CAP.4. Conv. Dc-dc Cu Izolare

7/28/2019 CAP.4. Conv. Dc-dc Cu Izolare

1/43

110

Capitolul 4

CONVERTOARE DE CURENT CONTINUUCU IZOLARE GALVANIC

4.1. Introducere

n foarte multe aplicaii, i n special n cadrul surselor n comutaie,se impune existena unei izolri galvanice ntre tensiunea de intrare i cea deieire. Aceast izolare se realizeaz prin intermediul unui transformator denalt frecven de dimensiuni reduse.

Izolarea galvanic este necesar att din motive de electrosecuritate,ct i din motive de compatibilitate electromagnetic. Prin aceast izolare, seevit ca potenialul ridicat fa de pmnt s ajung la ieirea care are potenialflotant i care poate fi i ea conectat la pmnt din considerente de protecie.n ceea ce privete compatibilitatea electromagnetic prin izolare, se evitformarea unor bucle de mas supuse unor fluxuri magnetice variabile, care ar

putea induce cureni de circulaie total nedorii i cu efecte perturbatoare.Izolarea galvanic este benefic i n cazul cnd tensiunea de ieire

este mult diferit de cea de intrare. Utiliznd un raport de transformarejudicios, se poate face ca plaja de lucru a factorului de umplere al convertoruluis fie optim.

Izolarea galvanic este absolut necesar i n cazul surselor caretrebuie s asigure mai multe tensiuni de ieire, de valori apropiate sau diferite,care trebuie s alimenteze circuite complet separate galvanic.

Oricare din schemele convertoarelor prezentate n capitolul 3 poate fimodificat astfel nct s poat fi realizat cu izolare galvanic. Vom prezentans n acest capitol doar schemele cele mai folosite n practic.


2/43

111

4.2. Convertorul forward de curent continuu

Acesta este de fapt o variant de convertor cobortor cu separaregalvanic. Schema convertorului este dat n Fig. 4.1. Transformatorul denalt frecven, de separare galvanic, are 3 nfurri n1, 1n i n2 ( 11 nn = ).

nfurrile n1 i 1n trebuie s aib un cuplaj magnetic foarte strns i, din

acest motiv, ele se realizeaz prin bobinare bifilar, trebuind s aib acelai

numr de spire.Analiza convertorului se va face considernd din nou toate

componentele de circuit ideale. Capacitatea C se va considera foarte mare,astfel nct tensiunea V2 s poat fi presupus constant pe o perioad T, iar ncircuitul echivalent al transformatorului se va ine cont doar de inductana demagnetizare a sa:

=

21nLm (4.1)

n care reprezint reluctana miezului transformatorului. n funcionareaconvertorului trebuie considerate 3 intervale de timp distincte. Tranzistoarelese comand s conduc la saturaie pe intervalul [ ]dT0,t i s fie blocate peintervalul [ ]TdT,t .

a) intervalul I, [ ]dT0,t . Tranzistorul Q fiind saturat, tensiunea labornele nfurrii n1 are polaritatea fr paranteze i valoarea V1. innd contde nceputuri, tensiunile induse n nfurrile 1n i n2 vor avea polaritatea fr

paranteze i respectiv valorile V1i .Vn

n1

1

2 Ca urmare, circuitul echivalent va fi

cel din Fig. 4.2, iar pe baza sa se pot scrie relaiile:

,211

2 VVn

nvL = [ ]dTt ,0 (4.2)

,1

1211

2DLmL itVV

n

n

LIi =

+= [ ]dTt ,0 (4.3)

Dioda D2 este blocat, fiind polarizat invers de tensiunea :

11

222 V

n

nVv RRMDD == , [ ]dTt ,0 (4.4)

iar dioda D3 este, de asemeni, blocat fiind polarizat invers cu :

133 2VVv RRMDD == , [ ]dTt ,0 (4.5)


3/43

112

Fig. 4.3. Circuitul echivalent pentru intervalul II, [ ]dT,2dTt .

2V+

Li

1D

D1i

2n

2I

R

L

D2i2D C

+

+

1n

3D

D3i

1V

Q

+

++ Qi

1n

Lv

)(+

)( )(+

)()(

)(+

Fig. 4.1. Schema convertorului forward .

Fig. 4.2. Circuitul echivalent pentru intervalul I, [ ]dT0,t .

Li

Lv

+

C+

+

+

1V 1V

Qv

mL

mi

mLv

11

2 Vn

n

D1v

D2iD3i 2I

R 2V

Li

Lv

C+

+

1V1

1

2 Vn

nD2v

D1i

+

2I

R 2Vmi

L1

2 in

n

Qi

+

1V

mLD3v

Fig. 4.4. Circuitul echivalent pentru intervalul III, [ ]T2dT,t .

+

Li

Lv

C+

D1v

D2i2I

R 2V

Qv

1V

D3v


4/43

113

Inductanei de magnetizare i se aplic tensiunea V1, deci va fi

parcurs de curentul :

tL

Vi

mm

1= , dTL

Vi

mm

1max)( = , [ ]dTt ,0 (4.6)

ntruct nfurarea secundar n2 este parcurs de curentul iL, curentulreflectat n nfurarea primar va fi ,i

n

nL

1

2 astfel c prin tranzistor va trece

curentul :

L

tVV

n

n

n

nI

n

nt

L

Vi

n

nii Lm

mLmQ

++=+= 21

1

2

1

2

1

21

1

2 , [ ]dTt ,0 (4.7)

b) intervalul II, [ ]dT,2dTt . n momentul dT tranzistorul Q secomand s comute invers i, ca urmare, tensiunile induse n nfurriletransformatorului i vor inversa polaritile. Tensiunea indus n 1n determin

intrarea n conducie a diodei D3, tensiunea indus n n2 determin blocareadiodei D1, iar curentul meninut de inductana L se va nchide prin circuitul desarcini dioda D

2. Ca urmare, circuitul echivalent corespunztor celui de al

doilea interval de timp este cel din Fig. 4.3. Aadar, se pot scrie relaiile:

2VvL = , [ ]TdTt , (4.8)

( )dTtL

VIi LML =

2 , [ ]TdTt , (4.9)

1Vv mL = ;

==21nLL mm ; ( )dTt

L

VdT

L

Vii

mmDm ==

113

[ ]dTdTt 2, (4.10)Acum, se observ foarte clar rolul nfurrii .n1 Prin intermediul ei i

al diodei D3, se realizeaz descrcarea energiei nmagazinate n miezultransformatorului. Dac aceast nfurare ar lipsi, la blocarea tranzistorului Qs-ar induce n nfurri tensiuni de valori inacceptabil de mari.

Tensiunea care se aplic ntre colectorul i emitorul tranzistorului Qeste:

12VVv QRMQ == , [ ]dTdTt 2, (4.11)

iar tensiunea care se aplic diodei D1este:


5/43

114

11

21 V

n

nvD = , [ ]dTdTt 2, (4.12)

c) intervalul III, [ ]T2dT,t . Din relaia ( 4.10 ), se constat c,pentru 2dTt = , curentul de magnetizare se anuleaz ( 0im = ). ncepnd cu

acest moment nemaiexistnd flux prin miez, toate tensiunile induse nnfurrile transformatorului se anuleaz, iar dac rezistena acestora seconsider nul, ele devin simple conexiuni. Se ajunge la circuitul echivalentdin Fig. 4.4 pentru care :

1VvQ = , 13 VvD = , 01 =Dv , [ ]dT,Tt 2 (4.13)

Tensiunea vL i curentul D2L ii = vor continua s fie date de relaiile (4.8) i

(4.9).

QdT dT T

LiLMI

LILmI

D1L ii = D2L ii =

0

t

tmi D3m ii =

dTL

V

m

1

0t

dTL

VI

n

n

m

1LM

1

2 +Lm

1

2 In

nQi

0

t

1V12V

0

Qv

t

211

2

VVn

n

2V2-V

Lv

0

dT 2dT Tt

Fig. 4.5. Formele de und ale mrimilor care intervin n funcionarea convertoruluiforward.


6/43

115

Pentru deducerea caracteristicii de reglaj a convertorului, se va folositot relaia 0,VLavr = ceea ce echivaleaz cu egalitatea ariilor haurate din Fig.

4.5, deci :

( )TdVdTVVn

n=

1221

1

2 , dn

n

V

V

1

2

1

2 = (4.14)

Este relaia ntlnit la convertorul cobortor nmulit cu raportul de

transformare. Cum raportul de transformare1

2

n

npoate fi orict de mare,

denumirea de convertor cobortor nu mai este adecvat. Denumirea deconvertor forward provine din faptul c transferul de energie ctre circuitulde sarcin se face pe intervalul de timp pe care tranzistorul este comutat direct.

ntruct curentul mediu prin condensatorul C este nul, curentul mediuprin inductorul L se va calcula cu relaia :

R

dV

n

n

R

VIIL

1

1

222 === (4.15)

Riplul curentului prin inductor se obine din relaia (4.3) prinparticularizarea dT,t = LML Ii = :

dTdV

n

nV

n

n

L

II LmLM

+= 1

1

21

1

21

( )Lf

Vdd

n

nIIi LmLML

1

1

2 1== (4.16)

Curentul maxim repetitiv prin tranzistor se calculeaz cu relaia :

( )

( )fL

dV

Lf

Vdd

n

n

R

dV

n

n

ii

n

nI

n

nI

m

mL

LQRM

11

2

1

21

2

1

2

max1

2

1

2

2

1

2

+

+

=

=+

+=

(4.17)iar curentul mediu prin tranzistor :

( ) dTidTIn

nTI mLQavr max

1

2

21+=

+

=+

=

mm

QavrLRn

nVd

L

Vd

R

Vd

n

nI

2

11

2

2

1

21

212

122

1

2 (4.18)


7/43

116

iar solicitarea n tensiune a tranzistorului este 2V1, conform ( 4.11 ).Solicitrile n curent i n tensiune pentru dioda D1 sunt:

( )

+=

+=

+=

Lf

d

RdV

n

n

Lf

Vdd

n

n

R

dV

n

niII LLRMD 2

11

2

1

2 11

21

1

21

1

21

(4.19)

R

Vd

n

ndII LavrD

12

1

21 == (4.20)

11

21 V

n

nV RRMD = (4.21)

Solicitarea n curent pentru dioda D2 este:

+==

Lf

d

RdV

n

nII RMDRMD 2

111

1

212 (4.22)

( ) ( )R

Vdd

n

nIdI LavrD

1

1

22

11

== (4.23)

iar solicitarea n tensiune este dat de relaia (4.4).Solicitrile n curent ale diodei D3 sunt :

( ) dTL

ViI

m

mRMD1

max3 == (4.24)

( ) ,2

1max3 dTiTI mavrD =

m

avrDL

dVI

2

21

3 = (4.25)

Solicitarea n tensiunea diodei D3 este 2V1,conform (4.5).

