Circuite neliniare realizate cu amplificatoare operaţionale

2.3.1 integrator

u uC

i dtRC

u dtO C

t

I

t

= − = − ⋅ ⋅ = − ⋅ ⋅∫ ∫1 1

0 0

deoarece i iuRCI= =

2.3.2 derivator (diferenţiator)

u i R RCdudtOI= − ⋅ = − unde u uC I=


2.3.3 amplificator logaritmic

i IuUD SD

T=

−

exp

η1 unde U

kTqT = este

tensiunea termică iar η = ÷1 2 pentru Si

iuRI

1 = i iD = =1 IuUSD

Texp

η

−

1

u u UuR

CO D TI= − = − −

η ln ln

se observă că avem un termen de decalaj IS şi un termen de proporţionalitate η dependenţi de temperatură, ceea ce este unfoarte mare dezavantaj, dacă se doreşte o amplificare de precizie

2.3.4 amplificator logaritmic compensat

tensiunea de decalaj poate fi compensată cu o altă diodă montată in serie, iar efectul temperaturii poate fi compensat prinutilizarea unui termistor, după cum se poate observa pe figura alaturată:

( )u U I ID T S2 = −η ln ln i IuU

IuUD S

D

TS

D

T=

−

≈

exp exp

η η1 u u uD3 2 2= +

( )u U I I UuR

I UuRIT S T

IS T

I3 = − − −

=η η ηln ln ln ln ln deci u U

RR

uRIO T

T

I= − +

η 1 2 ln

constanta de scară devine independentă de temperatură dacă termistorul are un coeficient pozitiv de temperatură, ca de exemplu

[ ]α RTRR T K= +

⋅ °1100

2

% . Precizia unui amplificator logaritmic de acest tip este limitată de mai mulţi factori:

-relaţia exponenţială dintre i uD D, este valabilă pentru diodele obişnuite pe cel mult 6 decade de curent-curentul prin diodă iD nu este decât aproximativ egal cu i1 deoarece conţine deasemenea curentul de intrare in aplificator

2.3.5 amplificator exponenţial

u iR I RuUO SI

T= − = −

−

exp

η1

deci o relaţie exponenţială între u uO I,


2.3.6 amplificator exponenţial compensat

pornind de la aceleaşi considerente ca în cazul amplificatorului logaritmic, obţinem:

uR

R Ru u u uT

TI D1

22 1 2=

+⋅ = − +; i I

uU

IuUD S

D

TS

D

T=

−

≈

exp exp

η η1

2.4 Circuite de limitare realizate cu amplificatoare operationale

De obicei funcţionarea circuitelor de limitare uzuale se bazează pe proprietăţile de comutaţie a diodelor la semnal mare.Astfel de circuite, fără exigenţe de performanţă prea mari se prezintă în figurile de mai jos:

avand caracteristicile de transfer in figurile următoare:

La aplicaţii care necesită o caracteristică de transfer foarte apropiată de cea ideală (vezi figura c) se folosesc limitatoare de preciziecu amplificator operaţional.

2.4.1 Limitator de precizie realizat cu amplificator operational

pentru uI ⟨ 0 , avem i iu uR

I4 1

2

1≈ − =

−, iar u R i u u uO D= + = −2 4 2 3 1 ; u a u3 2= − ⋅

i IuU

ISD

TS2

1=

−exp

ηi II

uUD

T

2 3

3

1+=

exp

η( )[ ]u U i I ID T S S1 2= + −η ln ln

u R i u u u a u uO D D= ⋅ + = − = − ⋅ −2 4 2 3 1 2 1


u Ru uR

uRR

uRRu uO

II= ⋅

−+ = ⋅ − +2

2

12

2

12

2

12

( ) ( )u R i u R iua

R iau u R

ua R

RRu

au uO O D I O D= ⋅ + = ⋅ − = ⋅ − − = ⋅

−

⋅ − − ⋅ +2 4 2 2 4

32 4 1 2

3

1

2

11

1 1 1

( )u Rua R

RRu

au u u

RR

uuaf

af

O I O D O

ID

= ⋅−

⋅ − − ⋅ + ⇒ =

− ⋅ −

+2

3

1

2

11

2

1

1

1 1

11 , unde f

RR R

=+1

1 2

Se observă că tensiunea directă uD1 de pe dioda D1 care determină neliniaritatea caracteristicii de transfer în jurul originii lalimitatoarele simple este redusă cu câştigul buclei T af= ⟩⟩1 . In aceeaşi măsură este redusă şi dependenţa de temperatură acaracteristicii. Pentru uI ⟩0 , dioda D1 este blocată, curentul de intrare i1 circulă aproape în intregime prin D2 , iar uO va avea ovaloare foarte apropiată de zero, şi anume:

uR

R Rua

R RR R

IOL

L

D L

LS=

+⋅

+−

⋅+

⋅ ≈2

1 2

210

OBSERVAŢIE: Dacă inversăm sensul diodelor, obţinem un limitator de precizie cu caracteristică inversată, ca în figura alăturată

2.4.2 Redresor de precizie dublă alternanţă

pentru u u uI I⟩ ⇒ ≅ −0 2 , iar pentru u uI ⟨ ⇒ ≈0 02 iar u uO I= pentru uI ⟩0u uO I= pentru uI ⟨0

având caracteristica de transfer, ca în figura de mai sus


2.4.3 Selector de maxim

Completând schema de mai sus, cu un etaj inversor şi cu o a doua intrare, obţinem un selector de maxim:

( )u u uO I= − −1 2 ;u u uI I1 1 2= − pentru u uI I1 2 0− ⟩ ,adică u uI I1 2⟩

u1 0= pentru u uI I1 2 0− ⟨ ,adică u uI I1 2⟨ , deci ( )u u uO I I= max ,1 2

OBSERVAŢIE: Inversarea sensului diodelor în schemele anterioare, duce la inversarea caracteristicilor de transfer, obţinândchiar într-un caz particular şi un selector de minim

2.5 Convertoare tensiune-curent realizate cu amplificatoare operaţionale

Cu ajutorul amplificatoarelor operaţionale se pot construi generatoare de curent controlate prin tensiune cu rezistenţăfoarte mare de ieşire si precizie ridicată.Astfel de convertoare se folosesc la generatoare de tensiune liniar variabilă controlate, laconvertoare tensiune-frecvenţă, etc

2.5.1 Generator unidirecţional de curent cu TEC-J

IuROI

S= pentru uI ⟩0

2.5.2 Generator unidirecţional de curent pentru curenţi mari

IuROI

S= pentru uI ≥ 0


2.5.3 Generator unidirecţional de curent cu TEC-J pentru curenţi mari alimentat cu V-

IuROI

S= pentru uI ≥ 0

2.5.4 Generator bidirecţional de curent (constant)

v

uR

uR

R R

v

uR R

R R

I O L

− +=+

+= =

+

+

1 2

1 2

4 3

4 3

1 1

0

1 1

LOLL

OLO uRR

RRIuR

RRuIuu

24

555

34 +++=⋅

+

++=

LL uRR

RRR

RRR

Ru

RRRv

RRR

+

++

⋅+

=+

++

= −

52

2

43

3

52

5

52

2

52

5

vR

R Ru v v

RR R

uR

R RI R

RR R

uL I O L+ − −=

+= ⇒ =

++

++ +

+

3

3 4

3

3 4

1

1 35

5

3 41

RR R

RR R

RR R

uR RR R

IR

R RuL O I

3

3 4

1

1 2

5

3 4

1 5

1 2

3

1 31 0

+−

++

+

⋅ −

+−

+=

( ) ( )( )

( )IRR R

uR R R RR R R R

R R R R R RR R R R

uRR R

uR R R R RR R R R

uO I L I L= − ++

+−

+ ++

= − +− +

+2

1 5

3 1 2 3

1 5 3 4

1 3 1 4 1 5

1 5 2 4

2

1 5

2 3 1 4 5

1 5 2 4

alegând convenabil R R R R R IRR R

uO I1 2 4 5 32

1 5= + = ⇒ = −; ; , deci obţinem un curent prin rezistenţa de sarcină

independent de valoarea acesteia

2.5.5 Generator de curent constant de tip "HOWLAND"

v

uR

uR

R R

RR R

uR

R Ru

I O

I O− =

+

+=

++

+1 2

1 2

2

1 2

1

1 21 1

( )v

R RR R

RR RR R

uR R

R R R R Ru

L

L

L

L

OL

L LO

+ =+

++

=+ +

3

3

43

3

3

4 3 3


( )v v v I R u

R R R R RR R

I RO L OL L

LO L

+ − += = ⇒ =+ +

; 4 3 3

3

( )( )R

R Ru

R RR R R R R

RR R

R R R R RR R

I RIL

L L

L L

LO L

2

1 2

3

4 3 3

1

1 2

4 3 3

3+=

+ +−

+

⋅

+ +

( )( )

RR R

uR

R RR R R R R

R RI R I R

R R R R R R R R RR R R RI

L L

LO L O L

L L

L

2

1 2

1

1 2

4 3 3

3

3 2 1 4 3 1 4

1 2 3

1+

= −+

⋅+ +

= ⋅

− −+

( )( )I u

RR R

R R RR R R R R R RO I

L

=+

⋅+

− +2

1 2

3 1 2

3 2 1 4 3 4

dacă R R R kR R kR2 1 4 1 3 1= = =α α; ;

( )( )

( ) ( )I uRR

kR RkR R kR kR R

kukR k kR R

ukRO I

L L

I

L L

I=+

⋅+

− +=

− += −

αα

αα α

αα α

1

1

1 1

12

12

1 1 111

după cum se observă obţinem o valoare constantă pentru curentul rezultat, adică o valoare independentă de rezistenţa desarcină RL

2.5.6 Generator bidirecţional de curent constant cu tranzistoare cu efect de câmp cu joncţiune

În stare de repaus UV

P1

34

=+

şi UV

P2

34

=−

în acest caz: I I IVR

VRD D2 1 2

1 14 40= − = + =

+ −

dacă V V− += −

Dacă tensiunea de intrare este pozitivă curentul,de drenă ID2 creşte, deci avem curent de ieşire pozitiv. Tensiunea maximăde intrare esteU VINMAX

= ± +

Pentru a asigura blocarea tranzistorului cu efect de câmp (TEC) tensiunea de pe poartă trebuie să depăşească tensiuneade blocare, de aceea amplificatoarele operaţionale sunt alimentate cu tensiunile V++, V--, mai mari decât tensiunile de alimentare V+,V-.Stabilitatea faţă de zero nu este prea bună deoarece curentul de ieşire se obţine ca o diferenţă de doi curenţi mari


2.6 Circuite de comutaţie realizate cu amplificatoare operaţionale

Aceste circuite folosesc proprietăţile de comutaţie la semnal mare a amplificatoarelor operaţionale oglindite si în caracteristica detransfer

2.6.1 Detector de prag inversor

u V u VOH OL≈ =+ −;

2.6.2 Detector de prag neinversor

u V u VOH OL≈ =+ −;

2.6.3 Comparator tip "fereastră" realizat cu AO

Legând două detectoare de prag în felul arătat în figura de mai jos obţinem un comparator tip "fereastră", careare funcţia de transfer prezentată în figura de mai jos:


