Bibliografie

1. Corneliu I.Toma, Alimpie Ignea, Tehnica modernă a telecomunicaţiilor.

Radioreceptoare, Curs, Institultul Politehnic Traian Vuia, Timişoara, 1977.

2. L. Cipere, I. Papiniu, L. Cipere, S. Pătruţescu, R. Panait, A. Păun, V. Teodorescu ,

Lucrări practice de depanare a radioreceptoarelor, Ed. D. P., Bucureşti, 1985.

3. L. Feştilă, E. Simion, C. Miron, Amplificatoare audio şi sisteme muzicale, Ed.

Dacia, Cluj-Napoca, 1990. 4. www.etc.utt.ro/html/docs/rc.pdf

5. A. Vătăşescu, s.a., Circuite integrate liniare. Manual de utilizare, Vol. 1, Ed.

Tehnică, Bucureşti 1979.

6. R. Râpeanu, s.a., Circuite integrate analogice. Ed. Tehnică, Bucureşti 1983.

7. Lucas Nulle – Tisharbetsmoduladapter 2006

8. 3.go.top66.ro/_Scheme_amplificatoare_audio.html

65

LUCRAREA 1

SCHEMA BLOC A RADIORECEPTOARELOR PT. SEMNALE MA-MF

1. Generalităţi Cel mai simplu mod de a recepţiona o emisiune MA, MF este folosirea unui

receptor cu amplificare directă, a cărui schemă bloc este dată în fig. 1.1.

Fig. 1.1 Schema bloc a unui radioreceptor cu amplificare directă 1 – etaj de intrare; 2 – amplificator de înaltă frecvenţă (AIF); 3 – etaj de detecţie; 4 –

amplificator de joasă frecvenţă (AJF) 5 – traductor electroacustic. Avantajul acestui receptor constă în simplitatea schemei şi în lipsa reglajelor.

O variantă didactică a acestui montaj este receptorul cu galenă din fig1.2 în care ansamblul Cv, L constituie etajul de intrare, dioda D si grupul C, R blocul de detecţie şi traductorul - casca. Lipsesc amplificatorul de înaltă frecvenţă şi cel de joasă frecvenţă. Receptorul funcţionează cu energia semnalului recepţionat.

1 2 3 4

R C L

D

Cv

Fig. 1.2 Radioreceptorul cu galenă Adăugând blocurile 2 şi 4 din figura 1.1 creşte puţin puterea furnizată la ieşire

şi sensibilitatea aparatului. Pentru îmbunătăţirea selectivităţii, după blocul 2 (amplificatorul de radiofrecvenţă) se adaugă un circuit acordat. În acest caz, apare problema stabilităţii etajului, problemă ce impune scăderea amplificării acestuia, încercarea creşterii sensibilităţii la depanare a receptorului este contraindicată.

Pentru rezolvarea acestei probleme, schema folosită în prezent în receptoare este cea de tip superheterodină. Principiul funcţionării receptorului superheterodină are la bază introducerea în lanţul de transmisie a unui schimbător de frecvenţă care asigură sincronizarea semnalului recepţionat cu cel generat în receptor, obţinându-se astfel un semnal de frecvenţă constantă, denumit semnal de frecvenţă intermediară Fi.

Pentru a se menţine constantă valoarea frecvenţei intermediare, este necesar ca frecvenţa semnalului generat local să varieze o dată cu frecvenţa semnalului util (recepţionat). Schema bloc a unui radioreceptor superheterodină pentru semnale modulate în amplitudine este prezentată în fig. 1.3. Receptorul MA-MF este destinat recepţionării atât a emisiunilor modulate în amplitudine, cât şi a celor modulate în frecvenţă. Partea comună a celor două scheme bloc (amplificatorul de joasă frecvenţă şi defazorul) cât şi sursa de alimentare ar apărea o singură dată în schema bloc a receptorului combinat.

7

2

4

3

7

8 6 5 1

Fig. 1.3 Schema bloc a radioreceptorului superheterodină pentru semnale MA 1-Etaj de intrare; 2 – AIF; 3 – schimbător de frecvenţă (SF) ; 4 – oscilator local (OL) ; 5 – amplificator de frecvenţă intermediară (AIF) ; 6 – demodulator MA; 7 – reglaj automat al amplificării (RAA) ; 8 - AJF; 9 - traductor electroacustic. Deoarece frecvenţele purtătoare cu care se lucrează pentru cele două tipuri de

modulare sunt mult diferite, atât circuitele de intrare, amplificatoarele de radiofrecvenţă cât şi oscilatoarele locale vor fi independente. La receptoarele mai puţin pretenţioase, amplificatorul de frecvenţă intermediară va fi comun celor două tipuri de recepţie, profitând de ecartul mare între cele două frecvenţe intermediare – 0,455 MHz (MA) faţă de 10,7 Mhz (MF) – astfel că, înseriind circuitele derivaţie acordate corespunzătoare celor două frecvenţe, fiecare va constitui un scurtcircuit la frecvenţa de lucru a celuilalt. Sistemele de modulare, diferind principal, vor avea etaje diferenţiale cu un eventual etaj limitator pe calea MF. Schema este prezentată în figura 1.7. antenă MF

8

(b) antenă MA (a)

1 2 4

3

5

6 8

7

9 10

11

12

Fig. 1.7 Schema bloc a unui radioreceptor combinat MA+MF

1 – circuit de intrare ARF-MF; 2 – mixer MF; 3 – OL - MF; 4 – filtru FI – MF sau AFI - MF; 5 circuitul de intrare MA eventual şi ARF MA; 6 – mixer MA şi ALF -MF; 7 OL - MA; 8 AFI – MA şi

MF; 9 – etaj limitare; 10 – discriminator MF; 11 – demodulator MA; 12 – AJF; 13 - difuzor a – cale de RAA - MA; b – cale de CAF -MF;

Receptorul va mai conţine, pe lângă căile de RAA şi CAF specifice şi sistemul necesar de comutări pentru a face disjuncţia celor două funcţii. În receptoarele moderne această comutare se face cu comandă în curent continuu.

În ceea ce priveşte receptoarele stereofonice, schema unui astfel de receptor este de tipul schemelor pt. recepţia semnalului modulat în frecvenţă dar după cum rezultă din caracteristicile semnalului utilizat în radiodifuziunea stereofonică, este necesar şi un bloc specializat în decodarea semnalului stereo multiplex (fig1.8.).

1 2 3

1

6

7 5 4

Fig. 1.8 Schema bloc a unui radioreceptor MF stereofonic 1 – bloc UUS (circuit de intrare, ARF OL) 2 - AFI 3 –amplificator limitator 4 – discriminator

de frecvenţă 5 – decodor stereo 6 –AJF canal S 7-AJF canal D 8,9 - difuzoare 10 - CAF În general pentru a asigura o diafonie corespunzătoare recepţiei stereofonice,

condiţiile impuse întregului receptor sunt mai pretenţioase. Bineînţeles calea de joasă frecvenţă va fi dublată corespunzător celor două canale audio rezultate din decodorul stereo.

2. Schema bloc a radioreceptorului din laborator

FM/UKW TUNER 87,5 – 108 MHz TDA 1574

INTERFATA TUNING (ACORD) TDA 1093B

AM LIFICATOR PIF 10,74 Mhz

DECODOR STEREO

AMPLIF STEREO TDA 2040A

EGALIZATOR STEREO

ALIMENTARE DC

R

L

R

L

-15V

+15V

Să se identifice pe stand elementele componentele schemei bloc.

9

LUCRAREA 2 Blocul Tuner

1.1Circuite de intrare

Circuitul de intrare al unui radioreceptor este elementul de legătură între antenă şi primul etaj de amplificare din radioreceptor, care poate fi etajul amplificator de radiofrecvenţă sau etajul schimbător de frecvenşă.

În vederea realizării recepţiei radio, din multitudinea de semnale existente în atmosferă şi captate de antenă, circuitul de intrare este primul circuit care realizează extragerea unui semnal de o anumită frecvenţă, corespunzătoare postului recepţionat. Rezultă că circuitul de intrare trebuie să conţină cel puţin un circuit selectiv, capabil să atragă semnalul de o anumită frecvenţă şi totodată să satisfacă o serie de cerinţe legate de conectarea lui la antenă şi la schimbătorul de frecvenţă, în vederea obţinerii unor performanţe optime pentru radioreceptor. O primă condiţie impusă circuitelor de intrare este aceea de a asigura acoperirea completă a gamelor în care poate lucra receptorul. Indiferent de elementul de acord utilizat: condensator variabil, diodă varicap sau inductanţă variabilă, între frecvenţa maximă f max, frecvenţa minimă f min şi valorile extreme ale elementului de acord trebuie să fie îndeplinită o anumită relaţie. Astfel în cazul utilizării ca element de acord a unui condensator variabil, ţinând seama de relaţia:

LCf

π21

=

rezultă condiţia de acoperire completă a gamei:

min

max

min

max

CC

ff

=

Având în vedere numărul mare de posibilităţi în ce priveşte tipul şi structura antenei este necesar ca dezacordul produs în circuitul de intrare de către impedanţa antenei să fie cât mai mic. Sensibilitatea radioreceptorului depinde de factorul de transfer al tensiunii la rezonanţă, definit ca fiind raportul între tensiunea de ieşire a circuitului de intrare şi tensiunea electromotoare indusă în antenă;acest factor de transfer este de dorit să fie cât mai mare şi constant, atât în interiorul fiecărei game cât şi în condiţiile trecerii la altă gamă şi schimbării antenei. Se constată că cele două cerinţe sunt contradictorii, deoarece prima condiţie presupune un cuplaj slab între antenă şi circuitul de intrare, în timp ce cea de-a doua condiţie presupune existenţa unui cuplaj puternic între cele două circuite. De remarcat că problemele menţionate mai sus nu se pun în cazul utilizării antenelor interioare de fentă sau telescopice, deoarece parametriiacestora rămân neschimbaţi în timp şi pot fi luaţi în considerare de la început în proiectarea circuitelor de intrare. În cazul montajelor cu tranzistoare, având în vedere impedanţa mică de intrare a acestora, nu se urmăreşte obţinerea unei tensiuni maxime la ieşirea circuitului de intrare, ci realizarea adaptării pentru obţinerea transferului maxim de putere.

10

În vederea realizării unei bune fidelităţi a recepţiei, circuitele de intrare trbuie să realizeze o anumită bandă de trecere;benzile laterale,corespunzătoare semnalului de modulaţie cu frecvenţa cea mai mare, nu trebuie să fie atenuate cu mai mult de 3 db. În general banda de trecere a circuitelor de intrare trebuie să fie mai mare decât cea rezultată din condiţia de fidelitate arecepţiei, pentru evitare efectelor erorilor de aliniere ce apar la radioreceptoarele de tip superheterodină, deoarece în caz contrar se poate produce o variaţie prea mare a sensibilităţii radioreceptorului în interiorul unei aceleiaşi gamă de frecvenţă. Utilizarea circuitelor selective cu unul sau mai multe circuite oscilante (filtre de bandă)ca circuite de intrare, permit realizarea unei atenuări suficiente a semnalelor corespunzătoare posturilor adiacente şi deci obţinerea unei bune selectivităţi. De asemenea, datorită proprietăţilor selective ale circuitelor de intrare, având în vedere mulţimea semnalelor captate de antenă, circuitele de intrare trebuie să asigure atenuarea frecvenţelor nedorite ce pot interfera cu semnalul util şi în primul rând, a semnalului imagine, care ar produce asupra schimbătorului de frecvenţă acelaşi efect ca şi semnalul util. În sfârşit, circuitele de intrare trebuie să atenueze eventualele semnale de frecvenţă intermediare de la şi spre circuitul de antenă;în acest scop în circuitele de intrare se introduc filtre suplimentare de tip opreşte bandă , acordate pe frecvenţa intermediară. În fig.1 sunt reprezentate câteva tipuri de circuite de intrare şi metode de realizare a cuplajului cu antena.

11

Cc

L

a)

L

A

C

A

C

d)

L2

g)

L1

A M

C

A Cc

L’L C’C

L L’ C’

h) e)

C

b)

L

M A

L1

A

L

A

M

C

Cc

A

C L

C1

R

L1 L

Cc

C

c) f)

AM

LA LC

Cc

C’ L’

i)

Fig 1

În continuare se vor analiza problemele specifice circuitelor de intrare la radioreceptoaele cu tranzistoare;aceste receptoare pot folosi atât antene interioare cât şi antene exterioare. În cazul utilizării unor antene interioare de ferită, deoarece valoarea impedanţrlor pentru antenă şi circuitul de intrare nu se modifică în timp, în proiectare se alege un astfel de cuplaj, încât banda de trecere să fie suficient de mare pentru a obţine o fidelitate cât mai bună, asigurându-seîn acelaşi timp, un transfer în tensiune şi putere cât mai mare. Trebuie amintit şi faptul că datorită proprietăţilor de directivitate ale antenei de ferită, influenţa semnalului imagine este mult mai mică decât în cazul celorlalte tipuri de antenă. În vederea obţinerii unor performanţe superioare, bara de ferită se amplasează cât mai departe de părţile metalice şi difuzorul radioreceptorului, pentru a reduce eficacitatea acesteia. 1.1.1Circuite de intrare pentru gama de unde ultrascurte Datorită unor particularităţi specifice recepţiei în gama de unde ultrascurte , circuitul de intrare se relizează de obicei cu acord fix, selectivitatea fiind asigurată în special de amplificatorul de frecvenţă intermediară, banda de trecere a circuitului de intrare fiind de 6-10 Mhz; această bandă largă se obţine prin amortizarea circuitului de intrare de către fider şi impedanţa de intrare a tranzistorului. Deoarece impedanţa antenei este dată şi nu se pun probleme de influenţă a impedanţei antenei asupra circuitului de intrare, în practică se

12

urmăreşte realizarea unui cuplaj strâns între antenă şi circuitul de intrare în condiţiile de adaptare. Pentru exemplificare în fig.2 este prezentată schema unui circuit de intrare cuplat cu antena prin inductanţă mutuală iar cu tranzistorul prin priză pe capacitate.

M

L1 L U1

C

C1

U2

a)

L

E’

Zr r

U1

C1 Cin

C

Rin

b)

Fig 2

Notând cu p factorul de cuplaj al tranzistorului la circuitul de intrare:

21

1

CCCp+

=

factorul de calitate al circuitului scade de la valoarea rL

Q 00

ω= la valoarea

in

o

RL

pr

LQ 22

2

0'0 ω

ω

+=

În condiţiile de adaptare a fiderului cu circuitul oscilant factorul de calitate scade la jumătate:

2

'0QQEadapt =

Banda de trecere efectivă fiind

13

LR

Lprf

Qf

B in

Eadapte

0

2202

00

2

ω

ω⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+

=

Din relaţia de mai sus se poate deduce valoarea prizei p. Factorul de transfer efectiv va fi :

1

02

ZMQ

pEUT e

A

ω==

Acest circuit de intrare prezintă dezavantajul obţinerii unui factor de transfer subunitar. Eliminarea acestui inconvenient se face utilizând tranzistorul într-o schemă intermediară BC – EC prin conectarea la masă a unui punct situat pe o prză a circuitului secundar. În aparatele de radio, în cadrul blocului de unde ultrascuret, se utilizează întotdeauna un etaj amplificator de radiofrecvenţă, circuitul de intrare făcând parte din cadrul schemei acestui amplificator. Schema completă a unui etaj amplificator pentru UUS este dată în fig.3

C1

-Ec C6 L3

C7

R4

R3 C5 R2 R1 C4

C3

L2 L1

C2

Fig 3

Aşa cum s-a arătat şi mai înainte circuitul de intrare este realizat cu acord fix, acoperind întreaga gamă de frecvenţă UUS. Având în vedere frecvenţa relativ ridicată de lucru a montajului, tranzistorul se conectează în schemă BC, în acest mod circuitului i se asigură şi o bună stabilitate. Sursa de alimentare este conectată cu pulsul la masă, pentru ca circuitul oscilant să aibă o bornă la masă. Polarizarea bazei se realizează prin rezistenţa R2, R3, iar condensatorul C5 pune la masă bază din punct de vedere al curentului alternativ. Deoarece admitanţa de ieşire a tranzistorului în montaj BC este mică, colectorul poate fi legat direct la circuitul rezonant, fără aproduce o amortizare prea mare a acestuia. Cuplarea la etajul următor se face prin condensatorul C7. Circuitul rezonant are acord variabil prin condensator variabil, rolul acestuia fiind acela de a asigura selectivitatea necesară pentru atenuarea frecvenţei imagine.

14

La amplificatoarele de radiofrecvenţă de obicei nu se utilizează neutrodinare, deoarece ele lucrează cu frecvenţă de acord variabilă. 1.1.2Circuite de intrare cu diode varicap Dioda varicap (cu capacitate variabilă) este o diodă semiconductoare cu joncţiune pn ce funcţionează în domeniul tensiunilor de polarizare inverse. Capacitatea diodei varicap (denumită capacitate de barieră) este variabilă în funcţie de mărimea tensiunii inverse aplicată. Se obţine astfel posibilitatea de a comanda mărimea capacităţii prin variaţia tensiunii inverse aplicată diodei varicap(fig.4).

+Ec

P R

Uc

10+100 kΩ

Cs 100 nF

Dv (CDV)

L

Fig 4.

S-au realizat diode varicap de siliciu cu capacitate variabilă de la valoarea minimă de ordinul 1 pF până la valoarea maximă de ordinul sutelor de pF. Diodele varicap prezintă o serie de avantaje în comparaţie cu cundensatoarele variabile obţinute: dimensiuni, volum, greutate mult mai mică; prin comanda electronică a variaţiei capacităţii există posibilitatea realizării monoreglajului la mai mult de 2...3 circuite oscilante precum şi comanda de la distanţă a acordului variabil; favorizează miniaturizarea aparaturii de radiorecepţieprin posibilitatea de utilizare a lor în circuitele integrate. Schema electrică a unui circuit acordat cu didoă varicap este repre zentată în fig. 5. Capacitatea diodei varicap Dv se conecteză în paralel cu indutanţa de acord L prin intermediul condensatorului de separare Cs care are rolul de a evita scurtcircuitarea la masă a tensiunii Uc de comandă a acordului. Rezistenţa R(de valoare 10...100kΩ) serveşte pentru aplicarea tensiunii de comandă a acordului la catodul diodei varicap, asigurând totodată o amortizare cât mai mică a circuitului acordat. Valoarea rezistenţei R se alege mult mai mare decât rezistenşa de rezonanţă Ro a circuitului acordat şi ca urmare în mod teoretic nu şuntează circuitul acordat. Uneori această rezistenţă se dimensionează tocmai în acest scop. Frecvenţa de rezonanţă a circuitului acordat este:

DVLCf

π21

=

şi variazăcontinuu între două limite atunci când tensiunea de comandă a acordului, aplicată didei varicap, variază între valoarea Ec şi 0V. În cele ce urmează se prezintă problema monoreglajului circuitului de intrare şi circuitului oscilatorului local în receptoarele cu acord variabil prin diode varicap. După cum s-a arătat, raportul Cvmax/Cvmin de la circuitul acordat al oscilatorului este mai mic decât raportul corespunzător de la circuitul de intrare. Pentru a se realiza acest lucru, în cazul radioreceptoarelor cu acord variabil prin diode varicap se folosesc dide varicap identice în

15

cele două circuite acordate, iar în circuitul oscilatorului local se introduc cele două condensatoare:trimer şi pader. În afară de această metodă clasică, există şi o nouă posibilitate de realizare a monoreglajului prin ajustarea convenabilă a tensiunilor de comandă la diodele varicap.

Când se roteşte butonul de acord al receptorului, nu se aplică la cele două diode tensiuni de comandă Ucs şi Ucos identice, ci cu valori diferite astfel încât la o cursă completă a butonului de acord al receptorului, variaţia tensiunii de comandă să fie mai mre la dioda varicap din circuitul de intrare decât la cea de la oscilatorul local. În acest caz capacitatea diodei varicap Cs variază pe curbă între punctele A şi B şi se obţine Cemax/Cemin mare, în timp ce capacitatea diodei varicap Cos variază pe curbă între punctele D şi E, pentru care se obţine Cos max/Cos min mai mic. Tensiunile de comandă la diodele varicap trebuie să varieze astfel încât să se asigure alinierea în gamele de undă. Pentru acest scop se aplică la diodele varicap tensiunile de polarizare iniţială Ups şi Upos, care stabilesc valorile maxime ale capacităţilor diodelor varicap Cs max şi Cos max.

Etajul SF

Etajul OL

Ups+Ucs

UPos+

UCos

R2 R1

UCos

UCs

Dvos

Fos

fi

Dvs

fS

P3

P2 P1

B

-Ec

UPs

+Ep

P4

UPos

Fig 5

În figură se prezintă o schemă pentru realizarea monoreglajului prin această nouă metodă. De la o sursă de tensiune de polarizare iniţială Ep, prin intermediul potenţiometrelor semireglabile P1 şi P2 se stabilesc la diodele varicap Dvs şi Dvos tensiunile de polarizare uniţială Ups şi Upos. De la sursa Ec prin divizoarele de tensiune rezistive R1P3(pentru dioda varicap Dvs)şi R2P4 (pentru dioda varicap Dvos) şi prin reglarea potenţiometrelor P3 şi P4 (identice), care au rotoarele pe acelaşi ax (acţionat de butonul de acord al receptorului B), se stabilesc tensiunile de comandă Ucs şi Ucos la cele două diode varicap. Rezistenţele semireglabile R1 şi R2 sunt de mărimi diferite şi astfel reglate încât să rezulte tensiunile de comandă Ucs şi Ucos necesare. Aceste tensiuni de comandă se adaugă la polarizările iniţiale

16

astfel că polarizările inverse totale la diode Ups+Ucs şi Upos+Ucos cresc, iar capacităţile acestora scad simultan relizându-se astfel monoreglajul. 2.Circuitul integrat TDA 1574 TDA 1574 este un integrat pentru tunerul FM destinat utilizării secţiunilor RF/IF a unui radio de maşină sau unul de casă. Circuitul conţine un mixer, un oscilator şi un amplificator IF liniar pentru procesarea semnalului. 2.1.Mixerul Circuitul de mixer foloseşte un multiplicator dublu echilibrat cu un preamplificator care are scopul de a obţine o scară largă de reglare a semnalului şi a oscilărilor joase.

Schema bloc a integratuluui TDA 1574

Configuraţia pinilor

1- intrare 1 mixer 2- intrare 2 mixer 3- intrare bandă lungă 4- masă 5- tensiune de referinţă 6- ieşire oscilator 7- intrare 1 oscilator 8- intrare 2 oscilator 9- buffer-ul de ieşire al oscilatorului 10- neconectat 11- neconectat 12- IF ieşire 13- comutator menţinere 14- intrare bandă îngustă

17

15- intrare 1 IF 16- intrare 2 IF 17- tensiunea de prag 18- ieşire 1 mixer 19- ieşire 2 mixer 20- ieşire AG

Diagrama pinilor

2.2.Oscilatorul Circuitul oscilant foloseşte un amplificator cu intrare diferenţială. Reglarea tensiunii este realizată prin utilizarea funcţiei h-transfer simetrică pentru a obţine un sistem de 2 armonice joase. 2.3 Amplificatorul IF liniar Amlificatorul IF este cu intrare diferenţială, el fiind un amplificator de bandă largă cu un buffer de ieşire. 2.4 AGC Procesorul AGC combină informaţiile de bandă largă şi îngustă printr-un detector de nivel RF, un comparator şi un circuit de ieşire.Nivelul dependent de scăderea curentă a ieşirii are o sarcină activă care reglează pragul AGC.Funcţia AGC poate fi controlată de asemenea de o combinaţie de informaţii de bandă largă sau îngustă sau numai de informaţii de bandă largă sau îngustă. Dacă banda îngustă a solicitat pinul 3 poate fi conectată la pinul 5. Dacă banda largă a solicitat pinul 14 poate fi conectată la pinul 15.

Aplicaţia circuitului integrat TDA 1574

18

3. Schema blocului Tuner din radioreceptor La acest bloc are loc racordarea antenei prin HF-STUFE care este un etaj pe post de

amplificator.Circuitul este alimentat cu o tensiune de 15V stabilizată la 12V cu ajutorul integratului 7812 care este un stabilizator de tensiune.

Frecvenţa postului de radio poate fi ajustată prin circuitele racordate reprezentate de cele două potenţiometre de la baza schemei.

Să se identifice schema bloc a tunerului şi să se analizeze şi explice funcţionarea acestuia.

19

.

R8 12V 7812

C11 100n

C10 100μF C9

10n

P1 10k

C7 10n R5

100

10,7MHz L4 R6 68

CF 1 C8 82pF

AGC

ZFStand BY

CF 2

TDA 1574A

HF-STUFE

Antena

...

..

.

1

9

1

9

PIN ½ 3 4 5 6 7/8 9 10 11 13 14 15 16/17

VOLT 1,06 1,75 0 4,10 2,05 1,30 7,20 5,90 0 1,35 1,30 9,80 9,75

20

LUCRAREA 3

Interfaţa tuning a radioreceptorului 1. Noţiuni teoretice. Reglajul automat al amplificării

Reglajul automat al amplificării (RAA) – serveşte la menţinerea constantă a nivelului

audiţiei atât pentru posturi puternice cât şi pentru posturile slabe şi de asemenea în cazul variaţiei intensităţii semnalului de la intrarea radioreceptorului din cauza fadingului. Funcţional, dispozitivul RAA acţionează pe lanţul de amplificare a semnalului până la modulator, modificând amplificarea, astfel încât la ieşirea din demodulator, nivelul semnalului de audio frecvenţă să rămână constant şi implicit nivelul audiţiei, fără modificarea reglajului manual de volum. Prin intermediul R-in controlul realizat asupra amplificării dispozitivului RAA, evită intrarea în saturaţie a etajelor de frecvenţă înaltă (în special a ultimului etaj) şi deci supraîncărcarea etajelor în cazul unor semnale puternice. Dispozitivul RAA foloseşte ca tensiune de comandă tensiunea de curent continuu de la ieşirea demodulatoarelor a cărei valoare este proporţională cu nivelul semnalului recepţionat. Această tensiune prelucrată în dispozitivul RAA se aplică pentru polarizarea etajelor de radiofrecvenţă şi frecvenţă intermediară, producând modificarea pantei şi deci amplificarea acestora. Pentru a funcţiona corect, în schema dispozitivelor RAA se folosesc filtre tip trece jos care au rolul de a elimina componenta de audiofrecvenţă de la ieşirea demodulatorului, păstrând la ieşire numai o tensiune proporţională cu intensitatea medie a semnalului recepţionat. În funcţie de etajele asupra cărora acţionează, dispozitivele RAA sunt cu acţiune „înapoi” sau cu acţiune „înainte”, cu sau fără amplificare, simple sau cu întârziere (prag de funcţionare). Performanţele dispozitivului RAA se apreciază prin eficacitatea sa, fie cu ajutorul unor curbe de reglaj , fie prin factorul de reglaj a care arată de câte ori variază raportul tensiunilor de ieşire a demodulatorului, atunci când tensiunea de semnal de la intrare variază între valoarea maximă şi valoarea minimă.

