Circuite specifice comunicaţiilor mobile 04

8/4/2019 Circuite specifice comunicaiilor mobile 04

1/17

Circuite dedicate comunicaiilor

mobile

prof. Andrei Cmpeanu

Cuprins

4 ARHITECTURA TERMINALELOR DE COMUNICAII ......................................................... 1

4.1 RECEPTOARE HETERODIN ...................................................................................................... 1

4.1.1 Receptorul superheterodin cu un etaj........................................................... .......... 1

4.1.2 Receptorul superheterodin cu mai multe etaje ....................................................... 3

4.2 RECEPTOARE CU REJECIA IMAGINII .......................................................................................... 4

4.2.1 Arhitectura Hartley ............................................................................... ..................... 4

4.2.2 Arhitectura Weaver ................................................................................................... 7

4.3 RECEPTOARE HOMODIN........................................................................................................ 8

4.3.1 Automixarea i offsetul de curent continuu............................................................ 10

4.3.2 Zgomotul 1/f ............................................................................................................ 11

4.4 RECEPTOARE LOW-IF ........................................................................................................... 114.5 RECEPTOARE DIGITALE ......................................................................................................... 12

4.5.1 Receptoare cu eantionarea IF................................................................................ 13

4.5.2 Receptoare cu subeantionare ................................................................................ 14

BIBLIOGRAFIE .............................................................................................................................. 15

Cursul

4


2/17

4

Arhitectura terminalelor decomunicaii

4.1 Receptoare heterodin

eceptorul heterodineste astzi cea mai utilizat topologie de receptor. ntr-unreceptor heterodin. banda de frecven a semnalului este translatat de ctre unmixer la o frecven intermediar ( Intermediate Frequency IF) mai redus.

Aceast operaie are cteva avantaje evidente. n primul rnd, reducerea frecvenei delucru determin micorarea factorului de calitate Q utilizat de filtrul de selecie acanalului (Razavi 1998) iar n al doilea rnd, frecvenaIF este o frecvena fix ceea ceuureaz filtrarea i detecia semnalului RF a crui frecven central depinde decanalul selectat (Farag i Elmasry 2002).

4.1.1Receptorul superheterodin cu un etaj

Figura 4.1 prezint schema unui receptor cu un singur etaj IF unde semnalul RFrecepionat este translatat pe o frecven IF mai redus prin multiplicarea lui cu osinusoid. La intrarea receptorului, semnalul RF are frecvena central RFf , i estereprezentat prin:

cos2 RF RF v t m t f t (4.1.1)

unde m t este semnalul modulator care conine informaia transmis pe canal.

Semnalul RF este multiplicat de sinusoida cos2 of t de frecven of , astfel nctsemnalul IF generat poate fi exprimat astfel:

cos 2 cos 2

1cos 2 cos 2

2

IF o RF

o RF o RF

v t f t m t f t

m t f f t f f t

(4.1.2)

Cursul

4

R


3/17

2 ARHITECTURA TERMINALELOR DE COMUNICAII - 4

Cel de al doilea termen din relaia (4.1.2) este ndeprtat prin filtrare de filtrul IF.Prin urmare, ieirea filtrului IF este

cos2

IF IF

v m t f t (4.1.3)

unde IFf este frecvena intermediar, dat n cazul receptorului superheterodin

(o RF

f f ) de

IF o RF f f f (4.1.4)

Oricare ar fi valoarea frecvenei semnalului de intrare, exist o frecven imagine,

imf care, simetric cu RFf n raport cu frecvena oscilatorului local (LO) 0f (veziFigura 4.2), produce la rndul ei prin mixare o component pe frecvena intermediar

FIf . Dac o RFf f , imf este mai mare dect 0f , astfel c

im o IF f f f (4.1.5)

Prevenirea ptrunderii semnalului imagine la intrarea mixerului care faceconversia de frecven este o problem foarte important ntruct, de multe ori, putereaacestui semnal este mult mai mare dect puterea semnalului dorit. Cea mai obinuitmodalitate de suprimare a semnalului imagine const n utilizarea unui filtru de rejeciepe imagine, plasat nainte de mixer. Filtrul este centrat pe frecvena RFf , i trebuie saib un factor de calitate Q suficient de mare (Q este raportul dintre frecvena centrali banda de trecere a filtrului) pentru a suprima frecvena imagine.

