Circuite specifice comunicaţiilor mobile 03

8/7/2019 Circuite specifice comunicaiilor mobile 03

1/18

Circuite dedicate comunicaiilor

mobile

prof. Andrei Cmpeanu

Cuprins

3 MODULAII CU SPECTRU EXTINS. ARHITECTURA TERMINALELOR MOBILE .................... 1

3.1 INTRODUCERE ...................................................................................................................... 1

3.2 PRINCIPIUL DE BAZ AL SISTEMELOR SS ..................................................................................... 2

3.3 TEHNICI DE MODULAIE SPREAD SPECTRUM............................................................................... 4

3.3.1 Sistemele DSSS ........................................................................................................... 4

3.3.2 Sistemele cu salt de frecven FHSS........................................................................... 5

3.3.3 Sisteme cu salturi n timp THSS .................................................................................. 6

3.4 SECVENE PNDE LUNGIME MAXIM6

3.5 ASPECTE PRACTICE ALE IMPLEMENTRII SISTEMELOR DSSS ........................................................... 7

3.5.1 Sincronizarea ............................................................................................................. 7

3.5.2 Urmrirea ................................................................................................................ 103.5.3 Controlul puterii ....................................................................................................... 12

3.6 CONSIDERAII CU PRIVIRE LA PROIECTAREA TERMINALELOR DE COMUNICAII................................... 13

BIBLIOGRAFIE .............................................................................................................................. 17

Cursul

3


2/18

3 Modulaii cu spectru extins.Arhitectura terminalelor mobile3.1 Introducere

odulaia cu spectru extins sau mprtiat (Spread Spectrum SS) este otehnic de comunicaii wireless care utilizeaz o band de frecvene detransmisie mult mai larg dect rata de transmisie a datelor. Sistemele de

transmisie SS s-au dezvoltat ncepnd cu anii 50 pentru aplicaii militare i spaiale.De atunci Spread Spectrum-ul s-a folosit extensiv att n aplicaii militare ct i civile.Principalele beneficii oferite de sistemele de comunicaii SS sunt (Rouphael 2009):

performane robuste n prezena perturbaiilor i a bruiajului de band ngust, performane excelente n prezena fading-ului selectiv de frecven datorat

propagrii multipath a semnalului,

probabilitate redus de interceptare a comunicaiei, permite comunicaii ntre mai muli utilizatori cu acces aleator, permite msurarea extrem de exact a distanelor i a timpului.Un modulator SS mprtie (spreading) semnalul purttor de informaie peste un

semnal avnd o band de frecven mult mai larg, aa cum prezintFigura 3.1 (a).Procesul de mprtiere este realizat de o secven pseudoaleatoare (PseudorandomNoisePN) care are o rat de bit mult mai mare dect semnalul care poart informaia.

Astfel, semnalul transmis apare pentru ali utilizatori drept zgomot. Totui, nreceptorul cruia i se adreseaz, semnalul de band larg recepionat este dezmprtiat(despreading) utiliznd o secven PN sincronizat cu secvena de la emitor, astfelnct semnalul rezultat s constituie o replic identic a semnalului transmis, dup cumevideniaz Figura 3.1 (b). Figura 3.1 (c) descrie abilitatea sistemului cu spectrumprtiat de a combate interferena de de band ngust. Dac semnalul ar fi fosttransmis fr spreading prin utilizarea unei tehnici de acces multiplu de band ngustca TDMA sau FDMA i dac frecvena interferenei ar fi coincis cu cea a semnaluluitransmis, receptorul nu ar fi fost capabil s detecteze corect semnalul util. Totui, codul

Cursul

3

M


3/18

2 MODULAII CU SPECTRU EXTINS. ARHITECTURA TERMINALELOR MOBILE - 3

PN al receptorului care acioneaz n sensul deteciei semnalului util prin despreading,mprtie n acelai timp semnalul nedorit, reducnd astfel densitatea spectral deputere a acestuia, i permind apoi eliminarea acestuia prin filtrare.

3.2 Principiul de baz al sistemelor SSCapacitatea unui sistem Spread Spectrum de a elimina un semnal perturbator estedenumit ctigul de procesare (processing gain G) a sistemului cu spectru extins(Farag i Elmasry 2002). Ctigul G este dat de raportul dintre banda de frecvensemnalului de band larg Wi banda de frecven a semnalului de band ngust:

G W R (3.2.1)

Spectrul extins poate fi utilizat ca o tehnic de acces multiplu, permind mai multorutilizatori s transmit semnale n aceiai band de frecven i la acelai moment detimp. Receptorul trebuie s disting utilizatorul ce i se adreseaz de celelalte canale.