)( INIES UfU =

min

max

AA

qPa == (1)

unde

min

max

in

in

UU

P = ; min

max

ies

ies

UU

q = ;

minmax , AA - valoarea maximă, respectiv minimă a amplificării de tensiune ca urmare a

acţionării RAA. Ca dezavantaje ale dispozitivului RAA se pot cita: reducerea aparentă a selectivităţii în sensul că nivelul audiţiei este acelaşi chiar cu un anumit dezacord pe post (acest dezavantaj se poate elimina cu ajutorul unui dispozitiv optic de acord); în intervalul dintre posturi şi la posturile slabe, audiţia este însoţită de zgomote puternice, întrucât amplificarea este maximă; de obicei se modifică selectivitatea filtrelor de radiofrecvenţă şi frecvenţă intermediară prin modificarea amortizării acestora.

21

În cazul radioreceptoarelor cu tranzistoare, dispozitive care au o pantă mai mare decât a tuburilor electronice eficacitatea dispozitivului RAA pentru un etaj este mai mare. Deoarece la tranzistoare panta scade când se micşorează pozitivarea bazei (pentru tranzistoare NPN), se stabileşte iniţial o polarizare mare pentru tensiunea , iar tensiunea RAA se aplică negativă în bază, sau negativă în emitor. Se preferă aplicarea tensiunii RAA pe bază şi nu pe emitor, deoarece puterea solicitată de la dispozitivul RAA este mai mică.

BEu

La receptoarele de clasă sistemul RAA se realizează prin amortizarea variabilă a unor circuite oscilante cu ajutorul unor diode cu rezistenţă diferenţială variabilă, montate în paralel cu circuitele acordate. Având în vedere faptul, că la tranzistoare, rezistenţa de intrare are valoare mică, atât în schema EC, cât mai ales în schema BC, rezistenţele din filtrul RAA se aleg de ordinul Ω− k105 . Deoarece constanta de timp a filtrului RC trebuie să fie cât mai mare (în funcţie de frecvenţa minimă de audiofrecvenţă), condensatorul filtrului se ia de ordinul Fμ105 − .

Controlul automat al frecvenţei

Controlul automat al frecvenţei (CAF) serveşte la obţinerea frecvenţei intermediare de valoarea corectă, chiar în situaţia variaţiei frecvenţei oscilatorului local sau a frecvenţei emiţătorului. Dispozitivul CAF este de obicei folosit în gama de UUS deoarece acordul pe post este mai dificil de realizat şi orice dezacord produce distorsiuni ale semnalului mai mari decât în cazul MA, iar pe de altă parte din cauza frecvenţelor mari de lucru, deviaţiile (alunecările) de frecvenţă din cauza modificării capacităţilor parazite produc modificări mari ale frecvenţei intermediare. Principiul de funcţionare al dispozitivului CAF bazează pe folosirea în circuitul oscilant al oscilatorului local a unui dispozitiv capabil să modifice frecvenţa acestuia, dispozitiv care este comandat de un semnal proporţional cu:

irin fff −=Δ (2) unde frecvenţa intermediară nominală; =inf =irf frecvenţa intermediară reală. Eroarea de frecvenţă este transformată într-o tensiune continuă de reglaj, tensiune care prin mărime şi polaritate realizează micşorarea alunecării de frecvenţă, apropiind astfel de . irf inf Ca detector de eroare se foloseşte discriminatorul de fază sau detectorul de raport (prin priza mediană) dispozitive care realizează la ieşire o tensiune comparativă cu eroarea de frecvenţă.

Ca dispozitive de reglaj se folosesc: - dispozitive de comandă electronică cu element activ de reactanţă ca: tranzistor de reactanţă,

diodă varicap, etc. - dispozitiv cu comandă electromecanică unde elementul de reglaj este un servomotor; - dispozitive cu comandă, combinate.

Soluţia modernă folosită în radioreceptoarele cu tranzistoare este folosirea diodei varicap, a cărei capacitate de barieră , variază atunci, când se modifică polarizarea inversă a diodei. Variaţia capacităţii în funcţie de tensiunea de polarizare este prezentată în figura 1.

dC

22

0 10 20 30

4

8

12

C pf

-Ud(v)

Fig. 1. Caracteristica capacitate-tensiune de polarizare

De obicei dioda varicap se leagă în circuitul oscilant al oscilatorului local prin intermediul unei capacităţi serie de valoarea mică, pentru a obţine o variaţie corespunzătoare a frecvenţei în gama de UUS. Tensiunea de comandă raport se aplică prin intermediul unui filtru RC, care nu trebuie să lase să treacă semnalele de audiofrecvenţă, deci trebuie să aibă o constantă de timp mai mare de 0,1 secunde. De obicei se ia Ω= kR 100 şi FC μ51−= . Deoarece dioda varicap trebuie să lucreze tot timpul în domeniul polarizărilor inverse, iniţial i se aplică o polarizare inversă de câţiva volţi, de la o sursă de tensiune bine filtrată. Presupunem că la un moment dat creşte frecvenţa oscilatorului local , faţă de valoarea corectă; în acest caz la ieşirea detectorului de raport se va obţine o tensiune pozitivă proporţională cu eroarea de frecvenţă, tensiunea care se va aplica diodei varicap modificând capacitatea echivalentă în sensul creşterii acesteia şi deci va produce scăderea . Eroarea iniţială mare a frecvenţei intermediare se va transforma astfel într-o eroare reziduală mult mai mică.

oscf

osf

Eficacitatea sistemului CAF se apreciază din caracteristica de lucru a detectorului de eroare şi respectiv caracteristica dispozitivului de reglaj. Eficacitatea detectorului de eroare se caracterizează prin panta:

fUtgSd Δ

Δ== ϕ (3)

şi este de dorit să fie cât mai mare. Eficienţa dispozitivului de reglaj este dată de relaţia:

uftgSr Δ

Δ== ψ (4)

iar coeficientul de reglaj are valoarea:

11 >+=ΔΔ

= drr

ir SS

ff

K (5)

Sistemul CAF cu diodă varicap prezintă o serie de avantaje; reglajul se face practic fără inerţie folosind direct tensiunea de la detectorul de eroare, cu o schemă de dimensiuni şi greutate mică. Ca dezavantaje, pe lângă influenţa puternică datorită variaţiilor de temperatură şi tensiune, banda de frecvenţă în care acţionează este limitată, corecţia de frecvenţă nefiind totală, ci funcţionând în regim dinamic cu o eroare permanentă de frecvenţă.

23

24

Audio output

Interfaţa tuning este reprezentată în figura 3. Circuitul integrat folosit este TDA1093B.

Acesta are o echivalentă: К174ХА19. Acesta are rolul de a se stabiliza tensiunea interfeţei tuner, care foloseşte ca circuit integrat TDA1574A. TDA1093B este un circuit integrat cu 16 pini, şi conţine şi un senzor intern de temperatură. Tensiunile la pini sunt următoarele la funcţionare normală:

Tuner AFC

Input

2. Circuitul integrat

Figura 2. Un circuit CAF simplificat

Tabel 1. PIN Volt

1 0,61 2/15 0,62

3/7/8/9 0 4/5 1,7-8,16 11,8 10 0,3

11/12 3,3 13/14 8,1

16 1,7

25

R10 18K

R11 91K

R12 12K

P2 2K5

R13 150K

+ - - + + -

TEMPERATURE SENSOR i ref u

+

-

88 92 96 100 104 108

7812

R14 12K

C12100n

C131μ

P1100K

C82,2μ

C947μ

C1047n

C15100n C14

100n

C11100n

R203K3

R16300K

R15300K

R17100K

R1847

R1910

TDA1093B

AFC

+15V

0V

MUTING

16 9

1 8

OutputA

OutputB

InputB

Input A

Figura 2.

Integratul mai are şi următoarele caracteristici: VUCC 1655,8 ÷= ; ; mAICC 6= VUtun 2min = ; VUtun 6max =

Temperatură de funcţionare: -25...+70°C. Radioreceptorul superheterodină, este compus din următoarele blocuri:

- Tuner FM/UKW 87,5-108Mhz cu TDA1574 - Interfaţa tuning cu TDA1093B - Amplificator de frecvenţă intermediară (IF) cu TDA1047 - Decodor stereo cu HA12016 - Unitatea de control stereo cu AN7330 - Amplificator stereo cu două integrate TDA2040A De obicei interfaţa tuning este asociată cu oscilatorul local a radioreceptorului. Interfaţa

suportă şi controlul automat al frecvenţei(AFC), ceea ce înseamnă, că dacă este selectat o frecvenţă cu un semnal, AFC reglează astfel frecvenţa, încât semnalul să fie cât mai puternic(clar).

3. Interfaţa tuning din radioreceptor

Interfaţa tuning a radioreceptorului se bazează pe circuitul integrat TDA1093B. Acesta are ca scop reglarea frecvenţei (tensiunii) prin potenţiometrul P1. Componentele sunt legate ca şi cum este în tabelul 2.

Tabel 2. Numele Valoare Legătura 1 Legătura 2

R10 18KΩ TDA1093B pin 1 TDA1093B pin2 + R11 R11 91KΩ TDA1093B pin15 + P2(reglare) TDA1093B pin2 + R11 R12 12KΩ Masă P2 R13 150KΩ P2 TDA1093B pin14 + C12 R14 12KΩ TDA1093B pin16 + R11 P1 R15 300KΩ C15 TDA1093B pin10 R16 300KΩ TDA1093B pin12 + C14 OutputA10 + OutputB10 R17 100KΩ TDA1093B pin11 + C14 Comutator AFC R18 47Ω TDA1093B pin6 + C9 C10 + I.C. 7812 R19 10Ω I.C. 7812 + C11 +15V R20 3K3Ω InputA1 + OutputA2 Comutator MUTING P1 100KΩ C13 + TDA1093B pin13 R14 + TDA1093B pin16 P2 2K5Ω R13 R12 C8 2,2μF TDA1093B pin4 + P1(reglare) masă C9 47 μF TDA1093B pin6 + R18 masă C10 47nF R18 + I.C. 7812 masă C11 100nF I.C. 7812 + R19 masă C12 100nF TDA1093B pin14 + R13 masă C13 1 μF TDA1093B pin13 + P1 masă C14 100nF TDA1093B pin12 + R16 TDA1093B pin11 + R17 C15 100nF R15 masă

C15 100nF R15 + TDA1093B pin10 + Output A9 + Output B9 masă

Să se analizeze schema bloc şi arhitectura internă a CI, şi să explice funcţionarea blocului tuning al radioreceptorului.

26

LUCRAREA 4

DEMODULATOARE ŞI REGLAJE AUTOMATE

1.1 GENERALITĂŢI

Demodulatoarele sunt circuite care permit extragerea semnalului de audiofrecvenţă din semnalul de radiofrecvenţă modulat în amplitudine sau în frecvenţă.

În cazul semnalelor MA, amplitudinea semnalului de radiofrecvenţă este proporţională cu mărimea semnalului modulator; extragerea semnalului de audio frecvenţă - demodulare - este posibilă prin utilizarea unui element neliniar, ca de exemplu un dispozitiv cu conducţie nesimetrică, care să permită extragerea uneia din cele două înfăşurări. Practic, în urma demodulării, rămâne o componentă de curent continuu, proporţională ca amplitudine cu amplitudinea purtătoarei (deci cu nivelul semnalului recepţionat), o componenta de audiofrecvenţă care constituie semnalul util şi componentă de radio frecvenţă, care se poate elimina prin filtrare.

In cazul modulaţiei MF informaţia se regăseşte în variaţia frecvenţei semnalului de radiofrecvenţă; în acest caz demodulatorul trebuie sa dea la ieşire un semnal a cărui amplitudine să fie proporţională cu mărimea acestei deviaţii de frecvenţă, iar semnul să depindă de sensul schimbării de frecvenţă.

Pentru ca semnalul de audio frecvenţă sa fie cât mai fidel, este necesar ca distorsiunile de neliniaritate introduse de demodulare sa fie cât mai mici.

În cadrul radioreceptorului, circuitele de demodulare apar situate între amplificatorul de frecvenţă intermediară şi amplificatorul de audiofrecvenţă. Pentru a avea o amplificare cât mai mare în AFI, este necesar ca demodulatorul sa prezinte o impedanţă de intrare cât mai mare pentru a se amortiza circuitul rezonant impunând şi o rezistenţă mare de intrare pentru amplificatorul de audiofrecvenţă.

Dacă componenta continuă utilizată după demodulare este de obicei utilizată în regla-jele automate ale radioreceptorului componenta de radiofrecvenţă trebuie înlăturată, deoarece ajungând la amplificatorul de audiofrecvenţă poate produce o încărcare suplimentară a acestu-ia.

Dintre reglajele automate ale radioreceptoarelor, cea mai mare importantă o prezintă reglajul automat al amplificării RAA şi controlul automat al frecventei CAF.

Reglajele ale radioreceptoarelor permit obţinerea unor audiţii calitativ superioare fără a fi necesare manevrări suplimentare asupra radioreceptorului . 1.2 Demodulatoare pentru semnale cu MA

Aproape în exclusivitate, în aparatele de radio cu tranzistoare, demodularea semnale-lor MA se face cu diode semiconductoare cu germaniu sau cu siliciu preferându-se în special diodele punctiforme care prezintă o capacitate parazită de valoare mică.

Din caracteristica de funcţionare a diodei semiconductoare rezultă că pentru semnale mici această caracteristică este de formă parabolică, pentru un semnal MA, în semnalul obţinut după detecţie se va găsi şi armonica a doua componentei utile de audio frecvenţă care distorsionează semnalul AF.

Se demonstrează că factorul de distorsiuni de neliniaritate în acest caz are valoarea : δ = m/4.

Pentru evitarea apariţiei acestor distorsiuni, diodelor de detecţie li se aplică semnale de nivele mari, această caracteristică a diodei putând fi aproximată ca o linie frântă.

28

În acest caz, cu o buna aproximaţie, demodularea poate fi considerată liniară , iar distorsiunile de neliniaritate introduse sunt foarte mici.

Rezultate bune în ce priveşte liniarizarea detecţiei şi micşorarea factorului de distorsiuni de neliniaritate se obţine realizând o prepolarizare a diodei în sensul conducţiei.

RS

D

u

Fig.1 Schema de principiu a unui demodulator pentru semnale MA

Acest tip de demodulator necesită un semnal de frecvenţă intermediară mai mare decât tensiunea de prepolarizare a diodei, ceea ce conduce la micşorarea sensibilităţii radioreceptorului. Acest lucru nu presupune neapărat un dezavantaj deoarece AFI poate fi realizat cu amplificări foarte mari limita amplificării maxime fiind determinată de obicei de nivelul de zgomot introdus de primul etaj amplificator.

Pentru a caracteriza un demodulator cu dioda, pentru semnale MA se foloseşte factorul de transfer definit ca fiind raportul dintre amplitudinea tensiunii de audio frecvenţă de la ieşirea demodulatorului U şi a amplitudinea semnalului modulator: m

kd = U'm/Um

Datorită faptului că dioda nu este un element amplificator, rezultă că acest raport este

subunitar, este de dorit ca factorul de transfer sa fie cât mai mare, cu distorsiuni de neliniaritate cât mai mici.

În schemele de demodulare cu diode, dioda poate funcţiona în clasa B, sau în clasa C(se spune ca dioda funcţionează în clasa B dacă unghiul de conducţie este de 180o şi în clasa C daca unghiul de conducţie este mai mic de 180o ).

Utilizarea unor demodulatoare cu diode funcţionând la clasa B prezintă dezavantajul realizării unui factor de transfer redus ( kd = 0,318 ) şi o tensiune reziduală de radiofrecvenţă la ieşirea demodulatorului.

Înlăturarea dezavantajelor prezentate mai sus se realizează prin funcţionarea diodei în clasa C diferenţa constructiva fata de funcţionarea în clasa B consta în adăugarea unui condensator în paralel pe rezistenta de sarcina a diodei.

u

D

Cd

Rd Ud

Fig.2 Schema electrica a unui demodulator pentru semnale MA

29

Valorile grupului Cd , Rd se aleg suficient de mari pentru a avea îndeplinită relaţia:

δ = C R > Td d i

unde Ti este perioada semnalului de frecvenţă intermediară. În momentul aplicării semnalului de frecvenţă intermediară, dioda se deschide şi încarcă condensatorul Cd la valoarea de vârf U Din acest moment pe dioda avem aplicat semnalul u = u - UM . d d , dioda intră în conducţie numai atunci când această tensiune este pozitivă în timpul când dioda este blocată, condensatorul C se descarcă pe rezistenta Rd d. Rezulta ca unghiul de conducţie al diodei nu va mai fi 180oca în cazul funcţionarii în clasa B, ci mai mic, tensiunea demodulată existând în permanenţă la bornele condensatorului C . d

Tensiunea de la bornele condensatorului Cd conţine o componentă de curent continuu proporţională cu amplitudinea semnalului recepţionat, o componenta utilă de audio frecvenţă şi o componenta de radio frecvenţă parazită redusa ca valoare. La funcţionarea în clasa C, factorul de transfer este aproape unitar:

k = cosθ d

unde θ este unghiul de deschidere al diodei. 1.3 Demodulatoare pentru semnale cu MF

Rolul demodulatoarelor pentru semnalele cu MF este acela de a extrage componenta

de audiofrecvenţă din semnalul de frecvenţă intermediara si a elimina modulaţia parazita de amplitudine. Ca scheme pentru demodulare de semnale MF se folosesc o serie de circuite ca: demodulatorul de frecvenţă cu circuit oscilant dezacordat, discriminatorul de fază, detectorul de raport.

Demodulatorul de frecvenţă cu circuit oscilant dezacordat prezintă o serie de dezavantaje ca: amplificare mică a etajului, deoarece circuitul oscilant funcţionează dezacordat; liniaritatea conversiei MF-MA este scăzută, acordul se poate obţine în două puncte ceea ce complică reglajul; este foarte sensibil la modulaţia parazită de amplitudine.

Toate aceste dezavantaje fac ca acest demodulator sa fie utilizat în receptoarele de radiodifuziune.

Discriminatorul de fază prezintă o bună liniaritate fiind tot odată şi uşor de reglat, este însă sensibil la modulaţia parazită de amplitudine, pentru înlăturarea căruia este necesar un etaj limitator anterior, discriminatorul de fază este mai rar folosit decât detectorul de raport.

Detectorul de raport realizează atât conversia MF-MA cât şi limitarea în amplitudine a semnalului şi deci înlătură modulaţia parazita de amplitudine. Schema de principiu a detectorului de raport este data în figura 3.

La bornele R care este cuplata strâns cu bobina L3 1 se obţine o tensiune practic în faza ca tensiunea de la bornele circuitului primar. Condensatoarele C şi C3 prezintă pentru semnalul FI o impedanţa foarte mică astfel ca pentru cele doua diode vom avea aplicate tensiunile:

Ud1 = U + U3 2/2 Ud2 = U - U3 2/2

30

L2

RAA

C0

R

D1

C

C

D2

AAF

L1

Fig.3 Demodulator pentru semnale MF Deoarece circuitele rezonante C1L1 şi C2L2 sunt cuplate inductiv, tensiunea U2 defazata cu 90o fata de tensiunea U1. La modificarea frecventei semnalului din circuitul primar faţă de frecvenţa de acord se va modifica şi faza tensiunii U2 , aplicându-se astfel tensiuni inegale diodelor , iar la ieşire va rezulta un semnal având simultan MA şi MF.

Componentele de curent continuu ale diodelor ( ca rezultat al demodulării se închid prin R si L2) trebuie sa fie egale între ele , deci diodele să aibă aceleaşi unghiuri de taiere θ1 şi θ2.Pentru frecvente diferite de frecvenţă intermediara, tensiunile aplicate diodelor sunt diferite iar pentru păstrarea egalităţii între componentele de curent continuu este necesara modificarea unghiurilor de taiere, astfel ca , daca tensiunea Ud aplicata diodei creste, unghiul θ scade şi invers.

În concluzie, funcţionarea detectorului de raport este următoarea :daca semnalul aplicat la intrare este de frecvenţă fi, prin diode o sa circule curenţii detectaţi I0 egali, care fac ca tensiunea la bornele condensatorului C3 sa fie nula. La modificarea frecventei semnalului modificat la intrare, datorita tensiunilor ce apar pe diode se modifica şi curenţi detectaţi de diode ΔI1 şi ΔI2 ,componente care circula în sens opus prin C3 producând la bornele acesteia o cădere de tensiune proporţională cu diferenţa Ud1 - Ud2.

C3

L3

C1

C2

R

31

De remarcat ca suma tensiunilor pe condensatorul C nu se modifica (U' + U" = ct) însa se modifica raportul lor (U'/U") , motiv pentru care poartă denumirea de detector de raport .

Condensatorul C0 asigura limitarea de amplitudine detectorului de raport în condiţiile de apariţie a modulaţiei de amplitudine parazită de durata relativ scurtă. Alegând constanta de timp a circuitului RC0 suficient de mare, se observa ca la variaţii rapide ale tensiunii de la intrare , tensiunea U' + U" rămâne practic constantă . Presupunând , de exemplu , ca Uin creste rezulta ca şi Ud1 şi Ud2 au tendinţa de creştere şi deci cosθ şi cosθ1 2 devin simultan mai mici, rezulta ca rezistenta de sarcina echivalenta diodelor în circuitele L C şi L1 1 2C2 creste amortizarea acestor circuite , micşorează deci amplificarea ultimului etaj, limitând tendinţa de creştere a tensiunii de intrare. Deoarece tensiunea de la bornele condensatorului C0 este proporţională cu intensitatea semnalului de la intrarea radioreceptorului aceasta tensiune poate fi folosita în schemele RAF.

Caracteristica de ieşire a detectorului de raport reprezintă variaţia tensiunii de ieşire în funcţie de variaţia frecventei semnalului aplicat la intrare şi are forma unui S rotit cu 90o . Pentru ca transformarea sa fie cât mai liniară şi deci distorsiunile de neliniaritate sa fi cât mai mici este necesar ca aceasta caracteristică să prezinte o porţiune cât mai liniară, cu panta mare simetrică faţă de punctul f = fi , într-o bandă de frecvenţă cât mai largă. În montajele practice banda de frecvenţă a detectorului de raport este de circa 200 - 400 KHz.

Detectorul de raport prezintă avantajul realizării limitării de amplitudine a semnalului înlăturând astfel modulaţia parazită de amplitudine a semnalului MF, caracteristica de de-modulare fiind suficient de liniară într-o bandă de largă frecvenţă.

Detectorul de raport poate funcţiona liniar la semnale foarte mici (are deci o sensibilitate ridicată) şi poate furniza tensiuni pentru RAA şi CAF.

Ca dezavantaj al detectorului de raport, în afara faptului ca valorile componentelor cât şi reglajele sunt destul de critice, demodulatorul fiind sensibil la orice nesimetrie de montaj, este şi faptul ca tensiunea de audiofrecvenţă este relativ mică, deoarece semnalul este obţinut prin diferenţa. 1.4 Reglajul automat al amplificării

Reglajul automat al amplificării RAA - serveşte la menţinerea constanta a nivelului audiţiei atât pentru posturi puternice cât şi pentru posturile slabe şi de asemenea în cazul varierii intensităţii semnalul de la intrarea radioreceptorului din cauza fadingului . Funcţional, dispozitivul RAA acţionează pe lanţul de amplificare a semnalului pana la demodulator, modificând amplificarea, astfel încât la ieşirea din demodulator, nivelul semnalului de AF sa rămână constant şi implicit nivelul audiţiei, fără modificarea reglajului numai la volum.

Prin controlul realizat asupra amplificării, dispozitivul RAA evită intrarea în saturaţie a etajelor de FI (în special a ultimului etaj ) şi deci supraîncărcarea etajelor în cazul unor semnale puternice.

Dispozitivul RAA foloseşte ca tensiune de comandă tensiunea de curent continuu de la ieşirea demodulatoarelor a cărei valoare este proporţională cu nivelul semnalului recepţionat . Această tensiune prelucrată în dispozitivul RAA se aplică pentru polarizarea etajelor de radiofrecvenţă şi frecvenţă intermediară, producând modificarea pantei şi deci amplificarea acestora . Pentru a funcţiona corect, în schema dispozitivelor RAA se folosesc filtre trece-jos care au rolul de a elimina componenta de audiofrecvenţă de la ieşirea demodulatorului, păstrând la ieşire numai o tensiune proporţională cu intensitatea medie a semnalului recepţionat.