Alegerea valorii frecvenei imagine FIf este un parametru important care dicteaz performanele receptorului, avnd n vedere c separarea dintre semnalul RF i

Figura 4.1 Schema bloc a unui receptor superheterodin cu un etaj.

Figura 4.2 Frecvena imagine (IF) ntr-un receptor superheterodin.


4/17

4.1 Receptoare heterodin3

semnalul imagine este 2 IFf . Atunci cnd aceast separare este mare (frecven imaginemare), semnalul imagine este puternic atenuat; totui, semnalele perturbatoare defrecven apropiat nu sunt suprimate de filtrul de rejecie pe imagine, necesitnd astfelo gam dinamic mai larg pentru mixer (Allstot, .a. 2006). n schimb, trebuie fcutun compromis ntre rejecia semnalului imagine i cerinele privind suprimareacanalelor adiacente. Acest compromis poate fi depit prin utilizarea receptoruluisuperheterodin cu mai multe etaje.

n scopul selectrii canalului dorit, semnalul IF este n continuare filtrat de un filtrude band ngust i cu o frecven central fix.

4.1.2Receptorul superheterodin cu mai multe etaje

Un receptor superheterodin multi-etaj amelioreaz problema rejeciei frecveneiimagine prin realizarea reducerii frecvenei semnalului recepionat n mai multe etape, aa cum prezint receptorul superheterodin cu dou etaje dinFigura 4.3. n mod tipic,fiecare etaj de conversie reduce frecvena semnalului cu un factor cuprins ntre 4 i 10.Heterodinarea succesiv realizeaz selecia parial a canalului la frecvene centrale

progresiv mai sczute, relaxnd astfel valoarea factorului de calitate Qimpus fiecruifiltru.

Figura 4.3 prezint spectrele semnalelor n diferite puncte ale receptorului dubluheterodin. Filtrul FTB1 de la intrare selecteaz banda de frecven, realiznd de

Figura 4.3 Receptorul superheterodin cu dou etaje.


5/17


asemenea i o oarecare rejecie pe imagine. Dup amplificare i trecerea prin filtrul derejecie pe imagine FTB2, se obine spectrul din punctul C. Un mixer suficient de lineartranslateaz apoi canalul dorit i perturbaiile adiacente pe prima frecvenintermediar IF1. O alegere parial a canalului n filtrul FTB3 permite utilizarea unui aldoilea mixer cu o linearitate rezonabil. Apoi, spectrul este translatat pe a douafrecven intermediar IF2 iar FTB4suprim perturbaiile la nivele acceptabile.

Pe lng avantajele evidente, implementarea conversiei de frecven are i multedeficiene. n primul rnd, alegerea parametrilor fiecrui etaj (ctig de putere G, figurde zgomotNFi punct de intercepie de ordinul trei IP3) depinde de valorile acestoradin etajele care l preced i care urmeaz, necesitnd astfel, multe iteraii att la nivelde arhitectur ct i de circuit pentru a ajunge la o distribuie acceptabil a ctigului pe

blocurile componente ale receptorului. n plus, fiecare mixer genereaz multecomponente parazite ale cror frecvene sunt legate de semnalele RF i IF. Unele dintreaceste componente pot cdea peste canalul dorit, degradnd calitatea semnalului. Prinurmare, planificarea frecvenelor de lucru a receptorului joac un rol esenial n

performanele globale ale acestuia.

Selectivitatea i sensibilitatea arhitecturii superheterodine au fcut din acestereceptoare o alegere dominant n sistemele RF de foarte muli zeci de ani. n ciudacomplexitii i a necesitii unui mare numr de componente care nu pot fi integrate,heterodinarea este nc vzut drept cea mai de ncredere tehnic de recepie.

4.2 Receptoare cu rejecia imaginii

Compromisul care se face n cazul receptoarelor superheterodin ntre rejeciasemnalului imagine i suprimarea perturbaiilor de frecvene apropiate frecveneicanalului poate fi uurat prin utilizarea de receptoare cu rejecia imaginii care amplific

pe de o parte semnalul dorit, anulnd n acelai timp semnalul imagine. Este vorba detopologiile denumite Hartley i Weaver.