2.6.4 Comparator inversor cu reacţie pozitivă (cu histerezis) (Trigger Schmitt)

scriind expresiile potenţialelor bornelor v = şi v + , precum şi condiţia de basculare v v+ −= , obţinem expresiiletensiunilor de prag, adică valorile tensiunii de intrare la care basculează circuitul:

v

UR

uR

R R

REF O

+ =+

+

1 2

1 2

1 1 şi v uIN− =

având în vedere că tensiunea de ieşire uO poate avea numai două valori distincte u uOH OL, , obţinem:

uR

R RU

RR R

u u u uR

R RU

RR R

UIN REF O IN PRAG P REF OH L H L H L H L=

++

+⇒ = = =

++

+2

1 2

1

1 2

2

1 2

1

1 2, , , ,

se defineşte tensiunea de "histerezis", adică lăţimea zonei de histerezis:

( )∆U u u u uR

R RH P P O OH L H L= − = − ⋅

+1

2 1

valoare care în cazul unei alimentări simetrice V V V+ −= − = şi cu u u VO OH L= − ≈ devine:

∆U VR

R RH = ⋅+

2 1

1 2adică independentă de tensiunea de referinţă

Pentru cazul particular UREF = 0 obţinem tensiunile de prag de următoarele valori (precum şi un grafic simetric):

U uR

R RP OH L H L, ,= ⋅

+1

1 2

2.6.5 Comparator cu reacţie pozitivă (cu histerezis) (Trigger Schmitt) neinversor

scriind expresiile potenţialelor bornelor v = şi v + , precum şi condiţia de basculare v v+ −= , obţinem expresiiletensiunilor de prag, adică valorile tensiunii de intrare la care basculează circuitul:


v

uR

uR

R R

I O

+ =+

+

1 2

1 2

1 1 ; ...pentru basculare v v UREF+ −= = v

RR R

uR

R Ru v UI O REF

+ −==+

++

= =2

1 2

1

1 2

având în vedere că tensiunea de ieşire uO poate avea numai două valori distincte u uO OH L, , obţinem:

uR RR

URRu u u u

R RR

URRuI REF O I PRAG P REF OL H L H L H H L

=+

− ⇒ = = =+

−1 2

2

1

2

1 2

2

1

2, , , ,

se defineşte tensiunea de "histereză", adică lăţimea zonei de histereză:

( )∆U u u u uRRH P P O OH L H L

= − = − ⋅ 1

2

valoare care în cazul unei alimentări simetrice V V V+ −= − = şi cu u u VO OH L= − ≈ devine:

∆U VRRH = ⋅2 1

2adică independentă de tensiunea de referinţă

Pentru cazul particular UREF = 0 obţinem tensiunile de prag de următoarele valori (precum şi un grafic simetric faţă deorigine):

URR

uP OH L L H, ,= − ⋅1

2

2.7 Filtre active realizate cu amplificatoare operaţionale

Filtrele active analogice sunt compuse dintr-o reţea pasivă de rezistoare si elemente reactive (condensatoare şi/saubobine) şi un element activ care asigură amplificarea dorită

2.7.1 Filtru activ cu reacţii multiple

Uu Y u Y v Y YY Y Y Y

I=+ + +

+ + +

−1 0 4 3 2

1 2 3 4

0;

3

5

53

35 0

YY

uU

vYYUYYuv

O

O

−=⇒

==++

= +−

inlocuind, obtinem ( )uu

YYY Y Y Y Y Y Y

YZ

O

Ii

i=

−+ + + +

=1 3

5 1 2 3 4 3 4

1;

pentru filtru trece-jos (FTJ) YRY sC Y

RY

RY sC1

12 2 3

34

45 5

1 1 1= = = = =; ; ; ;

pentru filtru trece-banda (FTB) YRY

RY sC Y sC Y

R11

22

3 3 4 4 55

1 1 1= = = = =; ; ; ;

pentru filtru trece-sus (FTS) Y sC YRY sC Y sC Y

R1 1 22

3 3 4 4 55

1 1= = = = =; ; ; ;


2.7.2 Filtru activ tip Sallen-Key

a. filtru trece-jos

UIj C

I j C U23

23 2 2= =

ωω,

( )U U I R U j C R= + = +2 3 2 2 2 21 ω ;U U I R1 1 1= + I I I j C U I1 3 2 2 2 2= + = +ω ( )I U U j C2 2 1= − ωdin ecuaţiile de mai sus rezultă:

I C C R U22

1 2 2 2= −ω ( )I U j C C C R1 2 22

1 2 2= −ω ω

( ) ( )U U j C R U j C R C C R R1 2 2 2 2 2 1 1 2 1 21= + + −ω ω ωfuncţia de transfer va fi:

( ) ( )( ) ( )

( ) ( )UU CC R R j C R C R

CC R R j C R C R

C C R R C R C R2

12

1 2 1 2 2 2 2 1

21 2 1 2 2 2 2 1

21 2 2 1

2 22 2 2 1

21

11

1=

− + +=

− − +

− + +ω ωω ω

ω ω

( ) ( )A

UU C R C R C R C R

= =− + −

2

1 21 1 2 2

2 22 2 2 1

2

1

1 ω ωtg

C R C RC C R R

ϕω ω

ω= −

+−

2 2 2 12

1 2 1 21

dacă C R T1 1 1= , C R T2 2 2= , C R nT2 1 1= atunci avem ( ) ( )

AUU TT T nT

= =− + +

2

1 21 2

2 22 1

2

1

1 ω ωb. filtru trece-sus

Prin calcule asemănătoare se poate ajunge la funcţia de transfer a unui filtru trece sus de ordinul doi, ca şi în cazul anterior

2.7.3 Convertor de impedanţă negativă (CIN)

De foarte multe ori ar fi important sa avem o rezistenţă negativă, respectiv surse de semnal cu rezistenţă negativă, carenu se pot realiza decât cu circuite active (circuite electronice care conţin elemente active)

u u I R Iu uR

IOO= + =

−= −2 2 1

22;

Pentru stabilitate trebuie ca reacţia negativă să fie mai puternicăca cea pozitivă, pentru acesta vom calcula:


v uR

R RO+ =

+1

1

v uR

R RO− =

+2

1

pentru stabilitate avem nevoie dev v+ −⟨ adica R R1 2⟨

2.7.4 Giratorul

Este un circuit transformator de impedanţă, ce poate transforma orice impedanţă în duala sa. Ecuaţiile care descriufuncţionarea giratorului precum şi simbolul grafic se prezintă în figura următoare

I uRu

IRu u

1 1 2

2 1 2

01

10

= ⋅ + ⋅

= ⋅ + ⋅

a. realizarea giratorului. O variantă de realizare cu două convertoare de impedanţă negativă se prezintă in figura următoare:

scriind ecuaţiile pentru nodurile din v v− +, :

0

0

0

0

224

22124

1213

1113

=−−

=−−+−

=−

+−

=+−−

RU

RUU

IRUU

RUU

RUU

RUU

IRU

RUU

de unde rezultă cele două ecuaţii de bază ale giratorului: I uRu1 1 20

1= ⋅ + ⋅ I

Ru u2 1 2

10= ⋅ + ⋅

b. realizarea giratorului. O altă variantă asemănătoare se prezintă în figura următoare:

0

0

0

0

553

15352

2524

224

=−−

=−−

+−

=−

+−

=+−

RU

RUU

IRUU

RUU

RUU

RUU

IRUU

de unde prin calcule simple rezultă: I uRu1 1 20

1= ⋅ + ⋅ I

Ru u2 1 2

10= ⋅ + ⋅


Aplicaţii 1. transformarea impedanţelor

L

L

L

LL

RR

IUR

RRU

RUI

RRUUR

RURIU

RUI

2

2

2222

12

211

121

1 ;;

==⇒==

=⇒===

dacă de exemplu ZRZL

2

2

= şi dacă Zj C

Z R j C j L L R CL = ⇒ = = ⇒ =1

22 2

ωω ω , deci avem o bobină

de valoarea L R C= 2 care se "vede" în loc de sarcină

2. simularea unui grup RL serie

( )

13

41

3

432

221211

122111

1

1;;

uRRu

RRRu

sCRiuui

RuiiiRu

+=

+=

+=−−=+=

sLRZ

RRRRsC

RsCRRiuZ

sCRi

sCRRR

RRu

IN

RRRR

IN += →

−+

+==

+=

++−

=

1

3

412

211

1

1

2111

2

3

41

23

41

1

11

unde valoarea inductanţei simulate este L CR R= 1 2

3.simularea unei inductivităţi cu pierderi

sLRZCsRRiuZ

sCR

RsCu

Ru

u

ININ

X

+=⇔+==

⇒+

++=

22

2

0

2

1

1

11

L R C= 2


4.simularea unei inductivităţi

O schemă de bază de girator se prezintă în figura următoare:

Presupunând amplificatoare operaţionale ideale, adică potenţialele bornelor inversoare şi neinversoare identice, obţinem relaţiile:

U U I R U I R3 1 1 1 1 2 2= − = − , I IRR2 1

2

1= ⋅ ; U U I R2 1 2 3= +

( )Uj CRj CR

Uj CRj CR

U I R14

42

4

41 2 31 1

=+

=+

⋅ +ω

ωω

ω

( )Uj CRj CR

j CRj CR

RR

R I14

4

4

4

1

23 11

1 1⋅ −

+

=

+⋅ ⋅ ⋅

ωω

ωω

Impedanţa de intrare a giratorului este: ZUIIN = 1

1adică: Z

j CR R RRIN =

ω 1 3 4

2

expresia de mai sus reprezintă impedanţa unei bobine (o reactanţă inductivă ) , a cărei valoare este:

LR R RR

C= ⋅1 3 4

2

Astfel devine posibilă realizarea unor circuite LC de filtrare, cum se prezinta în figura alăturată.

2.8 Protecţia amplificatoarelor operaţionale

Utilizarea optimă a unui amplificator operaţional presupune respectarea limitelor maxim admise, garantate de producătorîn foaia de catalog. Depăşirea într-un anumit mod a acestor condiţii duce la degradarea performanţelor dispozitivului sau chiar ladistrugerea lui. Schemele de protecţie indicate chiar în foile de catalog pot să nu fie absolut necesare într-un sistem bine proiectat,dar prezintă o deosebită importanţă în montajele de lucru în care probabilitatea de apariţie a accidentelor este mult mai mare.

2.8.1 Protecţie la curent mare de intrare

Tensiunea de intrare în amplificatoarele operaţionale nu poate depăşi tensiunea de alimentare ( o diodă internă intră înconducţie şi se arde, dacă nu limităm curentul sub 10 mA, sau chiar sub 1 mA la operaţionalele CMOS această limită este si maimică deoarece un tiristor parazit poate intra în conducţie şuntând tensiunea de alimentare). La utilizări normale nu se prea întâmplă,pentru că de obicei tensiunea cea mai mare este tensiunea de alimentare, dar putem avea necazuri la deconectarea tensiunii dealimentare mai ales dacă avem şi un condensator la intrarea operaţionalului, ca în figura de mai jos:

Cazul cel mai defavorabil caz este acela când condensatorul este încărcat la o tensiune de valoare apropiată de tensiunede alimentare şi se deconectează tensiunea de alimentare.În acest caz condensatorul se descarcă printr-o diodă internă aamplificatorului operaţional iar curentul de descărcare este proporţional cu timpul de descărcare, respectiv capacitateacondensatorului. De aceea la capacităţi mai mari de 10µF se utilizează o rezistenţă serie de protecţie ce va limita curentul dedescărcare la o valoare dorită.