32

Integratul TDA 1046

TDA 1046 este un amplificator-demodulator pentru semnale MA având frecvenţă purtătoarei până la 30 MHz. Circuitul este destinat radioreceptoarelor de înaltă performanţă staţionare sau auto. Conţine amplificatoarele de RF şi FI cu câştig controlat, oscilatorul, mixerul demodulatorul MA simetric, filtru activ trece-jos, amplificatorul pentru semnalul de joasă frecvenţă şi amplificatorul pentru indicatorul logaritmic de câmp. 2.1 Performanţe notabile

• stabilizator de tensiune încorporat • amplitudine mare a semnalului audio la ieşire • demodulator MA şi filtru trece jos încorporat • comanda directă a indicatorului logaritmic de intensitate a câmpului • distorsiuni armonice reduse la amplitudini mari ale semnalului

audio de ieşire. 2.2 Valori limita absoluta

Tensiunea de alimentare 18 V Frecventa oscilatorului 0,5 MHz...31 MHz

Frecventa semnalului HF 0 MHz...30 MHz Frecventa semnalului FI 0,2 MHz...1 MHz

Gama temperaturilor de funcţionare -25oC...+70oC Gama temperaturilor de stocare -25oC...+125oC

Temperatura joncţiunii +125oC Puterea disipata 625 mW

Rezistenta termica joncţiune ambiant 100oC/W 2.3 Configuraţia terminalelor

3

9

10

11

12

13

14

151 2

4

5

6

7

8

16

1 Masa 9 3,3 stabilizat 2 Intrare FI 10 Circuit rezonant oscilator 3 Intrare FI 11 RAA/RF 4 Ieşire FI 12 Intrare mixer

33

5 RAA/FI 13 Ieşire RF 6 Ieşire audio 14 Indicator de câmp 7 V+ 15 Intrare RF 8 Ieşire mixer 16 Intrare RF

2.4 Aplicaţii tipice Schema de utilizare

V+

1,5 nF

AF

0,1 μF

22kΩ

3 x SFT 455 A

120pF

0,1 μF

22μF

22

100 nF

330 pF

1 2 3 4 5 6 7 8

16 15 14 13 12 11 10 9

TDA 1046

10 nF 7-35

pF

100kΩ

22 μF

0,1 μF 330pF

34

AFT TUN MUTE

MIX

R16 22K C24 22nF R19 22K

R13 33

R12 4K C14 C15 100μF

C25 100μ

R17 100

P1 5K

C11

C2 470

C3

R10

D914 R1R7 10K L2 10n

U245

AFAFE

Uref

MIX

MUT TUN AFT

C6 47μF

35R5 4K

2.5 Etajul demodulator din receptorul de laborator

Schema demodulatorului din receptorul din laborator este prezentata în figura anterioara. Alimentarea se face prin rezistenta R13 şi pe pinul 12 unde vom avea tensiunea de referinţa U . Pinul 1 va fi conectat la masa. R , Cref 2 12, CD va fi un circuit acordat pe frecventa de 10,7MHz.

La pinul 7 vom avea frecvenţă audio, ieşirea audio având 2 cai: una directa şi una întârziată. Acest circuit are un indicator de semnal , iar reglajul se face prin potenţiometrul P2.

Semnalul audio va ajunge la blocul Decodor Stereo. Frecvenţă intermediară a acestui circuit este de 10,7MHz.

În etajul demodulator din receptorul din laborator vom avea următoarele tensiuni la pini :

la pinul1 vom avea o tensiune de 0V la pinul 2 vom avea o tensiune de 1,35V la pinul 3 vom avea o tensiune de 3,7V la pinul 4 vom avea o tensiune de 3,65V la pinul 5 vom avea o tensiune de 3,65V la pinul 6 vom avea o tensiune de 3,7V la pinul 7 vom avea o tensiune de2,1V la pinul 8 vom avea o tensiune de 0,01V la pinul 9 vom avea o tensiune de3,7V la pinul 10 vom avea o tensiune de 3,7V la pinul 11 vom avea o tensiune de 2,8V la pinul 12 vom avea tensiune de 13V la pinul 13 vom avea o tensiune de 0,5V la pinul 14 vom avea o tensiune de 0,5 V la pinul 15 vom avea o tensiune de 0,23 V la pinul 16 vom avea o tensiune de 2,65 V la pinul 17 vom avea o tensiune de 2,65 V la pinul 18 vom avea o tensiune de 2,65 V

Să se identifice elementele schemei bloc şi să se analizeze funcţionarea.

36

LUCRAREA 5 Decodorul stereo

1. Schema bloc a sistemului de transmisie stereofonic cu două canale

Radiodifuziunea monofonică (cu un singur canal de transmisie) este capabilă să reproducă la recepţie în mod satisfăcător programul sonor original, fără a se reda însă relieful sonor, caracterul spaţial al acestuia (localizarea în spaţiu a diferitelor surse sonore şi sesizarea deplasării acestora ) chiar dacă se folosesc mai multe microfoane la emisie şi la recepţie. Stereofonia reprezintă sistemul de transmisie capabil să reproducă la recepţie programul sonor cu acelaşi posibilităţi de localizare în spaţiu a surselor sonore ca şi în cazul audiţiei directe, folosindu-se în acest scop pentru transmisii cel puţin două canale. În cele ce urmează se prezintă sistemul stereofonic cu două canale, utilizată în mod curent.

S1

S2

S3

S4

S’1

S’2

S’3

S’4 E2

E1

M1

M2

R1

R2

D1

D2

Canal 1

Canal 2

Emisie Recepţie

Fig.1 Sistem stereofonic

x Auditoriu

În figura 1 se prezintă schema bloc simplificată a unui sistem de transmisie stereofonic cu două canale. Oscilaţiile acustice generate de sursele sonore reale S1,S2,…...Sn sunt captate de două microfoane distincte N1,N2 şi transformate în oscilaţii electrice. Oscilaţiile electrice corespunzătoare fiecărui microfon sunt amplificate şi transmise separat la difuzoarele distincte D1 şi D2, care generează la recepţie un câmp acustic rezultant, identic cu cel de la emisie. Cu alte cuvinte, difuzoarele D1,D2 reconstituie la recepţie sursele sonore originale sub forma unor surse sonore virtuale S’1,S’2,........,S’

n iar auditoriul percepe programul sonor spaţial, ca şi cum ar asculta direct programul original. Deşi în principiu, sunt necesare două emiţătoare şi două receptoare (câte un emiţător şi câte un receptor pentru fiecare canal), din motive de economie s-au conceput în practică sisteme de transmitere stereofonice în care se foloseşte un singur emiţător şi un singur receptor. În cele ce urmează se prezintă sistemul de transmisie stereofonic cu subpurtătoare MA , cu subpurtătoare suprimată şi cu semnal pilot, întâlnit frecvent în practică. Se notează prin A şi B semnalele de audiofrecvenţă (de la 30Hz la 15kHz ) captate din cele două microfoane M1 şi M2 corespunzătoare la cele două canale. Pentru a se asigura recepţia monofonică a programelor stereofonice cu ajutorul receptoarelor obişnuite, în sistemul de transmisie stereofonic nu se transmit prin canale chiar semnalele A şi B, ci combinaţii ale lor. Semnalul care se transmite poartă numele de semnal multiplex cu subpurtătoare MA,cu

37

subpurtătoarea suprimată şi cu semnal pilot (sau simplu semnal multiplex cu frecvenţă pilot) şi a cărui spectru este prezentat în fig.2. Cele trei componente ale semnalului multiplex s-au introdus cu următoarele scopuri:

semnal auxiliar stereo (A-B)*

45

19

90

0,03 38 53

[%]

23 15

Semnal pilot

semnal sumă (A+B) 100

10

Fig.2 Spectru semnal multiplex cu subpurtătoare MA

f [kHz]

-semnalul sumă (A+B) conţine informaţia principală privind intensitatea audiţiei. Acest semnal are acelaşi caracter ca şi semnalul sumă care se obţine în sistemul de transmisie monofonic prin însumarea semnalelor de la mai multe microfoane. Ca urmare semnalul sursă (A+B) poate fi recepţionat cu ajutorul receptoarelor obişnuite cu MF monofonice, asigurându-se astfel recepţia monofonică a programelor stereofonice; - semnalul auxiliar stereo (A-B)* conţine sub formă de benzi laterale informaţia suplimentară stereo privind distribuţia spaţială a intensităţii audiţiei. Acest semnal nu poate fi recepţionat de către receptoarele obişnuite cu MF monofonice, deoarece având frecvenţe mai mari de 15kHz nu va trece prin amplificatorul de AF. -semnalul pilot de 19kHz serveşte pentru refacerea, la recepţie, a subpurtătoarei de 38kHz care este necesară pentru efectuarea demodulării semnalului auxiliar stereo (A-B)* în vederea obţinerii semnalului diferenţă (A-B).

La emisie, subpurtătoarea de 38kHz este modulată în amplitudine (şi nu în frecvenţă ) cu semnalul auxiliar stereo (A-B)*, pentru ca la recepţie să se poată utiliza un detector MA de construcţie simplă. Ca urmare, frecvenţa maximă a spectrului semnalului modulator multiplex este de 53kHz, cu mult mai mare decât în cazul sistemului de transmisie monofonic (15kHz). Cu toate acestea , lăţimea spectrului de frecvenţă ocupat de semnalul MF al staţiei de emisie stereo nu este cu mult mai mare decât în cazul staţiilor de emisie monofonice cu MF. Aceasta se datorează, pe de o parte, faptului că în cadrul semnalului modulator multiplex, atunci când semnalul (A+B)este maxim, semnalul (A-B) este minim şi invers, iar pe de altă parte, suprimării subpurtătoarei de 38kHz, la care ar corespunde o deviaţie de frecvenţă foarte mare pentru purtătoarea staţiei de emisie (şi în consecinţă o lăţime mai mare a spectrului de frecvenţă ocupat de semnalul MF). Aceasta se explică prin faptul că deviaţia de frecvenţă creşte cu amplitudinea semnalului modulator, iar componenta cu amplitudinea cea mai mare din semnalul MA este subpurtătoarea de 38kHz.

În concluzie cele două semnale (A+B) şi (A-B)* reprezintă cele ouă informaţii cu ajutorul cărora se obţine la recepţie efectul de stereofonie.

38

În fig.3 se prezintă schema-bloc simplificată a emiţătorului stereofonic, în care blocul codor are rolul de a forma semnalul multiplex. Semnalele A şi B de la cele două microfoane sunt introduse în dispozitivul de adunare şi scădere DAS,unde are loc adunarea şi scăderea electrică a celor două semnale de AF. Semnalul sumă (A+B) se introduce direct în submodulatorul SM. Semnalul diferenţă (A-B) are acelaşi spectru de frecvenţă (0,03-15kHz) ca şi semnalul (A+B) şi pentru a putea fi transmis prin acelaşi emiţător, adică să moduleze aceeaşi purtătoare ca şi semnalul(A+B), se translatează spectrul său de frecvenţă deasupra spectrului AF, în domeniul ultrasonor. În acest scop se efectuează în modulatorul de amplitudine MA o modulare în amplitudine cu semnalul (A-B) a subpurtătoarei de 38kHz, obţinută prin dublarea de frecvenţă

A B

DF a oscilaţiei pilot generată generată de oscilatorul pilot OP. La ieşirea modulatorului de amplitudine se obţine subpurtătoarea de 38kHz şi două benzi laterale delimitate de frecvenţele 23-37,97 kHz şi respectiv 38,03-53 kHz. În filtrul PS se asigură suprimarea subpurtătoarei de 38kHz, astfel că la ieşire se obţine semnalul semnalul auxiliar stereo fără subpurtătoare conţinând de fapt numai semnalul diferenţă sub formă de benzi laterale. Acest semnal notat cu (A-B)*, se aplică la submodulatorul SM. De asemenea , la submodulator se aplică şi semnalul pilot de 19 kHz generat de oscilatorul pilot OP. La ieşirea acestui submodulator se obţine semnalul multiplex prin mixarea celor trei spectre de frecvenţe aplicate la intrare. Semnalul multiplex modulează în

DAScă der

Adunare

SM MF AFFÎ

AE

Codor

A+B fkHz

MA

DF OP

A-B fk

FS

38

fkHz

38

19

fkHz

19

fkHz

53 23 38

fkHz 53 23 38

fkHz

Semnal pilot

Semnal pilot

Subpurtătoarea

A-B Semnal auxiliar stereo cu purtătoare

(A-B)* Semnal auxiliar stereo

Semnal de FFI-MF cu semnalul

Semnal multiplex

Fig.3 Structura unui emiţător stereofonic

39

frecvenţă oscilaţia purtătoare a staţiei de emisie în modulatorul principal al staţiei MF, după care semnalul MF este amplifica, in amplificatorul de frecvenţă foarte înaltă AFFI şi intoduse în antena de emisie AE. Dacă se aplică semnalul cu MF, care provine de la un emiţător stereo, la un receptor de UUS, se obţine la ieşirea demodulatorului MF (detector de raport) indiferent dacă receptorul este monofonic sau stereofonic-semnalul multiplex stereo din fig.4. Dacă receptorul este de tip monofonic, prin amplificatorul de AF, care are banda de trecere de 15kHz, va trece numai semnalul sumă (A+B) care va furniza audiţia monofonică, pe când semnalul pilot şi auxiliar stereo având frecvenţe mai mari de 15 kHz nu vor trece prin AAF.

Bloc UUS

AFI Demod

Decodor

AAF Canal

AAF Canal

AAF stereo

Semnal de FFI-MF cu semnalul multiplex

Semnal de FI-MF cu semnalul multiplex

Semnal multiplex

Semnal A de AF

Semnal B de AF

D

D

Fig. 4 Receptor stereofonic

Dacă însă receptorul este de tip stereo, atunci semnalul multiplex de la ieşirea

demodulatorului MF este decodificat într-un etaj decodor, după cum se vede în schema-bloc a receptorului stereo din fig.5,obţinându-se semnalele A şi B, care se aplică la AAF de înaltă fidelitate cu două canale, care furnizează audiţie stereofonică cu ajutorul celor două difuzoare D1,D2. Cele două canale ale AAF trebuie să fie identice în ceea ce priveşte caracteristicile de frecvenţă şi de fază cât şi curbele de reglare a volumului şi tonului. Semnal multiplex

fără pilot

(A+B)+(A-B)*

DF

Semnal multiplex de la demodulator

FOB

19 kHz

FOB

19 kHz

A

BfkHz

fkH

Semnal pilot Subpurtătoare

fkHz19 fkHz 38

Semnal P(t) cu două înfăşurătoare diferite

D1

D2

Fig. .5 Ramurile receptorului stereo

40

Există mai multe tipuri de decodoare stereo. Cel mai mult se foloseşte decodorul cu obţinerea directă a semnalelor A şi B prin demodularea înfăşurătoarei, care are filtre mai puţine şi constucţie mai simplă, şi a cărui schemă-bloc se prezintă în fig.6. Semnalul multiplex de la ieşirea demodulatorului MF se aplică la intrarea a două filtre: -filtrul opreşte-bandă FOB, care suprimă semnalul pilot, astfel că la ieşirea sa se obţine semnalul stereo format din (A+B) şi (A-B)*, şi -filtrul trece-bandă FTB,care lasă să treacă numai semnalul pilot de 19kHz, astfel că la ieşirea dublorului de frecvenţă DF se reface subpurtătoarea de 38kHz.

t

t

t

Fig.6 Structura semnalului modulat Prin suprapunerea celor două semnale – semnalul multiplex fără pilot şi subpurtătoarea de 38 kHz se obţine un semnal P(t) modulat în amplitudine dar având două înfăşurătoare diferite: una din înfăşurătoare este semnalul A, iar cealaltă este semnalul B(vezi fig.6.c). Semnalele A şi B pentru cele două canale stereo se obţin direct din semnalul P(t) prin demodularea acestuia cu ajutorul a două detectoare cu diodele D1 şi D2 conectate invers. Dioda D1 separă înfăşurătoarea superioară deci semnalul A, iar dioda D2 separă înfăşurarea inferioară, deci semnalul B. Integratul HA 12016 Funcţii.

41

-PLL FM Demodulator -Preamplificare -Circuit de prevenire a erorilor -Buton oprire circuit Caracteristici: -Semnal înalt 88dB - Distorsiune medie 0.01% -Nivel înalt de separaţie 55dB -Rază de acoperire 12.58dB -Canal de separaţie disponibil

Fig.7 Arhitectura internă

Alimentare VCCmax 15 V Puterea Disipată Pr 5500 mW Temperatura de lucru Tepr -20 la +70 0C Temperatura de stocare

Tstg -55 la +125 0C

Continuu IL 75 mA Timpul de curent

Alternativ IL 100 mA

42

Fig.8 Schemă de montaj

Date pentru aplicaţii. Pentru că nu este nici un terminal disponibil pentru a vizualiza frecvenţa VCO, evidenţierea ei se poate realiza cu CI conectat ca în fig9. Frecvenţa trebuie ajustată la 76kHz ± 50Hz rotind VR201 fără semnal la pinul 2 şi fără alimentare la pinul 12.

Fig.9 montaj pentru determinarea frecvenţei Vco

Sunt două praguri de nivel VMO şi VCO pentru pinul 12. Modul de operare este schimbat cu ajutorul voltajului aplicat la pinul12. Separarea canalelor este controlată cu ajutorul lui VR202 introdus între terminalul feetback şi după amplificator. Acestea sunt prezentate în figura 10.

Fig.10 Separarea canalelor de control

43

Schema de principiu cu HA12016 Pin Volţi 1 12,6 2 3,6 3 5,15 4/7 10,95 5/6 8,80 1 8 0 9 St.S 0,75 9 Mo.S 11,65 9 10/11/15 2,47 12 St.S 0 12 Mo.H 9,87 13/14 2,55

16 3,00 Să se identifice elementele componente ale decodorului şi să se analizeze funcţionarea.

44

HA 12016

1 9

R10 3k9 C 22µF

C7r 3,3µF R7R 1k8

0V -15V

C 1n

C10L22µF

C1R 1n

C1L 1n

C3 3,3µF

CTL3,3µF

C1n

C6220µF

C9220µF

2

10

G = =

=

R1322k D1

D1

R 447k R11 22k

R7 22k C11

6,8n

C12 1n L1

7,3mH

1 9

2

10 D2

R2 5k6

C2 1n

R3

1k

R5

22k C5 3,3µF

C3 3,3µF

C4 1µF

P1

3k

+15V

STEREO

1

9

45

LUCRAREA 6

Egalizatorul de ton

1. Generalităţi. Circuite pentru reglajul tonalităţii, egalizatoare şi filtre audio

Caracteristica de frecvenţă a sitemului de amplificare audio este evidenţiată cu ajutorul circuitelor de corecţie şi reglaj din secţiunea de preamplificare.

Preamplificatoarele corectoare compensează neliniarităţile sistemului, în special cele datorate traductoarelor de intrare realizând o amplificare constantă în toată banda audio.Preamplificatoarele corectoare constituie blocuri fundamentale ale lanţului audio,prezentate în orice amplificator cu posibilităţi de redare a sunetelor provenind de la traductoare neliniare.

Sunt multe situaţii în care, deşi caracteristica de frecvenţă a amplificatorului este absolut plată, audiţia nu este perfectă sau nu este agreată de ascultător. Influenţa factorilor psihofiziologici, acustica încăperii, caracteristicile şi parametrii difuzoarelor sau calitatea înregistrării audiate. Pentru astfel de situaţii, amplificatoarele pot fi prevăzute cu circuite auxiliare care realizează corecţia caracteristicii de frecvenţă în funcţie de condiţiile concrete în care are loc audiţia sau de preferinţele ascultătorilor. În plus, se pot prevedea filtre pentru zgomotele de joasă sau înaltă frecvenţă specifice unor echipamente de redare.

Cele mai simple circuite de reglaj, realizate curent şi de către electroniştii amatori sunt corectoarele de ton. Ele permit dozarea după preferinţă, de obicei în gama de ±20dB faţă de amplificare în bandă medie, a frecvenţelor joase (20-200 Hz) şi a celor înalte (8-20 KHz), îmbunătăţind în anumite limite calitatea audiţiei sau satisfăcând preferinţă ascultătorilor pentru tonuri înalte sau mai grave. Se pot utiliza pentru îmbunătăţirea redării de pe plăci de pe patefon vechi, pe care başii apar slabi, iar tonurile înalte sunt stridente şi însoţite de zgomote. Ele pot compensa parţial unele neliniarităţi datorate uzurii echipamentului audio sau schimbării unora din comonentele sale, situaţii în care corecţia realizată de preamplificatorul corector este imperfectă.

Accentuarea sau dezaccentuarea semnalului în toată gama audio, în cadrul unor benzi fixe sau reglabile de frecvenţă se poate face cu ajutorul egalizatoarelor. Frecvent se utilizează egalizatoarele de octavă alcătuite din 10 celule de egalizare, acordate fiecare pe câte o frecvenţă situată una faţă de cealaltă la interval de o octavă, I amplificatoarele staţiilor de sonorizare profesionale se întâlnesc egalizoare cu pana la 30 celule, în schimb, în aparatura de uz casnic se considera suficiente 5 celule de egalizare. Motivul cel mai important care impune reglajul de sunet în întreaga bandă audio este corectarea acusticii încăperii sau sălii în care are loc audiţia. Aceeaşi instalaţie audio plasată în încăperi diferite conduce la sunete diferite. Influenţeză foarte mult dimensiunile camerei, natura materialelor absorbante sau reflectorizante care, în anumite benzi de frecvenţă duc la fenomene de microfonie sau atenuare. Egalizoarele corectează aceste deficienţe acustice, compensând excesul de reverberaţii sau insuficientă randamentului difuzoarelor.

Alte corecţii ale caracteristicii de frecvenţă sunt necesare în cazul audiţiilor de joasă intensitate, când urechea receptionează în mod diferit sunetele, considerându-le mai tari pe cele cuprinse în bandă de medie frecvenţă. În acest caz este necesare ridicarea nivelului sonor în benzile laterale de frecvenţe, funcţie îndeplinită de circulitul de reglaj de volum compensat. Acesta trebuie conectat numai când programul este audiat în surdina. Sistemele complexe de

46

reglaj fiziologic modifică automat caracteristica de frecvenţă în funcţie de nivelul sonor al audiţiei şi evita în acest fel interventia subiectiva şi neavizată a utilizatorului.

Specialiştii recomandă folosirea cu prudenţă a circuitelor de reglaj în echipamentele utilizate de amatori. Indiferent de complexitatea lor, circuitele de reglaj al tonalităţii nu creează sunete noi, ci le prelucrează pe cele existente preluate mai mult sau mai puţin fidel de către traductoarele electroacustice de la intrare. În acest sens, mult mai importante pentru o audiţie de calitate sunt performanţele şi calitatea înregistrării, sensibilitatea şi caracteristicile traductoarelor de intrare şi de ieşire. Amplificarea suplimentară care la corectoarele de ton poate atinge +20dB impune mărirea puterii etajului final. De asemenea, reglajul subiectiv, după gustul fiecărui utilizator neavizat duce de mai multe ori la scăderea calităţii materialului sonor audiat. Existent în toate instalaţiile de tip professional, egalizorul este un echipament scump şi mai puţin recomandat pentru amatori. 1.1 CIRCUITE CORECTOARE DE TON

Utilizate înreglajele de ton numai pentru frecvenţe joase sau înalte, corectoarele de ton pot conţine numai filtre pasive mai ieftine, sau filtre active. Datorită amplificării cu reacţie negativă, filtrele active prezintă distorsiuni mai reduse şi nu necesită etaje suplimentare de amplificare. Ele au avantajul unei simetrii perfecte a domeniului de reglaj în jurul amplificării din bandă medie, iar componentele RC au valori convenabile.

a) Unul dintre cele mai cunoscute circuite corectoare de ton este cel de tip Baxandall, indicat în fig 1.a. Semnalele de frecvenţă joasă pot fi accentuate sau dezaccentuate cu ajutorul potenţiometrului R2, iar cele de frecvenţă înaltă sunt influenţate cu potenţiometrul R4.

Accentuare Dezaccentuare

a) Schema de principiu b) caracteristica de frecvenţe

Fig.1 Corector de ton Baxandall

Pentru poziţiile extreme ale cursorului acestor potenţiometre, rezultă limitele caracteristicii de frecvenţă indicate în fig 1.b. În poziţia mediană a ambelor cursoare semnalul este transmis integral la ieşire în toată gama de frecvenţe audio, amplificarea circuitului corector fiind în acest caz 1 (0 dB). Rezultă că pentru poziţia mediană a elementelor de reglaj, amplificarea sistemului audio în care este conectat corectorul de ton este constantă în toată bandă de frecvenţe şi egală cu amplificarea A0 din bandă medie.

47

Analiza circuitului corector din fig 1 se poate face ţinând cont de schemele echivalente pentru frecvenţe joase din fig 2, respectiv înalte din fig 3. La frecvenţe joase se consideră că reactanţa condensatorului C5 tinde la infinit, iar la frecvenţe mari, reactanţa condensatoarelor C1 este nulă, adică Xc1=0. Separarea pe domenii de frecvenţă este permisă deoarece în general se aleg astfel de valori pentru componente încât constantele de timp din buclă de reacţie destinată frecvenţelor joase să rezulte mult mai mari decât cele din buclă destinată reglării semnalelor de frecvenţă înaltă.

În bandă de joasă frecvenţă, functia de transfer a circuitului corector(fig 2) corespunde unui amplificator inversor şi are forma

Aj(s)=v0(s)/vi(s)=-Z1(s)/Z2(s)=-(R1+(1-a)R2 ⎥⎥ ZC1)/R1+aR2⎥⎥ Zc1 , Unde v0(s) şi vi(s) sunt transformatele Laplace ale semnalelor de ieşire, respectiv de

intrare în circuitul de corecţie, iar Zc1=1/(sC1) este impedanţa de transfer a condensatorului C1. În fig 2 s-a luat în considerare o anumită poziţie a cursorului, fracţiunea din rezistenţa R2 între cursor şi borna 4 fiind notată cu coeficientul subunitar a F.d.t a circuitului este de forma :

Aj(s)=-(R1+(1-a)R2)/(R1+aR2 )*(1+R1⎥⎥((1-

a)R2)*C1s)/(1+R1⎥⎥(aR2)*C1s)*(1+aR2C1s)/(1+(1-a)R2C1s) (6.1) Caracteristica de frecvenţă corespunzătoare f.d.t. (6.1) se obtine făcând substituţia

s=ωi=2πfi(i=sqrt-1) şi calculând modulul nr complex astfel obţinut pentru diverse valori ale frecvenţei f. Pentru frecvenţe foarte joase, amplificarea circuitului Aj=⎟Aj(iω)⎟=[R1+(1-a)R2]/(R1+aR2) este reglabilă între valorile

Aj

M=(R1+R2)/R1 când a=0 şi Aj

m=R1/(R1+R2) când a=1 La frecvenţe înalte amplificarea circuitului devine 1 şi poate fi dedusă făcând limită

modulului ⎟Aj(iω)⎟

a) Schema echivalentă b) caracteristica de frecvente Fig. 2. Circuitul la frecvenţe joase a corectorului de ton din fig.1

48

1.2 Circuite egalizoare. Pentru reglajul tonului pe întreaga gama a frecvenţelor audio se utilizează egalizoare

compuse din filtre selective care funcţionează în paralel şi sunt acordate pe câte o frecvenţă din bandă audio. Numărul celulelor de egalizare poate varia de la 4 ,sau 5, în cazul egalizoarelor comerciale, la 20-30 pentru echipamentele de studio. În cazul când egalizorul este echipat cu 10 celule acordate la interval de o octavă el poartă numele de egalizor de octavă.Uneori apare sub denumirea de egalizor grafic deoarece elementele de reglaj, potentiometrele, permit deplasarea liniara a cursorului lor, poziţia acestora sugerând amplificarea fixată, iar pe panoul de reglaj apare altfel indicaţia grafică a caracteristicii de frecvenţă dorită.