Ideea receptoarelor cu rejecia semnalului imagine este de a prelucra semnalul utili semnalul imagine n mod diferit, realiznd anularea semnalului imagine prin

nsumarea acestuia cu o replic inversat a lui. Realizarea distinciei dintre semnal iimagine este posibil pentru c acestea sunt plasate n benzi de frecven distincteseparate de frecvena oscilatorului LO.

4.2.1Arhitectura HartleyUn receptor cu rejecia imaginii care provine dintr-un modulator MA-BLU a fost

propus de Hartley n 1928 (Abidi 1995), fiind ilustrat n Figura 4.4. Circuitul Hartleymixeaz semnalul RF cu ieirile n cuadratur ale oscilatorului local, sin2

of t i

cos2o

f t , filtreaz trece- jos semnalele rezultate i defazeaz apoi pe unul dintreacestea cu 90 nainte de a le aduna n final mpreun. Pentru a nelege principiul carest la baza acestui circuit, vom presupune c semnalul de intrare este

cos 2 cos 2 RF RF im im x t A f t A f t (4.2.1)


6/17

4.2 Receptoare cu rejecia imaginii5

unde primul termen reprezint canalul de semnal util iar cel de al doilea semnalulimagine. Vom presupune de asemenea c frecvena LO,

of , este mai mare ca

RFf :

o RF im o f f f f (4.2.2)

Multiplicnd x t cu ieirile n cuadratur ale LO, neglijnd n continuarecomponentele de nalt frecveni innd cont de relaiile (4.2.2), se obin expresiilesemnalelor din punctele A i B astfel:

cos 2 cos2 2

cos 2 cos2 2

sin 2 sin

2 2

sin 2 sin2 2

imRF A o RF o im

imRFo RF im o

imRF

B o RF o im

imRFo RF im o

AA x t f f t f f t

AA f f f f t

AA x t f f t f f t

AA f f f f t

(4.2.3)

nainte de a trece mai departe, vom examina puin aciunea defazorului cu 90. Unsemnal de band ngust este defazat cu 90 dac spectrul su este multiplicat cu

sgn 2 H f j f , operaie echivalent cu aplicarea transformrii Hilbert

(Naforni, .a. 1995). n domeniul timp, aceast operaiune convertete sin 2 ft n

cos 2 ft iar pe cos 2 ft n sin 2 ft , adic nlocuiete pe tprin 4t T , undeTeste perioada semnalului.

Cum poate fi un semnal defazat cu 90? Figura 4.5 prezint un circuit RC -CR

utilizat frecvent n acest scop. Aici, pentru un semnal de intrare sinusoidal de frecvenaf, defazrile ieirilor 1outV t i 2outV t sunt egale cu 2 arctg 2 fRC i

respectiv, arctg 2 fRC . Astfel, defazarea dintre cele dou tensiuni este de 90 latoate frecvenele.

Utiliznd observaia anterioar, putem scrie expresia semnalului din punctul C alcircuitului:

Figura 4.4 Receptorul Hartley cu rejecia semnalului imagine.


7/17


sin 2 sin2 2

imRFC o RF im o

AA x t f f f f t (4.2.4)

Prin urmare semnalul de ieire a receptorului Hartley, obinut prin nsumarea lui Cx t

cu Bx t este:

sin2out RF o RF x t A f f t (4.2.5)

n acest mod, semnalul RF este translatat pe frecvena IF fr a fi afectat de semnalulimagine. Punctul fundamental n aceast operaiune este faptul c componentelesemnalului util din B i C au aceiai polaritate, n timp ce componentele imagine suntde polariti opuse, rezultat obinut n urma aplicrii transformrii Hilbert pe una dincele dou ci de procesare a semnalului. De remarcat c , n practic, defazarea cu 90este nlocuit printr-o defazare cu +45 pe o cale i cu -45 pe cealalat (Figura 4.6).

Principalul dezavantaj al arhitecturii Hartley este sensitivitatea acesteia ladiferenele dintre cele dou ci de prelucrare a semnalului. Dac fazele oscilatoruluiLO nu sunt exact n cuadratur, sau dac amplificrile i defazajele de pe cele dou cide semnal nu sunt identice, atunci procedura de anulare a imaginii ilustrat mai sus esteincomplet iar semnalul imagine corupe semnalul util. Raportul de rejecie pe imagine(Image-Reject RatioIRR) se definete ca raportul dintre amplificarea semnalului doriti amplificarea semnalului imagine i, ideal, este infinit. n practic, IRR este limitat dediferenele de amplificare i de defazare dintre cele dou ci, avnd expresia

Figura 4.5 Circuit de defazare cu 90.