RVI

VmA

ksMAX

=+

= =+ 15

1015, Ω

2.8.2 Tensiuni de alimentare

un alt lucru care trebuie avut în vedere este polarizarea corectă a amplificatorului operaţional.În continuare se prezintă oschemă foarte simplă de protecţie la inversarea polarităţilor surselor de alimentare:

2.8.3 Tensiuni maxime de intrare

Depăşirea într-un sens sau altul a valorii maxime a tensiunii de intrare (pe mod diferenţial sau comun) are ca efectcreşterea curentului de polarizare de intrare al amplificatorului operaţional până la distrugerea dispozitivului. În schemele următoarese arată două scheme de protecţie a unui amplificator operaţional pentru condiţii de străpungere. În prima schemă amplificatoruloperaţional se protejează la tensiuni mari de intrare pe mod diferenţial, iar în a doua la tensiuni mari de intrare pe mod diferenţial şipe mod comun

2.8.4. Protecţie la scurtcircuit la ieşire

În mod obişnuit la calculul circuitelor cu amplificatoare operaţionale se utilizează relaţiile deduse pe baza conceptului deamplificator operaţional ideal. Aceste condiţii se pot aplica unui amplificator operaţional real care funcţionează în regim liniar şianume în condiţii de excursie în tensiune la ieşire inferioară valorilor maxime specificate fără distorsiuni. Căteva circuite de bază deprotecţie la scurtcircuit la ieşire se prezintă în figurile următoare:

2.9 Compensarea în frecvenţă a amplificatoarelor operaţionale

Limitarea în frecvenţă a câştigului în buclă deschisă, timpul finit de răspuns la semnal mare şi zgomotul de bandă largăreprezintă surse de creştere a erorilor amplificatoarelor operaţionale cu frecvenţa.Limitarea în frecvenţă a câştigului la semnal mictrebuie privită în strânsă legătură cu problema stabilităţii amplificatoarelor operaţionale. Asigurarea stabilităţii într-o buclă de reacţienegativă necesită în general introducerea unor reţele de compensare, care modifică banda de frecvenţă şi forma caracteristicii lafrecvenţe înalte.Amplificarea în buclă deschisă a unui amplificator operaţional real, fără reţele de corecţie, este o funcţie defrecvenţă conţinând doi, trei sau mai mulţi poli reali:

( )a sa

s s s

n

=+

⋅ +

⋅ ⋅ ⋅ +

0

1 21 1 1

ω ω ω


Modulul său, având la frecvenţe joase valoarea constantă a0 , descreşte după primul pol cu o pantă asimptotică de 20 dB/decadă,după al doilea cu 40 dB/decadă şi în final cu (20n) dB/decadă, dacă n este numărul de poli. Introdus într-o buclă de reacţie negativăcu un factor de reacţie complex ( )f s , amplificatorul operaţional produce la ieşire un semnal de forma:

( ) ( ) ( )[ ] ( ) ( )( )u s u s f s u s

a sT sO I I= − − ⋅

+2 111

unde prin ( )T s s-a notat câştigul buclei, egal cu produsul ( ) ( )a s f s⋅ . amplificatorul cu reacţie devine instabil dacă numitorulexpresiei de mai sus se anulează. În asemenea condiţii amplificarea în buclă deschisă devine infinită, În circuit poate apărea otensiune de ieşire În lipsa tensiunii de intrare ceea ce indică prezenţa oscilaţiilor întreţinute.Instabilitatea apare la frecvenţele la care

( ) ( ) ( )T s a s f s= ⋅ = −1 sau T = 1 ; ϕ T = 180!

unde prin ϕ T s-a notat faza câştigului buclei.Condiţia de mai sus poate fi indeplinită uneori şi pentru un factor de reacţie real, ( )f s f= 0 (reţea de reacţie pur rezistivă). Pentruf real, modulul şi faza câştigului buclei ( )T s sunt funcţii monotone de frecvenţă, ca şi modulul şi faza amplificării în buclă deschisă( )a s , iar stabilitatea poate fi studiată cu ajutorul diagramelor Bode. Criteriul de stabilitate bazat pe aceste diagrame afirmă că un

amplificator cu reacţie este stabil dacă modulul câştigului buclei este mai mic ca 1 atunci când faza acestuia devine ± 180! . Înfigura de mai jos sunt prezentate diagramele Bode pentru un amplificator operaţional cu 3 poli şi două valori ale factorului de reacţie.Pentru

( ) ( ) ( )1 50 11

11f dB T dB a dB f dB= = −, se anulează înainte ca faza să devină

−180! , deci aplificatorul cu reacţie cu amplificarea în buclă deschisă ( ) ( )A dB f dB dB11

1 50≈ = este stabil conform

criteriului enunţat. Pentru ( ) ( ) ( )1 20 12

22f dB T dB a dB f dB= = −, este pozitiv ( T2 1> ) la frecvenţa la care

[ ]ϕ T2 180= − ! şi deci amplificatorul cu ( )A dB dB2 20= este instabil.

Cazul cel mai defavorabil din punct de vedere al stabilităţii este cel al reacţiei totale ( A f≈ =1 1 ), pentru care

câştigul buclei are valoarea maximă T amax = . Rezultă că pentru a putea utiliza amplificatorul operaţional într-o buclă de reacţieîn care să fie necondiţionat stabil este necesară corectarea dependenţei de frecvenţă a amplificării în buclă deschisă, ( )a s .Aceasta se realizează practic cu ajutorul reţelelor de corecţie sau de compensare de frecvenţă. Majoritatea retelelor de corecţieurmăresc obţinerea unei pante maxime de -20 dB/decadă pentru a şi a unei rezerve de fază de cel puţin 45! .Tehnicile decompensare a răspunsului în frecvenţă urmăresc modificarea caracteristicilor de amplitudine-fază ale amplificatoarelor astfel încâtT < 1 la frecvenţa la care faza ( )ϕ T devine 180! . Modificarea caracteristicilor se realizează în general prin introducerea de


poli şi zerouri în funcţia de transfer şi după cum banda de frecvenţă se obţine mai mică sau mai mare decât era iniţial, metodele decompensare se împart în două mari categorii:

- corecţii cu îngustarea benzii de frecvenţă- corecţii cu lărgirea benzii de frecvenţă

Primele pot fi aplicate întotdeauna şi constau în adăugarea unui pol dominant (un pol la o frecvenţă mult mai mică decâturmătorii) în funcţia de transfer. Deoarece caracteristica de fază după compensare porneşte de la frecvenţe mai scăzute (este înurma caracteristicii iniţiale) aceste metode sunt întâlnite sub numele de compensări cu întârziere de fază. Dintre metodele culărgirea benzii de frecvenţă amintim compensarea cu avans de fază şi cuplaj înainte. Totuşi aceste corecţii se vor putea aplicanumai în anumite condiţii.

3.Circuitul integrat temporizator ßE 555

3.1 Schema bloc. Funcţionare.

Circuitul integrat ßE 555 este un circuit integrat monolitic bipolar care realizează temporizări sau oscilaţii libere prinîncărcarea şi descărcarea controlată a unui condensator extern.

Datorită modului de control al tensiunilordin reţeaua externă de temporizare, prin comparatoare de bună calitate, preciziaîn timp şi temperatură şi alimentare este foarte bună.

Etajul final este astfel proiectat şi realizat, încât suportă curenţi mari de ieşire (până la 200 mA). La o alimentarecorespunzătoare de 5V, ieşirea este compatibilă cu nivele TTL. Gama de valori a tensiunii de alimentare se întinde de la 4.5V la 18V

Pentru a descrie mai comod funcţionarea circuitului integrat ßE 555 în figura de mai jos s-a prezentat o schemă bloc

Blocul central de care depinde în mod esenţial funcţionarea circuitului ßE 555 este un circuit basculant bistabil, de tip RS, acărui ieşire Q atacă etajul final de ieşire şi tranzistorul prin care se realizează descărcarea capacitorului de temporizare, exteriorcircuitului.Etajul final de ieşire este inversor.

În starea de 0 logic a ieşirii Q, la ieşirea circuitului se obţine 1 logic, evident la un nivel de putere mult mai ridicat.Tranzistorul intern de descărcare (Q16) este blocat.

Atunci când Q este în starea 1 logic tensiunea de la ieşire coboară pînă aproape de potenţialul masei, iar tranzistorul dedescărcare este pregătit să conducă un curent de colector important.

Starea circuitului basculant se stabileşte prin intermediul comenzilor care apar pe cele trei intrări, notate S,R şi r peschema de mai sus. Tabela de adevăr a acestui circuit basculant este prezentată în figura de mai jos.

INIŢIAL FINALS R r QN QN*1

0 0 0 QN QN

0 1 0 QN 01 0 0 QN 1x x 1 QN 0


Făcând R = 1, se comandă aducerea lui Q în 0 logic, iar cu S=1 se comandă aducerea lui Q în 1 logic. Starea carecorespunde lui S=0 simultan cu R=0 este inoperantă; în această situaţie circuitul basculant memorează starea avută iniţial.Perechea de comenzi S=1 şi R=1 este utilizată rar şi conduce la poziţionarea circuitului basculant în starea Q=1.

În plus, starea circuitului basculant depinde şi de o a treia intrare, r. Atunci când r=0, starea circuitului basculant rămânenemodificată; dacă r=1 ieşirea Q se forţează în 0 logic, indiferent de comenzile existente pe intrările R şi S.

Pentru a realiza r=0 este suficient să se lase intrarea ALO (aducere la zero) în aer sau să se conecteze la o tensiune maimare de 1V. Semnalul r devine 1 atunci când terminalul denumit ALO se conecteaza la masă (de fapt la o tensiune mai mică decât+0.4V)

Intrările R şi S sunt comandate intern de către comparatoarele notate SUS şi JOS din figura anterioară. Acestea comparătensiunea aplicată lor din exterior pe una din intrări, cu nivelele de tensiune 0.66 V+ şi respectiv 0.33 V+, unde V+ este tensiunea dealimentare a circuitului.

Ţinând cont de polarităţile intrărilor comparatoarelor, se poate deduce următoarea funcţionare (se utilizează o logicăpozitivă)

V V R Q OPRAGSUS > → = → =+0 66 1.

V V RPRAGSUS < → =+0 66 0.şi respectiv

V V SPRAGJOS > → =+0 33 0.

V V S QPRAGJOS < → = → =+0 33 1 1.

Parametri electrici precum şi valorile limită absolută se găsesc în catalogul firmei IPRS Băneasa, precum şi în anexeleacestei lucrări.