Filtrele selective de ordinul doi, cu ascentuarea sau dezaccentuarea frecvenţelor au f.d.t. de forma

A(s)=(s2+(A0/Q)*ω0s+ω0

2)/(s2+(ω0/Q)*s+ω02)

Unde A0 eate amplificarea la frecvenţă centrală f0=ω0/2π, iar Q este factorul de calitate.

Observaţie. Caracteristica amplitudine –frecvenţă corespunzătoare f.d.t. este o funcţie de forma A(ω)=Sqrt((ω0

2-ω2)2+A02ω2ω0

2/Q)/((ω2-ω2)2+ω2ω02/Q2)

Simetrică în raport cu variabila: X=ω/ω0,adică A(x)=sqrt(x2+A0

2/Q2)/(x2+1/Q2)

În funcţie de parametrul A0 se permite accentuarea sau dezaccentuarea frecvenţelor situate în bandă centrală pe frecvanţa f0. Lăţimea benzii este invers proporţională cu coeficientul de calitate Q.

În aplicaţiile audio se recomandă un domeniu maxim de reglaj al amplitudinii A0 de ±12 dB. Pentru ca ondulaţia caracteristicii de frecvenţă să fie mai mică decât 3 dB când toate filtrele care lucrează în paralel au caracteristica reglată la maxim, coeficientul Q trebuie să fie cuprins între 1 şi 2.

a) În fig 6.9 se prezintă schema unei celule de egalizare din spectrul frecvenţelor

audio. Reglajul amplificării centrale A0 se efectuează prin deplasarea cursorului potenţiometrului R2, iar frecvenţa centrală se fixează cu condensatoarele C1 şi C2. În poziţia mediană a cursorului amplificarea este unitară în întreaga bandă de frecvenţe, iar în poziţiile extreme se obţine accentuarea maximă 1/Am. Analiza circuitului se poate face pe schema echivalentă din fig 6.10, în care, conexiunea în triunghi a elementelor aR2, (1-a)R2 şi C1 a fost transformată în stea, rezultând impedanţele

Z1=aR2/(R2C1s+1) Z2=(1-a)R2/(R2C1s+1) Z3=a(1-a)R2

2C1s/(R2C1s+1)

49

R1 Z1 Z2 R1

R3 R3

Z3

Z45 Z56

C2

Fig. 4 Schema echivalentă a celulei de egalizare din fig. 3

R3

R1 C1

R3

R1

C2

-

aR2 3(1-a)R2

Fig. 3 Celula de egalizare

În continuare, transformând steaua cu nodurile 4, 5, 6 în triunghi, se ajunge la forma finală a f.d.t.

A(s)=-C2s[R3(Z2+R3)+(R5+Z1)(R1+Z2)]+(Z5C2s+1)(2R1+Z1+Z2)/ C2s[R3(Z2+R3)+(R5+Z1)(R1+Z2)]+(Z5C2s+1)(2R1+Z1+Z2)

Limitele de reglaj se obţin pentru poziţiile extreme ale cursorului potenţiometrului R2, pentru a=0 (Z1=Z3=0) şi a=1 (Z2=Z3=0). Când a=1/2 , A(s)=-1, adică v0=-v1. Pentru a=0 se obţine

50

A(s)=-s2+R3C2(R1+R2)+R1R2(C2+2C1)s/R3R2C2C1+(2R1+R2)/R3R2R1C2C1/s2+[C2(R2+R3)+2R2C1]s/R3R2C2C1+(2R1+R2)/R3R2R1C2C1

Comparând cu relatia 14 şi considerând relaţiile uzuale R3=10R2 şi C1=10C2 rezultă: ω0

2=(2R1+R2)/100R1R22C2

2 ,AM=1+R2/3R1 , Q=10/31 sqrt(2R1+R2)/R1

Pentru a=1 rezultă caracteristica inversată, adică: A(s)a=1=1/A(s)a=0 având amplificarea centrală subunitară, Am=1/AM. 2. Circuitul integrat AN7330 Integratul AN7330 este un circuit integrat monolitic conceput cu douã canale având tei benzi grafice pentru egalizare pentru a fi folosit la radiocasetofoane sau la componente portabile.

Fig 2.1 Schema circuitului integrat AN7330

51

Fig.2.2 Diagrama bloc

Aplicatie:

52

3.1 Schema bloc

BIAS

10 KHz 1 KHz 100 Hz

C11 4,7

330p 22n 220n

2.2ų 330n

4.7ų

4,7ų

4,7ų

R2L

AN7330

10 KHz 1 KHz 100 Hz

C2

R2

47ų

C11

C10R C8R C6R C4C3R

R1 330

3.2 Modul de funcţionare Semnalele de la decodor intră în cuplă prin canalul din dreapta prin rezistenţa R2 de 1K şi trece prin condensatorul C32 de 4,7 μ, iar prin canalul din stânga prin rezistenţa R2R şi condensatorul C3R. Reglajul tonurilor se face in modul următor: -tonurile joase se reglează de la potenţiometrul reglabil de 100 Hz -tonurile medii se reglează de la potentiometrul reglabil de 1 KHz

53

-tonurile înalte se reglează de la potentiometrul reglabil de 10 KHz Alimentarea circuitului se realizează prin rezistenţa R1 de 330 K şi este filtrat prin

condensatorul C1 de 4,7 μF. Ieşirea semnalului se realizează în partea dreaptă prin condensatorul C9L de 22nF, iar

apoi prin condensatorul C11 de 4,7 μ, iar prin canalul stâng ieşirea se face prin condensatorul C9R şi apoi prin condensatorul C11R.

Să se analizeze funcţionarea egalizorului de ton.

54

LUCRAREA 7

Amplificatorul de audiofrecvenţă

1.Generalitati

Amplificatoarele de audiofrecvenţa AAF are rolul de a amplifică semnalele de audiofrecvenţa obţinute după detecţie (sau de la alte surse de semnal-pick-up, magnetofon,etc) la un anumit nivel pentru a produce in difuzor sau casca o audiţie de o anumita putere. Deoarece de la ieşirea din demodulator se obţine o tensiune de ordinul zecilor sau sutelor de milivolţi este necesara o amplificare prealabila in tensiune a acestui semnal realizata cu ajutorul unui amplificator de semnal mic numit „amplificator de tensiune” – după care semnalul este aplicat unui amplificator de putere, excitată cu o tensiune de ordinul volţilor si care la ieşire dă puteri de ordinul watt-iilor.

Trebuie amintit faptul ca nivelul tensiunii la ieşirea dozelor pick-up sau zecilor de milivolţi, ceea ce necesită amplificări mai mari pentru AAF prevăzute cu mufe de conectare pick-up sau magnetofon. Amplificatorul de tensiune

Amplificatorul de tensiune din cadrul AAF trebuie să îndeplinească o serie de condiţii, in vederea asigurări unei bune funcţionari : 1.amplificarea in tensiune Au trebuie să fie cat mai stabila in timp; 2.banda de trecere a amplificatorului de tensiune trebuie să fie cel puţin egala cu spectrul frecventelor audio transmisie; astfel pentru MA se considera suficient o banda de trecere cuprinsă intre 50Hz – 10kHz, insă in cazul MF sau pentru redarea programelor imprimate pe banda de magnetofon sau discuri, banda de trecere necesara este cuprinsă intre 20Hz si 15kHz; 3.distorsiunile neliniare introduse de amplificatorul de tensiune să fie cat mai mici (ponderea cea mai mare a acestor distorsiuni o are amplificatorul final de putere); 4.asigurarea unei impedanţe de intrare suficiente pentru a nu micşora randamentul detecţiei. 5.realizarea unei bune stabilitati la variaţia temperaturii si tensiunii de alimentare. Prin amplificare se înţelege procesul de mărire a valorilor instantanee ale unei puteri sau ale altei mărimi, fara a modifica modul de variaţie a mărimii in timp si folosind energia unor surse de alimentare. După natura dispozitivelor utilizate in procesul de amplificare se poate vorbi de amplificare electrica, amplificare magnetica, amplificare electromagnetica si amplificare electronica. Circuitele de amplificare ce fac obiectul acestui capitol sunt circuite care amplifica electric prin semiconductibilitate daca sunt realizate cu transistoare bipolare sau amplifica electronic daca sunt realizate cu tuburi electronice. Amplificarea electrica se bazează pe proprietati electrice de material, iar cea electronica se bazează pe modificarea intensităţii unui curent de electroni prin variaţia tensiunilor aplicate unor electrozi de comanda (grile). In amplificatoarele reale semnalele sunt distorsionate, adică forma semnalului de ieşire

55

diferă de forma de unda a semnalului de intrare. Performantele unui amplificator sunt apreciate prin caracteristici si parametri care se refera la:

• distorsiunea formei de unda a semnalelor; • mărimea amplificării in putere, tensiune sau curent; • stabilitatea funcţionarii amplificatorului; • sensibilitatea la zgomotele exterioare; • zgomotele interne; • natura dispozitivelor si regimul de funcţionare al acestora, structura interna, numărul de

etaje etc. Este important ca valorile unor parametri sau forma unor caracteristici să se modifice cât mai puţin la schimbarea componentelor, la variaţia tensiunii surselor de alimentare sau a condiţiilor de mediu. AMPLIFICATOARE DE AUDIOFRECVENTA DE SEMNAL MIC PRIN CUPLAJ RC AMPLIFICATOR REALIZAT CU TRANZISTOR BIPOLAR a) Schema tipica a unui amplificator de audiofrecvenţa de semnal mic realizat cu tranzistor bipolar este prezentata in fig. 6.9.

a) – semnal b) – răspuns Fig. 6.9. Amplificator de audiofrecvenţa de semnal mic realizat cu tranzistor bipolar Tranzistorul T funcţionează in conexiune EC (emitor comun). Sursa de semnal sinusoidal furnizează tensiunea vg = Vgsinω t ce reprezintă semnalul de amplificat. In mod uzual semnalul provine fie de la traductor acustico-electric (ex. micro-fonul) fie de la un etaj de amplificare precedent. Semnalul se aplica la intrarea II’ a amplificatorului prin condensatorul de cuplaj de la intrare CI cu rolul de a separa sursa de semnal de intrarea II’ in ce priveşte componenta de c.c. Daca sursa de semnal este un etaj de amplificare, tensiunea de ieşire a acestuia conţine si o componenta continua care poate modifica punctul static de funcţionare al tranzistorului T. Tensiunea alternativa vg de la intrarea II’ constituie semnalul de intrare in etajul de amplificare considerat. Divizorul format din rezistentele RA si RB are rolul de a polariza (stabili punctul static de funcţionare) tranzistorul, adică de a furniza tranzistorului (joncţiunea BE) tensiunea de polarizare V

B

BE. Divizorul realizează tensiunea VBE aplicându-se pe el tensiunea de la sursa comuna de colector Vcc. Rezistenta RC este rezistenta de sarcina a tranzistorului. De pe ea se culege tensiunea de

56

semnal amplificata. Rezistenta RE din emitorul tranzistorului serveşte la stabilizarea punctului static de funcţionare in raport cu variaţiile de temperatura ce afectează tranzistorul. Condensatorul CE de decuplare a rezistentei de emitor are rolul de a scurtcircuita rezistenta RE pentru componenta de semnal a curentului de emitor. Daca lipseşte CE, pe RE are loc o cădere de tensiune alternativa ceea ce duce la micşorarea semnalului de ieşire, deci implicit, la micşorarea amplificării. Condensatorul de decupaj la ieşire CO realizează separarea in c.c. a ieşirii etajului de amplificare de sarcina RL a amplificatorului care, de cele mai multe ori, este rezistenta de intrare a etajului de amplificare următor. RL mai poarta numele si de rezistenta de sarcina utila. Condensatorul CO blochează componenta continua existenta intre colectorul tranzistorului si masa să fie transmisă sarcinii utile. Condensatoarele CI, CE, CO au capacitatule suficient de mari pentru ca să se comporte practic ca un scurtcircuit la frecventa minima din banda. Etajul de amplificare din fig. 6.9. se numeşte cu cuplaj RC datorita grupurilor RB, CI si RL, CO. b) Polarizarea tranzistorului Pentru a funcţiona corect ca amplificator, tranzistorul T trebuie polarizat (alimentat in c.c.) astfel ca punctul static de funcţionare să fie plasat in zona centrala a regiunii active directe. In felul acesta punctul de funcţionare dinamic poate explora un domeniu larg al caracteristicilor fara a pătrunde in zonele de saturaţie sau de blocare ale tranzistorului. In practica se utilizează o singura sursa pentru polarizarea ambelor joncţiuni (in fig. 6.9. sursa Vcc). In fig. 6.10. este prezentata schema amplificatorului numai cu elementele ce au rol in polarizarea tranzistorului. Condiţia pe care trebuie să o îndeplinească divizorul RA, RB este

ca >> IB.

Rezulta: = IA – IB ≈ IA = mIB, (6.32) unde m >> 1, uzual luându-se m = 10. Deoarece IB este neglijabil in raport cu curentul IA, divizorul lucrează practic in gol si deci:

. (6.33)

Fig. 6.10. Schema pentru studiul polarizării tranzistorului

57

Rezulta ca VB este independent de IB. Pe de alta parte VB = VBE + REIE (6.34) Din (6.33.) si (6.34.) rezulta:

VCC =VBE + REIE. (6.35) Avem: IE = IC + IB ≈β FIB + IB B = (β F + 1)IB. (6.36) Daca β F creste datorita creşterii temperaturii, conform (6.36) creste IE, ceea ce determina creşterea căderii de tensiune REIE . Cum membrul stâng al relaţiei (6.35.) este constant, rezulta ca VBE scade, ceea ce, conform caracteristicii de intrare IB(VBE), determina scăderea curentului de baza IB, deci la revenirea curentului IE. Dar cum IC ≈ IE, rezulta ca si IC rămâne aproximativ la valoarea iniţiala. Dar: VCE = VCC – RCIC – REIE ≈ VCC – IC(RC + RE), (6.37) ceea ce înseamnă ca si VCE nu va scădea practic cu temperatura, punctul static de funcţionare fiind stabil. Acest mecanism de stabilizare poate fi privit ca o reacţie negativa de curent (pe componenta continua). Se observa ca efectul de stabilizare a punctului static de funcţionare creste cu creşterea lui RE. RE nu poate să fie insă luat prea mare, deoarece pentru VCE si RL fixate, rezulta un VCC foarte mare (vezi (6.37.)). Uzual se lucrează cu o cădere de tensiune REIE mult mai mica decât VCE, adică:

REIE ≈ REIC = (6.38) cu m >> 1 (uzual m = 10). c) Calculul elementelor din schema. Pentru a face calculul elementelor din schema amplificatorului (fig. 6.9) trebuie cunoscut, in primul rând, punctul static de funcţionare M(VBE, IB, VCE, IC) . El se alege in zona centrala a regiunii active directe pentru a permite punctului dina-mic de funcţionare să evolueze in planul caracteristicilor de ieşire, cât mai amplu si simetric de o parte si de alta a lui M. Pentru alegerea PFS (punct de funcţionare static) se folosesc caracteristicile statice ale tranzistorului (exista cataloage care recomanda PFS). Rezistenta de colector RC se alege astfel încât căderea de tensiune continua pe ea să fie VCE (sau in jurul acesteia). Scopul este de a obţine o tensiune alternativa vCE simetrica in cele doua alternante si de amplitudine cât mai mare. După alegerea PFS si m, elementele aferente sistemului de polarizare se determina pe baza relaţiilor (6.32.) – (6.38.) si (6.39, a–e).

RC = ; (a)

RE = ; (b) VCC = VCE + (RL + RE)IC; (c) (6.39)

RB = ; (d)

RA = . (e) Observaţie: Nu este obligatoriu să folosim relaţiile (d) si (e) cu valoarea m aleasă in (b). In orice caz, eficienta stabilizării lui M creste cu m, dar in acelaşi timp se majorează si puterea absorbita de divizorul RA, RB. Capacităţile CI si CO trebuie să fie mari, astfel încât reactanţele lor, chiar la frecventa minima de semnal, să fie mult mai mici decât rezistenta cu care este conectata in serie si de pe

58

care se culege semnalul spre a fi transmis mai departe. Din fig. 6.9. se observa ca CO este înseriat cu RL, formând cu acesta un divizor de tensiune.

Daca << RL, întreaga tensiune alternativa de la ieşirea tranzistorului bipolar o regăsim la poarta OO’ sub forma răspunsului vo. In acest caz relaţia de calcul pentru CO este atunci:

CO >> sau CO = , (6.40) unde m 10 (uzual m = 10), iar ω = 2π fmin (in audiofrecvenţa, fmin = 20 Hz). Pentru CI problema se pune in acelaşi mod. Rezistenta cu care este înseriat CI este Rin (rezistenta de intrare a amplificatorului), determinarea acestuia făcându-se ulterior. Relaţia de calcul pentru CI este:

CI >> sau CI = , (6.41)

CE fiind destinat scurtcircuitării lui RE pentru componenta de semnal, se impune << RE, de unde:

CE >> . (6.42) d) Analiza de semnal mic la frecvente medii Prin analiza de semnal mic înţelegem calculul parametrilor dinamici ai amplificatorului in condiţii de semnal mic si apoi eventual, elaborarea circuitului echivalent (Thévenin sau Norton) al amplificatorului privit ca sursa de semnal. Principalii parametri dinamici ai amplificatorului sunt impedanţa de intrare, amplificarea de tensiune si impedanţa de ieşire, dar mai pot exista si alţii ca amplificarea de curent si de putere. Vom considera ca frecvente medii din spectrul AF, cele cuprinse aproximativ intre 300 si 3.000 Hz. La asemenea frecvente parametri dinamici sunt mărimi reale pentru ca influenta elementelor reactive, atât ale tranzistorului cât si cele exterioare, este neglijabila. Mai precis, la frecvente medii din banda AF se pot omite capacităţile din circuitele echivalente de semnal mic ale tranzistorului, iar condensatoarele de cuplaj pot fi considerate nişte scurtcircuite. Folosind pentru tranzistor modelul natural fundamental, schema echivalenta de semnal mic pentru frecvente medii din banda de AF a amplificatorului cu schema prezentata in fig. 6.9. va fi cea data in fig. 6.11.

Fig. 6.11.Schema echivalenta de semnal mic pentru frecvente medii din banda AF a amplificatorului din fig. 6.10 Circuitul echivalent include elementele care intervin in transferul semnalului de la bornele de intrare i i’, intre care se aplica vi si până la cele de ieşire oo’ de unde se preia răspunsul vo.

59

Din punct de vedere a semnalului RA ? RB, RC ? RL si nu apar Co si grupul RE, CE, fiindcă condensatoarele se comporta practic ca nişte scurtcircuite. – Rezistenta de intrare a circuitului este:

Rin = ? RB ? rπ≈ . (6.43) In aproximarea valorii s-a avut in vedere ca RA >> RB, RA >> rπ . Rin are valori tipice de ordinul kΩ . Este de dorit ca Rin să fie cât mai mare, pentru ca generatorul de semnal (respectiv etajul precedent) să nu fie solicitat. – Tensiunea de ieşire (semnalul de ieşire) este: vo = – ic(Rc ? RL) = – gmvbe(RC ? RL) = – gmvi(RC ? RL) = = – gmRLTvi. (6.44) unde cu RLT s-a notat rezistenta totala de sarcina

RLT = RC ? RL = . (6.45) – Amplificarea de tensiune a etajului este:

AV = . (6.46) S-a avut in vedere ca:

h21e = ß F, h11e = rπ si gm = Observaţii:

1) Din (6.46.) rezulta ca AV depinde nu numai de tranzistor (prin gm sau h21e si h11e) ci si de sarcina (RLT). AV creste cu gm (sau βF) si RLT. 2) Semnul – din expresia (6.46.) arata ca tensiunea vo este in antifază cu vi. Explicaţia fizica a acestui lucru este evidenta daca se urmăreşte funcţionarea etajului pe diagramele de semnal din Fig. 6.12. Când vi creste (alternanta pozitiva), potenţialul bazei tranzistorului se măreşte datorita creşterii lui vBE. In consecinţa are loc creşterea curentului ic, dar vCE≈VCC – RCiC scade. Componenta alternativa a lui vCE, vce este chiar v0, deci creşterii lui vi ii corespunde o scădere a lui v0, adică vi si v0 sunt in antifază. 2.Date de catalog In cazul nostru iu radioreceptor s-a folosit c.i. TDA2040 Tensiunea de alimentare +/-20V Puterea disipata 25W Impedanta de iesie 4Ω Impedanta de intrare 5M Ω Frecventa pe care se face amplificarea 22Hz-22kHz Tensiunea diferentiala aplicata +/-15V Curentul de maxim iesire 4A Temperatura de funcionare -40 pana la +150 ºC

60

Schema unui circuit de test al integratului TDA2040

Schema clasica a unui aplificator stereo cu TDA2040

Cablajul uinui astfel de montaj

61

3.Schema amplificatorului de audoi frecventa din cadrul laboratorului Schema amplificatorului cu TDA2040

62

Acesta este schema noastră de la laborator din radio. Caracteristicile amplificatorului sânt o alimentare simetrica pe +15v si -15v fata de masa este compus din doua circuite TDA2040 care pot ajunge la o putere maxima de 40W alimentat la 30V si are o impedanţa de ieşire de 4Ω. In cazul nostru amplificatorul are o putere maxima utila de 20W la o ieşire pe 4 Ω. Inaite ca sarcina utila să intre in amplificator semnalul este trecut printr-un corector de ton si un egalizator pe mai multe benzi cu rolul de a filtra semnalul pe anumite benzi pentru ca amplificatorul să nu amplifice anumite frecvente care apoi vor distorsiona semnalul nostru.

Ci TDA 2040 este un amplificator in AB in contratimp este un amplificator de putere cu destinaţie audio este produs de mai multe firme principalul producător fiind SGS THOMSON.

In schema noastră existe 2 amplificatoare identice unul plasat pe un canal adică unul pe L si unul pe R. fiecare amplificând semnalul sau primit de la corectorul de ton respective egalizator. Rolul componentelor , amplificatorul lucrează in contratimp deci are o reacţie negative R5 are rolul de regal reacţia pe amplificator iar C6 are rolul de a separa galvanic semnalul de la ieşire ca va intre din nou in amplificator.

T1, T2 au rolul de a proteja circuitul nostru in cazul unui scut pe intrare, D1, D2 au rolul de protecţie la suprasarcina la ieşirea amplificatorului nostru respective difuroarelor si incintelor acustice.C4,C5 are rolul de filtrare respective deparazitare a sursei de alimentare împreuna cu R4, R3, R2 iar prin R2 se si polarizează amplificatorul nostru. C1 separa galvanic semnalul de intrare de circuitul nostru, VL, C2 ,C3 au rolul de regla semnalul de intrare la o anumita valoare. C8 este un condensator de decuplaj galvanic rol de protecţie in caz de scurt circuit pe difuzor respective incinta acustica.

Realizaţi analiza funcţională şi stabiliţi punctele de intare-ieşire ale amplificatorului audio.

63

LUCRAREA 8 Tipuri de linii folosite la frecvenţe înalte Cablul coaxial

Linia coaxială este folosită într-o gamă foarte largă de frecvenţe, de la

frecvenţa zero (curent continuu) până la frecvenţe de ordinul gigaherţilor. Propagarea câmpului electromagnetic în cablu coaxial are loc sub forma

unei unde transversale electrice şi magnetice (unde TEM), unda în care atât

câmpul electric cât şi câmpul magnetic sunt perpendiculare pe direcţia de

propagare. Constanta universală Z0= se numeşte impedanţa de undă a

vidului care în sistemul internaţional de masură, SI, are valoarea numerică:

Z0 = 120 π ≅ 377 Ω (2.32.)

Folosind unităti SI, expresia caracteristică a unui cablu coaxial este:

ZC= 60 (2.33.)

Iar sunt permeabilitatea magnetică relativă, respectiv

permeabilitatea electrică relativă din interiorul cablului; de obicei μr ≅ 1 iar pentru

cablul cu aer μr ≅ εr ≅ 1; a/b este raportul razelor conductoare. Capacitatea şi

inductanţa linei cablului pot fi determinate cu formele:

CL = (2.34.)

Din relaţia de calcul a pierderilor în conductoarele liniei se constată că

pentru un raport a/b ≅ 3,6 se obţine o atenuare minimă; acest raport optim din

punct de vedere al atenuării corespunde unei impedanţe caracteristice de

aproximativ77Ω , dacă dielectricul cablului este aerul. Privitor la calculul puterii

maxime transmisibile într-un cablu coaxial se apreciază că este proporţională cu

aria secţiunii transversale a cablului şi nu depinde de frecvenţă; pierderile în

dielectric cresc cu frecvenţa, deci la frecvenţe înalte, puterea transmisibilă este

limitată de acest parametru.

Fig. 2.34. Seciune transversală printr-un cablu coaxial (unda T.E.M.).

Un raport optim a/b = e0,5 conduce pentru cablurile cu aer la o impedanţă

caracteristică de 30 Ω . Având în vedere mai multe criterii de optimizare se

apreciază că o soluţie de compromis este alegerea unei impedanţe caracteristice

uzuale de 50 Ω . În aplicaţii se folosesc valori ale impedanţei caracteristice de 75

Ω , pentru situaţiile în care semnalul este foarte mic.