Figura 4.6 Receptor Hartley cu rejecie a imaginii cu etaje separate de defazare.


8/17

4.2 Receptoare cu rejecia imaginii7

(Allstot, .a. 2006, Razavi 1998):

2 2 2

2

1 1 2 1 cosIRR

41 1 2 1 cos

(4.2.6)

Pentru o variaie a amplificrii ntre cele dou ci de 1% i a fazei de 1, valoritipice n procesul de producie a circuitelor monolitice, valoarea IRR coboar la 39dB.Valoarea este suficient pentru o aplicaie bine-cunoscut, aa cum este GSM, dar nalte standarde necesitile impun valori de 60dB sau chiar mari. Totui, trebuieobservat c o atenuare apreciabil a frecvenelor imagine poate fi realizat de filtrul deselecie a benzii de la intrarea receptorului Hartley (veziFigura 4.6), dac frecvena IFeste suficient de mare, astfel c utilizarea arhitecturii Hartley este o opiune viabil.

4.2.2Arhitectura Weaver

Vorbind despre receptoarele Hartley, am remarcat c operaia de reducere a frecveneiprin mixare n cuadratur, urmat de o defazare cu 90, d pe cele dou ci semnaldorit de aceiai polaritate i semnal imagine de polariti opuse. Ilustrat nFigura 4.7,arhitectura Weaver (Farag i Elmasry 2002, Razavi 1998) nlocuiete, n acelai scop,etajul de defazare cu 90 printr-o a doua operaie de mixare. n continuare facempresupunerile

2 1o of f i

1o RFf f .

Dup cum se arat nFigura 4.8 al doilea mixer de pe calea de semnal superioar

face convoluia spectrului din punctul A cu 2 22 2 2o o j f f f f

2sin2 of t= F

, dnd n punctul C replicile translatate fr factorulj

. Similar, se faceconvoluia spectrului din B cu 2 22 2 2o o f f f f

2cos2 of t F , determinnd tot o translatare a acestuia. Prin scderea spectrului dinpunctul C din cel din punctul D, se poate observa c replicile benzii imagine care cadn banda de frecvene de interes se anuleaz reciproc, rmnnd semnalul dorit frinterferene. ntruct spectrul translatat mai conine nc semnalele imagine de lafrecvenele

2o IFf f i

2o IFf f , dup etajul final de sumare trebuie adugat un filtru

trece-jos care s selecteze semnalul dorit.

Alegerea celor dou frecvene LO ,1of i 2of nu este o operaiune facil. Astfel, n

Figura 4.7 Receptorul Weaver cu rejecia semnalului imagine.


9/17


cazul ilustrat n Figura 4.8 n care spectrul final nu este centrat n jurul frecvenei zero,a doua operaiune de mixare are consecina apariiei la ieire a unei imaginisecundare pe frecvena 2 12 2o RF o f f f (Razavi 1998). Din acest motiv, filtreletrece- jos plasate ntre cele dou mixere din schema din Figura 4.7 se nlocuiesc prinfiltre trece-band care suprim imaginea secundar.

Problema comun a arhitecturilor Hartley i Weaver const n rejecia incomplet asemnalelor imagine datorat neconcordanei amplificrii i defazajului pe cele dou cide prelucrare a semnalului. Circuitul Weaver rezolv problema dezechilibruluiamplificrii dar sufer din cauza imaginii secundare atunci cnd a doua translaie defrecven nu se face ctrefrecvena zero. De asemenea, armonicile celui de al doileaoscilator local pot translata perturbaiile de pe prima frecven intermediar ctre ceade a doua.

4.3 Receptoare homodin

Receptorul homodin, cunoscut de asemenea sub numele de receptor zero-IF sau

receptor cu conversie direct, translateaz semnalul RF recepionat direct n banda debaz.

Figura 4.9 prezint schema unui receptor homodin simplu ce are frecvena LOegal cu frecvena purttoarei semnalului de intrare. De observat c selecia canaluluinecesit doar un filtru trece-jos cu caracteristica de transfer relativ abrupt. Circuituldin Figura 4.9 funcioneaz corect numai n cazul semnalelor MA cu dou benzilaterale pentru c el suprapune n semnalul de ieire poriunile negative i pozitive alespectrului semnalului de intrare. n cazul semnalelor MA-BLU, MF i MP, translaiade frecven trebuie s asigure, n scopul evitrii pierderii de informaie, ieiri n

Figura 4.8 Analiza grafic n domeniu frecven a funcionrii arhitecturii Weaver.