Din formelede und din Fig. 4.5 seconstat c, pentru a seasigura demagnetizareamiezului, factorul deumplere maxim este

0,5. n realitate, inndcont i de timpii decomutaie necesari,factorul de umplere se limiteaz la valoarea :

45,0max =d (4.26)

Fig. 4.6. Convertor forward cu dou tranzistoare.

2V

Li

1D

2n

2I

R

L

2D C+

3D

2Q

+

1V

1Q

1n4D

Lv


8/43

117

O alt observaie se refer la modul cum utilizeaz miezul magneticconvertorul forward. Analiznd forma de und a curentului im se constat cavem de-a face cu o excitaie unidirecional a miezului magnetic, cndfuncionarea acestuia se face numai n cadranul I al caracteristicii B-H. Deci,utilizarea miezului este slab.O variant de convertor forward al crui transformator necesit doar dounfurri este prezentat n Fig. 4.6. n acest caz, descrcarea energieinmagazinate n miezul magnetic se realizeaz tot prin intermediul nfurrii

primare n1. Pentru aceasta, au fost necesare dou tranzistoare Q1i Q2i doudiode D3i D4. Circuitul secundar este identic cu cel al convertorului anteriori, ca urmare, solicitrile n curent i n tensiune ale diodelor D1i D2 vor fidate de aceleai relaii (4.19) (4.23) i (4.4).

Tranzistoarele Q1i Q2 se comand simultan, s conduc la saturaiepe intervalul [ ]dT0,t i s fie blocate pe intervalul [ ]TdT,t . Pentruambele tranzistoare, solicitrile n curent rmn cele date de relaiile (4.17),(4.18).

Diodele D3i D4 sunt blocate fiind polarizate invers de tensiunea V1.Pe intervalul [ ]dT,2dTt , conduc diodele D3 i D4 i se produce

transferul energiei nmagazinate n miezul magnetic ctre sursa V1. Solicitrilen curent ale diodelor D3 i D4 sunt aceleai ca ale diodei D3 de la schemaanterioar i se vor calcula cu relaiile (4.24), (4.25). Ct timp conduc celedou diode, tensiunile colector-emitor pe cele dou tranzistoare sunt egale cuV1, deci:

121 VVV RMQRMQ == , 143 VVV RRMDRRMD == (4.27)

n circuitul primar, fa de schema anterioar, se folosesc dou tranzistoare idou diode, deci un numr dublu de componente, dar solicitrile n tensiunesunt de dou ori mai mici. n plus, transformatorul nu are dect dou nfurri.

4.3. Convertorul n contratimp sau push pull

Acesta este o alt variant de convertor cobortor (buck) cu separaregalvanic, schema sa fiind prezentat n Fig. 4.7. Att primarul, ct isecundarul transformatorului de nalt frecven, de separare galvanic serealizeaz cu priz median.Cele dou tranzistoare se comand s conduc la saturaie alternativ, cte unuln fiecare semiperioad, pe un interval de timp egal cu dT. Aadar,funcionarea convertorului va trebui urmrit pe 4 intervale de timp distincte.

a) intervalul I, [ ].dT0,t Tranzistorul Q1 se comand s conduc lasaturaie, iar Q2 este blocat.


9/43

118

Tensiunile de labornele nfurrilorvor avea polaritifr paranteze.Tensiunea indus pe

2n polarizeaz direct

dioda D2 care intr n

conducie. Dioda D1rmne blocat, fiind

polarizat invers cutensiunea :

11

21 2 V

n

nV RRMD = , [ ],dTt 0 (4.28)

Circuitul echivalent al convertorului este cel din Fig. 4.8.Tensiunea pe inductorul L are valoarea :

211

2 VVn

nvL = , [ ],dTt 0 (4.29)

iar curentul prin inductor, ca i prin dioda D2, este :

,1

211

22 tVV

n

n

L

Iii LmDL

+== [ ]dT0,t (4.30)

Curentul iLse va reflecta n

primar cu valoarea

L1

2 in

n.

Considerndcircuitul echivalental transformatoruluiformat numai dininductanade magne-tizare Lm,

=

2

1nLm

(4.31) reprezentnd reluctana circuitului magnetic al transformatorului, curentulde colector al tranzistorului Q1 va fi :

Fig. 4.7. Convertorul n contratimp sau push pull.

+

+

2Q

)(+

)(

)(+

)(

+

1Q

Q1v

Q2v

1n

1n

1V+

2n C+ R

2I2V

Lv

L

LiD1i

1D

2D

D2i

D1v

D2v

)(+

)()(+

+ )(2n

Fig. 4.8. Circuitul echivalent al convertorului pe intervalul I,[ ]dT0,t

C+ R

2I2V

Lv

L

Li

D2i

D1v

Lmv

Q1i

+

+

11

2 Vn

n

11

2 Vn

n

L1

2 in

n

+

Q2v

1VmL

+

1V

mi


10/43

119

L1

2

1

in

n+=

=

m

Q

i

i

[ ],dTt 0 (4.32)

Tensiunea labornele inductaneide magnetizare Lmfiind V1, curentulde magnetizare, im ,se va calcula curelaia:

tL

VIi

mmm

1+= , [ ],dTt 0 (4.33)

Introducnd (4.30) i (4.33) n (4.32), obinem :

,1

211

2

1

2

1

211 tVV

n

n

Ln

nI

n

nt

L

VIi Lm

mmQ

+++= [ ],dTt 0 (4.34)

Valoarea maxim acurentului demagnetizare Im seobine din (4.33) prin

particularizareadT,t = ,Ii mm = :

dTL

VI

mm 2

1=

(4.35)Din circuitul din Fig.4.8, se se constat cntre colectorul iemitorul tranzistorului Q2 apare o tensiune :

12 2VV RMQ = (4.36)

Riplul curentului prin inductor se deduce din (4.30) fcndparticularizarea t = dT:

dTVVn

n

LII LmLM

+= 21

1

21

Fig. 4.9. Circuitul echivalent al convertorului pe intervalul II,

2

TdT,t .

+

Q2v

1V 2n C+ R

2I2V

Lv

L

LiD1i

D2i2n

Q1v

mi

Fig. 4.10. Circuitul echivalent al convertorului pe intervalul III,

.2

,2

Tt

+ dT

T

C+ R

2I2V

Lv

L

LiD1i

D2v

+

+

11

2 Vn

n

11

2 Vn

nLmvQ2i

L1

2 in

n

Q1v

1V

mL

1V

mi+

+


11/43

120

== 21

1

2 VVn

n

Lf

dIIi LmLML (4.37)

b) intervalul II, .2

TdT,t

Pe acest interval, ambele tranzistoare se

comand s rmn

blocate. Inductana Lmenine circulaiacurentului iL, care se vanchide prin circuitul desarcin i nfurriletransformatorului.Totodat, circuitul fiindsimetric, curentul iL seva distribui uniformctre cele dou diode,astfel c ambele se vorgsi n conducie. Deci,nfurrile n2i 2n sunt

conectate n scurtcircuit i, ca urmare, tensiunea pe toate infurrile va fi nul.Se formeaz circuitul echivalent din Fig. 4.9, n care se observ foarteclar traseul de nchidere a curentului de magnetizare .im Deoarece tensiunea de

pe cele dou nfurri este nul, avem:

.02 constidt

diL m

mm ==

2

TdT,t (4.38)

Valoarea curentului mi se obine din conservarea fluxului prin miez, adic:

mm inIn = 21 2 , ,42221

2

11

2

1

2

1

fL

dV

n

ndT

L

V

n

nI

n

ni

mmmm ===

2

TdT,t

(4.39)Tensiunea la bornele inductorului L este :

,2VvL =

2

T

dT,t (4.40)deci curentul prin inductor va fi dat de relaia :

( ),2 dTtL

VIi LML =

2

TdT,t (4.41)

Fig. 4.11. Circuitul echivalent al convertorului pe

intervalul IV, .,2

t

+ TdT

T

+

Q2v

1V 2n C+ R

2I

2V

Lv

L

LiD1i

D2i

2n

Q1v

mi


12/43

121

Conform observaiei anterioare i circuitului echivalent din Fig. 4.9,rezult urmtoarele expresii ale curenilor prin diode :

( ) ,422

1

2

1 1

2

121

fL

dV

n

ndTt

L

VIiii

mLMmLD +=+=

2

TdT,t

(4.42)

( ) ,422

1

2

1 1

2

122

fL

dV

n

ndTt

L

VIiii

mLMmLD ==

2

TdT,t

(4.43)Tensiunile colector emitor ale celor dou tranzistoare sunt:

,121 Vvv QQ ==

2

TdT,t (4.44)

c) intervalul III, .dT2

T,

2

Tt

+ Pe acest interval, se comand s

conduc la saturaie tranzistorul Q2, iar tranzistorul Q1 rmne blocat.Tensiunile pe nfurrile transformatorului au acum polaritile din parantez,deci dioda D1 ncepe s conduc, iar dioda D2 rmne blocat, fiind polarizatinvers de tensiunea:

,2 1

1

22 V

n

nv RRMD =

+ dT

T,

Tt

22(4.45)

Circuitul echivalent al convertorului este cel din Fig. 4.10.Tensiunea la bornele inductorului L are din nou valoarea dat de ( 4.29 ), iarcurentul prin inductor, ca i curentul prin dioda D1, este cel dat de ( 4.30 ), doar

c intervalul de timp este acum .dT2

T,

2

Tt

+

Tensiunea la bornele inductanei de magnetizare fiind acum:

,1VvLm =

+ dT

T,

Tt

22(4.46)

curentul de magnetizare va fi dat de relaia :

,2

1

=

Tt

L

VIi

mmm

+ dT

T,

Tt

22(4.47)

Curentul de colector al tranzistorului Q2 va fi:=+= LmQ i

n

nii

1

22


13/43

122

,2

1

2 211

2

1

2

1

21

++

+=

TtVV

n

n

Ln

nI

n

nTt

L

VI Lm

mm

+ dT

T,

Tt

22(4.48)

De fapt, se obine aceeai form de und ca a curentului iQ1 de pe intervalul I.Tensiunea colector emitor ce se aplic tranzistorului Q1 este:

,2 11 VV RMQ =

+ dT

T,

Tt 22 (4.49)

d) intervalul IV, .TdT,2

Tt

+ Din nou, ambele tranzistoare se

comand s rmn blocate, iar curentul inductorului iL,distribuindu-se egal pecele dou diode va determina conducia lor simultan. Se formeaz circuitulechivalent din Fig. 4.11, care se deosebete de cel din Fig. 4.9 doar prin sensulde nchidere a curentului .im Valoarea acestui curent este tot cea dat de

(4.39). i curentul prin inductor va fi tot cel dat de (4.41), doar c intervalul detimp este modificat. Curenii prin diode vor fi acum:

,4222

1

2

1 1

2

121

fL

dV

n

ndT

Tt

L

VIiii

mLMmLD

==

+ dT,T

Tt

2

(4.50)

,4222

1

2

1 1

2

122

fL

dV

n

ndT

Tt

L

VIiii

mLMmLD +

=+=

+ dT,T

Tt

2

(4.51)Pe baza relaiilor specifice celor 4 intervale de timp, s-au dat, n Fig.

4.12, formele de und ale mrimilor care intervin n funcionarea convertoruluin contratimp.Deoarece VLavr = 0, ariile haurate n forma de und a tensiunii vL sunt egale,deci:

=

dT

TVdTVV

n

n

2221

1

2 , dn

n

V

V2

1

2

1

2 = ( 4.52 )

Spre deosebire de convertorul cobortor, n caracteristica de reglaj aconvertorului n contratimp intervin att raportul de transformare, ct ifactorul de umplere amplificat cu 2, dar:

45,0max =d (4.53)


14/43

123

Deoarece curentul mediu printr-un condensator ideal n regimpermanent este nul, valoarea medie a curentului prin inductor este:

R

dV

n

n

R

VIIL

1

1

222

2=== (4.54)

Introducnd (4.52) n (4.37), obinem urmtoarea expresie a riplului

Fig. 4.12. Formele de und ale mrimilor care intervin n funcionareaconvertorului n contratimp.

dT T

LiLMI

LILmI

D1L ii =

D2L ii =

mi

LM1

2 In

n

Lm

1

2 I

n

n

1Qi

Q1v

211

2 VVn

n

2-V

Lv

dTdT

2

T+

T t

2Q

1Q

dT

Li

mI+

mI

mLm1

2

IIn

n

2Qi

mI

mI

m2

1 I2n

nm

2

1 I2n

n

Li

Li2

1

m2

1 I2n

nm

2

1 I2n

nLi2

1LMILmI

12V

1V

12V

1VQ2v

2

T

t

t

t

t

t

t

t

t

t


15/43

124

curentului prin inductan:

( )Lf

Vdd

n

niL

1

1

2 21= (4.55)

care admite un maxim pentru4

1d = de valoare:

Lf

V

n

niL 8

)( 1

1

2max = (4.56)

Ultimele dou relaii pot fi folosite pentru dimensionarea inductanei L.Curenii maximi repetitivi prin diode sunt:

+

+==

++=+==

fLLf

d

RdV

n

nII

iiIiIII

m

RMDRMD

mLLMLMRMDRMD

4

1

2

212

,2

1

11

221

21

(4.57)

iar curenii medii:

R

Vd

n

ndIII LavrDavrD

12

1

221

3

2

3=== (4.58)

Tensiunile inverse maxime repetitive ce se aplic diodelor:

11

2

21 2 Vn

n

VV RRMDRRMD==

(4.59)Curenii maximi repetitivi prin tranzistoare sunt:

fL

dV

fL

d

RdV

n

nII

IiIn

nII

n

nII

mm

RMQRMQ

mLLmLMRMQRMQ

22

212

2

1

11

2

1

221

1

2

1

221

+

+

==

+

+=+==

(4.60)

iar valorile medii ale curenilor de colector ai tranzistoarelor sunt date derelaia:

R

Vd

n

ndIII LavrQavrQ

12

1

221

2=== (4.61)

Tensiunea maxim repetitiv pe tranzistoare este 2V1 . n circuitelepractice, se conecteazi dou diode antiparalele pe tranzistoare care au rolulde a asigura o cale de circulaie a curentului datorat fluxului de scpri altransformatorului.

Diferenele interne ntre cele dou seciuni ale transformatorului intre parametrii tranzistoarelor conduc la un dezechilibru al curenilor de


16/43

125

colector maximi repetitivi, care pot fi eliminat utiliznd un reglaj al curentuluiprin tranzistoare (current mode control). Analiznd forma de und a curentuluide magnetizare im din Fig. 4.12 se constat c, la convertorul n contratimpexist o utilizare mult mai bun a miezului magnetic al transformatorului,deoarece se folosete excitaia bidirecional, cnd funcionarea se face ncadranele I i III ale caracteristicii B-H.

4.4. Convertorul n punte i n punte semicomandat

Schema convertorului n punte este dat n Fig. 4.13. Denumireaconvertorului provine din faptul c primarul transformatorului se conecteaz lasursa V1 prin intermediul unei puni de tranzistoare. Circuitul secundar esteidentic cu cel alconvertorului n contratimp.De fapt, i funcionarea esteasemntoare. Prin folosireaunui numr numr dublu detranzistoare, poate exista osingur nfurare primar,evitndu-se neajunsurilelegate de diferenele dintre

cele dou seciuni.Pe intervalul [ ]dT0,t ,tranzistoarele Q1 i Q2 secomand s conduc lasaturaie, Q3i Q4 se menin blocate, iar pe nfurrile transformatorului apartensiuni cu polaritatea fr paranteze. n circuitul secundar, conduce dioda D1,iar D2, ete blocat fiind polarizat invers. Tensiunile colector-emitor petranzistoarele Q3i Q4 sunt:

143 VVV RMQRMQ == (4.62)

Se observ c solicitarea n tensiune a tranzistoarelor este jumtate din valoareaexistent la convertorul n contratimp.

Pe intervalul

2

TdT,t , toate tranzistoarele sunt blocate i conduc

ambele diode D1 i D2 , iar pe intervalul

+ dT

2

T,

2

Tt se comand s

conduc la saturaie tranzistoarele Q3 i Q4 iar Q1i Q2 rmn blocate. Acum,tensiunile pe nfurrile transformatorului au polaritile din paranteze, deci n

Fig. 4.13. Schema convertorului n punte.

+

2n C R 2VL1D

2D

)(+

)()(+

+ )(2n

+

2Q

)(

)(+

+

1Q

1n1V

3Q

4Q


17/43

126

circuitul secundar va conduce dioda D2i va fi blocat dioda D1. Tensiunilecolector emitor ce se aplic tranzistoarelor Q1i Q2 sunt:

121 VVV RMQRMQ == (4.63)

n fine, pe intervalul

+ TdT,

2

Tt , din nou sunt blocate toate tranzistoarele

i conduc D1 i D2, apoi funcionarea se repet. Solicitrile n tensiune i ncurent ale diodelor D1 i D2 sunt aceleai ca la convertorul n contratimp.

Solicitrile n curent ale tranzistoarelor Q1 - Q4 sunt aceleai ca aletranzistoarelor Q1 i Q2 de la convertorul n contratimp. i caracteristica dereglaj a convertorului n punte este aceeai ca la convertorul n contratimp:

,21

2

1

2 dn

n

V

V= 45,0max =d (4.64)

Dezavantajul convertorului n punte este acela c folosete 4 tranzistoare, iar 2cte 2 se comand simultan, ceea ce complic ntr-o msur schema decomand. Avantajele convertorului provin din faptul c este necesar o singurnfurare primari c solicitrile n tensiune ale tranzistoarelor nu depescvaloarea V1, deci jumtate din solicitarea n tensiune a tranzistoarelorconvertorului n contratimp.Schema convertorului n semipunte este dat n Fig. 4.14. Denumireaconvertorului provine din faptul c doar un bra al punii este realizat cutranzistoare, cellalt bra fiind un divizor capacitiv realizat cu doucondensatoare de capaciti egale:

21 CC = (4.65)

Tensiunile la bornele celor dou condensatoare vor fi deci egale cu2

V1 .