Fiecrui canal i se aloc o secven PN distinct de secvenele PN ale celorlalte canale.Receptorul utilizeaz una din secvenele PN pentru a demodula n despreadersemnalulde pe canalul dorit, n timp ce semnalele canalelor nedorite trec prin despreadercazgomot.

Vom presupune c exist Nutilizatori ale cror semnale au puterea P la receptor.Receptorul demoduleaz unul din semnalele transmise, n timp ce restul de 1N semnale care acioneaz drept perturbaii n raport cu semnalul dorit continu s aib

Figura 3.1 (a) Structura sistemului SS, (b) Spectrul semnalui util, (c)Aciunea sistemului asupra unei interferene de band ngust.


4/18

3.2 Principiul de baz al sistemelor SS3

dup despreaderbanda de frecven W. Puterea total a interferenelor (I) la receptoreste, prin urmare, dat de:

1I N P (3.2.2)

Aceast putere exist n banda de frecven W. Prin urmare, densitatea spectral deputere a perturbaiei (

0I ) este dat de:

0

1N PI

W

(3.2.3)

Pe de alt parte, semnalul util are o rat de transmisie de Rbii/sec i o putere de Pwai. Drept urmare, energia pe bit a semnalului util este dat de

bE P R

(3.2.4)n consecin, raportul energiei pe bit la densitatea spectral de putere a

zgomotului, care determin performanele receptorului din punctul de vedere a ratei deeroare de bit este dat de:

01

bE W R W R

I N N

(3.2.5)

n proiectare pentru raportul0bE I se alege o valoare tipic ntre 3 i 9 dB, care

depinde de schema de modulare/demodulare utilizat, de codul corector de erori i decerinele privind distorsiunile de canal i rata de bit. Ecuaia (3.2.5) poate fi rescrisastfel:

0b

W RNE I

(3.2.6)

N este numrul total de utilizatori pe care un sistem SS l poate deservi, ncondiiile realizrii unei valori satisfctoare pentru rata erorii de be bit. Exist doifactori care contribuie la creterea numrului de canale ale unui sistem cu spectruextins peste valoarea dat de ecuaia (3.2.6). Acetia sunt factorul de ctig al activitiivocale i utilizarea antenelor direcionale.

n cursul unei conversaii telefonice, o persoan vorbete pentru aproximativ37,5% din timp (Brady 1968) . Dac puterea transmis pe canal se reduce la zero peperioadele de tcere, numrul total de canale pe care un sistem l deservete poatecrete cu factorul de ctig al activitii vocale (

VG ). Dac o persoan vorbete 37,5%

din timp, 2,67VG .

Dac se utilizeaz o anten cu Msectoare, aria de acoperire a acesteia este divizatn Msectoare, astfel c numrul total de canale pe care sistemul le poate deservi cretecu factorul de ctig al antenei

AG . Ideal, AG M . Totui, din cauz c aria deacoperire a fiecrei antene nu este strict definit, exist o anumit suprapunere ntrediversele sectoare, astfel c

AG este mai mic ca M. Pentru o anten cu trei sectoare,

2,4AG (Viterbi 1995).


5/18


Tuturor celulelor dintr-un sistem SS li se aloc aceiai band de frecven, prinurmare factorul de reuse este unu. Rezult c la calculul interferenei totale trebuieavut n vedere interferena provocat de utilizatorii din celulele nvecinate. S-a gsitc aceast interferen reprezint 60% din interferena provocat de ceilali utilizatoricare se gsesc chiar ncelula considerat (Viterbi 1995). Acest raport al interferenelorl notm prin f. Prin urmare, numrul total de canale pe care un sistem de comunicaiicu spectru extins l suport este dat de:

01

V A

b

G GW RN

E I f

(3.2.7)

3.3 Tehnici de modulaie Spread SpectrumExist trei metode de modulaie SS: multiplexarea cu cod n sisteme cu spectru extinscunoscut sub denumirea de CDMA (Code Division Multiple Access) sau DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum), multiplexarea prin salt de frecven (frequencyhopping) n sisteme cu spectru extins care este denumit FHSS (Frequency HoppingSpread Spectrum) i multiplexarea prin salt n timp (time hopping) n sisteme cuspectru extins denumit THSS (Time Hopping Spread Spectrum). n acest paragraf,vom descrie pe scurt aceste tehnici.