10/17

4.3 Receptoare homodin9

cuadratur, ntruct cele dou benzi de frecven ale acestor semnale modulate poartinformaii diferite i trebuie separate la translaia la frecvena zero n cele doucomponente. Schema de principiu a unui receptor zero-IF cu conversie n cuadratur

este prezentat nFigura 4.10.Realizarea conversiei n cuadratur n schema din Figura 4.10 implic

multiplicarea semnalului recepionat r t dat prin relaia

cos 2 sin 2 I o Q or t x t f t x t f t (4.3.1)

cu cos 2 of t i sin 2 of t . Ieirile celor dou mixere sunt Iy t respectiv Qy t :

1 1cos 2 1 cos 2 2 sin 2 2

2 2

1 1cos 2 1 cos 2 2 sin 2 2

2 2

I o I o Q o

Q o Q o I o

y t r t f t x t f t x t f t

y t r t f t x t f t x t f t

(4.3.2)

Filtrele trece- jos, care urmeaz n structura receptorului dup mixere, elimincomponentele de frecven mare centrate n jurul frecvenei 2

of , pstrnd, n schimb,

componentele din banda de baz.

Principalele avantaje ale utlizrii receptorului cu conversie direct n cuadratursunt:

Problema frecvenei imagine este eliminat, prin urmare nu sunt necesare filtre defoarte bun calitate la intrarea receptorului.

Figura 4.9 Receptor homodin simplupentru semnal MA cu dou benzi laterale.

Figura 4.10 Receptor homodin cu conversie n cuadratur.


11/17


Filtrele utilizate pentru selecia canalului sunt filtre trece-jos, care pot fi integrate

uor, nlocuind filtrele trece-band cu factor de calitate Q ridicat ce sunt folosite nreceptorul heterodin.

Selecia canalului poate fi realizat dup conversia analog-numeric (CAN) prinutilizarea unui CAN de rezoluie mare i a unui filtru numeric adecvat, permindastfel ca prin conversia direct s fie selectat ntreaga band de frecven.

n ciuda acestor avantaje convingtoare, receptorul cu conversie direct s-a doveditmai dificil de realizat. Problemele cele mai mari apar n curent continuu, i ca atare,acestea sunt fie inexistente fie de importan redus ntr-un receptor heterodin. Elesunt dezvoltate n continuare.

4.3.1Automixarea i offsetul de curent continuu

Problema automixrii oscilatorului LO, descris nFigura 4.11,apare datorit faptuluic oscilatorul local n receptorul zero-IF este acordat exact pe frecvena purttoare RF.Semnalul mare al LO poate radia n exteriorul receptorului i se poate cupla napoi nantena de recepie sau direct sau prin intermediul unui reflector apropiat. Aceastscurgere parazit este amplificat de LNA i apare pe portul RF al mixerului, fiindmixat cu semnalul LO, translatat, n continuare, n c.c., fiind, n final nsumat lasemnalul de interes. Dac reflectorul extern este mobil, atunci efectul Doppler

provoac un offset de c.c. variabil n timp. O a doua surs de cuplaj parazit apare dincauza izolrii finite care exist ntre porturile RF i LO ale receptorului, n timp ce o

perturbaie puternic din exterior poate modula n faz oscilatorul local i, prinautomixare s ptrund n banda de baz.

Diferenele totdeauna prezente dintre amplificatoarele i filtrele utilizate n banda

de baz dau, de asemenea, un offset de c.c. de nivel comparabil cu cel al semnaluluiutil. Prin urmare, n absena unei proceduri de anulare a offsetului de c.c., raportulsemnal/zgomot la ieirea detectorului poate fi degradat serios. Mai mult nc, offsetulde c.c. poate, n condiiile unei amplificri mari, satura receptorul.

Cteva soluii au fostpropuse n scopul rezolvrii offsetului de c.c. (Allstot, .a.2006, Razavi 1998):

Utilizarea unei modulaii fr nivele de curent continuu. Un exemplu tipic estemodulaia FSK utilizat n pagere. n aceste situaii, se poate utiliza cuplajul n

Figura 4.11 Problema automixrii oscilatoruluilocal datorat re-radiaiei.