3.2 Scheme fundamentale realizate cu ßE 555

3.2.1.Monostabil

Circuitul ßE 555 a fost astfel proiectat încât să poată fi adaptat uşor unor scheme de monostabil. În figura de mai jos seprezintă schema monostabilului , unde în interiorul liniei groase s-a desenat schema logică simplificată a circuitului

Condensatorul C se încarcă de la tensiunea de alimentare V+ prin rezistenţa R până ce tensiunea la borne devine egală cu 0.66 V+,iar descărcarea se face prin tranzistorul intern de descărcare (deci cu viteză mult mai mare).Durata de temporizare TM este egală cu timpul necesar condensatorului C să se încarce de la 0 la 0.66 V+

T RCM = 11.OBSERVAŢIE: Pentru a evita "mascarea" temporizării de către comandă este recomandată utilizarea unui circuit derivator de laintrare care are rolul de a realiza un impuls scurt negativ de comandă, ca în figura următoare:


3.2.2 Astabil

O a doua utilizare devenită clasică o constituie oscilatorul de relaxare )astabil) a cărei schemă şi diagrame de funcţionaresunt prezentate în figurile de mai jos

Condensatorul C se încarcă prin rezistenţele RA,RB de la 0.33 V+ la 0.66 V+, iar prin RB şi tranzistorul intern de descărcarese descarcă între 0.66 V+ şI 0.33 V+

( )t R R CA B1 2= + ⋅ ⋅ ln t R CB2 2= ⋅ ⋅ ln ( )T t t R R CA B= + = + ⋅ ⋅1 2 2 2lnfactorul de umplere se defineşte ca fiind raportul

FtT R

R R RR

B

A B A

B

= =+

+

=+

+

1 1

1

1

11

1

OBSERVAŢIE: Valorile care se pot obţine pentru factorul de umplere cu schema de mai sus sunt cuprinse teoretic în gama0.5…1.Forma de undă simetrică ( )F = 05. apare numai pentru cazul ideal RA = 0 . Se recomandă ca în practică valoarearezistenţei RA să nu coboare sub:

RVmAAmin =

+

1curentul de 1mA fiind valoarea curentului suplimentar prin tranzistorul de descărcare în afara curentului de descărcare alcondensatorului care circulă prin RB . Valorile maxime ale rezistenţei ce pot fi folosite pentru aceasta schemă de astabil sunt limitatede aceleaşi afecte (curenţii de declanşare la comparatoare) care au fost descrise la schema de monostabil.


3.2.3 Circuit de întârziere

Pentru regimul de funcţionare ca circuit de întârziere, la apariţia semnalului de basculare, tensiunea de ieşire nu-şischimbă starea avută anterior, dar se porneşte însă o temporizare după care tensiunea de ieşire îşi schimbă starea. Schemaelectrică şi diagramele de funcţionare sunt prezentate mai jos

Întârzierea ce apare între momentul declanşării şi momentul în care tensiunea de la ieşire îşi schimbă starea este dată de relaţia:

τ = ⋅11, RC

Viteza de descărcare a condensatorului C depinde de capacitatea de conducţie a tranzistorului T1. Practic, condensatorulC se descarcă sub un curent constant egal cu curentul de colector al tranzistorului T1.Valoarea acestui curent este :

IU U

Rhdesc

IN BE

IFE Idesc

=−

⋅

Deoarece câştigul în curent al unui tranzistor (hFE) de mică putere descreşte rapid la curenţi mari de colector , atunci cândse doresc viteze mari de descârcare se vor folosi tranzistoare care îşi conservă câştigul la curenţi relativ mari (zeci ÷ sute de mA), înacest scop se recomandă utilizarea tranzistoarelor de tipul 2N2222.

3.3 Alte circuite realizate cu ßE 555

3.3.1 Astabil cu factor de umplere mic

Printr-o uşoară modificare a circuitului extern de temporizare se pot obţine factori de umplere de valoare mică(sau mare) cuprinşi între 0.1 şi 0.9. Cu ajutorul a două diode D1 şi D2 se separă căile de încărcare şi descărcare ale condensatoruluiC. Încărcarea are loc acum numai prin rezistenţa RA deoarece dioda D2 este blocată, iar dioda D1 conduce. În perioada dedescărcare dioda D1 este blocată, iar prin dioda D2 se se închide curentul de descărcare al condensatorului C prin rezistenţa RB.Timpii de încărcare respectiv de descărcare sunt date de relaţiile de mai jos:

t R CA1 2= ⋅ ⋅ ln t R CB2 2= ⋅ ⋅ ln ( )T t t R R CA B= + = + ⋅ ⋅1 2 2ln


iar factorul de umplere se calculează cu următoarea relaţie: FRRA

B=

OBSERVAŢIE: 1 Pentru o funcţionare corectă se recomandă ca valoarea rezistenţei RB

să nu scadă sub valoarea de 3kΩ.2.Valoarea maximă a constantei de timp utilizabilă este limitată de faptul că mărirea condensatorului duce la utilizarea unor condensatoare electrolitice cu curenţi mari de fugă, care trebuie utilizaţi la curenţi de cel puţin zece ori mai mari ca curenţii de fugă precum şi de faptul că mărirea rezistenţei duce la micşorarea curenţilor, care devin comparabili cu curenţii de polarizare a comparatoarelor interni, deci se impun nişte valori maxime admisibile pentru condensatoare şi rezistenţe3.Valoarea minimă a constantei de timp este determinată de valorile minime admise pentru condensatoare şi rezistenţe care se recomandă 50pF şi 1kΩ

3.3.2 Astabil cu factor de umplere reglabil

O altă aplicaţie asemănătoare se prezintă în figura de mai jos , unde factorul de umplere se poate regla continuu cuajutorul potenţiometrului P. se obţin factori de umplere intre 0.1 şi 0.9, perioada oscilaţiei rămânând constanta cu o eroare mică:


3.3.3 Trigger Schmitt inversor

Funcţionarea circuitului integrat ßE 555 poate fi asimilată cu comportarea unui comparator cu histerezis (TriggerSchmitt), legând împreună intrările PS şi PS ale comparatoarelor interne şi aplicându-le o tensiune UIN. Cele două praguri suntproporţionale cu tensiunea de alimentare V+ (0.33 V+, respectiv 0.66V+) şi pot fi ajustate din exterior prin intermediul terminaluluiCONTROL

U VPL= ⋅ +1

3 şi U VPH

= ⋅ +23

3.3.4 Trigger Schmitt cu praguri fixate

Dacă se doreşte un Trigger Schmitt ale cărui praguri să fie independente de tensiunea de alimentare, dar alesedupă dorinţă, se va utiliza schema de mai jos:

U UP DZH=

1 respectiv U

U UP

DZ DZ

L=

+1 2

2

3.3.5 Temporizator secvenţial

O altă aplicaţie ar fi conectarea în cascadă a două monostabile realizate cu ßE 555. Conectarea între ele serealizează capacitiv printr-un condensator de cuplaj, iar un monostabil va fi declanşat de cel anterior. Alegerea constantelor de timppentru fiecare monostabil se poate face independent, rezultând un şir de temporizări diferite, după cum se vede în figura de mai jos:


3.3.6 Generator tren de impulsuri

Conectând două circuite astabile realizate cu ßE 555 în modul de pe figură, obţinem un generator de şir deimpulsuri. Primul astabil comandă pe terminalul ALO cel de-al doilea astabil (de frecvenţă mai mare):


3.3.7 Generator de tensiune liniar variabilă

De foarte multe ori avem nevoie de un semnal de tensiune liniar variabilă, semnal ce se poate obţine cel maisimplu, prin încărcarea cu curent constant a unui condensator. Din schema de astabil realizat cu ßE 555 se poate culege o tensiuneliniar variabilă ce variază între 0.33 V+ şi 0.66 V+, ce apare pe condensatorul C de temporizare. Curentul constant se obţine dingeneratorul de curent constant realizat cu tranzistorul T

Descărcarea se face după o lege exponenţială .Utilizând un tranzistor cu factor de amplificare mare se poate obţine oliniaritate foarte bună a pantei pozitive. Pentru ca tranzistorul să nu intre niciodată în saturaţie se va alege căderea de tensiune peRE mai mică decât o treime din tensiunea de alimentare, deci o diodă stabilizatoare de tensiune mai mică decât 0.33 V+

3.3.8 Buton senzorial cu ßE 555


3.3.9 Monostabil senzorial cu ßE 555

4. Generatoare de semnale cu amplificatoare operaţionale

4.1 Generator de impulsuri dreptunghiulare (astabil)

Reacţia pozitivă asigurată de divizorul rezistiv format din rezistenţele R1,R2 face ca tensiunea de ieşire uO să ianumai valorile limită uOM, uOm

vR

R Ru f uO O

+ =+

= ⋅1

1 2 ; RC

dvdt

v uO−

−+ = ; v uC− =


v U fUU

eOMOm

OM

tRC− −

= − −

1 1 ; iar pentru t T v fUOM= =−

1;

fU U fUU

e T RCfUUfOM OM

Om

OM

TRC

Om

OM= − −

→ =

−

−−

1 11

1

1

1 ln

dacă v fUOM− = amplificatorul operaţional basculează, iar ieşirea devine u UO Om=

deoarece v v− +>

pentru t T v fUOm= → =−2 şi în mod asemănător obţinem T RC

fUUf

OM

Om2

1

1=

−

−

în cazul obişnuit U U V V V T TT

RCffOM Om= − ≅ = − = → = = =

+−

+ −1 2 2

11

ln

T RCff

=+−

211

ln iar pentru cazul particular RR

T RC2

11164 2= → =,

OBSERVAŢIE: Fronturile impulsurilor generate sunt dictate de viteza de variaţie a tensiunii de ieşire SR (slew rate) proprie

amplificatorului operaţional. Tensiunea diferenţială de la intrare ia valori mari ( )u f U Uid OM Om= ± − ce poate depăşitensiunea maximă admisibilă pentru anumite tipuri de amplificatoare operaţionale. În aceste cazuri trebuie folosită o schemă deprotecţie de genul ce apare în figurile următoare:

a. în prima schemă este necesară conectarea R>>R1,R2, ca rezistenţa de valoare scăzută ce apare în paralel pe intraredupă acţionarea protecţiei să nu influenţeze caracteristicile montajului.


b.Deoarece frecvenţa de oscilaţie este influenţată de nivelele limită ale tensiunii de ieşire UOM şi UOm şi deci de sursele dealimentare, apare necesitatea limitării semnalului generat cu ajutorul a două diode stabilizatoare (Zener) montate ca în figura de maijos. Rezistenţa RZ determină curentul maxim prin diode Pentru acest circuit stabilitatea frecvenţei depinde în primul rând destabilitatea diodelor Zener şi a celorlalte componente pasive şi în foarte mică măsură de tipul şi performanţele amplificatoruluioperaţional.La frecvenţe foarte joase trebuie totuşi luat în considerare curentul de polarizare şi nivelul zgomotului la intrareaamplificatorului.

Simetria undei generate este dată de împerecherea celor două diode Zener. Ea poate fi ajustată separând căile de încărcare şi dedescărcare pentru condensatorul C, de exemplu cu două generatoare de curent constant realizate cu tranzistoare bipolare, ca înfigura următoare:

În acest caz tensiunea de pe condensator este triunghiulară şi poate fi folosită ca atare.