3.3.1Sistemele DSSSn sistemele DSSS, semnalul de date bipolar este multiplicat printr-un cod bipolar

pseudoaleator generat de un generator de numere pseudoaleatoare (PN), aa cum seprezint nFigura 3.2.Fiecare bit al codului pseudoaleator poart numele de chip. Ratade chip Ceste mult mai mare dect rata datelor R de la intrarea d t ; pentru a aveaspectru extins n adevratul neles al cuvntului, rata Ctrebuie s fie cel puin de patruori mai mare dect rata R. Drept urmare, semnalul de ieire al modulatorului m t are

o band de frecven mult mai extins dect semnalul de intrare d t , iar de aicicaracterul de mprtiere (spreading) a modulatorului SS este evident.

n receptorul SS, semnalul de band larg este demodulat (despreading) aa cum searat n Figura 3.2. O replic a codului pseudoaleator este generat aici, necesitndastfel o anumit sincronizare ntre generatoarele PN de la receptor i emitor. Figura3.3 prezint formele de und care apar n sistemele DSSS. Sistemele DSSS prezint

Figura 3.2 Sistem de comunicaii cu spectru extins ce utilizeaz metoda demodulaie DSSS.


6/18

3.3 Tehnici de modulaie Spread Spectrum5

continuu i aleator valori nenule dar reduse ale ratei de eroare de bit.

3.3.2Sistemele cu salt de frecven FHSSn sistemele cu spectru extins cu salt de frecven, frecvena purttoare a semnaluluimodulat

cf se modific prin salturi de frecven (frequency hops) conform unei

secvene de cod pseudoaleator. Durata fiecrui hopeste notat prin hT . Raportul dintre

hT i durata unui simbol de date sT determin tipul sistemului FHSS:

1h sT T Sisteme FHSS lente. Exist mai mult de un simbol de date pe hopde frecven,

1h sT T Sisteme FHSS rapide. Exist mai mult de un hop de frecvenpentru un singur simbol de date.

Figura 3.4 prezint un sistem FHSS unde generatorul PN genereaz un cod aleatorcare controleaz frecvena de ieire a sintetizorului de frecven. Semnalul de ieire a

sintetizorului de frecven este utilizat ca frecven purttoare cf care este modulat desecvena M-binar de date. Prin urmare, ieirea emitorului FHSS este un semnalmodulat M-binar ce are frecvena purttoare dependent de codul pseudoaleatorgenerat de generatorul PN.

Figura 3.3 Forme de und ntr-un sistem DSSS.

Figura 3.4 Sistem de comunicaii cu spectru extins cu salt de frecven (FHSS).


7/18


3.3.3Sisteme cu salturi n timp THSSn aceste sisteme, timpul de transmisie este divizat n cadre (frames), care sunt ncontinuare mprite n slot-uri de timp. Fiecrui utilizator i sepermite s transmit peparcursul uni singur slotpe cadru. Acest sistem de transmisie difer de sistemele cuacces multiplu cu divizare n timp TDMA (Time Division Multiple Acces) prin aceea clocalizarea slot-ului de timp n care unui utilizator i se permite s transmit, variazaleator (pseudoaleator) de la un cadru la urmtorul. Figura 3.5 prezint, printr-odiagram temporal, modul de funcionare a unui sistem THSS.

3.4 Secvene PN de lungime maximGenerarea unei secvene binare independente, cunoscut sub numele de secvenBernoulli este esenial pentru realizarea unui sistem cu spectru mprtiat. Din cauzc aceiai secven trebuie s fie generat att la recepie ct i la emisie, ea trebuie sfie determinist, permindgenerarea simultan att n partea de emisie a canalului cti n cea de recepie.

Secvena PN are dou funcii ntr-un sistem DSSS. n primul rnd, ea extindevaloarea benzii de trecere a secvenei de date la nivelul frecvenei de generare achip-urilor (rata de chip). n al doilea rnd, ea permite s se fac distincie ntre diveriiutilizatori.

O secven PN este o secven binar periodic care este generat de un registru dedeplasare cu reacie ca cel prezentat nFigura 3.6. Registrul de deplasare este alctuitdintr-o cascad de celule de memorie (blocuri de ntrziere). Ieirile elementelor dememorie sunt combinate logic pentru a furniza semnalul de intrare primului etaj alregistrului. Un registru de deplasare cu Mcelule se poate gsi n oricare din cele 2M stri, care sunt stabilite de vectorul cu nbii care reprezint starea n care se gsete.Una din aceste stri este starea zero n care toi cei Mbii sunt zero. Un registru dedeplasare cu reacie linear care genereaz o secven PN trebuie s treac ciclic printoate cele 2 1M stri nenule. Prin urmare, dac registrul de deplasare conine n celule,

Figura 3.5 Principiul de funcionare a unui sistem de comunicaii THSS.