12/17

4.4 Receptoare low-IF 11

curent alternativ fr vreo pierdere semnificativ de date. Un alt exemplu estetehnica OFDM utilizat n standardul 802.11a unde subpurttoarea de frecvenzero este lsat nemodulat. ntruct fiecare subpurttoare este separat prin 312kHz, se poate utiliza cuplajul n c.a. cu o frecven de tiere mai mic de 156kHz.

Se poate implementa o schem cu reacie de anulare a offsetului de c.c. Calea de prelucrare a semnalului n banda de baz este compus din cteva etaje cuamplificare variabil i filtrare trece-jos. Fiecare etaj poate avea bucla sa local deanulare a offsetului de c.c., sau poate fi utilizat o bucl global.

Utilizarea unui oscilator local care opereaz la sau din frecvena purttoarei deRF, astfel nct mixarea cu frecvena re-radiat a LO s nu mai conduc lacomponente de c.c. n semnalul din banda de baz. Acest oscilator LO este utilizat

n combinaie cu un mixer ce lucreaz pe armonica par a LO.4.3.2Zgomotul 1/f

Amplificarea etajului LNA i a mixerului care urmeaz are, tipic, o valoare de 30dB,ceea ce d nivele de semnal n banda de baz de ordinul microvolilor (V). n acestecondiii, zgomotul de la intrarea etajelor care urmeaz, amplificatoare i filtre, estecritic ntruct spectrul semnalului util se extinde pn la frecvena zero, unde zgomotul1/f al dispozitivelor electronice poate corupe substanial semnalul, mai ales ndispozitivele MOS. Din acest motiv, este preferabil s se realizeze o valoare relativmare a amplificrii n gama RF, de exemplu utiliznd mixere active n loc de mixerepasive.

Efectul zgomotului 1/f poate fi redus printr-o combinaie de tehnici. De exemplu,etajele care lucreaz la frecvene joase sunt realizate cu dispozitive de dimensiuni mari,fapt care minimizeaz acest zgomot. n plus, se poate face periodic anulareazgomotului, de exemplu ntre salvele de date n comunicaiileTDMA. n plus, dac seutilizeaz o schem de modulaie fr nivele de c.c., atunci semnalul translatat n bandade baz precum i zgomotul de joas frecven pot fi eliminate prin filtrare trece-sus.

4.4 Receptoare low-IF

Receptorul low-IF prezentat n Figura 4.12, ncearc pe de o parte s pstrezeavantajele receptorului zero-IF, atenund totodat cele mai importante neajunsuri aleacestuia. Semnalele RF mpreun cu un numr de perturbaii de frecvene apropiate

sunt translatate n cuadratur spre o frecven intermediar de valoare sczut (low-IF).Toate operaiunile de filtrare necesare sunt realizate de filtre trece-jos integrate realesau complexe. Dei este posibil ca operaiade selectare a canalului s fierealizat ndomeniul analogic, de obicei ea este executat n domeniul digital. Convertoare A/Nseparate plasate pe cile I i Q digitizeaz semnalul dorit care se gsete la o frecvenIF redus amestecat cu un numr de semnale nedorite parial filtrate. Un mixercomplex sau un filtru Hilbert implementat n domeniul digital efectueaz rejeciasemnalelor imagine dup care filtre digitale I/Q cu coeficieni reali selecteaz canaluldorit.


13/17


Alternativ, selecia canalului ar putea fi realizat prinfiltrarea ieirii CAN cu unfiltru digital cu coeficieni compleci.

n ciuda faptului c prin arhitectura low-IF s-a ncercat s se combine avantajelearhitecturii heterodin i a arhitecturii cu conversie direct, receptorul low-IF arecteva dezavantaje. n primul rnd valoarea raportului de rejecie pe imagine (IRR)este limitat la aproximativ 40dB de ctre imprecizia componentelor RF i analogicede pe cile de conversie a semnalului i din banda de baz. Mai mult, semnalul low-IFse situeaz adeseori n banda de trecere a selectorului de band RF, care nu realizeaznici o atenuare suplimentar asupra semnalului imagine. n al doilea rnd, atunci cndse utilizeaz filtre trece-band IF I i Q, cerinele impuse convertoarelor A/N sunt maimari dect n cazul receptoarelor cu conversie direct, din cauz c fiecare dintre ele