Pentru a realiza practic cablurile coaxiale este necesară adoptarea unui sistem

oarecare de fixare a conductorului central. Cea mai simplă metodă este folosirea

unui dielectric solid care să umple tot spaţiul dintre conductoare ce are drept

consecinţă scăderea impedanţei caracteristice a cablului şi produce micşorarea

lungimii de undă:

(2.35.)

O altă soluţie este cablul cu aer în care conductorul central se sprijină pe

suporţii de dielectric având forma unor rondele distanţate între ele.

Prezenţa rondelelor în cablul coaxial provoacă aparitia unor reflexii

nedorite; pentru o anumită valoare a benzii efectul se minimizează dacă

rondelele se aleg de grosime egală cu jumătatea lungimii de undă în ghidul cu

dielectric. În cazul rondelelor se pot folosi discuri subţiri, distanţate între ele cu un

sfert de lungime de undă: d = λ /4, g<<d; o soluţie pentru evitarea reflexiilor este

micşorarea diametrului conductorului interior (b). Linia funcţioneaza bine la orice

frecvenţă dar existenţa rondelelor diminuează puterea maximă transmisibilă.

În tabelul nr.2.1 sunt prezentate câteva variante de linii coaxiale şi

expresiile impedanţelor caracteristice corespunzătoare.

Tabelul nr. 2.1.

Cablurile coaxiale au reale performanţe electrice şi mecanice, din această

cauză sunt des utilizate în practică. Un prim avantaj este structura lor închisă,

ecranată faţă de efectele perturbaţiilor externe. Aplicaţiile curente ale cablurilor

coaxiale acoperă un domeniu mare de frecvenţă, de la frecvenţa 0 a curentului

continuu, la frecvenţe foarte înalte, de ordinul gigaherţilor. Limita superioară a

frecvenţelor este determinată de creşterea pierderilor, în special la cablurile cu

dielectric. Pierderile limitează folosirea cablurilor coaxiale la frecvenţe mai joase

de 10 GHz, uzual chiar mai joase de 1 GHz. Folosirea liniilor la frecvenţe foarte

înalte este limitată şi de posibilitatea apariţiei unor moduri superioare de

propagare.

2.5.3.2. Linia bifilară

Linia bifilară este compusă din două conductoare cilindrice paralele.

Câmpul electromagnetic în lungul liniei bifilare este un câmp fară componente

longitudinale (mod TEM). Pentru o linie bifilară cilindrică se obţine:

(2.36.)

Pentru impedanţa caracteristică a liniei bifilare în aer se obtine expresia:

(2.37.)

La linia bifilară se obtin în general impedanţe caracteristice mai mari decât

la cablul coaxial. Capacitatea şi inductanţa liniei bifilare pot fi calculate cu ajutorul

impedanţei caracteristice şi a vitezei de propagare. Pentru linia bifilară în aer se

obţin:

Puterea maximă transmisibilă pentru o linie bifilară terminată adaptată este:

(2.39)

Structura clasică de linie bifilară este compusă din conductoare cilindrice

paralele în aer. Sunt prezentate în tabelul nr.2.2 câteva variante de linii bifilare,

precum şi expresiile impedanţelor caracteristice corespunzătoare.

Tabelul 2.2.

2.5.5.3. Linii plate

1. Tipuri de linii plate folosite la frecvenţe înalte

Liniile plate reprezintă o categorie de linii ce se dezvoltă ca urmare a

perfecţionării tehnicii microundelor, comparabile ca performanţe cu ghidurile de

undă, dar cu avantaje deoarece au dimensiunea mai mică, banda de frecvenţă

mai largă, tehnologie de fabricaţie puţin pretenţioasă. Denumirea de linie plată

(planară) este dată de faptul că toate liniile au una din dimensiunile lor

transversale foarte mici. Această caracteristică creează posibilitatea de

miniaturizare a circuitelor de microunde, realizarea unor module funcţionale

complexe integrate pentru tehnica microundelor.

Fig. 2.35. Tipuri de linii plate: linia plată simetrică (strip-linie); b) linia simetrică

suspendată; c) linia plată asimetrică (microstrip); d) linia asimetrică inversă; e)

linia fantă; f) linia dielectrică imagine.

Linia plată din figura 2.35. a este cunoscută sub denumirea de linii strip

(strip-line), apreciindu-se că reprezintă variante apalatizate ale cablului coaxial.

Linia plată din figura 2.35. b sunt denumite linii microstrip, considerând că provin

dintr-o linie bifilară în care s-a renunţat la unul din fire, acesta fiind înlocuit printr-

o suprafaţă conductoare introdusă în planul de simetrie.

Prin liniile plate din figurile a şi b se propagă o undă TEM, chiar dacă sunt

unele probleme datorită neomogenităţii dielectricului.

2. Linia plată închisă, simetrică (strip-line) Linia plată închisă, simetrică se realizează în aer sau cu dielectric solid.

Modul de propagare pe linie este TEM. Impedanţa caracteristică a liniei este:

(2.40.)

Capacitatea liniei CL reprezintă capacitatea unui condensator plan,

corespunzător unităţii de lungime.

(2.41.)

Corespunzător, valoarea impedanţei caracteristice este:

(2.42.)

unde Zd este impedanţa de undă a dielectricului.

Pentru aer, Zd = Z0 = 377 Ω .

Fig.2.36. Linia plată închisă, simetrică (strip-line).

Formula (2.42.) reprezintă o aproximare real acceptabilă numai pentru

D>>d, adică în cazul liniilor de impedanţă caracteristică foarte mică, ZC < 10 Ω.

Datorită formei complicate a expresiei analitice exacte a impedanţei

caracteristice se foloseşte în calculul practic o diagramă, ce exprimă

determinarea impedanţei caracteristice a liniei în funcţie de raportul D/d, pentru

diferite valori ale raportului t/d.

La liniile reale, propagarea undelor electromagnetice este însoţită de

atenuare care depinde de pierderile în dielectric şi în conductoare.

Se subliniază că atenuarea datorată pierderilor în metal creşte cu frecvenţa.

Puterea maximă transmisibilă prin linie este limitată de fenomenul de strângere

şi/sau de încălzire a liniei. Fenomenul de strângere electrică apare în locurile de

concentrare maximă a câmpului electric, adică la muchiile conductorului interior;

aşa se explică de ce liniile pe care sunt semnale de puteri mari au forma

conductorului interior cu muchii rotunde.

Se remarcă folosirea liniilor plate închise, simetrice pentru puteri mici şi mijlocii

ale semnalului.

3. Linia plată deschisă, asimetrică (microstrip)

Linia plată deschisă asimetrică este denumită linie microstrip, fiind folosită

în mod curent la realizarea unor module funcţionale integrate.

Tehnologia de realizare a liniei microstrip este relativ simplă, fiind realizată prin

depunerea conductorului superior pe materialul dielectric placat.

Fig.2.37. Linia plată deschisă, asimetrică (microstrip).

Modul de propagare nu este perfect TEM, câmpul are o structură

complexă, ce contine şi componente longitudinale. La liniile microstrip de

dimensiuni uzuale, modul de propagare poate fi considerat cuasi-TEM până la

frecvenţe de ordinul 1-2 GHz.

Fig. 2.38. Câmpul electric în secţiune transversală a liniei microstrip, la frecvenţe

relativ joase a-linie îngustă b-linie mai lată

Lucrarea 9

ALIMENTAREA DIPOLILOR

Modul de alimentare a dipolilor simetrici depinde de tipul acestuia i lungimea de unda de lucru i se poate realiza cu linie bifilară, coaxială sau cu ghid de undă.

9.1 ALIMENTAREA CU LINIE BIFILARĂ

În cazul alimentării cu linie bifilară deosebim două moduri: alimentarea în serie (figura 9.1.a) i cea în paralel (fiura 9.1.b.) La alimentarea în serie, înălimea de dispunere (h) se alege în funcie de caracteristica de directivitate dorită. Diametrul conductorului (d) se alege din considerente constructive (de resistenă). Distanele dintre izolatorii ancorelor (a), trebuie să fie mai mici decât 4/λ , pentru ca în segmentele de ancoră, sa nu apara cureni indui prea mari, deci nici pierderi prea mari de energie i nici radiaie secundară nedorita. Izolatorii trebuie să aibă tangenta unghiului de pierderi cât mai mică i să reziste solicitărilor mecanice.

d2l

λ/4

cZa

d2l

cZa

l1

l2

Ω====

60015,0212,0147,02

cZll

l

λλλ

4/λ<<a

4/λ<<a

a)

b)

Fig. 9.1 Alimentarea dipolilor simetrici

Dipolul simetrie alimentat astfel, poate lucra într-o gamă relativ largă de

frecvene, fiind limitat, nu numai de modificarea caracteristicii de directivitate dar i de creterea coeficientului de undă staionară. Transformatorul în 4/λ , necesar pentru adaptarea impedanei de intrare a antenei, cu impedana caracteristică a liniei de alimentare ( ), este elementul care limitează cel mai cZmult banda de trecere. Alimentarea în paralel a fost tratată la punctul 9.1. iar datele înscrise în figura 9.1. se referă la un dipol simetrie în 2/λ i au fost obinute atât pe cale teoretică cât i prin experimentări. În acest tip de alimentare nu mai este necesar transformatorul în 4/λ . Fiderul trebuie să fie perfect perpendicular pe dipolul simetric. O mică înclinare a fiderului duce la modificarea impedanei de intrare i a caracteristicii de directivitate.

9.2 ALIMENTAREA CU LINIE COAXIALĂ Linia coaxială fiind un element asimetric, nu poate fi conectată la dipolul simetric. Legarea directă (figura 9.2) duce la alimentarea nesimetrică a dipolului i deci la modificarea caracteristicii de directivitate. Explicaia este următoarea.

dci

a b

1i

3i

1i2i

dai

Fig. 9.2 Alimentarea cu linie coaxială

Apariia curentului de deplasare duce la apariia pe suprafaa dci

cămăii liniei coaxiale a unui curent de conducie . Cum curentul care iese 3idin conductorul central i1, trebuie si fie egal cu curentul care intră pe suprafaa interioară a căaăii liniei coaxiale ( 321 iii += ), rezultă că în braul a curentul este mai mic decât în braul b. Această asimetrie a curenilor trebuie înlăturată din cauza efectelor negative pe care le are asupra parametrilor antenei. În continuare sunt prezentate câteva dispozitive cu care se realizează simetrizarea curenilor în dipol.

Paharul de simetrizare (figura 9.3.a) constă, dintr-un pahar metalic cilindric de lungime egală cu 4/λ . În fundul paharului este practicat un orificiu prin care trece linia coaxială care printr-un procedeu oarecare (lipire cu cositor, sudare,etc.) face contact galvanic cu fundul paharului.

1i2i

3i

1i2i

3i

i/4λ /4λ

4/λ

orificiu cu izolatorlipitura pe cilindru

Fig 9.4 Metode de simetrizare

Suprafaa interioară a cilindrului împreună cu suprafaa exterioară a liniei coaxiale formează o linie în surtcircuit în 4/λ i prin urmare i curentul i3, care ar putea apare pe exteriorul liniei coaxiale, de la pahar în jos precum i pe pahar, întâmpină o rezistenă, teoretic infinită, practic foarte mare. Mărimea acestui cu-rent fiind neglijabilă se poate considera practic realizată simetrizarea i1 =i2 .

Un astfel de dispozitiv de simetrizare poate fi folosit într-o bandă relativ ingustă de frecrene în jurul frecventei pentru care s-a proiectat. Puntea de simetrizare se compune dintr-un tub sau o bară metalică, cu diametral seciunii transversale egal cu diametral exterior al conductorului exterior al liniei coaxiale, situat paralel, la o anunită distană faă de acesta (figura 9.4.b).

Conductorul exterior al liniei coaxiale este legat la unul dintre braele dipolului, iar conductorul central i bara dispozitivului de simetrizare la celălalt bra. La o distană egaă cu 4/λ faă de capetele liniei coaxiale i a barei, se fixează o punte metalică de scurtcircuitare. Astfel se realizează o linie simetrică în scurtcircuit de lungme 4/λ având impedana de intrare infinitfă.

Din acest motiv curentul i3 nu poate să se scurgă pe cămaa cablului i deci i1 =i2 adică s-a realizat simetrizarea. Dacă puntea metalică de scurtcircuitare este mobilă, dispozitirul poate realiza simetrizarea într-o bandă largă de frecvene.

Fanta de simetrizare se realizează pe conductorul exterior al liniei coaxiale (figura 9.4.c) i funcionează la fel ca puntea de simetrizare, fară posibilitatea de reglare a lungimii liniei în scurtcircuit în

/ 4 . λBucla de simetrizare se realizează, de regulă, din acelai tip de linie

coaxială ca i fiderul. Este o linie de lungime egală cu jumătatea lungimii de undă în cablu ( 2/cλ ) (figura 9.5.a).

a b

cZcZ

buclă

2/λ

2/abR /abR 2

2/λ

2/abR /abR 2 2/abR 2/abR

a b

c c

a b

c

b

c

4/abR

Fig. 9.5. Bucla de simetrizare

Conductorul central al fiderului este legat la un brat a1 dipolului i la un

capăt al conductorului central al buclei. Celălalt capăt al conductorului central al buclei este legat la celălalt brat al dipolului. Conductoarele exterioare ale

fiderului i buclei sunt legate între ele, constituind punctul de masă c. Bucla de simetrizare inversează faza curentului care alimentează braul din stânga, faă de cea a curentului din dreapta, asigurându-se astfel cerina ca în braele dipolului curentii să aibă acelai sens.

În figura 9.5 b,c,d sunt prezentate transformările succesive în schema echivalentă a buclei de simetrizare. Se observă că impedana văzută între punctele bc(intrarea in fider) este

4

abbc

RR = ,

unde , este rezistena de intrare la bornele dipolului. În cazul dipolului abRbuclat în λ/2 prezentat în fig,9.5.a, Ω≅ 300abR i deci . Cum Ω= 75bcRimpedana caracteristică a liniilor coaxiale uzuale este de i Ω50 Ω75 , se poate folosi ca fider o linie cu Ω= 75cZ , caz în care se realizează pe lângă simetrizare i o adaptare foarte bună.

În cazul dipolului cilindric tăiat impedana de intrare aste Ω= 73abR , Ω= 18bcR i deci nu s-ar putea realiza adaptarea cu fideri uzuali. Din acest

motiv înainte de introducerea buclei, la acest tip de dipoli se inserează un transformator în 4/λ (figura 9.6).

a bc

d e

λ/4

cZcZ

cZ

Fig. 9.6 Adaptarea cu transformator în λ/4

Seciunile de linie coaxială ad i be au lungimea egală cu 4/cλ iar bucla de are lungimea 2/cλ . Nu este greu de aratat ca 2/abbcac RRR ==i că impedana văzută între punctele d i c este

ab

c

ac

cdc R

ZRZZ

22 2== ,

iar între punctele ec către b este

ab

c

bc

cec R

ZRZZ

22 2==

Impedana totală între punctele ec este

ab

c

ecdc

ecdce R

ZZZZZZ

2

=+×

= .

Dacă i Ω= 73abR Ω= 75cZ , atunci se poate folosi un fider cu impedana caracteristică Ω= 75cfZ caz în care se realizează o adaptare foarte bună. 9.3 ALIMENTAREA PRIN GHID DE UNDĂ Dipolul simetric poate fi excitat i cu ghid de undă deschis la un capăt (figura 9.7). În această situatie, dipolul se fixează pe o placă metalică, care pătrunde în ghid până la o anumită distană. În planul câmpului electric, latura seciunii transversale a ghidului se micorează pe o anumită poriune, realizându-se prin aceasta adaptarea dintre ghidul de undă i dipolul simetric. Dipolul simetric realizează o redistribuie a câmpului radiat de capătul deschis al ghidului. Dezavantajul acestei alimentări constă în faptul că prin ghid poate fi transmisă, o putere mai mare decât cea pe care o poate radia dipolul, fără depăirea tensiunilor admise. Acest tip de alimentare este convenabil în gama undelor centimetrice i în cazul unor puteri de radiaie relativ mici. Pentru a se obine caracteristici de directivitate speciale, pot fi folosite i reele de dipoli simetrici combinai cu elemente pasive.

a

b

4/λ

ab

dipol

a)

b)

Fig. 9.7 Alimentarea prin ghid de unde

Dipolul simetric se mai poate alimenta cu ajutorul ghidului de unde prin cuplaj capacitiv cu câmpul din interiorul ghidului, cu ajutorul unei sonde, paralele cu vectorul câmp electric E . Tot astfel se pot realiza i reele de dipoli alimentai convenabil pentru obinerea unei caracteristici de directivitate dorite.

Lucrarea 10

ANTENA CANAL DE UNDĂ (Yagi)

NOTIUNI GENERALE

Extensia spaţială a distribuţiei tensiune–curent a unui sistem de antenă determină în primul rând diagrama de radiaţie şi toate datele rezultate din ea, ca de exemplu câştigul, unghiul de deschidere, raportul faţă–spate, etc. Cu cât extensia spaţială va fi mai mare în raport cu lungimea de undă λ, cu atât va fi mai bună directivitatea şi cu atât câştigul va fi mai mare. Dacă sunt îndeplinite condiţiile optime, nu mai sunt posibile alte îmbunătăţiri ale acestor date caracteristice. Adesea se încearcă să se obţină proprietăţi mai bune prin încercări şi prin modelarea formei antenelor. Se cuvine să menţionăm că valori mari ale câştigului se obţin numai cu antene corespunzător de mari. Distribuţia tensiune –curent necesară pentru astfel de antene se realizează un anumit număr de dipoli. Între diferitele forme de prezentare posibilă cea mai mare însemnătate o are dipolul în λ/2. Dacă trebuie construite antene de mai mare randament, este necesară ordonarea mai multor dipoli în semiundă. Aranjamentul acestor dipoli nu este întâmplător; aceştia sunt dimensionaţi şi ordonaţi corespunzător proprietăţilor ce trebuie îndeplinite. Cea mai cunoscută antenă din acceastă categorie este antena Yagi–Uda.

Primele lucrări privind această antenă au fost publicate în anul 1926 de oamenii de ştiinţă japonezi Hidetsugu Yagi şi Shintaro Uda. Deşi denumirea „Yagi“ este astăzi un „terminus technicus“ consacrat, folosirea ei este un act de ingratitudine faţă de Shintaro Uda, adevăratul inventator al antenei.

Antenele Yagi au fost utilizate pe scară mai largă ca antene ale primelor radiolocatoare pe unde metrice şi mai târziu pe unde decimetrice. Astăzi se folosesc mai ales pe unde ultrascurte, domeniu în care reprezintă tipul predominant şi în diferite forme constructive.

Modul de funcţionare al antenei Yagi este următorul: în reflector şi directori se induce t.e.m. datorită undei recepţionate, prin aceştia apar curenţi care la rândul lor generează câmpuri care trebuie să se însumeze în fază în dipolul alimentat, rezultând astfel un câştig. La antenele Yagi s-a impus dipolul buclat în λ/2 cu care are o impedanţă de intrare aproximativ 300Ω sau dipolul liniar în λ/2 care are impedanţa de intrare de 75Ω. În antenă însă se vor produce interacţiuni între elemente, ceea ce va duce la o uşoară modificare a impedanţei de intrare.

Pentru a reduce la minim perturbaţiile ce pot afecta recepţia, antenele trebuie să prezinte anumite proprietăţi astfel încât să poată recepţiona maximul de energie dintr-o anumită direcţie. Această direcţie de recepţie este orientată pe semnalul direct ci nu pe un eventual semnal reflectat de diferite obiecte. Practic cea mai mare parte a energiei se poate recepţiona prin lobul principal al

79

caracteristicii de frecvenţă, al cărui unghi de deschidere, la nivelul de 3 dB, este un parametru esenţial. Pentru a se obţine o recepţie bună, trebuie deci ca unghiul de deschidere să fie cât mai mic iar atenuarea lobilor secundari şi raportul faţă/spate să fie cât mai mari.

Antena canal de undă se utilizează frecvent în gama undelor metrice şi decimetrice. Prezintă simplitate constructivă comparabilă cu a dipolului simetric, din care provine. Polarizarea undelor este liniară. Alimentarea se reduce la alimentarea unui dipol simetric. Deci, se poate face alimentarea cu cablu coaxial.

În practică s-a stabilit că antenele Yagi reprezintă, datorită dimensionării lor speciale, soluţia optimă de antene, ele fiind mult superioare celorlalte tipuri în ceea ce priveşte rezultatele obţinute la recepţie. Este posibil calculul precis al acestor antene astfel încât să se obţină parametrii doriţi.

Datorită avantajelor pe care le prezintă, antenele canal de undă au căpătat o largă utilizare în liniile radioreleu, ca antene de televiziune, la staţiile de radiolocaţie, etc. Antenele se utilizează frecvent în gama undelor metrice şi decimetrice, uneori şi în gama undelor centimetrice. Dacă se realizează reţele de astfel de antene, se pot obţine unghiuri de deschidere ale caracteristicilor de directivitate foarte mici.

Antena canal de undă se compune dintr-un dipol activ (DA), care de regulă este un dipol simetric în λ/2 şi mai mulţi dipoli pasivi (Fig.10.1). În partea din spate a antenei este un singur dipol pasiv, mai lung decât cel activ, numit reflector (R), iar în partea din faţă mai multe elemente pasive, mai scurte decât cel activ, numite directori (D). Numărul directorilor poate fi de la unu până la 25.

Fig.10.1 Antena canal de undă

Atât dipolul activ cât şi cei pasivi sunt fixaţi pe un suport metalic sau dielectric sub formă de tub sau bară. Fixarea se face direct pe suport, fără izolatoare, printr-un procedeu mecanic oarecare de fixare. Dipolii sunt fixaţi de bară la mijlocul lor, punct în care potenţialul electric este zero, deci în bara suport nu apar curenţi de egalizare. Dipolii se realizează, de regulă, din ţeavă sau bară metalică. Dimensiunile elementelor componente şi distanţele dintre ele joacă un rol deosebit în formarea fascicolului de unde. În literatura de specialitate sunt date, sub formă de tabele, dimensiunile obţinute pentru diferite lungimi de undă şi pentru un număr diferit de elemente ale antenei.

80

10.1 REFLECTOR SI DIRECTOR

Pentru explicarea funcţionării antenei canal de undă, se consideră, ca un prim caz, un sistem format dintr-un dipol simetric în λ/2 activ şi un dipol pasiv mai lung decât cel activ. Dacă se consideră elementul pasiv ca fiind un dipol simetric, atunci, datorită lungimii braţului mai mare decât λ/4, reactanţa de intrare a acestuia va avea un caracter inductiv. Modul de însumare a câmpurilor radiate de dipolul activ şi de cel pasiv poate fi scos în evidenţă în mod sugestiv cu ajutorul diagramelor vectoriale din figura 10.2.

a) EFECTUL REFLECTORULUI

Fie dE vectorul intensităţii câmpului electric radiat de dipolul activ în

vecinătatea sa la momentul t=0. Acest câmp se propagă aproape în toate direcţiile, deci după un timp t=dr/c soseşte şi în vecinătatea dipolului pasiv. Cu dr s-a notat distanţa dintre dipolul activ şi cel pasiv, iar cu c viteza de propagare a undelor. Datorită câmpului dE , în dipolul pasiv apare o tensiune

electromotoare rU şi un curent rI (fig 10.2.a.). Datorită faptului că reactanţa de intrare a dipolului pasiv are un caracter inductiv, faza curentului rămâne în urma tensiunii cu aproximativ π/2. De asemenea, câmpul electric rE , care apare

datorită curentului rI în vecinătatea dipolului pasiv, va fi în urma curentului tot cu π/2. Acest câmp se propagă în toate direcţiile, deci şi în direcţia şi sensul dipol activ - dipol pasiv. Câmpul rezultat care se propagă dincolo de dipolul pasiv şi care este suma câmpurilor dE şi rE este mic. Acest lucru se explică prin faptul că cei doi vectori sunt aproape în antifază şi aproape egali ca amplitudine.

Având în vedere că, dincolo de dipolul pasiv se propagă un câmp cu intensitate mică ( înE ), utilizarea mai multor dipoli pasivi mai lungi nu are sens. curentul care ar apare în cel de-al doilea dipol ar fi atât de mic, încât câmpul creat de acesta nu ar avea nici o influenţă asupra câmpului electric radiat din spate. Un dipol pasiv mai lung decât cel activ, datorită comportării sale arătată mai sus se numeşte reflector. Uneori, în practică, se recomandă utilizarea unui reflector plan în locul celui liniar.

Câmpul radiat de reflector ( rE ) se propagă şi în direcţia reflector-dipol activ. Acest câmp ajunge lângă dipolul activ după un timp egal cu 2dr/c. La acest moment de timp faza câmpului radiat de dipolul activ ( ''

dE ) se modifică cu π radiani, faţă de faza avută la momentul t=0, datorită modului de excitare a dipolului activ. Cele două câmpuri se însumează aproape în fază, iar câmpul

81

rezultant ( faE ) este relativ mare şi se propagă în sensul dipol pasiv-dipol activ (fig. 10.2.a).

Pe celelalte direcţii câmpul radiat de cuplul dipol activ - reflector, are o valoare cuprinsă între faE şi înE , datorită diferenţelor de drum care apar faţă de cazul în care undele se propagă axial.

b) EFECTUL DIRECTORULUI În cazul în care se consideră un cuplu format dintr-un dipol activ şi un

dipol pasiv mai scurt decât cel activ, fenomenele sunt similare cu cele din cazul anterior (fig.10.2.b). Reactanţa dipolului pasiv are un caracter capacitiv, iar curentul diI este înaintea tensiunii diU . În acest caz se obţine un câmp rezultant mare în sensul dipol activ - dipol pasiv, şi un câmp mic în sensul opus. Datorită faptului că elementul pasiv mai scurt decât cel activ dirijează undele în sensul dipol activ-dipol pasiv, un astfel de dipol se numeşte director.