8/18

3.5 Aspecte practice ale implementrii sistemelor DSSS7

secvena PN generat trebuie s aib perioada de 2 1M chip-uri. Aceast secveneste denumit secvende lungime maximi are urmtoarele proprieti:

Proprietatea de echilibru: Numrul de nivele logice 1 la ieirea registruluieste ntotdeauna mai mare cu o unitate dect numrul de nivele logice 0. Proprietatea run: Un run este pur i simplu definit ca o subsecven de

simboluri identice. O jumtate din run-urile unei secvene PN de lungimemaxim este de lungime 1, o ptrime are lungimea 2, o optime dintre run-uriare lungimea 3, .a.m.d. Numrul total de run-uri ale unei secvene de lungimemaxim generat cu un registru de deplasare de lungime Meste 1 2M .

Proprietatea de corelaie: Secvena de autocorelaie a unei secvene delungime maxim este periodic. Autocorelaia unei secvene de lungimemaxim este descris de (Holmes 1982):

1 1

cT cn

N

r NnT N N

(3.4.1)unde Neste lungimea secvenei iar

1 ,

0 n rest

c

c

cT

TT

(3.4.2)

Densitatea spectral de putere a lui (3.4.1), descris n Figura 3.7, este:

2

2

0

1sinc

n cn

f N n nS f f

N N N NT

(3.4.3)

3.5 Aspecte practice ale implementriisistemelor DSSS

3.5.1SincronizareaSincronizarea n timp a receptorului cu secvena recepionat const n procesul destabilire a sincronizrii temporale dintre secvena PN a receptorului i secvena PN a

Figura 3.6 Registru de deplasare cu reacie linear.


9/18


emitorului astfel nct secvena de chip-uri recepionat s fie corelat cu secvenaPN a receptorului iar datele transmise s fie recuperate la recepie.

Sincronizarea presupune testarea tututror ipotezelor posibile astfel nct s seobin o valoare corect a parametrului de timp (Viterbi 1995). Testarea se poaterealiza att n paralel ct i n serie. Prima procedur necesit mai multe resursehardware dect cea de a doua, n timp ce testarea n serie poate consuma mult mai multtimp pentru a se desfsura. Practic, se folosete o combinaie a celor dou proceduri naa fel nct un numr de dispozitive lucreaz n paralel, atribuindu-se fiecruia dintreacestea un subset din numrul total de ipoteze.

O alt strategie de realizare a sincronizrii utilizeaz dou treceri prin ipoteze,prima trecere este rapid i elimin ipotezele cele mai puin probabile, n timp ce adoua trecere dureaz mai mult i are n vedere cele mai probabile ipoteze.

Vom considera un sistem DSSS n banda de baz avnd factorul de mprtiere M.Fie S puterea semnalului recepionat, astfel nct energia pe bit la recepie este:

b bE ST (3.5.1)

unde bT este durata bitului. Puterea zgomotului Neste legat de densitatea spectral de

putere a zgomotului0

N prin urmtoarea ecuaie

0N BN (3.5.2)

unde Beste banda semnalului SS n banda de baz. Bse poate exprima n funcie dedurata unui bit, bT , prin urmtoarea ecuaie:

2B

MB

T (3.5.3)

Prin urmare, ntr-un sistem DSSS n banda de baz, raportul0bE N se scrie n

funcie de raportul semnal/zgomot (SNR) prin ecuaia:

0

SNR2

bE M

N (3.5.4)

Vom considera sistemul cu spectru extins din Figura 3.8. La emitor, datele suntmultiplicate cu secvena PN n scopul generrii secvenei de chip-uri transmise, careeste apoi filtrat de un filtru radical de cosinus ridicat.Semnalul filtrat este apoi

Figura 3.7 Densitatea spectral de putere a unei secvene PN.


10/18


transmis pe canal, unde i se adaug zgomotul alb gaussian de densitate spectral deputere

0N . La receptor, semnalul recepionat este filtrat cu un filtru radical de cosinus

ridicat i apoi eantionat cu rata de chip i corelat cu secvena PN a receptorului n

scopul recuperrii datelor.Procesul de sincronizare presupune stabilirea corect a timing-ului secvenei PN dela receptor, astfel nct aceasta s se alinieze cu secvena de la transmisie, cu luarea nconsiderare a ntrzierii de pe canal. Un canal pilot este utilizat n procesul desincronizare. Pe canalul pilot, datele transmise sunt ntotdeauna 0 logic.