lucreaz pe frecvena IF. Atunci cnd se utilizeaz un filtru IF complex n schimb,cerinele care se impun CAN sunt aceleai ca i n cazul receptoarelor zero-IF (Allstot,.a. 2006). n sfrit, problema distorsiunilor de ordin par persist n receptoarelelow-IF, i este chiar mai stringentdin cauza filtrrii pariale a semnalelor de blocare.De exemplu, ntr-un receptor GSM ce utilizeaz o frecven IF egal cu jumtate dinbanda de trecere a unui canal, 100kHz, oricare dou semnale de blocare, separateprintr-un canal, ar putea s dea produse de intermodulaie de ordin par n banda defrecven IF.

4.5 Receptoare digitale

n arhitectura receptorului superheterodin cu dou etaje dinFigura 4.3, prelucrrile desemnal la frecvene joase precum conversia pe cea de a doua frecven intermediar ifiltrarea aferent pot fi efectuate mai eficient n domeniul numeric.Figura 4.13prezintun exemplu n care semnalul de pe prima frecven intermediar (FI1) este convertitnumeric, multiplicat cu fazele n cuadratur ale unei sinusoide numerice, iar apoi filtratnumeric trece- jos pentru a furniza semnalele n cuadratur din banda de baz, I i Q.Aceast abordare poart numele de arhitectur IF digital (digital-IF) (Razavi 1998).De observat c prelucrarea digital evit problemele provocate de diferenele deamplificare i faz dintre cile I i Q.

Figura 4.12 Schema de principiu a unui receptor low-IF.


14/17

4.5 Receptoare digitale 13

Principala problem care apare n acest tip de implementare este legat deperformanele pe care trebuie s le aib convertorul A/N. Avnd n vedere c nivelultipic al semnalului din punctul A din Figura 4.13 nu depete cteva sute de

microvoli, cuantizarea i zgomotul termic al CAN trebuie s fie de ordinul zecilor demicrovoli. Mai mult, dac filtrul trece-band de pe prima frecven intermediar nupoate suprima semnificativ semnalele perturbatoare adiacente, nelinearitatea CANtrebuie s fie suficient de mic pentru a minimiza distorsionarea semnalului prinintermodulaie. De asemenea, gama dinamic a CAN trebuie s fie suficient de marepentru a permite variaiile nivelului semnalului datorate atenurii de propagare i

propagrii multi-path. n plus, CAN trebuie s aib la intrare o band de frecven deordinul de mrime a frecvenei FI1i, de asemenea, un consum de putere redus.

Cerinele expuse mai sus fac dificil utilizarea unui convertor A/N care seantioneze semnalul IF1 cu o frecven care s respecte condiia Nyquist. Avnd nvedere c FI1 are valori tipice cuprinse ntre 100 i 200MHz, eantionarea ar trebui

efectuat la frecvene de ordinul 250-500MHz, iar cerinele de linearitate, nivel dezgomot i gam dinamic impun CAN rezoluii mai mari de 16 bii. Asemeneaperformane nu pot fi obinute de actualele convertoare A/N, fr ca costul i consumulde putere s devin prohibitive.

4.5.1Receptoare cueantionarea IF

Limitrile impuse de performanele CAN pot fi parial depite fcnd observaia ccele mai multe convertoare A/N ncorporeaz circuitele de eantionare sample andhold(S/H) i prin urmare ele nsele realizeaz translatarea de frecven. n arhitecturasampling-IF descris n Figura 4.14, CAN eantioneaz semnalul cu o frecven carenu respect condiia Nyquist, fiind uor mai mic dect frecvena intermediar

1FIf ,

1FI sf f (Hosking 2006). Nerespectarea condiiei este posibil, ntruct o replic aliata semnalului de la intrarea circuitului S/H va fi translatat n joas frecven la

1FI sf f (vezi Figura 4.14). Pentru a face posibil aceast operaiune, eliminnd alierea

cu alte semnale nedorite, filtrul trece-band FTB din schema etajului FI1din figur vatrebui s aib banda de trecere cuprins strict ntre 2sf i sf . Spectrul este astfeltranslatat iar banda semnalului numeric de la ieire convertorului A/N este centrat n

jurul frecvenei1FI s

f f .