Tranzistoarele Q1 i Q2 se comand exact ca la convertorul n contratimp.Astfel, pe intervalul

[ ]dT0,t , Q1 conduce lasaturaie i Q2 este blocat,tensiunile pe nfurriletransformatorului voravea polaritile fr

paranteze, deci vaconduce dioda D2, dar,spre deosebire deconvertorul n contratimpi n punte, pe onfurare cu n1 spire se Fig. 4.14. Schema convertorului n semipunte.

+

2n C R 2VL1D

2D

)(+

)()(+

+ )(2n

+2Q

)(

)(++ 1n1V

3Q+

+

2

V1

2

V1 1C

2C


18/43

127

va aplica tensiunea2

V1 i nu V1. n rest, funcionarea rmne neschimbat.

Caracteristica de reglaj a convertorului este:

,21

2

1

2 dn

n

V

V= 45,0max =d (4.66)

Pentrua obine aceeai tensiune la bornele sarcinii,V2, la acelai factor de

umplere, d, raportul de transformare1

2

n

ntrebuie s

fie dublu, deci solicit

rile n

tensiune, ca i n curent, ale diodelor D1 i D2 rmn aceleai ca n cazulconvertoarelor n contratimp i n punte. Solicitrile n tensiune aletranzistoarelor Q1i Q2 sunt:

121 VVV RMQRMQ == (4.67)

dar, pentru aceeai putere transmis sarcinii, solicitrile n curent aletranzistoarelor sunt practic duble dect n cazul convertoarelor n contratimp in punte.

Avantajul convertorului n semipunte const n faptul c se folosescdoar dou tranzistoare. n final, mai facem observaia c att la convertorul n

punte, ct i la convertorul n semipunte se folosete excitaia bidirecional amiezului, deci, ca i la convertorul n contratimp, utilizarea miezului este bun.

4.5. Convertorul fly back

Acest convertor este, de fapt, convertorul mixt cu separare galvanic.Schema sa este dat n Fig. 4.15, n varianta cu o singur nfurare secundar.Tranzistorul Q se comand s conduc la saturaie pe intervalul [ ]dT0,t is fie blocat pe intervalul [ ]TdT,t . Aadar, funcionarea convertoruluitrebuie analizat pe dou intervale distincte de timp.

a) intervalul I, [ ].dT0,t Deoarece Q conduce la saturaie,presupunnd aceleai condiii simplificatoare, pe nfurarea n1 se va aplicatensiunea V1 cu polaritatea fr paranteze. n nfurarea n2, se va induce o

tensiune cu polaritatea fr paranteze, de valoare .Vn

n1

1

2 Dioda D, fiind

polarizat invers, va fi blocati se formeaz circuitul echivalent din Fig. 4.16,n care inductanele cuplate magnetic L1i L2 au valorile:

=

21

1

nL ,

=

22

2

nL (4.68)


19/43

128

, fiind reluctana circuitului magnetic. Tensiunile la bornele inductanelor auvalorile :

11 VvL =

1

1

22 V

n

nv

L=

[ ],dTt 0 (4.69)

deci tensiunea inversaplicat diodei arevaloarea:

21

1

2

22

VVn

n

VvvLD

+=

=+=

[ ],dTt 0 (4.70)

Curentul prin tranzistoreste dat de relaia:

tLVI

ii

Qm

LQ

1

1

1

+=

==

(4.71)b) intervalul II,

[ ]TdT,t . n momentuldT, tranzistorul secomand s comuteinvers i tensiunile indusen nfurrile n1 i n2 voravea polaritile din

parantez. Tensiunea de pe nfurarea n2 determin polarizarea direct iintrarea n conducie a diodei D, astfel c circuitul echivalent al convertoruluiva fi cel din Fig. 4.17, pe baza cruia putem scrie relaiile:

22 VvL = , 22

11 V

nnv

L= [ ]dT,Tt (4.72)

Curentul prin diod este :

( )dTtL

VIii

DMLD==

2

22 [ ]dT,Tt (4.73)

Fig. 4.15. Schema convertorului fly back.

2VD

2n

2I

R

Q

+

1V 1

n C+

)(+

)( )(

)(+

+

+

Fig. 4.16. Circuitul echivalent al convertoruluifly back pe intervalul [ ].dT0,t

2V

2I

RC+

+

1V 1

L 2LL1v L2v

DvL1i

Q1i

Fig. 4.17. Circuitul echivalent al convertoruluifly bak pe intervalul [ ].TdT,t

2V

2I

RC+

+

1V 1L 2LL1v L2v

QvL1i

D1i


20/43

129

ntre colectorul i emitorul tranzistorului Q, se va aplica tensiunea:

2

2

1111 V

n

nVvVV

LQRM+== , [ ]dT,Tt (4.74)

Pe baza relaiilor (4.69) (4.73) s-au reprezentat nFig. 4.18 formele de und alemrimilor care intervin n

funcionarea convertoruluifly back. Ariile haurate nforma de und a tensiunii vL1sunt egale, deoarece valoareamedie a acestei tensiuni estenul:

( )TdVn

ndTV = 12

2

11

d

d

n

n

V

V

=

11

2

1

2

(4.75)S-a obinut aceeaicaracteristic de reglaj ca laconvertorul mixt, daramplificat cu raportulnumrului de spire. Aplicnd

principiul conservriifluxului prin miez nmomentele dT i T, rezultrelaiile:

DMQMInIn 21 = ,

1

2

n

n

I

I

DM

QM = ,1

2

n

n

I

I

Dm

Qm = ,1

2

2

1

n

n

I

I

L

L = (4.76)

Energia furnizat de sursa V1 ntr-o perioad T este:TdIVTIVW

LQavr 1111 == (4.77)

iar energia disipat n circuitul de sarcin n aceeai perioad este :

TR

V

d

d

n

nT

R

VW

21

2

1

22

22 1

== (4.78)

Componentele circuitului fiind presupuse fr pierderi cele dou energii vor fiegale, deci:

Fig. 4. 18. Formele de und ale mrimilor careintervin n funcionarea convertorului fly-back.

Q

T tdT

t

0 dT T

L1v

t

t

1V

L1Q ii =

L2D ii =

Qi

Di

22

1 Vn

n

QMIL1IQmI

L2IDMI

DmI


21/43

130

TR

V

d

d

n

nTdIV

L

21

2

1

211 1

= ,

( ) RV

d

d

n

nI

L

12

2

1

21 1

= (4.79)

Riplul curentului prin tranzistor se obine din (4.71) prin particularizareat = Dt, iQ = IQM :

dTL

VII

QmQM

1

1+=

.1

1

fL

dVI

Ii

Qm

QMQ

=

=

(4.80)Aadar, solicitrile ncurent ale tranzistoruluisunt:

( )

LfdV

R

V

d

d

n

n

iII QLQRM

2

1

2

1

1

12

2

1

2

1

+

+

=

=+=

(4.81)

R

V

d

d

n

ndII LQavr

1

2

1

21 1

== (4.82)

Solicitarea n tensiune a tranzistorului se obine introducnd (4.75) n (4.74):

d

VV

d

dVVQRM

=

+=

111

11 (4.83)

Solicitrile n curent ale diodei sunt:

( )Lf

dV

n

n

R

V

d

d

n

nI

n

nII QRMDMDRM 2

1

1

2

112

1

2

2

1 +

=== (4.84)

( ) ( )R

V

d

d

n

nI

n

ndIdI LLDavr

1

1

21

2

12 1

11

=== (4.85)

Solicitarea n tensiune a diodei se obine folosind relaiile (4.70) i (4.75):

Fig. 4.19. Schema convertorului fly- ack cu 3 tensiunide ieire.

Q

+

1V 1n

2V1D

2n

1R

2V2D

2n

2R

2V 3D

2n

3R3C +

2C +

1C +


22/43

131

d

V

n

n

d

dV

n

nVV

n

nVDRRM

=

+=+=

111 1

1

21

1

221

1

2 (4.86)

Se constat c solicitrile componentelor n tensiune i n curent crescfoarte mult pe msur ce dse apropie de 1.

Aa cum s-a observat din funcionarea, convertorul fly-back foloseteexcitaia unidirecional a miezului, ceea ce conduce la o utilizare slab aacestuia.

Convertorul fly- back poate furniza mai multe tensiuni de ieire, devalori diferite, separate galvanic ntre ele. Schema unui convertor cu 3 tensiunide ieire este dat n Fig. 4.19. De fapt, convertorul se recomand a fi utilizattocmai n acele aplicaii care necesit mai multe nensiuni de ieire, de valoriridicate, avnd ns cureni de sarcin relativi redui. Se observ c se folosescattea nfurri secundare, diode i condensatoare, cte tensiuni de ieire suntnecesare. Evident:

d

d

n

n

V

V

=

11

2

1

2 ,d

d

n

n

V

V

=

11

2

1

2 ,d

d

n

n

V

V

=

11

2

1

2 (4.87)

4.6. Convertorul uk cu separare galvanic

Schema convertorului este dat n Fig. 4.20. Se constat c, n afara

transformatorului, mai este necesar un al doilea condensator C2. i n acest caz,funcionarea trebuie analizat pe dou intervale de timp.

a) intervalul I, [ ].dT0,t Tranzistorul Q este comandat s conduc lasaturaie, deci pe nfurarea primar n1 va aprea tensiunea vC1 cu polaritateafr paranteze. innd cont de nceputurile nfurrilor, n n2 se va induce o

tensiune cu polaritatea fr paranteze, de valoare .vn

nC1

1

2 Dioda D va fi pol

arizat invers i va fi blocat. Folosind aceleai ipoteze simplificatoare ca laconvertorul uk fr separare galvanic, se constat c nfurarea n2 este

parcurs de curentul constant I2. Ca urmare, n nfurarea n1, se va reflecta

curentul .In

n2

1

2 Neglijnd i inductana de magnetizare a transformatorului,

circuitul echivalent va fi cel din Fig. 4.21. Pe baza sa, se pot scrie relaiile:

2

2

11 I

n

ni

C= , [ ]dTt ,0 (4.88)

11 VvL = , [ ]dTt ,0 (4.89)


23/43

132

1

2

1

211

C

tI

n

nVv

MCC= , [ ]dTt ,0 (4.90)

22 IiC = [ ]dTt ,0 (4.91)

2

22

2

C

tIV

v

MC

C

=

=

[ ]dTt ,0 (4.92)

21

1

2CC

D

vvn

n

v

+=

=

[ ]dTt ,0 (4.93)

2

1

21 I

n

nIi

Q+=

[ ]dTt ,0 (4.94)Introducem acum

notaia:

12

2

1CC

C

vvn

n

v

+=

=

(4.95)iar relaia (4.93)devine:

CDv

n

nv

1

2=

[ ]dTt ,0 (4.96)

Riplurile

tensiunilor vC1 i vC2, notate cu C1v i C2v , se pot deduce din relaiile (4.90)i (4.92), folosind particularizarea :dTt =

1

2

1

211

C

dTI

n

nVv

MCmC= ,

RfC

dI

n

n

fC

dI

n

nVVv

mCMCC

1

2

1

2

1

2

1

2111 ===

(4.97)

Q

Qin1v

C1i

D

2I

R2V

2L

L2v

)(+

)(

+1n1

C+

C1v

2

C

C2v

)(+

+ )(2n

C2i

Di

+

1V

1IL1v

+

1L

Fig. 4.20. Schema convertoruluiuk cu separare galvanic.