O variantă mult mai simplă de generator de semnal dreptunghiular cu căile de încărcare şi descărcare separate se prezintăîn schema de mai jos:

4.2 Generator de semnal dreptunghiular şi triunghiular

Generatoare de semnale dreptunghiulare şi triunghiulare se realizează de obicei cu ajutorul unui integrator şi a unuicomparator (detector de prag), ca în figura următoare:


Dacă se presupune în intervalul (0,T1) u U uRRU

tRCUO OM O Om OM= → = − −1

1

2

( )vR

R RU U

RR R

tRCUOM Om OM2

1

1 2

2

1 2

+ =+

− −+

deoarece v uR

R Ru

RR RO O2 1

2

1 22

1

1 2

+ =+

++

( )vR

R RRRU

tRCU u

RR R

RR R

U UR

R RtRCUOm OM O OM Om OM2

2

1 2

1

22

1

1 2

1

1 2

2

1 2

+ =+

− −

+

+=

+− −

+

dacă t T= 1 ( )vR

R RU U

RR R

TURC

T RCUU

RROM Om

OM Om

OM2

1

1 2

2

1 21 1

1

20 1+ = →

+− −

+→ = −

după basculare u URRU

tRCUO Om OM Om2

1

2= = − − deoarece u u

RRO O1 21

2= −

de unde rezultă în mod similar: T RCUU

RR

OM

Om2

1

21= −

iar T T T= +1 2

în caz în care avem U U V V V T RCRROM Om= ≡ = = → =+ − 2 1

2

de unde fT

RR RC

= =1 1

22

1

4.3 Generator de semnale în dinţi de ferăstrău

4.3 Generator de tensiune liniar variabilă declanşat

La un impuls pozitiv uO2 devine egală cu valoarea UO2m după care începe cursa directă (adică condensatorul C se încarcă după cumeste reprezentat în figură) la sfârşitul căruia comparatorul (Trigger Schmitt) basculează uO2 devine UO2M şi începe cursa inversă(condensatorul se descarcă) la sfârşitul căruia Triggerul Schmitt nu mai basculează datorită diodei D2 care devine blocată fiindpolarizată invers iar circuitul devine pregătit pentru o nouă basculalare (impuls pozitiv):


4.5 Convertor tensiune-frecvenţă

uRR

uRRu uO IN IN I1

3

3

3

31= +

⋅ − = pentru TEC-J blocat

uRRu uO IN I1

3

3= − = − pentru TEC-J saturat

( ) ( )T T

RCu

RR R

U U fu R RRC RVO

OH OLIN

1 21

1

1 2

1 2

14= = ⋅

+− → =

+⋅

unde s-a presupus

V V V U UOH OL= = ≅ =+ + deoarece curentul de încărcare/descărcare pentru C va fi ±uRO1

4.6. Generator de funcţii cu reglaje independente cu ßE 555 şi amplificator operaţional

Condensatorul C se încarcă prin generatorul de curent constant realizat cu T1 şi se descarcă prin generatorul de curentconstant realizat cu T2. Pe perioada de încărcare T2 este blocat, deoarece şi tranzistorul intern de descărcare este blocat.Amplificatorul operaţional are rolul de a izola condensatorul C de curenţii de polarizare ai ßE 555 şi lucrează în configuraţie repetor.

4.7 Circuit multiplicator de capacitate

Pentru a obţine durate de temporizare mari sunt posibile două căi:-mărirea rezistenţei din reţeaua externă de temporizare este o soluţie limitată de curenţii de polarizare ai comparatoarelor din ßE555, şimchiar dacă se pot obţine funcţionari stabile, rezistenţele de valori mari (>10MΩ) sunt scumpe, imprecise şi dificil de procurat- mărirea valorii condensatorului de temporizare, soluţie ce duce la utilizarea condensatoarelor electrolitice, ce sunt puţin fiabile şineprecise


Se poate însă mări valoarea aparentă a condensatorului cu ajutorul unui circuit electronic de multiplicare.Un astfel decircuit este reprezentat în figura de mai jos:

Determinarea expresiei impedanţei care se vede între borna de ieşire şi masă se realizează aplicând în ieşire un generatorde curent de test ix şi calculând tensiunea ux care se obţine. Impedanţa rezultă ca raportul ux/ix.Presupunând că amplificatoruloperaţional este ideal, curentul ix va da naştere la doi curenţi , notaţi i1 şi i2 pe figură.

iu uRx

22

=−

şi iu uRx

11

=−

Relaţiile sunt valabile considerând că prin braţul rezistiv R2 care leagă intrarea inversoare de ieşire nu circulă nici un curent. În cazulreal aici va circula numai curentul de polarizare al intrării inversoare.Raportul celor doi curenţi este deci:

ii

RR

2

1

1

2=

Considerând R R1 2<< rezultă i ix1 ≅ , deci iRR

ix21

2= ⋅

Deoarece s-a presupus amplificator operaţional ideal cu un curent de polarizare nul reiese că numai o parte, R1/R2 , din curentulinjectat din exterior ix va ajunge să circule prin condensatorul C.Montajul se prezintă la ieşire ca un condensator a cărui valoare este :

CRRCECHIVALENT = ⋅2

1 dacă R R1 2<< în serie cu o rezistenţă R RECHIVALENT ≅ 1

4.7.2. Temporizator de lungă durată realizat cu multiplicator de capacitate

Schema multiplicatorului de capacitate poate fi utilizată direct în reţeaua de temporizare a circuitului ßE555 ca în figuraurmătoare, unde s-a reprezentat un monostabil a cărui reţea de temporizare este formată din rezistenţa R şi condensatorulmultiplicat C

T RC ute= × ⋅ ≈100 11 40, min


4.7.3 Oscilator de foarte joasă frecvenţă

Folosind aceeaşi tehnică de multiplicare a unei capacităţi se poate realiza şi un oscilator de foarte joasă frecvenţă a căruischemă este dată în figura de mai jos. Condensatorul multiplicat (R2/R1)C se încarcă prin rezistenţele RA şi RB de la 0.33 V+ la 0.66V+ şi se descarcă numai prin RB între tensiunile 0.66 V+ şi 0.33 V+

OBSERVAŢIE Cele două scheme anterioare realizate cu circuit multiplicator de capacitate folosesc un amplificator operaţionalcu tranzistoare "super beta" în intrări (de exemplu ßM 308), deoarece curentul minim pentru încărcarea condensatorului C este deordinul nA (în cazul particular de pe schemă 5nA)

4.7.4 Un alt circuit multiplicator de capacitate

Deoarece realizarea unor condensatoare de mare capacitate este dificilă şi foarte scumpă se impune prezentarea unui altcircuit multiplicator de capacitate în figura de mai jos:

( )I U k j C1 1 1= + ω

( )ZUI k j CIN = =

+1

1

11 ω

Valoarea capacităţii care se vede la intrare este

( )1+ k j Cω unde kRR

= 2

1. Această valoare

se poate regla cu ajutorul rezistenţei R2

4.9 Oscilatoare sinusoidale realizate cu amplificatoare operaţionale

Datorită bunei stabilităţi cu temperatura, impedanţei de ieşire scăzute, impedanţei de intrare ridicate , câştigul mare înbuclă deschisă, amplificatoarele operaţionale integrate sunt larg folosite pentru generarea oscilaţiilor sinusoidale.

4.9.1. Oscilator Wien

Cel mai răspândit tip de oscilator RC cu un amplificator operaţional îl reprezintă oscilatorul cu punte Wien.Bucla de reacţiepozitivă selectivă, este alcătuită din elementele reţelei Wien R1, C1 şi R2, C2 şi are rolul de a defini frecvenţa de oscilaţie. Bucla dereacţie negativă include o rezistenţă R4 variabilă în funcţie de amplitudinea generată şi serveşte la stabilizarea amplitudinii.

Dacă R1=R2=R şi C1=C2=C, frecvenţa de oscilaţie este:

fRCO =1

2π; condiţia de oscilaţie este îndeplinită pentru

R3=R4.Frecvenţa poate fi variată continuu cu un potenţiometru dublusau în trepte, schimbând capacităţile C1 şi C2Pentru stabilizarea amplitudinii se pot folosi becuri cu filament,termistoare, diode tranzistoare bipolare, tranzistoare cu efect de câmp,multiplicatoare analogice, toate cu rol de rezistenţe comandate întensiune


Primele două categorii enumerate se utilizează mai puţin cu amplificatoare operaţionale integrate datorită puterii de ieşire în generalscăzute a acestora. Cele mai bune performanţe se obţin cu tranzistoare cu efect de câmp cu joncţiune (TEC-J) şi cu multiplicatoareanalogice. În figura de mai jos se prezintă câteva variante de scheme de stabilizare a amplitudinii cu tranzistor cu efect de câmp:

La tensiuni mici drenă-sursă (până la sute de mV) tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiune (TEC-J) secomportă ca o rezistenţă liniară comandată în tensiune. Tensiunea de poartă este proporţională cu tensiunea de ieşire, filtrată degrupul P, Cf. Creşterea amplitudinii duce la creşterea rezistenţei drenă-sursă şi deci la mărirea factorului de reacţie negativă.Constanta de timp PC3 influenţează puternic gradul de distorsiuni. O schemă completă de oscilator Wien ( de fapt montajul de lalucrarea de laborator) se prezintă în figura următoare:

5.Stabilizatoare de tensiune integrate

Stabilizatoarele de tensiune integrate, de construcţie monolitică se încadrează în categoria stabilizatoarelor cu reacţie(negativă), cu element de reglare de tip serie.În principiu schema electrică nu diferă de schema stabilizatoarelor cu componentediscrete, deosebirea constă în utilizarea unor blocuri funcţionale în care se apelează la tehnici de circuit destul de complexe pentru ase obţine un nivel de performanţă ridicat.

5.1 Circuitul integrat stabilizator de tensiune ßA 723 (prima generaţie)

Aceste stabilizatoare permit accesul utilizatorului la toate blocurile funcţionale (cum ar fi blocul tensiunii de refrinţă,amplificatorul de eroare, etajul final de iesire, circuitul de protecţie la supracurent, etc).Aceste stabilizatore integrate sunt în capsulecu multe terminale si de obicei dau curent mic la ieşire . Schema bloc funcţională este dată în figura următoare:

Datorită accesului la mai multe intrări, fabricantul circuitului integrat stabilizator de tensiune βA723 lasă la dispoziţiautilizatorului un câmp larg de utilizare. ßA 723 dă la ieşire un curent maxim de 150 mA, tensiunea de iesire poate fi între 2-37 V (ßA723C!)

Curentul maxim admis la intrarea UREF este de 15 mA, la UZ de 25 mA.Amplificatorul de eroare are o amplificare de 60 dB.Tranzistorul T2 este de protecţie, intră în conducţie blocând T1 dacă UCL-CS devine 0.66 V (tensiunea de deschidere a joncţiuniibază-emitor al tranzistorului T2). Mărirea curenţilor de iesire se poate realiza prin adăugarea unui tranzistor extern (npn sau pnp),după cum vom vedea în cele ce urmează.

5.1.1 Stabilizator de tensiune 2-6,8 V


Cu schema din figură se poate obţine o tensiune stabilizată de valoare cuprinsă între 2-6,8 V .În acest scop se aplică laintrarea neinversoare a amplificatorului de eroare o parte din tensiunea de referinţă divizată corespunzător. Condensatorul CF (deobicei ceramic de 10-100 nF sau electrolitic până la 5µF) are rol de filtraj reducând zgomotul ce apare în tensiunea de referinţă UREF

şi prin aceasta zgomotul tensiunii stabilizate.

uR

R RU u U U

RR R

U U VIN REF IN O O REF REF+ −=

+⋅ = = ⇒ =

+< =2

1 2

2

1 2715.

5.1.2 Stabilizator de tensiune 7.5-33V

Schema din figură poate furniza o tensiune stabilizată de valoare 7.5-33V (limita suoerioară fiind orientativă). În acest scoptensiunea de referinţă se aplică direct la intrarea neinversoare iar tensiunea de de ieşire, divizată corespunzător, la intrareainversoare a amplificatorului de eroare.

5.1.3 Stabilizator de tensiune 2.2-33V

Pentru a furniza o tensiune variabilă între 2.2-33V (sau fixă de valoare cuprinsă în acest interval) schema de maijos foloseşte divizoare la ambele intrări ale amplificatorului de de eroare.