Figura 4.13 Receptor digital-IF.


15/17


Chiar dac prin tehnica descris mai sus, frecvena de eantionare a CAN esteredus cu 2, frecvena ridicat de lucru mpreun cu cerinele de linearitate care seimpun, au limitat utilizarea ei pe scar larg. Totui, arhitectura sampling-IF seutilizeaz n staiile de baz n care mai multe canale de comunicaii trebuie procesate

simultan.

4.5.2Receptoare cu subeantionare

n schemele de recepie prezentate pn acum, s-a presupus c frecvena primuluioscilator local se situeaz n apropierea benzii RF. ntr-o abordare alternativ, semnalulRF de intrare poate fi eantionat cu o frecven mult mai redus pentru c semnalele de

band ngust prezint doar mici variaii de la o perioad a purttoarei la urmtoarea.Denumit subeantionare ideea este c un semnal trece-band avnd banda de trecere

f poate fi translatat la frecvene mai reduse, dac el este eantionat cu ofrecven

mai mare sau egal cu 2 f . Aa cum ilustreaz Figura 4.15 n cazul eantionriiideale, i n absena altor componente spectrale, aceast operaiune creaz replici ale

spectrului semnalului trece-band fr aliere.Datorit reducerii importante a frecvenei de eantionare, utilizarea subeantionrii

poate simplifica proiectarea oscilatorului local i a sintetizorului de frecven asociat.n comparaie cu operaia de mixare n RF, circuitul de eantionare el nsui, poate

beneficia de asemenea de o relaxare n ceea ce privesc cerinele de realizare, rmnndtotui esenial problema stabilitii oscilatorului local.

n ciuda acestor avantaje, subeantionarea sufer mult din cauza unei deficieneimportante: alierea zgomotului. Pentru a nelege aceast problem, vom consideracircuitul echivalent al eantionatorului S/H dinFigura 4.16 (a) (cnd comutatorul estenchis). Acest circuit trebuie s aib o band de trecere cel puin egal cu frecvena deintrare

01f , astfel nct semnalul s sufere cea mai mic atenuare. n consecin

rezistena n conducie a comutatorului, onR contribuie la zgomot cu componentesemnificative care se ntind din curent continuu pn la frecvena

01f . Realiznd

operaia de subeantionare asupra acestor componente ca n Figura 4.16 (b), se obineefectul combinat prezentat. Prin urmare, subeantionnd cu un factor 01 sm f f ,multiplicm puterea zgomotului translatat n frecven a circuitului de eantionare cuun factor 2m.

Dup cum am precizat deja, un alt efect negativ asupra subeantionrii l arezgomotul de faz a oscilatorului local ce comand eantionarea. Se poate arta c

Figura 4.14 Arhitectura sampling-IF.


16/17

4.5 Receptoare digitale 15

puterea zgomotului de faz a oscilatorului este amplificat ntr-un astfel de receptor cu

m2 (Razavi 1998).

Bibliografie

A. A. Abidi, "Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications," IEEEJournal of Solid-State Circuits, vol. 30, pp. 1399-1410, December, 1995.

Figura 4.16 Subeantionarea n domeniile (a) timp i (b) frecven.

Figura 4.15 (a) Circuitul echivalent al eantionatorului (cu comutatorul npoziia on. (b) alierea zgomotului prin subeantionare.


17/17


D. J. Allstot, S. Aniruddhan, M. Chu, J. Paramesh, i S. Shekhar, "Recent Advances and DesignTrends in CMOS Radio Frequency Integrated Circuits," n Design of High-SpeedCommunications Circuits, R. Harjani, Ed. Singapore: World Scientific Publishing Co. Pte. Ltd.,2006, pp. 123-174.E. N. Farag i M. I. Elmasry, Mixed Signal VLSI Wireless Design. Circuits and Systems. NewYork: Kluwer Academic Publishers, 2002.R. H. Hosking, "Digital Receiver Handbook: Basics of Software Radio," Pentek, Inc., UpperSaddle River, NJ 2006.I. Naforni, A. Cmpeanu, i A. Isar, Semnale, circuite i sistemevol. 1. Timioara: LitografiaU.T.T., 1995.B. Razavi,RF Microelectronics. Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall PTR., 1998.

Circuite specifice comunicaţiilor mobile 04

Documents

Transcript of Circuite specifice comunicaţiilor mobile 04