1VQi

+

L1v

1I 2I R 2V1C

1Cv

C1i +

21

2 In

n+

2C

C2i + 2Cv

C11

2 vn

nDv

Fig. 4.21. Circuitul echivalent al convertorului pe intervalul[ ].,0 dTt

1VQv

+

L1v

1I 2I R 2V1C

1Cv

C1i +

C22

1 vn

n+

2C

C2i + 2Cv

11

2 In

n

Di

Fig. 4.22. Circuitul echivalent al convertorului pe intervalul[ ].,TdTt


24/43

133

2

2

1

222

C

dTI

n

nVv

MCmC=

fRC

dVVVv

mCMCC

2

2222 == (4.98)

b) intervalul II,[ ].TdT,t n momentul

dT, tranzistorul Q secomand s comuteinvers, iar curentul I2,

meninut de inductanaL2, se va nchide prindioda D i rezistena desarcin R. Ca urmare,tensiunea vC2 apare la

bornele nfurrii n2 cupolaritatea din paranteze,inducnd n n1 tensiunea

C2

2

1 vn

ncu polaritatea din

paranteze. Pe de altparte, curentul I1 senchide prin nfurarea

n1. Deci, n nfurareasecundar n2, se va

reflecta curentul .in

n1

2

1

Va rezulta pentru acest aldoilea interval de timpcircuitul echivalent dinFig. 4.22. Din acesta seobin relaiile:

11 IiC =

[ ]TdTt , (4.99)

( )1

12

1

21

1

Vv

vvn

nV

v

C

CC

L

=

==

=

[ ]TdTt , (4.100) Fig. 4.23. Formele de und ale mrimilor care intervin nfunc ionarea convertoruluiuk cu separare galvanic.

Q

T tdT

L1v

C21

2C1 i

n

ni = t

t

t

t1I

21

2 In

n-

1V0)V-(V 1Cm

)V-(V 1C )V(V 1CM

0

dT T

C1MVC1VC1mV

C1vC1v

0

C2MVC2V

C2mVC2v

C2v

0

t

t

21

21 I

n

nI +

0

212

1 IInn +


25/43

134

( )dTtC

IVv MCC +=

1

111 [ ]TdTt , (4.101)

1

1

21 I

n

ni

C= , [ ]TdTt , (4.102)

( )dTtC

I

n

nVv

mCC+=

2

1

1

222 , [ ]TdTt , (4.103)

21

2

1 IInni

D += , [ ]TdTt , (4.104)

CCCQvvv

n

nv =+= 12

2

1 , [ ]TdTt , (4.105)

Pe baza relaiilor (4.88) (4.105), au fost reprezentate n Fig. 4.23formele de und ale mrimilor care intervin n funcionarea acestui convertor.ntruct curentul mediu printr-un condensator ideal este nul, ariile haurate dinforma de und a curentului iC1 sunt egale , deci:

( )TdIdTIn

n= 112

1

2 ,d

d

n

n

I

I

=

11

2

2

1 (4.106)

Scriind egalitatea energiilor furnizate de sursa V1 i disipate n circuitul desarcin ntr-o perioad T:

TIVTIV 2211 = ,d

dnn

II

VV

==

11

2

2

1

1

2 (4.107)

Caracteristica de reglaj a convertorului uk cu separare galvanic este aceeaica a convertorului fly-back, adic a convertorului mixt cu separare galvanic.Curenii de sarcini de la intrare sunt :

R

V

d

d

n

n

R

VI 1

1

222 1

== (4.108)

R

V

d

d

n

nI

d

d

n

nI 1

2

1

22

1

21 11

=

= (4.109)

Curenii maximi repetitivi prin tranzistor i diod au valorile(Fig. 4.23):

( ) RV

d

d

n

nIn

nIIQRM

12

2

1

22

1

21

1

=+= (4.110)

( ) RV

d

d

n

nI

n

nII

DRM

12

1

21

2

12

1 =+= (4.111)


26/43

135

Valorile medii ale curenilor prin tranzistori prin diod sunt:

R

V

d

d

n

ndII

QRMQavr

1

2

1

2

1

== (4.112)

( )( ) R

V

d

d

n

nIdI

DRMDavr

12

1

2

11

== (4.113)

Pentru a deduce solicitrile n tensiune a tranzistorului, folosim relaia

(4.105):

++=

=+++=+=

2

2

11

2

2

112

2

112

2

11

2

1

22

1

CCC

CCCCMCMCQRM

vn

nvV

vn

nvV

n

nVV

n

nVV

(4.114)

ntruct tensiunea medie pe inductana L1 este nul, ariile haurate din formade und vL1

din Fig. 4.23 sunt egale, deci:

( )( )TdVVdTVC

= 111 ,d

VV

C

=1

1 (4.115)

Introducnd ( 4.113 ) n ( 4.97 ) i ( 4.98 ) avem:

fRC

V

d

d

fRC

V

d

d

n

nv

n

nv

CC

2

12

1

12

2

1

22

2

11 11

+

=+ (4.116)

Din ultimele trei relaii rezult:

++

=

21

2

1

2

22

1 11

21

1 CCn

n

Rf

d

d

VV

QRM(4.117)

Solicitarea n tensiune a diodei se obine din (4.93):

QRMMCMCDRRMV

n

nVV

n

nV

1

221

1

2 =+=

++

=

2121

2

2

2

1

1

2 11

21

1 CCn

n

Rf

d

d

V

n

nV

DRRM(4.118)

n mod deosebit, trebuie remarcat faptul c, spre deosebire deconvertorul fly-back, valorile medii ale curenilor prin nfurrile

transformatorului sunt nule. Aadar, convertorul uk cu separare galvanicfolosete excitaia bidirecional a miezului magnetic, ceea ce permite oreducere substanial a dimensiunilor acestuia.


27/43

136

4.7. Circuite integrate specializate n comanda convertoarelor de

curent continuu

Convertoarele de curent continuu fiind folosite la realizarea surselor ncomutaie, utilizarea lor a devenit destul de larg, iar integrarea circuitelor decomand specializate n comanda lor s-a impus cu stringen. Exist numeroasefirme specializate pentru acest tip de comenzi printre care amintim Siemens,Unitrode, Motorola, S G S Thomson. De regul, aceste circuite sunt circuite

complexe capabile s realizeze numeroase funcii de comandi protecie, celemai importante fiind:

generarea impulsurilor de comand care asigur comutaiatranzistoarelor din circuitul de for al convertorului;

modificarea factorului de umplere, d, a impulsurilor de comandn funcie de valoarea unei tensiuni;

generarea unei tensiuni de referin, stabilizat termic, care s seutilizeze la realizarea buclei de control pentru stabilizarea tensiunii de la ieireasursei n comutaie;

existena unui regulator electronic sub forma unui amplificator deeroare cu ctig ajustabil i cu posibilitatea realizrii unei compensri nfrecven pentru a asigura stabilitatea buclei de control. Regulatorul este folosit

pentru stabilizarea tensiunii de ieire;

- posibilitatea prescrierii prin componente periferice a valorii maxime afactorului de umplere dmax.n afara funciilor de baz, integratele mai pot asigura i alte funcii cum ar fi :

asigurarea unei porniri liniare pentru evitarea ocului de curentdin momentul conectrii la reea;

protecie la suprasarcini supratensiune; protecie la scderea tensiunii de alimentare a integratului sub o

anumit valoare critic; protecie la defectarea circuitului de reacie; protecie la saturarea miezului transformatorului de separare

galvanic.Este, de asemeni, de dorit ca circuitul integrat s poat asigura i alte

funcii cum ar fi:

posibilitatea asigurrii unei tensiuni de ieire independente devariaia tensiunii de intrare ; telecomand de conectare i deconectare prin nivel de tensiuni

compatibile logic; posibilitatea sincronizrii externe a momentului de comutare.


28/43

137

Toate funciile enumerate mai sus sunt asigurate de integratul TDA-1060,produs de firma Siemens, care poate fi folosit pentru comanda convertoarelorde c.c. cobortoare sau mixte i care va fi prezentat n continuare.

Pentru o nelegere mai bun a rolurilor blocurilor componente, se dn Fig. 4.24 schema bloc a unui convertor de c.c. i a circuitului de comandaferent astfel conceput nct s menin constant tensiunea V2 de la bornelesarcinii.n principiu, este un sistem de reglare automat a tensiunii de ieire, care

modific factorul de umplere al semnalului de comand al tranzistoruluicomutator d, astfel nct s se pstreze constant tensiunea de ieire.