5.1.4. Stabilizator de tensiune cu ßA 723 şi tranzistor extern (npn şi pnp)

În cazul în care circuitul integrat nu poate asigura curentul de sarcină ILMAX impus (din cauză că acesta depăşeşte 150 mAsau din cauza puterii disipate), se utilizează un tranzistor extern în elementul de reglare. Întrucât cele trei variante de circuit rămânvalabile (vezi figurile anterioare) se va prezenta numai modul de conectare la circuitul integrat a tranzistorului extern la o singurăvariantă:

5.1.5 Protecţia stabilizatoarelor de tensiune realizate cu ßA 723

Protecţia la scurtcircuit (supracurent) se realizează de obicei în două moduri: protecţie fără întoarcerea caracteristicii şiprotecţia cu întoarcerea caracteristicii, prezentate în figurile de mai jos:

i Iu

RO scc

BE

scMAX

T= = 2

IR RR R

uSCCsc

BET=

⋅⋅

⋅1 2

42

iar curentul maxim I IR

R RuuOM SCC

O

BET

= ++

⋅

1 3

3 4 2


5.1.6 Alte aplicaţii ale stabilizatorului integrat µA 723

a.stabilizator de tensiune negativă

b. .stabilizator de tensiune flotantă

c. .stabilizator de tensiune flotantă negativă

d. .stabilizator de tensiune în comutaţie (tensiune pozitivă)


e. .stabilizator de tensiune în comutaţie (tensiune negativă)

f. .stabilizator de tensiune comandat

5.2 Stabilizatoare de tensiune din generaţia a doua

Comparativ cu circuitele din prima generaţie, stabilizatoarele de tensiune din generaţia a doua oferă performanţe electricesuperioare. Aceste stabilizatoare oferă următoarele avantaje:

-conţin integrate schemele de protecţie-conţin integrată reţeaua de compensaţie în frecvenţă-în schemele aplivative necesită cel mult trei componente discrete exterioare-furnizează la ieşire curenţi de ordinul amperilor

Stabilizatoarele din generaţia a doua sunt circuite integrate de putere putând debita puteri de ordinul 10-100 W. Ele suntlivrate în capsule de trei terminale ca şi tranzistoarele de putere (TO-3 sau TO-5) putând fi montate pe radiatoare calculate în modcorespunzător. Tipurile reprezentative de stabilizatoare din generaţia a doua sunt circuitele LM 338 K, LM 350 K, ROB 317 (pentrutensiuni pozitive, fabricat la ICCE Bucureşti) şi ROB 337 K (pentru tensiuni negative, fabricat de asemenea la ICCE Bucureşti)


Circuitul ROB 317 fabricat de ICCE Bucureşti este un stabilizator de tip flotant, producând la ieşire o tensiune stabilizatăreglabilă între limitele 1,2-37 V şi un curent maxim de de sarcină de 0.5A. Modul de conexiune al acestui circuit este prezentat înfigura de mai jos. Întregul ansamblu poate fi considerat că este constituit dintr-o diodă Zener de 1.2 V polarizată cu un curentconstant IAJ de 50 µA, conectată la intrarea neinversoare a unui amplificator operaţional cu o amplificare de 80 dB, care comandătranzistorul regulator T.

Nivelul tensiunii de ieşire UO se poate fixa prin intermediul rezistenţelor RA şi RB conform relaţiei:

U URR

R IO REFB

AB AJ= ⋅ +

+ ⋅1 unde UREF = 1.2 V şi IAJ = 50 µA

Pentru funcţionare normală a stabilizatorului este necesară o sarcină minimă, care să permită scurgerea la masa a unui curent deminimum 10 mA. Ca urmare RB şi RA trebuie să îndeplinească condiţia:

UR R

I mAO

A BOm+

≥ = 10

În schema de mai jos se prezintă o aplicaţie cu acest circuit integrat.Deşi stabilizatorul ROB 317 este prevăzut cu circuite interioareintegrate pentru protecţie, în schemele practice este necesară o protecţie suplimentară cu componente discrete exterioare,împotriva fenomenelor tranzitorii, după modelul din figură.

O altă aplicaţie (cu varianta TL317C fabricat de Texas Instruments) în care se urmăreşte obţinerea unor curenţi mari ar fi:


5.3 Stabilizatoare integrate de tensiune fixă (cu trei terminale)

Integrarea unui stabilizator de tensiune fixă prezintă interes pentru aplicaţiile în care se utilizează nivele standard detensiuni de alimentare (5V, 7.5V, 9V, 12V, 15V, 18V, 24V, etc). Familia de circuite integrate µA 7800 are astfel de stabilizatoare,schema internă simplificată, precum şi aplicaţia de bază, configuraţia terminalelor sunt prezentate în figura de mai jos:

structura internă detailată se prezintă în figura de mai jos:

OBSERVAŢIE: Aceste stabilizatoare integrate au compensare internă de frecvenţă , de acesta sunt surse de tensiune derezistenţă pur ohmică, deci nu necesită condensator de filtrare de valoare mare la ieşire.


5.3.1 Aplicaţii cu stabilizatoare integrate din familia 78xx

a.stabilizator de tensiune fixă

b. stabilizator de tensiune negativă

c. stabilizator de tensiune reglabilă

d.stabilizator de tensiune cu mărirea curentului de iesire

e. generator de curent constant

f. stabilizator de tensiune cu iesire reglabilă


g. protecţia ieşirii împotriva unor tensiuni inverse

h. stabilizator de tensiune cu curenţi mari cu protecţie:

i. stabilizator dual de tensiune

j. protecţie la variaţii mari la intrare


6.Multiplicatoare analogice

6.1 Definiţii.Proprietăţi.

Multiplicatorul analogic este un circuit electronic cu două intrări şi o ieşire la care tensiunea de ieşire uO este proporţionalăcu produsul celor două tensiuni analogice uX şi uY aplicate la bornele de intrare:

uu ukO

X Y=⋅

Constanta k este un factor de proporţionalitate sau factor de scară al multiplicatorului şi se exprimă în volţi.În cazul în caretensiunile de intrare pot fi şi pozitive şi negative (semnul tensiunii de ieşire corespunzând semnului produsului), multiplicatorulananlogic este numit multiplicator în patru cadrane.

6.2 Principiul de funcţionare al multiplicatoarelor analogice

Se vor trata principalele tehnici de realizare a multiplicării analogice, în special funcţionarea multiplicatorului cutransconductanţă variabilă.

6.2.1 Metode de multiplicare analogică

multiplicatorul cu lege pătratică realizează produsul prin calculul expresiei

( ) ( )[ ]xy x y x y= + − −14

2 2

multiplicarea prin modularea în amplitudine şi durată a unui tren de impulsuridreptunghiulare se bazează pe calculul ariei impulsurilor obţinute.

multiplicatorul prin sumare logaritmică realizează produsul după formula delucru a riglei de calcul :

( )xy x y= +−log log log1

multiplicatoarele cu transconductanţă variabilă se bazează pe modificarea liniarăa câştigului unui amplificator sub acţiunea unuia dintre semnalele de intrare;celălalt semnal se aplică la intrarea amplificatorului. Varianta integrabilă a acestei tehnici foloseşte tranzistorulbipolar ca amplificator şi dependenţa liniară dintre transconductanţa sa şi curentul static de colector


6.2.2 Multiplicatoare integrate cu transconductanţă variabilă

Ecuaţiile de funcţionare ale multiplicatoarelor monolitice cu transconductanţăvariabilă pot fi deduse cu uşurinţă dacă se urmăreşte modul de divizare a curentului într-un etaj diferenţial simetric cu tranzistoarebipolare sub acţiunea unei tensiuni de intrare u . Astfel pentru etajul din figură, alimentat de un generator de curent constant devaloare 2I se pot scrie relaţiile:

u u u

I i IuU

I i IuU

BE BE

CSBEi

T

CSBE

T

= −

+ =

− =

1 2

2

exp

exp

unde UkTqT = ; împărţind ultimele două ecuaţii şi ţinând cont de prima, obţinem:

I i I

uUuU

T

T

+ = ⋅

+

21

exp

exprespectiv I i I

uUT

− = ⋅

+

21

1exp

Pe baza acestor relaţii se poate deduce tensiunea de ieşire pentru o configuraţie cu două etaje diferenţiale conectate ca în figuraurmătoare:

( )i I i

uUuU

AT

T

= +

+

exp

exp 1, ( )i I i

uU

B

T

= +

+

1

1exp,

( )i I i

uUuU

CT

T

= −

+

exp

exp 1, ( )i I i

uU

D

T

= −

+

1

1exp

Tensiunea de ieşire este dată de expresia:

( )u R i i i i R i

uUuU

O A B C DT

T

= − − + =

−

+

0 021

1

exp

exp

dacă I-i şi I+i reprezintă curenţii de ieşire ai unui alt etaj diferenţial, se poate asigura o dependenţă liniară (cu o anumităprecizie) între i şi tensiunea de intrare uy prin introducerea reacţiei serie în acest etaj :


iuRyy

y≈

2, dacă R r

kTqIy y>> =

Astfel rezultă pentru circuitul din figură: ( )uRR

u

uUuU

RR

u f uOO

yy

T

T

O

yy= ⋅ ⋅

−

+

= ⋅ ⋅exp

exp

1

1

dacă se dezvoltă în serie funcţia, obţinem:

( )f u

uUuU

uU

uU

uU

T

T

T T T=

−

+

= ⋅

− ⋅

+ ⋅

⋅ ⋅ ⋅

exp

exp

1

1

14

124

1240

3 5

şi tensiunea de ieşire devine:

( )uRR U

u uOO

y Ty= ⋅ ⋅ +

21 ε

Aplicaţii ale multiplicatoarelor analogice

circuit de înmulţire

circuit de ridicare la pătrat:

circuit de împărţire:


circuit pentru extragerea rădăcinii pătrate:

circuit pentru ridicare la o putere variabilă

circuit pentru calculul valorii medii pătratice:

7 Amplificatoare Norton

7.1 Introducere.Descriere generală

O altă categorie de amplificatoare integrate ce permit utilizări asemănătoare cu ale amplificatoarelor operaţionale, oconstituie amplificatoarele Norton (AN).Ca şi amplificatoarele operaţionale, ele dau la ieşire o tensiune proporţională cu diferenţa a două semnale aplicate la cele douăintrări; spre deosebire de amplificatoare operaţionele, semnalele lor de intrare sunt însă curenţi, nu tensiuni. Amplificatoarele Nortonsunt deci amplificatoare transrezistenţă, deoarece factorul de proporţionalitate dintre semnalul diferenţial de intrare - curent - şisemnalul de ieşire - tensiune - are dimensiunile unei rezistenţe rF . Cu toate acestea ele sunt foarte mult utilizate ca amplificatoarede tensiune, scop în care tensiunile care trebuie amplificate sunt întâi convertite în curenţi, lucru care se realizează dealtfel pur şisimplu prin înserierea unor rezistenţe. O altă deosebire importanta constă în faptul că amplificatoarele Norton se alimentează de la osingură sursă, pozitivă şi au o bornă de masă.În figura de mai jos este prezentat simbolul grafic (geometric) al amplificatorului Norton împreună cu denumirea bornelor şicaracteristica statică de transfer curent diferenţial de intrare tensiune de ieşire. Analog cu amplificatoarele operaţionale cei doicurenţi de intrare ai amplificatoarelor Norton comandă tensiunea de ieşire nu fiecare în parte ci prin diferenţa lor i i+ −− .

Valorile tipice ale curenţilor de intrare i+ şi i− sunt cuprinse între 10 şi 50 µA, iar diferenţa lor (curentul de polarizare dela intrare ) este de 30 nA, în regiunea liniară de funcţionare. Tensiunea uzuală de funcţionare este de +15 V.