Pentru sincronizarea secvenei PN de la recepie, secvena de chip-uri recepionateste corelat cu diverse versiuni ntrziate ale secvenei generate de receptor. Corelaiaa crei rezultat este mai mare determinsecvena PN sincronizat a receptorului.

O sincronizare falsse poate produce atunci cnd secvena PN a receptorului nuare o ntrziere corect. n analiza care urmeaz, ncercm s calculm probabilitateade sincronizare fals, atunci cnd momentul de eantionare este aliniat cu chip-ii

recepionai.Vom presupune un mediu AWGN, avnd densitatea spectral a puterii de zgomot

0N . De asemenea, codul de mprtiere este o secven PN cu valori reale ce are o ratde chip de Mori mai mare dect rata de bit. Fereastra de cutare a sincronizrii cautprintre K ntrzieri distincte separate una de cealalt printr-un chip, astfel nctpunctele de eantionare s fie aliniate temporal la chip. Leste numrul de simboluricare se coreleaz pentru o ntrziere. Vom presupune, de asemenea, c ieirea filtruluiradical de cosinus ridicat este normalizat la 1, atunci cnd este eantionat n punctulfr ISI i n absena zgomotului. Prin urmare, ieirea corelatorului (cu fereastr delungime de L M chip-uri) va avea, n cazul realizri unei alinieri corecte, valoareamedie:

x ML (3.5.5)n prezena zgomotului, variana acesteia va fi (Farag i Elmasry 2002):

2

x

ML

SNR (3.5.6)

Ieirea corelatorului este reprezentat de o variabil aleatoare gaussian Xde mediei varian dat de ecuaiile (3.5.5) respectiv (3.5.6). Atunci cnd sincronizareasecvenei PN este decalat cu un multiplu ntreg de chip-uri, ieirea corelatorului estereprezentat printr-o variabil aleatoare Yde medie nul i varian

Figura 3.8 Problema sincronizrii temporale pentru un sistem de comunicaii DSSS.


11/18


2

y

MLML

SNR (3.5.7)

n Figura 3.9 este reprezentat dependena probabilitii de sincronizare fals deraportul semnal/zgomot, numrul de chip-uri ale secvenei PN i nmrul de ntrzieritestate.

3.5.2 UrmrireaOperaia de sincronizare este capabil numai s sincronizeze secvenele PN alereceptorului i emitorului n uniti ntregi de chip-uri. Pentru a realiza suprapunereafina celor dou secvene PN este necesar operaiunea de urmrire. n plus, urmrireaeste necesar pentru a menine sincronizarea celor dou secvene PN atunci cndterminalul mobil se deplaseaz.

O tehnic uzual de urmrire poart numele de early-late tracking. Figura 3.10reprezint circuitele de early-late tracking utilizate de un sistem cu spectru extins.Aceste circuite constau din trei corelatoare, corelatorul early (avansat), corelatorul late(ntrziat) i corelatorul on-time. De obicei, corelatorul on-time eantioneaz ieireareceptorului la valoarea sa maxim, corelatorul earlyeantioneaz cu secunde nainteiar corelatorul late cu secunde dup corelatorul on-time.

Valoarea maxim a ieirii corelatorului se produce atunci cnd circuitul deeantionare eantioneaz semnalul recepionat n punctul de zero-ISI, iar secvena PN areceptorului este corect sincronizat cu secvena PN ce genereaz semnalul recepionat.Pe msur ce frontul impulsului de eantionare ncepe s avanseze sau s ntrzie n

Figura 3.9 Dependen probabilitii de sincronizare fals de0bE N . Limea

ferestrei de cutare a sincronizrii este de 30 chip. Eantioanele suntperfect aliniate cu chip-urile.


12/18


raport cu valoarea optim, nivelul semnalului de ieire a corelatorului ncepe s sereduc. Dac acest impuls de eantionare va devia cu un chip sau mai mult de lavaloarea sa corect, atunci ieirea corelatorului va deveni nul (zgomot aleator).

Figura 3.11 (a) prezint relaia dintre momentul de eantionare i nivelul ieiriicorelatorului. De observat c nivelul semnalului de ieire a corelatorului este simetricn jurul valorii sale de vrf. Corelatorul on-lineeantioneaz semnalul recepionat lamomentul optim, ceea ce produce valoarea de vrf a ieirii corelatorului. Corelatoareleearly i late produc acelai nivel la ieire datorit simetriei funciei de transfer. Prinurmare, diferena dintre ieirile corelatoarelorearlyi lateeste nul i nu se aplic nicio corecie asupra clock-ului eantionatorului.