Factorul de umplere, d este determinat de blocul modulator alimpulsurilor n durat (MID). Frecvenafa semnalului de comand este fixatde generatorul de tensiune n dini de fierstru. Blocul MID transformaceast tensiune ntr-unsemnal rectangular cuun factor de umplerecare depinde detensiunea furnizat deamplificatorul deeroare. Astfel, dactensiunea de ieire

scade, de exemplu, vacrete tensiunea de laieirea amplificatoruluide eroare, factorul deumplere d va crete in convertor tensiuneade ieire va fi mrit,revenind la valoarea

prescris din tensiuneade referin Vref.

Se mai remarc existena unei legturi directe ntre tensiunea deintrare n convertorul feed forward i generatorul tensiunii n dini deferstru. Aciunea tensiunii de intrare V1 const n modificarea formei de und

a generatorului, care va determina o modificare a factorului d i, implicit, atensiunii V2 astfel nct tensiunea V2 s rmn constant la variaiile tensiuniide intrare V1. Mai n amnunt, dac, de exemplu, tensiunea de intrare V1 crete,factorul de umplere dva scdea i reciproc. Faptul c tensiunea de ieire V2este practic constant la variaia tensiunii V1 uureaz mult obinerea stabilitiiamplificatorului de eroare, care poate asigura parametri dinamici performani.

Blocul MID

Amplificatorde eroare

legaturadirecta

Convertor de c.c.

Referinta de tensiuneGenerator de tensiune in

dinte de fierastrau (f )

+

1V 2V

refV

Retea de reactie

Fig. 4.24. Schema bloc a convertorului i circuitului decomand pentru a menine tensiunea de ieire constant.


29/43

138

n Fig. 4.25, este dat schema bloc a integratului TDA-1060. Se constat ctoate etajele care apar n schema bloc din Fig. 4.24 sunt integrate. n plus,integratul mai conine:

un circuit de alimentare, care este, de fapt, un stabilizatortensiune/curent i care alimenteaz integratul. Circuitul genereazi un semnalLSP(low supplay protecion), care este folosit pentru nhibarea impulsurilor de

acionare de la ieire n cazul cnd tensiunea de alimentare a integratului devineprea mic. Tensiunea stabilizat este disponibili n exterior la pinii 2 i 12; surs de referin stabilizat termic care asigur 3 nivele de

tensiune: 3,72V, 0,48V i 0,60V; bucl de control autoprotejat. Dac se ntrerupe circuitul de

reacie factorul de umplere al impulsurilor de ieire este redus la zero. Dac se

Fig. 4.25. Schema bloc a circuitului integrat TDA-1060.

5

12

7 8 9 16

13

15

14

111012

+

+

+

+

+

Generator dinti defierstru

Bistabilde

iesire

BistabilStop/pornire lin

Circuit dealimentare

protectie latensiuneredus


Referint3,72V

0,48V

+

0,60V

BloculMID

0,60V

0,60V 0,48V

0,60V+

8,4V

6

(LSP)

(LSP)

1k

4

3

(LSP)

R S1

Q

2Q R

S Q

0,60V

Sincronizare

LegturdirectCR

Protectie(P1)

Iesireaplific

atoreroare

Reactie

dmax si controlulpornirii line

pornire/oprirede la distant

Protectie lasupracurent

Iesire

3Q

Q

Comp.3 Comp.4

Comp.2

Comp.1

Q'

Comp.5


30/43

139

realizeaz un scurtcircuit pe calea de reacie, factorul de umplere alimpulsurilor de ieire se va reduce la o valoare d0, care poate fi setat prin

periferice;

o legtur direct ntre tensiunea de la intrarea convertorului decurent continuu i generatorul n dini de ferstru, care pstreaz constanttensiunea de ieire la variaia tensiunii de intrare, permind utilizarea unuitransformator de izolaregalvanic de dimensiuni minimei uurnd prescripiile pentru

bucla de curent principal; acces direct la

intrarea blocului MID ( pinul 5 )care permite folosirea unei buclede control separate, de exemplun funcionarea la curent constant;

setarea precis afactorului maxim de umplere,dmax, foarte important la

convertoarele forward, push-pull,punte i semipunte;

asigurarea uneiporniri line prin creterea gradata factorului de umplere pentru reducerea vrfurilor de curent prin tranzistorulcomutator;

121V [ ]V

(mA)I1

0 10 20 30

10

20

30

Fig.4.27. Caracteristica de intrare curent tensiune a circuitului de alimentare alintegratului.

Fig. 4.26. Schema electronic a circuitului de alimentare aintegratului.

intrare de c.c.10,5V - 18V

10mA - 30mA

1I

LSP -protectie la

tensiuneredus

1Vpolari

zare

Vztensiune stabilizat

pentru schemaintegratului

Tensiunestabilizat

8,4V

1

12

2


31/43

140

posibilitatea pornirii i opririi de la distan; impulsurile de acionare sunt furnizate prin intermediul unui

bistabil de ieire, care evit oscilaiile pe front; nhibarea imediat a impulsurilor de acionare de la ieire n cazul

unei creteri a tensiunii V2, sau la saturarea miezului transformatorului.Vom prezenta n continuare principalele etaje componente ale integratului imodul n care intervenim n funcionarea de ansamblu a convertorului decurent continuu.

n Fig. 4.26 este dat schema circuitului de alimentare, iar n Fig. 4.27caracteristica sa curent tensiune. Circuitul este, de fapt, un stabilizator

parametric de tensiune continu cu element de control serie, care poate fialimentat att n tensiune, ct i n curent, aa cum rezult din caracteristica deintrare a circuitului. Sursa de tensiune trebuie s asigure, ntre pinii 1 i 12,tensiuni cuprinse ntre 10,5V i 18V. Dac alimentarea se face n curent,curentul de intrare trebuie s fie ntre 10 mA i 30 mA.

Dac tensiunea ntre pinii 1 i 12 scade sub 9,5V semnalul LSP cadela zero producndresetarea bistabilelorde ieire i de oprirei pornire liniar.Tranzistorul etajului

de ieire va rmneblocat. Tensiuneastabilizat de 8,4Veste disponibil i la

pinul 2, pentru unconsum maxim de 5mA i poate fifolosit pentrusetarea precis afactorului de umpleremaxim.

Amplificator

-ul de eroare a buclei

de curent principale,(Fig. 4.28) este unamplificator operaional cu un ctig n bucl deschis, A0, de 60dB. Tensiuneade referin este aplicat la intrarea neinversoare, iar tensiunea de la ieireaconvertorului de curent continuu,V2, divizat corespunztor, se aplic la

Fig. 4.28. Schema amplificatorului de eroare i circuitulde autoprotecie la defectarea circuitului de reacie.

+ +

+

2V

2V1R

2R3R

fR

22nF

refV

0,6V


I

1P

Comp.14R

5R 1Q

1k

BloculMIDVz

Ajustaredmax

tT

t

T

4

3

2

6


32/43

141

intrarea inversoare prin intermediul rezistorului R3. Ctigul n bucl nchis alamplificatorului se determin prin rezistena Rf, fiind dat de relaia:

0

0

1 A

AA

f+

= f

3

R

R = (4.119)

Compensarea extern n frecven a amplificatorului se realizeaz cucondensatorul de 22 nF. Bineneles c se mai poate introduce reele dedeplasare de faz n partea de reaci pentru a asigura stabilitatea buclei de

control. Integratul TDA-1060 a fost conceput astfel nct s evite ofuncionare anormal a convertorului n cazul unor defeciuni care apar pecalea de reacie. Cele mai frecvente defeciuni sunt ntreruperea legturii dereacie i scurtcircuitarea la mas a acestei legturi .

n cazul ntreruprii legturii de reacie, rezistena R1 devine infinit.Potenialul de la pinul 3 scade foarte mult, iar amplificatorul de eroare vafurniza ctre blocul MID un potenialridicat, determinnd creterea factoruluide umplere d i implicit o valoare preamare pentru V2. Aceast funcionareanormal se evit prin existena surseiinterne de curent I, care, n aceastsituaie, se nchide prin R3 i R2,

producnd o cretere semnificativ apotenialului pinului 3. n consecin,tensiunea furnizat de amplificatorul deeroare se reduce semnificativ. Dacvaloarea rezistenei R3 este mai mare de470 k, tensiunea furnizat deamplificator scade sub nivelul minim aldintelui de ferstru, iar factorul de umplere se va reduce la zero.

n cazul scurtcircuitrii la mas a legturii de reacie, potenialulpinului 3 devine egal cu zero, efectul fiind, de asemeni, o cretere a factoruluide umplere a semnalului de comand a tranzistorului comutator. Aceeaisituaie apare i dac se produce un scurtcircuit la bornele sarcinii, cndcreterea factorului de umplere ar putea conduce la distrugerea tranzistorului

comutator al convertorului. Evitarea funcionrii anormale se face prin circuitulcomparator Comp.1. Dac potenialul pinului 3 scade sub valoarea 0,6VComp.1 comut i ieirea sa satureaz pe Q1. Prin aceasta rezistorul de 1kapare conectat n paralel cu R5, potenialul pinului 6 scade, producnd limitareafactorului de umplere la valoarea d0, aa cum se observ din Fig. 4.29.

maxd

0d

0,6V refV 3V

Tensiuneade reactie

Fig. 4.29. Variaia factorului deumplere d cu n funcie de tensiunea

V3 corespunztoare pinul 3 .