Circuitul integrat βM 3900 produs de IPRS Băneasa conţine patru amplificatoare Norton independente, având căte douăintrări fiecare, proiectate să lucreze cu o singură sursă de alimentare.

Configuraţia terminalelor este arătată în continuare


7.2 Configuraţii de circuite liniare cu AN

Ca şi în cazul amplificatoarelor operaţionale, în scopul atenuării neajunsurilor AN, toate circuitele liniare cu AN suntcircuite cu reacţie negativă. De asemenea, la fel cu amplificatoarele operaţionale, modul cel mai simplu şi mai des întâlnit derealizare a reacţiei negative constă în conectarea unei rezistenţe între ieşire şi intrarea inversoare. Corespunzător relaţiei analoagede la amplificatoarele operaţionale aici este valabilă relaţia:

i i+ −=

Cei doi curenţi de intrare sunt egali între ei şi ambii pozitivi. Tensiunea fiecărei intrări faţă de masă este egala cu aproximativ 0.6V,fiind tensiunea de polarizare directă a joncţiunii bază-emitor a tranzistoarelor npn de la intrările AN. Într-o primă aproximaţie seobişnuieşte să se considere totuşi

v− = 0 şi v+ = 0

Ca şi la amplificatoarele operaţionale sunt posibile două conexiuni liniare de bază ale structurii cu AN şi reacţie negativă:conexiunea inversoare şi conexiunea neinversoare.În forma cea mai simplă imaginabilă, conexiunea neinversoare se prezintă pefigura de mai jos:

Întrucât considerăm cazul obişnuit, în care semnalul aplicat este o tensiune, iar AN necesită la fiecare intrare un curent,între sursa aplicată şi intrarea respectivă se înseriază o rezistenţă, care face conversia tensiune-curent. Astfel conexiuneaneinversoare prezentată mai sus funcţionează numai pentru tensiuni de intrare pozitive mai mari de 0.6V.

7.3 Aplicaţii βM 3900

Amplificatoarele Norton se folosesc mai frecvent la realizarea următoarelor circuite liniare:-amplificatoare de tensiune alternativă-filtre active RC-amplificatoare de tensiune continuă-convertoare tensiune continuă-curent continuu

Ele permit însă realizarea a nenumărate alte circuite utile în aplicaţii, atât liniare cât şi neliniare sau de comutaţie.

7.3.1 Amplificator de tensiune alternativă

În figura de mai jos este arătată o aplicaţie tipică de amplificator inversor de tensiune alternativă realizat cu AN de tipul βM 3900.


Rezistenţa R3 legată între sursa de alimentare şi intrarea neinversoare asigură polarizarea AN. Ca urmare valoarea statică atensiunii de ieşire (valoarea ei în absenţa excitaţiei ui ) este:

U R GVo = +2 3 A R Gu = − 2 1 R Rrareint = 1 u U A uO O u i= +

7.3.2 Amplificator neinversor de tensiune alternativă

În figura de mai jos este arătată schema tipică de amplificator neinversor de tensiune alternativă realizat tot cu AN de tipulβM 3900. Expresia amplificării aici este:

AR

R rud

=+

2

1

unde rd este rezistenţa diferenţială de intrare în etajul oglindă de curent aflat la intrarea neinversoare a AN şi are valoarea

rId =

0 026

3

.

8.Circuite PLL

Circuitele PLL (Phase Locked Loop) sau buclele cu calare pe fază prelucrează semnale alternative, având largi aplicaţii întelemetrie, telecomunicaţii.Se utilizează ca demodulatoare pentru semnale modulate în frecvenţă (MF), în sinteza frecvenţelor, lasincronizarea în transmiterea datelor, codarea şi decodarea telemetrică, stabilizarea frecvenţelor, filtrarea zgomotelor, etc.

8.1 Principiul calării pe fază

Bucla PLL poate fi privită ca un sistem de reglaj automat al frecvenţei f2 a unui semnal generat de un oscilator, cum sevede pe figura de mai jos:

Această frecvenţă trebuie să rămână egală cu valoarea prescrisă f1, indiferent de perturbaţiile p care acţionează în sistem: zgomoteexterne, variaţia parametrilor generatorului sub influenţa temperaturii sau a tensiunii de alimentare, etc. Orice modificare a frecvenţeif2 faţă de frecvenţa f1 este transmisă prin reacţia negativă la intrare. Eroarea e f f= −1 2 furnizată de elementul de comparaţieeste prelucrata după o anumită lege f2(e), până la atingerea frecvenţei dorite f1. În acest moment se spune că sistemul "a captat"frecvenţa f1 , sau "s-a prins" pa această frecvenţă. Mai mult, captarea frecven. Mai mult, captarea frecvenţei f1 este însoţită desincronizarea celor două semnale, cel generat în buclă şi cel aplicat la intrare. În momentul atingerii regimului staţionar caracterizatde f f2 1= , defazajul între cele două semnale rămâne constant, adică semnalale sunt calate pe fază.

Pentru a realiza un circuit PLL este nevoie deci de un element de comparaţie pentru frecvenţele celor două semnale (deintrare şi de ieşire) şi de un oscilator comandat, capabil să-şi modifice frecvenţa în funcţie de semnalul de eroare furnizat decomparator. În circuitele integrate monolitice se utilizează următorul principiu:

a.compararea frecvenţelorMultiplicând două semnale sinusoidale s U t1 1 1= sinω şi ( )s U t2 2 2= +sin ω ϕ semnalul rezultat conţine două

armonici, de frecvenţă f f1 2+ şi f f1 2− :

( )[ ] ( )[ ] s s U U t t1 2 1 2 1 2 1 2

12

= − − − + +cos cosω ω ϕ ω ω ϕ


În cazul că f1 şi f2 sunt suficient de apropiate, frecvenţa celor două armonici sunt destul de îndepărtate:f f f f fT1 2 1 2− < < +

astfel că armonica utilă având frecvenţa e f f= −1 2 poate fi uşor separată de un filtru trece-jos (FTJ) cu banda de trecere fT. Caurmare compararea a două frecvenţe poate fi realizată cu un circuit multtiplicator urmat de un filtru trece-jos (FTJ) ca în figură:

Acelaşi raţionament este valabil atunci când unul sau ambele semnale sunt dreptunghiulare. Produsul lor conţine o armonică dejoasă frecvenţă egală cu diferenţa frecvenţelor fundamentale. Filtrul trece-jos având răspunsul la frecvenţă ( )F jω va reţinenumai armonica de joasă frecvenţă, iar semnalul de ieşire va avea forma:

( ) ( ) ( )[ ]u t K U U F j tO = − − −ϕ ω ω ω ω ϕ1 2 1 2 1 2cos

unde Kϕ reprezintă coeficientul de scară al multiplicatorului. Tensiunea de ieşire din filtru se numeşte semnal de eroare, deoarececonţine informaţii în legătură cu eroarea dintre frecvenţele celor două semnale.Observaţie. Dacă cele două frecvenţe sunt prea îndepărtate

e f f fT= − >1 2 , ( )F jω ω1 2 0− →

informaţia asupra erorii se pierde, deoarece armonica este suprimată complet de FTJ, semnalul de ieşire rezultând de valoareneglijabilă. În cazul frecvenţelor suficient de apropiate, semnalul de ieşire acţionează asupra oscilatorului, modificându-i frecvenţa f2,până la sincronism, când f f1 2= şi ϕ = cons ttan . Din acest moment semnalul de eroare rămâne constant

u K U U F K KO O D D= = =ϕ ϕ ϕ θ1 2 cos cos sinÎn expresia de mai sus s-a notat:

FO câştigul static al FTJ (pentru frecvenţă nulă)ϕ eroarea de fază, adică defazajul invariant în timp între semnale, în care

este inclus şi defazajul introdus de FTJ

θπ

ϕ= −2

unghiul de eroare de fază considerată faţă de referinţa π2

K K U U FD O= ϕ 1 2 sensibilitatea comparatorului de fază

Observaţie. Sensibilitatea KD reprezintă panta caracteristicii ( )uO θ pentru variaţii mici ale unghiului de eroare, cându KO D≅ θ

b generarea frecvenţei de ieşire f2

Generatorul semnalului s2 este un oscilator comandat în tensiune (OCT) (voltage controlled oscilator-VCO), comandat de

câtre semnalul de eroare uO. Pentru uO=0 oscilatorul oscilează cu frecvenţa oscilaţiilor libere f oscosc=

ωπ2

. Apariţia semnalului de

eroare (uO. nenul) produce variaţii liniare ale pulsaţiei semnalului s2 în jurul pulsaţiei libere, până la anularea erorii ω ω1 2− , atuncicând ω ω2 = +osc O OK u . În expresia de mai sus KO reprezintă sensibilitatea oscilatorului comandat în tensiune.Schema bloc a circuitului PLL astfel conceput este prezentată în figura de mai jos:

Circuitul este neliniar, dificil de analizat pentru cazul general.


8.2 Bucla PLL în regim staţionar sincron

În cazul în care f1 este suficient de apropiată de frecvenţa liberă fosc reacţia negativă permite captarea frecvenţei f1 laieşire, adică modificarea frecvenţei OCT până la valoarea f2=f1. Circuitul sincronizat pe frecvenţa prescrisă va fi caracterizat simultande relaţiile anterioare, adică:

ω ω ω ϕ1 2= = +osc O DK K cos

Se poate observa astfel că la sincronism defazajul între semnalele s1,s2 este constant, iar

cosϕω ω ω ω

=−

=−1 1 2osc

O D AK K Kunde K K KA D O= este câştigul static în buclă

Defazajul ϕ depinde deci de distanţa pulsaţiei de referinţă faţă de pulsaţia liberă a OCT şi de amplitudinea U1 şi U2 alesemnalelor (prin KD). De obicei circuitele PLL integrate au U2=constant, iar U1 este limitat la o anumită valoare Ulim , indiferent de demărimea reală a amplitudinii semnalului exterior, mai mare ca această limită. Schimbarea frecvenţei la intrare este sesizată de cătreuO care comandă modificarea frecvenţei OCT, până la stabilirea egalităţii f f fosc1 2= ≠ . Defazajul semnalelor s1 , s2 se modifică

în mod corespunzător, îndepărtându-se faţă de valoarea centrală π2

. Posibilitatea măririi distanţei între f1 şi fosc este limitată de

condiţia realizării unui defazaj ϕ cuprins între 0 şi π, limite în interiorul cărora uO variază monoton, în concordanţă cu modificărilefrecvenţei f fosc1 −

În momentul în care defazajul ϕ depăşeşte una dintre aceste limite, uO scade în valoare absolută şi nu mai poate furnizanivelul cerut de OCT pentru a urmări variaţia frecvenţei f1. Sistemul se desprinde din sincronism, uO devine nul, iar frecvenţa OCTdevine egală cu fosc indiferent de f1, care nu mai poate fi urmărită.

Pentru a se putea caracteriza posibilitatea urmăririi frecvenţei f1 de către bucla PLL aflată la sincronism, se defineşte:-banda de urmărire BU, ca fiind domeniul frecvenţelor în jurul frecvenţei centrale fosc , în care sistemul PLL poate menţine

sincronismul cu semnalul de intrare. Valoarea benzii de urmărire este dată de valoarea maximă a expresiei anterioare, adică condiţiacosϕ = 1 , pentru f fU1 = :

B f f K KK

U U osc O DA= − = =2

1π π


8.3 Captarea frecvenţei semnalului de intrare

În cazul în care f1 diferă mult de fosc armonicele de la ieşirea multiplicatorului sunt suprimate în întregime de FTJ, iartensiunea de eroare uo este nul, OCT oscilând pe frecvenţa proprie fosc.