Figura 3.11 Nivelul semnalelor de ieire a corelatoareloron-time, early i late: (a)Corelatorul on-timeeantioneaz semnalul recepionat la momentuloptim, (b) i (c) Eantionarea corelatorului on-timentrzie/ avanseazcu secunde.

Figura 3.10 Circuite de urmrire Early Late Tracker.


13/18


Dac corelatorul on-time eantioneaz semnalul recepionat cu secunde dupmomentul optim, aa cum arat Figura 3.11 (b), ieirea corelatorului early este maimare dect ieirea corelatorului late. Prin urmare, diferena celor dou ieiri fiindnegativ, are drept consecincreterea frecvenei de tact (clock) n sensul reducerii lui i forarea nivelului ieirii corelatorului on-timectre valoarea maxim. Cazul contrareste ilustrat de Figura 3.11 (c): nivelul ieirii corelatorului late este mai mare dect alieirii corelatorului early. Acum, diferena negativ a ieirilor ncetinete tactul nsensul reducerii valorii lui .

3.5.3Controlul puteriiProblema deteciei unor semnale slabe pe fondul unor interferene puternice poateprovoca o degradare important a performanelor sistemului CDMA. Aceastproblem, denumit i problema aproape-departeapare tipic pe comunicaia de date nsens invers (uplink), atunci cnd terminalele mobile sunt mprtiate aleator ninteriorul celulei. Dac tuturor terminalelor mobile li s-ar permite s transmit cuacelai nivel de putere, terminalele mai apropiate de staia de baz vor avea un nivel deputere mai mare dect terminalele apropiate de marginile celulei. Acest fenomen, larndul su, afecteaz capacitatea sistemului.

Pentru a diminua efectul problemei aproape-departe, n sistemele CDMA seutilizeaz controlul puterii, astfel nct puterea semnalul recepionat la staia de bazdin partea oricrui terminal mobil s fie aproximativ constant indiferent de pozi iaterminalului n celul. Se urmrete astfel maximizarea capacitii sistemului.Controlul puterii de emisie trebuie s aib o gam dinamic larg de la 80 pn la

100dB, pentru a se putea adapta la variaiile puterii recepionate datorate distaneivariabile pn la staia de baz i efectelor de umbrire.

Exist dou ci de realizare a controlului puterii. Prima este o tehnic de bucldeschis, n care nivelul puterii este controlat numai de terminalul mobil. Terminalulmobil determin intensitatea semnalului pe legtura direct (downlink), utilizndaceasta pentru a calcula pierderile de propagare dintre staia de baz i terminalulmobil in consecin, puterea necesar a fi transmis de ctre terminalul mobil pentrua realiza un anume raport semnal/interferen (

0bE I ) n receptorul staiei de baz.

Totui, controlul puterii n bucl deschis nu este suficient de eficient, pentru cprin acest procedeu determinarea puterii semnalului recepionat de staia de baz poatevaria cu civa decibeli. O explicaie este dat de faptul c pierderile de propagare pe

calea direct i pe calea invers nu sunt identice, pentru c aceste dou ci lucreaz lafrecvene diferite. Mai mult, diversitatea de recepie ar putea fi utilizat n uplinknu in downlink.

Pentru a depi aceste dificulti, se utilizeaz controlul puterii n bucl nchis.n acest caz controlul puterii este efectuat la staia de baz.. Dup ce staia de bazstabilete c raportul

0bE I al unui utilizator particular este peste sau sub un anumitprag, ea transmite o instruciune terminalului mobil s micoreze respectiv s mreascputerea proprie cu dB.


14/18

3.6 Consideraii cu privire la proiectarea terminalelor de comunicaii13

3.6 Consideraii cu privire la proiectareaterminalelor de comunicaii

Mediul n care se desfoar comunicaiile wireless, ndeosebi n zonele urbane, poatefi declarat ca fiind ostil acestora ntruct impune constrngeri severe asupraproiectrii terminalelor de comunicaii. Poate cea mai important constrngere estespectrul de frecven limitat alocat fiecrui utilizator (de exemplu 200 kHz n GSM).Din teorema lui Shannon, aceasta se reflect ntr-o rat limitat a informaiei,impunnd utilizarea unor metode sofisticate de codare, compresie i modulaie chiar ipentru semnale vocale.