33/43

142

Schema generatorului n dini de ferstru este reprezentat n Fig.4.30. Aceasta genereaz o tensiune avnd forma de und n ramp, careurmeaz s fie comparat n blocul MID cu tensiunea de la ieireaamplificatorului de eroare. Frecvena semnalului n dini de ferstru i,

implicit, frecvena la care va lucra convertorul c.c. se prescriu prin perifericeleR7i C8. Generatorul poate oscila att liber, ct i sincron cu un semnal aplicatla pinul 9. Condensatorul C8 se ncarc ctre tensiunea pozitiv de alimentare

prin tranzistoarele de control Q3i Q7, curentul de ncrcare fiind controlat prinR7i Q6. Nivelul superior al dintelui, VH, i panta sa sunt determinate de

Fig. 4.30. Schema generatorului n dini de ferstru.

7R

3Q

1Q

6Q

7Q

HV

LV

Q

Ctre blocul MID

8C

2QR

S

Q

Bistabil deiesire

MID

+

+

Comp.H

Comp.L

S

R

Bistabildinti de

fierstru

SV

4Q

5Q

ZV

1Alimentare

+

ZV

Legtur

direct

Sincronizare

1

2

16

9

7

8


34/43

143

potenialul VS din emitorul lui Q3. Acest potenial este determinat, fie detensiunea stabilizat Vz, fie de tensiunea V1 de la intrarea convertorului de c.c.aplicat la pinul 16. Tensiunea VH este de aproximativ 5,7V, cnd nu intervinelegtura direct. Nivelul inferior al dintelui, VL, este egal cu 1,3V.2vD

Formele de und ale mrimilor care intervin n funcionarea generatorului ndini de ferstru sunt date n Fig. 4.31. Cnd tensiunea pe C8 atinge nivelulVH, comparatorul Comp. H basculeaz, determinnd setarea bistabiluluidinilor de ferstru. Ieirea sa produce comutarea direct a tranzistorului Q1

prin intermediul cruia se va produce descrcarea condensatorului C8. Cndtensiunea pe C8 scade sub VL, comparatorul Comp.L reseteaz bistabiluldinilor de ferstru i Q1 se blocheaz. Simultan, se blocheaz i Q2 setnd

bistabilul de ieire al integratului. n continuare, funcionarea se repet, iarfrecvena de lucru a generatorului n dini de ferstru este:

[ ]Hz2,1

87CRf (4.120)

Funcionarea oscilatorului poate fi sincronizat extern, cu un semnalde frecven mai joas ca ce dat de (4.120), aplicat la pinul 9. Cnd nivelulsemnalului de sincronizare este 0 logic (L adic sub 0,8V), intrarea S a

bistabilului dinilor de ferstru se va menine n 0 logic i condensatorul C8va continua s se ncarce pn la VS. n momentul n care semnalul de

sincronizare devine 1 logic (H adic peste 2V), se produce setarea

Tensiuneape C8

dT d'T

dmaxT d'maxT

1us

VH cu legtur direct la tensiuneade intrare V1 a convertorului de c.c.

VH 5,7V fr legtur direct latensiunea de intrare V1

nivel de control al lui dmax de la pinul 6

iesire din amplificatorul de eroare

VL 1,3V

VQ bistabil dinti de ferstru

VQ bistabil de iesire

t

t

t

Fig. 4.31. Forma de und a tensiunii pe condensatorul C8 cu i fr intervenialegturii directe la V1.


35/43

144

bistabilului dinilor de ferstru i descrcarea lui C8.n cazul n care tensiunea de intrare a convertorului, V1, poate s

varieze n limite mari, este util s se foloseasc o legtur direct de control(numit feed forward), prin care s se modifice factorul de umplere d alimpulsurilor de acionare a tranzistorului comutator din convertor, astfel ncttensiunea de ieire V2 s rmn constant. Aceast prereglare poate uuraconsiderabil cerinele buclei de control principale, care va trebui scompenseze doar variaiile tensiunii de ieire V2, produse de variaiile sarcinii.

Modul de intervenie a legturii directe la tensiunea de intrare V1 poate fiurmrit pe formele de und din Fig. 4.31.innd cont de caracteristica de reglaj a convertorului cobortor cu separaregalvanic, se constat c dac factorul de umplere d este variat invers

proporional cu variaia tensiunii de intrare :

1

1

Vd

= (4.121)

atunci variaiile tensiunii de intrare vor fi compensate. Pentru a asigura otranziie maxim a sarcinii care s-ar produce la valoarea maxim a tensiunii deintrare V1M, raportul de transformare al transformatorului de separare galvanicse calculeaz cu relaia:

1

1max

2

1

V

Vd

n

nn M== (4.122)

Dac relaia (4.121) va fi respectat i pentru dmax, raportul de transformare,deci i costul i volumul transformatorului de izolare pot fi considerabilsczute, pstrnd totodat un rspuns lin la tranziiile sarcinii.

Din Fig. 4.30, se constat c dac 16z VV > atunci ,3VVV DzS = iar

dac ,VV 16z < .3VVV D16S = Aadar, intervenia legturii directe la

tensiunea de intrare V1a convertorului ncepes se produc dinmomentul n

care 1.V

kV

V

V

z

1

z

16 >=

Producndu-seo cretere apotenialului VS vorcrete att curentul dencrcare al lui C8, cti, nivelul VH forma de

Fig. 4.32. Caracteristica de transfer a ac iunii legturiidirecte la tensiunea de intrare V1 a convertorului.

d

d

Z

16

V

V

ab

1 2

1

5,03,0

0

16 2Vz

V1

A B


36/43

145

und a dintelui de ferstru fiind cea reprezentat cu linie ntrerupt n Fig.4.31. A fost necesar i modificarea nivelului VH, simultan cu modificarea

pantei, pentru ca frecvena de lucru a oscilatorului s rmn constant.Deoarece panta dintelui crete, factorul de umplere d scade. Se obine i oscdere a factorului de umplere ,dmax aa cum se cere pentru pstrarea unor

dimensiuni minime ale transformatorului de izolare.

n Fig. 4.32, este reprezentat caracteristica de transfer al aciuniilegturii directe al tensiunii de intrare V1 a convertorului de c.c. Curba areprezint variaiaideal care rezult dinrelaia (4.121). Curbab reprezint variaiareal , dac tensiuneaV1b rezult dindivizarea tensiunii V1,

punctul A se

conecteaz la unpotenial care sreprezinte o fraciunedin Vz, adic la

punctul B. Daclegtura direct nu se

de laamplificatorul

de eroare

2 4 5 6 8

1Q 2Q 3Q

4Q 6Q

5Q 7Q

8C2R

6R

ZV

protectieP1

Setare dmax sipornire lin

+ protectie la

supracurent

S

R

Q

generatorn dinti deferstru Bistabil

de iesire

etaj de iesire

generator n dinti deferstru

ctreetajul de

iesire

Fig. 4.33. Schema modulatorului impulsurilor n durat ( MID ).

C R

11

Comp.3 Comp.40,6V 0,48V

ctrebistabilul

oprit/pornire

lin

Sreset bistabil

iesire

MID

I2Traductor de

curent

Fig. 4.34. Circuit de protecie la supracurent.


37/43

146

folosete, pinul 16 trebuie conectat lapinul 2.

Schema blocului modulatoral impulsurilor n durat (MID ) estereprezentat n Fig. 4.33. Acest blocgenereaz impulsuri cu o durat dT,

proporionale cu cel mai de jos dintrenivelele de la cele 3 intrri inversoare

(pinii 4, 5, 6). Frecvena impulsurilor(1/T ) este egal cu cea ageneratorului n dini de ferstru.

n cazul unei funcionrinormale, tensiunea de la ieireaamplificatorului de eroare (pinul 4)este mai mic dect tensiunea de la pinii 5 i 6, ea dictnd durata dT. Ct timp

4C8 vv < , tranzistoarele Q5i Q6 conduc, Q1 este blocat, iar ieirea porii SAU

este n 0 logic. n momentul n care rampa dintelui devine egal cutensiunea de la ieirea amplificatorului de eroare ( 4C8 vv ), tranzistoarele

Q5 Q7 comut invers, Q1 i Q4 ncep s conduc, aplicndu-se 1 logic lapoarta SAU. Bistabilulde ieire va fi resetat,ceea ce produce frontulcztor al impulsurilorMID transmise etajuluide ieire.

Pinul 6 estefolosit pentru setareafactorului de umpleredmaxi pentru asigurarea

pornirii line, pornire ceva fi descris ncontinuare. Factorul dmaxeste prescris prindivizorul R2, R6. n

momentul n caretensiunea de la ieireaamplificatorului deeroare devine 64 vv ,

resetarea bistabilului de

2V

2I

0,48VV11 =

0,6VV11 =

0

Fig. 4. 35. Caracteristica de ieire aconvertorului, V2(I2), ca efect al

interveniei circuitului de proteciela supracurent.

+ +

6

2 15

14

1011

6C 6R

1Q

Q Q

R S

50Bistabil oprire/pornire lin

2Q

LSP

Comp.2

Comp.4 Comp.3

0,48V 0,6V

0,6V+

Controlullui dmax sipornire

lin

ZV

protectie lasupracurent

pornire /oprirede la distant

Iesire

Fig. 4.36. Circuitul de oprire/pornire lin.


38/43

147

ieire se va produce cnd,Vv 6C8 = deci factorul de umplere

nu va putea depi valoarea dmax.n catalogul firmei, sunt prevzutei monograme pentru alegereadivizorului R2, R6, astfel nct sse obini valoarea dorit pentrufactorul de umplere maxim, d0,atunci cnd tensiunea de la pinulde reacie scade sub 0,6V.

Intrarea suplimentar ablocului MID de la pinul 5 poatefi folosit, fie pentru realizarea

unei protecii, fie pentru realizareaunei bucle de control separate cuamplificatorul de eroare, deexemplu o comand la curent constant. Dac pinul 5 nu se folosete, el trebuieconectat la pinul 6 sau la pinul 2.