Pentru a putea intra în sincronism, ar trebui ca generatorul să poata oscila pe frecvenţa f f1 2= . Pentru aceasta el arenevoie de o tensiune de comandă conform relaţiei:

uKOO

OCT=

−ω ω1 2

având valori cu atât mai mari cu cât ω1 este mai îndepărtat de ωosc. Această tensiune trebuie să fie furnizată de FTJ, care conformrelaţiei anterioare poate da la ieşire tensiunea:

( ) ( )( )u K F j tO D osc osc= − − −ω ω ω ω ϕ1 1cos

cu atât mai mic cu cât ω1 diferă mai mult de ωosc. Micşorarea distanţei ω1-ωosc permite atingerea limitei pentru care uO=uOCT, adicăpentru care bucla PLL se poate prinde pe frecvenţa f1.

În acest sens se defineşte-banda de captură BC, ca fiind domeniul frecvenţelor în jurul frecvenţei centrale fosc pentru care bucla PLL poate

intra în sincronism cu semnalul de intrare.Neliniaritatea sistemului nu permite calculul exact al benzii de captură.Valori acoperitoarepot fi date de condiţia

u uOM OOCT= , pentru f f1 2= , adică

( ) ( )( )ω ω ω ωc oscO

D c oscKK F j− ⋅ = −

1 de unde rezultă

( ) ( )B f f K K F j B F jC c osc O D c U c= − = =21π

ω ω∆ ∆

unde s-a notat ∆ω πc c oscf f= −2 .se observă că spre deosebirede banda de urmărire banda de captură depinde de caracteristica de frecvenţă a filtrului, de

tipul şi parametrii săi. Ea se reduce odată cu îngustarea benzii de trecere a filtrului. De obicei, modulul răspunsului la frecvenţă estesubunitar pentru pulsaţia ωc, ca urmare

B BC U<

aşa cum se poate vedea şi din caracteristica statică a OCT reprezentată în figura anterioară, în care sunt specificate punctele u dedesprindere şi c de intrare în sincronism.8.4 Bucla PLL în regim tranzitoriu de urmărire

Procesul de captare a frecvenţei f1 a semnalului de intrare şi de urmărire a modificărilor acesteia, în cazul semnalului calat,cuprinde o perioadă tranzitorie, dependentă de parametrii sistemului PLL: câştigul static KA şi parametrii FTJ. În funcţie de aceştia,procesul poate fi oscilant sau aperiodic, mai lent sau mai rapid, stabil sau instabil.

În cazul procesului de urmărire, regimul tranzitoriu trebuie să fie ât mai scurt, dar suficient de lin. Oscilaţiile prea mari alefrecvenţei în jurul valorii de referinţă pot duce uşor la ieşirea din sincronism, prin depăşirea benzii de urmărire. De aceea parametrii

buclei trebuie să fie astfel aleşi, ncât să asigure o variaţie a unghiului de eroare în limita ±π2

şi un compromis între abaterea

maximă în regim tranzitoriu şi timpul de răspuns. Comportarea buclei PLL în regim tranzitoriu se poate studia considerând modelulsimplificat, liniarizat, din figura de mai jos:

Semnalele de intrare şi de ieşire sunt respectiv: α ω1 1= t şi α ω ϕ2 2= +t , iar funcţia de transfer a buclei PLL va fi deforma:

( ) ( )( )

( )( )H s

ss

K F ss K F s

A

A= =

+αα1

2


unde KA este amplificarea buclei, iar F(s) funcţia de transfer a FTJ.Utilizând FTJ având funcţia de transfer de ordinul unu, bucla PLL se prezintă ca un sistem de ordinul doi, iar parametrii săi

depind de de configuraţia şi parametrii FTJ.Regimul tranzitoriu care apare la modificarea frecvenţei f1 sau fazei semnalului de intrare se poate studia luând n considerare variaţii∆ω1 sau ∆ϕ ale parametrilor semnalului de intrare α1.

Modificarea frecvenţei f1 cu o valoare constantă ∆f este însoţită de modificări ale frecvenţei f2 ale OCT, până la restabilirearegimului staţionar sincron în care semnalul se calculează pe noua frecvenţă de la intrare. Simultan cu modificările de frecvenţă auloc modificări de fază, până la stabilirea sincronismului, când faza rămâne constantă, dată de raportul anterior.În figura de mai jos se prezintă variaţia unghiului de eroare cu parametrii buclei PLL la un semnal treaptă de frecvenţă aplicat laintrare (ordin doi)

Modificarea defazajului semnalului de intrare cu o treaptă ∆θ este însoţită de variaţii tranzitorii ale fazei semnalului OCTpână la restabilirea defazajului iniţial, determinat de frecvenţa f1 nemodificată.

8.5 Concluzii

Captarea frecvenţei f1 a semnalului de intrare se poate face în limitele benzii de captură BC, dacă2 1f f Bosc C− ≤

În caz contrar trebuie luate mâsuri de micşorare a distanţei între f1 şi frecvenţa oscilaţiei libere fosc a OCT, prin:modificarea frecvenţei semnalului de intraremodificarea frecvenţei libere a OCT

Odată sincronizat, semnalul generat de OCT urmăreşte variaţiile de frecvenţă ale semnalului de intrare atâta timp cât aceste variaţiisunt cuprinse în limitele benzii de urmârire BU, adică:

2 1f f Bosc U− <

Depăşirea benzii de urmărire duce la ieşirea din sincronism, iar resincronizarea sistemului se face în banda de capturăB BC U<

În regim staţionar sincron frecvenţa f2 a semnalului generat de OCT este egalâ cu frecvenţa f1 a semnalului de intrare. Defazajul ϕal acestor semnale depinde de f1 şi de parametrii buclei PLL. la sincronizarea pe frecvenţa centrală fosc defazajul ϕ între cele douăsemnale este π/2. Pentru ca semnalele să poată rămână în limitele 0 şi π .În literatura de specialitate se ia frecvent în considerareunghiul de eroare θ=π/2-ϕ, unghi care trebuie să fie cuprins între ±π/2 pentru pâstrarea sincronismului. parametrii buclei PLL sealeg în funcţie de aplicaţia concretă a circuitului căutând să se asigure performanţele statice şi dinamice dorite.


Circuitul PLL se utilizează n două direcţii fundamentale:

a) ca filtru urmăritor de bandă îngustă, prin sincronizarea circuitului de semnale afectate de zgomot. Semnalul la ieşireaOCT urmăreşte frecvenţa f1 a semnalului aplicat la intrare, atâta timp cât aceasta este cuprinsă în banda de urmărire. Bucla PLLtrebuie să prezinte o banda fn de trecere reedusă, pentru a suprima în mod corespunzător zgomotele care însoţesc semnalul. Limitainferioară a acesteia trebuie să ia în considerare cerinţele de stabilitate şi de asigurare a unei durate corespunzătoare a regimuluitranzitoriu

b) ca demodulator pentru semnale modulate în frecvenţă (MF) Semnalul de la ieşirea FTJ este proporţional cu semnalulmodulator al frecvenţei f1. Banda de trecere a buclei trebuie să fie suficient de larga pentru a reda corect semnalul modulator, dar saasigure totodată suprimarea zgomotelor. De asemenea, eroarea de fază, care urmăreşte modificările frecvenţei, trebuie să rămânăîn permanenţă în limita ±π/2, pentru evitarea ieşirii din sincronism.Aşa cum s-a aratat anterior, tensiunea de eroare se modifică odată cu variaţia frecvenţei f1 la intrare. daca semnalul s1 este modulatîn frecvenţă, uO va urmări variaţiile semnalului modulator.Dacă m(t) este semnalul modulator, frecvenţa la intrare va fi de forma:

( )f f fm tosc1 = + ∆

∆f fiind deviaţia de frecvenţă faţă de frecvenţa centrală fosc.Ştiind că semnalul eroare este de forma:

uKO

osc

O=

−ω ω2

si ca la sincronism ω2=ω1 , rezulta că: ( ) ( )uK

f ff

Km tO

Oosc

O= − =

2 21

π π∆. Prin urmare în bucla PLL calată, semnalul de

eroare uO care apare la ieşirea FTJ este proporţional cu semnalul modulator m(t).De aici posibilitatea utilizării buclei PLL ca demodulator pentru semnale MF, conform schemei bloc, prezentete mai jos:

Pentru o bună funcţionare, frecvenţa variabilă ( )f f fm tosc1 = + ∆ trebuie ţinută tot timpul în banda de urmărire pentruca sistemul să nu se desprinda din sincronism. În acest scop trebuie asigurată o rezerva suficient de mare care să ţină cont deregimurile tranzitorii, sau de zgomotele posibile. pe de alta parte, variaţia frecvenţei ( )∆fm t în jurul frecvenţei centrale fosc trebuiesă fie cuprinsă în banda de trecere FTJ pentru ca semnalul sa rămână nedistorsionat şi redat corect la ieşire.

Instabilitate în funcţionarea buclei, urmata de iesirea din sincronism se datorează în general unor valori ale amplitudiniisemnalului de intrare sub limita admisă, unui câştig KA prea mare, sau unei benzi prea înguste a FTJ. Ţinând cont de cele de maisus, în alegerea parametrilor de proiectare se fac următoarele recomandări:

Câştigul în buclă se alege în funcţie de banda de urmărire BU dorită, conform relaţiei anterioare.Coeficientul de amortizare optim este 0.707.Pulsaţia naturală se alege în funcţie de tipul aplicaţiilor şi influenţează banda de zgomot, timpul de captură şi evoluţia

semnalelor în regim tranzitoriu. ea trebuie să fie cât mai redusă pentru a minimiza efectul zgomotelor, dar, în acelaşi timp suficientde largă pentru a asigura o bună comportare în regim tranzitoriu şi o urmărire perfectă a frecvenţei semnalului modulator.

IPRS Băneasa produce două circuite integrate PLL tipul βE 565 şi βE 561.

Bibliografie

1. Bulucea,M.şi colectiv: Circuite integrate liniare Editura tehnică bucureşti 1978 2. Simion,E.,Miron,C.,Feştilă,L.:Montaje electronice cu circuite integrate analogice Editura Dacia Cluj-Napoca 1985 3. Ciugudean,M şi colectiv: Circuite integrate liniare.Aplicaţii. Editura Facla Timişoara 1986 4. Bodea,M.şi colectiv:Circuite integrate liniare.Manual de utilizare vol.3 Editura Tehnică Bucureşti 1983 5.Tietze,U.,Schenk,Ch.:Analóg és digitális áramkörök. Müszaki Könyvkiadó Budapest 1993 6. Natarajan, S.: Theory and design of linear active networks Mc Millan Publishing Company 1987 7. Gray, P., Searle, R.: Circuite integrate analogice. Analiză şi proiectare. Editura Tehnică Bucureşti 1983 8. Texas Instruments: Amplifiers, Comparators and Special Functions. Data Book. Volum A 1997 9. Texas Instruments: Amplifiers, Comparators and Special Functions. Data Book. Volum B 199710. Texas Instruments: Designer's Guide and Databook. InfoNavigator CD-ROM July1997

Dispozitive Si Circuite Electrice II

Documents

Transcript of Dispozitive Si Circuite Electrice II