Banda de frecven ngust care este disponibil fiecrui utilizator influeneazntr-o msur important proiectarea circuitelor RF. Dup cum descrie Figura 3.12,emitorul utilizeaz modulaie de band ngust, amplificare i filtrare pentru a evitascurgerile pe canalele adiacente iar receptorul trebuie s fie capabil s procesezesemnalul de pe canalul ales, rejectnd puternic n acelai timp, perturbaiile prezente pecanalele adiacente de frecven.

Pentru a nelege mai bine ct de dificil este rejecia interferenelor, vompresupune c receptorul pe 900 MHz utilizeaz un filtru trece -band pentru a selectacanalul dorit de 30 kHz, rejectnd n acelai timp canale adiacente situate la 60 kHz defrecvena de acord (Figura 3.13). Dac s-ar folosi un filtru simplu LC de ordinul doi

Figura 3.12 (a) Blocul de emisie i (b) blocul de recepie a unuiterminal de comunicaii wireless.


15/18


pentru a asigura atenuarea de 60dB la 45 kHz de frecvena central, atunci factorul decalitate echivalent al acestuia Qar trebui s aib o valoare de ordinul a 107, o valoaredificil de atins chiar dac filtrul ar fi realizat cu dispozitive SAW (unde acustice desuprafa). Trebuie de asemenea observat c filtrele tipice pasive au tendina ca pentruun factor de calitate Qmai ridicat s aib i atenuarea mai mare (Razavi 1998). Pe dealt parte se tie c un circuit care atenueaz, amplific n aceiai msur factorul dezgomot a etajului urmtor. De exemplu, dac n Figura 3.12 (b), filtrul FTB are oatenuare de 2dB iar amplificatorul LNA o figur de zgomot de 2dB, atunci figura dezgomot a ntregului circuit este de 4dB. Astfel, alegerea FTB este guvernat att denecesitatea rejectrii semnalelor din afara benzii de trecere ct i de valoarea atenuriisale n banda de trecere, cea de a doua valoare fiind parametrul critic n ecuaie.

Trebuie de asemenea fcut distincia ntre band i canal: primul termendesemneaz ntregul spectru de frecven n care utilizatorilor li se permite scomunice (de exemplu banda de recepie GSM se ntinde ntre 935 MHz i 960 MHz),n timp ce al doilea termen se refer la banda de frecven pe care o ocup un singurutilizator n sistem (n cazul GSM, 200kHz). Vom utiliza termenii alegerea benzii ialegerea canalului pentru operaiunile care rejecteaz perturbaii situate n afarabenzii de comunicaii, respectiv pentru rejectarea perturbaiilor situate n afaracanalului. Calculul lui Q fcut anterior, indic faptul c un FTB practic poate sselecteze numai banda de interes, amnnd sarcina selectrii canalului pentru o altetap a recepiei (Figura 3.14).

Figura 3.14 Performanele ipotetice cerute unui filtru de canal pe

frecvena de 900 MHz.

Figura 3.13 Selecia benzii de frecven prin filtrare la intrarea unui receptor.


16/18


Banda de tranziie a FTB de la intrarea unui terminal de comunicaii (vezi Figura3.12) este finit aa cum evideniaz Figura 3.15. Din figur se observ c rejeciafiltrelor la un offset de 20 MHz n raport cu banda de trecere este aproximativ egal cu30dB. Dac apare o perturbaie la frecvena respectiv, ea va fi atenuat cu numai30dB, o valoare critic n proiectarea att a receptorului ct i a sintetizorului defrecven.

Semnalul recepionat este acompaniat, chiar i dup trecerea sa prin FTB desemnale perturbatoare de amplitudine important situate n banda de frecvenerecepionat. n aceste condiii, nelinearitile etajelor urmtoare ale receptorului, nspecial ale amplificatorului LNA i mixerului devin eseniale. Figura 3.16 ilustreazmodul n care nelinearitile de ordin impar dau natere la produse de intermodulaiecare apar pe frecvena canalului recepionat. ntruct, distorsiunile de nelinearitate deordinul trei sunt dominante n acest caz, punctul de intercepie IP3 a fiecrui etajtrebuie s fie suficient de mare pentru a evita distorsionarea semnalului de produsele deintermodulaie. Efectul distorsiunilor de amplitudine asupra semnalului este important,chiar dac acesta este modulat MF sau MP, ntruct punctele de trecere prin zero alesemnalului dorit sunt i ele afectate de produsele de intermodulaie.