Pe baza celor prezentate este uşor de imaginat cum funcţionează un sistem format dintr-un dipol activ şi doi dipoli pasivi, unul mai lung şi altul mai scurt decât dipolul activ, fixaţi de o parte şi de cealaltă faţă de aceasta la distanţele dr şi ddi .

t= 0

dI

dE rI

rEdErU

inE

cd

t r=

rE

"dE

faE

c2d

t r=

a). Ansamblul dipol activ - reflector

t= 0

dI

dEfaE

dE

idI

idU

idE

c

dt id=

"dE

inE

idEc

2dt id=

b). Ansamblul dipol activ - director

Fig. 10.3 Functionarea reflectorului si directorului

82

Analiza prezentată mai sus este numai calitativă, deoarece nu s-a ţinut seama de impedanţele mutuale care apar între dipoli. Totuşi, pentru înţelegerea fenomenelor care au loc la antenele formate din dipoli activi şi pasivi, este necesară o astfel de analiză calitativă.

10.2. FUNCTIA DE DIRECTIVITATE Având în vedere faptul că elementele pasive ale antenei canal de undă au

lungimi apropiate de λ/2, pentru determinarea funcţiei de directivitate este comod să se considere că antena este o reţea liniară de N+2 dipoli simetrici în λ/2. În acest caz funcţia de directivitate a antenei este formată din produsul funcţiei de directivitate a unui dipol sim etric în λ/2 considerat izolat în spaţiu şi funcţia de directivitate de grup.

Funcţia de directivitate a dipolului simetric în λ/2 este dată de relaţia 7.1, adică:

θ

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ θπ

=θcos

sin2

cos)(g . (7.1)

Pentru determinarea funcţiei de directivitate de grup se consideră reţeaua liniară de radiatoare izotrope punctiforme din figura 7.3. Indicele –1 se referă la reflector, 0 la dipolul activ, iar indicii 1 la N se referă la directori. Câmpul electric radiat de un radiator izotrop punctiform este de forma: , (7.2) krj

kk eIAE β−=unde A este un factor de proporţionalitate, iar Ik este curentul care excită

radiatorul k.

Fig.10.3 Modelul reţelei liniare Se poate considera că:

⎪⎩

⎪⎨⎧

=θ⎟⎠⎞⎜

⎝⎛∑−=

θ+=

=

−

N,...,2,1k,cosdrr

coshrrk

1i i0k

01 (7.4)

deci:

83

. (7.5) ⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡θ⎟

⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

=−β− ∑

=cos

k

1i iorj

kk

deIAE

Având în vedere că:

∑=−=

N

1k kEE , rezultă:

coscos 1

1 0 1

kjN ij r j h io

kk

dE Ae I e I I e

β θβ β θ

⎛ ⎞− ⎜ ⎟⎜ ⎟− − =⎝ ⎠

−=

⎡ ⎤∑⎢ ⎥= + +∑⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦

, (7.6)

unde cu N s-a notat numărul directorilor. Din relaţia (7.6) rezultă funcţia de directivitate de grup şi anume:

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡ ∑∑++=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

=

=

−−

θβθβθ

cos1

10cos

1)(

k

i ijN

i khj

g

deIIeIf . (7.7)

De regulă, antena canal de undă se instalează la o anumită înălţime faţă de suprafaţa Pământului; de aceea, dacă înălţimea antenei nu este mult mai mare decât λ, trebuie să se ţină seama şi de influenţa acesteia. Dacă se consideră că antena este la înălţimea H, atunci funcţia care ţine seama de influenţa Pământului este:

- în cazul polarizării orizontale a undelor radiate:

)sinHsin()(f o2 θβ=θ , (7.8) - iar în cazul polarizării verticale a undelor radiate:

)sinHcos()(f v2 θβ=θ . (7.9)

În cazul în care antena este dispusă orizontal, funcţia de directivitate din

planul orizontal are epresia:

)(f)(g)(f goo θθ=θ , (7.10)

iar cea din planul vertical:

)(f)(f)(f o2gov θθ=θ . (7.11)

84

În cazul în care antena este instalată cu dipolii verticali, funcţia de directivitate din planul orizontal are expresia:

)(f)(f gvo θ=θ , (7.12)

iar cea din lanul vertical are epresia: ( ) ( )θθθ= v2gvv ff)(gf . (7.13)

La proiectarea antenelor canal de undă un rol deosebit joacă funcţia de

directivitate şi raportul dintre intensitatea câmpului radiat în direcţia opusă direcţiei de radiaţie maximă şi cea a celui radiat pe această direcţie. Acest raport, de regulă, se cunoaşte sub denumirea de raportul spate/faţă şi este dat de relaţia:

)0(f/)180(fR gg

oo= . 10.3. PROIECTAREA ANTENELOR CANAL DE UNDA

După cum rezultă şi din relaţia (7.6), forma caracteristicii de directivitate a

antenei canal de undă depinde de numărul şi dimensiunile dipolului activ şi ai celor pasivi şi de poziţia acestora din urmă faţă de dipolul activ. Pentru un număr de directori daţi, se pot determina dimensiunile constructive ale antenei în aşa fel încât caracteristica de directivitate să fie optimă dintr-un anumit punct de vedere.

De regulă, se caută acele dimensiuni geometrice ale antenei pentru care raportul spate/faţă este minim. Dar problema poate fi privită şi din punctul de vedere al unghiului de deschidere al caracteristicii de directivitate, care se caută să fie să fie minim sau să aibă o anumită valoare dată. De asemenea, optimizarea poate fi făcută şi din punct de vedere al nivelului lobilor secundari raportat la nivelul lobului principal.

Privită din cel de-al doilea punct de vedere, optimizarea implică următoarele etape: 1. alegerea, în mod oarecum arbitrar, lungimile dipolilor şi distanţele dintre aceştia, şi se determină valorile impedanţelor mutuale. 2. determinarea valorile curenţilor din antinod pentru fiecare dipol. 3. determinarea măsuri unghiului de deschidere al caracteristicii de directivitate.

Aceste etape se repetă în ordinea indicată, alegându-se de fiecare dată alte lungimi şi alte distanţe între dipoli, până când se obţine măsura căutată a unghiului de deschidere al caracteristicii de directivitate. Datele pentru care s-a obţinut măsura unghiului respectiv reprezintă parametrii optimi ai antenei.

85

Pentru calculul impedanţelor mutuale se consideră antena canal de undă ca o reţea liniară de dipoli simetrici în λ/2. În acest caz partea activă şi cea reactivă a impedanţelor mu tuale, se determină cu relaţiile:

( ) ( ) ( )[ c2Cib2Cia2Ci230R ij ]π−π−π= (7.14) şi:

( ) ( ) ( )[ c2Sib2Sia2Si230Xij ]π−π−π−= (7.15) unde a reprezintă distanţa raportată la λ, dintre cei doi dipoli consideraţi,

,5.025.0ac

,5.025.0ab2

2

−+=

++=

iar Si(x) şi Ci(x) sunt funcţiile sinus şi cosinus integral:

( ) ( )

( ) ( ) ( )⎪⎪

⎩

⎪⎪

⎨

⎧

−++=

=

∫

∫

dtt

1tcosxln577.0xCi

dtt

tsinxSi

x

0

x

0

Pentru determinarea valorilor curenţilor din antinod se foloseşte sistemul de ecuaţii:

,

1, 1 1 1,0 0 1,1 1 1,

0 , 1 1 0 ,0 0 0 ,1 1 0 ,

, 1 1 ,0 0 ,1 1 ,

01

....................................................................0

N N

N N

N N N N N N

Z I Z I Z I Z IZ I Z I Z I Z I

Z I Z I Z I Z I

− − − − − −

− −

− −

+ + + + =⎧⎪ + + + + =⎪⎨⎪⎪ + + + + =⎩

K

K

K

adică:

1

0, 1,1,2,...,1, 0

N

ij jj

i NZ I

i=−

=−⎧⋅ =∑ ⎨ =⎩

(7.16)

Între impedanţele proprii şi dimensiunile dipolilor există relaţiile:

N,...,2,1,1n,r2

lgl2

14345.42Xpp

nn −=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛πλ

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ λ−+= (7.17)

şi:

ioo

oo Xr2

lgl2

14345.42X +⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛πλ

⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛ λ−+= , (7.18)

unde:

86

⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛ℑ=o

i I1mX (7.19)

şi este reactanţa de intrare a antenei. În relaţiile de mai sus lp şi lo reprezintă lungimea elementelor pasive şi a celui activ, iar rp şi ro razele secţiunilor transversale ale acestor elemente.

Metodele de optimizare prezentate mai sus pot fi aplicate numai prin folosirea calculatoarelor electronice.

Se rezolvă sistemul pentru diverse date de intrare, conform algoritmului prezentat. Se calculează de fiecare dată funcţia de directivitate şi G (câştigul) sau RFS (raportul faţă-spate). Se reţin datele pentru care se obţine G maxim, respectiv RFS maxim.

Alimentarea antenei se va face cu cablu coaxial. Se va folosi bucla de simetrizare în λ/2, care rezolvă şi problema adaptării.

10.4. SISTEME ŞI REŢELE DE ANTENE CANAL DE UNDĂ

Pentru realizarea unor caracteristici de directivitate speciale, cu

configuraţie deosebită, sau cu unghiuri de deschidere diferite în cele două plane, se utilizează diferite sisteme sau reţele de antene canal de undă. De exemplu, se poate realiza un sistem de antene canal de undă format din două antena distincte, fixate pe acelaşi suport. Dipolii celor două antene se fixează pe aceeaşi bară, formând între ei un unghi de 90° (fig.10.4).

Figura 10.4. Sistem format din două antene canal de undă

Câmpurile radiate de cele două antene sunt polarizate diferit. În timpul funcţionării staţiei, sistemul de antene se fixează pe un catarg înalt, în aşa fel încât una din antene să fie orizontală, iar cealaltă verticală. Atenuarea de trecere dintre cele două antene este de circa 40dB. În cazul în care antenele au câte doi

87

directori, unghiul de deschidere al caracteristicii de directivitate este aproximativ 60°. Una din antene se utilizează ca antenă de emisie, iar cealaltă de recepţie. Un astfel de sistem de antene canal de undă poate fi utilizat în foarte bune condiţii la liniile de radioreleu.

Se realizează reţele liniare de două antene canal de undă, fixate pe un reflector plan dreptunghiular (Figura.10.5).

În acest caz antenele canal de undă nu mai au reflectoare liniare, iar numărul directorilor poate varia. Poziţia antenelor este verticală. În plan vertical caracteristica de directivitate este identică cu cea din planul E a unei antene canal de undă, considerată izolată în spaţiu, iar în plan orizontal intervine şi funcţia de directivitate de grup a reţelei de două antene, deci unghiul de deschidere al caracteristicii de directivitate va fi mai mic ca în plan vertical.

Figura 10.5 Reţea de antene canal de undă cu reflector plan

Se realizează reţele de antene canal de undă şi din patru astfel de antene,

situate pe două etaje, două câte două. Dacă numărul directorilor este relativ mare (circa 8), atunci cu o astfel de reţea se poate realiza o caracteristică de directivitate cu nivelul lobilor secundari cu cel mult 8% din nivelul lobului principal. De asemenea, caracteristica de directivitate capătă un caracter lobular în planul vertical datorită influenţei Pământului. Antena se utilizează atât la emisie cât şi la recepţie. Proprietăţile de lucru în gamă ale antenei se asigură prin construcţia specială a dipolului activ, a primului director şi a reflectorului.

Caracteristică de directivitate similară se obţine şi cu o reţea bidimensională de antene canal de undă, formată din două etaje cu câte şase antene.

La recepţionarea semnalelor de televiziune la distanţe mari se utilizează reţele liniare de două sau patru antene canal de undă, situate orizontal pe un

88

suport comun vertical. Alimentarea antenelor trebuie să fie în fază, iar înălţimea antenei trebuie astfel aleasă încât să se elimine influenţa pământului.

Sistemul antenă canal de undă prezentat în Fig.10.6 este astfel conceput, încât printr-o simplă comutare a cablurilor de coborâre, se poate trece de la recepţia unui canal de televiziune la altul. În figură sunt indicate rolurile pe care le au elementele active şi cele pasive în cele două situaţii. Un astfel de sistem este simplu din punct de vedere constructiv, este economic şi nu ocupă un spaţiu prea mare. Un dezavantaj al sistemului este faptul că, cele două centre de televiziune trebuie să fie pe aceeaşi direcţie şi sens faţă de antenă, altfel se impune o orientare a antenei la trecerea de pe un canal pe celălalt.

Figura 10.6 Sistem de recepţie pentru două canale de televiziune Pot fi imaginate şi alte tipuri de sisteme şi reţele de antene canal de undă.

În practică au o largă utilizare diferite tipuri de sisteme şi reţele, datorită faptului că au o construcţie relativ simplă, se alimentează uşor şi se realizează caracteristici de directivitate necesare bunei funcţionări a instalaţiilor radiotehnice.

Modelul expus până aici este un model intuitiv. În realitate, lucrurile sunt mult mai complexe. Trebuie să se ţină seama de influenţele care apar prin intermediul câmpului între dipoli şi de faptul că valorile curenţilor în dipolii pasivi sunt mai mici decât valoarea curentului în dipolul activ.

Unii autori consideră că antena canal de undă se împarte în trei zone de lucru:

• sistemul radiant alimentat, format din reflector, dipolul activ (numit în literatura tehnică şi vibrator sau radiator) şi unul sau doi directori;

• o zonă de trecere; • sistemul de ghidare a undelor, format dintr-o serie de directori. Zona de trecere are rolul de a cupla optim celelalte două zone. Să se analizeze avantajele şi dezavantajele antenei canal de unda, respectiv

avantajele sistemelor cu reţele de antene canal de unda din lucrarea de faţă.

89

LUCRAREA 11 ANTENA CU REFLECTOR PARABOLIC

NOŢIUNI GENERALE

Antenele cu reflector parabolic au o largă utilizare în diferitele domenii ale radiocomunicaţiilor, fiind specifice gamei undelor foarte scurte. Astfel de antene pot fi întâlnite la instalaţiile de radiolocaţie, radiodirijare, radiocomunicaţii spaţiale, radiorelee, radioastronomie, televiziuni şi altele. Elementele de bază ale antenelor cu reflector parabolic sunt (Fig.11.1): reflectorul (1), sursa primară (2) şi linia de alimentare (3). Rolul reflectorului este de a transforma frontul de undă al undelor, de a realiza o anumită caracteristică de directivitate, de a radia undele într-o anumită direcţie şi sens, de a capta undele radio şi de a le dirija spre sursa primară. Rolul sursei primare de radiaţie este de regulă de a transforma energia curenţilor de înaltă frecvenţă în energia undelor radio şi invers, de a realiza o anumită caracteristică de directivitate şi de a realiza un front de unde aproape sferic.

Figura 11.1 Elementele constructive

Tipurile de antene cu reflector parabolic mai des întâlnite, în domeniul

frcvenţelor foarte înalte, sunt cele cu reflector în formă de paraboloid de rotaţie şi cilindru parabolic. Paraboloidul de rotaţie transformă frontul sferic al undelor într-un front plan, iar cilindrul parabolic transformă frontul cilindric în front plan. Ca sursă primară poate fi utilizat dipolul simetric cu reflector, antena ghid de undă, antena horn, antena cu fantă, antena elicoidală sau sisteme şi reţele de astfel de antene. Tipul liniei de alimentare folosit depinde de lungimea de undă de lucru şi de tipul sursei primare. În cazul lungimilor de undă mai mari se utilizează cablul coaxial, iar în gama undelor mai scurte ghidul de undă. Cu ajutorul antenelor cu reflector parabolic se pot obţine caracteristici de directivitate de forme foarte variate. Acest fapt prezintă un avantaj important din punct de vedere practic.

90

Pentru realizarea unor caracteristici de directivitate deosebite, se utilizează des reflectoare cu profile speciale.

13.2 REFLECTORUL PARABOLIC Forma profilului reflectorului rezultă din condiţia transformării frontului sferic al undelor într-un front plan. Fie F punctul în care se află un radiator izotrop punctiform (Fig.11.2), S un arc de curbă oarecare, care reprezintă profilul reflectorului, iar S0 urma frontului plan al undelor. Frontul undelor după reflexie va fi plan dacă distanţa de la sursă (F) până la suprafaţa reflectorului (A) şi de la aceasta până la suprafaţa S0 (B), pe orice direcţie, este constantă, iar undele reflectate în diferitele puncte ale reflectorului sunt paralele (ABA’B’).

a) b)

Figura 11.2

Prima condiţie poate fi exprimată în felul următor: CBAFAABFA ''' =+=+

Din Fig. 4.11.2.a. rezultă că: 22 x)zf(FA +−= , iar zfAB −= ,

deci se poate scrie că Czfx)zf( 22 =−++− .

Constanta C poate fi determinată considerându-se cazul particular în care . În acest caz . Dacă se înlocuieşte această valoare a constantei

în relaţia de mai sus se obţine relaţia 0xz == f2C =

zfx)zf( 22 +=+− . Dacă se ridică ambii membri ai egalităţii la pătrat şi se fac simplificările posibile, se obţine

fz4x 2 = (4.10.1)

91

Această relaţie reprezintă ecuaţia unei parabole cu distanţa focală egală cu f. În coordonate polare prima condiţie poate fi pusă sub forma

Ψ+= cosrf2 , de unde

2cos

fcos1f2r

2 ψ=

ψ+= , (4.10.2)

ceea ce reprezintă ecuaţia unei parabole în coordonate polare. A doua condiţie, paralelismul undelor reflectate, poate fi pusă în evidenţă prin demonstrarea egalităţii unghiurilor OFA şi FAN (Fig. 11.2.b.). Într-adevăr, dacă se exprimă tangentele unghiurilor 20Ψ şi 2Ψ , se obţin două relaţii identice. Din triunghiul CFA rezultă egalitatea:

zffz2

zfxtg 0 −

=−

=Ψ .

Dacă se ţine seama de relaţia de legătură dintre tangenta unui unghi şi tangenta semiunghiului respectiv, se obţine expresia :

fz

2tg 0 =ψ

. (4.10.3)

Dacă se consideră relaţia care leagă tangenta semiunghiului cu coeficienţii unghiulari ai dreptelor, care formează unghiul respectiv şi se aplică dreptei care

trece prin punctele F şi A şi normalei dusă la parabolă în punctul A ( în Fig. 4.11.2.b.), se obţine expresia :

→

n

fz

2tg =ψ . (4.10.4)

Din relaţiile 1.3 şi 1.4 rezultă că 0Ψ=Ψ . Din cele prezentate rezultă că, profilul reflectorului care transformă un front sferic într-unul plan al undelor este un segment de parabolă. Prin rotirea segmentului de parabolă în jurul axului Oz, se obţine paraboloidul de rotaţie (Fig. 11.3.a.), a cărui ecuaţie, în coordonate carteziene, este de forma :

fx4yx 22 =+ , (4.10.5) unde , . Rx ≤ Ry ≤ Cilindrul parabolic se obţine prin deplasarea unui segmnt de dreaptă în aşa fel încât să rămână paralel cu o direcţie dată (axa Oy) şi să se sprijine pe segmentul de parabolă S (fig. 4.10.3.b.). Ecuaţia cilindrului parabolic în coordonate carteziene este

0fz4x 2 =− , (4.10.6) unde 2Dx ≤ .

92

a) b) c)

Figura 11.3

Reflectorul parabolic este caracterizat de mai mulţi parametri geometrici şi constructivi. Suprafaţa de deschidere este delimitată de intersecţia conturului reflectorului cu un plan paralel cu planul xOy. Ea poate fi circulară, eliptică, drepunghiulară sau de altă formă. În cazul paraboloidului de rotaţie, un parametru important este raza deschiderii (R). Un alt parametru este distanţa focală (f), noţiune definită în geometria analitică. Un al treilea parametru important este unghiul de deschidere al reflectorului (ψ0). Acest unghi este format de axa focală şi dreapta care uneşte focarul cu un punct de pe marginea reflectorului. Între parametrii geometrici enumeraţi există o serie de relaţii de legătură. Din Fig. 11.3.c. se vede că :

m0 zf

Rtg−

=Ψ ,

iar din relaţia 1.1 rezultă că :

f4Rz

2

m = .

Din relaţiile de mai sus rezultă că :

20 a1a2tg

−=ψ ,

unde a=R/2f. Pe de altă parte, se ştie din trigonometrie că dacă

20 b1b2tg

−=ψ .

Rezultă că: 2

tgb 0ψ= .

Din compararea celor două relaţii rezultă că a=b, deci

93

f2R

2tg 0 =ψ

, (4.10.7)

sau

2ctg

2Rf 0ψ

= (4.10.8)

şi

2tgf2R 0ψ

= .

Aria suprafeţei reflectorului parabolic, în cazul deschiderii circulare, se determină cu relaţia

)1)a1(()pR(3

8A 32 −+π

= , (4.10.9)

unde

Rfp = , iar 2)

p21(a = .

În cazul deschiderii eliptice, aria suprafeţei reflectorului se determină cu relaţia

θ+

−++= ∫

π

ddc

1)dc1(3abA

022

2/322

[m2] , (4.10.10)

unde

f2cosac θ

= , iar f2

sinbd θ= ,

a şi b fiind semiaxele elipsei (a>b). Profilul arcelor de curbă se determină cu relaţia :

2kii )ma(fz4x −= [m], (4.10.11)

unde: m=0,1,2,...,l; ak=R/l; zm≤zi≤zM; zi=zm+nΔr; n=0,1,2,...,r; Δr=(zM-zm)/r,

f4az

2k

M = , iar f4

Rz2

M = .

Lungimea arcelor de curbă se determină cu relaţia

∫ −+=

M

m

z

z2

k

2

dz)ma(fz4

f412l [m]. (4.10.12)

94

Figura 11.4

Suprafaţa de reflexie a antenelor cu refleczor parablic trebuie să redea,pe

cât posibil, forma parabolică calculată. Abaterile de la profilul necesar sau impus duc la modificarea fazei undelor din deschiderea antenei, deci la modificarea caracteristicii de directivitate. În funcţie de defazajul maxim admis rezultă şi abaterea admisă. Abaterea de la profilul calculat al reflectorului

kλ≤δ [m], (4.10.13) unde k≥16 şi se alege în funcţie de cerinţele impuse antenei. Aria suprafeţei efective a antenei cu reflector parabolic, poate fi calculată cu relaţia:

G4

A2

ef πλ

= [m2],

sau cu relaţia : ugef SSA −ν= [m2], (4.10.14)

în care ν este coeficientul de utilizare a suprafeţei de deschidere a antenei, Sg este aria acestei suprafeţe, iar Su este aria suprafeţei de umbrire. Suprafaţa de umbrire este dată de elementele metalice care sunt în faţa suprafeţei de deschidere. Această suprafaţă se obţine prin proiectarea ortogonală pe suprafaţa de deschidere a conturului elementelor metalice (sursa primară, linia de alimentare etc.) care sunt în faţa reflectorului. Coeficientul de utilizare a suprafeţei de deschidere a antenei ia în considerare înrăutăţirea proprietăţilor de directivitate datorată unor cauze obiective, care apar în funcţionarea antenei cu reflector parabolic. Mărimea acestui coeficient este determinată de următoarele fenomene: excitarea inegală a suprafeţei de deschidere, abaterea de la forma sferică a frontului undelor radiate de sursa primară, difracţia undelor la marginea reflectorului, radierea de către sursa primară a unei părţi din energie în spatele reflectorului. La determinarea sau aprecierea mărimii coeficientului trebuie să se ţină seama de aceste fenomene. Ele, deşi nu sunt în strânsă legătură cu suprafaţa de deschidere, se

95

manifestă ca şi cum aceasta n-ar fi utilizată complet. Valorile uzuale ale acestui coeficient se încadrează în limitele 15,0 ≤ν≤ . Cu scopul de a micşora greutatea, preţul de cost şi, mai ales, suprafaţa expusă presiunii vântului, reflectoarele se construiesc, în majoritatea cazurilor, în formă de reţea metalică sau sub forma unor suprafeţe perforate. Orificiile pot fi circulare sau ovale. Dimensiunea lor în planul H trebuie să fie mai mică decât jumătatea lungimii de undă, 2b λ< (Fig.11.5.a.). Suprafeţele în formă de reţea se construiesc din bare sau plăci metalice. Forma şi poziţia lor relativă este arătată în Fig. 11.5.b. Distanţele dintre elementele reţelei trebuie să fie mai mici decât λ/2, iar vectorul intensităţii câmpului electric al undelor radiate de sursa primară, sau captate de reflector, trebuie să fie paralel cu elementele reţelei.

a) dimensiunile orificiilor b) forma şi poziţia elementelor reţelei

Figura 11.5

Dacă condiţiile enumerate sunt îndeplinite, atunci spaţiul dintre două

elemente vecine ale reţelei se comportă ca un ghid de undă cu dimensiunile mai mici decât cele critice. Câmpul care pătrunde în spaţiul dintre două elemente ale reţelei este atenuat foarte repede. Atenuarea undelor în intervalul dintre elementele reţelei este cu atât mai mare, cu cât este mai mică distanţa dintre elemente şi cu cât sunt mai late aceste elemente. Calitatea reţelei se apreciază cu ajutorul coeficientului de trecere. Acest coeficient se defineşte ca fiind raportul dintre pătratul intensităţii câmpului electric care trece în spatele reflectorului prin reţeaua dată şi pătratul intensităţii câmpului electric al undelor care cad pe suprafaţa reţelei. Acest coeficient poate fi calculat cu relaţia:

422

20

22

2 LqTf16T

πλ

= , (4.10.15)

în cazul paraboloidului de rotaţie şi

96

221

01 Lq

fTT

λ= , (4.10.16)

în cazul cilindrului parabolic. În relaţiile (4.10.15.) şi (4.10.16.) cu L s-a notat diametrul deschiderii reflectorului, iar cu q1 şi q2 coeficienţii de neuniformitate ai câmpului electric în vecinătatea suprafeţei reflectorului. T0 este coeficientul de trecere în cazul unor suprafeţe plane care au orificii identice cu cele ale reflectorului parabolic şi pe care undele cad perpendicular. Coeficienţii de neuniformitate pot fi calculaţi cu relaţiile:

∫⋅=

L

0max1

max1 dx)x(E

EL1q (4.10.17)

şi

∫π=

S2

max222 dxdy)y,x(EEL4q . (4.10.18)

Dacă calculul cu aceste relaţii este prea complicat, coeficienţii de neuniformitate pot fi consideraţi aproximativ egali cu coeficienţii de utilizare a suprafeţei de deschidere a reflectorului. Coeficientul de trecere al reflectorului plan poate fi determinat cu relaţia

20

s/d2lns21

1T

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

πλ

+

= , (4.10.19)

în cazul reţelelor formate din conductoare cu diametrul secţiunii transversale egal cu d, iar distanţa dintre conductoare egală cu s, şi

23

0 s3Nr16T ⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛λπ

= . (4.10.20)

în cazul suprafeţelor perforate, unde r este raza orificiului, N numărul orificiilor, iar S suprafaţa plăcii. Relaţia (4.10.20) nu ţine seama de interdependenţa dintre orificii, de aceea este cu atât mai corectă cu cât distanţa dintre orificii este mai mare. Din motive similare (1.19) poate fi utilizată pentru d/λ<0,05 şi s/λ<0,2.