Integratul TDA 1060 asigur protecia tranzistorului comutator dinconvertorul de curent continuu, dac curentul de la ieirea convertorului are ovaloare prea mare. Aceast protecie se asigur n dou trepte. Cnd sedepete primul nivel, se intr ntr-un regim de limitere de curent, iar dac sedepete i al doilea nivel, se oprete funcionarea convertorului, apoi, dupun timp mort, se declaneaz o secven de pornire lin.

Schema circuitului de protecie la supracurent este dat n Fig. 4.34.Tensiunea obinut de la traductorul de curent de ieire se aplic la pinul 11,

prin intermediul unei reele R C.Reeaua elimin supracreterile iniiale ale curentului. Primul nivel de

protecie se declaneaz cnd tensiunea traductorului de curent atinge valoareade 0,48V. Tensiunea va produce bascularea comparatorului Comp.4, care vafurniza semnalul de reset ctre bistabilul de ieire naintea apariieisemnalului de reset de la blocul MID. Comanda etajului de ieire este

preluat n Comp.4 i este fcut astfel nct curentul I2 s se menin constant.Eficacitatea acestei limitri de curent, ciclu dup ciclu, scade la factori de

umplere redui, deoarece timpul de stocare al tranzistorului de ieire devinedominant n determinarea factorului de umplere. Curentul I2 va continua decis creasc i, aa cum se vede de pe caracteristica de ieire a convertorului,V2(I2), din Fig. 4.35, se ajunge la situaia cnd tensiunea de la traductorul decurent atinge cel de-al doilea nivel de protecie, de 0,6V. Se va produce, n

5,7V

1,3V0,6V

6V

0t

ttimp mortSET RESET

(oprit) ( pornire lin )

1t 2t 3t 4t/Ttd kk =

1SV

Fig. 4.37. Formele de und aferente circuituluioprire/pornire lin.


39/43

148

acest moment, bascularea comparatorului Comp.3, care va declana o secvende oprire i pornire lin a convertorului.

Schema circuitului care asigur secvena de oprire/pornire lin se dn Fig. 4.36. Funcionarea circuitului poate fi urmrit comod pe formele deund din Fig. 4.37. Aciunea circuitului se iniiaz prin setarea bistabilului oprire/pornire lin . Prin aceasta, cele dou ieiri Q i Q ale bistabilului trecn 1 logic. Ieirea Q determin intrarea n conducie a tranzistorului Q1care va lucra ca surs de curent i va asigura descrcarea la curent practicconstant a condensatorului C6. Ca urmare, tensiunea V6 va descrete liniar ntimp (Fig. 4.37). Ieirea Q produce nhibarea impulsurilor de ieire prinvalidarea porii NOR, care aduce potenialul bazei tranzistorului de ieire la 0 logic.

Dup un anumit interval de timp, numit (n Fig. 4.37) timp mort , tensiuneala pinul 6 scade pn la nivelul de 0,6V. Ca urmare, va bascula comparatorulComp.2, asigurnd 1 logic la intrare R ( reset ) a bistabilului oprire/ pornirelin. Ca efect, ieirile Q i Q trec n 0 logic, tranzistorul Q1 se blocheaz,iar poarta NOR anuleaz nhibarea tranzistorului de ieire. n continuare,

protectie lasupracurent

0,6VComp.5

1

15

14

12

13

+

1eQ

2eQ

eQ

Q

Q

S

R

Bistabilde iesire

LSP

IesireMID

de la bistabiluloprire/pornire lin

nhibareiesire

setarea

dT (1-d)TT

resetareabistabil de iesire

V15 Tensiuneade la iesireaamlpificato

rului deeroare

Fig.4.38. Etajul de ieire.


40/43

149

condensatorului C6 se ncarc prin R2 ctre Z2

6 VRR

R

+, iar factorul de umplere

maxim crete treptat. Se asigur astfel o cretere gradat a tensiunii icurentului de ieire, deci o pornire lin a convertorului de c.c.

Trebuie menionat c, n cazul unui scurtcircuit persistent la ieireaconvertorului, secvena: limitarea curentuluide ieire oprire pornire lin seva repeta, producnd o funcionare intermitent.

Tot n Fig. 4.36, se observ c, dac semnalul LSP cade la 0 logic,ca urmare a scderii tensiunii de la pinul 1 sub 9,5V, se va seta de asemenibistabilul oprire/pornire lin , declanndu-se o secven de oprire pornirelin, care va decurge aa cum s-a prezentat mai nainte.

Pentru comanda de conectare i deconectare de la distan, sefolosete intrarea de la pinul 10, prin aplicarea unor nivele logice compatibileTTL. Un nivel de 0 logic la acest pin (L < 0,8V) determin setarea

bistabilului de oprire /pornire lini, implicit, nhibarea imediat a impulsurilorde la ieireaintegratului TDA1060. Un nivel de 1 logic la pinul 10(H > 2V) determin oconectare a circuituluii asigur o pornirelin a convertorului decurent continuu. Dac

pinul 10 nu sefolosete, este indicatca acesta s seconecteze la pinul 2.

Schemaetajului de ieire al

integratului este datn Fig. 4.38.Tranzistorul npn de laieirea Qe este

comandat de circuitulcu tranzistoarele ncomutaie Q1e i Q2eacionate de bistabilulde ieire, care evitdubla pulsare. Setarea

1n

+

+

1V

1n 2n

3n

1D

2D

3D

Dn3v

L+

2Vp1R

p2R

R

p2p11 R,RR >>

13 31

15

12

14

eQ

e

Q

Comp.50,6V

Tensiune dereactie

Tensiune dealimentare

I2

Fig. 4.39. Circuitul de protecie la supratensiune i contrasaturrii miezului transformatorului de separare galvanic.


41/43

150

bistabilului de ieire se produce n momentul cnd dintele de ferstru atingenivelul VH. Aceasta va produce intrarea n conducie a tranzistorului Qe pe odurat dT. Bistabilul de ieire poate fi resetat att de semnalul de la bloculMID, ct i prin circuitul de protecie la supracurent. Resetarea determinsfritul perioadei de conducie a tranzistorului Qe. Bistabilul de ieire este

bypasat de o poart NOR, care poate nhiba impulsurile de ieire indiferent destarea bistabilului.

Att colectorul, ct i emitorul tranzistorului Qe sunt conectai la pinii

integratului, permind omare flexibilitat nconectarea circuitului decomand a tranzistoruluicomutator al convertoruluide curent continuu. Prinaceasta, se eviti apariiaunor piuri de comutaie

pe conexiunea comun(masa) de semnal aintegratului. Tranzistorulde ieire este protejatcontra unor eventuale

supratensiuni de colectorprin diode interne delimitare. Curentul deieire maxim este de30mA, cu o tensiune desaturaie de 0,4V.Impulsurile de ieire vordisprea dac potenialulde emitor al tranzistoruluiQe va crete peste 5V.

Integratul TDA 1060 poate asigura i protecia de supratensiunei/sau protecia contra saturrii miezului magnetic. Modul n care intervinaceste protecii poate fi urmrit pe circuitul din Fig. 4.39, n care proteciile

sunt fcute pentru un convertor forward clasic. Ambele protecii folosesc pinul13 i comparatorul Comp.5 al integratului. Protecia la supratensiune se asiguraplicnd pinului 13 o cot parte din tensiunea V2, folosind divizorul Rp1, Rp2.Dac V2prot este nivelul tensiunii de ieire la care se dorete s intervin

protecia, atunci divizorul se calculeaz cu relaia:

dT

vn3

Interval deconductie a lui Qe

vn3 dT

vn3 dT

dT

deT deT

dT

T T

t

t

t

t

v8

d < 0,5

d = 0,5

d > 0,5

0

0

0

Fig. 4.40. Formele de und care intervin laprotecia contra saturrii miezului.


42/43

151

6,0221

1=

+prot

pp

pV

RR

R(4.122)

Aadar, cnd tensiunea de ieire V2 devine ,VV 2prot2 comparatorul Comp.5 va

bascula i va determina blocarea tranzistorului Qe.Pentru a se realiza protecia mpotriva saturrii miezului

transformatorului de separare galvanic, acesta a fost prevzut cu nfurarean3. Intervenia proteciei contra saturrii miezului se poate urmri comod peformele de und din Fig. 4.40, esenial fiind forma de und a tensiunii vn3 dela bornele nfurrii n3. Dac factorul de umplere al impulsurilor de comand

0,5,d tensiunea vn3 devine pozitiv, deschide dioda D i basculeazcomparatorul Comp. 5 pe un interval de timp n care, oricum, tranzistorul Qeeste blocat. Dac factorul de umplere d devine 0,5,d > situaie anormal lacare se poate ajunge n anumite regimuri tranzitorii, tensiunea vn3 rmne

pozitivi peste o perioad T, i anume atta timp ct dureaz demagnetizareamiazului. Pe tot acest interval, la ieirea lui Comp.5 vom avea 1 logic,tranzistorul Qe va fi saturat, iar Qe va fi blocat. Aadar, intervalul efectiv deconducie al tranzistorului Qe n aceast a doua perioad va fi deT. Se evitastfel saturarea miezului. Trebuie menionat faptul c perioada T a oscilaiilorn dini de ferstru nu este afectat de acest aciune.

n finalul subcapitolului, menionm faptul c blocurile componente imodurile lor de funcionare se regsesc la aproape toate integratele specializate

pentru aceste comenzi. Apar anumite diferene n funcie de tipul de convertorcomandat, natura dispozitivului de putere utilizat drept comutator, precum i detipurile de control utilizate. Considerm c nelegerea funcionrii integratuluiTDA 1060 poate uura mult nelegerea funcionrii oricrui alt integratspecializat n astfel de comenzi.


43/43

152

CAP.4. Conv. Dc-dc Cu Izolare

Documents

Transcript of CAP.4. Conv. Dc-dc Cu Izolare