Atenuarea filtrului FTB de la ieirea emitorului afecteaz de asemeneafuncionarea sistemului de comunicaii. Dac amplificatorul de putere genereaz 1W,atunci o atenuare de 2dB a filtrului determin o pierdere de putere de 370mW, mai

Figura 3.15 Caracteristica de frecven a filtrelor FTB de la intrarea unuiterminal de comunicaii.

Figura 3.16 Efectul nelinearitilor etajelor de intrare n receptor.


17/18


mult dect puterea consumat de tot receptorul terminalului. FTB trebuie s aibe oatenuare minim n banda de trecere i, de asemenea, trebuie s suprime componenteleparazite i armonicele situate n interiorul i exteriorul benzii semnalului transmis.

Observaiile anterioare dezvluie importana pe care o are controlul spectrului defrecven a ieirii terminalului prin alegerea judicioas a metodei de modulaie i aamplificatorului de putere. Produsele de intermodulaie create de amplificatorul deputere n exteriorul canalului nu pot fi suprimate de FTB, deci trebuie s rezulte dinproiectare acceptabil de mici.

O cerin important n proiectarea terminalelor se refer la gama dinamic asemnalelor (Razavi 1998). n condiiile unei propagri multipath i a atenurii depropagare, gama dinamic a semnalului recepionat depete 100dB. ntruct

amplitudinea semnalului minim detectabil este de ordinul microvolilor, nu numaizgomotul de la intrarea receptorului ci i diafonia (cross-talk) devin critice. Unexemplu interesant n acest sens l dau sistemele de comunicaii FDD (Frequency-Division Duplexing) atunci cnd se ia n considerare atenuarea finit a semnalulu iemitorului n banda de frecven a receptorului. Dup cum evideniazFigura 3.17,dac amplificatorul de putere de la emisie furnizeaz 1W n antena de impedan 50,excursia de tensiune vrf la vrf n anten atinge 20V. Atunci, caracteristicileduplexorului din Figura 3.15 indic c scurgerile de tensiune la intrarea receptoruluisunt de ordinul a 30mVvv( -26dBm). Avnd n vedere c punctul de compresie la 1dBa amplificatorului LNA este de aproximativ -25dBm, scurgerile de semnal din antenpot conduce la desensibilizarea LNA. n cazul sistemului GSM aceast situaie esteevitat prin decalarea n timp a slot-urilor de emisie i recepie, dar n cazul

standardului FDD analogic AMPS este necesar o izolaie puternic.La extrema opus a gamei dinamice, semnalul de la intrarea receptorului poate

avea, dac acesta este apropiat de emitor, amplitudini de ordinul sutelor de mV. ntimp ce amplitudinea semnalului nu este critic n cazul semnalelor modulate MF sauMP, receptorul trebuie, chiar n aceste condiii, s proceseze corect semnalul

Figura 3.17 Desensibilizarea amplificatorului LNAde scurgerile de semnal de la ieireaamplificatorului de putere.


18/18


recepionat. Acesta este motivul pentru care n receptoarele terminalelor mobile seutilizeaz controlul automat al amplificrii (AGC Automatic Gain Control).

Ultima chestiune general pe care o abordm se refer la amplificatoarele deputere. n terminalele mobile, amplificatoarele de putere sunt pornite i oprite periodicn scopul economisirii puterii. Totui, curenii importani consumai deamplificatoarele de putere (valori de vrf de ordinul amperilor) introduc un zgomotimens n circuitele de alimentare i, pentru valorile tipice ale impedanei de ieire aunei baterii obinuite, tensiunea furnizat de aceasta se poate modifica cu cteva sutede milivoli. Din acest motiv, imunitatea la zgomot i rejecia perturbaiilor pe liniile dealimentare a tuturor blocurilor componente devine o problem foarte important.

BibliografieP. T. Brady, " A statistical analysis of on--off patterns in 16 conversations," Bell SystemTechnical Journal, vol. 47, pp. 73--91 1968.E. N. Farag i M. I. Elmasry, Mixed Signal VLSI Wireless Design. Circuits and Systems. NewYork: Kluwer Academic Publishers, 2002.J. Holmes, Coherent Spread Spectrum Systems Malabar, FL: Krieger Publishing Company 1982.B. Razavi, RF Microelectronics. Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall PTR., 1998.T. J. Rouphael, RF and Digital Signal Processing for Software-Defined Radio . Burlington, MA:Newnes, 2009.A. J. Viterbi, CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication. New York: Addison-Wesley Publishing Company, 1995.

Circuite specifice comunicaţiilor mobile 03

Documents

Transcript of Circuite specifice comunicaţiilor mobile 03