13.3. SURSA PRIMARA

In studiul antenelor cu reflector parabolic, de regulă se consideră că sursa primară este un radiator izotrop punctiform, deoarece în acest caz frontul undelor radiate este sferic, iar excitarea reflectorului este punctiformă. Se inţelege că aceasta este numai o ipoteza simplificatoare, deoarece practic este irealizabil.

97

Chiar dacă ar fi posibilă realizarea unei astfel de surse, totuşi utilizarea ei nu ar avea sens. După cum se vede şi din Fig. 11.6.a, cea mai mare parte a undelor este radiată in spaţiu şi numai un procent redus este reflectat de către reflector. Aceasta inseamnă o utilizare ineficientă a reflectorului, respectiv un randament redus.

La formarea caracteristicii de directivitate a unei antene parabolice cu sursa primară punctiformă, iau parte nu numai undele reflectate de reflector, ci şi undele radiate nemijlocit în spaţiul liber de către sursă. In acest caz nu se pote vorbi de o caracteristică de directivitate cu lobi principali şi lobi secundari.

Figura 11.6. Sursa primara punctiformă (a),

sursa cu radiaţie spre înainte (b), sursa cu radiaţie spre înapoi (c)

Din cele de mai sus rezultă condiţia de bază pe care trebuie s-o indeplinească

o sursă primară: trebuie să fie o antenă directivă. Undele radiate de către sursa primară trebuie să fie dirijate spre reflector. Ideal ar fi radiaţia sursei primare să aibă loc în limitele unui con imaginar, cu vârful în focarul reflectorului, iar baza conului să fie formată de suprafaţa de deschidere a reflectorului. Numai în cazul unei astfel de surse primare, se poate vorbi de utilizarea eficientă a antenei.

Pe lângă acestă condiţie de bază, sursa primară trebuie să mai indeplinească şi alte cerinţe importante. Ea trebuie să radieze spre reflector unde cu un front sferic. Fasciculul de unde radio al undei primare trebuie să fie orientat cu direcţia de radiaţie maximă spre centrul paraboloidului. Intensitatea câmpului electric radiat trebuie să se micşoreze lin de la centrul reflectorului spre margini; nivelul câmpului la marginea reflectorului să fie aproximativ 30% faţă de nivelul maxim. De asemenea, efectul de umbrire a sursei primare trebuie să fie minim. Trebuie să fie, de regulă o antenă de bandă largă. Nu trebuie să permită apariţia unor supratensiuni la puterile radiate. Sursa primară trebuie să fie bine adaptată

98

cu linia de alimentare, să prezinte stabilitate faţă de variaţiile condiţiilor climatice şi să nu fie expusă acţiunii umezelei.

Sursele primare utilizate la antenele cu reflector parabolic sunt de două tipuri: cu radiaţie spre inainte şi cu radiaţie spre inapoi. Dacă direcţia şi sensul de propagare a undelor radiate de sursa primară corespunde cu sensul de propagare a energiei prin fider, atunci este sursă spre inainte (Fig. 11.6.b). Dacă aceste sensuri de propagare sunt opuse, atunci este o sursă cu radiaţie spre inapoi (Fig. 11.6.c).

Alegerea corespunzătoare a sursei primare are o importanţă deosebită. Ea depinde de lungimea de undă de lucru, de instalaţia radio la care se utilizează antena cu reflector parabolic, de caracteristica de directivitate a acestei antene, de puterea de radiaţie şi altele. Pentru realizarea unor caracteristici de directivitate cu o fomă specială, sau pentru obţinerea mai multor fascicule de unde, se utilizează reţele sau sisteme de diferite tipuri de antene, cum ar fi: dipoli simetrici, antene ghid de undă sau horn antene canal de undă sau elicoidale şi altele.

13.4. METODA DE STUDIU

Ca la orice tip de antenă, se pune problema determinării expresiei

intensităţii câmpului electric radiat in zona indepărtată de către antena cu reflector parabolic. O rezolvare riguroasă a problemei implică calcule matematice dificile. Chiar şi metodele bazate pe anumite ipoteze simplificatoare duc la relaţii de calcu, care pot fi folosite numai prin utilizarea maşinilor electronice de calcul.

Metoda cea mai des utilizată este cea a celor domenii. La rezolvarea problemei domeniului interior, se presupune că se cunoaşte forma reflectorului, caracteristica de directivitate a sursei primare şi lungimea de undă de lucru. De asemenea, se fac următorele ipoteze: reflectorul nu influenţează funcţionarea sursei primare; caracteristica de directivitate a sursei primare nu se modifică in prezenţa reflectorului; fiecare punct al reflectorului se află in zona de radiţie a sursei primare; raza de curbură a suprafeţei reflectorului este mult mai mare decit lungimea de undă (suprafaţa elementară poate fi considerată ca fiind plană); pe partea excitată (iluminată) a reflectorului componentele tangenţiale ale câmpului electric sunt egale cu zero.

Prin rezolvare problemei domeniului interior se obţine fie distribuţia curenţilor pe suprafaţa excitată a reflectorului, fie distribuţia câmpului electric pe suprafaţa de deschidere a antenei. La rezolvarea problemei domeniului exterior se pleacă fie de la distribuţia curenţilor de suprafaţă, fie de la distribuţia câmpului electric din deschiderea antenei.

99

13.4.1 DETERMINAREA DISTRIBUŢIEI CURENŢILOR DE

SUPRAFAŢĂ Distribuţia curentului de suprafaţă poate fi determinată, pe baza

principiului echivalenţei, cu relaţia:

,HnJ es

→→→

×= (4.10.21)

unde este versorul normalei în punctul considerat iar este vectorul intensitate câmp magnetic radiat de sursa primară., în acelaşi punct.

→

n→

H

Componentele versorului normalei sunt următoarele :

ΨΨ

−=

ΨΨ

−=

sin2

sinn

cos2

sinn

y

x

, (4.10.22)

2

cos ψ=zn .

Pentru determinarea componentelor vectorului intensitate câmp magnetic, se consideră că în focarul reflectorului se află un radiator izotrop punctiform, care radiază puterea PΣ. În acest caz, densitatea fluxului de putere la distanţa r faţă de focar este:

2r4P

=SπΣ ]

mW[ 2 .

Pe de altă parte, se ştie că:

η

2efE=S ]

mW[ 2 .

Din ultimele două relaţii rezultă că:

2ef 4P

Erπ

η Σ= ],mV[

sau pentru η=120π (vid sau aer uscat),

rP30

E efΣ= ]

mV[ .

Dacă în focar, în loc de radiator izotrop punctiform, se dispune o antenă directivă, atunci:

),F(r

DP30Eef ϕψΣ= ],

mV[

sau ),F(r

DP60E m ϕψΣ= ],

mV[

100

şi deci ),F(r120DP60

Hm ϕψπΣ= ],

mA[

unde D este coeficientul de directivitate, iar F(ψ,ϕ) este funcţia de directivitate a sursei primare.

În final, vectorul intensitate câmp magnetic are forma:

,)e,F()()r(DPk

=H )r(j00

ψβϕψψ

→→Σ

→

× er (4.10.23)

unde k=0,0206, este versorul razei vectoare a suprafeţei reflectorului, este versorul vectorului intensitate câmp electric, iar funcţia r(ψ) este dată de relaţia 4.10.2.

→

0r→

0e

Din relaţia (4.10.23) rezultă componentele vectorului intensitate câmp magnetic, iar din relaţia (4.10.21) rezultă componentele densităţii curentului de suprafaţă. Determinarea acestor componente nu este o problemă prea simplă, de aceea se preferă determinarea distribuţiei câmpului electric de pe suprafaţa de deschidere.

13.4.2. DETERMINAREA DISTRIBUŢIEI CAMPULUI ELECTRIC La determinarea distribuţiei câmpului electric de pe suprafaţa de deschidere, se deosebesc două cazuri. În primul caz se cunoaşte funcţia de directivitate a sursei primare, iar în cel de–al doilea, caracteristica de directivitate. Se poate trece de la primul caz la al doilea, prin reprezentarea grafică a funcţiei de directivitate. De asemenea, se poate trece de la al doilea caz la primul, prin aproximarea caracreristicii de directivitate cu o funcţie adecvată. Cazul 1: se cunoaşte funcţia de directivitate a sursei primare. Fie în focarul reflectorului un radiator izotrop punctiform (Fig.11.7). Puterea elementară reflectată de către suprafaţa inelară, descrisă de arcul elementar AB, prin rotirea sa în jurul axei Oz, este

rSdxxdw π2= [w], (4.10.24) unde x este raza cercului descris de punctul a, cu dx s–a aproximat lungimea arcului AB, iar Sr este densitatea fluxului de putere din punctul A, radiat de sursa primară la distsnţa r faţă de focar. Fie S1 urma unei sfere de rază unitară şi cu centrul în focarul paraboloidului. Prin zona sferică determinată de unghiul dψ trece puterea

[ ]w Sdsin2=SdCA2dw ', ψψπψπ= (4.10.25)

101

unde cu S s–a notat densitatea fluxului de putere radiat de radiatorul izotrop punctiform la distanţa unitară. Dacă se neglijează pierderile, cele două puteri sunt egale, rezultând:

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡= 2m

w

ddxx

sin SSr

ψ

ψ . (4.10.26)

Fig 11.7. Determinarea distributiei campului electric; cazul 1

Din figură se vede că ( ) ( )ΨΨ= sinrx , iar expresia lui ( )Ψr este dată de relaţia (1.2). Se poate arăta că:

)r(ddx

ψ=ψ

,

deci

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ Ψ+=Ψ 2

2

r mw S

2cos1)(S

f.

Dar

2fS)0( =rS

şi deci 2

r

r

2cos1

)0(S)(S

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ψ+

=ψ ,

102

sau

2cos

2cos1

E(0))E( 2 ψ=

ψ+=

ψ . (4.10.27)

Expresia (4.10.27) reprezintă variaţia câmpului electric pe suprafaţa de deschidere în cazul în care sursa primară este un rediator izotrop punctiform. Dacă sursa primară este o antenă directivă având funcţia de directivitate F(ψ,ϕ), distribuţia câmpului este dată de relaţia:

2

cos),F(E(0)

)E( 2 ψϕΨ=Ψ . (4.10.28)

Dacă se consideră distribuţia câmpului electric într–un anumit plan, determinat de o valoare dată a unghiului ϕ(ϕk), aceasta este dată de relaţia

( ) ( ) ( )2cos, 2 ΨΨ= kFxg ϕ (4.10.29) unde

( )22 Ψ= tgfx . În mod similar, pentru cilindrul parabolic se obţine:

( ) ( )2cos)( ΨΨ= Fxg (4.10.30) Cazul 2: se cunoaşte caracteristica de directivitate a sursei primare. În acest caz problema poate fi rezolvată pe cale grafică. Se reprezintă la o anumită scară (Fig.11.8) profilul reflectorului din planul în care se determină distribuţia câmpului electric şi caracteristica de directivitate a sursei primare. Se ridică punct cu punct distribuţia câmpului electric din deschiderea antenei, ţinându–se seama şi de relaţia (4.10.28), adică:

2cos2 Ψ

=ab . ( 4.10.31)

Fig. 11.8. Determinarea distributiei campului electric;

cazul 2

103

Graficul astfel obţinut reprezintă distribuţia câmpului electric în suprafaţa de deschidere. Având în vedere că problema domeniului exterior a fost rezolvată pentru o serie de funcţii, printre acestea se caută acea funcţie a cărui grafic corespunde cel mai bine cu cel obţinut mai sus. O astfel de relaţie care poate reprezenta distribuţia câmpului electric din deschiderea antenei, este:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛+ x

2cosaa=g(x) n

10π , (4.10.32)

unde 0≤x≤1 iar a0=Δ iar a1=1–Δ, Δ fiind saltul de câmp la marginea reflectorului. Pentru n=2 funcţia de directivitate corespunzătoare este de forma

)u()1(uu)(J

)( 01 χΔ−+Δ=uf , (4.10.32)

unde:

Ψ= sinR2λ

πu ,

dzz2

cosuz)(Jz=u)( 21

0

00 ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛∫πχ ,

Jk(u) fiind funcţia Bessel de speţa întâia şi ordinul k. Metoda grafică poate fi folosită în calculele de proiectare ale antenelor cu reflector parabolic. Se alege o anumită distribuţie de câmp electric şi cu funcţia de directivitate corespunzătoare, prin optimizare, se determină raza deschiderii antenei. Se alege o anumită distanţă focală şi pe cale grafică se determină caracteristica de directivitate a sursei primare. Cunoscându–se această caracteristică, se proiectează sursa primară. Dacă din anumite considerente nu corespunde sursa primară obţinută, se alege altă distanţă focală, sau eventual, chiar altă distribuţie de câmp electric.

13.5. DEFOCALIZĂRI ADMISE ŞI NECESARE Pentru obţinerea unui front de undă plan în deschiderea antenei cu reflector parabolic, este necesar ca centrul de fază al sursei primare să fie plasat exact în focarul paraboloidului. În practică nu se poate realiza, în toate cazurile, o suprapunere perfectă a centrului de fază şi a focarului. De asemenea, sunt cazuri în care pentru a obţine o anumită înclinare a direcţiei de radiaţie maximă, este necesar ca centrul de fază să fie decalat faţă de focar. În funcţie de distorsiunea de fază admisă, sau în funcţie de înclinarea necesară a direcţiei de radiaţie maximă, rezultă defocalizările admise sau necesare.

104

Centrul de fază al sursei primare poate fi defocalizat într-o anumită direcţie şi sens cu o anumită mărime (Fig. 11.9.a.). Fie δ1 componenta axială a defocalizării, iar δ2 componenta perpendiculară pe axa focală. Cauza modificării frontului de undă, în cazul în care centrul de fază nu este în focar, este faptul că nu se păstrează egalitatea drumurilor parcurse de undele radio de la sursa primară până în deschiderea antenei.

Figura 11.9. Defocalizarile admise

Pentru determinarea defocalizării admise de-a lungul axei focale, se

consideră două drumuri diferite parcurse de unde şi anume |FO|+|OF| şi |FA|+|AB| (Fig.11.9.b.). În cazul în care centrul de fază se află în focar are loc egalitatea

ABFAlOFl +=== 21 2 , iar în cazul în care se află în 'F 1

'1' 222 δ+== OFOFl

şi 1

'01

'2

' cos δδ ++Ψ+≈+= ABFAACAFl Diferenţele de drum maxim admisă depinde, în mare măsură, de cerinţele impuse de instalaţia radio la care se va utiliza antena şi se poate considera ca fiind egală cu λ/k, unde k≥4. Deci kll λ≤− '

1'2 .

Din relaţiile de mai sus rezultă : ( ) 1

'01

'1

'2 2cos1 δδ −−Ψ+++=− OFFBFAll

sau: ( )'1

'1

'2 cos1 oll Ψ−=− δ ,

105

şi deci: ( )01 'cos1 Ψ−≤

kλδ .

Întrucât defocalizarea δ1 este mică în comparaţie cu distanţa focală f, se poate considera că ψ0

’=ψ0 şi deci :

)cos( 01 Ψ−≤

kλδ . (4.10.34)

În mod similar se obţine condiţia care delimitează defocalizarea pe o direcţie perpendiculară pe axa focală. Dacă este îndeplinită condiţia

24 0 ππ ≤Ψ≤ , atunci

0

2 sinΨ≤

kλδ . (4.10.35)

unde k≥8. Dacă condiţia nu este îndeplinită, atunci

)cos1(cos

)cos1(cos8

sinsin2

002

002

02

0

2 Ψ+Ψ

Ψ+Ψ+Ψ+Ψ−≤

ff

λ

δ . (4.10.35)

Dacă condiţiile de mai sus sunt satisfăcute atunci caracteristica de directivitate a antenei nu suferă modificări neadmise. Totuşi în cazul defocalizării perpendiculară pe axa focală, deşi caracteristica de directivitate nu suferă modificări esenţiale, direcţia de radiaţie maximă a antenei se înclină faţă de axa focală cu un unghi ε, măsura căruia poate fi determinată cu relaţia:

f2arcsin δε = . (4.10.37)

Măsura maximă a unghiului cu care poate fi înclinată direcţia de radiaţie maximă, fără modificări substanţiale ale caracteristicii de directivitate, este dată de relaţia :

)(44 2

22

max radR

RfR

−=

λε . (4.10.37)

13.6 INFLUENŢA REFLECTORULUI ASUPRA SURSEI PRIMARE O parte din puterea reflectată de către reflector este recepţionată de sursa primară şi este transmisă prin fider la generator. Influenţa acestui fenomen asupra regimului de funcţionare a sursei primare, poate fi caracterizată prin modificarea impedanţei sale de intrare, sau prin modificare raportului de undă staţionară în linia de alimentare.

106

Gradul de neadaptare a sursei primare care apare datorită prezenţei reflectorului se determină în felul următor. Se presupune că sursa primară a fost adaptată cu fiderul înainte de a fi instalată în faţa reflectorului. Fie PΣ puterea

radiată de sursa primară. Densitatea fluxului de putere în centrul reflectorului va fi

24 fGP

S s

πΣ= ,

unde Gs este câştigul sursei primare. Dacă se neglijează pierderile, atunci puterea captată de sursa primară va fi:

2ef 4SAP

fAGP efs

πΣ== .

Figura 11.10. Placa de compensare unde Aef este aria suprafeţei efective a sursei primare şi

este dată de relaţia:

πλ4

2s

efG

A = [m2].

Deci

( )2

22

4 fGP

P s

πλΣ= [w].

Cu ajutorul acestei relaţii poate fi detrminat modulul coeficientului de reflexie şi anume

f4G

PP s

πλ

==ΓΣ

. (4.10..39)

Una dintre metodele de micşorare a influenţei reflectorului asupra sursei primare, este utilizarea unei plăci de compensare. Placa metalică, în formă de disc (Fig.11.10) este sudată în centrul reflectorului de–a lungul întregului perimetru, pentru a asigura o cale ccontinuă curenţilor de suprafaţă. Diametrul plăcii (d) se alege în aşa fel încât puterea reflectată de ea şi captată de sursa primară, să fie egală cu puterea care soseşte la sursa primară de pe restul suprafeţei reflectorului. Grosimea plăcii (t) se alege în aşa fel încât faza undelor, care sunt captate de sursa primară şi de placă şi de reflector să difere cu ( )π12 +m . Diametrul plăcii şi grosimea ei pot fi determinate cu ajutorul unor relaţii aproximative şi anume

fd λ13.1= (4.10.40) şi

( ) ,...2,1,0,4/682,02 =+= nnt λ (4.10.41)

107

Dacă placa nu urmăreşte profilul reflectorului, şi este cilindrică circulară, atunci grosimea se notează cu a şi se calculează cu relaţia

( ) ,...2,1,0,4/167,02 =+= nna λ (4.10.42) Parametrul n se alege în aşa fel încât grosimea plăcii să fie minimă, sau să corespundă din punct de vedere constructiv. în orice caz trebuie să fie îndeplinită condiţia:

2dft2 > . (4.10.43)

în practică mărimile rezultate din relaţiile de mai sus, se ajustează pe cale experimentală. Influenţa reflectorului poate fi micşorată şi pe calea decalării unei jumătaţi din reflector faţă de cealaltă jumătate la distanţa λ/4, de–a lungul axei reflectorului. O altă metodă de micşorare a influenţei reflectorului, este fixarea în centrul lui a unei plăci de material dielectric absorbant, care să absoarbă undele care după reflexie ar fi captate de către sursa primară. în sfârşit, se poate micşora influenţa reflectorului, prin utilizarea unei suprafeţe speciale a reflectorului, care să modifice polarizarea undelor în timpul reflexiei (să rotească vectorul intensitate cămp electric cu 900). Măsurile care se iau pentru înlăturarea influenţei reflectorului asupra sursei primare, duc la o oarecare micşorare a suprafeţei efective a antenei.

13.7. TIPURI DE ANTENE CU REFLECTOR PARABOLIC Dintre antenele cu reflector parabolic, utilizare mai deasă au căpătat cele care au reflectorul în formă de paraboloid de rotaţie, deoarece pentru un coeficient de directtivitate dat, de regulă, au gabaritul mai redus. Într–o serie de cazuri este necesară obţinerea unor caracteristici de directivitate cu unghiuri de deschidere diferite în două plane perpendiculare (E şi H). în acest caz suprafaţa de deschidere a reflectorului parabolic este eliptică. Pentru obţinerea unor semnale reflectate egale de la ţintele care se găsesc la distanţe diferite, în limitele razei de acţiune a staţiei de radiolocaţie panoramice, este necesar să se distribuie energia radiată în aşa fel încât nivelul câmpului electric reflectat să fie acelaşi (Fig.11.11.a). Matematic această condiţie poate fi exprimată astfel

C)F(rAE == εr

r. (4.10.44)

Mărimea constantei C poate fi determinată dacă se consideră cazul particular F(900)=1. în acest caz

108

hA)F(

rA

rr

=ε .

dar r=h cosε şi deci, ( ) ( )εε ecF cos= . (4.10.45)

Figura 11.11. Antene cu reflector parabolic

Pentru obţinerea caracteristicii de directivitate cosecantice, se utilizează sisteme de antene ca surse primare. Una dintre antenele sursei primare se fixează în focarul reflectorului, iar celelalte defocalizate perpendicular pe axa focală. Caracteristicile de directivitate parţiale şi puterile de excitare ale fiecărei antene se aleg în aşa fel încât prin suprapunerea undelor, să se obţină caracteristica cosecantică (Fig. 11.11.b.). La staţiile de radiocomunicaţii spaţiale frecvent se utilizează antenele tip Cassegrain (Fig.11.11.c.). Prin utilizarea reflectorului auxiliar se micşorează dimensiunile instalaţiei de antene şi se obţine excitarea necesară a reflectorului. Pentru determinarea poziţiei ţintei aeriene şi urmărirea acesteia, se utilizează antene cu reflector parabolic cu sursă primară dipol simetric cu reflector liniar. Sursa primară se instalează defocalizat perpendicular pe axa focală, ceeace duce la înclinarea direcţiei de radiaţie maximă (Fig. 4.10.11.d.). Cu ajutorul unui dispozitiv mecanic, sursa primară este rotită în jurul axei focale. Prin acesta se obţine şi rotirea fasciculului de unde în jurul axei focale. Dacă ţinta nu este pe direcţia axei focale, atunci intensitatea semnalelor reflectate variază odată cu rotirea sursei primare. Dacă ţinta se află de–a lungul axei focale a antenei, atunci la rotirea sursei primare, nivelul semnalelor reflectate va rămâne constant. în acest caz se cunoaşte exact locul ţintei. Să se clasifice conform principiului funcţional antenele cu reflector parabolic.

109

Lucrarea 12

Antene nesimetrice speciale

12.1 Antene nesimetrice de undã progresivã Dacã este necesar sã se obţinã un coeficient de directivitate mai mare într-

o anumitã direcţie datã se recomandã sã se utilizeze antene nesimetrice cu directivitate în plan orizontal.

O astfel de antenã este antena tip undã progresivã. Cu acest tip de antenã se poate obţine o directivitate corespunzãtoare. Undele radiate de acest tip de antenã se propagã ca unde se suprafaţã. Antena este formatã dintr-un conductor orizontal, de lungime l, întins la 1÷3 m deasupra solului (fig.12.1). Lungimea conductorului trebuie sã fie de câteva ori mai mare decât lungimea de undã. Unul din capetele conductorului se conecteazã la staţie, iar celãlalt la o contragreutate prin intermediul unei rezistenţe R. Mãrimea rezistenţei este egalã cu cea a impedanţei caracteristice a conductorului (cca. 400 Ω). Contragreutatea se compune din conductoare izolate, de lungime 1 la 3 metri, situate în formã de evantai pe sol.

Fig. 12.1. Antena tip undã progresivã

Datoritã faptului cã rezistenţa R este egalã cu impedanţa caracteristicã a

conductorului, în antenã se stabileşte un regim de undã progresivã. Direcţia de radiaţie maximã este într-un plan vertical care conţine antena şi este orientatã în direcţia în care se aflã rezistenţa de sarcinã. În plan orizontal caracteristica de directivitate este formatã dintr-un lob principal şi mai mulţi lobi secundari neglijabili faţã de nivelul lobului principal. Câştigul antenei pe direcţia de radiaţie maximã, depinde de raportul l/λ şi se mãreşte odatã cu mãrirea acestui raport.

Pentru obţinerea unei directivitãţi satisfãcãtoare, în gama undelor scurte, lungimea antenei trebuie sã fie de 100 m sau mai mare, iar în cazul undelor lungi şi medii de câteva sute de metri.

110

Dacã antena tip undã progresivã se suspendã într-un anumit punct pe un catarg, pilon sau copac atunci creşte câştigul de-a lungul suprafeţei Pãmântului. Caracteristica de directivitate nu suferã modificãri esenţiale. Direcţia de radiaţie maximã capãtã o înclinare mai micã faţã de suprafaţa Pãmântului.

Dacã punctul de suspendare se aflã la mijlocul conductorului (fig.12.2 a) atunci antena se numeşte semirombicã, iar dacã cele douã laturi ale antenei sunt inegale, atunci se obţine o antenã de tip λ (fig.12.2 b).

Fig.12.2 Antena semirombicã (a) şi tip λ (b)

Antena tip λ este mai avantajoasã în campanie decât antena semirombicã, deoarece necesitã un pilon mai mic. Câştigul unei asemenea antene este de douã ori mai mare decât al unei antene identice dar orizontalã. Dezavantajul antenelor tip undã progresivã este faptul cã trebuie sã se asigure la recepţie un câmp electric omogen pe o lungime cât mai mare a conductorului.

12.2. Antena baston În gama undelor intermediare, scurte şi ultrascurte la staţiile mobile se

utilizeazã frecvent antena baston. Caracteristica de directivitate a antenei baston este circularã. În calitate de contragreutate poate servi caroseria mijlocului mobil, cutia metalicã a staţiei.

În gama undelor intermediare, uneori şi a undelor scurte, înãlţimea antenei baston este mai micã decât un sfert de lungime de undã. În acest caz, partea reactivã a impedanţei de intrare a antenei are un caracter capacitiv şi are o variaţie accentuatã în funcţie de frecvenţã. Partea activã a impedanţei de intrare se compune din rezistenţa de radiaţie şi este de ordinul zecilor de Ω.

În cazul în care antena baston este formatã din mai multe segmente, o importanţã deosebitã are utilizarea tuturor segmentelor componente. Circuitele de acord ale antenei sunt astfel calculate încât corespund variaţiei impedanţei de intrare pentru toatã lungimea antenei. Dacã nu se utilizeazã toate segmentele, nu se mai poate face acordul antenei în condiţii bune, iar bãtaia staţiei nu va fi maximã.

111

În gama undelor scurte şi ultrascurte este posibil ca înãlţimea antenei baston sã fie egalã cu λ/4. În acest caz partea reactivã a impedanţei de intrare este egalã cu zero, deci nu sunt necesare elemente speciale de adaptare.

Pentru protejarea antenei baston în timpul eventualelor ruperi din timpul deplasãrilor este necesarã o înclinare şi o ancorare a antenei. În acest caz înãlţimea efectivã a antenei este mai micã şi, implicit, va fi mai micã şi bãtaia staţiei.

12.3. Antene tip Γ, Τ şi Π Datoritã faptului cã antenele nesimetrice au lungimea micã în comparaţie

cu lungimea de undã, înãlţimea efectivã şi rezistenţa de radiaţie sunt relativ mici, putând sã aparã şi supratensiuni. Pentru a îmbunãtãţi proprietãţile antenelor nesimetrice din aceste puncte de vedere, s-au realizat mai multe tipuri de antene cu parte orizontalã. Acestea sunt antenele de tip Γ, Τ şi Π.

Antena în formã de L rãsturnat (Γ) este formatã dintr-un conductor orizontal de lungime b, care la unul din capete are o coborâre verticalã (fig. 12.3 a).

a b c

Fig. 12.3. Antene nesimetrice tip: a) Γ; b) Τ; c) Π

Antenele tip Γ prezintã o oarecare directivitate. Dacã undele sosesc dintr-

o direcţie opusã direcţiei de orientare a pãrţii orizontale, tensiunea de la bornele antenei va fi mai mare decât în cazul în care undele sosesc din direcţia în care este orientatã partea orizontalã a antenei.

Antena în T se deosebeşte de antena tip Γ prin faptul cã coborârea este fãcutã de la mijlocul conductorului orizontal de lungime 2b (fig.12.3 b).

Antena de tip Π (fig.12.3c) se compune din douã antene tip Γ. La aceste antene creşte rezistenţa de radiaţie şi randamentul faţã de antenele tip Γ. De asemenea gama de frecvenţe de lucru este mai mare. Valoarea reactanţei XAC se calculeazã astfel încât alimentarea sã fie sinfazicã. Acest tip de antenã prezintã o anumitã directivitate în plan orizontal.

112

113

O caracteristicã generalã a antenelor nesimetrice cu parte orizontalã (Γ, Τ, Π) este cã au intensitatea curentului la borne mai mare decât la antena nesimetricã fãrã parte orizontalã. Acest lucru apare datoritã modificãrii înãlţimii efective a antenei care este mai mare decât partea verticalã a antenei. Să se analizeze structura şi să se explice modul de conectare la un etaj de ieşire amplificator a unei antene nesimetrice.

Lucrarea 13 STUDIUL ANTENELOR SIMETRICE

13.1. Construcţia şi funcţionarea dipolului simetric

Noţiuni generale

Dipolul simetric se compune din douã conductoare simetrice situate de-a lungul unei axe la distanţã relativ micã între ele (fig.13.1). La capetele apropiate se conecteazã fiderul, prin care se introduce (emisie) sau se extrage (recepţie) energie de înaltã frecvenţã.

Fig. 13.1.

Dipolul

Când dipolul simetric este folosit ca antenã de emisie, sub acţiunea aplicatã la borne, prin conductoarele lui va trece un curent de înaltã frecvenţã, iar în spaţiul înconjurãtor vor fi radiate unde electromagnetice. În cazul dipolului simetric folosit ca antenã de recepţie, sub influenţa câmpului magnetic din proximitatea lui, apare o tensiune la borne, care prin fider se transmite la intrarea receptorului.

Din punct de vedere teoretic, se poate obţine foarte uşor un dipol simetric dintr-o linie bifilarã în gol, dacã se deplaseazã capetele acesteia la 180o în jurul punctelor BB’ (fig.13.2.) în direcţia indicatã de sãgeţi. Sinusoidele reprezintã distribuţia curentului de-a lungul liniei bifilare şi a dipolului, la un moment de timp ales arbitrar. Lungimea l a pãrţilor rabãtute ale liniei, în majoritatea cazurilor se alege cu λ/4, pentru ca sã se obţinã un dipol simetric în λ/2, adicã 2l = λ/2. Distanţa dintre conductoarele liniei, sau ceea ce este acelaşi lucru, dintre bornele B şi B’ este considerabil mai micã decât lungimea de undã şi de aceea poate fi neglijatã.

Dacã se rotesc capetele conductoarelor liniei în jurul punctelor A şi A’, atunci, este evident, se obţine un dipol cu lungimea 2l = λ.

Fig. 13.2. Obţinerea dipolului simetric

114

Folosindu-se aceastã metodã se pot obţine dipoli cu lungimi oarecare şi cu distribuţia curentului de-a lungul braţelor, corespunzãtoare. În dipolul simetric în λ/2 are loc un proces de oscilaţie analog cu cel dintr-un circuit oscilant cu constante concentrate.

Totusi, dipolul simetric, datoritã proprietãţilor sale este mai apropiat de liniile lungi, deoarece inductanţa şi capacitatea sunt distribuite pe toatã lungimea conductoarelor.

Dipolul simetric este o linie neomogenã deoarece capacitatea şi inductanţa distribuitã nu sunt constante de-a lungul conductoarelor lui, fapt care face ca şi lungimea de rezonanţã sã difere de cea a unei linii omogene. Din acelaşi motiv impedanţa caracteristicã a dipolului nu este constantã de-a lungul lui, din care cauzã, în calcule se considerã o valoare medie a sa. Pe de altã parte dipolul simetric este un sistem radiant, iar la liniile lungi, radiaţia practic lipseşte.

Alimentarea dipolului simetric se poate face cu ajutorul liniei bifilare, coaxiale sau ghidului de undã. Pentru un transfer optim de putere trebuie sã se realizeze adaptarea liniei de alimentare cu antena.

Dipolul simetric se utilizeazã ca antenã propriu-zisã, ca antenã de referinţã, ca sursã primarã pentru antene cu reflector sau lentilã precum şi în reţelele cu astfel de antene.

3.1.2. Distribuţia curentului

Distribuţia curentului dipolului simetric se obţine din relaţia ce exprimã distribuţia curentului de-a lungul unui conductor, având impedanţa caracteristicã, ZC, constantã pe toatã lungimea lui:

[ ])zl2(r

zdz eKeII −γ−γ− += , (13.1)

Considerând originea axei de coordonate z la mijlocul dipolului (fig. 13.3):

Fig.13.3 Punând coeficientul de reflexie Kr = –1, relaţia (3.1) devine:

[ ])zl2(zdz eeII −γ−γ− −= . (3.2)

Pentru origine (z = 0) avem:

115

( ) lsheI2e1II ld

l2d0 γ=−= γ−γ− ,

de unde:

lsh2eII

l0

d γ=

γ

. (3.3)

Înlocuind (3.3) în (3.2) şi utilizând funcţiile hiperbolice, se obţine:

lsh)zl(shII 0

z γ−γ

= . (3.4)

În (3.4) linia s-a considerat cu pierderi (αl ≠ 0). Dacã linia se considerã idealã ((αl = 0) expresia curentului se simplificã devenind:

)zl(sinIlsin

)zl(sinII m0

z −β=β−β

= , pentru z > 0,

)(sinsin

)(sin0 zlIl

zlII mz +β=β+β

= , pentru z < 0, (3.5)

În figura 13.4 sunt reprezentate câteva curbe de variaţie a curentului de-a lungul unui dipol simetric în cazul în care raportul dintre lungimea dipolului şi lungimea de undã diferã.

Fig. 13.4 Distribuţia curentului Relaţiile (3.5) nu ţin cont de pierderi. În cazul în care se ţine cont de

influenţa pierderilor asupra distribuţiei curentului, curentul va fi dat de relaţia: Iz = Im shγ(l – z).

Dacã se ţine seama de variaţia în timp a curentului, atunci se obţin relaţiile:

I = Iz⋅ejωt = Im shγ(l – z)⋅ejωt (3.6) Respectiv pentru linia fãrã pierderi (cu z > 0):

I = Im sinβ(l – z)⋅cos ωt. (3.7)

116

Cu (3.7) se poate determina valoarea curentului dintr-un punct al dipolului la un moment dat.

3.1.3. Funcţia de directivitate Funcţia de directivitate a dipolului simetric este:

θβ−θβ

=θsin

lcos)coslcos()(f . (3.8)

În cazul dipolului simetric în λ/2, l = λ/4, deci 24

2l2l π=

λ⋅

λπ

=λπ

=β , iar

funcţia de directivitate este:

ε

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ επ

=θ

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ θπ

=θcos

sin2

cos

sin

cos2

cos)(f , (3.9)

unde ε = 90o – θ. În cazul în care dipolul simetric se aflã în apropierea suprafeţei

Pãmântului, se pot deosebi urmãtoarele situaţii: dipolul este situat într-un plan orizontal la înãlţimea h sau situat într-un plan vertical, având centrul de radiaţie la înãlţimea h.

În cazul situãrii în plan orizontal, funcţia care ţine seama de influenţa Pãmântului este de forma:

f2o(ϕ) = sin (βh cosϕ), (3.10) iar în cazul situãrii în plan vertical:

f2V(ϕ) = cos (βh cosϕ), (3.11) în care ϕ este unghiul considerat faţã de axa verticalã ce trece prin centrul

de radiaţie al antenei. Funcţia de directivitate a dipolului simetric vertical este

( )ϕ

β−ϕβ⋅ϕβ=ϕ

sinlcos)coslcos(coshcos)(g . (3.12)

13.4. Caracteristica de directivitate

Reprezentarea graficã a funcţiei de directivitate este caracteristica de directivitate a dipolului simetric. Din relaţia (3.8) rezultã cã, în cazul dipolului simetric, caracteristica de directivitate depinde, pe lângã θ şi de raportul l/λ

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

λπ=

λπ

=βl2l2l . În figura 13.5 sunt reprezentate caracteristicile de

directivitate ale dipolului simetric pentru diferite valori ale raportului l/λ. Se observã din figurã cã, odatã cu creşterea raportului, se micşoreazã unghiul de deschidere al caracteristicii de directivitate. Pentru l/λ > 0,5, pe lângã lobul principal, care are direcţia de radiaţie maximã pe axa dipolului apar şi lobi secundari al cãror nivel creşte odatã cu creşterea raportului l/λ. Pentru l = λ, lobul principal dispare complet, iar lobii secundari devin preponderenţi.

117

Fig. 3.5 Caracteristici de directivitate ale dipolului simetric

Caracteristicile prezentate în figura 3.5 sunt caracteristici plane ale

dipolului, situate într-un plan care conţine axa dipolului. Într-un plan pe axa de simetrie, caracteristica de directivitate este un cerc. Caracteristica spaţialã de directivitate se obţine prin rotirea caracteristicilor plane de directivitate prezentate în figura 3.5 în jurul axei de simetrie.

Caracteristicile prezentate se referã la cazul în care dipolul simetric este izolat în spaţiu. În cazurile în care antena este instalatã la o anumitã înãlţime h deasupra suprafeţei Pãmântului, consideratã perfect conductoare şi planã, caracteristica de directivitate în plan vertical capãtã caracter lobular. Numãrul lobilor depinde de raportul h/λ şi creşte odatã cu creşterea raportului.

În figura 3.6 sunt prezentate caracteristicile plane de directivitate, influenţate de suprafaţa Pãmântului, ale dipolului simetric în trei cazuri:

a) a dipolului vertical în plan vertical; b) a dipolului orizontal în planul care conţine axa dipolului; c) într-un plan perpendicular pe axa dipolului.

Fig. 3.6 Influenţa Pãmântului asupra caracteristicilor de directivitate

Înfãşurãtorile caracteristicilor (curbele punctate), reprezintã caracteristicile de directivitate ale dipolului simetric izolat în spaţiu. În cazul în care raportul h/λ este foarte mare, aceste caracteristici sunt „umplute“ de cãtre un numãr mare de lobi.

În cazurile reale, datoritã faptului cã solul nu este perfect conductor, caracteristicile de directivitate obţinute pe cale teoreticã suferã unele modificãri. Numãrul lobilor scade cu scãderea conductibilitãţii solului. Direcţiile de radiaţie nulã devin direcţii de radiaţie minimã. 118

3.1.5. Impedanţa de intrare Dipolul simetric este pentru emiţãtor o sarcinã complexã. Impedanţa de

intrare a dipolului simetric are expresia: Zi = RΣ + Rp + Rref + j(Xi + Xref). (3.7)

unde RΣ, Rp şi Xi au semnificaţiile cunoscute, iar Rref şi Xref sunt rezistenţa, respectiv impedanţa reflectatã, care apar dacã în apropierea dipolului se gãsesc obiecte metalice.

Dintre toate componentele impedanţei de intrare se pot calcula efectiv doar RΣ şi Xi, celelalte obţinându-se pe cale experimentalã.

Pentru cazul particular al dipolului în λ/2 rezultã RΣ = 73,08 Ω. Reactanţa proprie Xi poate fi calculatã utilizând relaţia de la liniile lungi

Xi = –Zcctgβl, (3.8) Unde Zc este impedanţa caracteristicã.

3.1.6. Lungimea de undã proprie Lungimea de undã proprie este lungimea de undã maximã pentru care

intrã în rezonanţã antena şi este datã de relaţia: λ0 = 4l (3.8 a)

ceea ce rezultã din (3.8) conform cãreia componenta Xi a impedanţei de intrare este nulã dacã lungimea braţului dipolului este egalã cu λ/4, 3λ/4, 5λ/4, … . În realitate componenta reactivã este egalã cu zero în cazurile în care lungimea braţului dipolului, l, este cu puţin mai micã decât λ/4, 3λ/4, 5λ/4, … . Cauza acestei nepotriviri se datoreşte diferenţei care existã între o linie lungã şi un dipol simetric.

Astfel, în cazul dipolului scurtat cu Δl, lungimea de undã proprie este datã de relaţia:

λ0 = 4(l – Δl), (3.9) unde: l este lungimea dipolului nescurtat,

Δl – lungimea cu cât trebuie scurtat dipolul pentru ca reactanţa lui sã devinã nulã. Δl se calculeazã cu relaţia:

c

0

ZXarctg1l

β=Δ ,

unde X0 este reactanţa de intrare a dipolului simetric corespunzãtoare lui l = λ/4, 3λ/4, 5λ/4, …

3.1.7. Înãlţimea efectivã

În cazul dipolului simetric, când lungimea acestuia este mai micã decât lungimea de undã (2l < λ), înãlţimea efectivã are urmãtoarea expresie:

0

l

lz

ef I

dzIh

∫−= , (3.10)

119

unde I0 = Im sinβl, iar Iz = Im sinβ(l – z). Calculând integrala se obţine:

2ltghef

βπλ

= . (3.11)

Pentru dipolul simetric în λ/2, rezultã:

πλ

=efh . (3.12)

În cazul în care distribuţia curentului nu este sinusoidalã, relaţia de calcul

este:

0

max0ef I30

Erhβ⋅

= , (3.13)

unde: Emax este valoarea intensitãţii câmpului electric pe direcţia de

radiaţie maximã, la distanţa r0 de punctul considerat.

3.1.8. Coeficientul de directivitate Pentru dipolul simetric coeficientul de directivitate se obţine din relaţia

(2.28), ajungându-se prin înlocuiri corespunzãtoare la: ( )

Σ

⋅β=

Rh30D

2ef . (3.14)

În cazul dipolului simetric în λ/2, hef = λ/π, iar RΣ ≈ 73,1 Ω. Pentru aceste valori se obţine D = 1,64.

3.1.9. Tipuri de dipoli simetrici

Dipolul obţinut dintr-un dipol liniar, cilindric, tãiat la mijloc şi alimentat în punctele unde a fost tãiat a fost denumit dipol cilindric tãiat. Din categoria dipolilor tãiaţi mai fac parte şi dipolul biconic (fig. 3.7 a) şi dipolul plan (fig. 3.7 b).

În practicã, în afarã de dipolii tãiaţi care pun probleme grele de prindere şi simetrizare, se folosesc şi dipolul buclat (fig. 3.7 c şi d), dipolul şuntat (fig. 3.7 e) şi dipolul combinat (fig. 3.7 f).

120

Fig. 3.7 Tipuri de dipoli simetrici

Dipolul tãiat cilindric, dipolul buclat şi chiar şi cel şuntat se utilizeazã, de

obicei, într-o bandã de frecvenţe relativ îngustã în jurul frecvenţei de rezonanţã. Celelalte tipuri enumerate sunt de bandã largã.

3.2. Construcţia şi funcţionarea antenei nesimetrice

3.2.1. Noţiuni generale Antena nesimetricã este formatã dintr-un conductor liniar izolat,

suspendat deasupra Pãmântului şi alimentat la unul din capete. De regulã, antena nesimetricã se prezintã sub formã de antenã baston (la staţiile mobile), sau sub forma unui pilon metalic (la staţiile fixe).

Antena nesimetricã se utilizeazã în toate gamele de frecvenţã ca antenã de emisie, de recepţie sau mixtã (emisie – recepţie).

Antenele nesimetrice prezintã marele avantaj cã sunt simple şi pot fi folosite la instalaţiile radiotehnice purtate de om, sau ale mijloacelor mobile (blindate, nave, avioane etc.). Pot fi realizate, instalate şi întreţinute relativ simplu.

Antena nesimetricã face parte din categoria antenelor puse la pãmânt. Punerea la pãmânt se realizeazã prin intermediul generatorului. Una din bornele de ieşire ale generatorului se leagã prin linia de alimentare la unul din capetele antenei, iar cealaltã bornã se leagã la pãmânt. Pentru a mãri randamentul antenelor nesimetrice se folosesc prizele de pãmânt sau contragreutãţile. Acestea au rolul de a mãri conductivitatea solului şi prin aceasta sã micşoreze pierderile prin sol.

Priza de pãmânt este, de regulã, un conductor, sau o reţea de conductoare care se îngroapã în pãmânt. În jurul prizei de pãmânt se pune un material care

121

menţine umezeala solului un timp mai îndelungat (sare, cãrbune etc.). Contragreutatea este o reţea radialã, sau de altã configuraţie, de

conductoare, situatã în jurul antenei nesimetrice, sub sol, pe sol sau la o anumitã înãlţime faţã de acesta. Rolul contragreutãţii este de a facilita închiderea curenţilor de deplasare care iau naştere în jurul antenei, contribuind astfel la mãrirea randamentului antenei. De asemenea, în prezenţa ei, solul se comportã ca un mediu conducãtor, ceea ce duce la îmbunãtãţirea parametrilor antenei (de exemplu, mãrirea lui Rref). Practica a demonstrat cã, din punct de vedere al micşorãrii pierderilor, contragreutatea este inferioarã unei bune prize de pãmânt.

Studiul antenelor nesimetrice puse la pãmânt (fig. 3.8 a) se face pe baza metodei imaginii. Se considerã solul perfect conductor, plan şi extins la infinit, ceea ce permite înlocuirea sistemului format din antenã şi sol, cu sistemul format din antenã şi imaginea ei faţã de nivelul solului (fig. 3.8 b).

b

Fig. 3.8 Antena nesimetricã În felul acesta se obţine un dipol simetric al cãrui studiu s-a fãcut în

paragraful 3.1. Cunoscându-se parametrii şi proprietãţile dipolului simetric, nu rãmâne altceva de fãcut decât sã se particularizeze aceste lucruri la antena nesimetricã, ţinându-se seama de condiţiile de lucru specifice acestei antene. În continuare vom prezenta parametrii antenei nesimetrice.

3.2.2. Distribuţia curentului

Distribuţia în timp a curentului într-un punct dat de pe antena nesimetricã poate fi exprimatã cu relaţia:

i = IZ cos ωt, (3.15) deoarece presupunem cã semnalul are variaţie armonicã în timp. Distribuţia curentului de-a lungul antenei rezultã de la distribuţia de la dipolul armonic. Dacã se considerã originea axei Oz la capãtul gol al antenei, se obţine:

IZ = Im sin βz. (3.16) 122

Înseamnã cã curentul într-un punct la un moment dat se exprimã prin relaţia:

i = Im sin βz cos ωt. (3.17)

Fig. 3.9 Distribuţia curentului în antena nesimetricã

În figura 3.9 este reprezentatã distribuţia curentului de-a lungul antenei

pentru diferite momente. Dupã cum rezultã şi din figurã, lungimea antenei este mai mare decât λ/4 şi mai micã decât λ/2.

3.2.3. Caracteristica de directivitate

Funcţia de directivitate a antenei este:

θβ−θβ

=θsin

lcos)coslcos()(g , (3.18)

unde, practic, –90o ≤ θ ≤ 90o. În figura 3.10 sunt reprezentate în coordonate polare, caracteristicile de

directivitate ale antenei nesimetrice, dintr-un plan vertical care cuprinde axa antenei pentru diferite rapoarte l/λ. Din figurã se observã cã cu cât creşte lungimea antenei, fasciculul undelor radio se concentreazã din ce în ce mai mult în planul orizontal, pânã la o anumitã valoare l/λ. Pentru valori mari ale raportului apar lobi secundari, al cãror nivel creşte pe mãsura creşterii acestuia. Aceastã creştere are loc în aşa fel încât pentru l = λ lobii secundari devin preponderenţi, iar radiaţia de-a lungul suprafeţei plane perfect conductoare dispare.

Fig. 3.10 Caracteristicile de directivitate ale antenei nesimetrice

123

Din figurã, se observã cã în plan orizontal antena nesimetricã nu are proprietãţi directive. Datoritã simetriei axiale, caracteristica spaţialã de directivitate se poate obţine prin rotirea caracteristicii plane de directivitate în jurul axei antenei. În plan orizontal caracteristica de directivitate este un cerc reprezentat în coordonate polare.

Cunoscându-se dinamica variaţiei caracteristicii de directivitate în funcţie de raportul l/λ, se poate alege, de la caz la caz, acea lungime a antenei, sau acea lungime de undã, care sã corespundã cel mai bine condiţiilor optime de propagare a undelor radio, direcţiei şi distanţei la care trebuie sã se recepţioneze semnalele utile.

3.2.4. Impedanţa de intrare

Impedanţa de intrare a antenei nesimetrice, în general, este o mãrime complexã. Partea realã a impedanţei de intrare se compune din rezistenţa de radiaţie, cea de pierderi şi cea reflectatã de obiectele din jurul antenei.

Partea reactivã se compune din reactanţa proprie şi cea reflectatã. Rezistenţa de radiaţie pentru o distribuţie sinusoidalã a curentului de-a

lungul antenei este datã de:

[ ]∫

π

Σ θθ

β−θβ=

2

0

2

dsin

lcos)coslcos(60R . (3.19)

RΣ pentru antena nesimetricã se poate afla şi cu relaţia aproximativã: 2

efh1600R ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛λ

=Σ [Ω]. (3.20)

Rezistenţa de pierderi se datoreazã în cea mai mare parte pierderilor în sol şi în circuitele de intrare ale receptorului. Rezistenţa aceasta este însã de numai câţiva ohmi. În cazul unor soluri favorabile, cu ajutorul unor prize de pãmânt sau contragreutãţi bune se poate reduce valoarea acesteia cu aproximativ un ohm.

Rezistenţa reflectatã, datoratã prezenţei altor antene sau a unor obiecte din vecinãtatea antenei, poate fi determinatã numai prin mãsurare. În calcule, de obicei, se neglijeazã.

Reactanţa proprie se determinã cu relaţia: Xb = –ZVctgβl, (3.21)

numai dacã l < 0,35λ, deoarece pentru lungimi mai mari distribuţia curentului de-a lungul antenei nu mai poate fi consideratã sinusoidalã.

ZV = Zc este impedanţa caracteristicã a antenei. Reactanţa reflectatã se determinã numai prin mãsurare şi de cele mai

multe ori se neglijeazã. De regulã, la o antenã datã, reactanţa de intrare nu este nulã la frecvenţa

de lucru a generatorului. Pentru a obţine o reactanţã de intrare nulã se

124

conecteazã în serie cu antena o reactanţã suplimentarã XS (fig. 3.11), care sã anuleze reactanţa antenei, ceea ce înseamnã:

XS + Xa = 0 (3.22) Dacã Xa este capacitivã, XS va fi inductivã şi invers.

Fig. 3.11 Reactanţe suplimentare În cazul staţiilor de emisie, unde frecvenţa de lucru este variabilã,

schemele de compensare ale reactanţelor sunt mai complexe, fiind formate din mai multe bobine şi condensatoare variabile şi fixe.

3.2.5. Înãlţimea efectivã

Relaţia de calcul este:

2ltg

2hef

βπλ

= . (3.23)

Pentru 4

l λ= rezultã hef = λ/2π.

125